JP4377722B2

JP4377722B2 - Transmitter

Info

Publication number: JP4377722B2
Application number: JP2004073170A
Authority: JP
Inventors: 達人岡
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-03-15
Filing date: 2004-03-15
Publication date: 2009-12-02
Anticipated expiration: 2024-03-15
Also published as: JP2005260861A

Description

本発明は、振幅データ及び位相データを変調して振幅変調信号及び位相変調信号を生成しこれらの振幅変調信号と位相変調信号とを合成して送信する送信装置に関する。 The present invention relates to a transmission apparatus that modulates amplitude data and phase data to generate an amplitude modulation signal and a phase modulation signal, and synthesizes and transmits the amplitude modulation signal and the phase modulation signal.

無線通信システムの送信装置の出力部に設けられる電力増幅器は、低歪みと高効率の両立が要求される。電力増幅器には、トランジスタを電流源として使うかスイッチとして使うかという分類がある。トランジスタを電流源として使う増幅器にＡ級増幅器、ＡＢ級増幅器、Ｂ級増幅器及びＣ級増幅器がある。また、トランジスタをスイッチとして使う増幅器にＤ級増幅器、Ｅ級増幅器及びＦ級増幅器がある。 A power amplifier provided in an output unit of a transmission device of a wireless communication system is required to satisfy both low distortion and high efficiency. Power amplifiers are classified into whether a transistor is used as a current source or a switch. Amplifiers that use transistors as current sources include class A amplifiers, class AB amplifiers, class B amplifiers, and class C amplifiers. There are class D amplifiers, class E amplifiers, and class F amplifiers that use transistors as switches.

従来、包絡線変動成分を含む変調信号を増幅する高周波電力増幅器には、包絡線変動成分を線形に増幅するためにＡ級ないしはＡＢ級の線形増幅器が用いられてきた。しかし、線形増幅器の電力効率はＣ級ないしＥ級などの非線形増幅器に比べ電力効率が劣るという欠点があった。 Conventionally, class A or class AB linear amplifiers have been used for high-frequency power amplifiers that amplify modulated signals including envelope fluctuation components in order to linearly amplify envelope fluctuation components. However, the power efficiency of the linear amplifier is inferior to that of a non-linear amplifier such as class C or class E.

このため、従来の増幅器を電池を電源とする携帯電話機、携帯情報端末装置などの携帯型の無線装置に用いた場合、使用時間が短くなるという短所があった。また、従来の増幅器を大電力の送信装置を複数設置する移動体通信システムの基地局装置に用いた場合、装置の大型化や発熱量の増大を招くという短所があった。 For this reason, when a conventional amplifier is used for a portable wireless device such as a mobile phone or a portable information terminal device using a battery as a power source, there is a disadvantage that the use time is shortened. In addition, when a conventional amplifier is used in a base station apparatus of a mobile communication system in which a plurality of high-power transmitters are installed, there is a disadvantage that the apparatus is increased in size and the amount of heat generation is increased.

そこで、高効率の送信機能を有する送信装置として、振幅位相抽出部と、振幅変調部と、位相変調部と、非線形増幅部とを備えているものがある。この送信装置として、非線形増幅部に一定の包絡線レベルの信号を受けて高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を使用する構成としたＥＥ＆Ｒ（Envelope Elimination and Restoration）送信装置が提案されている。また、送信装置として、負帰還により非線形増幅器の包絡線信号の非線形性を補償して振幅歪みを抑圧するものも知られている。 Therefore, there is a transmission apparatus having a highly efficient transmission function that includes an amplitude phase extraction unit, an amplitude modulation unit, a phase modulation unit, and a nonlinear amplification unit. As this transmission device, an EE & R (Envelope Elimination and Restoration) transmission device has been proposed in which a nonlinear amplifier unit receives a signal of a constant envelope level and uses an efficient nonlinear amplifier as a high-frequency amplifier. Also known is a transmitter that compensates for nonlinearity of an envelope signal of a nonlinear amplifier by negative feedback to suppress amplitude distortion.

図１３は、第１従来例として上記のようなＥＥ＆Ｒ送信装置の構成を示すブロック図である。この第１従来例の送信装置は、送信データ入力端子１と、振幅位相抽出部２と、振幅変調部３と、位相変調部４と、非線形増幅部５と、送信出力端子６と、を備えている。 FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the EE & R transmitter as described above as a first conventional example. The transmission device of the first conventional example includes a transmission data input terminal 1, an amplitude phase extraction unit 2, an amplitude modulation unit 3, a phase modulation unit 4, a nonlinear amplification unit 5, and a transmission output terminal 6. ing.

図１３において、送信データ入力端子１より入力された送信データ信号Si(t)を、
Si(t)＝a(t)exp[j φ(t)] …（１）
とすると、振幅位相抽出部２によりSi(t)から振幅データa(t)と位相データexp[j φ(t)]が抽出される。この振幅データa(t)に基づき、振幅変調部３により非線形増幅部５の電源電圧値が設定される。 In FIG. 13, the transmission data signal Si (t) input from the transmission data input terminal 1 is
Si (t) = a (t) exp [j φ (t)] (1)
Then, amplitude data a (t) and phase data exp [j φ (t)] are extracted from Si (t) by the amplitude phase extraction unit 2. Based on the amplitude data a (t), the power supply voltage value of the nonlinear amplifying unit 5 is set by the amplitude modulating unit 3.

一方、位相変調部４により搬送波角周波数ωc を位相データexp[j φ(t)]で変調させた信号が生成されてScとなり、非線形増幅部５に入力される。
Sc＝exp[ ωct＋ φ(t)] …（２） On the other hand, a signal obtained by modulating the carrier angular frequency ωc with the phase data exp [j φ (t)] is generated by the phase modulation unit 4 and becomes Sc, which is input to the nonlinear amplification unit 5.
Sc = exp [ωct + φ (t)] (2)

非線形増幅部５の出力には、非線形増幅部５の電源電圧値a(t)と位相変調部４の出力信号を掛け合わせた信号が非線形増幅部５の利得Ｇだけ増幅されたＲＦ信号Srf が出力される。
Srf＝Ga(t)Sc＝Ga(t)exp[ ωc t＋ φ(t)] …（３） The output of the nonlinear amplifying unit 5 is an RF signal Srf obtained by multiplying a signal obtained by multiplying the power supply voltage value a (t) of the nonlinear amplifying unit 5 and the output signal of the phase modulating unit 4 by the gain G of the nonlinear amplifying unit 5. Is output.
Srf = Ga (t) Sc = Ga (t) exp [ωc t + φ (t)] (3)

以上のように、非線形増幅部５に入力される信号は一定の包絡線レベルの信号であるので、高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を使用できるので高効率の送信装置とすることができる。 As described above, since the signal input to the non-linear amplifier 5 is a signal having a constant envelope level, an efficient non-linear amplifier can be used as the high-frequency amplifier, so that a highly efficient transmitter can be obtained.

この第１従来例において、振幅変調部３は、例えばＤＡ（ディジタルアナログ）変換部、パルス幅変調部、スイッチ、低域通過フィルタを順に直列接続し、スイッチに電源電圧を入力する構成を用いる。この振幅変調部３では、ディジタル値である振幅データがＤＡ変換部でアナログ信号に変換され、パルス幅変調部でパルス幅変調される。スイッチは、パルス幅変調部のパルス出力に応じてスイッチングされる。スイッチの出力は低域通過フィルタで平滑化されて振幅変調信号となり、非線形増幅部５の電源電圧として印加される（例えば、非特許文献１参照）。 In the first conventional example, the amplitude modulation unit 3 uses a configuration in which, for example, a DA (digital analog) conversion unit, a pulse width modulation unit, a switch, and a low-pass filter are connected in series, and a power supply voltage is input to the switch. In the amplitude modulation unit 3, amplitude data, which is a digital value, is converted into an analog signal by the DA conversion unit, and pulse width modulated by the pulse width modulation unit. The switch is switched according to the pulse output of the pulse width modulation unit. The output of the switch is smoothed by a low-pass filter to become an amplitude-modulated signal, which is applied as a power supply voltage for the nonlinear amplifier 5 (see, for example, Non-Patent Document 1).

