JP4391433B2 - Rotation angle deriving device - Google Patents
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Description
本発明は、無線通信に用いられる受信機に関するものであり、特に、ディジタル周波数変調された信号に対し、周波数検波に基づき送信データ系列の推定を行う受信機に関するものである。 The present invention relates to a receiver used for wireless communication, and more particularly to a receiver that estimates a transmission data sequence based on frequency detection for a digital frequency modulated signal.
以下、周波数検波を行う従来の受信機(下記非特許文献1参照)について説明する。図19、従来の周波数検波を行う受信機の構成例を示すものである。図19に示すように、従来の受信機は、局部発振器121、ミキサ123、LPF部125、逆タンジェント周波数検出部127、及び判定部129を備える。
(1)ミキサ123は、受信信号120を局部発振器121から出力される信号122により、複素ベースバンド信号124にダウンコンバートする。
(2)LPF(Low Pass Fiter)部125は、複素ベースバンド信号124の雑音除去と波形整形を行うフィルタ機能を有する。
(3)逆タンジェント周波数検出部127は、帯域外雑音の除去や波形整形をなされたLPF部125の出力126から、周波数成分を検出する。
(4)判定部129は、逆タンジェント周波数検出部127の出力128から、送信データ系列の判定を行い、判定結果130を出力する。
Hereinafter, a conventional receiver that performs frequency detection (see Non-Patent
(1) The
(2) The LPF (Low Pass Filter)
(3) The inverse tangent
(4) The
次に、図19を用いて従来の受信機の動作原理について簡単に説明する。なお、説明を簡単にするため、受信信号はGMSK(Gaussian filtered Minimum Shift Keying)変調方式により変調されているものとする。
(1)まず、無線伝送路を介してアンテナより受信された受信信号120は、ミキサ123において、受信機の局部発振器121より出力される信号122により、複素ベースバンド信号124にダウンコンバートされる。
(2)次に、複素ベースバンド信号124に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、LPF部125にて、複素ベースバンド信号124に、ローパスフィルタによるフィルタリング処理を行う。
(3)LPF部125より出力されたフィルタリング後の信号126は、逆タンジェント周波数検出部127にて逆タンジェント演算を用いて周波数成分が検出される。
(4)判定部129では、逆タンジェント周波数検出部127より出力された周波数成分128が、プラスであれば「1」と判定し、マイナスであれば「0」と判定する。これにより、送信データ系列の判定を行うことができる。
(1) First, a received
(2) Next, in order to remove out-of-band noise included in the
(3) The frequency component of the filtered
(4) The
従来の受信機においては、前記のように、周波数検出に逆タンジェント演算を用いている。このため、回路規模が大きくなり、処理量が増大するという問題が生ずる。例えば、算術ライブラリの逆タンジェント演算atan2を使用した場合、約3600サイクル/サンプルの処理量となる。 In the conventional receiver, as described above, the inverse tangent calculation is used for frequency detection. For this reason, there arises a problem that the circuit scale increases and the processing amount increases. For example, when the inverse tangent operation atan2 of the arithmetic library is used, the processing amount is about 3600 cycles / sample.
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、回路規模を縮小し、処理量を削減し、かつ、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の特性を実現する周波数検波装置および受信機を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is a frequency detector that reduces the circuit scale, reduces the processing amount, and realizes characteristics equivalent to those obtained when using inverse tangent calculation. And to get a receiver.
本発明の回転角度導出装置は、
入力信号を第1タイミングで検波して得られた、所定平面上の第1ベクトル値及び前記入力信号を前記第1タイミングと異なる第2タイミングで検波して得られた、前記所定平面上の第2ベクトル値を出力する検波手段、
この検波手段から出力された前記第1及び第2ベクトル値に基づいて、前記第1ベクトル値と前記第2ベクトル値とが形成する角度の余弦成分及び前記角度の正弦成分を各々出力する成分出力手段、
この成分出力手段から出力された前記余弦成分及び前記正弦成分に基づいて、前記角度を導出する角度導出手段
を備えることを特徴とする。
The rotation angle deriving device of the present invention is
A first vector value on a predetermined plane obtained by detecting the input signal at a first timing and a first vector value on the predetermined plane obtained by detecting the input signal at a second timing different from the first timing. Detection means for outputting two vector values;
Based on the first and second vector values output from the detection means, component outputs for outputting the cosine component of the angle formed by the first vector value and the second vector value and the sine component of the angle, respectively. means,
An angle deriving unit for deriving the angle based on the cosine component and the sine component output from the component output unit is provided.
本発明により、逆タンジェント演算を用いる場合に比べて回路規模が小さく、処理量が少なく、及び逆タンジェント演算を用いる場合と同等の特性を実現する周波数検波装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a frequency detection apparatus that has a smaller circuit scale and a smaller processing amount than the case where inverse tangent calculation is used, and that realizes the same characteristics as when inverse tangent calculation is used.
実施の形態1.
図1〜図7を用いて実施の形態1を説明する。実施の形態1は、図19に示した従来の受信機に対して、従来の受信機の逆タンジェント周波数検出部127を後述する除算型周波数検出部(回転角度導出装置)とした実施形態である。除算型周波数検出部は、逆タンジェント演算を近似する近似演算を実行する。
The first embodiment will be described with reference to FIGS. The first embodiment is an embodiment in which the inverse tangent
図1は、実施の形態1に係るディジタル受信装置1000の構成例を示すブロック図である。前記のように、図1では、従来の受信機の逆タンジェント周波数検出部127が除算型周波数検出部17に置き換わっている。
図に示すように、ディジタル受信装置1000は、局部発振器11、ミキサ13、LPF部15、除算型周波数検出部17、及び判定部19を備える。
(1)ミキサ13は、局部発振器11から出力される信号12により、受信信号10を複素ベースバンド信号14にダウンコンバートする。
(2)LPF部15は、複素ベースバンド信号14に含まれる雑音の除去や波形整形を行うフィルタ機能を有する。
(3)除算型周波数検出部17は、LPF部15の出力16の周波数成分を検出する。
(4)判定部19は、除算型周波数検出部17の出力18から送信データ系列の判定を行い、判定値20を出力する。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a
As shown in the figure, the
(1) The
(2) The
(3) The division type
(4) The
次に、図1を参照してディジタル受信装置1000の動作を説明する。ここでは、説明を簡単にするため、変調方式をGMSKと仮定する。
Next, the operation of the
まず、無線伝送路を介してアンテナ(図示していない)より受信された受信信号10は、ミキサ13において、局部発振器11より出力された信号12により、複素ベースバンド信号14にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号14は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはAD(Analog To Digital)変換器(図示していない)などで実現する。
First, a received
LPF部15では、複素ベースバンド信号14に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、例えば、ディジタル信号処理により実現する場合は、FIR(Finite Impulse Response)フィルタを用いればよい。GMSK信号の場合、ガウスフィルタなどを用いる。
The
次に、除算型周波数検出部17では、LPF部15の出力16の周波数成分を検出する。図2に、除算型周波数検出部17の内部構成例を示す。図2において、
除算型周波数検出部17は、遅延検波部21と位相検出部23(角度導出手段)とを備えている。また、遅延検波部21は、検波を行なう検波手段211と、検波手段211が検波した信号に基づいて出力信号を生成して出力する成分出力手段212とを備える。遅延検波部21の検波手段211は、LPF部15の出力16を入力し遅延検波を行い、後述のr(n)、r(n−1)を検波する。成分出力手段212は、遅延検波後の信号から出力信号である信号22を生成し、出力する。位相検出部23は、遅延検波後の信号22を入力し、信号22の位相を検出する。
Next, the division
The division
遅延検波部21の検波手段211は、LPF部15の出力16であるフィルタリング後の複素ベースバンド信号r(n−1)、r(n)を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。また、成分出力手段212は、検波手段211が検波したr(n−1)とr(n)とに基づいて、次の(式1)で示される出力信号d(n)を生成し、位相検出部23に出力する。
d(n)=r(n)・r(n−1)* (式1)
ここで、
r(n)は、時刻nにおけるLPF部15の出力16である複素ベースバンド信号、
r(n−1)は、1サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
r(n−1)*は、r(n−1)の複素共役信号、
d(n)は遅延検波後の信号22である。
The detection means 211 of the
d (n) = r (n) · r (n−1) * (Formula 1)
here,
r (n) is a complex baseband signal that is the
r (n−1) is a complex baseband signal delayed by one sample,
r (n−1) * is a complex conjugate signal of r (n−1),
d (n) is the
このオーバーサンプル間隔で複素遅延検波を行った信号22であるd(n)に対して、位相検出部23では、次の(式2)により位相の検出を行う。
p(n)=A・Im{d(n)}/Re{d(n)} (式2)
ここで、Aは定数(所定の定数)であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定される。この定数Aは、予め計算により算出しておく。
また、
Re{x}は、複素数信号xの実部を表し、
Im{x}は、複素数信号xの虚部を表す。
p(n)は、d(n)の位相成分となる。
(式2)の
Im{d(n)}/Re{d(n)}
は、出力信号であるd(n)の虚部を実部で除した除算値である。
位相検出部23は、遅延検波部21が出力した信号22(d(n))を入力し、入力した信号22の虚部「Im{d(n)}」を実部「Re{d(n)}」で除した除算値である「Im{d(n)}/Re{d(n)}」と所定の定数である「A」との乗算により、逆タンジェント演算を近似して、信号22の位相成分p(n)を検出する。
With respect to d (n), which is the
p (n) = A · Im {d (n)} / Re {d (n)} (Formula 2)
Here, A is a constant (predetermined constant), and is uniquely determined by the oversample interval and the input / output bit precision. This constant A is calculated in advance.
