JP4451415B2 - Current / voltage conversion circuit - Google Patents
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Description
本発明はダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換できる電流／電圧変換回路と電流モニタ電圧信号作成回路、及びそれらを応用した電圧発生器と電流発生器に関するものである。 The present invention relates to a current / voltage conversion circuit and a current monitor voltage signal generation circuit capable of accurately converting a current having a large dynamic range and changing at high speed into a voltage, and a voltage generator and a current generator to which these are applied. .
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体等のスイッチング素子で切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと言われる。 When measuring a physical quantity such as the magnitude of current or the amount of electricity or power related to the current, an I / V conversion resistor is used to convert the current into a voltage. Conventionally, several types of I / V conversion resistors having different resistance values depending on the magnitude of the target current have been measured by switching with a switching element such as a switch, a relay, or a semiconductor. This is generally referred to as range switching.
一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であるが、特許文献１で公開されている方法で実現可能となった。
しかし特許文献１による方法では差動増幅器を必要とし、電流バイパス回路にアナログスイッチを用いていたので関連する信号変化が急激でノイズの影響が出易い等の欠点があった。
However, the method according to
解決しようとする問題点は、ダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流入力でもレンジ切り替え時のノイズが少ないオートレンジ切り替えが可能な電流／電圧変換回路を得ようとするものである。
さらに全レンジ範囲に渡る入力電流を精度良くモニタできる電流モニタ電圧信号作成回路、及びそれらを応用した電圧発生器と電流発生器を得ようとするものである。
The problem to be solved is to obtain a current / voltage conversion circuit capable of auto-range switching with a large dynamic range and low noise even when the current is changed at high speed.
Furthermore, an object is to obtain a current monitor voltage signal generation circuit capable of accurately monitoring an input current over the entire range, and a voltage generator and a current generator to which these are applied.
請求項１に関わるレンジ切り替え回路は、誤差増幅用の演算増幅器と電流測定に必要なレンジ数分の複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、それらのＩ／Ｖ変換抵抗を抵抗値の大きさの順番に直列接続した後の両端の内の最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗側の端子を前記演算増幅器の反転入力端子に接続し、最大抵抗値側の端子を前記演算増幅器の出力端子に接続して負帰還回路を構成し、前記演算増幅器の反転入力端子から測定対象の電流を入力し、前記複数のＩ／Ｖ変換抵抗の内最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗を除くＩ／Ｖ変換抵抗の前記演算増幅器の反転入力端子側を各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎のレンジ切り替え回路接続部とし、レンジ切り替え回路をこれらレンジ切り替え回路接続部と前記演算増幅器の出力端子間に負帰還回路を構成する様に設け、入力電流がフルスケールを越えたレンジのＩ／Ｖ変換抵抗の入力電流を前記レンジ切り替え回路でバイパスする事によりレンジ切り替えを行なう様にした電流／電圧変換回路において、前記レンジ切り替え回路接続部に一方の端子を接続した電流オン／オフ用のダイオードと、前記レンジ切り替え回路接続部の電圧を入力とし各レンジ毎のレンジ切り替え回路をオンにさせる直前の前記レンジ切り替え回路接続部の電圧値をリミット設定電圧とするリミッタ回路と、前記演算増幅器の出力電圧を入力とし各レンジ毎のレンジ切り替え回路をオンにさせる直前の前記演算増幅器の出力電圧値を不感帯設定電圧とする不感帯回路と、これらリミッタ回路と不感帯回路の出力電圧を加算回路で加算しその出力を前記レンジ切り替え回路接続部に接続した前記電流オン／オフ用ダイオードの他方の端子に接続してバイパス電流を吸い込み又は吐き出す様にし、その加算回路の出力能力が不足する場合にはその加算回路の出力部に電流ブースタを追加して出力能力を補強するものとしたレンジ切り替え回路を各レンジ毎に設け、入力電流がフルスケール以下のレンジの前記レンジ切り替え回路の電流オン／オフ用のダイオードの両端が等電位になってバイパス電流がオフになり、入力電流がフルスケールを越えたレンジについては前記レンジ切り替え回路の不感帯回路を経由した前記演算増幅器の出力電圧により電流オン／オフ用のダイオードの両端に電位差が生じてバイパス電流がオンになる事により、オートレンジ切り替え可能で、且つレンジ切り替え時に電流／電圧変換回路各部の信号を連続的に変化させて測定誤差やノイズの影響を少なくした事を特徴とするものである。
The range switching circuit according to
請求項２に関わるリミッタ回路と加算回路からなる電流モニタ電圧信号作成回路は、誤差増幅用の演算増幅器と電流測定に必要なレンジ数分の複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、それらのＩ／Ｖ変換抵抗を抵抗値の大きさの順番に直列接続した後の両端の内の最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗側の端子を前記演算増幅器の反転入力端子に接続し、最大抵抗値側の端子を前記演算増幅器の出力端子に接続して負帰還回路を構成し、前記演算増幅器の反転入力端子から測定対象の電流を入力し、前記複数のＩ／Ｖ変換抵抗の内最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗を除くＩ／Ｖ変換抵抗の前記演算増幅器の反転入力端子側を各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎のレンジ切り替え回路接続部とし、レンジ切り替え回路をこれらレンジ切り替え回路接続部と前記演算増幅器の出力端子間に負帰還回路を構成する様に設け、入力電流がフルスケールを越えたレンジのＩ／Ｖ変換抵抗の入力電流を前記レンジ切り替え回路でバイパスする事によりレンジ切り替えを行なう様にした電流／電圧変換回路において、レンジ切り替え回路を請求項１によるものとし、前記各Ｉ／Ｖ変換抵抗の前記誤差増幅用の演算増幅器の出力端子側の端子をモニタ信号引き出し部とし、その点の電圧信号を入力としてそのＩ／Ｖ変換抵抗に対応するレンジのレンジ切り替え回路をオンにさせる直前の前記モニタ信号引き出し部の電圧値をリミット設定電圧とするリミッタ回路を各レンジ毎に設け、それら全てのリミッタ回路の出力電圧を加算回路で加算した電圧信号か、又は前記加算回路の入力の内最大レンジについてはリミッタ回路を設けず最大レンジのモニタ信号引き出し部の電圧信号を入力とした加算回路で加算した電圧信号、の何れかを測定対象である入力電流をモニタする為の電圧信号とする事により、全レンジの範囲に渡る入力電流を精度良くモニタできる事を特徴とするものである。
A current monitor voltage signal generation circuit including a limiter circuit and an adder circuit according to
請求項３に関わる電圧発生器は、誤差増幅用の演算増幅器の反転入力端子に電圧を印加する対象である負荷を接続し、前記演算増幅器の非反転入力端子に前記負荷に印加する電圧を設定する電圧設定器を接続し、電流測定に必要なレンジ数分の複数のＩ／Ｖ変換抵抗を抵抗値の大きさの順番に直列接続した後の両端の内の最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗側の端子を前記負荷に接続し、最大抵抗値側の端子を前記演算増幅器の出力端子に接続して負帰還回路を構成し、前記複数のＩ／Ｖ変換抵抗の内最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗を除くＩ／Ｖ変換抵抗の前記演算増幅器の反転入力端子側を各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎のレンジ切り替え回路接続部とし、請求項１によるレンジ切り替え回路をこれらレンジ切り替え回路接続部と前記演算増幅器の出力端子間に設け、各レンジ切り替え回路毎のリミッタ回路のリミット設定電圧と不感帯回路の不感帯設定電圧に前記電圧設定器が出力する設定電圧を加算するか、又は各レンジ毎のリミッタ回路入力電圧と不感帯回路入力電圧から前記電圧設定器が出力する設定電圧を減算する回路構成にした、オートレンジ切り替えで精度高く負荷電流を測定できる事を特徴とするものである。
A voltage generator according to
請求項４に関わる電流発生器は、誤差増幅用の演算増幅器の非反転入力端子に電流を供給する対象である負荷に印加する電流を設定する電流設定器を接続し、電流測定に必要なレンジ数分の複数のＩ／Ｖ変換抵抗を抵抗値の大きさの順番に直列接続した後の両端の内の最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗側の端子を前記負荷に接続し、最大抵抗値側の端子を前記演算増幅器の出力端子に接続し、前記複数のＩ／Ｖ変換抵抗の内最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗を除くＩ／Ｖ変換抵抗の前記負荷側の端子を各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎のレンジ切り替え回路接続部とし、請求項１によるレンジ切り替え回路をこれらレンジ切り替え回路接続部と前記演算増幅器の出力端子間に設け、請求項２による電流モニタ電圧信号作成回路を用いて前記各Ｉ／Ｖ変換抵抗から前記負荷の電流をモニタする電圧信号を取り出して前記演算増幅器の反転入力端子に接続して負帰還回路を構成し、各レンジ毎のリミッタ回路のリミット設定電圧と不感帯回路の不感帯設定電圧に前記負荷の電圧を加算するか、又は各レンジ毎のリミッタ回路入力電圧と不感帯回路入力電圧から前記負荷電圧を減算する回路構成にした、広範囲の電流値を精度良く発生できる事を特徴とするものである。
A current generator according to
本発明のレンジ切り替え回路は高速にオートレンジ切り替え可能で、且つレンジ切り替え時に各部の信号が連続的に変化するので、ノイズ等測定に悪影響を及ぼす要因を減らせるという利点がある。 The range switching circuit of the present invention is capable of auto-range switching at high speed and has the advantage that the factors such as noise that adversely affect the measurement can be reduced because the signal of each part changes continuously at the time of range switching.