また、位相変調部４は、ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）を用いた構成を採用する。すなわち、位相変調部４は、例えば位相周波数比較部、低域通過フィルタ、電圧制御発振器を順に直列接続し、電圧制御発振器の出力の一部を帰還信号として分周器を介して位相周波数比較部に帰還するＰＬＬを設け、さらに上記分周器にΔΣ（デルタシグマ）変調部の出力を入力する構成とする。 The phase modulation unit 4 employs a configuration using a PLL (Phase-Locked Loop). That is, the phase modulation unit 4 is, for example, a phase frequency comparison unit, a low-pass filter, and a voltage controlled oscillator connected in series, and a part of the output of the voltage controlled oscillator as a feedback signal via a frequency divider. A PLL for feedback is provided, and the output of the ΔΣ (delta sigma) modulator is input to the frequency divider.

この位相変調部４では、電圧制御発振器の出力を分周器で分周した信号の周波数と基準周波数とが位相周波数比較部で比較され、両者の差分が出力される。この位相周波数比較部の出力は、低域通過フィルタを通して電圧制御発振器の制御電圧となり、電圧制御発振器の出力が所定の位相、周波数でロックされる。上記のＰＬＬにおいて、位相データをデルタシグマ変調した信号に応じて分周器の分周比を変化させることにより、電圧制御発振器の出力に位相変調をかけることができる（例えば、非特許文献２参照）。 In the phase modulation unit 4, the frequency of the signal obtained by dividing the output of the voltage controlled oscillator by the frequency divider and the reference frequency are compared by the phase frequency comparison unit, and the difference between the two is output. The output of the phase frequency comparison unit becomes the control voltage of the voltage controlled oscillator through the low-pass filter, and the output of the voltage controlled oscillator is locked at a predetermined phase and frequency. In the above PLL, phase modulation can be applied to the output of the voltage controlled oscillator by changing the frequency division ratio of the frequency divider in accordance with the signal obtained by delta-sigma modulation of the phase data (see, for example, Non-Patent Document 2). ).

図１４は、第２従来例として負帰還を備えた送信装置の構成を示すブロック図である。この第２従来例の送信装置は、送信データ入力端子１と、振幅位相抽出部２と、振幅変調部３と、位相変調部４と、非線形増幅部５と、送信出力端子６と、方向性結合部７と、包絡線検波部８と、ＡＤ（アナログディジタル）変換部９と、加算部１０と、増幅部１１と、を備えて構成される。なお、図１３に示す送信装置と同一の構成要素には同一の符号を付している。 FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a transmission apparatus having negative feedback as a second conventional example. The transmission apparatus of the second conventional example includes a transmission data input terminal 1, an amplitude phase extraction unit 2, an amplitude modulation unit 3, a phase modulation unit 4, a nonlinear amplification unit 5, a transmission output terminal 6, a directivity A coupling unit 7, an envelope detection unit 8, an AD (analog / digital) conversion unit 9, an addition unit 10, and an amplification unit 11 are provided. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component same as the transmitter shown in FIG.

次に、第２従来例の送信装置の動作を説明する。第２従来例の送信装置は、図１３に示す第１従来例の送信装置と同様の動作に加え、非線形増幅部５の出力であるＲＦ信号の包絡線成分の帰還を行う。非線形増幅部５の出力は方向性結合部７により分岐され、包絡線検波部８に入力されてＲＦ信号の包絡線信号が検波される。検波された包絡線信号はＡＤ変換部９でアナログディジタル変換され、加算部１０で元の振幅データから減算された後、増幅部１１で増幅されて振幅変調部３に入力される。 Next, the operation of the transmission apparatus of the second conventional example will be described. In addition to the same operation as that of the transmission apparatus of the first conventional example shown in FIG. 13, the transmission apparatus of the second conventional example performs feedback of the envelope component of the RF signal that is the output of the nonlinear amplifying unit 5. The output of the nonlinear amplifying unit 5 is branched by the directional coupling unit 7 and input to the envelope detecting unit 8 to detect the envelope signal of the RF signal. The detected envelope signal is analog-digital converted by the AD converter 9, subtracted from the original amplitude data by the adder 10, amplified by the amplifier 11, and input to the amplitude modulator 3.

以上のような負帰還により、非線形増幅部５の包絡線信号の非線形性を補償して振幅歪みを抑圧することができる（例えば、非特許文献３参照）。
Peter B．Kenington, 「HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN」第１版, ARTECH HOUSE,INC., 2000 年, p.426-443 R. A. Meyers and P. H. Waters, 「Synthesizer review for PAN-European digital cellular radio」poc.IEE Colloquium on VLSI Implementations for 2nd Generation Digital Cordless and Mobile Telecommunications Systems, 1990 年, p.8/1-8/8 Peter B. Kenington, 「HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN」第１版, ARTECH HOUSE,INC., 2000 年, p.156-161 The negative feedback as described above can compensate for the nonlinearity of the envelope signal of the nonlinear amplifier 5 and suppress the amplitude distortion (see, for example, Non-Patent Document 3).
Peter B. Kenington, "HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN" 1st edition, ARTECH HOUSE, INC., 2000, p.426-443 RA Meyers and PH Waters, `` Synthesizer review for PAN-European digital cellular radio '' poc.IEE Colloquium on VLSI Implementations for 2nd Generation Digital Cordless and Mobile Telecommunications Systems, 1990, p.8 / 1-8 / 8 Peter B. Kenington, "HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN" 1st edition, ARTECH HOUSE, INC., 2000, p.156-161

しかしながら、図１３及び図１４に示す第１従来例及び第２従来例の送信装置においては、振幅データに直流成分誤差が混入すると、振幅変調の変調度に誤差を生じるため、出力信号である変調信号に歪みを生じるという問題がある。 However, in the transmission devices of the first conventional example and the second conventional example shown in FIGS. 13 and 14, if a DC component error is mixed in the amplitude data, an error occurs in the modulation degree of the amplitude modulation. There is a problem that the signal is distorted.

振幅データに直流成分誤差が混入する原因として、（１）振幅データそのものに直流成分誤差が含まれる場合、（２）途中の信号処理（例えば、パルス幅変調処理）で振幅変調信号に直流成分誤差が混入する場合、及び、（３）非線形増幅部の入出力特性に誤差があるためこの入出力特性の誤差が振幅データの直流成分誤差と等価な振る舞いをする場合がある。 Reasons for the DC component error to be mixed into the amplitude data are as follows: (1) When the amplitude data itself contains a DC component error, (2) DC component error in the amplitude modulation signal during signal processing (for example, pulse width modulation processing) And (3) because there is an error in the input / output characteristics of the nonlinear amplifier, the error in the input / output characteristics may behave equivalently to the DC component error of the amplitude data.

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、変調信号の歪みを低減することができる送信装置を提供することを目的をする。 The present invention has been made in view of this point, and an object of the present invention is to provide a transmission apparatus that can reduce distortion of a modulation signal.

請求項１に記載の送信装置は、位相データを位相変調して位相変調信号を出力する位相変調手段と、前記位相変調手段からの前記位相変調信号の電力増幅を行う増幅手段と、振幅データの直流成分を調整して調整後の前記振幅データを出力する直流成分調整手段と、前記直流成分調整手段からの前記振幅データを振幅変調して前記増幅手段に印加する電源電圧を制御するための振幅変調信号を出力する振幅変調手段と、前記直流成分調整手段からの前記振幅データの直流成分を抽出して抽出直流成分を前記直流成分調整手段に与える直流成分抽出手段と、を具備し、前記直流成分調整手段が、前記抽出直流成分の信号レベルを小さくするように前記振幅データの前記直流成分を調整する構成を採る。 The transmission device according to claim 1 , a phase modulation unit that phase-modulates phase data and outputs a phase modulation signal, an amplification unit that performs power amplification of the phase modulation signal from the phase modulation unit, and an amplitude data DC component adjusting means for adjusting the DC component and outputting the adjusted amplitude data, and amplitude for controlling the power supply voltage applied to the amplifying means by modulating the amplitude data from the DC component adjusting means comprising an amplitude modulating means for outputting a modulated signal, and a DC component extracting means for providing the extracted DC component to extract the DC component of the amplitude data from said DC component adjusting means to said DC component adjusting means, said DC The component adjustment means adjusts the DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted DC component.