Also,
Re {x} represents the real part of the complex signal x,
Im {x} represents the imaginary part of the complex signal x.
p (n) is a phase component of d (n).
Im {d (n)} / Re {d (n)} in (Expression 2)
Is a division value obtained by dividing the imaginary part of the output signal d (n) by the real part.
The
p(n)は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号d(n)の位相成分であるため、受信信号r(n)の周波数成分となり、次の(式3)で表せる。
p(n)=2πf(n)・T (式3)
ここで、
f(n)は、周波数変調された信号の、時刻nにおける周波数成分、
Tは、オーバーサンプル周期である。
また、説明の簡単のため、雑音成分は除いている。
Since p (n) is a phase component of the signal d (n) after complex delay detection at the oversample interval, it becomes a frequency component of the received signal r (n) and can be expressed by the following (Expression 3).
p (n) = 2πf (n) · T (Formula 3)
here,
f (n) is the frequency component of the frequency modulated signal at time n,
T is the oversample period.
Also, for simplicity of explanation, noise components are excluded.
図3に、前記の(式2)と逆タンジェント演算の関係についてのグラフを示す。図3では、横軸がIm{x}/Re{x}である。縦軸はp(n)である。 FIG. 3 is a graph showing the relationship between the above (Equation 2) and the inverse tangent calculation. In FIG. 3, the horizontal axis is Im {x} / Re {x}. The vertical axis is p (n).
図3に示すように、Im{x}/Re{x}が小さい領域(−0.5〜+0.5)においては位相成分p(n)が、従来技術の逆タンジェント演算を用いた結果と一致する。すなわち、オーバーサンプル間隔で遅延検波を行うことにより、本実施の形態1では、Im{x}/Re{x}に対して、(式2)の値は、逆タンジェント演算と一致する範囲内の値をとる。実際の処理においては、通常、Im{x}/Re{x}は「−0.2〜+0.2」の範囲である。従って、Im{x}/Re{x}が「−0.5〜+0.5」の範囲において従来技術の逆タンジェント演算を用いた結果と一致すれば十分である。
As shown in FIG. 3, in the region where Im {x} / Re {x} is small (−0.5 to +0.5), the phase component p (n) is the result of using the conventional inverse tangent calculation. Match. That is, by performing delay detection at an oversample interval, in
判定部19では、除算型周波数検出部17の出力18に基づいて、送信系列の判定を行う。図4に、判定部19の内部構成例を示す。判定部19は、タイミング検出部30と比較部31とを備える。タイミング検出部30及び比較部31は、位相検出部23から位相成分(出力18)を入力する。タイミング検出部30は、入力した位相成分(出力18)からビットタイミングを検出し比較部31に出力する。比較部31は、入力した位相成分とビットタイミングとから、入力した前記位相成分が0,1の2値のうちいずれであるかを判定する。比較部31は、ビットタイミング時の位相成分(出力18)がプラスであれば「1」と判定し、マイナスであれば「0」と判定し、この判定結果を判定値20として出力する。
The
実施の形態1に係るディジタル受信装置1000では、GMSK変調方式を仮定して説明したが、必ずしも、GMSK変調方式でなくても、一般的なディジタル周波数変調方式(FSK:Frequency Shift Keying)であれば適用可能である。また、位相検出部23は逆タンジェント演算の近似に一次直線を用いたが、必ずしも一次直線近似でなくてもよく、二次曲線などの高次曲線を用いてもよい。
例えば、位相検出部23は、次の(式4)を用いても構わない。
p(n)=Aq+Bq2+Cq3+Dq4+・・・ (式4)
ここで、A,B,C,D等は定数である。
また、
q=Im{d(n)}/Re{d(n)}
である。
The
For example, the
p (n) = Aq + Bq 2 + Cq 3 + Dq 4 + (Formula 4)
Here, A, B, C, D, etc. are constants.
Also,
q = Im {d (n)} / Re {d (n)}
It is.
以上のように、本実施の形態1のディジタル受信装置1000では、除算型周波数検出部においてオーバーサンプル間隔で複素遅延検波を行い除算と定数倍演算を用いる。除算と定数倍演算とによる処理は、従来のタンジェント演算に比べて処理の内容が簡易であり、処理量が少なくなる。実際にDSP(Digital Signal Processor)を用いて、除算型周波数検出部を備えたディジタル受信装置1000と、逆タンジェント周波数検出部を備えた従来の受信機との比較を行った。比較の結果、本実施の形態1のディジタル受信装置1000の処理量は、約34サイクル/サンプルであった。一方、逆タンジェント周波数検出部を備えた従来の受信機の処理量は、約3600サイクル/サンプルであった。このように、本実施の形態1のディジタル受信装置1000によれば、処理量を従来の受信機の約1/100に削減することができる。また、回路規模も削減でき、かつ、逆タンジェント演算を用いた周波数検出と同等の特性を実現することができる。
As described above, in
ここで、一般的に、逆タンジェントの関数は、この関数の変数の絶対値が小さい領域において、その変数の値と、この変数に基づいて逆タンジェント演算されて得られる値との線形性が高くなる。従って、逆タンジェント関数の近似式で演算を行う位相検出部23は、入力値が小さいほど、逆タンジェント演算を行った場合の結果に、より近い値を出力する。換言すれば、位相検出部23は、入力される値がより小さい範囲であれば、より簡単な近似式によって逆タンジェント演算を近似できる。
Here, in general, the inverse tangent function has a high linearity between the value of the variable and the value obtained by performing the inverse tangent calculation based on the variable in a region where the absolute value of the variable of the function is small. Become. Therefore, the
一方、遅延検波部21により遅延検波する場合、検出した信号r(n)と、前回検出した信号r(n−1)とを用いる。複素平面上の円に沿って値が変動する複素数信号を受信する場合、検出した複素数信号r(n)、r(n−1)は次のように表せる。
r(n)=a(n)+i・b(n)=r1(cosθ1+i・sinθ1)、
r(nー1)=a(n−1)+i・b(n−1)=r2(cosθ2+i・sinθ2)、
また、後述の説明で使用するr(n)の複素共役信号r(n)*、及びr(n−1)の複素共役信号r(nー1)*は、次のように表せる。
r(n)*=a(n)−i・b(n)=r1(cosθ1−i・sinθ1)、
r(nー1)*=a(n−1)−i・b(n−1)=r2(cosθ2−i・sinθ2)
On the other hand, when delay detection is performed by the
r (n) = a (n) + i · b (n) = r 1 (cos θ 1 + i · sin θ 1 ),
r (n−1) = a (n−1) + i · b (n−1) = r 2 (cos θ 2 + i · sin θ 2 ),
In addition, the r (n) complex conjugate signal r (n) * and the r (n−1) complex conjugate signal r (n−1) * used in the following description can be expressed as follows.