また、本発明の電流モニタ電圧信号作成回路によれば、入力電流を電圧信号に変換した電流モニタ電圧信号が生成でき、本信号１つで全レンジ範囲に渡る入力電流を精度良くモニタでき、さらにこれと電流／電圧変換回路を組み合わせて高性能の電流発生器の製作が可能になる。 Further, according to the current monitor voltage signal generation circuit of the present invention, a current monitor voltage signal obtained by converting the input current into a voltage signal can be generated, and the input current over the entire range can be accurately monitored with one signal. This can be combined with a current / voltage conversion circuit to produce a high-performance current generator.
簡単な回路で大ダイナミックレンジの高速でノイズ等の誤差要因の少ないオートレンジ切り替え機能を持つ電流／電圧変換回路を実現した。 A simple circuit has realized a current / voltage conversion circuit that has a large dynamic range and high-speed auto-range switching function with less noise and other error factors.
図１は、本発明の請求項１を用いた、電流／電圧変換回路の実施例である。
但し、本書で記述する各発明の回路では正負何れの電流入力又は、電圧入力に対しても対応するものとし、正負の電流、電圧についての回路上の扱いは符号が異なるのみなので、以下の説明における電流、電圧の値は絶対値で説明するものとする。
実際に応用する場合には、正負何れか一方の入力のみに対応すれば良い場合もあるが、その場合は不要側の回路を取り外せるので、回路をより簡単にする事ができる。
また、本書では説明の明快化の為にレンジ数を３レンジとしているが、同様な回路を追加すればより多くのレンジ数にも容易に対応可能である。
なお、本書では以下全てにおいて電圧の単位は［Ｖ］、電流の単位は［Ａ］、抵抗の単位は［Ω］であるものとし、説明の明快化の為に単位の記載は省く。
FIG. 1 shows an embodiment of a current / voltage conversion
However, in the circuit of each invention described in this document, both positive and negative current inputs or voltage inputs are supported, and the treatment of positive and negative currents and voltages on the circuit is only different in sign, so the following explanation The current and voltage values in are described as absolute values.
In actual application, it may be necessary to deal with only one of the positive and negative inputs. In that case, the circuit on the unnecessary side can be removed, so that the circuit can be simplified.
In addition, in this document, the number of ranges is set to 3 for clarity of explanation, but a larger number of ranges can be easily accommodated by adding a similar circuit.
In this document, in all of the following, the unit of voltage is [V], the unit of current is [A], and the unit of resistance is [Ω], and the description of the unit is omitted for clarity.
１は演算増幅器による誤差増幅器であり、図中のように＋入力端子をグランドに接続するとその−入力端子の電位は入力電流Ｉの大きさに関わらず常に＋入力端子電位に等しくほぼ０Ｖになるようにその出力電圧Ｖ１が制御されるので、１の演算増幅器がリニアに動作する領域では電流入力端子電圧ｅはほぼ０Ｖになる。以下本書では説明の明快化の為にｅを０Ｖとして扱う。
An
２はＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５で検出した電圧値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３から演算で現在の有効レンジや入力電流値を求める為の演算回路である。
３、４、５は抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗値の大きさはＲ１＞Ｒ２＞Ｒ３であり、Ｒ１が最小レンジ、Ｒ２が中レンジ、Ｒ３が最大レンジに対応する。
各Ｉ／Ｖ変換抵抗の図中における下側の電位をそれぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３とする。
演算回路２の入力インピーダンスが低い場合は、必要に応じてこらの信号を図７に示すようなバッファ回路で一旦受けるが、以降も含め本書では説明の明快化の為にバッファ回路の記載は省く。
3, 4, and 5 are I / V conversion resistors having resistance values R1, R2, and R3, respectively. The resistance values are R1>R2> R3, R1 is the minimum range, R2 is the middle range, and R3 is R3. Corresponds to the maximum range.
The lower potentials of the I / V conversion resistors in the figure are V1, V2, and V3, respectively.
When the input impedance of the
６、７は入力インピーダンスが充分に高い電流ブースタであり、説明の明快化の為に電圧ゲインを１とし、各々バイパスすべき電流を充分駆動できるものとする。
ゲイン１なので電流ブースタ６、７各々の入出力電圧は同じであり、それぞれＶ２３、Ｖ３３とする。
Reference numerals 6 and 7 are current boosters having sufficiently high input impedances. For the sake of clarity, the voltage gain is set to 1 and each of the currents to be bypassed can be sufficiently driven.
Since the gain is 1, the input / output voltages of the current boosters 6 and 7 are the same and are V23 and V33, respectively.
８、９は不感帯回路である。この入力ＶＩに対する出力ＶＯの関係を
ＶＯ＝ｄｂ（ＶＩ、Ｅ） ・・・（１）
で表わした場合、
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝Ｇ・（ＶＩ＋Ｅ）
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝０
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝Ｇ・（ＶＩ−Ｅ）
となる関数回路を示すものとする。
但し、Ｇはゲインであり、説明の明快化の為に本書では特に断らない限り以降全ての不感帯回路のゲインを１とする。即ち本書では以下全て（１）で示される不感帯回路は
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝ＶＩ＋Ｅ ・・・（２）
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝０ ・・・（３）
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝ＶＩ−Ｅ ・・・（４）
とする。
Reference numerals 8 and 9 are dead band circuits. The relationship of the output VO to the input VI is expressed as follows: VO = db (VI, E) (1)
In the case of
When VI <-E, VO = G · (VI + E)
When -E ≦ VI <+ E, VO = 0
When + E ≦ VI, VO = G · (VI−E)
A functional circuit is shown as follows.
However, G is a gain, and for the sake of clarity of explanation, the gains of all dead-band circuits are set to 1 unless otherwise specified in this document. In other words, in this document, the dead band circuit indicated by (1) is VO = VI + E (2) when VI <−E.
When −E ≦ VI <+ E, VO = 0 (3)
When + E ≦ VI, VO = VI−E (4)
And
演算増幅器を用いた種々の不感帯回路が一般的に知られており、８、９は（１）を満足する一般的な不感帯回路で良い。図１０はその一例であり、図１１はその入出力特性である。
なお、同図では一般論として負入力の不感帯電圧を−Ｅ１、正入力の不感帯電圧を＋Ｅ２としているが、（１）の回路は不感帯電圧を絶対値が等しい−Ｅ、＋Ｅとしたものである。
Various dead band circuits using operational amplifiers are generally known, and 8 and 9 may be general dead band circuits satisfying (1). FIG. 10 shows an example, and FIG. 11 shows the input / output characteristics.
In this figure, as a general theory, the negative input dead band voltage is -E1 and the positive input dead band voltage is + E2. However, the circuit (1) has the dead band voltage of -E, + E having the same absolute value. .
不感帯回路８の入力電圧、不感帯電圧、出力電圧をそれぞれＶ１、Ｅ２１、Ｖ２１とし、不感帯回路９の入力電圧、不感帯電圧、出力電圧をそれぞれＶ１、Ｅ３１、Ｖ３１とする。 The input voltage, dead band voltage, and output voltage of the dead band circuit 8 are V1, E21, and V21, respectively, and the input voltage, dead band voltage, and output voltage of the dead band circuit 9 are V1, E31, and V31, respectively.
１０、１１はリミッタ回路である。この入力ＶＩに対する出力ＶＯの関係を
ＶＯ＝ｌｍ（ＶＩ、Ｅ） ・・・（５）
で表わした場合、
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝−Ｅ
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝Ｇ・ＶＩ
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝＋Ｅ
となる関数回路を示すものとする。
但し、Ｇはゲインであり、説明の明快化の為に本書では特に断らない限り以降全てのリミッタ回路のゲインを１とする。即ち本書では以下全て
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝−Ｅ
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝ＶＩ
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝＋Ｅ
とする。
In the case of
When VI <-E, VO = -E
When -E ≦ VI <+ E, VO = G · VI
When + E ≦ VI, VO = + E
A functional circuit is shown as follows.
