【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、平面状のスパイラルコイル、平面状の接地用電極、およびスパイラルコイルの中央部を貫通して配設されてスパイラルコイルの周囲に発生する磁束に対する閉磁路を形成可能な磁性体を備え、信号伝送路に用いられる分布定数型フィルタ素子に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種のフィルタ素子として、特開２００２−８４１５７に開示された分布定数型フィルタ素子が知られている。この分布定数型フィルタ素子（以下、「フィルタ素子」ともいう）は、内部誘電体層（１３）の上下に対向して配置される平行導体ライン（１１，１２）が磁性体と誘電体層の複合体（１４，１５）で挟持されると共に、これらの磁性体と誘電体層の複合体（１４，１５）の上下外側表面に接地導体（１８，１９）が形成されて構成されている。このフィルタ素子によれば、磁性体を備えているため、分布インダクタンスが大きくなると共に２本の導体ラインの磁気結合係数が大きくなる結果、特にコモンモード信号に対する特性インピーダンスを大きく設定することが可能になる。また、コモンモード動作時は、平衡モード動作時と比較して、磁性体の磁束密度が遥かに高くなることに起因して磁気損失が大幅に増大し、さらには、導体ラインを鎖交する高周波磁束も増加するために導体のうず電流損失も増大する。このため、コモンモード信号を広い周波数範囲に亘って抑制することが可能となる。したがって、平衡モード信号を効率よく通過させつつ信号の不平衡で生じるコモンモード信号を大幅に除去することが可能となる。
【０００３】
一方、上記した従来のフィルタ素子は、４００ＭＨｚ以上の非常に高い周波数のノイズ除去に適した特性を有している。しかしながら、今日では、より低い周波数（例えば、数ｋＨｚ〜１００ＭＨｚ程度）のノイズを抑制し得る特性を有するフィルタ素子の実現も望まれている。この要望に応じて発明者は、図２３に示すフィルタ素子１０１を既に開発している。このフィルタ素子１０１は、同一平面内において周回する線状の導体によって形成された平面コイル（以下、「スパイラルコイル」ともいう）２と、スパイラルコイル２が埋設されて環状に形成された誘電体層１０２と、誘電体層１０２を取り囲んで配設された磁性体１０３と、磁性体１０３の両面（同図中の上下面）側に配設された一対の接地用電極１０４，１０４とを備え、ノーマルモード用の分布定数型フィルタ素子として構成されている。この場合、フィルタ素子１０１では、環状の誘電体層１０２の周囲全体、つまり誘電体層１０２（およびスパイラルコイル２）の中央部、誘電体層１０２の上下面および誘電体層１０２の外周面が磁性体１０３によって取り囲まれている構成のため、スパイラルコイル２に電流が流れた際にスパイラルコイル２の周囲に発生する磁束に対する閉磁路が磁性体１０３によって形成される。このため、このフィルタ素子１０１では、スパイラルコイル２を形成する線状の導体における各部位同士間の磁気的結合度合いが強まる結果、上記した従来のフィルタ素子と比較して分布インダクタンスが大幅に増大する。したがって、フィルタ素子１０１は、信号に対する波長の短縮率が一層大きくなるため、より低い周波数帯域に対しても大きな特性インピーダンスを確保することができる結果、低い周波数のノイズに対しても大きな抑制能力が発揮されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−８４１５７号公報（第７頁、図９）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来のフィルタ素子１０１には、以下のような解決すべき課題がある。すなわち、フィルタ素子１０１において損失特性や位相特性を所望のフィルタ特性に設計する場合、スパイラルコイル２を構成する線状の導体間の結合容量（以下、「線間容量」ともいう）と分布容量（対接地間の容量）をそれぞれ所定の大きさに設定する必要がある。しかし、スパイラルコイル２は線状の導体を同一平面内において周回して形成され、しかも、この導体は一般的には非常に薄い厚みで形成されている。したがって、このフィルタ素子１０１では、線間容量を大きく変更するのが困難である。このため、このフィルタ素子１０１では、分布容量のみを変更して損失特性を変更せざるを得ない。一方、損失特性を実際に変更する際には、分布容量を小さくする方向に変更することが多く、これを実現するためには、スパイラルコイル２と接地用電極１０４，１０４を大きく離間さなければならない結果、フィルタ素子の厚みが増加するという解決すべき課題がある。
【０００６】
本発明は、かかる課題を解決すべくなされたものであり、厚みの大幅な増加を招くことなく所望のフィルタ特性に設定し得る分布定数型フィルタ素子を提供することを主目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成すべく請求項１記載の分布定数型フィルタ素子は、周回する線状の導体によって形成されると共に一端側に入力端子が接続され他端側に出力端子が接続された平面状のスパイラルコイルと、当該スパイラルコイルの少なくとも一方の面側に当該スパイラルコイルと平行に配設されると共に接地用端子に接続された平面状の接地用電極と、前記スパイラルコイルおよび前記接地用電極間であって当該スパイラルコイルの前記一方の面側に配設された非磁性材からなる誘電体を介して当該スパイラルコイルに対して平行となる状態で配設されるた平面状の補助導体と、前記スパイラルコイルの周囲に形成される磁路の少なくとも一部に配設された磁性体とを備え、前記補助導体は、前記磁性体によって形成される閉磁路に対してショートリングとして機能させないための切り込みが設けられて構成されている。本発明における「端子」には、金具状の端子を含むのは勿論のこと、いわゆるリード線も含む概念である。
【０００８】
請求項２記載の分布定数型フィルタ素子は、請求項１記載の分布定数型フィルタ素子において、前記接地用電極は、前記スパイラルコイルの両外面側にそれぞれ配設され、前記補助導体は、前記スパイラルコイルの各外面と当該スパイラルコイルの各外面側に配設された前記接地用電極との間にそれぞれ配設されている。
【０００９】
請求項３記載の分布定数型フィルタ素子は、一対の入力端子と、一対の出力端子と、同一方向に周回する線状の導体によって形成されると共に互いに平行状態で離間して対向配置された平面状の一対のスパイラルコイルと、当該一対のスパイラルコイルにおける各非対向面側に当該スパイラルコイルと平行状態で離間してそれぞれ対向配置されると共に接地用端子が接続された平板状の一対の接地用電極と、互いに対向する前記各スパイラルコイルおよび前記各接地用電極の間であって当該各スパイラルコイルの前記非対向面側に配設された非磁性材からなる誘電体を介して当該スパイラルコイルに対して平行となる状態でそれぞれ配設された平面状の一対の補助導体と、前記一対のスパイラルコイルの周囲に形成される磁路の少なくとも一部に配設された磁性体とを備えてコモンモードフィルタとして構成され、前記一対のスパイラルコイルのうちの一方のスパイラルコイルの一端側に前記一対の入力端子のうちの一方が接続されると共に当該一対のスパイラルコイルのうちの他方のスパイラルコイルにおける周方向に沿った当該一方のスパイラルコイルの前記一端側と同一方向の一端側に当該一対の入力端子のうちの他方が接続され、前記一方のスパイラルコイルの他端側に前記一対の出力端子のうちの一方が接続されると共に前記他方のスパイラルコイルの他端側に当該一対の出力端子のうちの他方が接続され、前記一対の補助導体は、前記磁性体によって形成される閉磁路に対してショートリングとして機能させないための切り込みが設けられて構成されている。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に係る分布定数型フィルタ素子の好適な実施の形態について説明する。
【００１１】
最初に、本発明の第１の実施の形態に係る分布定数型フィルタ素子（以下、「フィルタ素子」ともいう）１について、図面を参照して説明する。なお、フィルタ素子１０１と同一の構成要素については、同一の符号を付して重複した説明を省略する。
【００１２】
フィルタ素子１は、図１，２に示すように、スパイラルコイル２、誘電体としての誘電体層３、一対の補助導体４，４、絶縁体としての一対の絶縁体層５，５、入力端子６、出力端子７、接地用端子８、磁性体９および一対の接地用電極１０，１０を備え、ノーマルモードフィルタとして構成されている。
【００１３】
スパイラルコイル２は、図１，３に示すように、一例として同一平面内で所定回数（一例として３．５ターン）だけ周回された線状の導体によって形成されている。この場合、スパイラルコイル２は、平板状の金属体に対してメッキ処理や打ち抜き加工を施すことによって形成される。
【００１４】
誘電体層３は、図１，３，４に示すように、非磁性材としての誘電材料を用いて環状（中心孔３ａが形成された円板状）に形成されると共に、その厚みが一定に規定されている。また、誘電体層３は、その内部にスパイラルコイル２が埋設されている。具体的には、図３に示すように、スパイラルコイル２は、誘電体層３の厚み方向における中央部に誘電体層３に対して平行に埋設されている。なお、本実施の形態では、誘電体層３を一層として、その内部にスパイラルコイル２を配設する構成を採用したが、互いに分離した一対の誘電体層３，３を用いて、誘電体層３をスパイラルコイル２の両面側に一層ずつ配設する構成を採用することもできる。
【００１５】
補助導体４，４は、図１，３，４に示すように、導電性材料を用いて環状（中心孔４ａが形成された円板状）の外形に形成されると共に、誘電体層３の両面（同図中の上下両面）上に電気的に浮いた状態でそれぞれ配設されている。つまり、各補助導体４，４は、スパイラルコイル２を挟み込むようにして、スパイラルコイル２の両面側に誘電体層３を介して近接し、かつ平行となる状態で配設されている。また、各補助導体４，４は、その内径が誘電体層３の内径よりも若干大径に形成されると共に、その外径が誘電体層３の外径よりも若干小径に形成されている。また、図４に示すように、各補助導体４，４には、切り込み４ｂがそれぞれ設けられて、上記の中心孔４ａは、この切り込み４ｂを介して補助導体４の外縁に連通する。つまり、補助導体４は、磁性体９によって形成される閉磁路に対してショートリングとして機能しないように構成されている。したがって、各補助導体４，４に設ける切り込みは、細いスリット状に限られない。例えば、切り込みの切り込み幅を拡げて補助導体４自体をＣ字状に形成することができる。また、この切り込みは直線状に限らず、曲線状に形成することもできる。また、補助導体４は、その中心孔４ａが中心孔３ａと同径に形成されると共に、その外径が誘電体層３と同一に規定されている。また、導電性材料として、銅、アルミニウム、真鍮、銀、ステンレス等の金属材料およびこれらの合金や、炭素、鉄、ニッケル、コバルトおよびこれらの合金等の磁性金属材料を採用することができる。