r (n) * = a (n) −i · b (n) = r 1 (cos θ 1 −i · sin θ 1 ),
r (n−1) * = a (n−1) −i · b (n−1) = r 2 (cos θ 2 −i · sin θ 2 )
以上の信号r(n)、r(n−1)とに基づいて、検出した複素数信号r(n)に、前回検出した複素数信号r(n−1)の複素共役信号r(nー1)*を乗じた演算結果d(n)から、実数成分Re{d(n)}と虚数成分Im{d(n)}とを分離する。
d(n)=r(n)・r(nー1)*
=r1(cosθ1+i・sinθ1)・r2(cosθ2−i・sinθ2)
=r1(cosθ1+i・sinθ1)・r2(cos(−θ2)+i・sin(−θ2))
=r1r2・{cos(θ1−θ2)+i・sin(θ1−θ2)}
となる。
よって、
Re{d(n)}=r1r2・cos(θ1−θ2)
である。
また、
Im{d(n)}=r1r2・sin(θ1−θ2)
となる。
従って、複素数平面上における複素数信号の位相回転量を小さくすれば、実数成分は大きくなる。一方、虚数成分は小さくなる。なお、複素数信号を検出する頻度を高くすれば(サンプリング周期を短くすれば)、その検出の間隔に進む複素数信号の複素数平面上の位相は小さくなる。
Based on the above signals r (n) and r (n−1), the complex conjugate signal r (n−1) of the complex signal r (n−1) detected last time is added to the detected complex signal r (n). The real component Re {d (n)} and the imaginary component Im {d (n)} are separated from the calculation result d (n) multiplied by * .
d (n) = r (n) · r (n−1) *
= R 1 (cos θ 1 + i · sin θ 1 ) · r 2 (cos θ 2 −i · sin θ 2 )
= R 1 (cos θ 1 + i · sin θ 1 ) · r 2 (cos (−θ 2 ) + i · sin (−θ 2 ))
= R 1 r 2 · {cos (θ 1 −θ 2 ) + i · sin (θ 1 −θ 2 )}
It becomes.
Therefore,
Re {d (n)} = r 1 r 2 · cos (θ 1 −θ 2 )
It is.
Also,
Im {d (n)} = r 1 r 2 · sin (θ 1 −θ 2 )
It becomes.
Therefore, if the amount of phase rotation of the complex signal on the complex plane is reduced, the real component increases. On the other hand, the imaginary component becomes smaller. Note that if the frequency of detecting a complex signal is increased (the sampling period is shortened), the phase on the complex plane of the complex signal that advances to the detection interval decreases.
従って、上記演算後に得られる複素数信号の虚数成分をその複素数信号の実数成分で除した場合(Im/Re)に、複素数信号を検出する頻度の高さ(サンプリング周期の短さ)に応じて、除して得られる値が小さくなる。このため、逆タンジェント演算の近似式により演算を行う位相検出部23は、より簡単な近似式を用いて近似演算が可能となる。したがって、高速に位相検出を行うことができる。本実施の形態1では、検波手段211がr(n)を検波する第1タイミングと、r(n−1)を検波する第2タイミングとの間隔は、検波手段211に入力される入力信号16のビット周期の長さを下回るものとする。
Therefore, when the imaginary component of the complex signal obtained after the above operation is divided by the real component of the complex signal (Im / Re), according to the frequency of detecting the complex signal (short sampling period), The value obtained by dividing becomes smaller. For this reason, the
(タイプ1)
なお、この実施の形態1では、成分出力手段212は、(式1)の説明で述べたように、
d(n)=r(n)・r(nー1)*
を生成し出力した。このd(n)をタイプ1と呼ぶことにする。タイプ1では、検波手段211が検出した複素数信号r(n)に、前回検出した複素数信号r(n−1)の複素共役信号r(nー1)*を乗じた信号d(n)を成分出力手段212が生成して出力する。これによって、検出頻度の高さ(サンプリング周期の短さ)に応じて、位相検出部23で保持する近似式を簡単にする程度を高めることができるようにした。
すなわち、成分出力手段212は出力信号として
d(n)=r(n)・r(nー1)*
を生成して出力し、位相検出部23は、このd(n)を使用することにより位相成分を検出した。
しかし、これに限るものではない。
(Type 1)
In the first embodiment, the component output means 212, as described in the description of (Equation 1),
d (n) = r (n) · r (n−1) *
Was generated and output. This d (n) will be referred to as
That is, the component output means 212 outputs d (n) = r (n) · r (n−1) * as an output signal .
The
However, it is not limited to this.
(タイプ2)
d(n)=r(n)*・r(nー1)
の場合も同様の効果を得ることができる。このd(n)をタイプ2と呼ぶこととする。すなわち、検出した複素数信号r(n)の共役信号r(n)*に、前回検出した複素数信号r(n−1)を乗じても同様の効果を得ることができる。
この場合、
d(n)=r(n)*・r(nー1)
=r1(cosθ1−i・sinθ1)・r2(cosθ2+i・sinθ2)
=r1(cos(−θ1)+i・sin(−θ1))・r2(cosθ2+i・sinθ2)
=r1r2・{cos(−θ1+θ2)+i・sin(−θ1+θ2)}
=r1r2・{cos(θ2−θ1)+i・sin(θ2−θ1)}
となる。
この演算では、求まる位相成分が(θ2−θ1)となり、
タイプ1のd(n)=r(n)・r(nー1)*の場合に対して符号が反転する。この符合の反転を考慮する必要がある。
従って、遅延検波部21の成分出力手段212は、検波手段211の検波したr(n)、とr(nー1)とに基づいて、出力信号として
d(n)=r(n)*・r(nー1)
を生成して、出力しても構わない。
そして、位相検出部23は、前記符号の反転を考慮した近似式を使用して、逆タンジェント演算を近似する近似演算を行うことができる。
d(n)=r(n)*・r(nー1)
の場合は、
Im{d(n)}/Re{d(n)}={sin(θ2−θ1)/cos(θ2−θ1)}
=−{sin(θ1−θ2)/cos(θ1−θ2)}
となる。
よって、位相検出部23は、(式2)に「−1」を乗じた式を用いることができる。
(Type 2)
d (n) = r (n) *. r (n−1)
In this case, the same effect can be obtained. This d (n) will be referred to as
in this case,
d (n) = r (n) *. r (n−1)
= R 1 (cos θ 1 −i · sin θ 1 ) · r 2 (cos θ 2 + i · sin θ 2 )
= R 1 (cos (−θ 1 ) + i · sin (−θ 1 )) · r 2 (cos θ 2 + i · sin θ 2 )
= R 1 r 2 · {cos (−θ 1 + θ 2 ) + i · sin (−θ 1 + θ 2 )}
= R 1 r 2 · {cos (θ 2 −θ 1 ) + i · sin (θ 2 −θ 1 )}
It becomes.
In this calculation, the obtained phase component is (θ 2 −θ 1 ),
The sign is inverted with respect to the type 1 d (n) = r (n) · r (n−1) * . It is necessary to consider the reversal of this sign.
Therefore, the
May be generated and output.
