JP4424589B2 - D / A conversion interface and motor control apparatus using the same - Google Patents
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Description
本発明は、CDプレイヤーなどを駆動するための、デジタルサーボ回路に用いるD/A変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a D / A conversion interface used in a digital servo circuit for driving a CD player and the like, and a motor control device using the same.
CDプレイヤー等においては、一般に駆動系にはデジタルサーボIC(Integrated Circuit、集積回路)が用いられている。このデジタルサーボICは、モータの制御信号としてPWM(パルス幅変調)等のパルスが出力され、モータやアクチュエータ等の負荷に与えられる。しかしながら、前記PWM信号により直接モータを制御する場合には、ノイズ等の問題により、モータの制御が困難になるという問題がある。 In a CD player or the like, a digital servo IC (Integrated Circuit) is generally used as a drive system. This digital servo IC outputs a pulse such as PWM (pulse width modulation) as a motor control signal and applies it to a load such as a motor or an actuator. However, when the motor is directly controlled by the PWM signal, there is a problem that it becomes difficult to control the motor due to a problem such as noise.
そこで、デジタルサーボICの内部において、デジタル/アナログ変換(D/A変換)を行い、アナログ信号のモータ制御信号を発生させることが考えられる。この場合には、デジタルサーボICは、デジタル回路とアナログ回路の混載回路となる。このため、部品点数が増大して製造工程が複雑になり、完成品の動作試験も項目数が増加するので時間を要する。したがって、製作や試験のためのコストが大幅に増加するという問題がある。 Therefore, it is conceivable that digital / analog conversion (D / A conversion) is performed inside the digital servo IC to generate an analog motor control signal. In this case, the digital servo IC is a mixed circuit of a digital circuit and an analog circuit. For this reason, the number of parts increases, the manufacturing process becomes complicated, and the number of items for the operation test of the finished product also increases, which takes time. Therefore, there is a problem that the cost for manufacturing and testing is greatly increased.
このため、特許文献1に記載のデジタルサーボICにおいては、モータ制御信号をデジタル信号であるPWM信号で形成して、D/A変換インターフェースに入力する。そして、D/A変換インターフェースの内部で当該モータ制御信号をアナログ信号に変換して、負荷のモータコイルに加える方法が採用されている。
For this reason, in the digital servo IC described in
図10は、特許文献1に記載のD/A変換インターフェースを示す回路図である。図10において、21はD/A変換インターフェースであり、ICで形成されている。直流電圧Vccの電源ライン24とグランド間に定電流源25、第1スイッチ26、第2スイッチ27、定電流源28がシリーズに接続されている。第1、第2スイッチ26、27の接続点Aには平滑回路29の一端が接続されており、この平滑回路29の他端は端子30に接続されている。端子30には基準電圧Vrefが印加される。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a D / A conversion interface described in
平滑回路29は、抵抗RとコンデンサCの並列回路でローパスフィルターとして形成されている。第1スイッチ26はフォワード信号パルスFWDによって制御され、そのパルス期間だけオンする。第2スイッチ27はリバース信号パルスREVによって制御され、そのパルス期間だけオンする。フォワード信号パルスが与えられるとき、リバース信号パルスは与えられず、また、リバース信号パルスが与えられるときはフォワード信号パルスは与えられない。ここで、パルスFWD、REVはいずれもPWM信号である。
The smoothing circuit 29 is formed as a low-pass filter by a parallel circuit of a resistor R and a capacitor C. The
D/A変換インターフェース21の出力は、バッファ22を介して負荷であるモータコイル23に供給される。パルスFWDが与えられると、そのパルス期間に第1スイッチ26がオンし、定電流源25からの定電流が第1スイッチ26を通して平滑回路29へ流れる。そして、A点の電圧は第1スイッチ26がオンしている時間に依存する。即ち、パルスFWDのパルス幅に比例して高くなる。この間、第2スイッチ27はオフとなっている。次に、パルスREVが与えられると、第2スイッチ27がそのパルス幅の間、オンになる。このとき、第1スイッチ26はオフになっている。
The output of the D /
このときに、端子30から平滑回路29及び第2スイッチ27を通して電流が定電流源28へ流れ込むことになり、A点の電圧は下がる。A点の電圧はバッファ22に与えられ、その電圧に応じた電流がモータコイル23に流れる。その電流の流れる向きは、第1スイッチ26がオンのときは矢印F1の方向であり、第2スイッチ27がオンのときはF2の方向となる。
At this time, a current flows from the
このように、図10の例では第1スイッチ26、第2スイッチ27がパルスFWD、REVの幅のみによってオン、オフの時間が決まる。そして、D/A変換インターフェース21の出力電圧が決まるので、モータコイル23を駆動する制御信号(この場合、駆動電流)もパルスFWD、REVの幅のみに依存し、そのパルスFWD、REVの波高値変化による影響は受けないことになる。
