JP4466089B2 - Power factor correction circuit - Google Patents
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Description
本発明は、簡単で安価な力率改善回路に関し、特にその制御回路を構成する技術に関する。 The present invention relates to a simple and inexpensive power factor correction circuit, and more particularly to a technique for configuring the control circuit.
図８に従来の力率改善回路の構成図を示す（特許文献１）。図８に示す力率改善回路において、交流電源Ｖａｃの交流電圧を整流する全波整流回路Ｂの出力両端Ｐ１及びＰ２には、昇圧リアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒｓｈからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース間）には、ダイオードＤｏと平滑コンデンサＣｏとからなる直列回路が接続され、平滑コンデンサＣｏの両端には、負荷Ｒｏが接続されている。ダイオードＤｏと平滑コンデンサＣｏとで整流平滑回路を構成している。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
FIG. 8 shows a configuration diagram of a conventional power factor correction circuit (Patent Document 1). In the power factor correction circuit shown in FIG. 8, the output terminals P1 and P2 of the full-wave rectifier circuit B that rectifies the AC voltage of the AC power supply Vac are composed of a boost reactor L1, a switch Q1 including a MOSFET, and a current detection resistor Rsh. A series circuit is connected. A series circuit composed of a diode Do and a smoothing capacitor Co is connected to both ends (between drain and source) of the switch Q1, and a load Ro is connected to both ends of the smoothing capacitor Co. The diode Do and the smoothing capacitor Co constitute a rectifying / smoothing circuit. The switch Q1 is turned on / off by PWM control of the
電流検出抵抗Ｒｓｈは、全波整流回路Ｂの負極側出力端Ｐ２とスイッチＱ１の一端及び平滑コンデンサＣｏの一端との間に接続され、全波整流回路Ｂに流れる入力電流を検出する。 The current detection resistor Rsh is connected between the negative output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B and one end of the switch Q1 and one end of the smoothing capacitor Co, and detects an input current flowing through the full-wave rectifier circuit B.
制御回路１０は、出力電圧検出オペアンプ１１、乗算器１２０、電流検出オペアンプ１３０、パルス幅変調器１４０を有して構成される。
The
出力電圧検出オペアンプ１１は、平滑コンデンサＣｏの電圧と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し、誤差電圧を生成して乗算器１２０に出力する。乗算器１２０は、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧と全波整流回路Ｂの正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を電流検出オペアンプ１３０に出力する。
The output voltage detection
電流検出オペアンプ１３０は、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出された入力電流に比例した電圧と乗算器１２０からの乗算出力電圧との誤差を増幅し、誤差電圧を生成してこの誤差電圧を入力信号としてパルス幅変調器１４０に出力する。
The current detection
パルス幅変調器１４０は、その内部で生成される三角波信号と電流検出オペアンプ１３０からの入力信号とを比較する。そして、入力信号の値が三角波信号の値以上のときに例えばオンで、入力信号の値が三角波信号の値未満のときに例えばオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。
The pulse width modulator 140 compares the triangular wave signal generated therein and the input signal from the current detection
交流電源Ｖａｃからの入力電圧（交流電圧）を全波整流回路Ｂで整流した全波整流電圧は、半サイクル毎に正弦波の形をしている。乗算器１２０は、全波整流回路Ｂからの半サイクル正弦波電圧を入力し、また、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧を入力し、この２つの電圧を乗算することにより正弦波の大きさを変えて出力する。電流検出オペアンプ１３０は、乗算器１２０からの半サイクル正弦波電圧と入力電流によって発生した電流検出抵抗Ｒｓｈに比例した電圧とを比較して、入力電流が半サイクルの正弦波になるように制御している。これにより、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流を半サイクル毎に交流電源Ｖａｃの入力電圧と相似形の正弦波にすることができるので、力率を改善できる。
The full-wave rectified voltage obtained by rectifying the input voltage (AC voltage) from the AC power supply Vac by the full-wave rectifier circuit B has a sine wave shape every half cycle. The
次に、このように構成された力率改善回路の動作を説明する。まず、スイッチＱ１がオンすると、Ｂ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒｓｈ→Ｂに電流が流れる。この電流は、時間の経過とともに直線的に増大していく。 Next, the operation of the power factor correction circuit configured as described above will be described. First, when the switch Q1 is turned on, a current flows from B → L1 → Q1 → Rsh → B. This current increases linearly with time.
次に、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わるとき、昇圧リアクトルＬ１に誘起された電圧によりスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、スイッチＱ１がオフとなるため、スイッチＱ１に流れる電流は零になる。また、Ｌ１→Ｄｏ→Ｃｏで電流が流れて、負荷Ｒｏに電力が供給される。 Next, when the switch Q1 changes from the on state to the off state, the voltage of the switch Q1 rises due to the voltage induced in the boost reactor L1. Further, since the switch Q1 is turned off, the current flowing through the switch Q1 becomes zero. Further, a current flows through L1 → Do → Co, and power is supplied to the load Ro.
なお、従来の力率改善回路の関連技術として例えば、特許文献２がある。
しかしながら、図８に示す昇圧型の力率改善回路は、（１）電流検出抵抗Ｒｓｈで電流を検出して、電流検出オペアンプ１３０、パルス幅変調器１４０を通り、スイッチＱ１をＰＷＭ制御して、電流をコントロールするループ、（２）平滑コンデンサＣｏの出力電圧を検出して出力電圧検出オペアンプ１１、乗算器１２０、電流検出オペアンプ１３０、パルス幅変調器１４０を通ってスイッチＱ１を制御し出力電圧をコントロールするループ、（３）全波整流回路Ｂからの電圧を検出して乗算器１２０、パルス幅変調器１４０を通ってスイッチＱ１を制御し出力電圧をコントロールするループの３つの負帰還ループを有している。このため、力率改善回路の部品点数も多く、力率改善回路を安定に制御することが困難である。また、力率改善回路の部品点数が多いため、回路の調整が複雑化している。
However, the step-up power factor correction circuit shown in FIG. 8 (1) detects the current with the current detection resistor Rsh, passes through the current detection
本発明は、力率を改善でき、しかも、負帰還ループを減らすことにより回路を安定に制御できる力率改善回路を提供することにある。 It is an object of the present invention to provide a power factor correction circuit that can improve the power factor and that can stably control the circuit by reducing the negative feedback loop.