However, G is a gain, and for the sake of clarity of explanation, the gains of all the limiter circuits are set to 1 unless otherwise specified in this document. In other words, in this document, when VI <-E, VO = -E
When -E ≦ VI <+ E, VO = VI
When + E ≦ VI, VO = + E
And
演算増幅器を用いた種々のリミッタ回路が一般的に知られており、１０、１１は（５）を満足する一般的なリミッタ回路で良い。
図１２は反転型リミッタ回路の一例であり、図１３はその入出力特性である。
図８は一般的に知られている演算増幅器を用いた反転増幅器の一例であり、このゲインを−１にすればインバータになる。
図１２は反転型であるのでその出力を図８を用いたインバータで反転させれば（５）のリミッタ回路を容易に得る事ができる。
なお、同図では一般論として負入力のリミット電圧をＥ１、正入力のリミット電圧を−Ｅ２としているが、（５）の回路はリミット電圧を絶対値が等しい＋Ｅ、−Ｅとしたものである。
Various limiter circuits using operational amplifiers are generally known, and 10 and 11 may be general limiter circuits satisfying (5).
FIG. 12 shows an example of an inverting type limiter circuit, and FIG. 13 shows its input / output characteristics.
FIG. 8 shows an example of an inverting amplifier using a generally known operational amplifier. When this gain is set to -1, an inverter is formed.
Since FIG. 12 is an inverting type, if the output is inverted by an inverter using FIG. 8, the limiter circuit of (5) can be easily obtained.
In this figure, the negative input limit voltage is E1 and the positive input limit voltage is -E2 as a general theory. However, in the circuit of (5), the limit voltages are + E and -E having the same absolute value. .
リミッタ回路１０の入力電圧、リミット電圧、出力電圧をそれぞれＶ２、Ｅ２２、Ｖ２２とし、リミッタ回路１１の入力電圧、リミット電圧、出力電圧をそれぞれＶ３、Ｅ３２、Ｖ３２とする。
The input voltage, limit voltage, and output voltage of the
１２、１３は複数の入力電圧を加算した電圧を出力する加算回路である。
図９は一般的に知られている演算増幅器を用いた反転加算器の一例である。
図９の反転加算出力を図８を用いたインバータで反転させれば１２、１３の加算回路を容易に得る事ができる。
FIG. 9 shows an example of an inverting adder using a generally known operational amplifier.
If the inverted addition output of FIG. 9 is inverted by the inverter using FIG. 8, 12 and 13 addition circuits can be easily obtained.
１４、１５はそれぞれ２個のダイオードを逆方向に並列接続したものである。
図６は一般的なダイオードの電圧−電流特性である。同図に示すようにダイオードはその両端電圧が一定値以下の場合は高インピーダンスで電流がオフ状態になり、一定の電圧を越えると低インピーダンスになって電流がオン状態になる非線形の電圧−電流特性を持つ。
なお本発明ではダイオードでなくてもツェナーダイオードやバリスタ等同様の特性を持つ他のデバイスでも良い。
ダイオード１４、１５の端子間電圧をそれぞれＶＦ２、ＶＦ３とする。
Reference numerals 14 and 15 are two diodes connected in parallel in the opposite direction.
FIG. 6 shows a voltage-current characteristic of a general diode. As shown in the figure, when the voltage across the diode is below a certain value, the diode is high impedance and the current is turned off, and when the voltage exceeds a certain voltage, the impedance becomes low impedance and the current is turned on. Has characteristics.
In the present invention, other devices having similar characteristics such as a Zener diode and a varistor may be used instead of the diode.
The voltages between the terminals of the diodes 14 and 15 are VF2 and VF3, respectively.
図１の回路で不感帯回路の不感帯電圧、リミッタ回路のリミット電圧を適切に設定すれば、入力電流Ｉに応じて自動的にレンジ切り替え動作、即ちオートレンジ動作する事を以下に説明する。 When the dead band voltage of the dead band circuit and the limit voltage of the limiter circuit are appropriately set in the circuit of FIG. 1, the automatic range switching operation, that is, the auto range operation according to the input current I will be described below.
ここでは説明の為に最小レンジのフルスケールの電流値をＩＦＳ１、中レンジのフルスケールの電流値をＩＦＳ２とし、説明の明快化の為に最大レンジのフルスケール電流値はＩＦＳ２以上とし上限は規定しないものとする。即ち、
ＩＦＳ１＜ＩＦＳ２ ・・・（６）
とする。
また、説明の明快化の為に入力電流がＩＦＳ１、ＩＦＳ２でレンジ切り替えを行なうものとしているが、ＩＦＳ１、ＩＦＳ２の１１０％にする等、実際の応用では必要に応じて任意の値に設定する事ができる。
For the sake of explanation, the full-scale current value of the minimum range is IFS1, the full-scale current value of the middle range is IFS2, and the full-scale current value of the maximum range is IFS2 or more for the sake of clarity. Shall not. That is,
IFS1 <IFS2 (6)
And
Also, for clarity of explanation, the input current is assumed to switch the range at IFS1 and IFS2, but it may be set to an arbitrary value as necessary in actual applications such as 110% of IFS1 and IFS2. Can do.
入力電流Ｉは入力端子から流れ込むか、流れ出るか方向は任意の入力電流、Ｉ１はＲ１に流れる電流、Ｉ２はＲ２に流れる電流であり、Ｉ２１は電流ブースタ６が駆動するバイパス電流、Ｉ３１は電流ブースタ７が駆動するバイパス電流である。 The input current I flows in or out from the input terminal, the direction is arbitrary input current, I1 is a current flowing in R1, I2 is a current flowing in R2, I21 is a bypass current driven by the current booster 6, and I31 is a current booster 7 is a bypass current to be driven.
図１の６、８、１０、１２、１４はＩ／Ｖ変換抵抗Ｒ１を流れる電流をバイパスするかどうか制御する電流オン−オフ回路であり、以下説明の為にレンジ切り替え回路１と呼ぶ。
図１の７、９、１１、１３、１５はＩ／Ｖ変換抵抗Ｒ２を流れる電流をバイパスするかどうか制御する電流オン−オフ回路であり、以下説明の為にレンジ切り替え回路２と呼ぶ。
これらレンジ切り替え回路１、２がレンジ切り替え動作を実現する。
レンジ切り替え回路１、２共にオフ時にレンジ１が有効、レンジ切り替え回路１がオン、レンジ切り替え回路２がオフ時にレンジ２が有効、レンジ切り替え回路１、２が共にオン時レンジ３が有効である。
なお、図１においてＶ１は演算増幅器１の出力電圧で且つＩ／Ｖ変換抵抗３の演算増幅器出力端子側の電圧でもあり、Ｖ２はＩ／Ｖ変換抵抗４の演算増幅器出力端子側の電圧であり、Ｖ３はＩ／Ｖ変換抵抗５の演算増幅器出力端子側の電圧である。
1, 7, 9, 11, 13, and 15 are current on / off circuits that control whether to bypass the current flowing through the I / V conversion resistor R <b> 2, and are referred to as a
These
In FIG. 1, V1 is the output voltage of the
図１の回路においてＥ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２を以下の値に設定する。
Ｅ２１＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（７）
Ｅ２２＝ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（８）
Ｅ３１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２ ・・・（９）
Ｅ３２＝ＩＦＳ２・Ｒ３ ・・・（１０）
但し（９）の、ＥＤ２は入力電流ＩがＩＦＳ２の時のダイオード１４の両端子間の電圧とする。
In the circuit of FIG. 1, E21, E22, E31, and E32 are set to the following values.
E21 = IFS1 · (R1 + R2 + R3) (7)
E22 = IFS1 · (R2 + R3) (8)
E31 = IFS1 ・ R1
+ IFS2 ・ (R2 + R3)
+ ED2 (9)
E32 = IFS2 / R3 (10)
However, in (9), ED2 is a voltage between both terminals of the diode 14 when the input current I is IFS2.
レンジ切り替え回路１について図１の記号を用いると
Ｖ２１＝ｄｂ（Ｖ１、Ｅ２１） ・・・（１１）
Ｖ２２＝ｌｍ（Ｖ２、Ｅ２２） ・・・（１２）
Ｖ２３＝Ｖ２１＋Ｖ２２ ・・・（１３）
ＶＦ２＝Ｖ２３−Ｖ２ ・・・（１４）
である。
When the symbols in FIG. 1 are used for the
V22 = lm (V2, E22) (12)
V23 = V21 + V22 (13)
VF2 = V23−V2 (14)
It is.
レンジ切り替え回路２について図１の記号を用いると
Ｖ３１＝ｄｂ（Ｖ１、Ｅ３１） ・・・（１５）
Ｖ３２＝ｌｍ（Ｖ３、Ｅ３２） ・・・（１６）
Ｖ３３＝Ｖ３１＋Ｖ３２ ・・・（１７）
ＶＦ３＝Ｖ３３−Ｖ３ ・・・（１８）
である。
When the symbols in FIG. 1 are used for the
V32 = lm (V3, E32) (16)
V33 = V31 + V32 (17)
VF3 = V33−V3 (18)
It is.
