JP4524160B2

JP4524160B2 - Design method for predistortion linearizer system

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Publication number: JP4524160B2
Application number: JP2004256552A
Authority: JP
Inventors: 信吾田中
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2004-09-03
Filing date: 2004-09-03
Publication date: 2010-08-11
Anticipated expiration: 2024-09-03
Also published as: JP2006074544A

Description

本発明は、メインアンプの前段に接続されるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法に関し、特に、プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法に関する。 The present invention relates to a design method of a predistortion linearizer system connected to a preceding stage of a main amplifier, and in particular, predistortion capable of compensating for distortion of a target main amplifier without increasing power consumption of the predistortion linearizer. The present invention relates to a method for designing a linearizer system.

図１は、本発明の設計方法の前提となるプリディストーションリニアライザシステムの構成を示す回路図である。図１において、ブランチライン（９０°ハイブリット）１１、歪発生アンプ１２、アッテネータ（減衰器）ＡｔｔＭ１３、アッテネータＡｔｔＳ１４、歪発生アンプ１５、分配器１６、分配器１７、ブランチライン１８、ブランチライン１９、ブランチライン２０、及びアッテネータＡｔｔＥ２１はプリディストーションリニアライザを構成し、その出力がメインアンプ２２に入力される。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a predistortion linearizer system which is a premise of the design method of the present invention. In FIG. 1, a branch line (90 ° hybrid) 11, a distortion generating amplifier 12, an attenuator (attenuator) AttM13, an attenuator AttS14, a distortion generating amplifier 15, a distributor 16, a distributor 17, a branch line 18, a branch line 19, and a branch The line 20 and the attenuator AttE 21 constitute a predistortion linearizer, and the output thereof is input to the main amplifier 22.

基本的な作用を説明すると、ブランチライン１１は、入力された信号（ＲＦ信号）をメインルート（歪ライン）と、９０°移相してサブルート（線形ライン）に分岐する。メインルートの信号は、歪発生アンプ１２により所定の利得で増幅される。増幅された信号には、歪成分が含まれる。そして、この信号は、アッテネータＡｔｔＭ１３により減衰量ａ分、減衰され分配器１６を介してブランチライン１８に出力される。 Explaining the basic operation, the branch line 11 branches the input signal (RF signal) 90 degrees from the main route (distortion line) to a sub route (linear line). The main route signal is amplified by the distortion generation amplifier 12 with a predetermined gain. The amplified signal includes a distortion component. This signal is attenuated by the attenuation amount a by the attenuator AttM 13 and output to the branch line 18 via the distributor 16.

一方、サブルートの信号は、アッテネータＡｔｔＳ１４により減衰量ａ分、減衰される。ここで、アッテネータＡｔｔＭ１３及びアッテネータＡｔｔＳ１４で減衰する減衰量は、等しい。そして、アッテネータＡｔｔＳ１４の出力信号は、歪発生アンプ１５により歪発生アンプ１２の利得と同利得で増幅される。このように、メインルートの歪信号は、歪発生アンプ１２により増幅された後にアッテネータＡｔｔＭ１３で減衰されるため減衰量が小さく、サブルートの信号は、アッテネータＡｔｔＳ１４で減衰された後に歪発生アンプ１５で増幅されるため減衰量が大きい。図１に示す回路は、この減衰量の差を用いて歪成分のみを取り出す回路である。歪発生アンプ１５により増幅された信号は、分配器１７によりブランチライン１８とブランチライン１９とに分配される。 On the other hand, the signal of the sub route is attenuated by the attenuation amount a by the attenuator AttS14. Here, the attenuation amount attenuated by the attenuator AttM13 and the attenuator AttS14 is equal. The output signal of the attenuator AttS 14 is amplified by the distortion generation amplifier 15 with the same gain as that of the distortion generation amplifier 12. Thus, the distortion signal of the main route is attenuated by the attenuator AttM13 after being amplified by the distortion generation amplifier 12, so that the attenuation amount is small, and the signal of the subroute is amplified by the distortion generation amplifier 15 after being attenuated by the attenuator AttS14. Therefore, the amount of attenuation is large. The circuit shown in FIG. 1 is a circuit that extracts only a distortion component using the difference in attenuation. The signal amplified by the distortion generating amplifier 15 is distributed to the branch line 18 and the branch line 19 by the distributor 17.

ブランチライン１８は、サブルートから入力された信号を９０°移相して、メインルートから入力された信号と合成する。メインルートから入力された信号及びサブルートから入力された信号は、等経路で逆位相で合成されるため、キャリア信号が相殺され歪成分のみを含む信号となる。この信号は、ブランチライン２０に出力される。 The branch line 18 shifts the signal input from the sub route by 90 ° and synthesizes it with the signal input from the main route. Since the signal input from the main route and the signal input from the sub route are synthesized with the opposite phase in the equal route, the carrier signal is canceled and the signal includes only the distortion component. This signal is output to the branch line 20.

一方、ブランチライン１９は、サブルートから入力された信号をブランチライン２０に出力する。ブランチライン２０は、メインルートから入力された信号と、サブルートから入力された信号とを合成し、９０°移相して出力する。ブランチライン２０の出力信号は、アッテネータＡｔｔＥ２１により減衰量ｂ分、減衰される。これにより、メインアンプ２２に発生する歪成分と逆位相の歪成分を含んだ入力信号が生成され、メインアンプ２２に与えられる。したがって、メインアンプ２２からは、歪成分が除去された信号が出力される。 On the other hand, the branch line 19 outputs a signal input from the sub route to the branch line 20. The branch line 20 synthesizes the signal input from the main route and the signal input from the sub route, and outputs the phase shifted by 90 °. The output signal of the branch line 20 is attenuated by the attenuation amount b by the attenuator AttE21. As a result, an input signal including a distortion component having a phase opposite to that of the distortion component generated in the main amplifier 22 is generated and applied to the main amplifier 22. Therefore, the main amplifier 22 outputs a signal from which distortion components are removed.

なお、上記メインルート及びサブルートは等経路であり、上述のようにメインアンプ２２に発生する歪成分と逆位相の歪成分を含んだ入力信号を生成する回路構成を、等経路プリディストーションリニアライザともよぶ。また、以下の説明では、これを単に、リニアライザとよぶこともある。 The main route and the sub route are equal paths, and the circuit configuration for generating an input signal including a distortion component having a phase opposite to that of the distortion component generated in the main amplifier 22 as described above is also called an equal path predistortion linearizer. . In the following description, this may be simply referred to as a linearizer.

上述のような回路構成を前提として、従来行っていたプリディストーションリニアライザシステムの設計方法について、以下に詳細に説明する。 A conventional predistortion linearizer system design method based on the above circuit configuration will be described in detail below.

このために、図１の各点におけるキャリアレベル（Ｃａｒｒｉｅｒ）と、３次歪成分（ＩＭＤ３）を以下のように計算により求める。ここで、メインアンプ２２に入力される信号レベル（Ｉｎｐｕｔ）、メインアンプ２２の３次出力インターセプト点（ＯＩＰ３）、メインアンプ２２の利得（Ｇａｉｎ）を用いると、メインアンプ２２から出力される３次歪成分ＩＭＤ３との間には以下の関係があることを用いて各計算が行われる。なお、以下に示す各式に付されている[ｄＢ]は、[ｄＢ]単位で計算されることを示す。 For this purpose, the carrier level (Carrier) and the third-order distortion component (IMD3) at each point in FIG. 1 are obtained by calculation as follows. Here, when the signal level (Input) input to the main amplifier 22, the tertiary output intercept point (OIP3) of the main amplifier 22, and the gain (Gain) of the main amplifier 22 are used, the third order output from the main amplifier 22 is obtained. Each calculation is performed using the following relationship with the distortion component IMD3. In addition, [dB] attached | subjected to each formula shown below shows calculating in [dB] unit.