本発明は上述した課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流電源の交流電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルとスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフして前記交流電源の力率を改善するとともに、整流平滑回路により直流の出力電圧を得る力率改善回路であって、前記整流回路又は前記スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記誤差電圧生成手段で生成された誤差電圧と三角波信号とを比較し、該誤差電圧に応じてパルス幅が変化する第１パルス信号を生成する第１パルス幅変調手段と、前記第１パルス幅変調手段からの第１パルス信号に応じて、前記電流検出手段で検出された電流に比例した電圧を変調させる変調手段と、前記変調手段によって変調された電圧の高周波成分を除去して平滑化するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力と三角波信号とを比較し、該出力と（１−Ｄ（デューティーサイクル））とが比例するようにパルス幅が変化する第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号を前記スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御する第２パルス幅変調手段とを有することを特徴とする。
The present invention has the following configuration in order to solve the above-described problems. The invention according to
請求項１の発明によれば、変調手段は、誤差電圧生成手段からの誤差電圧（直流電圧）と三角波信号とを比較し、該誤差電圧に応じてパルス幅が変化する第１パルス信号に応じて、電流検出手段により検出された電流に比例した電圧（半サイクルの正弦波電圧）をパルス変調させ、さらにフィルタ手段で平滑化することにより、入力と相似形の半サイクルの正弦波の出力電圧を第２パルス幅変調手段に出力する。第２パルス幅変調手段は、フィルタ手段の出力と三角波信号とを比較し、該出力と（１−Ｄ（デューティーサイクル））とが比例するようにパルス幅が変化する第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号をスイッチに印加して出力電圧を所定電圧に制御する。即ち、入力電流波形と第２パルス幅変調手段の入力電圧波形とが相似形となるので、力率を改善することができる。また、負帰還ループを減らすことができるため、回路を安定に制御できる。 According to the first aspect of the present invention, the modulating means compares the error voltage (DC voltage) from the error voltage generating means with the triangular wave signal, and responds to the first pulse signal whose pulse width changes according to the error voltage. Then, a voltage proportional to the current detected by the current detection means (half-cycle sine wave voltage) is pulse-modulated and then smoothed by the filter means, so that the output voltage of the half-cycle sine wave similar to the input is obtained. Is output to the second pulse width modulation means. The second pulse width modulation means compares the output of the filter means with the triangular wave signal, and generates a second pulse signal whose pulse width changes so that the output is proportional to (1-D (duty cycle)). The second pulse signal is applied to the switch to control the output voltage to a predetermined voltage. That is, since the input current waveform and the input voltage waveform of the second pulse width modulation means are similar, the power factor can be improved. Further, since the negative feedback loop can be reduced, the circuit can be stably controlled.
請求項２の発明は、請求項１記載の力率改善回路において、前記変調手段は、前記第１パルス幅変調手段からの第１パルス信号がゲートに印加されることによりオン／オフして前記電流検出手段で検出された電流に比例した電圧をパルス変調させるＭＯＳＦＥＴを有することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the power factor correction circuit according to the first aspect, the modulation means is turned on / off by applying a first pulse signal from the first pulse width modulation means to the gate. It has a MOSFET for pulse-modulating a voltage proportional to the current detected by the current detection means.
請求項３の発明は、請求項１記載の力率改善回路において、前記変調手段は、前記第１パルス幅変調手段からの第１パルス信号がアノードに印加されることによりオン／オフして前記電流検出手段で検出された電流に比例した電圧をパルス変調させるダイオードを有することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the power factor correction circuit according to the first aspect, the modulation means is turned on / off by applying a first pulse signal from the first pulse width modulation means to the anode. It has a diode for pulse-modulating a voltage proportional to the current detected by the current detection means.
請求項４の発明は、交流電源の交流電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルとスイッチとの直列回路に入力して前記スイッチによりオン／オフして前記交流電源の力率を改善するとともに、整流平滑回路により直流の出力電圧を得る力率改善回路であって、前記整流回路又は前記スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記電流検出手段で検出された電流に比例した電圧と三角波信号とを比較し、該電圧に応じてパルス幅が変化する第１パルス信号を生成する第１パルス幅変調手段と、前記第１パルス幅変調手段からの第１パルス信号に応じて、前記誤差電圧生成手段で生成された電圧を変調させる変調手段と、前記変調手段で変調された電圧の高周波成分を除去して平滑化するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力と三角波信号とを比較し、該出力と（１−Ｄ（デューティーサイクル））とが比例するようにパルス幅が変化する第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号を前記スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御する第２パルス幅変調手段と、を有することを特徴とする。 The invention according to claim 4 improves the power factor of the AC power source by inputting a rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage of the AC power source with a rectifier circuit into a series circuit of a boosting reactor and a switch and turning on / off the switch And a power factor correction circuit for obtaining a DC output voltage by a rectifying / smoothing circuit, a current detecting means for detecting a current flowing in the rectifying circuit or the switch, and amplifying an error between the output voltage and a predetermined reference voltage. The error voltage generating means for generating the error voltage and the voltage proportional to the current detected by the current detecting means and the triangular wave signal are compared, and a first pulse signal whose pulse width changes according to the voltage is generated. First pulse width modulating means for modulating the voltage generated by the error voltage generating means in accordance with the first pulse signal from the first pulse width modulating means, and the modulating means Filter means for smoothing and removing high frequency components of the modulated voltage in a comparison between the output and the triangular wave signal of the filter means, and output as (1-D (the duty cycle)) and is proportional to And second pulse width modulation means for generating a second pulse signal having a pulse width that changes and applying the second pulse signal to the switch to control the output voltage to a predetermined voltage.