図１の記号を用いると
Ｖ１−ｅ＝ Ｉ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ２１・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ３１・Ｒ３ ・・・（１９）
が成り立つ。
誤差増幅器１は負帰還回路になっているので、常に＋入力端子と−入力端子電圧が等しくなるようなＶ１を出力するように動作するが、＋入力端子を０にしてあるのでｅ≒０になり、Ｖ１は入力電流の大きさに関わらず常に
Ｖ１＝ Ｉ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ２１・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ３１・Ｒ３ ・・・（２０）
になる。
Using the symbols in FIG. 1, V1−e = I1 · (R1 + R2 + R3)
+ I21 ・ (R2 + R3)
+ I31 · R3 (19)
Holds.
Since the
+ I21 ・ (R2 + R3)
+ I31 · R3 (20)
become.
・レンジ１有効時、即ち
０≦Ｉ＜ＩＦＳ１ ・・・（２１）
の場合の動作をまとめる。
（２０）が成り立つＶ１はＩ２１、Ｉ３１が０になる場合である。この時
Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ ・・・（２２）
なので
Ｖ１＝Ｉ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（２３）
Ｖ２＝Ｉ・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（２４）
Ｖ３＝Ｉ・Ｒ３ ・・・（２５）
である。（７）と（２３）を（２１）の条件の下で比較すると
Ｖ１＜Ｅ２１ ・・・（２６）
なので
Ｖ２１＝０ ・・・（２７）
である。さらに、（８）と（２４）により（２１）の範囲では
Ｖ２２＝Ｖ２ ・・・（２８）
である。（１３）、（１４）、（２７）、（２８）をＶＦ２について解くと
ＶＦ２＝０ ・・・（２９）
になるのでＩ２１が０になる事が判る。
・ When
The operation in the case of is summarized.
V1 where (20) holds is a case where I21 and I31 are 0. At this time, I1 = I2 = I (22)
So V1 = I · (R1 + R2 + R3) (23)
V2 = I · (R2 + R3) (24)
V3 = I · R3 (25)
It is. When (7) and (23) are compared under the condition (21), V1 <E21 (26)
So V21 = 0 (27)
It is. Further, according to (8) and (24), in the range of (21), V22 = V2 (28)
It is. When (13), (14), (27), and (28) are solved for VF2, VF2 = 0 (29)
It turns out that I21 becomes 0.
同様に（９）と（２３）を（２１）の条件の下で比較すると明らかに
Ｖ１＜Ｅ３１ ・・・（３０）
であり
Ｖ３１＝０ ・・・（３１）
である。さらに、（１０）と（２５）により（２１）の範囲では
Ｖ３２＝Ｖ３ ・・・（３２）
である。（１７）、（１８）、（３１）、（３２）をＶＦ３について解くと
ＶＦ３＝０ ・・・（３３）
になるのでＩ３１が０になる事が判る。
Similarly, when (9) and (23) are compared under the condition (21), it is clear that V1 <E31 (30)
V31 = 0 (31)
It is. Further, according to (10) and (25), in the range of (21), V32 = V3 (32)
It is. When (17), (18), (31), and (32) are solved for VF3, VF3 = 0 (33)
It turns out that I31 becomes 0.
ここでＩが限りなくＩＦＳ１に近付く場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（３４）
Ｖ２＝ ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（３５）
Ｖ３＝ ＩＦＳ１・Ｒ３ ・・・（３６）
に限りなく近付く。
この時Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は
Ｉ１＝ＩＦＳ１ ・・・（３７）
Ｉ２＝ＩＦＳ１ ・・・（３８）
に限りなく近付き、Ｉ２１、Ｉ３は
Ｉ２１＝０ ・・・（３９）
Ｉ３１＝０ ・・・（４０）
である。
Here, V1, V2, V3, I1, I2, I21, and I31 when I approaches IFS1 indefinitely are obtained.
V1, V2, and V3 are V1 = IFS1 · (R1 + R2 + R3) (34)
V2 = IFS1 · (R2 + R3) (35)
V3 = IFS1 · R3 (36)
Approach as much as possible.
At this time, I1, I2, and I3 are I1 = IFS1 (37)
I2 = IFS1 (38)
I21, I3 is I21 = 0 (39)
I31 = 0 (40)
It is.
・レンジ２有効時、即ち
ＩＦＳ１≦Ｉ＜ＩＦＳ２ ・・・（４１）
の場合の動作をまとめる。
（２０）が成り立つＶ１はＩ３１が０になる場合であり、この時レンジ切り替え回路１がオンになってＩ２１が流れ、レンジ切り替え回路２がオフでＩ３１が０になり、以下の式が成り立つ。
Ｉ２＝Ｉ ・・・（４２）
Ｖ１−Ｖ２＝Ｉ１・Ｒ１ ・・・（４３）
Ｖ２＝Ｉ・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（４４）
Ｖ３＝Ｉ・Ｒ３ ・・・（４５）
Ｖ２＝Ｖ１−Ｅ２１＋Ｅ２２−ＶＦ２ ・・・（４６）
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ２１ ・・・（４７）
これらの式を解いてＶ１、Ｉ１、Ｉ２１について整理すると
Ｖ１＝ Ｉ・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２ ・・・（４８）
Ｉ１＝（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（４９）
Ｉ２１＝Ｉ−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（５０）
を得る。
・ When
The operation in the case of is summarized.
V1 where (20) is satisfied is a case where I31 becomes 0. At this time, the
I2 = I (42)
V1−V2 = I1 · R1 (43)
V2 = I · (R2 + R3) (44)
V3 = I · R3 (45)
V2 = V1-E21 + E22-VF2 (46)
I2 = I1 + I21 (47)
Solving these equations and rearranging for V1, I1, and I21, V1 = I · (R2 + R3)
+ E21 + VF2-E22 (48)
I1 = (E21 + VF2-E22) / R1 (49)
I21 = I− (E21 + VF2−E22) / R1 (50)
Get.
（９）と（４８）を（４１）の条件の下で比較すると
Ｖ１＜Ｅ３１ ・・・（５１）
なので
Ｖ３１＝０ ・・・（５２）
である。さらに、（１０）と（４５）により（４１）の範囲では
Ｖ３２＝Ｖ２ ・・・（５３）
である。（１７）、（１８）、（５２）、（５３）をＶＦ３について解くと
ＶＦ３＝０ ・・・（５４）
になるのでＩ３１が０になる事が判る。
When (9) and (48) are compared under the condition (41), V1 <E31 (51)
So V31 = 0 (52)
It is. Further, according to (10) and (45), in the range of (41), V32 = V2 (53)
It is. When (17), (18), (52), and (53) are solved for VF3, VF3 = 0 (54)
It turns out that I31 becomes 0.
ここでＩ＝ＩＦＳ１の場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。この場合Ｉ２１は０に近いのでダイオードの特性により
ＶＦ２≒０ ・・・（５５）
であり、（５４）と（７）、（８）、（４４）〜（５０）を解いて整理すると
Ｖ１＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（５６）
Ｖ２＝ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（５７）
Ｖ３＝ＩＦＳ１・Ｒ３ ・・・（５８）
Ｉ１＝ＩＦＳ１ ・・・（５９）
Ｉ２＝ＩＦＳ１ ・・・（６０）
Ｉ２１＝０ ・・・（６１）
Ｉ３１＝０ ・・・（６２）
を得る。
Here, V1, V2, V3, I1, I2, I21, and I31 when I = IFS1 are obtained. In this case, since I21 is close to 0, VF2≈0 (55) due to the characteristics of the diode.
And solving (54), (7), (8), (44) to (50) and rearranging V1 = IFS1 · (R1 + R2 + R3) (56)
V2 = IFS1 · (R2 + R3) (57)
V3 = IFS1 · R3 (58)
I1 = IFS1 (59)
I2 = IFS1 (60)
I21 = 0 (61)
I31 = 0 (62)
Get.
ＩがＩＦＳ２に限りなく近付く場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。この場合（９）で定義したように
ＶＦ２≒ＥＤ２ ・・・（６３）
であり、（５４）と（７）、（８）、（４４）〜（５０）、（６３）を解いて整理すると
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２ ・・・（６４）
Ｖ２＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（６５）
Ｖ３＝ＩＦＳ２・Ｒ３ ・・・（６６）
Ｉ１＝ＩＦＳ１＋ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（６７）
Ｉ２＝ＩＦＳ２ ・・・（６８）
Ｉ２１＝ＩＦＳ２−ＩＦＳ１−ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（６９）
Ｉ３１＝０ ・・・（７０）
を得る。
V1, V2, V3, I1, I2, I21, and I31 when I approaches IFS2 as much as possible are obtained. In this case, as defined in (9) VF2≈ED2 (63)
And solving (54), (7), (8), (44)-(50), (63) and rearranging V1 = IFS1 · R1 + IFS2 · (R2 + R3)
+ ED2 (64)
V2 = IFS2 · (R2 + R3) (65)
V3 = IFS2 / R3 (66)
I1 = IFS1 + ED2 / R1 (67)
I2 = IFS2 (68)
I21 = IFS2-IFS1-ED2 / R1 (69)
I31 = 0 (70)
Get.