Then, the
d (n) = r (n) *. r (n−1)
In the case of,
Im {d (n)} / Re {d (n)} = {sin (θ 2 −θ 1 ) / cos (θ 2 −θ 1 )}
= − {Sin (θ 1 −θ 2 ) / cos (θ 1 −θ 2 )}
It becomes.
Therefore, the
(タイプ3、タイプ4)
タイプ3としてd(n)=r(n)/r(nー1)、タイプ4としてd(n)=r(n−1)/r(n)を用いても同様の効果を得ることができる。すなわち、検出した複素数信号r(n)を、前回検出した複素数信号r(n−1)で除算した場合(タイプ3)、又は前回検出した複素数信号r(n−1)を、検出した複素数信号r(n)で除算した場合(タイプ4)にも、検出頻度の高さに応じて、位相検出部23で保持する近似式を簡単にする程度を高めることができる。この場合、成分出力手段212が出力信号として、位相検出部23に対して、d(n)=r(n)/r(nー1)、あるいは、d(n)=r(n−1)/r(n)を出力する。
まず、タイプ3の場合を説明する。
d(n)=r(n)/r(nー1)
=r1(cosθ1+i・sinθ1)/r2(cosθ2+i・sinθ2)
=r1/r2・{cos(θ1−θ2)+i・sin(θ1−θ2)}
となる。よって
Im{d(n)}/Re{d(n)}=sin(θ1−θ2)/cos(θ1−θ2)
となり、
d(n)=r(n)・r(nー1)*
のタイプ1の場合と同じになる。
次にタイプ4の場合は、
d(n)=r(n−1)/r(n)
=r2(cosθ2+i・sinθ2)/r1(cosθ1+i・sinθ1)
=r2/r1・{cos(θ2−θ1)+i・sin(θ2−θ1)}
となる。
よって
Im{d(n)}/Re{d(n)}=sin(θ2−θ1)/cos(θ2−θ1)となり、
d(n)=r(n)*・r(nー1)
のタイプ2の場合と同じになる。
(
Even if d (n) = r (n) / r (n−1) is used as
First, the case of
d (n) = r (n) / r (n−1)
= R 1 (cos θ 1 + i · sin θ 1 ) / r 2 (cos θ 2 + i · sin θ 2 )
= R 1 / r 2 · {cos (θ 1 −θ 2 ) + i · sin (θ 1 −θ 2 )}
It becomes. Therefore, Im {d (n)} / Re {d (n)} = sin (θ 1 −θ 2 ) / cos (θ 1 −θ 2 )
And
d (n) = r (n) · r (n−1) *
It becomes the same as the case of
Next, for Type 4,
d (n) = r (n-1) / r (n)
= R 2 (cos θ 2 + i · sin θ 2 ) / r 1 (cos θ 1 + i · sin θ 1 )
= R 2 / r 1 · {cos (θ 2 −θ 1 ) + i · sin (θ 2 −θ 1 )}
It becomes.
Therefore, Im {d (n)} / Re {d (n)} = sin (θ 2 −θ 1 ) / cos (θ 2 −θ 1 ),
d (n) = r (n) *. r (n−1)
It becomes the same as the case of
以上に説明したタイプ1〜タイプ4の場合について図5、図6を用いてまとめる。図5は、r(n)、r(n−1)を複素平面上に示した図である。図6は除算型周波数検出部17(回転角度導出装置)の動作を示すフローチャートである。
The cases of
S101において、検波手段211は、入力信号(出力信号16)を第1タイミングで検波してr(n)(第1ベクトル値)を検出し、前記第1タイミングと異なる第2タイミングで検波してr(n−1)(第2ベクトル値)を検出する。ここでr(n−1)は、r(n)に対して前回検出した信号である。検波手段211は、図5に示すように、r(n)とr(n−1)とを複素平面上において
r(n)=a(n)+ib(n)(第1複素数)、
r(n−1)=a(n−1)+ib(n−1)(第2複素数)
として表される複素数信号(複素数)として検出する。図5に示すように、r(n)は絶対値がr1であり、実数軸xとなす角がθ1である。また、r(n−1)は絶対値がr2であり、実数軸xとなす角がθ2である。検波手段211は、検出したr(n)、r(n−1)を出力する。
In S101, the detection means 211 detects the input signal (output signal 16) at the first timing to detect r (n) (first vector value), and detects it at the second timing different from the first timing. r (n-1) (second vector value) is detected. Here, r (n−1) is a signal detected last time for r (n). As shown in FIG. 5, the
r (n-1) = a (n-1) + ib (n-1) (second complex number)
As a complex signal (complex number) represented as As shown in FIG. 5, r (n) has an absolute value r 1 and an angle with the real axis x is θ 1 . Further, r (n−1) has an absolute value r 2 and an angle with the real number axis x is θ 2 . The detection means 211 outputs the detected r (n) and r (n-1).
S102において、成分出力手段212は、検波手段211から出力されたr(n)及びr(n−1)に基づいて、d(n)として、r(n)とr(n−1)とが形成する角度(θ2−θ1)のRe[d(n)](余弦成分、実数成分),Im[d(n)](正弦成分、虚数成分)を各々出力する。上記で説明したように、成分出力手段212は、d(n)として、タイプ1〜タイプ4のうちの、いずれかを出力する。図6のS102に示すように、
(1)タイプ1の場合は、
d(n)=r(n)・r(n−1)*
=r1r2{cos(θ1−θ2)+i・sin(θ1−θ2)}を出力する。従って、
Re[d(n)]=r1r2・cos(θ1−θ2)(余弦成分、実数成分)
Im[d(n)]=r1r2・sin(θ1−θ2)(正弦成分、虚数成分)
を出力することとなる。
(2)タイプ2の場合は、
d(n)=r(n)*・r(n−1)
=r1r2{cos(θ2−θ1)+i・sin(θ2−θ1)}を出力する。従って、
Re[d(n)]=r1r2・cos(θ2−θ1)(余弦成分、実数成分)
Im[d(n)]=r1r2・sin(θ2−θ1)(正弦成分、虚数成分)
を出力することとなる。
(3)タイプ3の場合は、
d(n)=r(n)/r(n−1)
=r1/r2{cos(θ1−θ2)+i・sin(θ1−θ2)}を出力する。従って、
Re[d(n)]=r1/r2・cos(θ1−θ2)(余弦成分、実数成分)
Im[d(n)]=r1/r2・sin(θ1−θ2)(正弦成分、虚数成分)
を出力することとなる。
(4)タイプ4の場合は、
d(n)=r(n−1)/r(n)
=r2/r1{cos(θ1−θ2)+i・sin(θ1−θ2)}を出力する。従って、
Re[d(n)]=r2/r1・cos(θ1−θ2)(余弦成分、実数成分)
Im[d(n)]=r2/r1・sin(θ1−θ2)(正弦成分、虚数成分)
を出力することとなる。
In S <b> 102, the
(1) For
d (n) = r (n) · r (n−1) *
= R 1 r 2 {cos (θ 1 −θ 2 ) + i · sin (θ 1 −θ 2 )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r 1 r 2 · cos (θ 1 −θ 2 ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r 1 r 2 · sin (θ 1 −θ 2 ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
(2) For
d (n) = r (n) *. r (n-1)
= R 1 r 2 {cos (θ 2 −θ 1 ) + i · sin (θ 2 −θ 1 )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r 1 r 2 · cos (θ 2 −θ 1 ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r 1 r 2 · sin (θ 2 −θ 1 ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
(3) For
d (n) = r (n) / r (n-1)
= R 1 / r 2 {cos (θ 1 −θ 2 ) + i · sin (θ 1 −θ 2 )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r 1 / r 2 · cos (θ 1 −θ 2 ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r 1 / r 2 · sin (θ 1 −θ 2 ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
(4) For Type 4,
d (n) = r (n-1) / r (n)
= R 2 / r 1 {cos (θ 1 −θ 2 ) + i · sin (θ 1 −θ 2 )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r 2 / r 1 · cos (θ 1 −θ 2 ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r 2 / r 1 · sin (θ 1 −θ 2 ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
S103において、位相検出部23(角度導出手段)は、成分出力手段212から出力されたRe[d(n)]及びIm[d(n)]に基づいて、位相(角度)を検出(導出)する。一例として、位相検出部23は、Im[d(n)]をRe[d(n)]で除して得られる値に、予め定めた定数Aを乗じることによって角度を導出する。すなわち、
位相検出部23は、
位相成分p(n)を
p(n)=A・Im[d(n)]/Re[d(n)]
により求める。
In S103, the phase detection unit 23 (angle derivation unit) detects (derivation) the phase (angle) based on Re [d (n)] and Im [d (n)] output from the
The
The phase component p (n) is expressed as p (n) = A · Im [d (n)] / Re [d (n)]
Ask for.