請求項４の発明によれば、変調手段は、電流検出手段により検出された電流に比例した電圧（半サイクルの正弦波電圧）と三角波信号とを比較し、該電圧に応じてパルス幅が変化する第１パルス信号に応じて、誤差電圧生成手段からの誤差電圧（直流電圧）をパルス変調させ、さらにフィルタ手段で平滑化することにより、入力と相似形の半サイクルの正弦波の出力電圧を第２パルス幅変調手段に出力する。第２パルス幅変調手段は、フィルタ手段の出力と三角波信号とを比較し、該出力と（１−Ｄ（デューティーサイクル））とが比例するようにパルス幅が変化する第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号をスイッチに印加して出力電圧を所定電圧に制御する。従って、請求項１記載の発明と同様の効果が得られる。 According to the invention of claim 4, the modulating means compares a voltage (half cycle sine wave voltage) proportional to the current detected by the current detecting means with the triangular wave signal, and the pulse width changes according to the voltage. In response to the first pulse signal, the error voltage (DC voltage) from the error voltage generation means is pulse-modulated, and further smoothed by the filter means, so that the output voltage of a half cycle sine wave similar to the input is obtained. Output to the second pulse width modulation means. The second pulse width modulation means compares the output of the filter means with the triangular wave signal, and generates a second pulse signal whose pulse width changes so that the output is proportional to (1-D (duty cycle)). The second pulse signal is applied to the switch to control the output voltage to a predetermined voltage. Therefore, the same effect as that of the first aspect of the invention can be obtained.
本発明によれば、力率を改善でき、しかも負帰還ループを減らすことにより回路を安定に制御できる力率改善回路を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a power factor correction circuit that can improve the power factor and that can stably control the circuit by reducing the negative feedback loop.
以下、本発明に係る力率改善回路の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。 Embodiments of a power factor correction circuit according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
図１に示す実施例１の力率改善回路は、図８に示す従来の力率改善回路に対して、制御回路１０ａの構成のみが異なる。なお、図１に示すその他の構成は、図８に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
1 differs from the conventional power factor correction circuit shown in FIG. 8 only in the configuration of the
制御回路１０ａは、出力電圧検出オペアンプ１１、第１パルス幅変調器１２、ローパスフィルタ１３、第２パルス幅変調器１４、補助スイッチＱ２及び抵抗Ｒ１から構成されている。
The
出力電圧検出オペアンプ１１は、本発明の誤差電圧生成手段に対応し、平滑コンデンサＣｏの電圧と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅して誤差電圧を生成し、第１パルス幅変調器１２に出力する。
The output voltage detection
第１パルス幅変調器１２は、本発明の第１パルス幅変調手段に対応し、その内部で生成される三角波信号と出力電圧検出オペアンプ１１からの入力信号（誤差電圧）とを比較し、入力信号の値が三角波信号の値以上のときに例えばオンで、入力信号の値が三角波信号の値未満のときに例えばオフとなる第１パルス信号を生成する。第１パルス幅変調器１２で生成された第１パルス信号は、補助スイッチＱ２のゲートに印加される。
The first
図２は第１パルス幅変調器１２の詳細な構成を示す図である。第１パルス幅変調器１２は、三角波信号を発生する三角波発振器１２１と、この三角波発振器１２１からの三角波信号を非反転入力端子（＋）に入力し、出力電圧検出オペアンプ１１からの入力信号（誤差電圧）を反転入力端子（−）に入力するコンパレータ１２２とから構成されている。コンパレータ１２２は、図３の「出力１」に示すように、三角波信号の値が入力信号の値以上のときに例えばオン（Ｈレベル）で、三角波信号の値が入力信号の値未満のときに例えばオフ（Ｌレベル、例えばゼロ）となる第１パルス信号を生成して出力する。
FIG. 2 is a diagram showing a detailed configuration of the first
補助スイッチＱ２と抵抗Ｒ１は本発明の変調手段に対応する。補助スイッチＱ２は、ＭＯＳＦＥＴ等から構成されている。補助スイッチＱ２のドレインは、抵抗Ｒ１を介して、全波整流回路Ｂの負極側出力端Ｐ２と電流検出抵抗Ｒｓｈとの接続点に接続されており、補助スイッチＱ２のソースは接地されている。補助スイッチＱ２は、第１パルス幅変調器１２からの第１パルス信号に応じてオン／オフすることにより、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧をスイッチング（パルス変調）してローパスフィルタ１３に出力する。
The auxiliary switch Q2 and the resistor R1 correspond to the modulation means of the present invention. The auxiliary switch Q2 is composed of a MOSFET or the like. The drain of the auxiliary switch Q2 is connected to the connection point between the negative-side output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B and the current detection resistor Rsh via the resistor R1, and the source of the auxiliary switch Q2 is grounded. The auxiliary switch Q2 is turned on / off in response to the first pulse signal from the first
ローパスフィルタ１３は、本発明のフィルタ手段に対応し、補助スイッチＱ２から供給されるスイッチングされた電圧から高周波成分を除去する。これにより、スイッチングによって離散的になった電圧波形が平滑化され、スイッチングの間隔に応じた振幅レベルを有する電圧波形が得られる。
The low-
第２パルス幅変調器１４は、本発明の第２パルス幅変調手段に対応し、図２に示す第１パルス幅変調器１２と同様の構成を有する。第２パルス幅変調器１４内のコンパレータ１２２は、三角波発振器１２１からの三角波信号を非反転入力端子（＋）に入力し、ローパスフィルタ１３の出力を入力信号として反転入力端子（−）に入力し、三角波信号の値が入力信号の値以上のときに例えばオン（Ｈレベル）で、三角波信号の値が入力信号の値未満のときに例えばオフ（Ｌレベル、例えばゼロ）となる第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加して平滑コンデンサＣｏの出力電圧を所定電圧に制御する。