【００１６】
絶縁体層５，５は、図３，４に示すように、誘電体層３よりも誘電率が低い絶縁材料を用いて環状（中心孔５ａが形成された円板状）に形成されると共に、その厚みが一定に規定されて各補助導体４における外面上にそれぞれ配設されている。この場合、絶縁体層５は、その中心孔５ａが中心孔３ａと同径に形成されると共に、その外径が誘電体層３と同一に規定されている。
【００１７】
入力端子６は、図１，４に示すように、その一端側がスパイラルコイル２の一端側に接続され、他端側が誘電体層３の外周面から外部に突出している。出力端子７も同様にして、その一端側がスパイラルコイル２の他端側に接続され、他端側が誘電体層３の外周面から外部に突出している。
【００１８】
磁性体９は、図１，２に示すように、箱状磁性部材１１と蓋状磁性部材１２とを備えている。この場合、箱状磁性部材１１は、磁性材料を用いて有底筒体（一例として有底円筒体）に形成されると共に、内底面１１ａの中央部分に柱状部１１ｂが立設され、かつ周壁１１ｃの一部に切り欠き部１１ｄ，１１ｄが２つ形成されている。また、箱状磁性部材１１の柱状部１１ｂは、一例として、周壁１１ｃと同じ高さに形成されると共に、誘電体層３の中心孔３ａ、補助導体４の中心孔４ａおよび絶縁体層５の中心孔５ａ内に挿入可能な外径に形成されている。また、周壁１１ｃは、その内径および高さが誘電体層３、補助導体４，４および絶縁体層５，５から成る積層体Ａ（図１，４参照）を収納可能な長さに設定されている。一方、蓋状磁性部材１２は、磁性材料を用いて平板体（一例として円板状）に形成され、箱状磁性部材１１の上部開口部を閉塞可能に構成されている。具体的には、蓋状磁性部材１２は、その外径が箱状磁性部材１１の外径と同一に設定されると共に所定の厚みに設定されて、箱状磁性部材１１の開口部側端面に載置可能に構成されている。つまり、磁性体９は、いわゆるポットコアとして構成されている。
【００１９】
上記の積層体Ａは、誘電体層３の中心孔３ａ、補助導体４，４の各中心孔４ａおよび絶縁体層５，５の各中心孔５ａ内に柱状部１１ｂが挿入された状態で箱状磁性部材１１内に装着され、さらに箱状磁性部材１１の上部開口部側端面に蓋状磁性部材１２が載置されることにより、図２，３に示すように、磁性体９の内部に収納されている。この構成により、スパイラルコイル２の周囲全体（スパイラルコイル２の周囲に形成される磁路の全体）に磁性体９が配設される結果、磁性体９は、全体として、スパイラルコイル２の周囲に発生する磁束に対する閉磁路を形成する。一方、入力端子６および出力端子７は、図２に示すように、周壁１１ｃに形成された各切り欠き部１１ｄ，１１ｄを通して各々の他端側が磁性体９の外部に突出している。
【００２０】
接地用電極１０，１０は、図１〜３に示すように、外形が円板状に形成されて、箱状磁性部材１１の下面および蓋状磁性部材１２の上面に配設されている。また、接地用端子８は、図２に示すように、その一端側が各接地用電極１０，１０に接続されている。
【００２１】
このフィルタ素子１は、上述した構成により、一例として、図５に示す等価回路で表される分布定数型の伝送線路を構成する。この場合、符号ＳＬ１，ＳＬ２，ＳＬ３およびＳＬ４で示す部分は、スパイラルコイル２の１ターン目、２ターン目、３ターン目および３．５ターン目における単位長Δｘ当たりの各等価回路を示す。これらの等価回路では、符号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、１ターン目、２ターン目、３ターン目および３．５ターン目における各単位長Δｘ当たりの各分布自己インダクタンスを表し、符号Ｒは、各単位長Δｘ当たりのスパイラルコイル２の直流分布抵抗を表している。また、符号Ｃｇは各単位長Δｘ当たりのスパイラルコイル２と接地間の分布容量を表し、符号Ｇは各単位長Δｘ当たりのスパイラルコイル２と接地間の分布コンダクタンスを表している。また、符号Ｃｐ１〜Ｃｐ３は、スパイラルコイル２の近傍に配設された補助導体４によってスパイラルコイル２の各部位間に形成される結合容量（線間容量）を表している。なお、各線間容量Ｃｐ１〜Ｃｐ３は形成される部位によってその容量値が異なるのは勿論である。
【００２２】
このフィルタ素子１では、フィルタ素子１０１と同様にして、磁性体９が、入力端子６から信号を入力している状態においてスパイラルコイル２の周囲に発生する磁束に対する閉磁路を形成する。このため、スパイラルコイル２を形成する線状の導体は、この閉磁路によって互いに磁気的に強く結合する。すなわち、図５における各分布自己インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４相互間の相互インダクタンスが大きな状態にある。その結果、各等価回路ＳＬ１，ＳＬ２，ＳＬ３，ＳＬ４における各単位長Δｘ当たりの各分布自己インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４が、実質的に増大して、低い周波数（例えば、数１００ｋＨｚ〜１００ＭＨｚ程度）に対する特性インピーダンスも大きくなる。したがって、フィルタ素子１は、このような低い周波数のノイズに対してもローパスフィルタとして有効に機能し、信号に重畳している低い周波数のノイズを効果的に抑制することができる。
【００２３】
さらに、このフィルタ素子１では、図３に示すように、各接地用電極１０，１０とスパイラルコイル２との間に、補助導体４，４がスパイラルコイル２に近接し、かつ電気的に浮いた状態（接地用電極１０が接続されるグランド電位などとは絶縁された状態）で配設されている。このため、このフィルタ素子１では、各補助導体４，４とスパイラルコイル２の各単位領域（単位長Δｘで区切られた領域）との間に大きな結合容量が形成され、この大きな結合容量が、対向する補助導体４を介して他の単位領域と補助導体４との間に形成された結合容量に直列に接続される。この結果、スパイラルコイル２の各単位領域相互間、スパイラルコイル２における隣接する各ターン相互間、さらには隣接していない各ターン相互間に形成される線間容量Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｐ３が、補助導体４，４が存在しない構成と比較して増大する。特に、補助導体４，４が存在しない構成においては、遠く離れていて相互間に線間容量が殆ど形成されないような、各単位領域相互間の線間容量が飛躍的に増大する。しかも、このフィルタ素子１では、各補助導体４，４の平面形状（形や大きさ）を、図４に示すように、スパイラルコイル２の全体に亘る形状にしたり、また図７〜図１１に示すように、スパイラルコイル２よりも小さな外形とすると共に、スパイラルコイル２の一部の領域に近接して平行に、かつ偏在させて複数配設させたりすることにより、各線間容量Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｐ３の形成位置および容量値を自由に設定することができる。したがって、このフィルタ素子１では、分布容量のみならず線間容量を自由に設定可能となるため、線間容量を自由に設定できないフィルタ素子１０１とは異なり、厚みの大幅な増加を招くことなく、その損失特性や位相特性を自由に設定して所望のフィルタ特性（周波数特性）を実現することができる。
【００２４】
なお、上記した図７〜図１１に示す補助導体４について詳細に説明すると、図７は、その幅がスパイラルコイル２の２ターン分の幅を超えるように規定され、かつ平面形状がスパイラル状に形成された金属製平板を補助導体４として使用した例を示し、図８は、スパイラルコイル２の内周側から外周側に亘る幅に形成された扇状の金属製平板を補助導体４として使用した例を示す。また、図９は、短冊状の金属平板を補助導体４として使用して、スパイラルコイル２の径方向に沿って等角度間隔で配置した例を示し、図１０は、内径および外径が異なる２種類の円弧状の金属平板（幅はスパイラルコイル２の２ターン分の幅を超えるように規定されている）を補助導体４として使用してスパイラルコイル２における半円形の各領域内に配設した例を示し、図１１は、直径が少なくともスパイラルコイル２の２ターン分の幅を超えるように規定された円形状の金属平板をスパイラルコイル２の全体に亘って水玉模様状に点在させて配設した例を示す。また、図７〜図１１は補助導体４の形状の一例を示したものであり、これ以外の種々の形状を採用することができる。例えば、図８に示すように、一部に孔（中心孔４ａ以外の孔）４ｂを形成した形状とすることもできる。また、図７〜図１１に示すように、スパイラルコイル２に対して補助導体４，４を偏在させた構成を採用した場合、図１２に示すフィルタ素子１Ａのように、偏在して配設された各補助導体４，４間にのみ誘電体層３を配設させて構成することもできる。このように、スパイラルコイル２に対して補助導体４を偏在させることにより、スパイラルコイル２における任意のターン相互間にのみ線間容量を形成したり、さらには、任意のターン内の任意の部位およびこの部位に近接する他のターンの部位との間にのみ個別的に線間容量を形成することができる。したがって、設計の自由度を高めることができる結果、任意のフィルタ特性のフィルタ素子を設計することができる。
【００２５】
また、スパイラルコイル２全体に亘って補助導体４，４を配設する場合であっても、図１３に示すフィルタ素子１Ｂのように、スパイラルコイル２の各外面側に配設する補助導体４を複数（同図中では一例として２つ）に分割すると共に、スパイラルコイル２からの距離を互いに異ならしめることにより、各線間容量Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｐ３の値についての設計の自由度を高めることができる。一例として、フィルタ素子１Ｂでは、補助導体４を、スパイラルコイル２の内周側領域に対向する環状の補助導体２０と、スパイラルコイル２の外周側領域に対向する環状の補助導体２１とに分割すると共に、補助導体２１と比較して補助導体２０をスパイラルコイル２に一層近接させて構成している。このフィルタ素子１Ｂによれば、スパイラルコイル２の全体に亘って線間容量を形成しつつ、部分的に線間容量の容量値を変更することができるため、設計の自由度をさらに高めることができる。
【００２６】
また、フィルタ素子１，１Ａ，１Ｂでは、上記したように、補助導体４を備えたことにより、線間容量の形成部位や、線間容量の容量値を任意に設定することができるため、図６に示すように、カットオフ周波数（同図では一例として約１５０ＫＨｚ）を超える周波数帯域（同図では一例として８ＭＨｚ以上の帯域）における反射波の位相Ｓ１１と通過波の位相Ｓ２１とをほぼ等しくするように設計することができ、発明者は、この場合に、カットオフ周波数からこの周波数帯域を含む広い周波数帯域において十分に満足し得る入力損失特性を確保できることを発見した。
【００２７】
次いで、本発明の第２の実施の形態に係るフィルタ素子３１について、図面を参照して説明する。なお、フィルタ素子１と同一の構成要素については、同一の符号を付して重複した説明を省略する。