As described above, in the example of FIG. 10, the ON / OFF times of the
前記特許文献1に記載の技術は、PWM信号により、第1スイッチ26、第2スイッチ27を高速でオン、オフするので、消費電力が増大する。このため、内部発熱によりモータドライバIC自体の温度が上昇する。モータドライバICの温度上昇は、CDプレイヤーやVTR等の負荷機器における使用温度範囲の高温枠を狭める事になる。ユーザからはPWM(デジタル)―アナログ信号変換による消費電力を少なくしたいという要請があるが、特許文献1に記載の技術は、このような要請に対応できないという問題があった。また、第1スイッチ26、第2スイッチ27を高速でオン、オフするので、ノイズの発生が避けられず、制御系に影響を与えるという問題があった。
In the technique described in
また、平滑回路29は抵抗RとコンデンサCによるRCローパスフィルターを形成している。このようなRCローパスフィルターは、構造が簡単で安価に回路が構築出来る利点があるが、周辺温度等により素子感度のバラツキが発生し、フィルタの伝達特性に影響が出る。結果として、変換されたアナログ信号のピークツーピークの電圧幅に変化をもたらし、モータコイルのような負荷を正確に制御できない場合があるという問題があった。 Further, the smoothing circuit 29 forms an RC low-pass filter including a resistor R and a capacitor C. Such an RC low-pass filter has an advantage that the structure is simple and a circuit can be constructed at low cost. However, variations in element sensitivity occur due to the ambient temperature and the like, which affects the transfer characteristics of the filter. As a result, there is a problem in that a peak-to-peak voltage width of the converted analog signal is changed, and a load such as a motor coil cannot be accurately controlled.
本発明は、従来技術のこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、消費電力が少なく動作を安定させることができるD/A変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置を提供することである。 The present invention has been made in view of such problems of the prior art, and an object thereof is a D / A conversion interface that consumes less power and can stabilize the operation, and a motor control device using the same. Is to provide.
上記目的を達成する本発明のD/A変換インターフェースは、デジタルサーボ信号であるPWM信号を電流に変換して出力するトランスコンダクタンス・アンプと、前記トランスコンダクタンス・アンプからの出力電流が流入する抵抗RとコンデンサCのRC並列回路と、前記RC並列回路の一端を反転入力端子にその他端を出力端子に接続し、非反転入力端子に基準電圧が入力されるオペアンプとを備え、前記オペアンプと前記RC並列回路でRCフィルターを形成し、前記オペアンプの出力端子に積分増幅されたアナログ電圧を出力し、前記アナログ電圧をモータコイルに印加することを特徴とする。
The D / A conversion interface of the present invention that achieves the above object includes a transconductance amplifier that converts a PWM signal, which is a digital servo signal, into a current and outputs the current, and a resistor R into which an output current from the transconductance amplifier flows. And an RC parallel circuit of a capacitor C, and an operational amplifier in which one end of the RC parallel circuit is connected to an inverting input terminal and the other end is connected to an output terminal, and a reference voltage is input to a non-inverting input terminal. An RC filter is formed by a parallel circuit, an analog voltage integrated and amplified is output to an output terminal of the operational amplifier, and the analog voltage is applied to a motor coil .
また、本発明は、前記PWM信号は、フォワード(FWD)信号およびリバース(REV)信号で形成され、その一方の信号が前記トランスコンダクタンス・アンプに入力されるときに、他方の信号は前記トランスコンダクタンス・アンプに入力されない構成としたことを特徴とする。
In the present invention, the PWM signal is formed by a forward (FWD) signal and a reverse (REV) signal, and when one of the signals is input to the transconductance amplifier , the other signal is the transconductance. -The feature is that it is not input to the amplifier .
また、本発明は、前記トランスコンダクタンス・アンプにおいて、前記PWM信号の入力側にサージ保護手段を設け、当該サージ保護手段には、入力クランプ値となる電圧が供給されることを特徴とする。
In the transconductance amplifier according to the present invention, surge protection means is provided on the input side of the PWM signal, and a voltage serving as an input clamp value is supplied to the surge protection means.