The second
図４は第２パルス幅変調器１４の入出力特性の例を示す図である。図４（ａ）は第２パルス幅変調器１４の入力電圧ＥｓとデューティーサイクルＤが比例関係になっている第２パルス幅変調器１４の入出力特性であり、Ｅs＝Ｄの関係になる。図４（ｂ）は入力電圧ＥｓとデューティーサイクルＤとがＥs＝１−Ｄの関係になっている第２パルス幅変調器１４の入出力特性を示す。
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of input / output characteristics of the second
第２パルス幅変調器１４では、入出力波形は、図３の「出力１」のような波形になり、第２パルス幅変調器１４の入出力特性は図４（ａ）のような特性になる。
In the second
また、コンパレータ１２２は、入力信号の値が三角波信号の値以上のときに例えばオンで、入力信号の値が三角波信号の値未満のときに例えばオフとなる第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加して平滑コンデンサＣｏの出力電圧を所定電圧に制御しても良い。即ち、図２に示すコンパレータ１２２の入力端子の「＋」と「−」を逆に接続すると、出力電圧は反転し、入出力波形は、図３の「出力２」のような波形になり、入出力特性は図４（ｂ）のような特性になる。 The comparator 122 generates a second pulse signal that is on, for example, when the value of the input signal is greater than or equal to the value of the triangular wave signal, and is off, for example, when the value of the input signal is less than the value of the triangular wave signal. A two-pulse signal may be applied to the gate of the switch Q1 to control the output voltage of the smoothing capacitor Co to a predetermined voltage. That is, when the “+” and “−” of the input terminal of the comparator 122 shown in FIG. 2 are connected in reverse, the output voltage is inverted, and the input / output waveform becomes a waveform like “output 2” in FIG. The input / output characteristics are as shown in FIG.
次に、実施例１の力率改善回路の動作原理について説明する。ここでは、制御回路１０ａの動作を主に説明する。
Next, the operation principle of the power factor correction circuit according to the first embodiment will be described. Here, the operation of the
まず、昇圧リアクトルＬ１の電流が連続して流れているものとし、スイッチＱ１がオンしているデューティーサイクル（スイッチＱ１のスイッチング周期をＴ１とし、スイッチＱ１のオン時間をＴ２とすると、オン時比率Ｔ２／Ｔ１に相当する。）をＤ１とすると、全波整流回路Ｂの両端電圧である入力電圧Ｅｉと、負荷Ｒｏの両端電圧である出力電圧Ｅｏとの関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−Ｄ１）となる。 First, it is assumed that the current of the boost reactor L1 continuously flows, and the duty cycle in which the switch Q1 is turned on (T1 is the switching cycle of the switch Q1, and T2 is the on-time of the switch Q1). / T1) is D1, the relationship between the input voltage Ei that is the voltage across the full-wave rectifier circuit B and the output voltage Eo that is the voltage across the load Ro is Eo / Ei = 1 / (1 −D1).
また、第２パルス幅変調器１４の特性が図３に示すような特性であるとし、第２パルス幅変調器１４の入力電圧をＥｓとすると、Ｅｓ＝１−Ｄ１であるので、Ｅｓ＝１−Ｄ１＝Ｅｉ／Ｅｏとなる。
Further, assuming that the characteristic of the second
出力電圧Ｅｏは、直流でほぼ一定値であり、入力電圧Ｅｉが半サイクルの正弦波であるので、入力電圧Ｅｓは半サイクルの正弦波となる。即ち、入力電圧Ｅｓは、ローパスフィルタ１３の出力であり、ローパスフィルタ１３には、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流に応じた電圧が入力されている。このため、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流に応じた電圧も半サイクルの正弦波となる。従って、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流は、入力電圧Ｅｉと比例して半サイクルの正弦波となるため、力率を改善することができる。
Since the output voltage Eo is a direct current and has a substantially constant value, and the input voltage Ei is a half-cycle sine wave, the input voltage Es is a half-cycle sine wave. That is, the input voltage Es is the output of the low-
更に詳細に説明すると、全波整流回路Ｂの両端電圧である入力電圧Ｅｉと、負荷Ｒｏの両端電圧である出力電圧Ｅｏとの関係は、下記式（１）で表される。 More specifically, the relationship between the input voltage Ei that is the voltage across the full-wave rectifier circuit B and the output voltage Eo that is the voltage across the load Ro is expressed by the following equation (1).
Eo=Ei/(1-D1)・・・（１）
よって、
1-D1=Ei/Eo・・・（２）
となる。
Eo = Ei / (1-D1) (1)
Therefore,
1-D1 = Ei / Eo (2)
It becomes.
また、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流をＩｉｎ、電流検出抵抗をＲｓｈ、補助スイッチＱ２のデューティーサイクルをＤ２、ローパスフィルタ１３のゲインをＧｆとすると、下記式（３）が成り立つ。
When the input current flowing through the current detection resistor Rsh is Iin, the current detection resistor is Rsh, the duty cycle of the auxiliary switch Q2 is D2, and the gain of the low-
Iin×Rsh×(1-D2)×Gf=1-D1・・・（３）
上記式（１）及び（３）より、
Iin×Rsh×(1-D2)×Gf=Ei/Eo・・・（４）
となる。よって、
Rsh×(1-D2)×Gf×Eo=Ei/Iin・・・（５）
となる。
Iin × Rsh × (1-D2) × Gf = 1-D1 (3)
From the above formulas (1) and (3),
Iin × Rsh × (1-D2) × Gf = Ei / Eo (4)
It becomes. Therefore,
Rsh × (1-D2) × Gf × Eo = Ei / Iin (5)
It becomes.