この構成によれば、振幅データの直流成分を抽出して抽出直流成分を生成し、この抽出直流成分の信号レベルを小さくするように前記振幅データの直流成分を調整するため、変調信号の歪みを低減することができる。 According to this configuration, the DC component of the amplitude data is extracted to generate an extracted DC component, and the DC component of the amplitude data is adjusted so as to reduce the signal level of the extracted DC component. Can be reduced.

請求項２に記載の送信装置は、位相データを位相変調して位相変調信号を出力する位相変調手段と、前記位相変調手段からの前記位相変調信号の電力増幅を行う増幅手段と、振幅データの直流成分を調整して調整後の前記振幅データを出力する直流成分調整手段と、前記直流成分調整手段からの前記振幅データを振幅変調して前記増幅手段に印加する電源電圧を制御するための振幅変調信号を出力する振幅変調手段と、前記増幅手段の出力信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成して前記直流成分調整手段に与える特定周波数成分抽出手段と、を具備し、前記直流成分調整手段が、前記抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように前記振幅データの前記直流成分を調整する構成を採る。 The transmission apparatus according to claim 2 , a phase modulation unit that phase-modulates phase data and outputs a phase modulation signal, an amplification unit that performs power amplification of the phase modulation signal from the phase modulation unit, and an amplitude data DC component adjusting means for adjusting the DC component and outputting the adjusted amplitude data, and amplitude for controlling the power supply voltage applied to the amplifying means by modulating the amplitude data from the DC component adjusting means Amplitude modulation means for outputting a modulation signal, and specific frequency component extraction means for extracting a specific frequency component other than a desired wave band from the output signal of the amplification means to generate an extracted frequency component and supplying it to the DC component adjustment means And the DC component adjusting means adjusts the DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted frequency component.

この構成によれば、増幅手段の出力信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成しこの抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整するため、変調信号の歪みを低減することができる。 According to this configuration, a specific frequency component other than the desired wave band is extracted from the output signal of the amplifying means to generate an extracted frequency component, and the DC component of the amplitude data is reduced so as to reduce the signal level of the extracted frequency component. Since the adjustment is performed, the distortion of the modulation signal can be reduced.

請求項３に記載の送信装置は、位相データを位相変調して位相変調信号を出力する位相変調手段と、前記位相変調手段からの前記位相変調信号の電力増幅を行う増幅手段と、振幅データの直流成分を調整して調整後の前記振幅データを出力する直流成分調整手段と、前記直流成分調整手段からの前記振幅データを振幅変調して前記増幅手段に印加する電源電圧を制御するための振幅変調信号を出力する振幅変調手段と、ローカル信号を生成するローカル信号生成手段と、前記増幅手段の出力信号と前記ローカル信号生成手段からの前記ローカル信号とを合成して合成信号を生成する合成手段と、前記合成手段の前記合成信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成して前記直流成分調整手段に与える特定周波数成分抽出手段と、を具備し、前記直流成分調整手段が、前記抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように前記振幅データの前記直流成分を調整する構成を採る。 The transmission device according to claim 3 , a phase modulation unit that phase-modulates phase data and outputs a phase modulation signal, an amplification unit that performs power amplification of the phase modulation signal from the phase modulation unit, and an amplitude data DC component adjusting means for adjusting the DC component and outputting the adjusted amplitude data, and amplitude for controlling the power supply voltage applied to the amplifying means by modulating the amplitude data from the DC component adjusting means Amplitude modulating means for outputting a modulated signal, local signal generating means for generating a local signal, and combining means for generating a combined signal by combining the output signal of the amplifying means and the local signal from the local signal generating means And extracting a specific frequency component other than a desired wave band from the synthesized signal of the synthesizing unit to generate an extracted frequency component and supplying the extracted frequency component to the DC component adjusting unit Comprising a number component extraction means, the said DC component adjusting means, a configuration for adjusting the said DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted frequency components.

この構成によれば、増幅手段の出力信号とローカル信号とを合成して合成信号を生成し、この合成信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成し、この抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整するため、変調信号の歪みを低減することができる。 According to this configuration, the output signal of the amplification means and the local signal are combined to generate a combined signal, a specific frequency component other than the desired wave band is extracted from the combined signal to generate an extracted frequency component, Since the DC component of the amplitude data is adjusted so as to reduce the signal level of the extracted frequency component, the distortion of the modulation signal can be reduced.

以上説明したように、本発明によれば、振幅データの直流成分を調整するため、変調信号の歪みを低減することができる。 As described above, according to the present invention, since the direct current component of the amplitude data is adjusted, the distortion of the modulation signal can be reduced.

本発明の骨子は、振幅データの直流成分を調整して得られた前記振幅データを振幅変調して、位相変調信号を増幅する増幅手段に印加する電源電圧を制御するための振幅変調信号を出力することである。 The essence of the present invention is that the amplitude data obtained by adjusting the DC component of the amplitude data is amplitude-modulated, and an amplitude-modulated signal for controlling the power supply voltage applied to the amplifying means for amplifying the phase-modulated signal is output. It is to be.

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図である。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmission apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.

本発明の実施の形態１に係る送信装置１００は、送信データ入力端子１０１、１０２、振幅変調部１０３、位相変調部１０４、非線形増幅部１０５、送信出力端子１０６、直流成分調整部１０７、制御部１０８及び操作部１０９を有している。 Transmitting apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention includes transmission data input terminals 101 and 102, amplitude modulation section 103, phase modulation section 104, nonlinear amplification section 105, transmission output terminal 106, DC component adjustment section 107, and control section. 108 and an operation unit 109.

送信データ入力端子１０１より入力される振幅データは、直流成分調整部１０７を介して振幅変調部１０３に与えれる。振幅変調部１０３で振幅変調された振幅変調信号が非線形増幅部１０５に電源電圧として入力される。 The amplitude data input from the transmission data input terminal 101 is given to the amplitude modulation unit 103 via the DC component adjustment unit 107. The amplitude modulation signal amplitude-modulated by the amplitude modulation unit 103 is input to the nonlinear amplification unit 105 as a power supply voltage.

また、送信データ入力端子１０２より入力される位相データは、位相変調部１０４で位相変調されて位相変調信号とされ、この位相変調信号が非線形増幅部１０５に入力信号として供給される。 The phase data input from the transmission data input terminal 102 is phase-modulated by the phase modulation unit 104 to be a phase modulation signal, and this phase modulation signal is supplied to the nonlinear amplification unit 105 as an input signal.

非線形増幅部１０５は、半導体増幅素子を備え、高周波増幅器を構成するものである。この非線形増幅部１０５では、位相変調部１０４からの位相変調信号の電圧と電源電圧である振幅変調部１０３からの振幅変調信号の電圧とが掛け合わされ、所定の利得だけ増幅されたＲＦ信号が送信出力端子１０６より出力される。ここで、非線形増幅部１０５への入力信号は一定の包絡線レベルの信号であるので、高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を構成できる。 The nonlinear amplifying unit 105 includes a semiconductor amplifying element and constitutes a high frequency amplifier. In this non-linear amplification unit 105, the voltage of the phase modulation signal from the phase modulation unit 104 is multiplied by the voltage of the amplitude modulation signal from the amplitude modulation unit 103, which is a power supply voltage, and an RF signal amplified by a predetermined gain is transmitted. Output from the output terminal 106. Here, since the input signal to the nonlinear amplifier 105 is a signal having a constant envelope level, an efficient nonlinear amplifier can be configured as a high-frequency amplifier.