Ｃａｒｒｉｅｒ＝Ｉｎｐｕｔ＋Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１）
ＩＭＤ３＝ＯＩＰ３−（ＯＩＰ３−Ｃａｒｒｉｅｒ）×３
＝ＯＩＰ３−（ＯＩＰ３−Ｉｎｐｕｔ−Ｇａｉｎ）×３[ｄＢ]…（式２） Carrier = Input + Gain [dB] (Formula 1)
IMD3 = OIP3- (OIP3-Carrier) × 3
= OIP3- (OIP3-Input-Gain) * 3 [dB] (Formula 2)

図１のブランチライン１１への入力信号レベルをＩｎｐｕｔ・１１とし、この入力信号は歪成分を持たないものとする。また、歪発生アンプ１２、１５の利得をＰＤ・Ｇａｉｎとする。 The input signal level to the branch line 11 of FIG. 1 is Input · 11, and this input signal has no distortion component. The gain of the distortion generating amplifiers 12 and 15 is PD · Gain.

そうすると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３の分配器１６での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１６及びＩＭＤ３・１６は、
Ｃａｒｒｉｅｒ・１６＝Ｉｎｐｕｔ・１１＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−６[ｄＢ]…（式３）
ＩＭＤ３・１６＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１２[ｄＢ]…（式４）
となる。なお、ここでは、各ブランチライン、分配器での結合損失は３ｄＢとして計算している（分配比１：１のため）。 Then, the output levels Carrier 16 and IMD 3 16 at the distributor 16 of the Carrier and the IMD 3 are
Carrier · 16 = Input · 11 + PD · Gain−a−6 [dB] (Formula 3)
IMD3 * 16 = 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-a-2 * PD * OIP3-12 [dB] (Formula 4)
It becomes. Here, the coupling loss in each branch line and distributor is calculated as 3 dB (because the distribution ratio is 1: 1).

Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３の分配器１７での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１７及びＩＭＤ３・１７は、
Ｃａｒｒｉｅｒ・１７＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−６[ｄＢ]…（式５）
ＩＭＤ３・１７＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１２[ｄＢ]…（式６）
となる。 The output levels Carrier 17 and IMD 3 17 at the distributor 17 of the Carrier and the IMD 3 are:
Carrier · 17 = Input · 11−a + PD · Gain−6 [dB] (Formula 5)
IMD3 * 17 = 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-3 * a-2 * PD * OIP3-12 [dB] (Formula 6)
It becomes.

図１のブランチライン１８によって、上記式３〜式６の各信号成分が、逆相で加算される。式３と式５とは等しいので、理論的には、Ｃａｒｒｉｅｒ成分は互いに打ち消しあってなくなる（−∞[ｄＢ]）。式４と式６についても逆相で加算されるが、ａが十分に大きければ、式４≫式６となるので、式６の成分を無視できるとして近似計算すると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１８での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１８及びＩＭＤ３・１８は、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１８＝−∞[ｄＢ]…（式７）
ＩＭＤ３・１８＝ＩＭＤ３・１６−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１５[ｄＢ]…（式８） 1 is added in reverse phase by the branch line 18 of FIG. Since Equation 3 and Equation 5 are equal, theoretically, the Carrier components do not cancel each other out (−∞ [dB]). Equations 4 and 6 are also added in the opposite phase. However, if a is sufficiently large, Equation 4 >> Equation 6 is obtained. Therefore, when the approximate calculation is performed assuming that the components of Equation 6 can be ignored, the branch lines 18 of Carrier and IMD3 are calculated. The output levels Carrier · 18 and IMD3 · 18 are expressed as follows.
Carrier · 18 = −∞ [dB] (Expression 7)
IMD3 • 18 = IMD3 • 16-3
= 3 × Input · 11 + 3 × PD · Gain−a−2 × PD · OIP3-15 [dB] (Expression 8)

Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１９での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１９及びＩＭＤ３・１９は、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１９＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１７−３
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−９[ｄＢ]…（式９）
ＩＭＤ３・１９＝ＩＭＤ３・１７−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１５[ｄＢ]…（式１０） The output levels Carrier · 19 and IMD3 · 19 at the carrier and IMD3 branch lines 19 are expressed as follows.
Carrier 19 = Carrier 17-3
= Input · 11−a + PD · Gain−9 [dB] (Equation 9)
IMD3 • 19 = IMD3 • 17-3
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-3 * a-2 * PD * OIP3-15 [dB] (Formula 10)

図１のブランチライン２０によって、上記式７〜式１０の各信号成分が、逆相で加算される。式７が−∞[ｄＢ]、すなわち、信号成分なしなので、Ｃａｒｒｉｅｒ成分の式９のみとなる。式８と式１０についても逆相で加算されるが、ａが十分に大きければ、式８≫式１０となるので、式１０の成分を無視できるとして近似計算すると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のアッテネータＡｔｔＥ２１での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・２１及びＩＭＤ３・２１は、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１９−３−ｂ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２[ｄＢ]…（式１１）
ＩＭＤ３・２１＝ＩＭＤ３・１８−３−ｂ
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−ｂ−１８[ｄＢ]…（式１２） 1 is added in reverse phase by the branch line 20 in FIG. Since Equation 7 is −∞ [dB], that is, there is no signal component, only Equation 9 of the Carrier component is obtained. Equations 8 and 10 are also added in the opposite phase. However, if a is sufficiently large, Equation 8 >> Equation 10 is obtained. Therefore, when the approximate calculation is performed assuming that the components of Equation 10 can be ignored, the attenuator AttE21 of Carrier and IMD3 is The output levels Carrier · 21 and IMD3 · 21 are expressed as follows.
Carrier · 21 = Carrier · 19-3-b
= Input · 11−a + PD · Gain−b−12 [dB] (Formula 11)
IMD3 · 21 = IMD3 · 18-3-b
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-a-2 * PD * OIP3-b-18 [dB] (Formula 12)

図１のメインアンプ２２には、式１１のＣａｒｒｉｅｒが入力される。メインアンプ２２の利得Ｍ・Ｇａｉｎと３次出力インターセプト点Ｍ・ＯＩＰ３を用いると、メインアンプ２２から出力されるＣａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３成分の出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・Ｍ及びＩＭＤ３・Ｍは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・Ｍ＝Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２＋Ｍ・Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１３）
ＩＭＤ３・Ｍ＝Ｍ・ＯＩＰ３−（Ｍ・ＯＩＰ３−Ｃａｒｒｉｅｒ・Ｍ）×３
＝−２×Ｍ・ＯＩＰ３＋３×Ｉｎｐｕｔ・１１−３×ａ＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ｂ−３６＋３×Ｍ・Ｇａｉｎ [ｄＢ]…（式１４） The carrier of Expression 11 is input to the main amplifier 22 in FIG. Using the gain M · Gain of the main amplifier 22 and the third-order output intercept point M · OIP3, the output levels Carrier · M and IMD3 · M of the Carrier and IMD3 components output from the main amplifier 22 are expressed as follows: The
Carrier ・ M = Carrier ・ 21 + M ・ Gain
= Input · 11−a + PD · Gain−b−12 + M · Gain [dB] (Formula 13)
IMD3 ・ M = M ・ OIP3- (M ・ OIP3-Carrier ・ M) × 3
= -2 * M * OIP3 + 3 * Input * 11-3 * a + 3 * PD * Gain-3 * b-36 + 3 * M * Gain [dB] ... (Formula 14)