なお、検出した複素数信号r(n)に、前回検出した複素数信号r(n−1)の複素共役信号r(nー1)*を乗じる手段(タイプ1)、又は検出した複素数信号r(n)の複素共役信号r(n)*に、前回検出した複素数信号r(n−1)を乗算する手段(タイプ2)によれば、得られる信号の振幅が大きくなる(除算の場合はr1/r2、あるいはr2/r1となり、乗算のr1・r2に比べて振幅が小さくなる)。このためタイプ1あるいはタイプ2によれば、信号誤りが小さくなる効果をさらに得ることができる。
The detected complex signal r (n) is multiplied by a complex conjugate signal r (n−1) * of the complex signal r (n−1) detected last time (type 1), or the detected complex signal r (n ) Complex conjugate signal r (n) * is multiplied by the previously detected complex signal r (n-1) (type 2), the amplitude of the signal obtained is increased (r 1 in the case of division). / R 2 , or r 2 / r 1 , and the amplitude becomes smaller than r 1 · r 2 of multiplication). For this reason, according to
さらに、この実施の形態1に係る検出器(遅延検波部21)は、あるタイミング(第1タイミング)で入力信号を検出してから次のタイミング(第2タイミング)で入力信号を検出するまでの間隔(すなわち、サンプリング周期)が、ビット周期よりも短い。従って、検出した信号r(n)の位相と、直前に検出した信号r(n−1)の位相との差がさらに小さくなる。当然、検出した信号r(n)と直前に検出した信号r(n−1)が近い値となるため、つまり、
a(n)≒a(n−1)、b(n)≒b(n−1)
となるため、上述の(タイプ1)の場合の演算結果d(n)の虚数成分の値
Im{d(n)}=r1r2・sin(θ1−θ2)
は、演算結果d(n)(タイプ1の場合)の
実数成分の
Re{d(n)}=r1r2・cos(θ1−θ2)
と比べて小さな値となる。
そのため、位相検出部23の演算式は、逆タンジェント関数をより簡単にすることができるため、さらに高速に位相検出ができる。
Further, the detector (delay detection unit 21) according to the first embodiment detects the input signal at a certain timing (first timing) until the input signal is detected at the next timing (second timing). The interval (ie, sampling period) is shorter than the bit period. Accordingly, the difference between the phase of the detected signal r (n) and the phase of the signal r (n−1) detected immediately before is further reduced. Naturally, the detected signal r (n) and the signal r (n−1) detected immediately before are close to each other, that is,
a (n) ≈a (n−1), b (n) ≈b (n−1)
Therefore, the value Im {d (n)} = r 1 r 2 · sin (θ 1 −θ 2 ) of the imaginary component of the calculation result d (n) in the case of (type 1) described above.
Is the real component Re {d (n)} = r 1 r 2 · cos (θ 1 −θ 2 ) of the operation result d (n) (in the case of type 1)
It becomes a small value compared with.
Therefore, the arithmetic expression of the
遅延検波部21のサンプリング周期を、LPF部15から出力された出力16のビット周期の8倍にした場合に、遅延検波部21から出力される信号22に対して、除算+定数倍演算を行った結果と、逆タンジェント演算を行った結果を図7に示す。図7で、複素数信号の実数成分の信号強度Re(X)を複素数信号の虚数成分の信号強度Im(X)で除算した値Im{x}/Re{x}を横軸で示し、除算+定数倍演算を行った結果が示す位相又は逆タンジェント演算を行った結果が示す位相p(n)を縦軸で示す。
When the sampling period of the
図7に示す例のように、オーバーサンプル間隔で遅延検波を行い、除算+定数倍演算を行った結果が、逆タンジェント演算を行った結果と一致する。従って、同等の精度で周波数を検出することができるため、同等の特性を得ることができる。 As in the example shown in FIG. 7, the result of performing the delay detection at the oversample interval and performing the division + constant multiplication operation coincides with the result of performing the inverse tangent operation. Therefore, since the frequency can be detected with the same accuracy, the same characteristics can be obtained.
実施の形態1のディジタル受信装置1000は除算型周波数検出部を備えたので、フェージングなどにより時間の経過によって振幅が変動した場合においても、除算型周波数検出部により、適切な判定を行うことができ、優れた特性を実現することができる。
Since the
実施の形態2.
次に図8〜図11を用いて実施の形態2を説明する。実施の形態1と同一または相当の構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。
Next, the second embodiment will be described with reference to FIGS. Constituent elements that are the same as or equivalent to those in the first embodiment are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
図8は、実施の形態2に係るディジタル受信装置2000の構成例を示すブロック図である。ディジタル受信装置2000が実施の形態1のディジタル受信装置1000と異なるのは、図8において、判定部44が、除算型周波数検出部17による周波数検出後に2ビット周期にわたって積分放電する2ビット積分部40と、2ビット積分結果41を4つのレベル(以下、4レベルという)で判定する4レベル判定部42とを備えたことである。なお、2ビット積分結果41を4レベルで判定することは、従来の受信機(前記非特許文献1)において逆タンジェント周波数検出部の出力に対し行なわれていた方法である。この方法によりビット判定の誤りを低減することができる。この方法を以下の構成により除算型周波数検出部に適用することにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同様に、ビット判定の誤りを低減することができる。なお、2ビット積分結果41を4レベルで判定する詳しい説明は省略する。
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the digital reception device 2000 according to the second embodiment. The digital receiving device 2000 differs from the
図9に、2ビット積分部40の内部構成例を示す。2ビット積分部40は、除算型周波数検出部17の出力18を2ビット周期にわたり積分放電する。図に示すように、2ビット積分部40は、加算部50、遅延部51、及びタイミング検出部52とを備える。この2ビット周期は、ビット判定の判定対象を示す判定対象位相成分と、この判定対象位相成分の直前にビット判定がされた位相成分とについてのビット周期である。
FIG. 9 shows an internal configuration example of the 2-
加算部50では、入力された除算型周波数検出部17の出力18と、遅延部51の出力とを加算する。本動作を2ビット周期にわたって行うことにより、2ビット周期にわたる積分を行い、積分値を算出する。
The
ここで、遅延部51には、初期値として0を設定しておく(放電しておく)必要がある。この初期値の設定は、タイミング検出部52により、ビットタイミングを検出し、図10に示す積分区間の2ビット周期を積分できるように、初期値「0(ゼロ)」を設定する。なお、図10は、除算型周波数検出部17の出力18のアイパターンを観測したものである。
Here, the
次に、4レベル判定部42では、2ビット積分部40による2ビット積分結果である出力(積分値)に基づいて、送信データ系列の判定を行う。
図11は、4レベル判定部42の内部構成例を示す。
図に示すように、4レベル判定部42は、比較部60、遅延部61、遅延部62、閾値設定部63を備える。
(1)遅延部61と遅延部62は、それぞれ、1ビット分入力を遅延させる機能を有する。
(2)閾値設定部63は、あらかじめ計算により算出した4種類の固定閾値(TH1,TH2,TH3,TH4)を有している。閾値設定部63は、遅延部61の出力と遅延部62の出力とに基づいて、4通りの固定閾値(TH1,TH2,TH3,TH4)のうち1つを選択し、比較部60に選択した閾値64を出力する。詳細は省略するが、閾値設定部63は、過去2ビット分の判定値を基に閾値を選択し、判定対象位相成分について現在の判定を行うため、閾値64を出力する。
(3)比較部60では、入力された2ビット積分部40の2ビット積分結果41と、閾値設定部63から入力した閾値64とを比較する。比較部60は、比較の結果、2ビット積分結果41が閾値64よりも大きければ判定対象位相成分を「1」と判定し、一方、小さければ「0」と判定し、判定値43として出力する。
Next, the 4-
FIG. 11 shows an example of the internal configuration of the 4-
As shown in the figure, the 4-
(1) Each of the
(2) The
(3) The
本実施の形態2に係るディジタル受信装置2000は、2ビット積分部における積分区間の設定を変える場合もあり、必ずしも2ビット周期でなくてもよい。これと関連して、4レベル判定部での閾値設定も変わり、必ずしも4通りの閾値でなくてもよい。 The digital receiving apparatus 2000 according to the second embodiment may change the setting of the integration interval in the 2-bit integration unit, and does not necessarily have a 2-bit cycle. In relation to this, the threshold setting in the four-level determination unit also changes, and the four threshold values are not necessarily required.