図２は、図１における振幅変調部１０３の構成例を示すブロック図である。振幅変調部１０３は、パルス幅変調部１０３１と、スイッチ１０３２と、電源電圧入力端子１０３３と、低域通過フィルタ１０３４と、を備えている。パルス幅変調部１０３１、スイッチ１０３２及び低域通過フィルタ１０３４は、順に直列接続されている。スイッチ１０３２には電源電圧入力端子１０３３より電源電圧が入力される。 FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplitude modulation unit 103 in FIG. The amplitude modulation unit 103 includes a pulse width modulation unit 1031, a switch 1032, a power supply voltage input terminal 1033, and a low-pass filter 1034. The pulse width modulation unit 1031, the switch 1032, and the low-pass filter 1034 are connected in series in order. A power supply voltage is input to the switch 1032 from a power supply voltage input terminal 1033.

この振幅変調部１０３では、アナログ値である振幅データがパルス幅変調部１０３１でパルス幅を変調される。スイッチ１０３２は、パルス幅変調部１０３１のパルス出力に応じてスイッチングされる。スイッチ１０３２の出力は低域通過フィルタ１０３４で平滑化されて振幅変調信号となり、非線形増幅部１０５の電源電圧として印加される。 In the amplitude modulation unit 103, amplitude data that is an analog value is modulated in pulse width by the pulse width modulation unit 1031. The switch 1032 is switched according to the pulse output of the pulse width modulation unit 1031. The output of the switch 1032 is smoothed by the low-pass filter 1034 to become an amplitude-modulated signal, which is applied as a power supply voltage for the nonlinear amplifier 105.

なお、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００は、図２に示す振幅変調部１０３以外の他の従来の振幅変調部を有するように構成してもよい。 Note that transmitting apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention may be configured to have a conventional amplitude modulation unit other than amplitude modulation unit 103 shown in FIG.

図３は、図１における位相変調部１０４の構成を示すブロック図である。位相変調部１０４は、位相周波数比較部１０４１と、低域通過フィルタ１０４２と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０４３と、分周部１０４４と、ΔΣ（デルタシグマ）変調部１０４５と、を備えている。この位相変調部１０４は、ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路を用いた構成である。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the phase modulation unit 104 in FIG. The phase modulation unit 104 includes a phase frequency comparison unit 1041, a low-pass filter 1042, a voltage controlled oscillator (VCO) 1043, a frequency division unit 1044, and a ΔΣ (delta sigma) modulation unit 1045. The phase modulation unit 104 has a configuration using a PLL (Phase-Locked Loop) circuit.

位相周波数比較部１０４１、低域通過フィルタ１０４２及び電圧制御発振器１０４３は、順に直列接続されている。電圧制御発振器１０４３の出力の一部が帰還信号として分周部１０４４を介して位相周波数比較部１０４１に帰還されるＰＬＬが構成されている。さらに、分周部１０４４にはΔΣ（デルタシグマ）変調部１０４５の出力が入力される。 The phase frequency comparison unit 1041, the low-pass filter 1042, and the voltage controlled oscillator 1043 are sequentially connected in series. A PLL is configured in which part of the output of the voltage controlled oscillator 1043 is fed back to the phase frequency comparison unit 1041 via the frequency division unit 1044 as a feedback signal. Further, the output of the ΔΣ (delta sigma) modulator 1045 is input to the frequency divider 1044.

この位相変調部１０４では、電圧制御発振器１０４３の出力を分周部１０４４で分周した信号の周波数と基準周波数とが位相周波数比較部１０４１で比較され、両者の差分が出力される。この位相周波数比較部１０４１の出力は、低域通過フィルタ１０４２を通して電圧制御発振器１０４３の制御電圧となり、電圧制御発振器１０４３の出力が所定の位相及び周波数でロックされる。 In this phase modulation unit 104, the frequency of the signal obtained by dividing the output of the voltage controlled oscillator 1043 by the frequency division unit 1044 and the reference frequency are compared by the phase frequency comparison unit 1041, and the difference between the two is output. The output of the phase frequency comparison unit 1041 becomes the control voltage of the voltage controlled oscillator 1043 through the low pass filter 1042, and the output of the voltage controlled oscillator 1043 is locked at a predetermined phase and frequency.

前記ＰＬＬ回路において、位相データをデルタシグマ変調部１０４５でデルタシグマ変調した信号に応じて分周部１０４４の分周比を変化させることにより、電圧制御発振器１０４３の出力に位相変調をかけることができる。 In the PLL circuit, it is possible to apply phase modulation to the output of the voltage controlled oscillator 1043 by changing the frequency division ratio of the frequency division unit 1044 in accordance with the signal obtained by delta sigma modulation of the phase data by the delta sigma modulation unit 1045. .

このような送信装置１００における直流成分調整部１０７が無い場合には、振幅データに直流成分誤差が混入すると、振幅変調の変調度に誤差を生じるため、出力信号（ＲＦ信号）である変調信号に歪みを生じる。 In the case where there is no DC component adjustment unit 107 in such a transmission apparatus 100, if a DC component error is mixed into the amplitude data, an error occurs in the modulation degree of the amplitude modulation, so that the modulation signal that is the output signal (RF signal) is generated. Causes distortion.

そこで、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００においては、直流成分調整部１０７が振幅変調部１０３の前段に設けられている。直流成分調整部１０７は、振幅データの直流成分を調整し、この調整した振幅データを振幅変調部１０３に与えている。 Therefore, in transmission apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention, DC component adjustment section 107 is provided before amplitude modulation section 103. The direct current component adjustment unit 107 adjusts the direct current component of the amplitude data and supplies the adjusted amplitude data to the amplitude modulation unit 103.

図４は、直流成分調整部１０７の１つの実施例を示すブロック図である。図４に示す直流成分調整部１０７は、振幅データがディジタル信号である場合のものである。 FIG. 4 is a block diagram showing one embodiment of the DC component adjustment unit 107. The DC component adjustment unit 107 shown in FIG. 4 is for the case where the amplitude data is a digital signal.

図４に示すように、直流成分調整部１０７は、加算器１０７１及びＤＡ変換器１０７２を具備している。加算器１０７１は、ディジタル信号である振幅データと制御部１０８からのディジタル信号である直流成分補正値とを加算してディジタル信号である加算振幅データを生成してＤＡ変換器１０７２に与える。加算器１０７１は、振幅データと直流成分補正値とを加算することにより振幅データの直流成分を調整する。ＤＡ変換器１０７２は、加算器１０７１からの加算振幅データをディジタルアナログ変換してアナログ信号である振幅データを生成して振幅変調部１０３に与える。ＤＡ変換器１０７２は、直流成分が調整された振幅データを生成して振幅変調部１０３に与える。 As shown in FIG. 4, the DC component adjustment unit 107 includes an adder 1071 and a DA converter 1072. The adder 1071 adds the amplitude data, which is a digital signal, and the DC component correction value, which is a digital signal from the control unit 108, generates added amplitude data that is a digital signal, and gives the DA converter 1072. The adder 1071 adjusts the DC component of the amplitude data by adding the amplitude data and the DC component correction value. The DA converter 1072 performs digital-analog conversion on the added amplitude data from the adder 1071 to generate amplitude data that is an analog signal, and supplies the amplitude data to the amplitude modulation unit 103. The DA converter 1072 generates amplitude data in which the DC component is adjusted, and provides the amplitude data to the amplitude modulation unit 103.

制御部１０８は、予め複数の直流成分補正値を保持している。操作部１０９は、操作者が制御部１０８の複数の直流成分補正値のいずれかを選択して直流成分調整部１０７に与えるための値操作信号を入力するためのものである。 The control unit 108 holds a plurality of DC component correction values in advance. The operation unit 109 is for the operator to select one of a plurality of DC component correction values of the control unit 108 and input a value operation signal for giving to the DC component adjustment unit 107.