式１２のＩＭＤ３成分がメインアンプ２２で歪むことなく増幅されるとすると、その値は、下記のように表される。
ＩＭＤ３・ＰＤ＝ＩＭＤ３・２１＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝ＩＭＤ３・１８−３−ｂ
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−ｂ−１８＋Ｍ・Ｇａｉｎ[ｄＢ]…（式１５） Assuming that the IMD3 component of Expression 12 is amplified without distortion by the main amplifier 22, the value is expressed as follows.
IMD3 ・ PD = IMD3 ・ 21 + M ・ Gain
= IMD3 · 18-3-b
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-a-2 * PD * OIP3-b-18 + M * Gain [dB] (Formula 15)

ここで、メインアンプ２２の出力時のＩＭＤ３を考えてみると、リニアライザがない場合のメインアンプ２２の歪レベルが、式１４である。これに対して、式１５は、リニアライザ１５が発生した逆相の歪である。したがって、式１４＝式１５となれば、歪成分が相殺しあって歪補償が実現されることになる。 Here, considering the IMD 3 at the time of output of the main amplifier 22, the distortion level of the main amplifier 22 when there is no linearizer is expressed by Equation 14. On the other hand, Expression 15 is a reverse-phase distortion generated by the linearizer 15. Therefore, if Expression 14 = Expression 15, the distortion components cancel each other and distortion compensation is realized.

ここで、具体的な数値を用いて、上記式１４及び式１５をグラフ化してみる。図２は、従来の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。図２においては、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝Ｍ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]と固定して、ＰＤ・ＯＩＰ３、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝３３として示している。また、図２においては、横軸のａを変化させており、ｂ＝０で固定している。また、Ｉｎｐｕｔ・１１＝−１０[ｄＢ]としている。 Here, the above formulas 14 and 15 are graphed using specific numerical values. FIG. 2 is a graph for explaining a calculation example in the conventional design method. In FIG. 2, PD · Gain = M · Gain = 21 [dB] is fixed, and PD · OIP3 and M · OIP3 are changed to three values of +17, +25 and +33 [dBm], respectively. Show as IMD3 / M / OIP3 = 17, IMD3 / PD / OIP3 = 17, IMD3 / M / OIP3 = 25, IMD3 / PD / OIP3 = 25, IMD3 / M / OIP3 = 33, IMD3 / PD / OIP3 = 33 Yes. In FIG. 2, a on the horizontal axis is changed and is fixed at b = 0. Input · 11 = −10 [dB].

図２において、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７とＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５とＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝２５との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３とＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝３３との交点が、上記相殺条件（式１４＝式１５）を満たす。例えば、図２の○で示すように、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７のとき、ａ＝１２で相殺条件が満たされている。 In FIG. 2, the intersection of IMD3 / M / OIP3 = 17 and IMD3 / PD / OIP3 = 17, the intersection of IMD3 / M / OIP3 = 25 and IMD3 / PD / OIP3 = 25, and IMD3 / M / OIP3 = 33 The intersection with IMD3 · PD · OIP3 = 33 satisfies the cancellation condition (Equation 14 = Equation 15). For example, as indicated by a circle in FIG. 2, when IMD3 · M · OIP3 = 17 and IMD3 · PD · OIP3 = 17, the cancellation condition is satisfied at a = 12.

ａ＝１２で相殺条件を満たすためには、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３でなくてはならないことが、図２の○で示す点からわかる。すなわち、メインアンプ２２のＯＩＰ３が大きくなる（すなわち大電力のものになる）と、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３も大きく（すなわち電力消費が大きいものに）しなくてはならなくなる。 It can be seen from the point indicated by ○ in FIG. 2 that in order to satisfy the cancellation condition at a = 12, IMD3 · PD · OIP3 must be IMD3 · M · OIP3. That is, when the OIP3 of the main amplifier 22 becomes large (that is, becomes high power), the OIP3 of the distortion generating amplifiers 12 and 15 must also become large (that is, power consumption is large).

また、図２に併せて示したように、例えば、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７、且つ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３のときには、ａの値を小さくしても相殺条件を満足できないことがわかる。 In addition, as shown in FIG. 2, for example, when IMD3 · PD · OIP3 = 17 and IMD3 · M · OIP3 = 33, it is understood that the cancellation condition cannot be satisfied even if the value of a is reduced. .

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては次のものがある。
スエマツノリハル、外３名（N.Suematsu, et al.），「アプリディストーションタイプイクイパスリニアライザーインクーバンド」（A Predistortion Type Equi-Path Linearizer in Ku-Band）,アジアパシフィックマイクロウェーブコンファレンスプロシーディング（APMC），トウキョウ，1990年 pp.1077-1080 Note that prior art document information relating to the invention of this application includes the following.
Suematsu Noriharu, 3 others (N. Suematsu, et al.), “A Predistortion Type Equi-Path Linearizer in Ku-Band”, Asia Pacific Microwave Conference Proceeding ( APMC), Tokyo, 1990 pp.1077-1080

上述したように、メインアンプ２２を大出力のものにしようとすると、リニアライザ内（歪発生アンプ１２、１５）での消費電力を大きくしなければならないことがわかる。これが、従来技術における大きな欠点であった。 As described above, it is understood that if the main amplifier 22 has a high output, the power consumption in the linearizer (distortion generating amplifiers 12 and 15) must be increased. This was a major drawback in the prior art.

よって本発明は、上述した現状に鑑み、プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法を提供することを課題としている。 Therefore, in view of the present situation described above, the present invention has an object to provide a design method of a predistortion linearizer system that can compensate for distortion of a target main amplifier without increasing the power consumption of the predistortion linearizer. Yes.

上記課題を解決するためになされた請求項１記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法は、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む信号を生成し、この信号を主増幅手段に入力させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、前記第１の減衰手段及び前記第２の減衰手段の減衰量を変化させた場合に、前記主増幅手段で発生する歪成分と前記主増幅手段で増幅された前記逆位相の歪成分の大きさが同一となることができるように、前記第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、前記主増幅手段の利得を調整する、ことを特徴とするプリディストーションリニアライザシステムの設計方法。 The predistortion linearizer system design method according to claim 1, which has been made to solve the above-described problem, includes: a first distribution unit that distributes an input signal to a sub route with a 90 ° phase shift; and the first distribution unit. A first distortion generation amplification means for amplifying the signal branched to the main route by the distribution means to generate a distortion component in the signal, and a signal amplified by the first distortion generation amplification means. First attenuating means for attenuating by a predetermined amount, second attenuating means for attenuating the signal branched to the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount, and the first distortion. Second distortion generating and amplifying means for amplifying the signal attenuated by the second attenuating means to have the same amplitude as the signal of the main route, having the same characteristics as the generating and amplifying means The above A distortion component having a phase opposite to that of the main amplification means is included based on the main route signal attenuated by the first attenuation means and the sub-root signal amplified by the second distortion generation amplification means. A predistortion linearizer system design method for generating a signal and inputting the signal to a main amplifying unit , wherein the attenuation amount of the first attenuating unit and the second attenuating unit is changed. The third order of the first and second distortion generating and amplifying means so that the magnitude of the distortion component generated by the main amplifying means and the magnitude of the anti-phase distortion component amplified by the main amplifying means can be the same. A design method of a predistortion linearizer system, characterized in that the gain of the main amplification means is adjusted without increasing the value of the output intercept point.