【００２８】
フィルタ素子３１は、図１４，１５に示すように、絶縁体層５の上面および下面に各接地用電極１０，１０を配設（積層）して、スパイラルコイル２を含む誘電体層３、補助導体４，４、絶縁体層５および接地用電極１０，１０から成る積層体Ａ１を磁性体９の内部に収納した点において、上記した各フィルタ素子１，１Ａ，１Ｂと構成が相違し、他の基本的な構成は共通に構成されている。この場合、各接地用電極１０，１０には、図１５に示すように、柱状部１１ｂを挿入するための中心孔１０ａと、磁性体９に対してショートリングを構成しないようにするための切り込み１０ｂとをそれぞれ形成する。また、箱状磁性部材１１には、入力端子６および出力端子７と同様にして、各接地用電極１０，１０に接続した接地用端子８を磁性体９の外部に引き出すための切り欠き部（図示せず）を形成する。
【００２９】
このフィルタ素子３１でも、フィルタ素子１と同様にして、スパイラルコイル２を形成する線状の導体が磁性体９によって形成される閉磁路によって互いに磁気的に強く結合するため、低い周波数のノイズに対してもローパスフィルタとして有効に機能し、信号に重畳している低い周波数のノイズの通過を効果的に抑制することができる。また、各接地用電極１０，１０とスパイラルコイル２との間に補助導体４，４を配設して構成したため、図５に示すように、スパイラルコイル２の各単位領域相互間、スパイラルコイル２における隣接する各ターン相互間、さらには隣接していない各ターン相互間にその容量を任意に設定可能な線間容量Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｐ３をそれぞれ形成することができる。したがって、このフィルタ素子３１であっても、厚みの大幅な増加を招くことなく、その損失特性や位相特性を自由に設計して、所望の特性に設定することができる。また、磁性体９の外面に接地用電極１０，１０のような金属材が露出していないため、他の電子部品に接触した場合であっても、この接触に起因するショート故障を未然に防止することができる。なお、フィルタ素子３１においても、図７〜図１２に示すように、補助導体４をスパイラルコイル２に対して偏在させる構成を採用することもできるし、図１３に示すように、各補助導体４，４をそれぞれ分割すると共にスパイラルコイル２に対する距離を異ならしめる構成を採用することもできる。
【００３０】
次いで、本発明の第３の実施の形態に係るフィルタ素子４１について、図面を参照して説明する。なお、フィルタ素子１と同一の構成要素については、同一の符号を付して重複した説明を省略する。
【００３１】
フィルタ素子４１は、図１６に示すように、一対のスパイラルコイル２，２、誘電体層３、一対の補助導体４，４、絶縁体としての一対の絶縁体層５，５、一対の入力端子（図示せず）、一対の出力端子（図示せず）、接地用端子（図示せず）、磁性体９および一対の接地用電極１０，１０を備え、コモンモードフィルタとして構成されている。この場合、一対のスパイラルコイル２，２は、誘電体層３内に互いに平行状態で離間して対向配置されている。また、各スパイラルコイル２，２は、同一方向に周回するように配置されている。また、各入力端子は、各々の一端側が各スパイラルコイル２，２における周回方向に沿った同一方向の各一端側にそれぞれ接続され、各出力端子は、各々の一端側が各スパイラルコイル２，２における他端側にそれぞれ接続されて、周壁１１ｃに形成された各切り欠き部１１ｄ，１１ｄを通して各々の他端側が磁性体９の外部に突出している。
【００３２】
このフィルタ素子４１では、フィルタ素子１と同様にして、磁性体９が、各入力端子から信号を入力している状態において各スパイラルコイル２，２の周囲に発生する磁束に対する閉磁路を形成する。このため、スパイラルコイル２，２を形成する線状の各導体はこの閉磁路によって互いに磁気的に強く結合し、分布インダクタンスが増大する。すなわち、コモンモード信号に対する分布インダクタンスが増大して、より低い周波数のコモンモード信号に対しても特性インピーダンスが大きくなる。一方、各スパイラルコイル２，２に互いに例えば電流の向きが逆方向の信号を入力したときには、各スパイラルコイル２，２の周囲に発生する磁束が磁性体９内で打ち消し合うため、分布インダクタンスは信号の周波数に拘わらず小さい状態が維持される。したがって、フィルタ素子４１は、理想的なコモンモードフィルタとして機能する。さらに、フィルタ素子４１でも、フィルタ素子１と同様にして、各スパイラルコイル２と、各スパイラルコイル２に対向して配設された各接地用電極１０，１０との間に補助導体４がそれぞれ配設されているため、各スパイラルコイル２の各単位領域相互間、スパイラルコイル２における隣接する各ターン相互間、さらには隣接していない各ターン相互間にその容量を任意に設定可能な線間容量をそれぞれ形成することができる。したがって、厚みの大幅な増加を招くことなく、その損失特性や位相特性を自由に所望の特性に設計することができる。なお、フィルタ素子４１においても、図７〜図１２に示すように、補助導体４をスパイラルコイル２に対して偏在させる構成を採用することができるし、図１３に示すように、各補助導体４，４をそれぞれ分割すると共にスパイラルコイル２に対する距離を異ならしめる構成を採用することができるのは勿論である。
【００３３】
ところで、上記各実施の形態のフィルタ素子１，１Ａ，１Ｂ，３１において、一対の接地用電極１０，１０のうちの一方のみを配設して構成したとしても、補助導体４を配置することにより、フィルタ設計において、スパイラルコイル２の線間容量を調節することができる。ところが、このようなフィルタ素子では、外来ノイズが信号線路としてのスパイラルコイル２に侵入し易くなる。これに対して、上記したフィルタ素子１，１Ａ，１Ｂ，３１では、スパイラルコイル２の両面側に一対の接地用電極１０，１０を配設して構成したことにより、磁性体９を介してフィルタ素子１，１Ａ，１Ｂ，３１の内部に外来ノイズが侵入した場合であっても、一対の接地用電極１０，１０がシールド板として機能するため、スパイラルコイル２を通過する信号に対する外来ノイズの重畳を十分に低減することができる結果、外来ノイズに対する耐性を十分に向上させることができる。また、フィルタ素子４１でも、一対のスパイラルコイル２，２に対してそれぞれその外面側に一対の接地用電極１０，１０を常に配設する構成となるため、フィルタ素子１，１Ａ，１Ｂ，３１と同様にして、外来ノイズに対する耐性を十分に向上させることができる。
【００３４】
なお、本発明は、上記した実施の形態に限定されない。例えば、上記各実施の形態のフィルタ素子１，１Ａ，１Ｂ，３１，４１において、一対の補助導体４，４のうちの一方のみを配設して構成したとしても、スパイラルコイル２の線間容量を任意の容量値に設定することができる。また、スパイラルコイル２は、円形に周回して形成する構成に代えて、三角形や四角形などの多角形に周回して形成する構成を採用することもできる。この場合、誘電体層３、補助導体４、絶縁体層５、接地用電極１０、箱状磁性部材１１および蓋状磁性部材１２の平面形状は、スパイラルコイル２の平面形状に合わせた形状に構成することもできる。また、磁性体９として、いわゆるトロイダルコアやＥＩコア等を用いることもできる。さらに、フィルタ素子３１において、磁性体９と接地用電極１０との電気的な短絡を避ける必要があるときには、接地用電極１０と磁性体９との間に、絶縁材料で形成された絶縁層や、電気抵抗を有する材料で形成された抵抗層などを配設することもできる。また、上記した実施の形態では、互いに分離した一対の接地用電極１０，１０を用いた例を挙げて説明したが、各接地用電極１０，１０は共に接地用端子７に接続される構成のため、例えば金属板材によって互いに連結して一体化した構成を採用することもできる。
【００３５】
また、上記の実施の形態では、スパイラルコイル２（または一対のスパイラルコイル２，２）の中央部および一対の補助導体４，４の各中心孔４ａを貫通すると共にスパイラルコイル２を被覆するようにして配設されてスパイラルコイル２の周囲に発生する磁束に対する閉磁路を形成可能な磁性体９を例に挙げて説明したが、これに限定されない。例えば、磁性体は、スパイラルコイル２の周囲に形成される磁路の少なくとも一部に配設されていればよい。具体的には、スパイラルコイル２（または一対のスパイラルコイル２，２）の中央部および一対の補助導体４，４の各中心孔４ａを貫通する棒状に磁性体を構成してもよいし、貫通させることなく補助導体４に対向して配置される膜状（または層状）に磁性体を構成してもよい。
【００３６】
また、上記の第１の実施の形態における積層体Ａに代えて、図１７に示すように、多層のプリント基板５２を用いて形成した積層体Ａ２を使用して、フィルタ素子５１を構成することもできる。この場合、プリント基板５２は、一例としてガラスエポキシ、ベークライト、紙エポキシ、またはセラミックス等の非磁性材料である絶縁材で形成された基材（絶縁層）５２ａ（図１８参照）で構成されており、その内層（導体層）５２ｂ（図１８参照）によって図１９に示す積層体Ａ２のスパイラルコイル２が形成され、その表面の導体層５２ｃ（図１８参照）によって図１９に示す一方の補助導体４、入力端子６および出力端子７が形成され、さらに、その裏面の導体層５２ｄ（図１８参照）によって図１９に示す他方の補助導体４が形成されている。また、スパイラルコイル２は、その一端側がビアホール（図示せず）を介して入力端子６における内側の端部に接続され、他端側がビアホール（図示せず）を介して出力端子７における内側の端部に接続されている。各補助導体４，４には、図１７，１９に示すように、切り込み４ｂがそれぞれ設けられて、ショートリングとして機能しないように構成されている。また、プリント基板５２の基材５２ａが積層体Ａの誘電体層３と同等の誘電体層として機能する。また、プリント基板５２の表面および裏面には、磁性体９との電気的絶縁性を確保するために、図１８に示すように、絶縁材としてのレジスト層５２ｅがそれぞれ形成されて、積層体Ａの絶縁体層５，５と同等の絶縁体層として機能する。また、プリント基板５２には、図１７に示すように、箱状磁性部材１１の柱状部１１ｂを挿通させるための円形貫通孔５２ｆがスパイラルコイル２および各補助導体４，４の中央部に形成され、箱状磁性部材１１の各周壁１１ｃを挿通させるための弧状貫通孔５２ｇがスパイラルコイル２および各補助導体４，４の周縁側に形成されている。
【００３７】
上記した積層体Ａ２は、円形貫通孔５２ｆ内に箱状磁性部材１１の柱状部１１ｂが挿入されると共に、各弧状貫通孔５２ｇ内に各周壁１１ｃが挿入され、さらにプリント基板５２の表面から突出する柱状部１１ｂおよび各周壁１１ｃの端面に蓋状磁性部材１２が載置されることにより、箱状磁性部材１１と蓋状磁性部材１２との間で挟持される。この構成により、積層体Ａ２のスパイラルコイル２および一対の補助導体４，４は、磁性体９の内部に収納される。また、入力端子６および出力端子７は、周壁１１ｃに形成された各切り欠き部１１ｄ，１１ｄを介して各々の他端側が磁性体９の外部に突出させられる。