また、本発明は、前記オペアンプの出力端子に反転増幅器を接続し、前記オペアンプの出力端子と前記反転増幅器の出力端子間に前記モータコイルを接続したことを特徴とする。
Further, the present invention is characterized in that an inverting amplifier is connected to the output terminal of the operational amplifier, and the motor coil is connected between the output terminal of the operational amplifier and the output terminal of the inverting amplifier.
また、本発明は、前記オペアンプは、前記モータコイルに電流を供給するドライバアンプの機能を兼用していることを特徴とする。
Further, the present invention is characterized in that the operational amplifier also functions as a driver amplifier that supplies current to the motor coil .
また、本発明は、前記のいずれかに記載のD/A変換インターフェースを実装したモータドライバICを有し、モータを正転または逆転で回転制御することを特徴とする。
In addition, the present invention is characterized by having a motor driver IC on which any one of the D / A conversion interfaces described above is mounted, and controlling the rotation of the motor by normal rotation or reverse rotation.
本発明のD/A変換インターフェースは、デジタル信号からアナログ信号への信号変換を、スイッチ機構を用いることなく行える。このため、D/A変換インターフェースを実装するモータドライバICにおいて、低消費電力化を図ることができる。また、スイッチ機構のオン、オフ動作に伴う温度上昇を抑制する。したがって、モータドライバICの負荷であるCDプレイヤーなどでは使用温度範囲の高温枠を維持できるので、周囲温度が高い場所でも使用できる。さらに、スイッチ機構のオン、オフ動作に伴うノイズの発生が防止できるので、制御系の動作を安定させることができる。 The D / A conversion interface of the present invention can perform signal conversion from a digital signal to an analog signal without using a switch mechanism. For this reason, in the motor driver IC which mounts a D / A conversion interface, low power consumption can be achieved. Moreover, the temperature rise accompanying the ON / OFF operation of the switch mechanism is suppressed. Therefore, a CD player or the like that is a load of the motor driver IC can maintain a high temperature frame in the operating temperature range, and can be used even in a place where the ambient temperature is high. Further, since the generation of noise associated with the on / off operation of the switch mechanism can be prevented, the operation of the control system can be stabilized.
また、抵抗RとコンデンサCとの並列回路3を、ドライバアンプを兼用するオペアンプに接続してRCフィルターを形成している。このため、直流増幅率を制限して、積分増幅された電圧を出力することができる。オペアンプは、負荷に対するドライバアンプの機能とRCフィルターの機能を兼用しているので、オペアンプの有効利用が図れ回路構成が簡単になる。
Further, an RC filter is formed by connecting a
以下、図を参照して本発明を説明する。図1は、本発明における実施形態のD/A変換インターフェース1の例を示す回路図である。図1において、2は演算増幅器(オペアンプA1)を用いたドライバアンプで負荷5に電流を供給する。3は抵抗RとコンデンサCを並列に接続したRC並列回路で、ドライバアンプ2の出力端子2bと反転入力端子2aの間に接続される。したがって、ドライバアンプ2は、後述するような積分器として動作するRCフィルターの機能をも有している。
The present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an example of a D /
4はトランスコンダクタンス・アンプで、4aはデジタルサーボ信号のFWD(フォワード)信号入力端子、4bはデジタルサーボ信号のREV(リバース)信号入力端子である。トランスコンダクタンス・アンプ4は、コンダクタンスGmを可変にする事が出来る電圧入力―電流出力型のアンプである。5はD/A変換インターフェース1の負荷で、例えばモータコイルLが接続される。FWDはフォワード信号パルス、REVはリバース信号パルスで、前記パルスFWDとパルスREVはいずれもデジタルサーボ信号のPWM信号で形成される。
4 is a transconductance amplifier, 4a is an FWD (forward) signal input terminal for digital servo signals, and 4b is an REV (reverse) signal input terminal for digital servo signals. The
次に、図1の回路図において、トランスコンダクタンス・アンプ4の動作を説明する。D/A変換インターフェース1に入力されるPWM信号は、トランスコンダクタンス・アンプ4により電圧−電流変換が行われる。トランスコンダクタンス・アンプ4には、ダイオードを用いたサージ保護回路が形成されている。後述するように、トランスコンダクタンス・アンプ4の差動入力電圧を入力クランプ値に固定する事により、入力電圧のサージのレベルを適正に保ちサージ保護回路を有効に機能させることができる。