請求項１記載の発明によれば、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、第１の分配手段によりメインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、第１の分配手段によりサブルートに分岐された信号を第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、第２の減衰手段により減衰された信号を、メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有するプリディストーションリニアライザ、及び、このリニアライザからの信号を入力する歪補償される主増幅手段、から構成されるプリディストーションリニアライザシステムにおいて、前記第１の減衰手段及び前記第２の減衰手段の減衰量を変化させた場合に、前記主増幅手段で発生する歪成分と前記主増幅手段で増幅された前記逆位相の歪成分の大きさが同一となることができるように、第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段の利得を調整することにより、この主増幅手段への入力信号を生成させる。 According to the first aspect of the present invention, the input signal is divided into the main route, the first distribution unit that shifts the phase by 90 ° and is distributed to the sub route, and the signal branched to the main route by the first distribution unit. A first distortion generating and amplifying means for amplifying the signal to generate a distortion component; a first attenuating means for attenuating the signal amplified by the first distortion generating and amplifying means by a first predetermined amount; The second attenuating means for attenuating the signal branched to the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount and the signal having the same characteristics as the first distortion generating amplifying means and attenuated by the second attenuating means From a predistortion linearizer having a second distortion generating and amplifying means for amplifying the signal so as to have the same amplitude as the signal of the main route, and a distortion-compensated main amplifying means for inputting a signal from the linearizer. Composed In predistortion linearizer system, the first when the damping means and changing the attenuation amount of the second damping means, the main distortion component generated by the amplifying means and amplified the opposite phase with said main amplifier means By adjusting the gain of the main amplifying means without increasing the value of the third-order output intercept point of the first and second distortion generating amplifying means so that the magnitudes of the distortion components can be the same. Then, an input signal to the main amplification means is generated.

上記課題を解決するためになされた請求項２記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法は、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む信号を生成し、この信号を補助増幅手段に入力させ、前記補助増幅手段の出力を主増幅手段に入力させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、前記第１の減衰手段及び前記第２の減衰手段の減衰量を変化させた場合に、前記主増幅手段で発生する歪成分と前記補助増幅手段及び前記主増幅手段で増幅された逆位相の歪成分の大きさが同一となることができるように、前記第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、前記補助増幅手段及び前記主増幅手段の利得を調整する、ことを特徴とする。 The predistortion linearizer system design method according to claim 2, which has been made to solve the above-described problem, includes a first distribution unit that distributes an input signal to a sub route with a 90 ° phase shift, and the first distribution unit. A first distortion generation amplification means for amplifying the signal branched to the main route by the distribution means to generate a distortion component in the signal, and a signal amplified by the first distortion generation amplification means. First attenuating means for attenuating by a predetermined amount, second attenuating means for attenuating the signal branched to the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount, and the first distortion. Second distortion generating and amplifying means for amplifying the signal attenuated by the second attenuating means to have the same amplitude as the signal of the main route, having the same characteristics as the generating and amplifying means The above A distortion component having a phase opposite to that of the main amplification means is included based on the main route signal attenuated by the first attenuation means and the sub-root signal amplified by the second distortion generation amplification means. A predistortion linearizer system design method for generating a signal, inputting the signal to an auxiliary amplifying means, and inputting an output of the auxiliary amplifying means to a main amplifying means, the first attenuating means and the second attenuating means. When the attenuation amount of the attenuating means is changed, the magnitude of the distortion component generated by the main amplifying means and the distortion component of the antiphase amplified by the auxiliary amplifying means and the main amplifying means may be the same. Preferably, the gains of the auxiliary amplifying means and the main amplifying means are adjusted without increasing the value of the third-order output intercept point of the first and second distortion generating amplifying means. And

請求項２記載の発明によれば、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む信号を生成し、この信号を補助増幅手段に入力させ、前記補助増幅手段の出力を主増幅手段に入力させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、前記第１の減衰手段及び前記第２の減衰手段の減衰量を変化させた場合に、前記主増幅手段で発生する歪成分と前記補助増幅手段及び前記主増幅手段で増幅された逆位相の歪成分の大きさが同一となることができるように、前記第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、前記補助増幅手段及び前記主増幅手段の利得を調整するので、主増幅手段だけでは歪補償に必要なレベルまで利得を大きくすることが困難な場合においても、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。 According to the second aspect of the present invention, the input signal is divided into the main route, the first distribution unit that shifts the phase by 90 ° and is distributed to the sub route, and the signal branched to the main route by the first distribution unit. A first distortion generating and amplifying means for amplifying the signal to generate a distortion component; a first attenuating means for attenuating the signal amplified by the first distortion generating and amplifying means by a first predetermined amount; The second attenuating means for attenuating the signal branched to the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount, and having the same characteristics as the first distortion generating amplifying means, and the second And a second distortion generating and amplifying means for amplifying the signal attenuated by the attenuating means to equalize the amplitude of the signal of the main route with the main route attenuated by the first attenuating means. And the second distortion generation amplification Based on the sub-root signal amplified by the stage, a signal including a distortion component having a phase opposite to that of the distortion component generated by the main amplification means is generated, and this signal is input to the auxiliary amplification means, and the output of the auxiliary amplification means Is a predistortion linearizer system design method in which the main amplifying means is inputted, and the distortion generated in the main amplifying means when the attenuation amounts of the first attenuating means and the second attenuating means are changed. The third-order output intercept points of the first and second distortion generating and amplifying means so that the magnitude of the component and the distortion component of the antiphase amplified by the auxiliary amplifying means and the main amplifying means can be the same. The gains of the auxiliary amplifying unit and the main amplifying unit are adjusted without increasing the value of the sub-amplifier, so that it is difficult to increase the gain to a level necessary for distortion compensation with only the main amplifying unit. Even so, the distortion of the main amplifying means can be compensated.

上記課題を解決するためになされた請求項３記載のプリディストーションリニアライザシステムの設計方法は、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、前記第１の分配手段により前記メインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、前記第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、前記第１の分配手段により前記サブルートに分岐された信号を前記第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、前記第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、前記第２の減衰手段により減衰された信号を、前記メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有し、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号と、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号とを基に、主増幅手段で発生する歪成分と逆位相の歪成分を含む入力信号を生成し、この信号を主増幅手段に入力させる、プリディストーションリニアライザシステムの設計方法であって、前記第１の減衰手段及び前記第２の減衰手段の減衰量を変化させた場合に、前記主増幅手段で発生する歪成分と前記主増幅手段で増幅された前記逆位相の歪成分の大きさが同一となることができるように、前記第１の減衰手段により減衰されたメインルートの信号の歪成分の大きさに比して、前記第２の歪発生増幅手段により増幅されたサブルートの信号の歪成分の大きさを無視できない程度に、前記第１及び第２の減衰手段の減衰量を小さくするようにして、前記入力信号を生成させる、ことを特徴とする。 The predistortion linearizer system designing method according to claim 3, which has been made to solve the above-mentioned problem, includes a first distribution means for distributing an input signal to a main route, a sub route with a 90 ° phase shift, and the first route. A first distortion generation amplification means for amplifying the signal branched to the main route by the distribution means to generate a distortion component in the signal, and a signal amplified by the first distortion generation amplification means. First attenuating means for attenuating by a predetermined amount, second attenuating means for attenuating the signal branched to the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount, and the first distortion. Second distortion generating and amplifying means for amplifying the signal attenuated by the second attenuating means to have the same amplitude as the signal of the main route, having the same characteristics as the generating and amplifying means The above A distortion component having a phase opposite to that of the main amplification means is included based on the main route signal attenuated by the first attenuation means and the sub-root signal amplified by the second distortion generation amplification means. A predistortion linearizer system design method for generating an input signal and inputting the signal to a main amplifying unit, when the attenuation amount of the first attenuation unit and the second attenuation unit is changed. The distortion of the main route attenuated by the first attenuating means so that the magnitude of the distortion component generated by the main amplifying means and the distortion component of the antiphase amplified by the main amplifying means can be the same . Attenuation of the first and second attenuation means to such an extent that the magnitude of the distortion component of the sub-route signal amplified by the second distortion generation amplification means cannot be ignored compared to the magnitude of the distortion component of the signal. amount The input signal is generated in such a manner that the signal is reduced.