以上のように、本実施の形態2に係るディジタル受信装置2000によれば、除算型周波数検出部で周波数検出(位相検出)を行い、その後に2ビット積分部で2ビット周期にわたって積分を行い、4レベルで判定を行うことにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の優れた特性を、非常に少ない回路規模で実現することができる。 As described above, according to digital receiving apparatus 2000 according to the second embodiment, frequency detection (phase detection) is performed by the division type frequency detection unit, and then integration is performed over a 2-bit period by the 2-bit integration unit, By performing the determination at four levels, it is possible to realize excellent characteristics equivalent to the case of using the inverse tangent calculation with a very small circuit scale.
実施の形態3.
次に図12〜図14を用いて実施の形態3を説明する。実施の形態3は、実施の形態2におけるディジタル受信装置2000に、さらに、遅延部70、及び後述する周波数誤差検出部72とを追加した構成である。周波数誤差検出部72が検出した周波数誤差に基づき閾値を設定し、設定した閾値と積分値とを比較し、判定する実施形態である。実施の形態2に対し、さらに周波数誤差を閾値に反映することにより、ビット判定の誤りをさらに低減することができる。
Next,
図12は、実施の形態3に係るディジタル受信装置3000の構成例を示すブロック図である。図12において、実施の形態1、及び実施の形態2と同一または相当の構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。図12に示すディジタル受信装置3000は、実施の形態2におけるディジタル受信装置2000に対して、さらに、遅延部70、及び周波数誤差検出部72を備える。図12では、ダウンコンバートを行う局部発振器11及びミキサ13の前段にAD変換部9、及び受信アンテナ77を図示している。
FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of a digital reception device 3000 according to the third embodiment. In FIG. 12, the same or equivalent components as those in the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The digital reception device 3000 shown in FIG. 12 further includes a
また、受信アンテナ77、AD変換部9、局部発振器11、ミキサ13及びLPF部15は、複素変換部78を構成している。複素変換部78は、ディジタル信号を用いて変調された搬送波を示すディジタル変調信号を受信アンテナ77により受信し、受信したディジタル変調信号を複素ベースバンド信号(出力16)に変換する。
The reception antenna 77, the AD conversion unit 9, the
また、図に示すように、2ビット積分部40、遅延部70、周波数誤差検出部72、及び4レベル判定部75は、判定部79を構成する。判定部79は、除算型周波数検出部17の出力18(位相成分)を入力し、ビット判定を行う。
Further, as shown in the figure, the 2-
周波数誤差検出部72は、除算型周波数検出部17の出力18(位相成分)に基づいて、周波数誤差検出信号74と、周波数誤差73を出力する。
The
遅延部70は、2ビット積分部40の2ビット積分結果41を、周波数誤差検出部72の処理時間分だけ遅延させる。
The
4レベル判定部75は、周波数誤差73に基づき、遅延部70の出力71から閾値を設定し、判定値76を出力する。
The 4-
周波数誤差検出部72の動作を説明する。図13に、周波数誤差検出部72の内部構成例を示す。図13に示すように、周波数誤差検出部72は、平均化部80、係数調整部81、及び誤差出力部82を備える。
The operation of the
平均化部80は、入力された除算型周波数検出部17の出力18(位相成分)を平均化する。ここで、平均化は、例えば移動平均フィルタを用いればよく、その平均化周期の設定には自由度がある。平均化した結果は、送信機と受信機との間の周波数誤差がなければ0となる。しかし、周波数誤差Δfが存在する場合には、その周波数誤差による成分「2πΔfT」が検出される。周波数誤差Δfは、送信機により送信されたディジタル変調信号の送信時の周波数と、前記送信機により送信されたディジタル変調信を受信アンテナ77により受信した受信時の周波数との誤差を示す。
The averaging
係数調整部81は、平均化部80の出力を「2πT」で除算することにより、Δfを検出し、周波数誤差検出信号74として出力する。
The
誤差出力部82は、平均化部80の出力を「2・TS/T」倍した値である「2πΔf(2TS)」を周波数誤差73として出力する。なお、TSはビット周期を示す。
The
4レベル判定部75は、遅延部70の出力71と周波数誤差73とに基づいて、送信データ系列の判定を行う。4レベル判定部75は、周波数誤差検出部72が検出した周波数誤差73(「2πΔf(2TS)」)を用いて、閾値を設定する。この周波数誤差成分を用いて設定した閾値を「周波数誤差反映閾値」と呼ぶこととする。4レベル判定部75は、「周波数誤差反映閾値」と2ビット積分部40の積分した積分値とを比較し、比較した比較結果に基づいて、判定対象位相成分のビット判定を行う。
The 4-
図14は、4レベル判定部75の内部構成例を示す。図14に示すように、4レベル判定部75は、比較部90、遅延部91、遅延部92、及び閾値設定部93を備える。
(1)遅延部91と遅延部92は、それぞれ、1ビット分入力を遅延させる機能を有する。
(2)実施の形態2の場合と同様に、閾値設定部93は、あらかじめ計算により算出した4種類の固定閾値(TH1,TH2,TH3,TH4)を有している。閾値設定部93は、遅延部91の出力と遅延部92の出力とに基づいて、4通りの閾値(TH1,TH2,TH3,TH4)のうち1つを選択する。そして、選択した閾値に周波数誤差73の分を加算し、比較部90で用いる閾値94(周波数誤差反映閾値)として出力する。すなわち、閾値設定部93は、過去2ビット分の判定値を基に閾値を選択し、選択した閾値に周波数誤差73を加算し、判定対象位相成分について現在の判定を行うための閾値94を出力する。
(3)比較部90では、入力された遅延部70の出力71(積分値)が、閾値設定部93から与えられた閾値94よりも大きければ判定対象位相成分を「1」と判定し、一方、小さければ「0」と判定し、判定値76として出力する。
FIG. 14 shows an internal configuration example of the 4-
(1) Each of the
(2) As in the case of the second embodiment, the threshold
(3) The
以上のように、実施の形態3に係るディジタル受信装置3000は、周波数誤差検出部を備えたので、周波数誤差検出部により検出した周波数誤差73に基づいて閾値94を設定することにより、4レベル判定部75での判定を、より正しく行うことができる。
As described above, since digital receiving apparatus 3000 according to
以上のように、本実施の形態3によれば、実施の形態2と同様に、除算型周波数検出部で周波数検出を行い、周波数誤差検出部で周波数誤差を検出し、2ビット積分部で2ビット周期にわたって積分を行い、4レベルで判定を行うことにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の優れた特性を、非常に少ない回路規模で実現することができる。
As described above, according to the third embodiment, as in the second embodiment, the frequency detection is performed by the division type frequency detection unit, the frequency error is detected by the frequency error detection unit, and the 2-
実施の形態4.