Next, the operation of the
図2は、本発明の実施形態にかかるトランスコンダクタンス・アンプ4の具体例を示す回路図である。トランスコンダクタンス・アンプ4は、図1で説明したFWD(フォワード)信号入力端子4a、REV(リバース)信号入力端子4bの外に、多数の端子が設けられている。4cは電源電圧VCCが印加される端子、4dはクランプ電圧が印加される端子、4eはバイアス電圧が印加される端子、4fは接地(GND)に接続される端子、4gは出力電流を取り出す端子である。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of the
4xは第1の制御部(CONT1)、4yは第2の制御部(CONT2)、Q1はベースにフォワード信号パルスFWDが供給されるバイポーラトランジスタ、Q2はベースにリバース信号パルスREVが供給されるバイポーラトランジスタで、バイポーラトランジスタQ1、Q2は差動増幅器を構成している。トランスコンダクタンス・アンプ4は、良く知られているように、このような第1の制御部4x、第2の制御部4y、差動増幅器により、入力されるデジタル電圧のパルスFWDおよびREVをアナログ電流に変換して出力するが、その詳細についての説明は省略する。
4x is a first control unit (CONT1), 4y is a second control unit (CONT2), Q1 is a bipolar transistor to which a forward signal pulse FWD is supplied to a base, and Q2 is a bipolar to which a reverse signal pulse REV is supplied to a base. In the transistor, the bipolar transistors Q1 and Q2 constitute a differential amplifier. As is well known, the
本発明の実施形態においては、トランスコンダクタンス・アンプ4には、サージ保護回路を設けている。すなわち、クランプ電圧が入力される端子4pと、前記バイポーラトランジスタQ1のベース端子4v間にダイオードD1を接続する。また、前記端子4pとバイポーラトランジスタQ2のベース端子4u間にダイオードD2を接続する。このように、ダイオードD1、D2を用いたサージ保護回路4wが設けられている。したがって、入力電圧にサージ電圧が含まれる場合に、トランスコンダクタンス・アンプ4の回路部品の損傷を防止する。また、サージ電圧によるノイズが、第1の制御部4xや第2の制御部4yの信号線に混入することを抑制できる。
In the embodiment of the present invention, the
図3は、トランスコンダクタンス・アンプ4に入力される電圧波形の例を示す特性図である。フォワード信号パルスFWD、リバース信号パルスREVは矩形波のパルス信号で形成される。クランプ電圧は、前記矩形波の上端をクランプして、振幅(波高値)Vxを規定する。このように、サージ保護回路4wを形成するダイオードD1、D2の入力側に、入力クランプ値となる電圧が供給される構成とすることにより、入力パルスの振幅に左右されにくい特性とすることができる。
FIG. 3 is a characteristic diagram illustrating an example of a voltage waveform input to the
トランスコンダクタンス・アンプ4の出力電流Iは、ドライバアンプ2の反転入力端子2aと出力端子2b間に接続されたRC並列回路3に流入する。ここで、トランスコンダクタンス・アンプ4の出力電気抵抗は非常に大きく設定されている。このため、RC並列回路3は入力抵抗を介することなく、帰還増幅器として設定されているドライバアンプ2の反転入力端子2aへ直接接続されている。
The output current I of the
図4は、オペアンプA1を用いているドライバアンプ2とRC並列回路3の動作を説明する回路図である。トランスコンダクタンス・アンプ4の出力電気抵抗は、前記のように非常に大きいので抵抗分R1とみなすことができる。このため、抵抗R1、RC並列回路3、オペアンプAは帰還増幅器を構成する。この帰還増幅器は、差動増幅回路の構成となっている。
FIG. 4 is a circuit diagram for explaining the operation of the
トランスコンダクタンス・アンプ4の入カインピーダンスはほぼ無限大となる。このため、トランスコンダクタンス・アンプ4の出力電流Iのほとんどは、RC並列回路3に流入する。オペアンプA1の反転入力端子(一)には、出力電流Iが流入しないので、電圧も発生せず仮想接地となる。すなわち、抵抗R1に流れた出力電流Iの大部分はRC並列回路3に流入し、この電流より、入力端子2a、出力端子2b間に電位差が生じる。
The input impedance of the
オペアンプA1の正転入力端子(+)には、基準電源(Vref)が接続されている。このため、オペアンプA1の出力電圧V3は、次のようにして求められる。すなわち、オペアンプA1の2つの入力端子に与えられた電圧V1(反転入力端子の電圧でこの場合には0V)と、V2(非反転入力端子の電圧でこの場合にはVref)の電圧差(V2−Vl)をRx/Rl倍に増幅した電圧に相当する。ここで、RxはRC並列回路の抵抗分とする。 A reference power supply (Vref) is connected to the normal input terminal (+) of the operational amplifier A1. Therefore, the output voltage V3 of the operational amplifier A1 is obtained as follows. That is, the voltage difference (V2) between the voltage V1 (the voltage at the inverting input terminal and 0 V in this case) applied to the two input terminals of the operational amplifier A1 and the voltage V2 (the voltage at the non-inverting input terminal and Vref in this case). -Vl) corresponds to a voltage amplified by Rx / Rl times. Here, Rx is the resistance of the RC parallel circuit.