【００３８】
このフィルタ素子５１では、上記したフィルタ素子１と同様の作用効果を奏すると共に、さらに多層のプリント基板５２を用いて形成した積層体Ａ２を使用したことにより、基材（絶縁層）５２ａ、絶縁層５２ｅおよび導体層５２ｂ，５２ｃ，５２ｄの厚みを正確に設定可能となるため、精度の高い分定数型フィルタ素子を確実かつ容易に実現することができる。また、積層体Ａ２を形成するためのプリント基板５２は、積層体Ａ２専用に構成してもよいし（上記したスパイラルコイル２や補助導体４，４等のフィルタ素子５１の構成要素のみが形成されている構成）、積層体Ａ２専用の構成と他の電子回路とを共に形成するように構成することもできる。後者の場合には、積層体Ａ２専用の構成が形成されたプリント基板の一部の領域に円形貫通孔５２ｆおよび弧状貫通孔５２ｇを利用して磁性体９を取り付けることにより、この一部の領域にフィルタ素子５１を形成することができる。この構成によれば、フィルタ素子５１を含む電子回路を一枚のプリント基板上に形成することができるため、フィルタ素子５１と他の電子回路との間の配線作業を省くことができる結果、電子機器を安価に製造することができる。また、多層のプリント基板５２を用いることにより、図１２に示すように、各補助導体４，４を偏在して配設したり、また図１３に示すように、各補助導体４，４を複数に分割すると共にスパイラルコイル２からの距離を互いに異ならしめたりする構成を確実かつ容易に実現することができる。
【００３９】
また、上記の第２の実施の形態における積層体Ａ２に代えて、図２０に示すように、多層のプリント基板６２を用いて形成した積層体Ａ３を使用して、フィルタ素子６１を構成することもできる。この場合、プリント基板６２は、一例としてガラスエポキシ等の絶縁材で形成された基材（絶縁層）６２ａ（図２１参照）で構成されており、その内層（導体層）６２ｂ（図２１参照）によって図２２に示す積層体Ａ３のスパイラルコイル２が形成され、導体層６２ｂを挟んで配設された一対の内層（導体層）６２ｃ，６２ｄ（図２１参照）によって図２２に示す一対の補助導体４，４が形成されている。また、プリント基板６２の表面の導体層６２ｅ（図２１参照）によって図２２に示す一方の接地用電極１０、入力端子６、出力端子７および接地用端子８が形成され、プリント基板６２の裏面の導体層６２ｆ（図２１参照）によって図２２に示す他方の接地用電極１０が形成されている。また、スパイラルコイル２は、その一端側がビアホール（図示せず）を介して入力端子６における内側の端部に接続され、他端側がビアホール（図示せず）を介して出力端子７における内側の端部に接続されている。また、接地用端子８と一方の接地用電極１０とは直接接続されている（図２０，２２参照）。
【００４０】
また、図２２に示すように、各補助導体４，４には切り込み４ｂがそれぞれ設けられ、各接地用電極１０，１０にも切り込み１０ｂがそれぞれ設けられて、ショートリングとして機能しないように構成されている。また、プリント基板６２の基材６２ａが積層体Ａの誘電体層３と同等の誘電体層として機能する。また、プリント基板６２の表面および裏面には、磁性体９との電気的絶縁性を確保するために、図２１に示すように、絶縁材としてのレジスト層６２ｇがそれぞれ形成されて、積層体Ａの絶縁体層５，５と同等の絶縁体層として機能する。また、プリント基板６２には、図２０に示すように、箱状磁性部材１１の柱状部１１ｂを挿通させるための円形貫通孔６２ｈがスパイラルコイル２および各補助導体４，４の中央部に形成され、箱状磁性部材１１の各周壁１１ｃを挿通させるための弧状貫通孔６２ｉがスパイラルコイル２および各補助導体４，４の周縁側に形成されている。
【００４１】
上記した積層体Ａ３は、円形貫通孔６２ｈ内に箱状磁性部材１１の柱状部１１ｂが挿入されると共に、各弧状貫通孔６２ｉ内に各周壁１１ｃが挿入され、さらにプリント基板６２の表面から突出する柱状部１１ｂおよび各周壁１１ｃの端面に蓋状磁性部材１２が載置されることにより、箱状磁性部材１１と蓋状磁性部材１２との間で挟持される。この構成により、積層体Ａ３のスパイラルコイル２、一対の補助導体４，４および一対の接地用電極１０，１０は、磁性体９の内部に収納される。また、入力端子６および出力端子７は、周壁１１ｃに形成された各切り欠き部１１ｄ，１１ｄ，１１ｄを介して各々の他端側が磁性体９の外部に突出させられる。
【００４２】
このフィルタ素子６１では、上記したフィルタ素子１と同様の作用効果を奏すると共に、さらに多層のプリント基板６２を用いて形成した積層体Ａ３を使用したことにより、上記のフィルタ素子５１と同様にして、基材（絶縁層）６２ａ、レジスト層６２ｇおよび導体層６２ｂ，６２ｃ，６２ｄ，６２ｅ，６２ｆの厚みを正確に設定可能となるため、精度の高い分定数型フィルタ素子を確実かつ容易に実現することができる。また、フィルタ素子５１と同様にして、積層体Ａ３専用の構成（スパイラルコイル２、補助導体４，４および接地用電極１０，１０等）と他の電子回路とが共に形成されたプリント基板を使用することにより、フィルタ素子６１を含む電子回路を一枚のプリント基板上に形成することができるため、フィルタ素子６１と他の電子回路との間の配線作業を省くことができる結果、電子機器を安価に製造することができる。
【００４３】
また、図示はしないが、上記のフィルタ素子５１，６１において、各プリント基板５２，６２の内層５２ｂ，６２ｂがもう一層追加された構成のプリント基板を使用することにより、一対の補助導体４，４間にスパイラルコイル２を一対形成することができるため、フィルタ素子４１と同等のコモンモードフィルタを構成することができる。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の分布定数型フィルタ素子によれば、スパイラルコイルにおける少なくとも一方の面側にスパイラルコイルと平行に配設された平面状の接地用電極と、スパイラルコイルおよび接地用電極間であってこのスパイラルコイルの一方の面側に配設された非磁性材からなる誘電体を介してスパイラルコイルに対して平行となる状態で配設された平面状の補助導体を備えたことにより、スパイラルコイルを形成する導体の複数の部位間における結合容量（つまり線間容量）を増加させることができる。したがって、分布容量のみならず線間容量を自由に設定可能となるため、線間容量を自由に設定できない従来のフィルタ素子とは異なり、厚みの大幅な増加を招くことなく、その損失特性や位相特性を自由に設定して所望のフィルタ特性を実現することができる。
【００４５】
また、請求項２記載の分布定数型フィルタ素子によれば、スパイラルコイルの各外面とスパイラルコイルの各外面側に配設された接地用電極との間に補助導体をそれぞれ配設したことにより、シールド板として機能する接地用電極によって外来ノイズに対する耐性も十分に向上させることができる。
【００４６】
また、請求項３記載の分布定数型フィルタ素子によれば、互いに対向する一対のスパイラルコイルにおける各非対向面側に各スパイラルコイルと平行状態で離間してそれぞれ対向配置されると共に接地用端子が接続された平板状の一対の接地用電極と、互いに対向する各スパイラルコイルおよび各接地用電極の間であって各スパイラルコイルの非対向面側に配設された非磁性材からなる誘電体を介してスパイラルコイルに対して平行となる状態でそれぞれ配設された平面状の一対の補助導体とを備えたことにより、各スパイラルコイルを形成する導体の複数の部位間における結合容量（つまり線間容量）を増加させることができる。したがって、分布容量のみならず線間容量を自由に設定可能となるため、線間容量を自由に設定できない従来のフィルタ素子とは異なり、厚みの大幅な増加を招くことなく、その損失特性や位相特性を自由に設定して所望のフィルタ特性を有するコモンモードフィルタを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】フィルタ素子１の構成を示す分解斜視図である。
【図２】フィルタ素子１の完成状態の斜視図である。
【図３】図２におけるフィルタ素子１のＷ−Ｗ線断面図である。
【図４】フィルタ素子１における積層体Ａの構成を示す分解斜視図である。
【図５】フィルタ素子１の等価回路の一例を示す回路図である。
【図６】フィルタ素子１の周波数に対する入力損失と位相の関係を示す特性図である。
【図７】補助導体４の他の構成例を示す平面図である。
【図８】補助導体４の他の構成例を示す平面図である。
【図９】補助導体４の他の構成例を示す平面図である。
【図１０】補助導体４の他の構成例を示す平面図である。
【図１１】補助導体４の他の構成例を示す平面図である。
【図１２】補助導体４をスパイラルコイル２に対して偏在させたフィルタ素子１Ａの側面断面図である。
【図１３】補助導体４を分割してスパイラルコイル２に対する距離を異ならしめたフィルタ素子１Ｂの側面断面図である。
【図１４】フィルタ素子３１の内部構造を示す側面断面図である。
【図１５】フィルタ素子３１における積層体Ａ１の構成を示す分解斜視図である。
【図１６】フィルタ素子４１の構成を示す側面断面図である。
【図１７】フィルタ素子５１の構成を示す分解斜視図である。
【図１８】フィルタ素子５１に用いられる積層体Ａ２（プリント基板５２）の構成を示す断面図である。
【図１９】フィルタ素子５１に用いられる積層体Ａ２（プリント基板５２）における各導体層の構成を示す分解斜視図である。
【図２０】フィルタ素子６１の構成を示す分解斜視図である。
【図２１】フィルタ素子６１に用いられる積層体Ａ３（プリント基板６２）の構成を示す断面図である。
【図２２】フィルタ素子６１に用いられる積層体Ａ３（プリント基板６２）における各導体層の構成を示す分解斜視図である。
【図２３】フィルタ素子１０１の内部構造を示す側面断面図である。
【符号の説明】
１，１Ａ，１Ｂ，３１，４１，５１，６１ フィルタ素子
２ スパイラルコイル
３ 誘電体層
４ 補助導体
５ 絶縁体層
６ 入力端子
７ 出力端子
８ 接地用端子
９ 磁性体
１０ 接地用電極
Ｃｐ 線間容量（結合容量）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention includes a planar spiral coil, a planar ground electrode, and a magnetic body that is disposed through the central portion of the spiral coil and can form a closed magnetic path for magnetic flux generated around the spiral coil. The present invention relates to a distributed constant filter element used for a signal transmission line.