ここで、式（５）の右辺「Ei/Iin」は、入力側からの見かけ上の負荷抵抗Ｒｉｎと見なすことができるから、
Rin=(1-D2)×Gf×Eo×Rsh・・・（６）
となり、出力電圧に応じてデューティーサイクルＤ２を変えることによって出力電圧を安定化して入力側から見た見かけ上のインピーダンスを純抵抗と同等にできるため、力率を「１」にすることができる。
Here, “Ei / Iin” on the right side of Equation (5) can be regarded as an apparent load resistance Rin from the input side.
Rin = (1-D2) × Gf × Eo × Rsh (6)
Thus, by changing the duty cycle D2 according to the output voltage, the output voltage is stabilized and the apparent impedance seen from the input side can be made equal to the pure resistance, so that the power factor can be set to “1”.
次に、力率改善回路の全体の動作を図５に示す各部の波形を参照しながら説明する。図５において、交流電源Ｖａｃの入力電圧Ｖｉ、交流電源Ｖａｃの入力電流Ｉｉ、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる電流ＩRsh、補助スイッチＱ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖ、ローパスフィルタ１３のフィルタ出力Ｆｉｖを示している。
Next, the overall operation of the power factor correction circuit will be described with reference to the waveforms of the respective parts shown in FIG. FIG. 5 shows the input voltage Vi of the AC power supply Vac, the input current Ii of the AC power supply Vac, the current IRsh flowing through the current detection resistor Rsh, the drain-source voltage Q2v of the auxiliary switch Q2, and the filter output Fiv of the low-
まず、交流電源Ｖａｃの正弦波の入力電圧Ｖｉが入力されると、正弦波の入力電流Ｉｉが流れる。そして、交流電源Ｖａｃの入力電圧Ｖｉが全波整流回路Ｂで整流されて全波整流電圧Ｅｉが出力される。 First, when a sine wave input voltage Vi of the AC power supply Vac is input, a sine wave input current Ii flows. Then, the input voltage Vi of the AC power supply Vac is rectified by the full-wave rectifier circuit B, and the full-wave rectified voltage Ei is output.
次に、スイッチＱ１をオンすると、Ｂ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒｓｈ→Ｂと電流が流れる。次に、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わるとき、昇圧リアクトルＬ１に誘起された電圧によりスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、スイッチＱ１がオフとなるため、スイッチＱ１に流れる電流は零になる。また、Ｌ１→Ｄｏ→Ｃｏで電流が流れて、負荷Ｒｏに電力が供給される。 Next, when the switch Q1 is turned on, a current flows through B → L1 → Q1 → Rsh → B. Next, when the switch Q1 changes from the on state to the off state, the voltage of the switch Q1 rises due to the voltage induced in the boost reactor L1. Further, since the switch Q1 is turned off, the current flowing through the switch Q1 becomes zero. Further, a current flows through L1 → Do → Co, and power is supplied to the load Ro.
このようにスイッチＱ１を所定のスイッチング周波数でオン／オフすることにより、電流検出抵抗Ｒｓｈの両端には、図５に示すように、半サイクルの正弦波電流ＩRshが流れる。これにより、補助スイッチＱ２のドレインには、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧が入力される。 As described above, when the switch Q1 is turned on / off at a predetermined switching frequency, a half-cycle sine wave current IRsh flows through both ends of the current detection resistor Rsh as shown in FIG. As a result, a voltage proportional to the input current detected by the current detection resistor Rsh is input to the drain of the auxiliary switch Q2.
一方、出力電圧検出オペアンプ１１は、平滑コンデンサＣｏの電圧と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅して誤差電圧を生成し、第１パルス幅変調器１２に出力する。第１パルス幅変調器１２は、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧の値に応じてパルス幅が制御された第１パルス信号を補助スイッチＱ２のゲートに出力する。
On the other hand, the output voltage detection
補助スイッチＱ２は、第１パルス幅変調器１２からの第１パルス信号でオン／オフして、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧をスイッチングする。このため、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖは、図５に示すように、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧をスイッチングした電圧波形となり、ローパスフィルタ１３に供給される。
The auxiliary switch Q2 is turned on / off by the first pulse signal from the first
ローパスフィルタ１３は、スイッチングされた電圧の高周波成分を除去して平滑化し、図５に示すように、入力と相似形の半サイクルの正弦波であって、スイッチングの間隔に応じて振幅レベルが制御されたフィルタ出力Ｆｉｖを出力する。次に、ローパスフィルタ１３のフィルタ出力Ｆｉｖは、第２パルス幅変調器１４に入力されて第２パルス信号のパルス幅が制御される。
The low-
このように実施例１の力率改善回路によれば、力率を改善できるとともに、負帰還ループは、（１）電流検出抵抗Ｒｓｈで電流を検出して、補助スイッチＱ２、ローパスフィルタ１３、第２パルス幅変調器１４を通り、スイッチＱ１をＰＷＭ制御して、電流をコントロールするループ、（２）平滑コンデンサＣｏの出力電圧を検出して出力電圧検出オペアンプ１１、第１パルス幅変調器１２、補助スイッチＱ３、ローパスフィルタ１３及び第２パルス幅変調器１４を通ってスイッチＱ１を制御し出力電圧をコントロールするループの２つとなり、負帰還ループを１つ減らすことができるため、このループに起因する制御回路１０ａの不安定さもなくなり、２ループで回路を安定に制御できる。
As described above, according to the power factor correction circuit of the first embodiment, the power factor can be improved, and the negative feedback loop detects (1) the current with the current detection resistor Rsh, and the auxiliary switch Q2, the low-
図６は実施例２の力率改善回路を示す構成図である。図６において、制御回路１０ｂは、出力電圧検出オペアンプ１１、第１パルス幅変調器１２、ローパスフィルタ１３、第２パルス幅変調器１４、補助スイッチＱ２及び抵抗Ｒ２から構成されている。
FIG. 6 is a configuration diagram illustrating a power factor correction circuit according to the second embodiment. In FIG. 6, the
出力電圧検出オペアンプ１１は、平滑コンデンサＣｏの電圧と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅して誤差電圧を生成し、生成した誤差電圧を抵抗Ｒ２を介してローパスフィルタ１３に出力する。
The output voltage detection