したがって、オペアンプA1からは、トランスコンダクタンス・アンプ4で電圧−電流変換されて、RC並列回路3に流入した電流に基づいて形成される電圧が積分増幅されて出力される。このオペアンプA1の出力電圧は、差動増幅回路を通して基準電圧(Vref)を中心とした電圧に変換されて出力される。なお、IaはオペアンプA1の帰還電流、IbはオペアンプA1の出力電流である。
Therefore, from the operational amplifier A1, voltage-current conversion is performed by the
以上説明したように、トランスコンダクタンス・アンプ4の出力電流Iは、RC並列回路3のコンデンサCを充電し、ドライバアンプ2の出力端子2bに積分増幅された電圧が得られる。このときの増幅率は、R/(1+sCR)、である。ただし、sはラプラスの演算子とする。このように、抵抗RとコンデンサCとの並列回路3をオペアンプA1(ドライバアンプ2)に接続してRCフィルターを形成しているので、直流増幅率を制限することができる。このRCフィルターは、抵抗RとコンデンサCの値で定まる所定の周波数特性を有するローパスフィルターである。ドライバアンプ2の出力電圧は、後述するように、非反転入力端子に入力される基準電圧(Vref)に基づいて形成されるアナログ電圧の波形となる。
As described above, the output current I of the
図5、図6は、図1の回路における各部の波形を示す特性図である。図5(a)は、入力トランスコンダクタンス・アンプ4のFWD端子4aに入力されるフォワード信号パルスFWDの波形である。フォワード信号パルスFWDは、Hレベルと0Vの間を矩形状に変化するPWM信号である。図5(b)は、入力トランスコンダクタンス・アンプ4のREV端子4bに入力されるリバース信号パルスREVの波形である。この例では、フォワード信号パルスFWDが図2(a)の波形で入力されるので、リバース信号パルスREVは0Vである。
5 and 6 are characteristic diagrams showing waveforms of respective parts in the circuit of FIG. FIG. 5A shows the waveform of the forward signal pulse FWD input to the
図5(c)は、RCフィルターの出力波形で、一定値の基準電圧(Vref)に対して、積分増幅された電圧波形となっている。このRCフィルターの出力波形は、トランスコンダクタンス・アンプ4に入力されるフォワード信号パルスFWDの立ち上がりと同期して上昇し、FWDの立ち下がりと同期して減少する。このように、ドライバアンプ2からは、図5(c)に示したようなアナログ電圧が出力されて、負荷5に印加される。
FIG. 5C shows an output waveform of the RC filter, which is a voltage waveform obtained by integral amplification with respect to a constant reference voltage (Vref). The output waveform of the RC filter rises in synchronization with the rising edge of the forward signal pulse FWD input to the
図6(a)は、入力トランスコンダクタンス・アンプ4のFWD端子4aに入力されるフォワード信号パルスFWDの波形で、0Vである。図6(b)は、入力トランスコンダクタンス・アンプ4のREV端子4bに入力されるリバース信号パルスREVの波形である。リバース信号パルスREVも、Hレベルと0Vの間を矩形状に変化するPWM信号である。
FIG. 6A shows the waveform of the forward signal pulse FWD inputted to the
図6(c)はRCフィルターの出力波形で、基準電圧(Vref)と対比させてある。この波形は、前記図5(c)のフォワード信号パルスFWDが入力された場合とは、基準電圧(Vref)を中心として、振幅が同じで方向が反対の特性となっている。図5(c)、図6(c)から明らかなように、D/A変換インターフェース1に接続される負荷5には、振幅が同じで方向が異なるアナログ電圧が印加される。
FIG. 6C shows the output waveform of the RC filter, which is compared with the reference voltage (Vref). This waveform has the same amplitude and opposite direction with the reference voltage (Vref) as the center, compared with the case where the forward signal pulse FWD of FIG. 5C is input. As is apparent from FIGS. 5C and 6C, analog voltages having the same amplitude but different directions are applied to the