[0002]
[Prior art]
As this type of filter element, a distributed constant filter element disclosed in JP-A-2002-84157 is known. This distributed constant type filter element (hereinafter also referred to as “filter element”) has parallel conductor lines (11, 12) arranged opposite to each other on the upper and lower sides of the inner dielectric layer (13). While being sandwiched between the composites (14, 15), ground conductors (18, 19) are formed on the upper and lower outer surfaces of the composites (14, 15) of these magnetic bodies and dielectric layers. According to this filter element, since the magnetic body is provided, the distributed inductance is increased and the magnetic coupling coefficient of the two conductor lines is increased. As a result, the characteristic impedance for the common mode signal can be set large. Become. In common mode operation, compared to balanced mode operation, the magnetic loss is significantly increased due to the magnetic flux density of the magnetic material being much higher. Since the magnetic flux also increases, the eddy current loss of the conductor also increases. For this reason, it becomes possible to suppress a common mode signal over a wide frequency range. Therefore, it is possible to significantly remove the common mode signal generated due to the unbalanced signal while efficiently passing the balanced mode signal.
[0003]
On the other hand, the above-described conventional filter element has characteristics suitable for noise removal at a very high frequency of 400 MHz or higher. However, nowadays, it is also desired to realize a filter element having a characteristic capable of suppressing noise at a lower frequency (for example, about several kHz to 100 MHz). In response to this demand, the inventor has already developed the filter element 101 shown in FIG. The filter element 101 includes a planar coil (hereinafter also referred to as a “spiral coil”) 2 formed of a linear conductor that circulates in the same plane, and a dielectric layer formed in an annular shape with the spiral coil 2 embedded therein. 102, a magnetic body 103 disposed so as to surround the dielectric layer 102, and a pair of grounding electrodes 104, 104 disposed on both sides (upper and lower surfaces in the figure) of the magnetic body 103, It is configured as a distributed constant filter element for normal mode. In this case, in the filter element 101, the entire periphery of the annular dielectric layer 102, that is, the central portion of the dielectric layer 102 (and the spiral coil 2), the upper and lower surfaces of the dielectric layer 102, and the outer peripheral surface of the dielectric layer 102 are magnetic. Due to the configuration surrounded by the body 103, a closed magnetic path for the magnetic flux generated around the spiral coil 2 when a current flows through the spiral coil 2 is formed by the magnetic body 103. For this reason, in this filter element 101, the degree of magnetic coupling between the portions of the linear conductor forming the spiral coil 2 is increased, and as a result, the distributed inductance is greatly increased as compared with the conventional filter element described above. . Therefore, the filter element 101 has a higher wavelength shortening rate with respect to the signal, and can secure a large characteristic impedance even in a lower frequency band. Has been demonstrated.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2002-84157 A (page 7, FIG. 9)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional filter element 101 has the following problems to be solved. That is, when the loss characteristic and the phase characteristic are designed to have desired filter characteristics in the filter element 101, the coupling capacity (hereinafter also referred to as “line capacity”) between the linear conductors constituting the spiral coil 2 and the distributed capacity ( It is necessary to set the capacitance between the ground and the ground to a predetermined size. However, the spiral coil 2 is formed by winding a linear conductor in the same plane, and this conductor is generally formed with a very thin thickness. Therefore, with this filter element 101, it is difficult to greatly change the line capacitance. For this reason, in this filter element 101, it is necessary to change the loss characteristic by changing only the distributed capacitance. On the other hand, when actually changing the loss characteristics, the distribution capacity is often changed in the direction of decreasing. In order to realize this, the spiral coil 2 and the grounding electrodes 104 and 104 must be separated greatly. As a result, there is a problem to be solved that the thickness of the filter element increases.
[0006]
The present invention has been made to solve such a problem, and a main object of the present invention is to provide a distributed constant filter element that can be set to a desired filter characteristic without causing a significant increase in thickness.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a distributed constant filter element according to claim 1 is a planar filter formed by a linear conductor that circulates, and has an input terminal connected to one end and an output terminal connected to the other end. A spiral coil, a planar grounding electrode disposed in parallel to the spiral coil on at least one surface side of the spiral coil and connected to a grounding terminal, and between the spiral coil and the grounding electrode A planar auxiliary conductor disposed in parallel with the spiral coil via a dielectric made of a non-magnetic material disposed on the one surface side of the spiral coil; A magnetic body disposed on at least a part of a magnetic path formed around the spiral coil The auxiliary conductor is provided with a notch for preventing the closed magnetic circuit formed by the magnetic body from functioning as a short ring. ing. The “terminal” in the present invention is a concept including not only a metal-like terminal but also a so-called lead wire.
[0008]
The distributed constant filter element according to claim 2 is the distributed constant filter element according to claim 1, wherein the grounding electrodes are respectively disposed on both outer surface sides of the spiral coil, and the auxiliary conductor is the spiral. The coil is disposed between each outer surface of the coil and the grounding electrode disposed on each outer surface side of the spiral coil.
[0009]
The distributed constant filter element according to claim 3, A pair of input terminals, a pair of output terminals, They are formed by linear conductors that circulate in the same direction, and are arranged in parallel and spaced apart from each other. Was A pair of flat spiral coils, and a pair of flat grounds that are arranged opposite to each other in parallel with the spiral coil on each non-opposing surface side of the pair of spiral coils and to which a grounding terminal is connected. The spiral coil via a dielectric made of a non-magnetic material disposed between the spiral electrode and the grounding electrodes facing each other and the grounding electrodes and disposed on the non-facing surface side of the spiral coil A pair of planar auxiliary conductors arranged in parallel with each other, and a magnetic body arranged in at least a part of a magnetic path formed around the pair of spiral coils. And one of the pair of input terminals is connected to one end of one spiral coil of the pair of spiral coils and the other spiral coil of the pair of spiral coils. The other of the pair of input terminals is connected to one end side in the same direction as the one end side of the one spiral coil along the circumferential direction, and the pair of output terminals is connected to the other end side of the one spiral coil. And the other of the pair of output terminals is connected to the other end of the other spiral coil, and the pair of auxiliary conductors are connected to a closed magnetic circuit formed by the magnetic body. Is provided with a cut to prevent it from functioning as a short ring. ing.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Preferred embodiments of a distributed constant filter element according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
[0011]
First, a distributed constant filter element (hereinafter also referred to as “filter element”) 1 according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, about the component same as the filter element 101, the same code | symbol is attached | subjected and the overlapping description is abbreviate | omitted.
[0012]
1 and 2, the filter element 1 includes a spiral coil 2, a dielectric layer 3 as a dielectric, a pair of auxiliary conductors 4 and 4, a pair of insulator layers 5 and 5 as an insulator, and an input terminal. 6, an output terminal 7, a grounding terminal 8, a magnetic body 9, and a pair of grounding electrodes 10 and 10 are configured as a normal mode filter.
[0013]
As shown in FIGS. 1 and 3, the spiral coil 2 is formed by a linear conductor that is circulated a predetermined number of times (3.5 turns as an example) in the same plane as an example. In this case, the spiral coil 2 is formed by performing a plating process or a punching process on a flat metal body.
[0014]
As shown in FIGS. 1, 3, and 4, the dielectric layer 3 is formed in a ring shape (a disk shape in which the center hole 3 a is formed) using a dielectric material as a nonmagnetic material, and the thickness thereof is constant. It is stipulated in. The dielectric layer 3 has a spiral coil 2 embedded therein. Specifically, as shown in FIG. 3, the spiral coil 2 is embedded in the center in the thickness direction of the dielectric layer 3 in parallel to the dielectric layer 3. In the present embodiment, the configuration in which the dielectric layer 3 is formed as a single layer and the spiral coil 2 is disposed therein is adopted. However, the dielectric layer is formed by using a pair of dielectric layers 3 and 3 separated from each other. It is also possible to adopt a configuration in which 3 is disposed on each side of the spiral coil 2 one by one.
[0015]
As shown in FIGS. 1, 3, and 4, the auxiliary conductors 4 and 4 are formed in a circular shape (a disk shape in which the center hole 4 a is formed) using a conductive material, and the dielectric layer 3 They are respectively arranged in an electrically floating state on both surfaces (upper and lower surfaces in the figure). That is, the auxiliary conductors 4 and 4 are disposed in a state of being close to and parallel to the both surfaces of the spiral coil 2 with the dielectric layer 3 interposed therebetween so as to sandwich the spiral coil 2. Each of the auxiliary conductors 4 and 4 is formed so that its inner diameter is slightly larger than the inner diameter of the dielectric layer 3 and its outer diameter is slightly smaller than the outer diameter of the dielectric layer 3. . As shown in FIG. 4, the auxiliary conductors 4 and 4 are each provided with a cut 4b, and the center hole 4a communicates with the outer edge of the auxiliary conductor 4 through the cut 4b. That is, the auxiliary conductor 4 is configured not to function as a short ring with respect to the closed magnetic path formed by the magnetic body 9. Therefore, the cuts provided in the auxiliary conductors 4 and 4 are not limited to a thin slit shape. For example, the auxiliary conductor 4 itself can be formed in a C shape by widening the cut width of the cut. Also, this The cut is not limited to a straight line, but can be formed in a curved line. The auxiliary conductor 4 has a central hole 4 a formed with the same diameter as the central hole 3 a and an outer diameter defined to be the same as that of the dielectric layer 3. As the conductive material, metal materials such as copper, aluminum, brass, silver, and stainless steel and alloys thereof, and magnetic metal materials such as carbon, iron, nickel, cobalt, and alloys thereof can be used.
[0016]
As shown in FIGS. 3 and 4, the insulator layers 5 and 5 are formed in an annular shape (a disk shape in which the center hole 5 a is formed) using an insulating material having a dielectric constant lower than that of the dielectric layer 3. The thickness of the auxiliary conductors 4 is fixed on the outer surface of each auxiliary conductor 4. In this case, the insulator layer 5 has a central hole 5 a formed to have the same diameter as the central hole 3 a and an outer diameter defined to be the same as that of the dielectric layer 3.