第１パルス幅変調器１２は、その内部で生成される三角波信号と入力信号（電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる電流に比例した電圧）とを比較し、入力信号の値が三角波信号の値以上のときに例えばオンで、入力信号の値が三角波信号の値未満のときに例えばオフとなる第１パルス信号を生成する。第１パルス幅変調器１２で生成された第１パルス信号は、補助スイッチＱ２のゲートに印加される。第１パルス幅変調器１２の詳細な構成は、図２を参照して説明した実施例１のそれと同じである。
The first
補助スイッチＱ２と抵抗Ｒ２は本発明の変調手段に対応する。補助スイッチＱ２のドレインは、ローパスフィルタ１３の入力端と抵抗Ｒ２との接続点に接続されており、ソースは接地されている。補助スイッチＱ２は、第１パルス幅変調器１２からの第１パルス信号に応じてオン／オフすることにより、出力電圧検出オペアンプ１１で検出された誤差電圧をスイッチング（パルス変調）してローパスフィルタ１３に出力する。第２パルス幅変調器１４の詳細な構成は、図２を参照して説明した実施例１のそれと同じである。
The auxiliary switch Q2 and the resistor R2 correspond to the modulation means of the present invention. The drain of the auxiliary switch Q2 is connected to the connection point between the input end of the low-
次に、実施例２の力率改善回路の動作原理について説明する。ここでは、制御回路１０ｂの動作を主に説明する。
Next, the operation principle of the power factor correction circuit according to the second embodiment will be described. Here, the operation of the
まず、昇圧リアクトルＬ１の電流が連続して流れているものとし、スイッチＱ１がオンしているデューティーサイクルをＤ１とすると、全波整流回路Ｂの両端電圧である入力電圧Ｅｉと、負荷Ｒｏの両端電圧である出力電圧Ｅｏとの関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−Ｄ１）となる。 First, assuming that the current of the step-up reactor L1 continuously flows and the duty cycle when the switch Q1 is ON is D1, the input voltage Ei that is the voltage across the full-wave rectifier circuit B and the both ends of the load Ro The relationship with the output voltage Eo, which is a voltage, is Eo / Ei = 1 / (1-D1).
また、第２パルス幅変調器１４の特性が図３に示すような特性であるとし、第２パルス幅変調器１４の入力電圧をＥｓとすると、Ｅｓ＝１−Ｄ１であるので、Ｅｓ＝１−Ｄ１＝Ｅｉ／Ｅｏとなる。
Further, assuming that the characteristic of the second
出力電圧Ｅｏは、直流でほぼ一定値であり、入力電圧Ｅｉが半サイクルの正弦波であるので、入力電圧Ｅｓが半サイクルの正弦波となる。即ち、入力電圧Ｅｓは、ローパスフィルタ１３の出力であり、ローパスフィルタ１３には、出力電圧検出オペアンプ１１で検出された誤差電圧が入力されている。このため、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流に応じた電圧も半サイクルの正弦波となる。従って、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流は、入力電圧Ｅｉと比例して半サイクルの正弦波となるため、力率を改善することができる。
The output voltage Eo is a substantially constant value at a direct current, and the input voltage Ei is a half-cycle sine wave, so the input voltage Es is a half-cycle sine wave. That is, the input voltage Es is the output of the low-
更に詳細に説明すると、全波整流回路Ｂの両端電圧である入力電圧Ｅｉと、負荷Ｒｏの両端電圧である出力電圧Ｅｏとの関係は、下記式（７）で表される。 More specifically, the relationship between the input voltage Ei that is the voltage across the full-wave rectifier circuit B and the output voltage Eo that is the voltage across the load Ro is expressed by the following equation (7).
Eo=Ei/(1-D1)・・・（７）
よって、
1-D1=Ei/Eo・・・（８）
となる。
Eo = Ei / (1-D1) (7)
Therefore,
1-D1 = Ei / Eo (8)
It becomes.
また、電流検出抵抗Ｒｓｈに流れる入力電流をＩｉｎ、電流検出抵抗をＲｓｈ、補助スイッチＱ２のデューティーサイクルをＤ２、第１パルス幅変調器１２のゲインをＧ２、ローパスフィルタ１３のゲインをＧｆ、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧をＥｄｅｔとすると、下記式（９）及び（１０）が成り立つ。
The input current flowing through the current detection resistor Rsh is Iin, the current detection resistor is Rsh, the duty cycle of the auxiliary switch Q2 is D2, the gain of the first
Iin×Rsh×G2=1-D2・・・（９）
Edet×(1-D2)×Gf=1-D1・・・（１０）
上記式（９）及び（１０）より、
Edet×(1-D2)×Gf=Ei/Eo・・・（１１）
となる。上記式（１０）及び（１１）より、
Edet×Eo×Rsh×G2×Gf=Ei/Iin・・・（１２）
ここで、式（１２）の右辺「Ei/Iin」は、入力側からの見かけ上の負荷抵抗Ｒｉｎと見なすことができるから、
Rin=Edet×Eo×Rsh×G2×Gf・・・（１３）
となり、出力電圧検出オペアンプ１１からの誤差電圧Ｅｄｅｔを変えることによって出力電圧を安定化して入力側から見た見かけ上のインピーダンスを純抵抗と同等にできるため、力率を「１」にすることができる。
Iin × Rsh × G2 = 1-D2 (9)
Edet × (1-D2) × Gf = 1-D1 (10)
From the above formulas (9) and (10),
Edet × (1-D2) × Gf = Ei / Eo (11)
It becomes. From the above formulas (10) and (11),
Edet × Eo × Rsh × G2 × Gf = Ei / Iin (12)
Here, since the right side “Ei / Iin” of the equation (12) can be regarded as an apparent load resistance Rin from the input side,
Rin = Edet × Eo × Rsh × G2 × Gf (13)
Thus, by changing the error voltage Edet from the output voltage detection
なお、力率改善回路の全体の動作は、実施例１のそれと略同じであるので説明を省略する。 The overall operation of the power factor correction circuit is substantially the same as that of the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
以上説明したように、実施例２の力率改善回路によれば、実施例１の力率改善回路と同様に、力率を改善できるとともに、負帰還ループを１つ減らすことができるため、このループに起因する制御回路１０ｂの不安定さもなくなり、２ループで回路を安定に制御できる。
As described above, according to the power factor correction circuit of the second embodiment, the power factor can be improved and the negative feedback loop can be reduced by one, similarly to the power factor correction circuit of the first embodiment. The instability of the
図７は実施例３の力率改善回路を示す構成図である。図７に示す力率改善回路は、図１に示した実施例１の力率改善回路における補助スイッチＱ２をダイオードＤｓで置き換えたものである。以下では、実施例１と異なる部分についてのみ説明する。 FIG. 7 is a configuration diagram illustrating a power factor correction circuit according to the third embodiment. The power factor correction circuit shown in FIG. 7 is obtained by replacing the auxiliary switch Q2 in the power factor improvement circuit of the first embodiment shown in FIG. 1 with a diode Ds. Hereinafter, only the parts different from the first embodiment will be described.