・レンジ３有効時、即ち
ＩＦＳ２≦Ｉ ・・・（７１）
の場合の動作をまとめる。
レンジ切り替え回路１、レンジ切り替え回路２共にオンになりＩ２１、Ｉ３１が流れ、以下の式が成り立つ。
Ｖ１−Ｖ２＝Ｉ１・Ｒ１ ・・・（７２）
Ｖ２−Ｖ３＝Ｉ２・Ｒ２ ・・・（７３）
Ｖ３＝Ｉ・Ｒ３ ・・・（７４）
Ｖ２＝Ｖ１−Ｅ２１＋Ｅ２２−ＶＦ２ ・・・（７５）
Ｖ３＝Ｖ１−Ｅ３１＋Ｅ３２−ＶＦ３ ・・・（７６）
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ２１ ・・・（７７）
Ｉ＝Ｉ２＋Ｉ３１ ・・・（７８）
これらの式を解いてＶ１、Ｖ２、Ｉ１、Ｉ２１、Ｉ３１について整理すると
Ｖ１＝ Ｉ・Ｒ３＋（Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２） ・・・（７９）
Ｖ２＝ Ｉ・Ｒ３＋（Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２） ・・・（８０）
Ｉ１＝（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（８１）
Ｉ２＝ （Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）／Ｒ２
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ２ ・・・（８２）
Ｉ２１＝ （Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）／Ｒ２
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ２
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（８３）
Ｉ３１＝Ｉ−（Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）／Ｒ２
＋（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ２ ・・・（８４）
を得る。
・ When
The operation in the case of is summarized.
Both the
V1−V2 = I1 · R1 (72)
V2−V3 = I2 · R2 (73)
V3 = I · R3 (74)
V2 = V1-E21 + E22-VF2 (75)
V3 = V1-E31 + E32-VF3 (76)
I2 = I1 + I21 (77)
I = I2 + I31 (78)
Solving these equations and organizing V1, V2, I1, I21, and I31 V1 = I · R3 + (E31 + VF3-E32) (79)
V2 = I.R3 + (E31 + VF3-E32)
-(E21 + VF2-E22) (80)
I1 = (E21 + VF2-E22) / R1 (81)
I2 = (E31 + VF3-E32) / R2
-(E21 + VF2-E22) / R2 (82)
I21 = (E31 + VF3-E32) / R2
-(E21 + VF2-E22) / R2
-(E21 + VF2-E22) / R1 (83)
I31 = I- (E31 + VF3-E32) / R2
+ (E21 + VF2-E22) / R2 (84)
Get.
Ｉ＝ＦＳ２の場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。この場合Ｉ３１は０に近いのでダイオードの特性により
ＶＦ３≒０ ・・・（８５）
であり、（９）で定義したように（６３）が成り立つ。（６３）、（８５）と（７）〜（１０）、（７９）〜（８４）を解いて整理すると
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２ ・・・（８６）
Ｖ２＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（８７）
Ｖ３＝ＩＦＳ２・Ｒ３ ・・・（８８）
Ｉ１＝ＩＦＳ１＋ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（８９）
Ｉ２＝ＩＦＳ２ ・・・（９０）
Ｉ２１＝ＩＦＳ２−ＩＦＳ１−ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（９１）
Ｉ３１＝０ ・・・（９２）
を得る。
V1, V2, V3, I1, I2, I21, and I31 are obtained when I = FS2. In this case, since I31 is close to 0, VF3≈0 (85) depending on the characteristics of the diode.
And (63) holds as defined in (9). Solving (63), (85) and (7)-(10), (79)-(84), V1 = IFS1 · R1 + IFS2 · (R2 + R3)
+ ED2 (86)
V2 = IFS2 · (R2 + R3) (87)
V3 = IFS2 / R3 (88)
I1 = IFS1 + ED2 / R1 (89)
I2 = IFS2 (90)
I21 = IFS2-IFS1-ED2 / R1 (91)
I31 = 0 (92)
Get.
各レンジにおいてその電流値を求める為に、レンジ１有効時は（２３）を変形して
Ｉ＝Ｖ１／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（９３）
を得る。
レンジ２有効時は（４４）を変形して
Ｉ＝Ｖ２／（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（９４）
を得る。
レンジ有効時は（７４）を変形して
Ｉ＝Ｖ３／Ｒ３ ・・・（９５）
を得る。
In order to obtain the current value in each range, when
Get.
When
Get.
When the range is valid, change (74) to change I = V3 / R3 (95)
Get.
入力電流Ｉを求めるには演算回路２で（９３）〜（９５）を演算し、求めたＩがそのレンジの扱う電流範囲に入る電流値を示すレンジの内で最も小さなレンジの値を採用すれば良い。
演算回路２は一般的に知られている演算増幅器による演算回路やコンパレータ等を用いて容易に作る事ができる。
あるいは演算回路２内にＡ／Ｄ変換器、又は電圧／周波数変換器とカウンタ等を組み込み、各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎の電圧出力をディジタル値に変換してから（９３）〜（９５）をソフトウェアで演算して電流Ｉを求める事もできる。
In order to obtain the input current I, the
The
Alternatively, an A / D converter or a voltage / frequency converter and a counter are incorporated in the
なお、図１４に示すような差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端電圧を検出してから、レンジ１有効時は
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１ ・・・（９６）
の演算で、レンジ２有効時は
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２ ・・・（９７）
の演算で電流を求める事も可能であるが、その場合は差動増幅器が必要になるので（９３）、（９４）の方が部品点数が少なくなる。
It should be noted that, when the voltage at both ends of each I / V conversion resistor is detected by a differential amplifier as shown in FIG. 14, when
When
It is also possible to obtain the current by the above calculation, but in this case, since a differential amplifier is required (93) and (94), the number of parts is reduced.
以上の説明で誤差増幅用の演算増幅器と電流測定に必要なレンジ数分の複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、それらのＩ／Ｖ変換抵抗を抵抗値の大きさの順番に直列接続した後の両端の内の最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗側の端子を前記演算増幅器の反転入力端子に接続し、最大抵抗値側の端子を前記演算増幅器の出力端子に接続して負帰還回路を構成し、前記演算増幅器の反転入力端子から測定対象の電流を入力し、前記複数のＩ／Ｖ変換抵抗の内最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗を除くＩ／Ｖ変換抵抗の前記演算増幅器の反転入力端子側を各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎のレンジ切り替え回路接続部とし、レンジ切り替え回路をこれらレンジ切り替え回路接続部と前記演算増幅器の出力端子間に負帰還回路を構成する様に設け、入力電流がフルスケールを越えたレンジのＩ／Ｖ変換抵抗の入力電流を前記レンジ切り替え回路でバイパスする事によりレンジ切り替えを行なう様にした電流／電圧変換回路において、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の演算増幅器出力端子側の端子電圧をＩ／Ｖ変換信号電圧とし、演算増幅器反転入力端子と各Ｉ／Ｖ変換抵抗間にあるＩ／Ｖ変換抵抗の合計抵抗値を各レンジ毎のＩ／Ｖ変換抵抗値として、入力電流がバイパスされずに全入力電流が流れるＩ／Ｖ変換抵抗に対するＩ／Ｖ変換信号電圧と当該レンジに対するＩ／Ｖ変換抵抗値を用いてレンジ１有効時は（９３）、レンジ２有効時は（９４）、レンジ３有効時は（９５）により演算回路で電流値を演算して電流値を求める事を特徴とする電流／電圧変換回路を得られる事が判る。
In the above description, there are an operational amplifier for error amplification and a plurality of I / V conversion resistors corresponding to the number of ranges necessary for current measurement, and these I / V conversion resistors are connected in series in the order of the resistance value. A negative feedback circuit is formed by connecting the terminal on the I / V conversion resistance side of the minimum resistance value of the latter ends to the inverting input terminal of the operational amplifier and connecting the terminal on the maximum resistance value side to the output terminal of the operational amplifier. The operational amplifier of the I / V conversion resistance except the I / V conversion resistance of the minimum resistance value of the plurality of I / V conversion resistances, by inputting the current to be measured from the inverting input terminal of the operational amplifier The inverting input terminal side of each I / V conversion resistor is set as a range switching circuit connection unit, and the range switching circuit is provided so as to form a negative feedback circuit between the range switching circuit connection unit and the output terminal of the operational amplifier. Input current exceeds full scale In the current / voltage conversion circuit in which the range switching is performed by bypassing the input current of the I / V conversion resistor in the range by the range switching circuit, the terminal voltage on the operational amplifier output terminal side of each I / V conversion resistor is The input current is bypassed with the I / V conversion signal voltage, the total resistance value of the I / V conversion resistors between the operational amplifier inverting input terminal and each I / V conversion resistor as the I / V conversion resistance value for each range. Without using the I / V conversion signal voltage for the I / V conversion resistor through which all the input current flows and the I / V conversion resistance value for the range, the
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ１は（３４）、（５６）から共に
Ｖ１＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
である。
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ２は（３５）、（５７）から共に
Ｖ２＝ ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３）
である。
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ３は（３６）、（５８）から共に
Ｖ３＝ ＩＦＳ１・Ｒ３
である。
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＩ１は（３７）、（５９）から共に
Ｉ１＝ＩＦＳ１
であり、Ｉ２は（３８）、（６０）から共に
Ｉ２＝ＩＦＳ１
である。
また、レンジ１では
Ｉ２１＝０
Ｉ３１＝０
であり、レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点でのレンジ２も（６１）、（６２）により同じである。
以上からレンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１は同じ値になるので、レンジ切り替え時にこれらは全て連続的に変化する事が判る。
V1 of the range switching point between
It is.