図５は、直流成分調整部１０７の他の実施例を示すブロック図である。図５に示す直流成分調整部１０７は、振幅データがアナログ信号である場合のものである。 FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the direct current component adjustment unit 107. The DC component adjustment unit 107 shown in FIG. 5 is for the case where the amplitude data is an analog signal.

図５に示すように、直流成分調整部１０７は、ＤＡ変換器１０７３及び加算器１０７４を具備している。ＤＡ変換器１０７３は、制御部１０８からのディジタル信号である直流成分補正値をディジタルアナログ変換してアナログ信号である直流成分補正値を加算器１０７４に与える。 As shown in FIG. 5, the DC component adjustment unit 107 includes a DA converter 1073 and an adder 1074. The DA converter 1073 converts the DC component correction value that is a digital signal from the control unit 108 from digital to analog, and supplies the DC component correction value that is an analog signal to the adder 1074.

加算器１０７４は、アナログ信号である振幅データとＤＡ変換器１０７３からのアナログ信号である直流成分補正値とを加算してアナログ信号である加算振幅データを生成して振幅変調部１０３に与える。加算器１０７４は、振幅データと直流成分補正値とを加算することにより振幅データの直流成分を調整する。 The adder 1074 adds the amplitude data that is an analog signal and the DC component correction value that is the analog signal from the DA converter 1073 to generate added amplitude data that is an analog signal, and gives the amplitude modulation unit 103. The adder 1074 adjusts the DC component of the amplitude data by adding the amplitude data and the DC component correction value.

本発明の実施の形態１においては、振幅データの直流成分を調整することにより直流成分を最適化している。この直流成分を最適化とは、（１）振幅データそのものに直流成分誤差が含まれる場合におけるこの直流成分誤差を小さくし、かつ、（２）途中の信号処理（例えば、パルス幅変調処理）で振幅変調信号に直流成分誤差が混入する場合におけるこの直流成分誤差、及び、（３）非線形増幅部１０５の入出力特性に誤差があるためこの入出力特性の誤差が振幅データの直流成分誤差と等価な振る舞いをする場合におけるこの等価な直流成分誤差を相殺するような直流成分補正値を振幅データに付加することである。 In Embodiment 1 of the present invention, the DC component is optimized by adjusting the DC component of the amplitude data. The optimization of the DC component means (1) reducing the DC component error when the amplitude data itself includes a DC component error, and (2) signal processing (for example, pulse width modulation processing) in the middle. This DC component error when a DC component error is mixed in the amplitude modulation signal, and (3) since there is an error in the input / output characteristics of the nonlinear amplifier 105, this input / output characteristic error is equivalent to the DC component error of the amplitude data. In other words, a direct current component correction value that cancels out this equivalent direct current component error in the case of a good behavior is added to the amplitude data.

このように、本発明の実施の形態１においては、振幅データの直流成分を調整するため、変調信号の歪みを低減することができる。 Thus, in Embodiment 1 of the present invention, since the DC component of the amplitude data is adjusted, the distortion of the modulation signal can be reduced.

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図面を参照して説明する。図６は、本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号が付されて、その説明が省略される。 (Embodiment 2)
Next, Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a transmission apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

図６に示すように、本発明の実施の形態２に係る送信装置６００は、本発明の実施の形態１において、操作部１０９を削除し、フィルタ６０１を追加し、かつ、制御部１０８の代わりに制御部６０２を有している。 As shown in FIG. 6, transmission apparatus 600 according to Embodiment 2 of the present invention deletes operation unit 109, adds filter 601, and replaces control unit 108 in Embodiment 1 of the present invention. A control unit 602 is included.

すなわち、本発明の実施の形態２に係る送信装置６００は、送信データ入力端子１０１、１０２、振幅変調部１０３、位相変調部１０４、非線形増幅部１０５、送信出力端子１０６、直流成分調整部１０７、フィルタ６０１及び制御部６０２を有している。 That is, transmission apparatus 600 according to Embodiment 2 of the present invention includes transmission data input terminals 101 and 102, amplitude modulation section 103, phase modulation section 104, nonlinear amplification section 105, transmission output terminal 106, DC component adjustment section 107, A filter 601 and a control unit 602 are included.

直流成分抽出手段としてのフィルタ６０１は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）で構成されている。フィルタ６０１は、直流成分調整部１０７からの振幅データの直流成分を抽出して抽出直流成分を制御部６０２に与える。制御部６０２は、フィルタ６０１からの抽出直流成分を受けてこの抽出直流成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整するための直流成分補正値を生成して直流成分調整部１０７に与える。 The filter 601 serving as a DC component extracting unit is composed of a low pass filter (LPF). The filter 601 extracts the direct current component of the amplitude data from the direct current component adjustment unit 107 and supplies the extracted direct current component to the control unit 602. The control unit 602 receives the extracted DC component from the filter 601, generates a DC component correction value for adjusting the DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted DC component, and generates the DC component adjusting unit 107. To give.

すなわち、制御部６０２及び直流成分調整部１０７は、フィルタ６０１からの抽出直流成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整している。 That is, the control unit 602 and the DC component adjustment unit 107 adjust the DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted DC component from the filter 601.

次に、本発明の実施の形態２に係る制御部６０２の具体的な実施例について、図面を参照して詳細に説明する。 Next, a specific example of the control unit 602 according to the second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図７は、本発明の実施の形態２に係る制御部６０２の構成を示すブロック図である。図８は、本発明の実施の形態２に係る制御部６０２の動作の１例を説明するためのフロー図である。 FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the control unit 602 according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 8 is a flowchart for explaining an example of the operation of the control unit 602 according to Embodiment 2 of the present invention.

図７に示すように、制御部６０２は、絶対値化演算部６０２１、第１のメモリ装置６０２２、比較器６０２３、第２のメモリ装置６０２４、カウンタ６０２５、セレクタ６０２６及び制御器６０２７を有している。 As shown in FIG. 7, the control unit 602 includes an absolute value calculation unit 6021, a first memory device 6022, a comparator 6023, a second memory device 6024, a counter 6025, a selector 6026, and a controller 6027. Yes.

絶対値化演算部６０２１の入力端子は、フィルタ６０１の出力端子に接続されている。第１のメモリ装置６０２２の入力端子は、絶対値化演算部６０２１の出力端子に接続されている。比較器６０２３の２つの入力端子は、絶対値化演算部６０２１及び第１のメモリ装置６０２２の出力端子に接続されている。第２のメモリ装置６０２４の入力端子は、比較器６０２３及びカウンタ６０２５の出力端子に接続されている。セレクタ６０２６の２つの入力端子は、第２のメモリ装置６０２４及びカウンタ６０２５の出力端子に接続されている。 The input terminal of the absolute value calculation unit 6021 is connected to the output terminal of the filter 601. An input terminal of the first memory device 6022 is connected to an output terminal of the absolute value calculation unit 6021. Two input terminals of the comparator 6023 are connected to an absolute value calculation unit 6021 and an output terminal of the first memory device 6022. An input terminal of the second memory device 6024 is connected to output terminals of the comparator 6023 and the counter 6025. Two input terminals of the selector 6026 are connected to output terminals of the second memory device 6024 and the counter 6025.

制御器６０２７は、絶対値化演算部６０２１、第１のメモリ装置６０２２、比較器６０２３、第２のメモリ装置６０２４、カウンタ６０２５及びセレクタ６０２６に接続されており、これらを制御する。 The controller 6027 is connected to the absolute value calculation unit 6021, the first memory device 6022, the comparator 6023, the second memory device 6024, the counter 6025, and the selector 6026, and controls them.