請求項３記載の発明によれば、入力信号をメインルートと、９０°移相してサブルートに分配する第１の分配手段と、第１の分配手段によりメインルートに分岐された信号を、該信号に歪成分を発生させるために増幅する第１の歪発生増幅手段と、第１の歪発生増幅手段により増幅された信号を第１の所定量、減衰する第１の減衰手段と、第１の分配手段によりサブルートに分岐された信号を第１の所定量、減衰する第２の減衰手段と、第１の歪発生増幅手段と同一の特性を持ち、第２の減衰手段により減衰された信号を、メインルートの信号と振幅を等しくするために、増幅する第２の歪発生増幅手段と、を有するプリディストーションリニアライザ、及び、このリニアライザからの信号を入力する歪補償される主増幅手段、から構成されるプリディストーションリニアライザシステムにおいて、前記第１の減衰手段及び前記第２の減衰手段の減衰量を変化させた場合に、前記主増幅手段で発生する歪成分と前記主増幅手段で増幅された前記逆位相の歪成分の大きさが同一となることができるように、第１及び第２の歪発生増幅手段の減衰量を、所定の値にできるだけ近づけるようにして、主増幅手段への入力信号を生成させる。このようにすると、第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段への入力信号を生成可能になる。 According to the third aspect of the present invention, the input signal is distributed to the main route, the first distribution means for shifting the phase by 90 ° to the sub route, and the signal branched to the main route by the first distribution means. A first distortion generating and amplifying means for amplifying the signal to generate a distortion component; a first attenuating means for attenuating the signal amplified by the first distortion generating and amplifying means by a first predetermined amount; The second attenuating means for attenuating the signal branched to the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount and the signal having the same characteristics as the first distortion generating amplifying means and attenuated by the second attenuating means From a predistortion linearizer having a second distortion generating and amplifying means for amplifying the signal so as to have the same amplitude as the signal of the main route, and a distortion-compensated main amplifying means for inputting a signal from the linearizer. Composed In predistortion linearizer system, the first when the damping means and changing the attenuation amount of the second damping means, the main distortion component generated by the amplifying means and amplified the opposite phase with said main amplifier means The input signal to the main amplifying means is generated by making the attenuation amounts of the first and second distortion generating amplifying means as close as possible to a predetermined value so that the magnitudes of the distortion components can be the same. Let This makes it possible to generate an input signal to the main amplifying means without increasing the value of the tertiary output intercept point of the first and second distortion generating amplifying means.

請求項１記載の発明によれば、リニアライザに含まれる第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段の利得を調整することにより、この主増幅手段への入力信号を生成させる。したがって、第１及び第２の歪発生増幅手段での消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。 According to the first aspect of the present invention, by adjusting the gain of the main amplification means without increasing the value of the third-order output intercept point of the first and second distortion generation amplification means included in the linearizer, An input signal to the main amplification means is generated. Therefore, the distortion of the main amplification means can be compensated without increasing the power consumption in the first and second distortion generating amplification means, that is, the power consumption in the linearizer.

請求項２記載の発明によれば、主増幅手段の前段に補助増幅手段を付加し、この補助増幅手段も含めて利得を調整する。したがって、主増幅手段だけでは歪補償に必要なレベルまで利得を大きくすることが困難な場合においても、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。 According to the second aspect of the invention, the auxiliary amplifying means is added before the main amplifying means, and the gain is adjusted including the auxiliary amplifying means. Therefore, even when it is difficult to increase the gain to the level necessary for distortion compensation only with the main amplifying means, the distortion of the main amplifying means can be compensated.

請求項３記載の発明によれば、リニアライザに含まれる第１及び第２の歪発生増幅手段の減衰量を、所定の値にできるだけ近づけるようにして、主増幅手段への入力信号を生成させる。このようにすると、第１及び第２の歪発生増幅手段の３次出力インターセプト点の値を大きくすることなく、主増幅手段への入力信号を生成可能になる。したがって、第１及び第２の歪発生増幅手段での消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、主増幅手段の歪みを補償できるようになる。 According to the third aspect of the present invention, the input signals to the main amplifying means are generated by making the attenuation amounts of the first and second distortion generating amplifying means included in the linearizer as close as possible to a predetermined value. This makes it possible to generate an input signal to the main amplifying means without increasing the value of the tertiary output intercept point of the first and second distortion generating amplifying means. Therefore, the distortion of the main amplification means can be compensated without increasing the power consumption in the first and second distortion generating amplification means, that is, the power consumption in the linearizer.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

[第１実施形態]
第１実施形態において前提となる回路構成は、図１で示した通りである。すなわち、図１に示すように、歪補償されるメインアンプ２２（請求項の第１の主増幅手段に対応）には、ブランチライン１１（請求項の第１の分配手段に対応）、歪発生アンプ１２（請求項の第１の歪発生増幅手段に対応）、アッテネータＡｔｔＭ１３（請求項の第１の減衰手段に対応）、アッテネータＡｔｔＳ１４（請求項の第２の減衰手段に対応）、歪発生アンプ１５（請求項の第２の歪発生増幅手段に対応）、分配器１６、分配器１７、ブランチライン１８、ブランチライン１９、ブランチライン２０、及びアッテネータＡｔｔＥ２１から構成されるプリディストーションリニアライザが接続されている。 [First embodiment]
The circuit configuration as a premise in the first embodiment is as shown in FIG. That is, as shown in FIG. 1, the main amplifier 22 (corresponding to the first main amplifying means in the claims) subjected to distortion compensation has a branch line 11 (corresponding to the first distributing means in the claims), and distortion occurs. An amplifier 12 (corresponding to the first distortion generating amplification means in claims), an attenuator AttM13 (corresponding to the first attenuation means in claims), an attenuator AttS14 (corresponding to the second attenuation means in claims), a distortion generation amplifier 15 (corresponding to the second distortion generating and amplifying means of claim), a predistortion linearizer composed of a distributor 16, a distributor 17, a branch line 18, a branch line 19, a branch line 20, and an attenuator AttE21 is connected. Yes.

基本的な作用は上述した通りであるので重複説明は省略する。第１実施形態では、メインアンプ２２のＯＩＰ３を大きくしても、リニアライザ内の歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくせずに済むような、設計方法を提示する。 Since the basic operation is the same as described above, redundant description is omitted. In the first embodiment, a design method is presented in which even if the OIP3 of the main amplifier 22 is increased, it is not necessary to increase the OIP3 of the distortion generating amplifiers 12 and 15 in the linearizer.

ここで、具体的な数値を用いて、上記式１４及び式１５をグラフ化してみる。図３は、第１実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。図３においては、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]と固定して、ＰＤ・ＯＩＰ３、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３、ＩＭＤ３・ＰＤ・ＯＩＰ３＝３３として示している。また、図２においては、横軸のａを変化させており、ｂ＝０で固定している。また、Ｉｎｐｕｔ・１１＝−１０[ｄＢ]としている。 Here, the above formulas 14 and 15 are graphed using specific numerical values. FIG. 3 is a graph for explaining a calculation example in the design method of the first embodiment. In FIG. 3, calculation results obtained by changing PD · OIP3 and M · OIP3 to three values of +17, +25, and +33 [dBm] with PD · Gain = 21 [dB] fixed are shown respectively. OIP3 = 17, IMD3 / PD / OIP3 = 17, IMD3 / M / OIP3 = 25, IMD3 / PD / OIP3 = 25, IMD3 / M / OIP3 = 33, and IMD3 / PD / OIP3 = 33. In FIG. 2, a on the horizontal axis is changed and is fixed at b = 0. Input · 11 = −10 [dB].