[0017]
As shown in FIGS. 1 and 4, one end of the input terminal 6 is connected to one end of the spiral coil 2, and the other end protrudes outside from the outer peripheral surface of the dielectric layer 3. Similarly, one end side of the output terminal 7 is connected to the other end side of the spiral coil 2, and the other end side projects outward from the outer peripheral surface of the dielectric layer 3.
[0018]
As shown in FIGS. 1 and 2, the magnetic body 9 includes a box-like magnetic member 11 and a lid-like magnetic member 12. In this case, the box-shaped magnetic member 11 is formed into a bottomed cylindrical body (for example, a bottomed cylindrical body) using a magnetic material, and a columnar portion 11b is erected at the center portion of the inner bottom surface 11a, and the peripheral wall Two notches 11d and 11d are formed in a part of 11c. Moreover, the columnar part 11b of the box-shaped magnetic member 11 is formed, for example, at the same height as the peripheral wall 11c, and the center hole 3a of the dielectric layer 3, the center hole 4a of the auxiliary conductor 4, and the insulator layer 5 It has an outer diameter that can be inserted into the center hole 5a. The peripheral wall 11c has an inner diameter and a height set to a length that can accommodate the laminate A (see FIGS. 1 and 4) composed of the dielectric layer 3, the auxiliary conductors 4 and 4, and the insulator layers 5 and 5. ing. On the other hand, the lid-like magnetic member 12 is formed into a flat plate (for example, a disc shape) using a magnetic material, and is configured to be able to close the upper opening of the box-like magnetic member 11. Specifically, the lid-shaped magnetic member 12 has an outer diameter that is set to be the same as the outer diameter of the box-shaped magnetic member 11 and is set to a predetermined thickness on the opening-side end surface of the box-shaped magnetic member 11. It is configured so that it can be placed. That is, the magnetic body 9 is configured as a so-called pot core.
[0019]
The laminated body A is a box in which the columnar portion 11b is inserted into the center hole 3a of the dielectric layer 3, the center holes 4a of the auxiliary conductors 4 and 4, and the center holes 5a of the insulator layers 5 and 5. As shown in FIGS. 2 and 3, the lid-like magnetic member 12 is mounted inside the box-like magnetic member 11 and placed on the upper opening side end face of the box-like magnetic member 11. It is stored. With this configuration, the magnetic body 9 is disposed around the spiral coil 2 as a result of the magnetic body 9 being disposed around the entire circumference of the spiral coil 2 (the entire magnetic path formed around the spiral coil 2). A closed magnetic path for the generated magnetic flux is formed. On the other hand, as shown in FIG. 2, the input terminal 6 and the output terminal 7 have their other ends protruding outside the magnetic body 9 through the notches 11 d and 11 d formed in the peripheral wall 11 c.
[0020]
As shown in FIGS. 1 to 3, the grounding electrodes 10, 10 are formed in a disk shape and are disposed on the lower surface of the box-shaped magnetic member 11 and the upper surface of the lid-shaped magnetic member 12. Further, as shown in FIG. 2, one end of the grounding terminal 8 is connected to the grounding electrodes 10 and 10.
[0021]
By way of example, the filter element 1 forms a distributed constant transmission line represented by an equivalent circuit shown in FIG. In this case, the portions denoted by reference numerals SL1, SL2, SL3, and SL4 indicate equivalent circuits per unit length Δx in the first turn, the second turn, the third turn, and the 3.5th turn of the spiral coil 2. In these equivalent circuits, symbols L1, L2, L3, and L4 represent distributed self-inductances per unit length Δx in the first turn, the second turn, the third turn, and the 3.5th turn. The DC distributed resistance of the spiral coil 2 per unit length Δx is shown. Symbol Cg represents the distributed capacity between the spiral coil 2 and the ground per unit length Δx, and symbol G represents the distributed conductance between the spiral coil 2 and the ground per unit length Δx. Reference numerals Cp <b> 1 to Cp <b> 3 represent coupling capacitances (line capacitances) formed between the portions of the spiral coil 2 by the auxiliary conductor 4 disposed in the vicinity of the spiral coil 2. Needless to say, the capacitance values of the line-to-line capacitors Cp1 to Cp3 are different depending on the portion to be formed.
[0022]
In this filter element 1, similarly to the filter element 101, the magnetic body 9 forms a closed magnetic path for the magnetic flux generated around the spiral coil 2 when a signal is input from the input terminal 6. For this reason, the linear conductors forming the spiral coil 2 are strongly magnetically coupled to each other by this closed magnetic circuit. That is, the mutual inductance between the distributed self-inductances L1, L2, L3, and L4 in FIG. 5 is large. As a result, each distributed self-inductance L1, L2, L3, L4 per unit length Δx in each equivalent circuit SL1, SL2, SL3, SL4 is substantially increased to a low frequency (for example, about several hundred kHz to 100 MHz). ) Also increases the characteristic impedance. Therefore, the filter element 1 effectively functions as a low-pass filter against such low-frequency noise, and can effectively suppress low-frequency noise superimposed on the signal.
[0023]
Further, in this filter element 1, the auxiliary conductors 4, 4 are close to the spiral coil 2 and are electrically floated between the grounding electrodes 10, 10 and the spiral coil 2, as shown in FIG. 3. It is arranged in a state (insulated from the ground potential to which the grounding electrode 10 is connected). For this reason, in this filter element 1, a large coupling capacitance is formed between each auxiliary conductor 4, 4 and each unit region (region divided by unit length Δx) of the spiral coil 2, and this large coupling capacitance is The coupling capacitor formed between the other unit region and the auxiliary conductor 4 is connected in series via the opposing auxiliary conductor 4. As a result, the line capacitances Cp1, Cp2, Cp3 formed between the unit regions of the spiral coil 2, between adjacent turns in the spiral coil 2, and between non-adjacent turns are provided as auxiliary conductors. Increased compared to the configuration in which 4 and 4 do not exist. In particular, in the configuration in which the auxiliary conductors 4 and 4 are not present, the line capacitance between the unit regions is greatly increased so that the line capacitance is hardly formed between the unit regions. Moreover, in this filter element 1, the planar shape (shape and size) of each of the auxiliary conductors 4 and 4 is changed to a shape over the entire spiral coil 2 as shown in FIG. As shown in the figure, each of the line capacities Cp1, Cp2, by arranging a plurality of outer shapes smaller than the spiral coil 2 and arranged in parallel with a part of the spiral coil 2 in parallel and unevenly distributed. The formation position and capacitance value of Cp3 can be freely set. Therefore, in this filter element 1, since not only the distributed capacitance but also the line capacitance can be set freely, unlike the filter element 101 that cannot set the line capacitance freely, without causing a significant increase in thickness, The desired filter characteristics (frequency characteristics) can be realized by freely setting the loss characteristics and phase characteristics.
[0024]
The auxiliary conductor 4 shown in FIGS. 7 to 11 will be described in detail. In FIG. 7, the width is defined so as to exceed the width of two turns of the spiral coil 2, and the planar shape is spiral. The example which used the formed metal flat plate as the auxiliary conductor 4 is shown, FIG. 8 used the fan-shaped metal flat plate formed in the width ranging from the inner peripheral side of the spiral coil 2 to the outer peripheral side as the auxiliary conductor 4. An example is shown. FIG. 9 shows an example in which a strip-shaped metal flat plate is used as the auxiliary conductor 4 and arranged at equiangular intervals along the radial direction of the spiral coil 2, and FIG. Various kinds of arc-shaped metal flat plates (the width is defined so as to exceed the width of two turns of the spiral coil 2) are used as the auxiliary conductors 4 and are arranged in each semicircular region of the spiral coil 2. FIG. 11 shows an example, in which circular metal flat plates whose diameters are at least larger than the width of two turns of the spiral coil 2 are scattered in a polka dot pattern throughout the spiral coil 2. An example is shown. 7 to 11 show an example of the shape of the auxiliary conductor 4, and various other shapes can be adopted. For example, as shown in FIG. 8, it can also be set as the shape which formed the hole (hole other than the center hole 4a) 4b in part. Further, as shown in FIGS. 7 to 11, when the configuration in which the auxiliary conductors 4 and 4 are unevenly distributed with respect to the spiral coil 2 is adopted, it is unevenly distributed like the filter element 1A shown in FIG. Alternatively, the dielectric layer 3 may be disposed only between the auxiliary conductors 4 and 4. Thus, by making the auxiliary conductor 4 unevenly distributed with respect to the spiral coil 2, a line capacitance is formed only between arbitrary turns in the spiral coil 2, and furthermore, any part in any turn and A line-to-line capacitance can be individually formed only between other turn parts adjacent to this part. Therefore, as a result of increasing the degree of freedom in design, a filter element having an arbitrary filter characteristic can be designed.
[0025]
Even when the auxiliary conductors 4 and 4 are provided over the entire spiral coil 2, the auxiliary conductors 4 provided on the outer surfaces of the spiral coil 2 are provided as in the filter element 1B shown in FIG. By dividing into a plurality (two as an example in the figure) and making the distance from the spiral coil 2 different from each other, the degree of freedom in designing the values of the line capacitances Cp1, Cp2, Cp3 can be increased. . As an example, in the filter element 1 </ b> B, the auxiliary conductor 4 is divided into an annular auxiliary conductor 20 that faces the inner peripheral region of the spiral coil 2 and an annular auxiliary conductor 21 that faces the outer peripheral region of the spiral coil 2. At the same time, the auxiliary conductor 20 is configured closer to the spiral coil 2 than the auxiliary conductor 21. According to this filter element 1B, it is possible to partially change the capacitance value of the line capacitance while forming the line capacitance over the entire spiral coil 2, thereby further increasing the degree of freedom in design. it can.
[0026]
Further, as described above, since the filter elements 1, 1A, and 1B are provided with the auxiliary conductor 4, it is possible to arbitrarily set the line capacitance forming portion and the capacitance value of the line capacitance. As shown in FIG. 6, the phase S11 of the reflected wave and the phase S21 of the passing wave in the frequency band (band of 8 MHz or more as an example in the figure) exceeding the cut-off frequency (in the figure, as an example, about 150 KHz) are made substantially equal. In this case, the inventor has found that an input loss characteristic that can be sufficiently satisfied from a cutoff frequency in a wide frequency band including this frequency band can be secured.
[0027]
Next, a filter element 31 according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, about the component same as the filter element 1, the same code | symbol is attached | subjected and the overlapping description is abbreviate | omitted.