図1のD/A変換インターフェース1は、RC並列回路をオペアンプA1(ドライバアンプ2)の出力端子2bと反転入力端子2a間に接続して、RCフィルターを形成している。このため、図10に示したような、抵抗RとコンデンサCのみを独立して並列接続しているローパスRCフィルターと比較して、安定度が高くなる。したがって、周辺温度等の変化に対しても安定して、入力トランスコンダクタンス・アンプ4の出力電流を電圧に変換する事が可能となる。
The D /
図1に示したD/A変換インターフェース1の例では、接続されるデジタルサーボICのPWM信号の電圧振幅により、トランスコンダクタンス・アンプ4の特性、及びRCフィルタ−の伝達特性を調整する必要がある。しかしながら、定電流源を切り替えるためのスイッチ機構を有していないので、図10に示した従来方式と比較して、低消費電力化を図ることができ、温度上昇を抑制することができる。
In the example of the D /
また、スイッチ切り替え時のノイズ発生がないので、制御系を安定して動作させることができる。さらに、前記したように、周辺温度の変化に対して、安定したD/A変換インターフェース回路を形成する事ができるという利点がある。なお、図1の構成では、オペアンプは、負荷に対するドライバアンプの機能とRCフィルターの機能を兼用しているので、オペアンプの有効利用が図れ回路構成が簡単になる。 Further, since no noise is generated when the switch is switched, the control system can be operated stably. Further, as described above, there is an advantage that a stable D / A conversion interface circuit can be formed with respect to changes in ambient temperature. In the configuration of FIG. 1, the operational amplifier combines the function of the driver amplifier with respect to the load and the function of the RC filter, so that the operational amplifier can be effectively used and the circuit configuration is simplified.
ところで、現在実用化されているCDプレイヤー等のデジタルサーボICは、動作電源電圧の多くが、5V系デバイス、3.3V系デバイス、2.5V系デバイス等を採用している。すなわち、デジタルサーボICから出力されるPWM信号の電圧の振幅も電源電圧の前記系統に合わせて、ある程度限定する事が出来る。 By the way, most of the operating power supply voltages of digital servo ICs such as CD players that are currently in practical use employ 5V devices, 3.3V devices, 2.5V devices, and the like. That is, the amplitude of the voltage of the PWM signal output from the digital servo IC can be limited to some extent according to the system of the power supply voltage.
このように、デジタルサーボICから出力されるPWM信号の電圧の振幅を限定する事により、前記のように演算増幅器(オペアンプ)を用いたトランスコンダクタンス・アンプ4を使用して、電圧−電流変換を行うことが可能となる。また、デジタルサーボICから出力されるPWM信号の振幅精度は、定格電源電圧に対し±5%程度の振幅範囲である。このPWM信号をアナログ信号に変換しても、変換されたアナログ信号の電圧範囲が大きくなければ、デジタルサーボICのエラー訂正機能により十分に補正する事が可能である。
In this way, by limiting the amplitude of the voltage of the PWM signal output from the digital servo IC, the voltage-current conversion is performed using the
図7は、本発明の他の実施形態を示す回路図である。図7の回路は、BTL(Bridged Transless)方式という負荷駆動方式の回路である。図1と対応するところには同じ符号を付している。この回路は、図1に示したドライバアンプ2の出力端子2bに、抵抗R1、R2、オペアンプを用いたドライバアンプ6からなる反転増幅器(インバータ回路)7を接続している。すなわち、ドライバアンプ6の入力電圧をVi、出力電圧をV0とすると、V0=−(R1/R2)Viとなり、出力電圧V0は入力電圧Viの位相を反転している。
FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. The circuit in FIG. 7 is a circuit of a load driving method called a BTL (Bridged Transless) method. The parts corresponding to those in FIG. In this circuit, an inverting amplifier (inverter circuit) 7 including resistors R1, R2 and a driver amplifier 6 using an operational amplifier is connected to the
前記図1のD/A変換インターフェース1では、接地に対して負荷5が接続されている。そして、図5(c)、図6(c)に示したようなVrefの基準電圧を中心として、振幅が同じで方向が異なる正負のアナログ電圧が負荷5に印加される。このため、負荷5としてモータコイルLが接続された場合には、当該モータは正転、または逆転で回転制御される。
In the D /
これに対して、図7の回路では、ドライバアンプ2の出力端子2bから出力されるアナログ電圧を、一方は負荷の正端子5aに直接出力する。また、ドライバアンプ2の出力端子2bから出力されるアナログ電圧は、分岐して反転増幅器7に入力される。反転増幅器7では位相を反転したアナログ電圧を負荷の負端子5bに出力する。
On the other hand, in the circuit of FIG. 7, one of the analog voltages output from the
このため、ドライバアンプ2のV0+とVO―の出力が互いに逆相になる。このように、図7の例では、ドライバアンプ2の出力を反転増幅器を用いたインバータ回路7に入力し、ドライバアンプ2の出力電圧VO+の逆相の信号を出力させて、VO―の電圧を負荷5に印加する。このような回路構成により、負荷5であるモータの正転または逆転の回転制御を行う。
For this reason, the outputs of V0 + and VO− of the
図8は、図7の各部の波形を示す特性図である。図8(a)は、入力トランスコンダクタンス・アンプ4のFWD端子4aに入力されるフォワード信号パルスFWDの波形、図8(b)は、そのREV端子4bに入力されるリバース信号パルスREVの波形である。パルスFWDとパルスREVの関係は、一方のパルスが入力される期間に他方は0Vとなるように設定されている。
FIG. 8 is a characteristic diagram showing waveforms at various parts in FIG. FIG. 8A shows the waveform of the forward signal pulse FWD input to the
図8(c)は、RCフィルターの出力波形である。RCフィルターの出力波形は、パルスFWDまたはパルスREVが入力トランスコンダクタンス・アンプ4に入力されたときに、基準電圧Vrefを中心として、互いに逆相の電圧を発生する。図8(d)は、ドライバアンプ2の出力電圧V0+と、反転増幅器7の出力電圧V0−の波形である。実線は、パルスFWDおよびパルスREVが、図8(a)、図8(b)のタイミングで入力された場合の波形である。また、破線は、パルスFWDおよびパルスREVが、図8(a)、図8(b)とは逆のタイミングで入力された場合の波形である。
FIG. 8C shows the output waveform of the RC filter. When the pulse FWD or the pulse REV is input to the
図9は、従来方式のモータドライバICと、本発明のモータドライバICの温度特性を検出するための構成を示すブロック図である。図9においては、電力消費によるモータドライバIC自身の温度特性を測定できるように、従来方式、および本発明の方式を採用した同等機能を持つモータドライバICにより、D/A変換インターフェースを動作させた場合の表面温度の測定を行う。 FIG. 9 is a block diagram showing a configuration for detecting temperature characteristics of a conventional motor driver IC and the motor driver IC of the present invention. In FIG. 9, the D / A conversion interface was operated by a motor driver IC having an equivalent function employing the conventional method and the method of the present invention so that the temperature characteristics of the motor driver IC itself due to power consumption can be measured. The surface temperature of the case is measured.