図３においては、図２と同様、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝Ｍ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]と固定して、ＰＤ・ＯＩＰ３、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、図２と同符号を用いて示している。但し、図２とは、メインアンプ２２の利得を、１１、２１、３１[ｄＢ]の３種の値で変化させている点が異なる。例えば、図３のＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝１１は図２のＩＭＤ３・Ｍ・ＯＰＩ３＝１７において、メインアンプ２２の利得を１１ [ｄＢ]に設定した計算結果を示している。 In FIG. 3, similarly to FIG. 2, PD · Gain = M · Gain = 21 [dB] is fixed, and PD · OIP3 and M · OIP3 are changed to three values of +17, +25, and +33 [dBm]. The calculation results are shown using the same symbols as in FIG. However, it differs from FIG. 2 in that the gain of the main amplifier 22 is changed by three values of 11, 21, and 31 [dB]. For example, IMD3.multidot.M.multidot.MGain = 11 in FIG. 3 indicates the calculation result when the gain of the main amplifier 22 is set to 11 [dB] in the case of IMD3.multidot.M.multidot.OPI3 = 17 in FIG.

図３において、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝１１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝１１との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝２１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝２１との交点、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝３１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝３１との交点が、上記相殺条件（式１４＝式１５）を満たす。図３に示すように、メインアンプ２２の利得が１１、２１のときには相殺条件は満足されないが（ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝１１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝１１との交点なし、ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝２１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝２１との交点なし）、図３の○で示すように、メインアンプ２２の利得が３１ときには相殺条件が満足される（ＩＭＤ３・Ｍ・ＭＧａｉｎ＝３１とＩＭＤ３・ＰＤ・ＭＧａｉｎ＝３１との交点あり）。 In FIG. 3, the intersection of IMD3, M, MGain = 11 and IMD3, PD, MGain = 11, the intersection of IMD3, M, MGain = 21 and IMD3, PD, MGain = 21, and IMD3, M, MGain = 31 The intersection with IMD3 · PD · MGain = 31 satisfies the cancellation condition (Equation 14 = Equation 15). As shown in FIG. 3, when the gain of the main amplifier 22 is 11 or 21, the cancellation condition is not satisfied (there is no intersection of IMD3 · M · MGain = 11 and IMD3 · PD · MGain = 11, IMD3 · M · MGain) = 21 and IMD3 · PD · MGain = 21), as indicated by the circles in Fig. 3, when the gain of the main amplifier 22 is 31, the cancellation condition is satisfied (IMD3 · M · MGain = 31 and IMD3 · I There is an intersection with PD · MGin = 31).

したがって、メインアンプのＯＰＩ３≫歪発生アンプのＯＰＩ３であっても、メインアンプの利得を大きくすることにより、相殺条件が満足されることがわかる。これは、リニアライザ（歪発生アンプ１２、１５）の消費電力を節約できることを意味する。このように、メインアンプ２２の利得を大きくすればよい。 Therefore, it can be seen that even if OPI3 of the main amplifier >> OPI3 of the distortion generating amplifier, the cancellation condition is satisfied by increasing the gain of the main amplifier. This means that the power consumption of the linearizer (distortion generating amplifiers 12 and 15) can be saved. In this way, the gain of the main amplifier 22 may be increased.

上述のように、メインアンプ２２の利得を大きくするためには、利得の大きなものを選択すればよいが、メインアンプの利得を必要レベルまで大きくすることが困難な場合も考えられる。そのような場合には、メインアンプ２２の前段に適当な利得を有する補助アンプを付加することにより、この補助アンプとメインアンプとをあわせてトータルのアンプの利得を上げることで対応可能である。 As described above, in order to increase the gain of the main amplifier 22, a large gain may be selected. However, it may be difficult to increase the gain of the main amplifier to a necessary level. Such a case can be dealt with by adding an auxiliary amplifier having an appropriate gain in front of the main amplifier 22 to increase the gain of the total amplifier by combining the auxiliary amplifier and the main amplifier.

図４は、上記第１実施形態の設計方法による効果を説明するためのグラフである。すなわち、図４は、歪発生アンプの利得が２１[ｄＢ]、ＯＩＰ３が１７[ｄＢｍ]のリニアライザによる、メインアンプの利得が１１[ｄＢ]、ＯＩＰ３が＋２５[ｄＢｍ]の場合の測定例である。但し、この条件では、歪発生アンプのＯＩＰ３に比べてメインアンプのＯＩＰ３が大きいにもかかわらず、メインアンプの利得が小さいために、メインアンプだけでは、歪補償条件（上記相殺条件）を満足できなかった。そこで、上述のように、メインアンプの前段に、利得が１１[ｄＢ]の補助アンプを付加することにより、歪補償条件を満足できた。この結果、図４に示すように、リニアライザなしの場合と比較して、１０[ｄＢ]以上の歪補償に成功した。 FIG. 4 is a graph for explaining the effect of the design method of the first embodiment. That is, FIG. 4 is a measurement example when the gain of the main amplifier is 11 [dB] and OIP3 is +25 [dBm] by a linearizer with a gain of the distortion generation amplifier of 21 [dB] and OIP3 of 17 [dBm]. . However, under this condition, although the main amplifier gain is small even though the main amplifier OIP3 is larger than the distortion generating amplifier OIP3, the main amplifier alone can satisfy the distortion compensation condition (the cancellation condition). There wasn't. Therefore, as described above, the distortion compensation condition can be satisfied by adding an auxiliary amplifier having a gain of 11 [dB] in front of the main amplifier. As a result, as shown in FIG. 4, distortion compensation of 10 [dB] or more was successful as compared with the case without the linearizer.

このように、第１実施形態によれば、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくすることなく、メインアンプ２２の利得が大きくなるように調整することにより、このメインアンプ２２への入力信号を生成させる。したがって、歪発生アンプ１２、１５のでの消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、メインアンプ２２の歪みを補償できるようになる。 As described above, according to the first embodiment, by adjusting the gain of the main amplifier 22 without increasing the OIP3 of the distortion generating amplifiers 12 and 15, the input signal to the main amplifier 22 is adjusted. Generate. Therefore, the distortion of the main amplifier 22 can be compensated without increasing the power consumption of the distortion generating amplifiers 12 and 15, that is, the power consumption in the linearizer.

[第２実施形態]
第２実施形態においても前提となる回路構成は、図１で示した通りであり、基本的な作用も上述した通りであるので重複説明は省略する。第２実施形態でも、メインアンプ２２のＯＩＰ３を大きくしても、リニアライザ内の歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくせずに済むような、他の設計方法を提示する。 [Second Embodiment]
In the second embodiment, the premised circuit configuration is as shown in FIG. 1, and the basic operation is also as described above, so that the duplicated explanation is omitted. Also in the second embodiment, another design method is presented so that even if the OIP3 of the main amplifier 22 is increased, it is not necessary to increase the OIP3 of the distortion generating amplifiers 12 and 15 in the linearizer.