[0028]
As shown in FIGS. 14 and 15, the filter element 31 includes (stacks) the grounding electrodes 10 and 10 on the upper and lower surfaces of the insulating layer 5, the dielectric layer 3 including the spiral coil 2, and the auxiliary layer. The configuration differs from the above-described filter elements 1, 1A, 1B in that the laminated body A1 composed of the conductors 4, 4, the insulator layer 5 and the grounding electrodes 10, 10 is housed in the magnetic body 9. The basic configuration is commonly configured. In this case, as shown in FIG. 15, each grounding electrode 10, 10 has a center hole 10 a for inserting the columnar portion 11 b and a notch for preventing the magnetic body 9 from forming a short ring. 10b, respectively. Further, the box-shaped magnetic member 11 has a notch (for notching the grounding terminal 8 connected to the grounding electrodes 10, 10 to the outside of the magnetic body 9) in the same manner as the input terminal 6 and the output terminal 7. (Not shown).
[0029]
In the filter element 31 as well, the linear conductors forming the spiral coil 2 are magnetically strongly coupled to each other by the closed magnetic circuit formed by the magnetic body 9 in the same manner as the filter element 1. However, it effectively functions as a low-pass filter and can effectively suppress the passage of low-frequency noise superimposed on the signal. Further, since the auxiliary conductors 4 and 4 are arranged between the grounding electrodes 10 and 10 and the spiral coil 2, as shown in FIG. Line capacitances Cp1, Cp2, and Cp3 can be formed between the adjacent turns in the circuit, and also between the turns that are not adjacent to each other. Therefore, even this filter element 31 can be set to a desired characteristic by freely designing its loss characteristic and phase characteristic without causing a significant increase in thickness. In addition, since the metal material such as the grounding electrodes 10 and 10 is not exposed on the outer surface of the magnetic body 9, even when it comes into contact with other electronic components, a short circuit failure due to this contact is prevented in advance. can do. Also in the filter element 31, as shown in FIGS. 7 to 12, a configuration in which the auxiliary conductor 4 is unevenly distributed with respect to the spiral coil 2 can be adopted, and as shown in FIG. 13, each auxiliary conductor 4. , 4 can be divided and the distance to the spiral coil 2 can be made different.
[0030]
Next, a filter element 41 according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, about the component same as the filter element 1, the same code | symbol is attached | subjected and the overlapping description is abbreviate | omitted.
[0031]
As shown in FIG. 16, the filter element 41 includes a pair of spiral coils 2, 2, a dielectric layer 3, a pair of auxiliary conductors 4, 4, a pair of insulator layers 5, 5 as an insulator, and a pair of input terminals. (Not shown), a pair of output terminals (not shown), a grounding terminal (not shown), a magnetic body 9 and a pair of grounding electrodes 10 and 10 are provided and configured as a common mode filter. In this case, the pair of spiral coils 2 and 2 are disposed in the dielectric layer 3 so as to be spaced apart from each other in a parallel state. Moreover, each spiral coil 2 and 2 is arrange | positioned so that it may circulate in the same direction. In addition, each input terminal is connected to one end side in the same direction along the circumferential direction in each spiral coil 2, 2, respectively, and each output terminal is connected to each end end in each spiral coil 2, 2. Each other end side is connected to the other end side, and the other end side protrudes outside the magnetic body 9 through the notches 11d and 11d formed in the peripheral wall 11c.
[0032]
In the filter element 41, similarly to the filter element 1, the magnetic body 9 forms a closed magnetic path for the magnetic flux generated around the spiral coils 2 and 2 in a state where signals are input from the input terminals. For this reason, the linear conductors forming the spiral coils 2 and 2 are strongly magnetically coupled to each other by the closed magnetic circuit, and the distributed inductance is increased. That is, the distributed inductance for the common mode signal is increased, and the characteristic impedance is increased for the common mode signal of a lower frequency. On the other hand, when, for example, signals having opposite current directions are input to the spiral coils 2 and 2, the magnetic flux generated around the spiral coils 2 and 2 cancels out in the magnetic body 9, so that the distributed inductance is a signal. A small state is maintained regardless of the frequency. Therefore, the filter element 41 functions as an ideal common mode filter. Further, in the filter element 41, as in the filter element 1, the auxiliary conductor 4 is arranged between each spiral coil 2 and each grounding electrode 10, 10 disposed opposite to each spiral coil 2. Therefore, the capacitance between the unit areas of each spiral coil 2, between adjacent turns in the spiral coil 2, and between each turn not adjacent to each other, the capacitance between the lines can be arbitrarily set. Can be formed respectively. Therefore, loss characteristics and phase characteristics can be freely designed to desired characteristics without causing a significant increase in thickness. In addition, also in the filter element 41, as shown in FIGS. 7-12, the structure which distributes the auxiliary conductor 4 with respect to the spiral coil 2 can be employ | adopted, and as shown in FIG. 4 can be divided and the distance to the spiral coil 2 can be made different.
[0033]
By the way, even if only one of the pair of grounding electrodes 10 and 10 is disposed in the filter elements 1, 1 </ b> A, 1 </ b> B, and 31 of the above embodiments, the auxiliary conductor 4 is disposed. In the filter design, the line capacity of the spiral coil 2 can be adjusted. However, in such a filter element, external noise easily enters the spiral coil 2 as a signal line. On the other hand, in the filter elements 1, 1 </ b> A, 1 </ b> B, 31 described above, a pair of grounding electrodes 10, 10 are arranged on both sides of the spiral coil 2, so Even when external noise enters the elements 1, 1 A, 1 B, 31, the pair of grounding electrodes 10, 10 function as a shield plate, so that the external noise is superimposed on the signal passing through the spiral coil 2. As a result, the tolerance to external noise can be sufficiently improved. The filter element 41 also has a configuration in which the pair of grounding electrodes 10 and 10 are always arranged on the outer surface side of the pair of spiral coils 2 and 2, respectively, and therefore the filter elements 1, 1A, 1B, and 31 Similarly, the resistance to external noise can be sufficiently improved.
[0034]
The present invention is not limited to the embodiment described above. For example, even if only one of the pair of auxiliary conductors 4 and 4 is arranged in the filter elements 1, 1 </ b> A, 1 </ b> B, 31, 41 of the above embodiments, the line capacitance of the spiral coil 2 is configured. Can be set to an arbitrary capacitance value. Moreover, the spiral coil 2 can adopt a configuration in which the spiral coil 2 is formed to circulate in a polygon such as a triangle or a quadrangle instead of a configuration in which the spiral coil 2 circulates in a circle. In this case, the planar shape of the dielectric layer 3, the auxiliary conductor 4, the insulator layer 5, the grounding electrode 10, the box-shaped magnetic member 11 and the lid-shaped magnetic member 12 is configured to match the planar shape of the spiral coil 2. You can also Also, as the magnetic body 9, a so-called toroidal core, EI core, or the like can be used. Furthermore, in the filter element 31, when it is necessary to avoid an electrical short circuit between the magnetic body 9 and the grounding electrode 10, an insulating layer formed of an insulating material or between the grounding electrode 10 and the magnetic body 9 Also, a resistance layer formed of a material having electrical resistance can be provided. In the above-described embodiment, an example using a pair of grounding electrodes 10 and 10 separated from each other has been described. However, each grounding electrode 10 and 10 is configured to be connected to the grounding terminal 7. Therefore, for example, it is possible to adopt a configuration in which they are connected and integrated with each other by a metal plate material.
[0035]
In the above embodiment, the spiral coil 2 (or the pair of spiral coils 2 and 2) and the center holes 4a of the pair of auxiliary conductors 4 and 4 are penetrated and the spiral coil 2 is covered. Although the magnetic body 9 that can be formed and can form a closed magnetic path for the magnetic flux generated around the spiral coil 2 has been described as an example, the present invention is not limited to this. For example, the magnetic body only needs to be disposed in at least a part of a magnetic path formed around the spiral coil 2. Specifically, the magnetic body may be formed in a rod shape penetrating the central portion of the spiral coil 2 (or the pair of spiral coils 2 and 2) and the central holes 4a of the pair of auxiliary conductors 4 and 4, or penetrating therethrough. The magnetic material may be formed in a film shape (or a layer shape) disposed so as to face the auxiliary conductor 4 without making it.
[0036]
Further, instead of the laminate A in the first embodiment, the filter element 51 is configured by using a laminate A2 formed using a multilayer printed board 52 as shown in FIG. You can also. In this case, the printed circuit board 52 is composed of a base material (insulating layer) 52a (see FIG. 18) formed of an insulating material which is a nonmagnetic material such as glass epoxy, bakelite, paper epoxy, or ceramics as an example. The spiral coil 2 of the laminate A2 shown in FIG. 19 is formed by the inner layer (conductor layer) 52b (see FIG. 18), and one auxiliary conductor 4 shown in FIG. 19 is formed by the conductor layer 52c (see FIG. 18) on the surface. The input terminal 6 and the output terminal 7 are formed, and the other auxiliary conductor 4 shown in FIG. 19 is formed by the conductor layer 52d (see FIG. 18) on the back surface thereof. The spiral coil 2 has one end connected to the inner end of the input terminal 6 via a via hole (not shown) and the other end connected to the inner end of the output terminal 7 via a via hole (not shown). Connected to the department. As shown in FIGS. 17 and 19, the auxiliary conductors 4 and 4 are each provided with a cut 4 b so as not to function as a short ring. Further, the base material 52 a of the printed circuit board 52 functions as a dielectric layer equivalent to the dielectric layer 3 of the laminate A. Further, as shown in FIG. 18, a resist layer 52e as an insulating material is formed on the front surface and the back surface of the printed circuit board 52 in order to ensure electrical insulation with the magnetic body 9, and the laminate A It functions as an insulator layer equivalent to the insulator layers 5 and 5. Further, as shown in FIG. 17, a circular through hole 52 f through which the columnar part 11 b of the box-shaped magnetic member 11 is inserted is formed in the printed circuit board 52 at the central part of the spiral coil 2 and the auxiliary conductors 4, 4. An arc-shaped through hole 52g for inserting each peripheral wall 11c of the box-shaped magnetic member 11 is formed on the peripheral side of the spiral coil 2 and the auxiliary conductors 4 and 4.