制御回路１０ｃは、出力電圧検出オペアンプ１１、第１パルス幅変調器１２、ローパスフィルタ１３、第２パルス幅変調器１４、ダイオードＤｓ及び抵抗Ｒ１から構成されている。
The
ダイオードＤｓと抵抗Ｒ１は本発明の変調手段に対応する。ダイオードＤｓは、順方向電圧降下が電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧に対して無視できる程度に小さいものが使用される。ダイオードＤｓのアノードは、抵抗Ｒ１を介して全波整流回路Ｂの負極側出力端Ｐ２と電流検出抵抗Ｒｓｈとの接続点及びローパスフィルタ１３の入力端に接続されており、カソードは、第１パルス幅変調器１２の出力端に接続されている。ダイオードＤｓは、第１パルス幅変調器１２からの第１パルス信号に応じてオン／オフする。これにより、実施例１と同様に、電流検出抵抗Ｒｓｈで検出した入力電流に比例した電圧をスイッチング（パルス変調）してローパスフィルタ１３に出力される。
The diode Ds and the resistor R1 correspond to the modulation means of the present invention. As the diode Ds, a diode whose forward voltage drop is small enough to be ignored with respect to a voltage proportional to the input current detected by the current detection resistor Rsh is used. The anode of the diode Ds is connected to the connection point between the negative output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B and the current detection resistor Rsh and the input terminal of the low-
以上説明したように、実施例３の力率改善回路によれば、実施例１の力率改善回路と同様の効果に加え、補助スイッチＱ２の代わりにダイオードＤｓを用いたので、力率改善回路を簡単且つ安価に構成できる。 As described above, according to the power factor correction circuit of the third embodiment, in addition to the same effects as those of the power factor improvement circuit of the first embodiment, the diode Ds is used instead of the auxiliary switch Q2. Can be configured easily and inexpensively.
なお、本発明は、実施例１乃至実施例３に限定されるものではない。電流検出は、入力電流（交流電源電流）だけでなく、ＦＥＴ等のスイッチの電流や整流ダイオードの電流でも可能であり、その電流の平均値やピーク値や実効値などで検出しても良い。この場合、入力電流が正確な正弦波にならない場合もあるが、高調波規制の規格値はクリアできる値にすることができる。 The present invention is not limited to the first to third embodiments. The current can be detected not only by the input current (AC power supply current) but also by the current of a switch such as an FET or the current of a rectifier diode, and may be detected by the average value, peak value, or effective value of the current. In this case, the input current may not be an accurate sine wave, but the standard value of the harmonic regulation can be set to a value that can be cleared.
電流検出手段として抵抗を用いたが、電流をホール素子で検出し、検出された電流に比例した電圧を出力する電流検出器を用いてもよい。 Although a resistor is used as the current detection means, a current detector that detects a current with a Hall element and outputs a voltage proportional to the detected current may be used.
また、第１パルス幅変調器１２及び第２パルス幅変調器１４は、周波数固定のパルス幅変調だけでなく、例えばオン幅一定のオフ幅制御でも、オフ幅が一定でオン幅が変化するオン幅制御でも、オン幅とオフ幅と周波数とも変化するようなものでも、オンとオフの比率が変化するものであれば良い。
Further, the first
本発明は、ＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。 The present invention is applicable to an AC-DC conversion type power supply circuit.