第２実施形態においては、まず、従来例と同様にして、式１〜式６の計算を行う。従来例では、ａが十分に大きければ、式４≫式６となるので、式６の成分を無視できるとして近似計算したが、実際には、式６の成分も無視できない。この点を考慮して、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１８での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１８及びＩＭＤ３・１８ａは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１８＝−∞[ｄＢ]…（式７）
ＩＭＤ３・１８ａ＝ＩＭＤ３・１６＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−２ａ／２０））−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））−１５[ｄＢ]…（式８ａ） In the second embodiment, first, equations 1 to 6 are calculated in the same manner as in the conventional example. In the conventional example, if a is sufficiently large, Equation 4 >> Equation 6 is obtained, and thus the approximate calculation is performed assuming that the component of Equation 6 can be ignored. However, the component of Equation 6 cannot actually be ignored. Considering this point, the output levels Carrier 18 and IMD 3 18 a at the branch line 18 of Carrier and IMD 3 are expressed as follows.
Carrier · 18 = −∞ [dB] (Expression 7)
IMD3 · 18a = IMD3 · 16 + 20log (1-10 ^ (-2a / 20))-3
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-a-2 * PD * OIP3 + 20 log (1-10 ^ (-a / 10))-15 [dB] (Expression 8a)

Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のブランチライン１９での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・１９及びＩＭＤ３・１９は、上述した通り、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・１９＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１７−３
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−９[ｄＢ]…（式９）
ＩＭＤ３・１９＝ＩＭＤ３・１７−３
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−３×ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−１５[ｄＢ]…（式１０） The output levels Carrier 19 and IMD 3 19 at the branch line 19 of Carrier and IMD 3 are expressed as follows as described above.
Carrier 19 = Carrier 17-3
= Input · 11−a + PD · Gain−9 [dB] (Equation 9)
IMD3 • 19 = IMD3 • 17-3
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-3 * a-2 * PD * OIP3-15 [dB] (Formula 10)

図１のブランチライン２０によって、上記式７、式８ａ〜式１０の各信号成分が、逆相で加算される。式７が−∞[ｄＢ]、すなわち、信号成分なしなので、Ｃａｒｒｉｅｒ成分の式９のみとなる。式８ａと式１０についても逆相で加算される。従来例では、ａが十分に大きければ、式８≫式１０となるので、式１０の成分を無視できるとしたが、実際には無視できない。 Each signal component of the above formulas 7 and 8a to 10 is added in reverse phase by the branch line 20 in FIG. Since Equation 7 is −∞ [dB], that is, there is no signal component, only Equation 9 of the Carrier component is obtained. Expressions 8a and 10 are also added in reverse phase. In the conventional example, if a is sufficiently large, Expression 8 >> Expression 10 is satisfied, and thus the component of Expression 10 can be ignored.

そうすると、Ｃａｒｒｉｅｒ及びＩＭＤ３のアッテネータＡｔｔＥ２１での出力レベルＣａｒｒｉｅｒ・２１及びＩＭＤ３・２１ａは、下記のように表される。
Ｃａｒｒｉｅｒ・２１＝Ｃａｒｒｉｅｒ・１９−３−ｂ
＝Ｉｎｐｕｔ・１１−ａ＋ＰＤ・Ｇａｉｎ−ｂ−１２[ｄＢ]…（式１１）
ＩＭＤ３・２１ａ＝ＩＭＤ３・１８ａ−３−ｂ＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−[２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋２ａ]／２０））
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＰＩ３−ｂ−１８＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−[１０Ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋ａ]／１０））[ｄＢ]…（式１２ａ） Then, the output levels Carrier · 21 and IMD3 · 21a at the attenuator AttE21 of Carrier and IMD3 are expressed as follows.
Carrier · 21 = Carrier · 19-3-b
= Input · 11−a + PD · Gain−b−12 [dB] (Formula 11)
IMD3 · 21a = IMD3 · 18a−3−b + 20 log (1−10 ^ (− [20 log (1−10 ^ (− a / 10)) + 2a] / 20))
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-a-2 * PD * OPI3-b-18 + 20log (1-10 ^ (-a / 10)) + 20log (1-10 ^ (-[10Log (1-10 ^ ( −a / 10)) + a] / 10)) [dB] (Formula 12a)

式１２ａのＩＭＤ３成分がメインアンプ２２で歪むことなく増幅されるとすると、その値は、下記のように表される。
ＩＭＤ３・ＰＤａ＝ＩＭＤ３・２１ａ＋Ｍ・Ｇａｉｎ
＝３×Ｉｎｐｕｔ・１１＋３×ＰＤ・Ｇａｉｎ−ａ−２×ＰＤ・ＯＩＰ３−ｂ−１８＋Ｍ・Ｇａｉｎ＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋２０ｌｏｇ（１−１０＾（−[１０ｌｏｇ（１−１０＾（−ａ／１０））＋ａ]／１０））[ｄＢ]…（式１５ａ） Assuming that the IMD3 component of Expression 12a is amplified without distortion by the main amplifier 22, the value is expressed as follows.
IMD3 ・ PDa = IMD3 ・ 21a + M ・ Gain
= 3 * Input * 11 + 3 * PD * Gain-a-2 * PD * OIP3-b-18 + M * Gain + 20log (1-10 ^ (-a / 10)) + 20log (1-10 ^ (-[10log (1-10 ^ (-A / 10)) + a] / 10)) [dB] (Equation 15a)

ここで、具体的な数値を用いて、上記式１４及び式１５ａをグラフ化してみる。図５は、第２実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。図５においては、ＰＤ・Ｇａｉｎ＝Ｍ・Ｇａｉｎ＝２１[ｄＢ]、ＰＤ・ＯＩＰ３＝１７[ｄＢ]と固定して、Ｍ・ＯＩＰ３を＋１７、＋２５及び＋３３[ｄＢｍ]の３値に変化させた計算結果をそれぞれ、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３として示している。また、図２においては、横軸のａを変化させており、ｂ＝０で固定している。また、Ｉｎｐｕｔ・１１＝−１０[ｄＢ]としている。 Here, the above formula 14 and formula 15a are graphed using specific numerical values. FIG. 5 is a graph for explaining a calculation example in the design method of the second embodiment. In FIG. 5, PD · Gain = M · Gain = 21 [dB] and PD · OIP3 = 17 [dB] are fixed, and M · OIP3 is changed to three values of +17, +25 and +33 [dBm]. The calculation results are shown as IMD3 · M · OIP3 = 17, IMD3 · M · OIP3 = 25, and IMD3 · M · OIP3 = 33, respectively. In FIG. 2, a on the horizontal axis is changed and is fixed at b = 0. Input · 11 = −10 [dB].

図５の○で示すように、ＩＭＤ３・ＰＤ実施形態と、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝１７、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝２５、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３とのそれぞれの交点が、上記相殺条件（式１４＝式１５）を満たす。図５のＩＭＤ３・ＰＤ従来例の特性に着目すると、従来例では、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝３３では相殺条件が満足されず、すなわち、歪補償がされないことがわかる。一方、ＩＭＤ３・ＰＤ実施形態の特性に着目すると、ａの値が３に近づくと、急激に低下することがわかる。このため、図５の○で示すように、ＩＭＤ３・Ｍ・ＯＩＰ３＝＋３３でも相殺条件が満足される。 As indicated by the circles in FIG. 5, the intersection points of the IMD3 / PD embodiment and IMD3 / M / OIP3 = 17, IMD3 / M / OIP3 = 25, and IMD3 / M / OIP3 = 33 Expression 14 = Expression 15) is satisfied. Focusing on the characteristics of the conventional IMD3 / PD in FIG. 5, it can be seen that in the conventional example, the cancellation condition is not satisfied when IMD3 / M / OIP3 = 33, that is, distortion compensation is not performed. On the other hand, focusing on the characteristics of the IMD3 / PD embodiment, it can be seen that when the value of a approaches 3, the value rapidly decreases. For this reason, as indicated by a circle in FIG. 5, the cancellation condition is satisfied even with IMD3 · M · OIP3 = + 33.