V2 of the range switching point between
It is.
V3 of the range switching point between
It is.
The range switching point I1 between
And I2 is both from (38) and (60) I2 = IFS1
It is.
In
I31 = 0
The
From the above, since V1, V2, V3, I1, I2, I21, and I31 of the range switching points of
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ１は（６４）、（８６）から共に
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ２は（６５）、（８７）から共に
Ｖ２＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ３は（６６）、（８８）から共に
Ｖ３＝ＩＦＳ２・Ｒ３
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＩ１は（６７）、（８９）から共に
Ｉ１＝ＩＦＳ１＋ＥＤ２／Ｒ１
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＩ２は（６８）、（９０）から共に
Ｉ２＝ＩＦＳ２
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＩ２１は（６９）、（９１）から共に
Ｉ２１＝ＩＦＳ２−ＩＦＳ１−ＥＤ２／Ｒ１
である。
また、レンジ２では
Ｉ３１＝０
であり、レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点でのレンジ３でも（９２）より同じである。
以上からレンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１はレンジ切り替え時に同じ値になるので、これらは全て連続的に変化する事が判る。
V1 of the range switching point between
+ ED2
It is.
V2 of the range switching point between
It is.
V3 of the range switching point between
It is.
I1 of the range switching point between
It is.
The range switching point I2 of
It is.
I21 of the range switching point between
It is.
In
This is also the case with
From the above, it can be seen that V1, V2, V3, I1, I2, I21, and I31 of the range switching points of
負入力についても極性が変わるだけで以上の説明と同様になる。
以上の説明で図１の回路はレンジ切り替えを自動、即ちオートレンジで行ない、レンジ切り替えの際に各部の信号が連続的に変化する事が判る。
レンジ切り替えの為に アナログスイッチやリレー等を用いて測定に関わる各部の信号を非連続に変化させると測定誤差やノイズ等の悪影響を発生し易いが、本発明のように各部の信号を連続的に変化させると、測定誤差やノイズ等の悪影響を少なくする利点がある。
また、これらの回路は全て高速動作する半導体素子で構成できるので、高速動作が可能である。
The negative input is the same as the above description only by changing the polarity.
From the above description, it can be seen that the circuit in FIG. 1 performs range switching automatically, that is, in auto range, and the signals of each part continuously change during range switching.
If the signal of each part related to measurement is changed discontinuously using an analog switch or relay for range switching, it is easy to cause adverse effects such as measurement error and noise. By changing to, there is an advantage of reducing adverse effects such as measurement errors and noise.
In addition, since these circuits can be composed of semiconductor elements that operate at high speed, they can operate at high speed.
これは請求項１に関わる誤差増幅用の演算増幅器と電流測定に必要なレンジ数分の複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、それらのＩ／Ｖ変換抵抗を抵抗値の大きさの順番に直列接続した後の両端の内の最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗側の端子を前記演算増幅器の反転入力端子に接続し、最大抵抗値側の端子を前記演算増幅器の出力端子に接続して負帰還回路を構成し、前記演算増幅器の反転入力端子から測定対象の電流を入力し、前記複数のＩ／Ｖ変換抵抗の内最小抵抗値のＩ／Ｖ変換抵抗を除くＩ／Ｖ変換抵抗の前記演算増幅器の反転入力端子側を各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎のレンジ切り替え回路接続部とし、レンジ切り替え回路をこれらレンジ切り替え回路接続部と前記演算増幅器の出力端子間に負帰還回路を構成する様に設け、入力電流がフルスケールを越えたレンジのＩ／Ｖ変換抵抗の入力電流を前記レンジ切り替え回路でバイパスする事によりレンジ切り替えを行なう様にした電流／電圧変換回路において、前記レンジ切り替え回路接続部に一方の端子を接続した電流オン／オフ用のダイオードと、前記レンジ切り替え回路接続部の電圧を入力とし各レンジ毎のレンジ切り替え回路をオンにさせる直前の前記レンジ切り替え回路接続部の電圧値をリミット設定電圧とするリミッタ回路と、前記演算増幅器の出力電圧を入力とし各レンジ毎のレンジ切り替え回路をオンにさせる直前の前記演算増幅器の出力電圧値を不感帯設定電圧とする不感帯回路と、これらリミッタ回路と不感帯回路の出力電圧を加算回路で加算しその出力を前記レンジ切り替え回路接続部に接続した前記電流オン／オフ用ダイオードの他方の端子に接続してバイパス電流を吸い込み又は吐き出す様にし、その加算回路の出力能力が不足する場合にはその加算回路の出力部に電流ブースタを追加して出力能力を補強するものとしたレンジ切り替え回路を各レンジ毎に設け、入力電流がフルスケール以下のレンジの前記レンジ切り替え回路の電流オン／オフ用のダイオードの両端が等電位になってバイパス電流がオフになり、入力電流がフルスケールを越えたレンジについては前記レンジ切り替え回路の不感帯回路を経由した前記演算増幅器の出力電圧により電流オン／オフ用のダイオードの両端に電位差が生じてバイパス電流がオンになる事により、オートレンジ切り替え可能で、且つレンジ切り替え時に電流／電圧変換回路各部の信号を連続的に変化させて測定誤差やノイズの影響を少なくした事を特徴とするレンジ切り替え回路を実現できる事を示す。
なお、請求項１はレンジ切り替え回路の構成方法についてのものであり、Ｉ／Ｖ変換抵抗の抵抗値とその電圧から電流値を求める方法については問わない。
This has an operational amplifier for error amplification according to
Note that
請求項２に関わる請求項１によるレンジ切り替え回路を用いた電流／電圧変換回路の全レンジ範囲に渡る入力電流を精度良く電圧信号に変換して電流モニタ電圧信号を作成できる事を特徴とする電流モニタ電圧信号作成回路について説明する。
図１の電流／電圧変換回路において、電流／電圧変換後の電圧信号をモニタ信号とする場合、単純に電圧信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の全て、又はそれらから有効レンジの信号を選択した信号と、その時点でどのレンジが有効かを示す信号を組み合わせて出力する事ができるが、モニタ信号の利用者は複数の信号を組み合わせて使用しなければならないので電流モニタ信号としては使用し難い。
あるいはＶ１を直接又は必要に応じてバッファを介してモニタ信号としても良いが、レンジ２有効時は（４８）となりＶＦ２が入り、レンジ３有効時は（７９）となりＶＦ３が入る。
ＶＦ２、ＶＦ３はダイオード両端子間電圧であり、電流の大きさや温度で変化し、且つダイオード毎に特性のばらつきがあるので、モニタ信号の用途によっては精度が不足する。
A current characterized in that a current monitor voltage signal can be generated by accurately converting an input current over the entire range of the current / voltage conversion circuit using the range switching circuit according to
In the current / voltage conversion circuit of FIG. 1, when the voltage signal after current / voltage conversion is used as a monitor signal, all of the voltage signals V1, V2, V3, or a signal in which an effective range signal is selected from them, Signals indicating which range is effective at that time can be combined and output, but the user of the monitor signal must use a combination of a plurality of signals, so it is difficult to use as a current monitor signal.
Alternatively, V1 may be used as a monitor signal directly or via a buffer as necessary, but when
VF2 and VF3 are voltages across the diode terminals, change with the magnitude of the current and temperature, and have variations in characteristics among the diodes. Therefore, the accuracy is insufficient depending on the application of the monitor signal.
これらを解決したのが図２の本発明の請求項２に関わる電流／電圧変換信号に対する電流モニタ電圧信号作成回路である。これは図１のＶ１、Ｖ２、Ｖ３を入力とするものであり説明の明快化の為に図１の関連する部分のみ取り出して記載している。
２１、２２、２３はリミッタ回路であり実現方法は既に説明した図１のリミッタ回路１０、１１と同じである。
２４は加算回路であり実現方法は既に説明した図１の加算回路１２、１３と同じである。このモニタ出力電圧をＶＭとする。
その他は図１と同じである。
また実施例１と同様に最小レンジのフルスケールの電流値をＩＦＳ１、中レンジのフルスケールの電流値をＩＦＳ２とする。
What solved these problems is the current monitor voltage signal generation circuit for the current / voltage conversion signal according to
21, 22, and 23 are limiter circuits, and the implementation method is the same as that of the
Reference numeral 24 denotes an adder circuit, which is implemented in the same manner as the
Others are the same as FIG.