Ｖａｃ 交流電源
Ｂ 全波整流回路
１０，１０ａ〜１０ｃ 制御回路
１１ 出力電圧検出オペアンプ（誤差電圧生成手段）
１２ 第１パルス幅変調器（第１パルス幅変調手段）
１３ ローパスフィルタ（フィルタ手段）
１４ 第２パルス幅変調器（第２パルス幅変調手段）
１２０ 乗算器
１３０ 電流検出オペアンプ
１４０ パルス幅変調器
１２１ 三角波発振器
１２２ コンパレータ
Ｑ１ スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
Ｄｏ ダイオード
Ｄｓ ダイオード
Ｌ１ 昇圧リアクトル
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒｏ 負荷
Ｒｓｈ 電流検出抵抗（電流検出手段）
Vac AC power supply B Full-
12 1st pulse width modulator (1st pulse width modulation means)
13 Low-pass filter (filter means)
14 Second pulse width modulator (second pulse width modulation means)
120
Claims (4)
前記整流回路又は前記スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、
前記誤差電圧生成手段で生成された誤差電圧と三角波信号とを比較し、該誤差電圧に応じてパルス幅が変化する第１パルス信号を生成する第１パルス幅変調手段と、
前記第１パルス幅変調手段からの第１パルス信号に応じて、前記電流検出手段で検出された電流に比例した電圧を変調させる変調手段と、
前記変調手段によって変調された電圧の高周波成分を除去して平滑化するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段の出力と三角波信号とを比較し、該出力と（１−Ｄ（デューティーサイクル））とが比例するようにパルス幅が変化する第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号を前記スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御する第２パルス幅変調手段と、
を有することを特徴とする力率改善回路。 A rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage of the AC power source with a rectifier circuit is input to a series circuit of a boosting reactor and a switch and is turned on / off by the switch to improve the power factor of the AC power source. A power factor correction circuit for obtaining an output voltage of
Current detection means for detecting a current flowing through the rectifier circuit or the switch;
Error voltage generating means for amplifying an error between the output voltage and a predetermined reference voltage to generate an error voltage;
A first pulse width modulation unit that compares the error voltage generated by the error voltage generation unit with a triangular wave signal and generates a first pulse signal whose pulse width varies according to the error voltage;
Modulation means for modulating a voltage proportional to the current detected by the current detection means in response to a first pulse signal from the first pulse width modulation means;
Filter means for removing and smoothing high-frequency components of the voltage modulated by the modulation means;
The output of the filter means and the triangular wave signal are compared, a second pulse signal whose pulse width changes so that the output and (1-D (duty cycle)) are proportional is generated, and the second pulse signal is Second pulse width modulation means for applying to the switch to control the output voltage to a predetermined voltage;
A power factor correction circuit comprising:
前記整流回路又は前記スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、
前記電流検出手段で検出された電流に比例した電圧と三角波信号とを比較し、該電圧に応じてパルス幅が変化する第１パルス信号を生成する第１パルス幅変調手段と、
前記第１パルス幅変調手段からの第１パルス信号に応じて、前記誤差電圧生成手段で生成された電圧を変調させる変調手段と、
前記変調手段で変調された電圧の高周波成分を除去して平滑化するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段の出力と三角波信号とを比較し、該出力と（１−Ｄ（デューティーサイクル））とが比例するようにパルス幅が変化する第２パルス信号を生成し、該第２パルス信号を前記スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御する第２パルス幅変調手段と、
を有することを特徴とする力率改善回路。 A rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage of the AC power source with a rectifier circuit is input to a series circuit of a boosting reactor and a switch and is turned on / off by the switch to improve the power factor of the AC power source. A power factor correction circuit for obtaining an output voltage of
Current detection means for detecting a current flowing through the rectifier circuit or the switch;
Error voltage generating means for amplifying an error between the output voltage and a predetermined reference voltage to generate an error voltage;
A first pulse width modulation unit that compares a voltage proportional to the current detected by the current detection unit with a triangular wave signal and generates a first pulse signal whose pulse width changes according to the voltage ;
Modulation means for modulating the voltage generated by the error voltage generation means in response to a first pulse signal from the first pulse width modulation means;
Filter means for removing and smoothing high-frequency components of the voltage modulated by the modulation means;
The output of the filter means and the triangular wave signal are compared, a second pulse signal whose pulse width changes so that the output and (1-D (duty cycle)) are proportional is generated, and the second pulse signal is Second pulse width modulation means for applying to the switch to control the output voltage to a predetermined voltage;
A power factor correction circuit comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004021937A JP4466089B2 (en) | 2004-01-29 | 2004-01-29 | Power factor correction circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004021937A JP4466089B2 (en) | 2004-01-29 | 2004-01-29 | Power factor correction circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005218224A JP2005218224A (en) | 2005-08-11 |
| JP4466089B2 true JP4466089B2 (en) | 2010-05-26 |
Family
ID=34905421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004021937A Expired - Fee Related JP4466089B2 (en) | 2004-01-29 | 2004-01-29 | Power factor correction circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4466089B2 (en) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7848117B2 (en) | 2007-01-22 | 2010-12-07 | Power Integrations, Inc. | Control arrangement for a resonant mode power converter |
| US7911812B2 (en) * | 2007-01-22 | 2011-03-22 | Power Integrations, Inc. | Control arrangement for a PFC power converter |
| US8102164B2 (en) | 2008-06-19 | 2012-01-24 | Power Integrations, Inc. | Power factor correction converter control offset |
| JP5830966B2 (en) * | 2011-06-28 | 2015-12-09 | 日本電気株式会社 | Electronic device power consumption detection circuit and power consumption detection method |
| JP2017221073A (en) | 2016-06-10 | 2017-12-14 | Ntn株式会社 | Dc/dc converter |
| CN109314472B (en) | 2016-06-10 | 2021-10-26 | Ntn株式会社 | Power factor improving device |
| JP6840030B2 (en) | 2017-05-19 | 2021-03-10 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply for three-phase AC |
| JP6817894B2 (en) | 2017-05-19 | 2021-01-20 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply for three-phase AC |
| JP6840032B2 (en) | 2017-05-22 | 2021-03-10 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply |
| JP6800098B2 (en) | 2017-06-23 | 2020-12-16 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply for three-phase AC |
| JP6930890B2 (en) | 2017-10-11 | 2021-09-01 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply |
| JP6945429B2 (en) | 2017-12-13 | 2021-10-06 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply |
| JP6942040B2 (en) | 2017-12-13 | 2021-09-29 | Ntn株式会社 | Insulated switching power supply |
| KR102130591B1 (en) * | 2018-10-19 | 2020-07-06 | 엘지전자 주식회사 | Power converting apparatus and home appliance including the same |
| CN109557476A (en) * | 2018-12-05 | 2019-04-02 | 珠海朗尔电气有限公司 | Measuring device and measuring method |
-
2004
- 2004-01-29 JP JP2004021937A patent/JP4466089B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2005218224A (en) | 2005-08-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061129 |
|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091116 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100215 |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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