絶対値化演算部６０２１は、フィルタ６０１からの抽出直流成分を受けてこの抽出直流成分の絶対値（直流値）を生成する。制御部６０２は、直流成分調整部１０７に与えるディジタル値である直流成分補正値を予め決められた補正範囲で変化させる。例えば、直流成分補正値が８ビットのディジタル値である場合に、カウンタ６０２５が保持する直流成分補正値を−１２７から＋１２７の範囲で変化させる。 The absolute value calculation unit 6021 receives the extracted DC component from the filter 601 and generates an absolute value (DC value) of the extracted DC component. The control unit 602 changes a DC component correction value, which is a digital value to be supplied to the DC component adjustment unit 107, within a predetermined correction range. For example, when the DC component correction value is an 8-bit digital value, the DC component correction value held by the counter 6025 is changed in the range of −127 to +127.

カウンタ６０２５が保持する直流成分補正値を変化させてセレクタ６０２６がこの直流成分補正値を直流成分調整部１０７に与えると、直流成分調整部１０７により振幅データの直流成分が変化する。この振幅データの直流成分は、フィルタ６０１で抽出されて絶対値化演算部６０２１に入力される。 When the DC component correction value held by the counter 6025 is changed and the selector 6026 supplies this DC component correction value to the DC component adjustment unit 107, the DC component adjustment unit 107 changes the DC component of the amplitude data. The direct current component of the amplitude data is extracted by the filter 601 and input to the absolute value calculation unit 6021.

さらに、振幅データの直流成分は、絶対値化演算部６０２１で符号なしの直流値化される。これ以降には、この直流値の大小を比較器６０２３が調べる。直流成分補正値を変化させながら、絶対値化演算部６０２１の出力の直流値の最小値を第１のメモリ装置６０２２が記憶し、絶対値化演算部６０２１の出力の直流値の最小値である時の直流成分補正値を探し出して第２のメモリ装置６０２４が記憶する。 Further, the direct current component of the amplitude data is converted into an unsigned direct current value by the absolute value calculation unit 6021. Thereafter, the comparator 6023 checks the magnitude of the DC value. The first memory device 6022 stores the minimum DC value output from the absolute value calculation unit 6021 while changing the DC component correction value, and is the minimum DC value output from the absolute value calculation unit 6021. The DC component correction value at the time is searched for and stored in the second memory device 6024.

例えば、まず、制御器６０２７は直流成分補正値を−１２７セット（初期化）し、その時の直流成分補正値を第２のメモリ装置６０２４が記憶し、かつ、絶対値化演算部６０２１の出力の直流値を第１のメモリ装置６０２２が記憶しておく。 For example, first, the controller 6027 sets (initializes) the DC component correction value to −127, the DC component correction value at that time is stored in the second memory device 6024, and the output of the absolute value calculation unit 6021 is output. The first memory device 6022 stores the direct current value.

次に、制御器６０２７は直流成分補正値に＋１し（カウンタの値を１だけカウントアップし）、その時に比較器６０２３は絶対値化演算部６０２１の出力の直流値が前に記憶した直流値（第１のメモリ装置６０２２の直流値）より小さいと判断した時には、その時におけるカウンタ６０２５に保持されている直流成分補正値を第２のメモリ装置６０２４に記憶させ直し、かつ、絶対値化演算部６０２１の出力の直流値を第１のメモリ装置６０２２に記憶させ直す。 Next, the controller 6027 increments the DC component correction value by 1 (the counter value is incremented by 1). At that time, the comparator 6023 outputs the DC value output from the absolute value calculation unit 6021 as the previously stored DC value. When it is determined that the DC component correction value is smaller than (the DC value of the first memory device 6022), the DC component correction value held in the counter 6025 at that time is stored again in the second memory device 6024, and the absolute value calculation unit The DC value of the output of 6021 is stored again in the first memory device 6022.

制御器６０２７が、カウンタ６０２５が保持している直流成分補正値を−１２７から＋１２７の範囲で変化させながら、前述の動作を繰り返すと、絶対値化演算部６０２１の出力の直流値の最小値を第１のメモリ装置６０２２が記憶し、かつ、絶対値化演算部６０２１の出力の直流値の最小値になる直流成分補正値を第２のメモリ装置６０２４が記憶する。制御器６０２７が絶対値化演算部６０２１の出力の直流値が最小値になる直流成分補正値を探し出した場合には、セレクタ６０２６は第２のメモリ装置６０２４に記憶した直流成分補正値を選択して直流成分調整部１０７に与える。このようにして、振幅データの直流成分の最小化が完了する。 When the controller 6027 repeats the above operation while changing the DC component correction value held by the counter 6025 in the range of −127 to +127, the minimum value of the DC value of the output of the absolute value calculation unit 6021 is obtained. The second memory device 6024 stores the DC component correction value stored in the first memory device 6022 and the minimum DC value of the output of the absolute value calculation unit 6021. When the controller 6027 finds a DC component correction value that minimizes the DC value output from the absolute value calculation unit 6021, the selector 6026 selects the DC component correction value stored in the second memory device 6024. To the DC component adjusting unit 107. In this way, the minimization of the DC component of the amplitude data is completed.

次に、本発明の実施の形態２に係る制御部６０２の動作の１例について、図７と共に図８を参照してより詳細に説明する。 Next, an example of the operation of the control unit 602 according to Embodiment 2 of the present invention will be described in more detail with reference to FIG. 8 together with FIG.

ステップＳＴ８０１においてセレクタ６０２６がカウンタ６０２５の出力を選択して直流成分調整部１０７に与え、制御器６０２７がカウンタ６０２５を初期化する（ステップＳＴ８０２）。次に、第２のメモリ装置６０２４がカウンタ６０２５の出力を記憶し（ステップＳＴ８０３）、第１のメモリ装置６０２２が絶対値化演算部６０２１の出力を記憶する（ステップＳＴ８０４）。 In step ST801, the selector 6026 selects the output of the counter 6025 and supplies it to the DC component adjusting unit 107, and the controller 6027 initializes the counter 6025 (step ST802). Next, the second memory device 6024 stores the output of the counter 6025 (step ST803), and the first memory device 6022 stores the output of the absolute value calculation unit 6021 (step ST804).

次に、制御器６０２７がカウンタ６０２５の値を１だけカウントアップし（ステップＳＴ８０５）、絶対値化演算部６０２１の出力をＡとし第１のメモリ装置６０２２の出力をＢとした場合に比較器６０２３がＡ＜Ｂであるか否かを比較する（ステップＳＴ８０６）。 Next, when the controller 6027 increments the value of the counter 6025 by 1 (step ST805) and the output of the absolute value calculation unit 6021 is A and the output of the first memory device 6022 is B, the comparator 6023. Is compared with A <B (step ST806).

ステップＳＴ８０６においてＡ＜Ｂである時には、第２のメモリ装置６０２４がカウンタ６０２５の出力を記憶し（ステップＳＴ８０７）、第１のメモリ装置６０２２が絶対値化演算部６０２１の出力を記憶し（ステップＳＴ８０８）、ステップＳＴ８０９へ行く。また、ステップＳＴ８０６においてＡ＜Ｂでない時には、ステップＳＴ８０９へ行く。 When A <B in step ST806, second memory device 6024 stores the output of counter 6025 (step ST807), and first memory device 6022 stores the output of absolute value calculation unit 6021 (step ST808). ), Go to step ST809. If A <B is not satisfied in step ST806, the process proceeds to step ST809.

ステップＳＴ８０９において制御器６０２７は、カウンタ６０２５が所定回数のカウントアップを終了したか否かを判断する。ステップＳＴ８０９においてカウンタ６０２５が所定回数のカウントアップを終了していない時には、ステップＳＴ８０５へ戻る。ステップＳＴ８０９においてカウンタ６０２５が所定回数のカウントアップを終了した時には、セレクタ６０２６が第２のメモリ装置６０２４の出力を選択して出力する（ステップＳＴ８１０）。セレクタ６０２６は、出力を直流成分調整部１０７に与える。 In step ST809, the controller 6027 determines whether or not the counter 6025 has finished counting up a predetermined number of times. When the counter 6025 has not finished counting up a predetermined number of times in step ST809, the process returns to step ST805. When the counter 6025 finishes counting up a predetermined number of times in step ST809, the selector 6026 selects and outputs the output of the second memory device 6024 (step ST810). The selector 6026 provides an output to the DC component adjustment unit 107.