Similarly to the first embodiment, the full-scale current value of the minimum range is IFS1, and the full-scale current value of the middle range is IFS2.
なお、図２では各リミッタ回路の入出力、モニタ出力にバッファを記載していないが、必要に応じて付加すれば良い。
また、モニタ出力の用途に応じて最適なスケーリングをする為に各リミッタ回路２１、２２、２３又は加算回路２４に増幅器を付加してゲインを調整すれば便利であるが、ここでは説明の明快化の為に全てゲインは１のままとする。
In FIG. 2, buffers are not described for input / output and monitor output of each limiter circuit, but may be added as necessary.
In addition, it is convenient to adjust the gain by adding an amplifier to each of the limiter circuits 21, 22, 23 or the adder circuit 24 in order to perform optimum scaling according to the use of the monitor output. For this reason, all gains remain at 1.
また、図２ではリミッタ回路２３を設けているが、最大レンジの上限を越えた入力電流に対してモニタ出力の上限を抑える必要が無ければ最大レンジのリミッタ回路は無くても良く、以下の説明では明快化の為リミッタ回路２３を省き、且つバッファも無いものとしてＶ３を加算回路２４に直接接続するものとする。 In FIG. 2, the limiter circuit 23 is provided. However, if it is not necessary to suppress the upper limit of the monitor output for the input current exceeding the upper limit of the maximum range, the limiter circuit of the maximum range may be omitted. Then, for the sake of clarity, it is assumed that the limiter circuit 23 is omitted and V3 is directly connected to the adder circuit 24 with no buffer.
図２の回路において
Ｖ１４＝ｌｍ（Ｖ１、Ｅ１３） ・・・（９８）
Ｖ２４＝ｌｍ（Ｖ２、Ｅ２３） ・・・（９９）
ＶＭ＝Ｖ１４＋Ｖ２４＋Ｖ３ ・・・（１００）
である。
各リミット設定値を
Ｅ１３＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（１０１）
Ｅ２３＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（１０２）
とする。
In the circuit of FIG. 2, V14 = lm (V1, E13) (98)
V24 = lm (V2, E23) (99)
VM = V14 + V24 + V3 (100)
It is.
Set each limit value as follows: E13 = IFS1 · (R1 + R2 + R3) (101)
E23 = IFS2 · (R2 + R3) (102)
And
・レンジ１有効時、即ち
０≦Ｉ＜ＩＦＳ１ ・・・（１０３）
の場合の動作をまとめる。
レンジの条件（１０３）と（９８）〜（１０２）を演算してＶＭについて整理すると
ＶＭ＝Ｉ・（Ｒ１＋２Ｒ２＋３Ｒ３） ・・・（１０４）
０≦ＶＭ＜ＩＦＳ１・（Ｒ１＋２Ｒ２＋３Ｒ３） ・・・（１０５）
を得る。
・ When
The operation in the case of is summarized.
When the range conditions (103) and (98) to (102) are calculated and arranged for the VM, VM = I · (R1 + 2R2 + 3R3) (104)
0 ≦ VM <IFS1 · (R1 + 2R2 + 3R3) (105)
Get.
・レンジ２有効時、即ち
ＩＦＳ１≦Ｉ＜ＩＦＳ２ ・・・（１０６）
の場合の動作をまとめる。
レンジの条件（１０６）と（９８）〜（１０２）を演算してＶＭについて整理すると
ＶＭ＝ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ・（Ｒ２＋２Ｒ３） ・・・（１０７）
ＩＦＳ１・（Ｒ１＋２Ｒ２＋３Ｒ３）≦ＶＭ ・・・（１０８）
ＶＭ＜ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋２Ｒ３） ・・・（１０９）
を得る。
・ When
The operation in the case of is summarized.
When the range conditions (106) and (98) to (102) are calculated and arranged for the VM, VM = IFS1 · (R1 + R2 + R3)
+ I · (R2 + 2R3) (107)
IFS1 · (R1 + 2R2 + 3R3) ≦ VM (108)
VM <IFS1 · (R1 + R2 + R3)
+ IFS2 · (R2 + 2R3) (109)
Get.
・レンジ３有効時、即ち
ＩＦＳ２≦Ｉ ・・・（１１０）
の場合の動作をまとめる。
レンジの条件（１１０）と（９８）〜（１０２）を演算してＶＭについて整理すると
ＶＭ＝ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）＋Ｉ・Ｒ３ ・・・（１１１）
ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋２Ｒ３）≦ＶＭ ・・・（１１２）
を得る。
負入力についても極性が変わるだけで同様になる。
・ When
The operation in the case of is summarized.
When the range conditions (110) and (98) to (102) are calculated and arranged for VM, VM = IFS1 · (R1 + R2 + R3)
+ IFS2 · (R2 + R3) + I · R3 (111)
IFS1 ・ (R1 + R2 + R3)
+ IFS2 · (R2 + 2R3) ≦ VM (112)
Get.
The same applies to the negative input just by changing the polarity.
図１５は上記の入力電流Ｉとモニタ出力ＶＭの関係の概略を示したものである。以上から判るようにＶＭは全範囲のＩに対して、ＩＦＳ１、ＩＦＳ２を折れ点として１対１で対応する直線による折れ線の関係になるので、ＶＭだけで入力電流Ｉが表現でき、他に現在の有効レンジを示す信号等を必要としない。
また、（１０４）、（１０７）、（１１１）から判るように、ＶＭにはダイオード両端電圧ＶＦ２、ＶＦ３のような個々の素子の特性のバラツキが大きく、そのまま精度に影響及ぼす要因を含まないので精度が高い。
FIG. 15 shows an outline of the relationship between the input current I and the monitor output VM. As can be seen from the above, the VM has a broken line relationship with a straight line corresponding to IFS1 and IFS2 as a breakpoint with respect to I in the entire range, so that the input current I can be expressed only by the VM. No signal or the like indicating the effective range is required.
As can be seen from (104), (107), and (111), the VM has a large variation in the characteristics of the individual elements such as the voltage across the diodes VF2 and VF3, and does not include factors that directly affect the accuracy. High accuracy.
以上から図２の回路により請求項２に関わる、請求項１によるレンジ切り替え回路を用いた電流／電圧変換回路の電流／電圧変換信号のモニタ信号として、１つの電圧信号で全レンジの入力電流に対して精度良くモニタできる電流モニタ電圧信号作成回路を実現できる事が判る。
As described above, as a monitor signal of the current / voltage conversion signal of the current / voltage conversion circuit using the range switching circuit according to
図３は請求項３に関わる不感帯設定電圧、リミット設定電圧に出力設定電圧を加算するようにした請求項１のレンジ切り替え回路を用いて、ダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する負荷電流でも精度良くモニタ即ち電流測定できる事を特徴とする電圧発生器である。
FIG. 3 shows the accuracy of even a load current having a large dynamic range and a high speed by using the range switching circuit according to
３１は設定電圧を供給する対象となる負荷である。
３２は供給電圧の大きさを設定する為の電圧設定器である。
その他の記号は図１と同じである。
負荷３１の抵抗をＲＬとし、これに供給する電圧をＶＬとし、その時の負荷３１に流れる電流をＩとする。
Reference numeral 31 denotes a load to which a set voltage is supplied.
Reference numeral 32 denotes a voltage setting device for setting the magnitude of the supply voltage.
Other symbols are the same as those in FIG.
The resistance of the load 31 is RL, the voltage supplied to this is VL, and the current flowing through the load 31 at that time is I.
誤差増幅器１はＶＬをフィードバックする負帰還回路を構成しているので、その＋入力端子電圧と−入力端子電圧が常に等しくなるように出力電圧Ｖ１を制御する。
従って電圧設定器３２の設定電圧をＥＳにすると、フィードバック電圧ＶＬもＥＳになるようにＶ１が出力され、その結果負荷３１にはその抵抗値ＲＬの値に関わらず常にＥＳに等しい電圧ＶＬが供給される。
同時に負荷３１には負荷電流Ｉが流れる。その大きさは
Ｉ＝ＶＬ／ＲＬ ・・・（１１３）
であり、ＲＬが変化するとＩも変化する。
なお、図３の誤差増幅器１の接続は図１６のように設定値の極性を反転させ入力抵抗を介して−入力端子に接続し、フィードバック信号もフィードバック抵抗を介して−入力端子に接続しても同じ動作になる。
Since the
Therefore, when the set voltage of the voltage setting device 32 is set to ES, V1 is output so that the feedback voltage VL also becomes ES. As a result, the voltage VL that is always equal to ES is supplied to the load 31 regardless of the resistance value RL. Is done.
At the same time, a load current I flows through the load 31. Its size is I = VL / RL (113)
And when RL changes, I also changes.