図9において、11は従来方式のD/A変換インターフェース11、または本発明のD/A変換インターフェース1が設けられているモータドライバICで、例えば28ピン構成として、3チャンネルでPWM制御を、1チャンネルでアナログ制御を行う。12はデジタルサーボIC、13はCDディスク14を回転させるためのCDプレイヤーを駆動するスピンドルモータである。
In FIG. 9,
15はフォーカスアクチュエータ、トラッキングアクチュエータ、スレッドモータのような駆動系、16は無線周波数アンプIC、17はデジタル温度計である。スピンドルモータは、アナログ信号制御により制御される。また、駆動系15のフォーカスアクチュエータ、トラッキングアクチュエータ、スレッドモータはPWM信号で制御される。
15 is a focus actuator, tracking actuator, drive system such as a thread motor, 16 is a radio frequency amplifier IC, and 17 is a digital thermometer. The spindle motor is controlled by analog signal control. The focus actuator, tracking actuator, and thread motor of the
CDディスク14は、例えばオーディオ用のものを用いる。駆動系17の移動量(駆動軸の回転角)はパルス信号で計測され、無線周波数アンプIC16を通してデジタルサーボIC12に入力される。デジタルサーボIC12は、入力された信号と基準値とを比較し、制御用のPWM信号を形成してモータドライバIC11に出力する。このように、図6においては駆動系15の移動量を前記PWM信号に基づくサーボ制御により制御している。
The
図10に示したような従来方式のD/A変換インターフェースをモータドライバIC11に実装した場合と、本発明のD/A変換インターフェースをモータドライバIC11に実装した場合の両方について、同じ条件でモータドライバIC11の表面温度を測定した。すなわち、周辺温度を室温25℃に設定する。このときに、同じオーディオCDを連続演奏させて、モータドライバIC11の放熱板11aの温度をデジタル温度計17により測定した。この温度測定では、時間の経過に伴う表面温度の変化を逐次測定しており、その測定結果を表1に示す。
The motor driver under the same conditions both when the conventional D / A conversion interface as shown in FIG. 10 is mounted on the
表1には、オーディオCDの演奏時間(分)、従来方式のモータドライバIC11の表面温度(℃)、本発明による新方式のモータドライバIC11の表面温度(℃)が記載されている。演奏時間は最初の20分までは5分間隔として、初期の温度変化を細かく測定している。その後は10分間隔としている。
Table 1 shows the playing time (minutes) of the audio CD, the surface temperature (° C.) of the conventional
表1から明らかなように、従来方式においてはオーディオCDを演奏した際に、最初の5分間の温度上昇が大きく、その後も時間経過と共に温度上昇の度合いが大きくなっている。60分経過後でモータドライバICの表面温度は、79.0(℃)、120分経過後で82.9(℃)、180分経過後で83.8(℃)である。 As is apparent from Table 1, in the conventional system, when the audio CD is played, the temperature rise for the first 5 minutes is large, and the degree of temperature rise is increased with the passage of time. After 60 minutes, the surface temperature of the motor driver IC is 79.0 (° C), 82.9 (° C) after 120 minutes, and 83.8 (° C) after 180 minutes.
これに対して、本発明による新方式のモータドライバICの表面温度は、最初の5分間の温度上昇が小さく、その後の温度上昇の度合いも従来方式より小さくなっている。例えば、60分経過後でモータドライバICの表面温度は、60.7(℃)、120分経過後で64.2(℃)、180分経過後で65.6(℃)である。 On the other hand, the surface temperature of the new type motor driver IC according to the present invention has a small temperature rise for the first 5 minutes, and the degree of the subsequent temperature rise is also smaller than that of the conventional method. For example, the surface temperature of the motor driver IC is 60. 7 (° C) after 60 minutes, 64.2 (° C) after 120 minutes, and 65.6 (° C) after 180 minutes.
このように、本発明による新方式のモータドライバICの表面温度は、従来方式よりも約20℃低くなり、温度特性が大幅に改善されている。このため、デジタル―アナログ信号変換による消費電力が少なくなり、CDプレイヤーやVTR等の負荷機器における使用温度範囲の高温粋を維持できる。したがって、負荷機器を周囲温度が高い場合でも動作させることができ、適用環境の拡張が可能となる。 As described above, the surface temperature of the new type motor driver IC according to the present invention is about 20 ° C. lower than that of the conventional type, and the temperature characteristics are greatly improved. For this reason, power consumption by digital-analog signal conversion is reduced, and the high temperature range of the operating temperature range in a load device such as a CD player or VTR can be maintained. Accordingly, the load device can be operated even when the ambient temperature is high, and the application environment can be expanded.
以上、本発明の実施形態について説明した。本発明はこれら実施例に限定されず種々の変形が可能である。 The embodiment of the present invention has been described above. The present invention is not limited to these examples, and various modifications are possible.
以上説明したように、本発明によれば、消費電力が少なく動作を安定させることができるD/A変換インターフェース、およびそれを用いたモータ制御装置を提供することができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a D / A conversion interface that consumes less power and can stabilize the operation, and a motor control device using the D / A conversion interface.
1・・・D/A変換インターフェース、2・・・ドライバアンプ、3・・・RCフィルター、4・・・入力トランスコンダクタンス・アンプ、5・・・負荷、6・・・ドライバアンプ、7・・・反転増幅器
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