ａの値が３に近づくと、ＩＭＤ３・ＰＤ実施形態が急激に低下することは、以下のように説明することができる。すなわち、これは、ａの値が小さくなることにより、リニアライザにおける２つの歪発生アンプ１２、１５が発生するＩＭＤ３成分に差がなくなってくるためである。このため、例えば、ａの値を３ｄＢとすると、ブランチライン１８での減算において、式４と式６との差が６ｄＢとなる。よって、ブランチライン１８での減算されたＩＭＤ３は６ｄＢ減衰される。一方、ブランチライン１９の出力を示す式１０の値も、式８ａの値よりも６ｄＢ減衰される。この結果、ブランチライン２０での減算において、歪信号は完全になくなる。 The fact that the IMD3 • PD embodiment rapidly decreases as the value of a approaches 3 can be explained as follows. That is, this is because the difference between the IMD3 components generated by the two distortion generating amplifiers 12 and 15 in the linearizer disappears as the value of a decreases. Therefore, for example, if the value of a is 3 dB, the difference between Expression 4 and Expression 6 is 6 dB in the subtraction on the branch line 18. Therefore, the subtracted IMD3 at the branch line 18 is attenuated by 6 dB. On the other hand, the value of Expression 10 indicating the output of the branch line 19 is also attenuated by 6 dB from the value of Expression 8a. As a result, in the subtraction at the branch line 20, the distortion signal is completely eliminated.

このように、第２実施形態によれば、歪発生アンプ１２、１５の減衰量ａを、３にできるだけ近づけるようにして、メインアンプ２２への入力信号を生成させる。このようにすると、歪発生アンプ１２、１５のＯＩＰ３を大きくすることなく、メインアンプ２２への入力信号を生成可能になる。したがって、歪発生アンプ１２、１５のでの消費電力、すなわち、リニアライザ内での消費電力を増大させることなく、メインアンプ２２の歪みを補償できるようになる。 Thus, according to the second embodiment, the input signal to the main amplifier 22 is generated by making the attenuation amount a of the distortion generating amplifiers 12 and 15 as close as possible to 3. In this way, an input signal to the main amplifier 22 can be generated without increasing the OIP3 of the distortion generating amplifiers 12 and 15. Therefore, the distortion of the main amplifier 22 can be compensated without increasing the power consumption of the distortion generating amplifiers 12 and 15, that is, the power consumption in the linearizer.

以上のように、本発明によれば、プリディストーションリニアライザの消費電力を増大させることなく、対象となるメインアンプの歪を補償することができるプリディストーションリニアライザシステムの設計方法を提供することができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a design method for a predistortion linearizer system that can compensate for distortion of a target main amplifier without increasing the power consumption of the predistortion linearizer.

本発明の設計方法の前提となるプリディストーションリニアライザシステムの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the predistortion linearizer system used as the premise of the design method of this invention. 従来の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。It is a graph for demonstrating the example of a calculation in the conventional design method. 第１実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。It is a graph for demonstrating the example of a calculation in the design method of 1st Embodiment. 第１実施形態の設計方法による効果を説明するためのグラフである。It is a graph for demonstrating the effect by the design method of 1st Embodiment. 第２実施形態の設計方法における計算例を説明するためのグラフである。It is a graph for demonstrating the example of a calculation in the design method of 2nd Embodiment.

Explanation of symbols

１１、１８、１９、２０ブランチライン
１３、１４、２１アッテネータ
１２、１５歪発生アンプ
１６、１７分配器
２２メインアンプ 11, 18, 19, 20 Branch line 13, 14, 21 Attenuator 12, 15 Distortion generating amplifier 16, 17 Divider 22 Main amplifier

Claims

First distribution means for distributing the input signal to the main route and to the sub route with a 90 ° phase shift;
First distortion generation amplification means for amplifying the signal branched to the main route by the first distribution means to generate distortion components in the signal;
First attenuation means for attenuating the signal amplified by the first distortion generation amplification means by a first predetermined amount;
Second attenuating means for attenuating the signal branched into the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount;
Second distortion generating and amplifying means for amplifying a signal having the same characteristics as the first distortion generating and amplifying means to make the signal attenuated by the second attenuating means equal in amplitude to the signal of the main route And having
Based on the main route signal attenuated by the first attenuating means and the sub route signal amplified by the second distortion generating amplifying means, a distortion component having a phase opposite to that of the main amplifying means is generated. generates a signal including, for inputting the signal to the main amplifying means, a method of designing a predistortion linearizer system,
The magnitudes of the distortion component generated by the main amplification means and the antiphase distortion component amplified by the main amplification means when the attenuation amounts of the first attenuation means and the second attenuation means are changed. The gain of the main amplifying means is adjusted without increasing the value of the third output intercept point of the first and second distortion generating amplifying means so that they can be the same .
A method for designing a predistortion linearizer system.

First distribution means for distributing the input signal to the main route and to the sub route with a 90 ° phase shift;
  First distortion generation amplification means for amplifying the signal branched to the main route by the first distribution means to generate distortion components in the signal;
  First attenuation means for attenuating the signal amplified by the first distortion generation amplification means by a first predetermined amount;
  Second attenuating means for attenuating the signal branched into the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount;
  Second distortion generating and amplifying means for amplifying a signal having the same characteristics as the first distortion generating and amplifying means to make the signal attenuated by the second attenuating means equal in amplitude to the signal of the main route And having
  Based on the main route signal attenuated by the first attenuating means and the sub route signal amplified by the second distortion generating amplifying means, a distortion component having a phase opposite to that of the main amplifying means is generated. A predistortion linearizer system design method, wherein the signal is input to auxiliary amplification means, and the output of the auxiliary amplification means is input to main amplification means,
  When the attenuation amounts of the first attenuation unit and the second attenuation unit are changed, the distortion component generated by the main amplification unit and the antiphase distortion amplified by the auxiliary amplification unit and the main amplification unit The gains of the auxiliary amplifying means and the main amplifying means can be obtained without increasing the value of the third output intercept point of the first and second distortion generating amplifying means so that the magnitudes of the components can be the same. Adjust the
  A method for designing a predistortion linearizer system.

First distribution means for distributing the input signal to the main route and to the sub route with a 90 ° phase shift;
First distortion generation amplification means for amplifying the signal branched to the main route by the first distribution means to generate distortion components in the signal;
First attenuation means for attenuating the signal amplified by the first distortion generation amplification means by a first predetermined amount;
Second attenuating means for attenuating the signal branched into the sub-route by the first distributing means by the first predetermined amount;
Second distortion generating and amplifying means for amplifying a signal having the same characteristics as the first distortion generating and amplifying means to make the signal attenuated by the second attenuating means equal in amplitude to the signal of the main route And having
Based on the main route signal attenuated by the first attenuating means and the sub route signal amplified by the second distortion generating amplifying means, a distortion component having a phase opposite to that of the main amplifying means is generated. generates an input signal comprising, inputting the signal to the main amplifying means, a method of designing a predistortion linearizer system,
The magnitudes of the distortion component generated by the main amplification means and the antiphase distortion component amplified by the main amplification means when the attenuation amounts of the first attenuation means and the second attenuation means are changed. so it can be the same, the first relative to the magnitude of the distortion component of the main routes of the signal attenuated by the attenuation means, signal sub-route that has been amplified by the second distortion generating amplifier means Generating the input signal by reducing the attenuation amount of the first and second attenuation means to such an extent that the magnitude of the distortion component cannot be ignored.
A method for designing a predistortion linearizer system.