次に図15〜図18を用いて実施の形態4を説明する。実施の形態4は、実施の形態1〜実施の形態3に示したディジタル受信装置がダイバーシチ合成を行なう実施形態である。図15のディジタル受信装置4001は実施の形態1のディジタル受信装置1000に対応する。図17のディジタル受信装置4002は、実施の形態2のディジタル受信装置2000に対応する。図18のディジタル受信装置4003は、実施の形態3のディジタル受信装置3000に対応する。
Embodiment 4 FIG.
Next, the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. The fourth embodiment is an embodiment in which the digital receiver shown in the first to third embodiments performs diversity combining. A digital receiving apparatus 4001 in FIG. 15 corresponds to the
図15は、ディジタル受信装置4001の構成例を示すブロック図である。ディジタル受信装置4001を例に説明する。なお、ディジタル受信装置4002及びディジタル受信装置4003も、ダイバーシチ合成については、ディジタル受信装置4001と同様である。 FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration example of the digital reception device 4001. The digital receiver 4001 will be described as an example. Note that the digital reception device 4002 and the digital reception device 4003 are the same as the digital reception device 4001 in terms of diversity combining.
図15において、実施の形態1と同一または相当の構成要素には同一符号を付し説明を省略する。図13において、ブランチ401は、受信アンテナ411、ミキサ13、LPF部15等を備える。また、ブランチ402は、ブランチ401と同様の構成であり、受信アンテナ412、ミキサ101、LPF部104等を備える。
In FIG. 15, the same or corresponding components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. In FIG. 13, a branch 401 includes a receiving antenna 411, a
図15を用いて動作を説明する。まず、実施の形態1のディジタル受信装置1000と同様に、ブランチ401においては、線伝送路を介して受信アンテナ411より受信された受信信号10は、ミキサ13において、受信機の局部発振器11より出力される信号12により、複素ベースバンド信号14にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号14は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはAD変換器(図示していない)などで実現する。LPF部15では、複素ベースバンド信号14に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、例えば、ディジタル信号処理により実現する場合は、FIR(Finite Impulse Response)フィルタを用いればよく、GMSK信号の場合、ガウスフィルタなどを用いる。
The operation will be described with reference to FIG. First, similarly to the
一方、無線伝送路を介してブランチ402の受信アンテナ412より受信された受信信号100は、ミキサ101において、受信機の局部発振器11より出力される信号12により、複素ベースバンド信号102にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号102は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはAD変換器(図示していない)などで実現する。LPF部103では、複素ベースバンド信号102に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、LPF部15と同様である。
On the other hand, the received
次に、除算型周波数検出部105では、ブランチ401のLPF部15の出力16と、ブランチ402のLPF部103の出力104とをダイバーシチ合成して周波数成分を検出する。
Next, the division type
図16は、除算型周波数検出部105の内部構成例を示す図である。図16に示すように、除算型周波数検出部105は、遅延検波部110、遅延検波部111、加算部112、位相検出部113を備える。
FIG. 16 is a diagram illustrating an internal configuration example of the division type
遅延検波部110はブランチ401に対応する。遅延検波部110は、受信アンテナ411に対して、フィルタリング後の複素ベースバンド信号(出力16)を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。
次の(式5)のd1(n)は、遅延検波部110による遅延検波後の信号である。
d1(n)=r1(n)・r1(n−1)* …(式5)
ここで、
r1(n)は、時刻nにおけるLPF部15の出力16である複素ベースバンド信号、
r1(n−1)は、1サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
r1(n−1)*は、r1(n−1)の複素共役信号、
d1(n)は遅延検波後の信号である。
The
D1 (n) in the following (Expression 5) is a signal after delay detection by the
d1 (n) = r1 (n) · r1 (n−1) * (Formula 5)
here,
r1 (n) is a complex baseband signal that is the
r1 (n-1) is a complex baseband signal delayed by one sample;
r1 (n-1) * is a complex conjugate signal of r1 (n-1),
d1 (n) is a signal after delay detection.
一方、遅延検波部111はブランチ402に対応する。遅延検波部111では、受信アンテナ412に対して、フィルタリング後の複素ベースバンド信号(出力104)を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。
次の(式6)のd2(n)は、遅延検波部111による遅延検波後の信号である。
d2(n)=r2(n)・r2(n−1)* (式6)
ここで、
r2(n)は、時刻nにおけるLPF部103の出力104である複素ベースバンド信号、
r2(n−1)は、1サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
r2(n−1)*は、r2(n−1)の複素共役信号、
d2(n)は遅延検波後の信号である。
On the other hand, the
Next, d2 (n) in (Expression 6) is a signal after delay detection by the
d2 (n) = r2 (n) .r2 (n-1) * (Formula 6)
here,
r2 (n) is a complex baseband signal that is the
r2 (n-1) is a complex baseband signal delayed by one sample;
r2 (n-1) * is a complex conjugate signal of r2 (n-1),
d2 (n) is a signal after delay detection.
加算部112は、遅延検波部110の出力であるd1(n)と、遅延検波部111の出力であるd2(n)とを加算してd(n)(加算信号)を求め、ダイバーシチ合成を行う。これにより、振幅で重み付けを行った各アンテナの信号を合成できるため、最大比合成ダイバーシチに近い合成が実現できる。
The
このd(n)に対して、位相検出部113では、次の(式7)の位相の検出を行う。
p(n)=A・Im{d(n)/Re{d(n)} (式7)
ここで、
Aは、定数であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定され、予め計算により算出しておく。
Re{x}は、複素数信号xの実部を表し、
Im{x}は、複素数信号xの虚部を表す。
p(n)は、d(n)の位相成分である。
For this d (n), the
p (n) = A · Im {d (n) / Re {d (n)} (Formula 7)
here,
A is a constant, which is uniquely determined by the oversample interval and input / output bit accuracy, and is calculated in advance.
Re {x} represents the real part of the complex signal x,
Im {x} represents the imaginary part of the complex signal x.
p (n) is a phase component of d (n).
p(n)は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号d(n)の位相成分であるため、受信信号r(n)の周波数成分となり、次の(式8)で表せる。
p(n)=2πf(n)・T (式8)
ここで、
f(n)は、周波数変調された信号の、時刻nにおける周波数成分、
Tはオーバーサンプル周期である。
また、説明の簡単のため、雑音成分は除いている。
Since p (n) is a phase component of the signal d (n) after complex delay detection at the oversample interval, it becomes a frequency component of the received signal r (n) and can be expressed by the following (Equation 8).
p (n) = 2πf (n) · T (Formula 8)
here,
f (n) is the frequency component of the frequency modulated signal at time n,
T is the oversample period.
Also, for simplicity of explanation, noise components are excluded.
また、図17、図18に示したディジタル受信装置の場合も以上に説明したディジタル受信装置1000と同様である。
Also, the case of the digital receiving apparatus shown in FIGS. 17 and 18 is the same as that of the
本発明の実施の形態4に係るディジタル受信装置は、除算型周波数検出部に加えて、周波数成分を検出後に、2ビット積分、周波数誤差検出、4レベル判定の処理があってもよく、その例を図17、図18に示した。 The digital receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention may include 2-bit integration, frequency error detection, and 4-level determination processing after detecting the frequency component in addition to the division type frequency detection unit. These are shown in FIGS.
以上のように、本実施の形態4のディジタル受信装置によれば、2つのアンテナから受信した信号を利用して、除算型周波数検出部において、ダイバーシチ合成を行った上で、周波数成分を検出するため、最大比合成ダイバーシチと同等な優れた特性を実現することができる。 As described above, according to the digital receiving apparatus of the fourth embodiment, frequency components are detected after diversity combining is performed in the division type frequency detector using the signals received from the two antennas. Therefore, excellent characteristics equivalent to the maximum ratio combining diversity can be realized.