The
図３は図１の電流／電圧変換回路を応用している。但し、不感帯回路８、９の不感帯設定電圧、リミッタ回路１０、１１のリミット設定電圧の各々に電圧測定器３２の設定値ＥＳを加算している。
これにより、図１におけるｅ≒０であるＲ３の上側とＥ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係と、図３の電位がＶＬ（＝ＥＳ）であるＲ３の上側と、Ｅ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係が等しくなり、実施例１で図１においてＲ３の上側がｅ≒０として説明したレンジ切り替え機能の説明がそのまま図３にも当て嵌まり、図３の電流／電圧変換回路はオートレンジ切り替え機能を持つ事が判る。
なお、不感帯回路入力電圧、リミッタ回路入力電圧から出力設定電圧を減算しても同じ動作をする。
実施例１で行った動作説明の繰り返しを避ける為、これらの詳細動作説明は省略する。
FIG. 3 applies the current / voltage conversion circuit of FIG. However, the setting value ES of the voltage measuring device 32 is added to each of the dead band setting voltage of the dead band circuits 8 and 9 and the limit setting voltage of the
Thereby, the upper side of R3 where e≈0 in FIG. 1 and the potential relationship of each set value of E21, E22, E31, E32, the upper side of R3 where the potential of FIG. 3 is VL (= ES), and E21, The potential relationships of the set values E22, E31, and E32 are equal, and the description of the range switching function described in the first embodiment in which the upper side of R3 in FIG. 1 is e≈0 also applies to FIG. It can be seen that the current / voltage conversion circuit has an auto-range switching function.
The same operation is performed even if the output set voltage is subtracted from the dead band circuit input voltage and the limiter circuit input voltage.
In order to avoid repeating the description of the operation performed in the first embodiment, the detailed description of these operations is omitted.
ＲＬの変化幅が大きく電流Ｉの変化幅が大きい場合には、負荷電流Ｉを正確にモニタする為にはレンジ切り替えによりＩ／Ｖ変換抵抗の大きさを変えて電流を検出する必要があるが、従来の電圧発生器では不可能であった。
図３の回路では高速のオートレンジで電流検出ができるので、ダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する負荷電流でも精度良くモニタできる電圧発生器を実現できる。
その誤差増幅器１、電流ブースタ６、７が負荷への電流供給機能も兼ねる点も大きな特徴である。
When the change width of RL is large and the change width of current I is large, in order to monitor load current I accurately, it is necessary to detect the current by changing the magnitude of the I / V conversion resistor by switching the range. This is not possible with a conventional voltage generator.
Since the circuit shown in FIG. 3 can detect a current with a high-speed autorange, a voltage generator that has a large dynamic range and can accurately monitor even a load current that changes at high speed can be realized.
The point that the
図４は請求項４に関わる不感帯回路、リミット回路の各入力電圧から負荷電圧を減算するようにした請求項１のレンジ切り替え回路、及び請求項２の電流モニタ電圧信号作成回路を用いて、広範囲の電流値を精度良く発生できる事を特徴とする電流発生器である。
FIG. 4 shows a wide range using the dead zone circuit according to
３３は供給電流の大きさを設定する為の電流設定器である。
その他の記号は図１〜図３と同じである。
負荷３１の抵抗をＲＬとし、これに供給する電流をＩとし、その時の負荷３１に印加される電圧をＶＬとする。
Reference numeral 33 denotes a current setter for setting the magnitude of the supply current.
Other symbols are the same as those in FIGS.
The resistance of the load 31 is RL, the current supplied thereto is I, and the voltage applied to the load 31 at that time is VL.
リミッタ回路２１〜２３は実施例２で説明した請求項２に関わる電流／電圧変換信号の電流モニタ電圧信号作成回路と同等の回路であり、動作も同じであって負荷電流Ｉを正確に検出し電圧出力ＶＭとして出力する。
但し、リミッタ回路２３のＥ３３は充分大きな任意の値とし、常に
Ｖ３４＝Ｖ３−ＶＬ ・・・（１１４）
になる値にしておく。換言すると、２３は単に（１１４）を演算する回路で良いが説明の明快化の為にリミッタ回路で表現したものである。
The limiter circuits 21 to 23 are equivalent to the current monitor voltage signal generation circuit for the current / voltage conversion signal according to
However, E33 of the limiter circuit 23 is an arbitrarily large value, and V34 = V3-VL (114)
It becomes the value which becomes. In other words, 23 may be a circuit that simply calculates (114), but is expressed by a limiter circuit for clarity of explanation.
誤差増幅器１はＶＭをフィードバックする負帰還回路を構成しているので、その＋入力端子電圧と−入力端子電圧が常に等しくなるように出力電圧Ｖ１を制御する。
従って電流設定器３３の設定電圧をＥＳにすると、フィードバック電圧ＶＭもＥＳになるようにＶ１が出力され、その結果負荷３１にはその抵抗値ＲＬの値に関わらず常に負荷電流Ｉの検出値ＶＭがＥＳに等しくなるような電圧ＶＬが印加される。
ＶＬの大きさは
ＶＬ＝Ｉ・ＲＬ ・・・（１１５）
であり、ＲＬが変化するとＶＬも変化する。
なお、図４の誤差増幅器１の接続は図１６のように設定値の極性を反転させ入力抵抗を介して−入力端子に接続し、フィードバック信号もフィードバック抵抗を介して−入力端子に接続しても同じ動作になる。
Since the
Therefore, when the set voltage of the current setting unit 33 is set to ES, V1 is output so that the feedback voltage VM also becomes ES, and as a result, the load 31 always has a detection value VM of the load current I regardless of the resistance value RL. A voltage VL is applied such that becomes equal to ES.
The size of VL is VL = I · RL (115)
When RL changes, VL also changes.
The connection of the
図４は図１の電流／電圧変換回路を応用している。但し、不感帯回路８、９の入力電圧、リミッタ回路１０、１１の入力電圧の各々から負荷電圧ＶＬを減算している。
これにより、図１におけるｅ≒０であるＲ３の上側とＥ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係と、図４の電位がＶＬであるＲ３の上側と、Ｅ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係が等しくなり、実施例１で図１においてＲ３の上側がｅ≒０として説明したレンジ切り替え機能の説明がそのまま図３にも当て嵌まり、図４の電流／電圧変換回路はオートレンジ切り替え機能を持つ事が判る。
なお、不感帯設定電圧、リミット設定電圧に負荷電圧を加算しても同じ動作をする。
実施例１で行った動作説明の繰り返しを避ける為、これらの詳細動作説明は省略する。
FIG. 4 applies the current / voltage conversion circuit of FIG. However, the load voltage VL is subtracted from each of the input voltages of the dead band circuits 8 and 9 and the input voltages of the
Thereby, the potential relationship between the upper side of R3 where e≈0 in FIG. 1 and the set values of E21, E22, E31 and E32, the upper side of R3 where the potential of FIG. 4 is VL, and E21, E22, E31, The potential relationship of each set value of E32 becomes equal, and the description of the range switching function described in the first embodiment in which the upper side of R3 in FIG. 1 is e≈0 applies to FIG. 3 as it is, and the current / voltage conversion of FIG. It can be seen that the circuit has an auto-range switching function.
The same operation is performed even if the load voltage is added to the dead band setting voltage and limit setting voltage.
In order to avoid repeating the description of the operation performed in the first embodiment, the detailed description of these operations is omitted.
ＲＬの変化が大きい場合には、負荷電流Ｉを正確に検出する為にはレンジ切り替えによりＩ／Ｖ変換抵抗の大きさを変えて電流を検出する必要があるが、従来の電流発生器では不可能であった。
図４の回路では高速のオートレンジで電流検出ができるので、ダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する負荷電流でも精度良く検出し、高速に応答できる電流発生器を実現できる。
その誤差増幅器１、電流ブースタ６、７が負荷への電流供給機能も兼ねる点も大きな特徴である。
When the change in RL is large, in order to accurately detect the load current I, it is necessary to detect the current by changing the magnitude of the I / V conversion resistor by switching the range, but this is not possible with the conventional current generator. It was possible.
Since the circuit of FIG. 4 can detect current with a high-speed autorange, a current generator that has a large dynamic range and can accurately detect even a load current that changes at high speed and can respond at high speed can be realized.
The point that the
図５は請求項１を用いた電流／電圧変換回路にバッファと電圧／電流変換抵抗を付加し、電圧測定回路に応用した応用例である。
FIG. 5 shows an application example in which a buffer and a voltage / current conversion resistor are added to the current / voltage conversion
１ 誤差増幅器
２ 演算回路
３、４、５ Ｉ／Ｖ変換抵抗
６、７ 電流ブースタ
８、９ 不感帯回路
１０、１１、２１、２２、２３ リミッタ回路
１２、１３、２４ 加算回路
１４、１５ ダイオード
３１ 負荷
３２ 電圧設定器
３３ 電流設定器
３４ バッファ
３５ 電圧／電流変換抵抗
1
3, 4, 5 I / V conversion resistor 6, 7 Current booster 8, 9
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