なお、本発明の実施の形態２において、フィルタ６０１は、直流成分調整部１０７からの振幅データの直流成分の代わりに振幅変調部１０３からの振幅変調信号の直流成分を抽出してこの抽出直流成分を制御部６０２に与えるように構成してもよい。この場合には、振幅変調部１０３で発生する直流成分の誤差も含めて最小化することができる。 In the second embodiment of the present invention, the filter 601 extracts the DC component of the amplitude modulation signal from the amplitude modulation unit 103 instead of the DC component of the amplitude data from the DC component adjustment unit 107 and extracts the extracted DC component. May be provided to the control unit 602. In this case, the error including the DC component error generated in the amplitude modulation unit 103 can be minimized.

なお、本発明の実施の形態２において、フィルタ６０１は、抽出直流成分の信号レベルの誤差を検出するＡＤ変換器を有するように構成してもよい。 In the second embodiment of the present invention, the filter 601 may include an AD converter that detects an error in the signal level of the extracted DC component.

このように、本発明の実施の形態２においては、フィルタ６０１からの抽出直流成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整するため、振幅データそのものに直流成分の誤差が含まれる場合におけるこの直流成分誤差を小さくすることができるから、変調信号の歪みを低減することができる。 As described above, in Embodiment 2 of the present invention, since the DC component of the amplitude data is adjusted so as to reduce the signal level of the extracted DC component from the filter 601, an error of the DC component is included in the amplitude data itself. Since the DC component error in the case can be reduced, the distortion of the modulation signal can be reduced.

（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図面を参照して説明する。図９は、本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３においては、本発明の実施の形態２と同じ構成要素には同じ参照符号が付されて、その説明が省略される。 (Embodiment 3)
Next, Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the transmission apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In the third embodiment of the present invention, the same components as those in the second embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

図９に示すように、本発明の実施の形態３に係る送信装置９００は、本発明の実施の形態２において、フィルタ６０１及び制御部６０２の代わりにフィルタ９０１及び制御部９０２を有する。 As shown in FIG. 9, transmitting apparatus 900 according to Embodiment 3 of the present invention has filter 901 and control section 902 instead of filter 601 and control section 602 in Embodiment 2 of the present invention.

すなわち、本発明の実施の形態３に係る送信装置９００は、送信データ入力端子１０１、１０２、振幅変調部１０３、位相変調部１０４、非線形増幅部１０５、送信出力端子１０６、直流成分調整部１０７、フィルタ９０１及び制御部９０２を有している。 That is, transmission apparatus 900 according to Embodiment 3 of the present invention includes transmission data input terminals 101 and 102, amplitude modulation section 103, phase modulation section 104, nonlinear amplification section 105, transmission output terminal 106, DC component adjustment section 107, A filter 901 and a control unit 902 are included.

特定周波数成分抽出手段としてのフィルタ９０１は、バンドパスフィルタで構成されている。フィルタ９０１は、非線形増幅部１０５の出力信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成して制御部９０２に与える。制御部９０２は、フィルタ９０１からの抽出周波数成分を受けてこの抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整するための直流成分補正値を生成して直流成分調整部１０７に与える。制御部９０２及び直流成分調整部１０７は、フィルタ９０１からの抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように振幅データの直流成分を調整する。 The filter 901 serving as the specific frequency component extracting unit is composed of a band pass filter. The filter 901 extracts a specific frequency component other than the desired wave band from the output signal of the non-linear amplification unit 105 to generate an extracted frequency component, which is given to the control unit 902. The control unit 902 receives the extracted frequency component from the filter 901, generates a DC component correction value for adjusting the DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted frequency component, and generates the DC component adjusting unit 107. To give. The control unit 902 and the DC component adjustment unit 107 adjust the DC component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted frequency component from the filter 901.

次に、本発明の実施の形態３に係る制御部９０２の具体的な実施例について、図面を参照して詳細に説明する。 Next, a specific example of the control unit 902 according to Embodiment 3 of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１０は、本発明の実施の形態３に係る制御部９０２の構成を示すブロック図である。図１１は、本発明の実施の形態３に係る制御部９０２の動作の１例を説明するためのフロー図である。 FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of control unit 902 according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 11 is a flowchart for explaining an example of the operation of the control unit 902 according to Embodiment 3 of the present invention.

図１０に示すように、制御部９０２は、本発明の実施の形態２に係る制御部６０２において、平滑化フィルタ９０２１を追加してなる。すなわち、制御部９０２は、絶対値化演算部６０２１、第１のメモリ装置６０２２、比較器６０２３、第２のメモリ装置６０２４、カウンタ６０２５、セレクタ６０２６、平滑化フィルタ９０２１及び制御器６０２７を有している。 As illustrated in FIG. 10, the control unit 902 is obtained by adding a smoothing filter 9021 to the control unit 602 according to Embodiment 2 of the present invention. That is, the control unit 902 includes an absolute value calculation unit 6021, a first memory device 6022, a comparator 6023, a second memory device 6024, a counter 6025, a selector 6026, a smoothing filter 9021, and a controller 6027. Yes.

平滑化フィルタ９０２１の入力端子は、絶対値化演算部６０２１の出力端子に接続されている。平滑化フィルタ９０２１の出力端子は、第１のメモリ装置６０２２及び比較器６０２３の入力端子に接続されている。平滑化フィルタ９０２１の制御端子は、制御器６０２７に接続されている。 The input terminal of the smoothing filter 9021 is connected to the output terminal of the absolute value calculation unit 6021. The output terminal of the smoothing filter 9021 is connected to the input terminals of the first memory device 6022 and the comparator 6023. The control terminal of the smoothing filter 9021 is connected to the controller 6027.

絶対値化演算部６０２１はフィルタ９０１からの抽出周波数成分を全波整流して平滑化フィルタ９０２１に与え、この平滑化フィルタ９０２１は抽出周波数成分を直流化して直流値を生成する。本発明の実施の形態３に係る制御部９０２の他の構成は、本発明の実施の形態２に係る制御部６０２と同じである。 The absolute value calculation unit 6021 performs full-wave rectification on the extracted frequency component from the filter 901 and applies it to the smoothing filter 9021. The smoothing filter 9021 converts the extracted frequency component into a direct current to generate a direct current value. Other configurations of the control unit 902 according to the third embodiment of the present invention are the same as those of the control unit 602 according to the second embodiment of the present invention.

図１１に示すフロー図は、図８に示すフロー図におけるステップＳＴ８０４、ステップＳＴ８０６及びステップＳＴ８０８の代わりにステップＳＴ１１０１、ＳＴ１１０２、ＳＴ１１０３を有する。 The flowchart shown in FIG. 11 includes steps ST1101, ST1102, and ST1103 instead of steps ST804, ST806, and ST808 in the flowchart shown in FIG.

ステップＳＴ１１０１、ＳＴ１１０３においては、第１のメモリ装置６０２２が平滑化フィルタ９０２１の出力を記憶する。ステップＳＴ８０５の次に、ステップＳＴ１１０２において平滑化フィルタ９０２１の出力をＣとし第１のメモリ装置６０２２の出力をＤとした場合に比較器６０２３がＣ＜Ｄであるか否かを比較する。 In steps ST1101 and ST1103, the first memory device 6022 stores the output of the smoothing filter 9021. Following step ST805, when the output of the smoothing filter 9021 is C and the output of the first memory device 6022 is D in step ST1102, the comparator 6023 compares whether or not C <D.

ステップＳＴ１１０２においてＣ＜Ｄである時には、ステップＳＴ８０７へ行く。また、ステップＳＴ１１０２においてＣ＜Ｄでない時には、ステップＳＴ８０９へ行く。 When C <D in step ST1102, the process goes to step ST807. If C <D is not satisfied in step ST1102, the process goes to step ST809.