以上実施の形態1〜実施の形態4に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、検出された周波数成分から、送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。 In the digital receiver described in the first to fourth embodiments, in the receiver that demodulates the frequency-modulated received signal by frequency detection, the frequency converting means that converts the frequency of the received signal, and the frequency converted From the received filter means for removing the out-of-band noise of the received signal and the waveform shaping, the frequency detecting means for detecting the frequency component of the signal subjected to the removal of the out-of-band noise and the waveform shaping, and the detected frequency component, Determining means for determining transmitted data.
以上実施の形態1〜実施の形態4に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、周波数検出信号を特定の周期だけ積分する積分手段と、閾値を計算し、その閾値を基に、積分後の信号から送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。 In the digital receiver described in the first to fourth embodiments, in the receiver that demodulates the frequency-modulated received signal by frequency detection, the frequency converting means that converts the frequency of the received signal, and the frequency converted Receiving filter means for removing out-of-band noise and waveform shaping of received signal, frequency detecting means for detecting frequency component of signal subjected to out-of-band noise removal and waveform shaping, and frequency detection signal for specific period Integration means for integrating only, and determination means for calculating a threshold value and determining data transmitted from the signal after integration based on the threshold value.
以上実施の形態1〜実施の形態4に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、周波数検出信号を特定の周期だけ積分する積分手段と、周波数検出信号を平均化して周波数誤差成分を検出する周波数誤差検出手段と、検出した周波数誤差成分を基に閾値を計算し、その閾値を基に、積分後の信号から、送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。 In the digital receiver described in the first to fourth embodiments, in the receiver that demodulates the frequency-modulated received signal by frequency detection, the frequency converting means that converts the frequency of the received signal, and the frequency converted Receiving filter means for removing out-of-band noise and waveform shaping of received signal, frequency detecting means for detecting frequency component of signal subjected to out-of-band noise removal and waveform shaping, and frequency detection signal for specific period Integration means that only integrates, frequency error detection means that averages the frequency detection signal to detect the frequency error component, and calculates a threshold value based on the detected frequency error component. And determining means for determining transmitted data.
以上実施の形態1〜実施の形態4に説明したディジタル受信装置は、上記特徴に加え、さらに、ダイバーシチ合成を行うことを特徴とする。
In addition to the above features, the digital receiver described in
9 AD変換部、10 受信信号、11 局部発振器、12 信号、13 ミキサ、14 複素ベースバンド信号、15 LPF部、16 出力、17 除算型周波数検出部、18 出力、19 判定部、20 判定値、21 遅延検波部、22 信号、23 位相検出部、30 タイミング検出部、31 比較部、40 2ビット積分部、41 2ビット積分結果、42 4レベル判定部、43 判定値、44 判定部、50 加算部、51 遅延部、52 タイミング検出部、60 比較部、61 遅延部、62 遅延部、63 閾値設定部、64 閾値、70 遅延部、71 出力、72 周波数誤差検出部、73 周波数誤差、74 周波数誤差検出信号、75 4レベル判定部、76 判定値、77 受信アンテナ、78 複素変換部、79 判定部、80 平均化部、81 係数調整部、82 誤差出力部、90 比較部、91,92 遅延部、93 閾値設定部、94 閾値、100 受信信号、101 ミキサ、102 複素ベースバンド信号、103 LPF部、104 出力、105 除算型周波数検出部、110,111 遅延検波部、112 加算部、113 位相検出部、120 受信信号、121 局部発振器、122 信号、123 ミキサ、124 複素ベースバンド信号、125 LPF部、126 出力、127 逆タンジェント周波数検出部、128 出力、129 判定部、130 判定結果、211 検波手段、212 成分出力手段、401,402 ブランチ、411,412 受信アンテナ、1000,2000,3000,4001,4002,40003 ディジタル受信装置。 9 AD conversion unit, 10 reception signal, 11 local oscillator, 12 signal, 13 mixer, 14 complex baseband signal, 15 LPF unit, 16 output, 17 division type frequency detection unit, 18 output, 19 determination unit, 20 determination value, 21 delay detection unit, 22 signal, 23 phase detection unit, 30 timing detection unit, 31 comparison unit, 40 2-bit integration unit, 41 2-bit integration result, 424 4-level determination unit, 43 determination value, 44 determination unit, 50 addition Unit, 51 delay unit, 52 timing detection unit, 60 comparison unit, 61 delay unit, 62 delay unit, 63 threshold setting unit, 64 threshold, 70 delay unit, 71 output, 72 frequency error detection unit, 73 frequency error, 74 frequency Error detection signal, 754 level determination unit, 76 determination value, 77 reception antenna, 78 complex conversion unit, 79 determination unit, 80 plane Averaging unit, 81 coefficient adjustment unit, 82 error output unit, 90 comparison unit, 91, 92 delay unit, 93 threshold setting unit, 94 threshold, 100 received signal, 101 mixer, 102 complex baseband signal, 103 LPF unit, 104 Output, 105 division type frequency detection unit, 110, 111 delay detection unit, 112 addition unit, 113 phase detection unit, 120 received signal, 121 local oscillator, 122 signal, 123 mixer, 124 complex baseband signal, 125 LPF unit, 126 Output, 127 Inverse tangent frequency detection unit, 128 output, 129 determination unit, 130 determination result, 211 detection unit, 212 component output unit, 401, 402 branch, 411, 412 receiving antenna, 1000, 2000, 3000, 4001, 4002, 40003 Digital receiver
Claims (5)
この検波手段から出力された前記第1及び第2ベクトル値に基づいて、前記第1ベクトル値と前記第2ベクトル値とが形成する角度の余弦成分及び前記角度の正弦成分を各々出力する成分出力手段、
この成分出力手段から出力された前記余弦成分及び前記正弦成分に基づいて、前記角度を導出する角度導出手段
を備えることを特徴とする回転角度導出装置。 A first vector value on a predetermined plane obtained by detecting the input signal at a first timing and a first vector value on the predetermined plane obtained by detecting the input signal at a second timing different from the first timing. Detection means for outputting two vector values;
Based on the first and second vector values output from the detection means, component outputs for outputting the cosine component of the angle formed by the first vector value and the second vector value and the sine component of the angle, respectively. means,
A rotation angle deriving device comprising: an angle deriving unit for deriving the angle based on the cosine component and the sine component output from the component output unit.
第1ベクトル値を複素平面上で示した場合の第1複素数と、第2ベクトル値を複素平面上で示した場合の第2複素数とを互いに除して得られる実数成分及び虚数成分を、各々余弦成分及び正弦成分として出力することを特徴とする請求項1記載の回転角度導出装置。 The component output means
A real component and an imaginary component obtained by dividing the first complex number when the first vector value is shown on the complex plane and the second complex number when the second vector value is shown on the complex plane, respectively, 2. The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the rotation angle is output as a cosine component and a sine component.
第1ベクトル値を複素平面上で示した場合の第1複素数と、第2ベクトル値を複素平面上で示した場合の第2複素数に複素共役な数とを互いに乗じて得られる実数成分及び虚数成分を、各々余弦成分及び正弦成分として出力することを特徴とする請求項1記載の回転角度導出装置。 The component output means
Real component and imaginary number obtained by multiplying the first complex number when the first vector value is shown on the complex plane and the second complex number when the second vector value is shown on the complex plane and the complex conjugate number The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the components are output as a cosine component and a sine component, respectively.
正弦成分を余弦成分で除して得られる値に、予め定めた定数を乗じることによって角度を導出することを特徴とする請求項1記載の回転角度導出装置。 The angle derivation means is
The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the angle is derived by multiplying a value obtained by dividing the sine component by the cosine component by a predetermined constant.
検波手段に入力される入力信号のビット周期の長さを下回ることを特徴とする請求項1記載の回転角度導出装置。 The interval between the first timing and the second timing is
2. The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the length of the input signal input to the detection means is less than the length of the bit period.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
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