[0037]
In the laminate A2, the columnar portion 11b of the box-shaped magnetic member 11 is inserted into the circular through hole 52f, the peripheral walls 11c are inserted into the arc-shaped through holes 52g, and further protrude from the surface of the printed board 52. The lid-like magnetic member 12 is placed on the columnar portion 11b and the end surfaces of the peripheral walls 11c, so that the box-like magnetic member 11 and the lid-like magnetic member 12 are sandwiched. With this configuration, the spiral coil 2 and the pair of auxiliary conductors 4, 4 of the multilayer body A <b> 2 are housed inside the magnetic body 9. Further, the input terminal 6 and the output terminal 7 are protruded from the magnetic body 9 at the other end side through the notches 11d and 11d formed in the peripheral wall 11c.
[0038]
The filter element 51 has the same effects as the filter element 1 described above, and further uses a laminate A2 formed using a multilayer printed circuit board 52, whereby a base material (insulating layer) 52a, an insulating layer Since the thicknesses of 52e and conductor layers 52b, 52c, and 52d can be set accurately, a highly accurate fractional filter element can be realized reliably and easily. The printed circuit board 52 for forming the multilayer body A2 may be configured exclusively for the multilayer body A2 (only the components of the filter element 51 such as the spiral coil 2 and the auxiliary conductors 4 and 4 described above are formed. The configuration exclusive for the laminate A2 and other electronic circuits can be formed together. In the latter case, the magnetic body 9 is attached to a partial area of the printed circuit board on which the configuration dedicated to the laminate A2 is formed by using the circular through hole 52f and the arc-shaped through hole 52g, thereby this partial area. The filter element 51 can be formed. According to this configuration, an electronic circuit including the filter element 51 can be formed on a single printed circuit board, so that wiring work between the filter element 51 and another electronic circuit can be omitted. Equipment can be manufactured at low cost. Further, by using the multilayer printed circuit board 52, the auxiliary conductors 4 and 4 are unevenly arranged as shown in FIG. 12, or a plurality of auxiliary conductors 4 and 4 are provided as shown in FIG. In addition, the configuration in which the distance from the spiral coil 2 is made different from each other can be reliably and easily realized.
[0039]
Further, instead of the laminate A2 in the second embodiment described above, the filter element 61 is configured using a laminate A3 formed using a multilayer printed board 62 as shown in FIG. You can also. In this case, the printed circuit board 62 is composed of a base material (insulating layer) 62a (see FIG. 21) formed of an insulating material such as glass epoxy as an example, and its inner layer (conductor layer) 62b (see FIG. 21). 22 is formed, and a pair of auxiliary conductors shown in FIG. 22 is formed by a pair of inner layers (conductor layers) 62c and 62d (see FIG. 21) disposed with the conductor layer 62b interposed therebetween. 4 and 4 are formed. Further, one grounding electrode 10, input terminal 6, output terminal 7 and grounding terminal 8 shown in FIG. 22 are formed by the conductor layer 62e (see FIG. 21) on the surface of the printed circuit board 62. The other grounding electrode 10 shown in FIG. 22 is formed by the conductor layer 62f (see FIG. 21). The spiral coil 2 has one end connected to the inner end of the input terminal 6 via a via hole (not shown) and the other end connected to the inner end of the output terminal 7 via a via hole (not shown). Connected to the department. The grounding terminal 8 and one grounding electrode 10 are directly connected (see FIGS. 20 and 22).
[0040]
Further, as shown in FIG. 22, each auxiliary conductor 4, 4 is provided with a cut 4b, and each ground electrode 10, 10 is also provided with a cut 10b so as not to function as a short ring. ing. Further, the base material 62 a of the printed circuit board 62 functions as a dielectric layer equivalent to the dielectric layer 3 of the laminate A. Further, a resist layer 62g as an insulating material is formed on the front surface and the back surface of the printed circuit board 62 as shown in FIG. It functions as an insulator layer equivalent to the insulator layers 5 and 5. Further, as shown in FIG. 20, a circular through hole 62 h through which the columnar part 11 b of the box-shaped magnetic member 11 is inserted is formed in the printed circuit board 62 in the central part of the spiral coil 2 and the auxiliary conductors 4 and 4. In addition, arc-shaped through holes 62 i through which the peripheral walls 11 c of the box-shaped magnetic member 11 are inserted are formed on the peripheral sides of the spiral coil 2 and the auxiliary conductors 4, 4.
[0041]
In the laminated body A3, the columnar portion 11b of the box-shaped magnetic member 11 is inserted into the circular through hole 62h, the peripheral walls 11c are inserted into the arc-shaped through holes 62i, and further protrude from the surface of the printed board 62. The lid-like magnetic member 12 is placed on the columnar portion 11b and the end surfaces of the peripheral walls 11c, so that the box-like magnetic member 11 and the lid-like magnetic member 12 are sandwiched. With this configuration, the spiral coil 2, the pair of auxiliary conductors 4, 4 and the pair of grounding electrodes 10, 10 of the multilayer body A <b> 3 are housed inside the magnetic body 9. Further, the input terminal 6 and the output terminal 7 are protruded from the magnetic body 9 on the other end side through the notches 11d, 11d, 11d formed in the peripheral wall 11c.
[0042]
In this filter element 61, the same effect as the filter element 1 described above is obtained, and further, by using the multilayer body A3 formed using the multilayer printed circuit board 62, in the same manner as the filter element 51 described above, Since the thickness of the base material (insulating layer) 62a, the resist layer 62g, and the conductor layers 62b, 62c, 62d, 62e, and 62f can be set accurately, a highly accurate fractional filter element can be realized reliably and easily. Can do. Further, similarly to the filter element 51, a printed circuit board on which a configuration exclusively for the laminate A3 (spiral coil 2, auxiliary conductors 4, 4 and grounding electrodes 10, 10 etc.) and other electronic circuits are formed is used. As a result, an electronic circuit including the filter element 61 can be formed on a single printed circuit board, so that wiring work between the filter element 61 and another electronic circuit can be omitted. It can be manufactured at low cost.
[0043]
Although not shown in the drawing, a pair of auxiliary conductors 4, 4 can be obtained by using a printed circuit board in which the inner layers 52 b, 62 b of the printed circuit boards 52, 62 are further added in the filter elements 51, 61. Since a pair of spiral coils 2 can be formed between them, a common mode filter equivalent to the filter element 41 can be configured.
[0044]
【The invention's effect】
As described above, according to the distributed constant filter element of claim 1, at least in the spiral coil. A planar grounding electrode disposed in parallel with the spiral coil on one surface side, and a nonmagnetic material disposed between the spiral coil and the grounding electrode on one surface side of the spiral coil. In a state parallel to the spiral coil via a dielectric By having a flat auxiliary conductor arranged , Su It is possible to increase the coupling capacity (that is, the line capacity) between a plurality of portions of the conductor forming the spiral coil. Therefore, since not only the distributed capacitance but also the line capacitance can be set freely, unlike the conventional filter element where the line capacitance cannot be set freely, its loss characteristics and phase are not increased without causing a significant increase in thickness. The desired filter characteristics can be realized by freely setting the characteristics.
[0045]
Further, according to the distributed constant type filter element according to claim 2, by providing the auxiliary conductor between each outer surface of the spiral coil and the grounding electrode disposed on each outer surface side of the spiral coil, Resistance to external noise can be sufficiently improved by the grounding electrode that functions as a shield plate.
[0046]
Moreover, according to the distributed constant type filter element according to claim 3, they face each other. A pair of In spiral coil A pair of flat grounding electrodes arranged in parallel and spaced apart from each spiral coil on each non-facing surface side and connected to a grounding terminal, and each spiral coil and each grounding electrode facing each other Between the spiral coils and disposed on the non-facing surface side of each spiral coil Through a dielectric made of non-magnetic material Each of the planar shapes arranged in parallel with the spiral coil A pair of auxiliary conductors And with By Each It is possible to increase the coupling capacity (that is, the line capacity) between a plurality of portions of the conductor forming the spiral coil. Therefore, since not only the distributed capacitance but also the line capacitance can be set freely, unlike the conventional filter element where the line capacitance cannot be set freely, its loss characteristics and phase are not increased without causing a significant increase in thickness. A common mode filter having desired filter characteristics can be realized by freely setting the characteristics.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an exploded perspective view showing a configuration of a filter element 1. FIG.
FIG. 2 is a perspective view of the filter element 1 in a completed state.
3 is a cross-sectional view of the filter element 1 in FIG. 2 taken along the line WW.
4 is an exploded perspective view showing a configuration of a laminate A in the filter element 1. FIG.
5 is a circuit diagram showing an example of an equivalent circuit of the filter element 1. FIG.
6 is a characteristic diagram showing the relationship between the input loss and the phase with respect to the frequency of the filter element 1. FIG.
7 is a plan view showing another configuration example of the auxiliary conductor 4. FIG.
FIG. 8 is a plan view showing another configuration example of the auxiliary conductor 4;
FIG. 9 is a plan view showing another configuration example of the auxiliary conductor 4;
FIG. 10 is a plan view showing another configuration example of the auxiliary conductor 4;
FIG. 11 is a plan view showing another configuration example of the auxiliary conductor 4;
12 is a side sectional view of the filter element 1A in which the auxiliary conductor 4 is unevenly distributed with respect to the spiral coil 2. FIG.
13 is a side cross-sectional view of a filter element 1B in which the auxiliary conductor 4 is divided and the distance to the spiral coil 2 is made different. FIG.
14 is a side sectional view showing the internal structure of the filter element 31. FIG.
15 is an exploded perspective view showing a configuration of a multilayer body A1 in the filter element 31. FIG.
16 is a side cross-sectional view showing the configuration of the filter element 41. FIG.
17 is an exploded perspective view showing the configuration of the filter element 51. FIG.
18 is a cross-sectional view showing a configuration of a laminate A2 (printed circuit board 52) used for the filter element 51. FIG.
19 is an exploded perspective view showing a configuration of each conductor layer in a multilayer body A2 (printed circuit board 52) used for the filter element 51. FIG.
20 is an exploded perspective view showing the configuration of the filter element 61. FIG.
21 is a cross-sectional view showing a configuration of a multilayer body A3 (printed circuit board 62) used for the filter element 61. FIG.
22 is an exploded perspective view showing a configuration of each conductor layer in a multilayer body A3 (printed circuit board 62) used for the filter element 61. FIG.
23 is a side sectional view showing the internal structure of the filter element 101. FIG.
[Explanation of symbols]
1, 1A, 1B, 31, 41, 51, 61 Filter element
2 Spiral coil
3 Dielectric layer
4 Auxiliary conductor
5 Insulator layer
6 Input terminal
7 Output terminal
8 Grounding terminal
9 Magnetic material
10 Grounding electrode
Cp Line capacitance (coupling capacitance)