このように、本発明の実施の形態３においては、フィルタ９０１が非線形増幅部１０５の出力信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成し、この抽出周波数成分の信号レベルを小さくするように振幅変調データの直流成分を調整することにより直流成分を最適化している。 As described above, in Embodiment 3 of the present invention, the filter 901 extracts a specific frequency component other than the desired wave band from the output signal of the nonlinear amplification unit 105 to generate an extracted frequency component, and this extracted frequency component The DC component is optimized by adjusting the DC component of the amplitude modulation data so as to reduce the signal level.

この直流成分を最適化とは、（１）振幅データそのものに直流成分誤差が含まれる場合におけるこの直流成分誤差を小さくし、かつ、（２）途中の信号処理（例えば、パルス幅変調処理）で振幅変調信号に直流成分誤差が混入する場合におけるこの直流成分誤差、及び、（３）非線形増幅部の入出力特性に誤差があるためこの入出力特性の誤差が振幅データの直流成分誤差と等価な振る舞いをする場合におけるこの等価な直流成分誤差を相殺するような直流成分補正値を振幅データに付加することである。 The optimization of the DC component means (1) reducing the DC component error when the amplitude data itself includes a DC component error, and (2) signal processing (for example, pulse width modulation processing) in the middle. This DC component error when a DC component error is mixed in the amplitude modulation signal, and (3) the input / output characteristic of the nonlinear amplifier has an error, so this input / output characteristic error is equivalent to the amplitude data DC component error. A DC component correction value that cancels out this equivalent DC component error in the case of behavior is added to the amplitude data.

（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について、図面を参照して説明する。図１２は、本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４においては、本発明の実施の形態３と同じ構成要素には同じ参照符号が付されて、その説明が省略される。 (Embodiment 4)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a transmission apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. In the fourth embodiment of the present invention, the same components as those in the third embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

図１２に示すように、本発明の実施の形態４に係る送信装置１２００は、本発明の実施の形態３において、ローカル信号生成器１２０１、ミキサ１２０２を追加してなる。 As shown in FIG. 12, transmitting apparatus 1200 according to Embodiment 4 of the present invention is configured by adding local signal generator 1201 and mixer 1202 in Embodiment 3 of the present invention.

すなわち、本発明の実施の形態４に係る送信装置１２００は、送信データ入力端子１０１、１０２、振幅変調部１０３、位相変調部１０４、非線形増幅部１０５、送信出力端子１０６、直流成分調整部１０７、ローカル信号生成器１２０１、ミキサ１２０２、フィルタ９０１及び制御部９０２を有している。 That is, transmission apparatus 1200 according to Embodiment 4 of the present invention includes transmission data input terminals 101 and 102, amplitude modulation section 103, phase modulation section 104, nonlinear amplification section 105, transmission output terminal 106, DC component adjustment section 107, A local signal generator 1201, a mixer 1202, a filter 901, and a control unit 902 are included.

ローカル信号生成器１２０１は、ローカル信号を生成してミキサ１２０２に与える。ミキサ１２０２は、非線形増幅部１０５の出力信号（ＲＦ信号）とローカル信号生成器１２０１からのローカル信号とを合成して合成信号を生成する合成手段を構成している。 The local signal generator 1201 generates a local signal and gives it to the mixer 1202. The mixer 1202 constitutes a combining unit that generates a combined signal by combining the output signal (RF signal) of the nonlinear amplifier 105 and the local signal from the local signal generator 1201.

特定周波数成分抽出手段としてのフィルタ９０１は、本発明の実施の形態３と同じものである。フィルタ９０１は、ミキサ１２０２からの合成信号から希望波の帯域以外の特定の周波数成分を抽出して抽出周波数成分を生成して制御部９０２に与える。制御部９０２は、本発明の実施の形態３と同じものである。 A filter 901 as specific frequency component extraction means is the same as that of the third embodiment of the present invention. The filter 901 extracts a specific frequency component other than the desired wave band from the synthesized signal from the mixer 1202, generates an extracted frequency component, and supplies the extracted frequency component to the control unit 902. The control unit 902 is the same as that of the third embodiment of the present invention.

本発明の実施の形態４は、本発明の実施の形態３と同じ効果を有し、かつ、ミキサ１２０２が非線形増幅部１０５の出力信号とローカル信号生成器１２０１からのローカル信号とを合成して合成信号を生成してフィルタ９０１に与えているため、抽出周波数成分の生成のための装置を簡単化することができる。 The fourth embodiment of the present invention has the same effect as the third embodiment of the present invention, and the mixer 1202 combines the output signal of the nonlinear amplifier 105 and the local signal from the local signal generator 1201. Since the synthesized signal is generated and applied to the filter 901, the apparatus for generating the extracted frequency component can be simplified.

本発明は、振幅データ及び位相データを変調して振幅変調信号及び位相変調信号を生成しこれらの振幅変調信号及び位相変調信号を合成して送信する送信装置に有用である。 The present invention is useful for a transmission apparatus that modulates amplitude data and phase data to generate an amplitude modulation signal and a phase modulation signal, and synthesizes and transmits the amplitude modulation signal and the phase modulation signal.

本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る送信装置の振幅変調部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the amplitude modulation part of the transmitter which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る送信装置の位相変調部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the phase modulation part of the transmitter which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る送信装置の直流成分調整部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the DC component adjustment part of the transmitter which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る送信装置の直流成分調整部の他の実施例の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the other Example of the direct-current component adjustment part of the transmitter which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２に係る送信装置の制御部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the control part of the transmitter which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２に係る制御部の動作の１例を説明するためのフロー図The flowchart for demonstrating an example of operation | movement of the control part which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter which concerns on Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態３に係る送信装置の制御部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the control part of the transmitter which concerns on Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態３に係る制御部の動作の１例を説明するためのフロー図The flowchart for demonstrating an example of operation | movement of the control part which concerns on Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter which concerns on Embodiment 4 of this invention. 第１従来例の送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter of a 1st prior art example. 第２従来例の送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter of the 2nd prior art example

Explanation of symbols

１００、６００、９００、１２００送信装置
１０１、１０２送信データ入力端子
１０３振幅変調部
１０４位相変調部
１０５非線形増幅部
１０６送信出力端子
１０７直流成分調整部
６０１、９０１フィルタ
６０２、９０２制御部
１２０１ローカル信号生成器
１２０２ミキサ 100, 600, 900, 1200 Transmission device 101, 102 Transmission data input terminal 103 Amplitude modulation unit 104 Phase modulation unit 105 Non-linear amplification unit 106 Transmission output terminal 107 DC component adjustment unit 601, 901 Filter 602, 902 Control unit 1201 Local signal generation 1202 Mixer

Claims

Phase modulation means for phase-modulating phase data and outputting a phase-modulated signal;
Amplifying means for performing power amplification of the phase modulation signal from the phase modulation means;
DC component adjusting means for adjusting the DC component of amplitude data and outputting the adjusted amplitude data;
Amplitude modulation means for amplitude-modulating the amplitude data from the DC component adjustment means and outputting an amplitude modulation signal for controlling a power supply voltage applied to the amplification means;
Anda DC component extracting means for providing the extracted DC component to extract the DC component of the amplitude data from said DC component adjusting means to said DC component adjusting means,
The direct current component adjusting means adjusts the direct current component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted direct current component.

Phase modulation means for phase-modulating phase data and outputting a phase-modulated signal;
Amplifying means for performing power amplification of the phase modulation signal from the phase modulation means;
DC component adjusting means for adjusting the DC component of amplitude data and outputting the adjusted amplitude data;
Amplitude modulation means for amplitude-modulating the amplitude data from the DC component adjustment means and outputting an amplitude modulation signal for controlling a power supply voltage applied to the amplification means;
A specific frequency component extracting means for extracting a specific frequency component other than a desired wave band from the output signal of the amplifying means to generate an extracted frequency component and giving the extracted frequency component to the DC component adjusting means,
The direct current component adjusting means adjusts the direct current component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted frequency component.

Phase modulation means for phase-modulating phase data and outputting a phase-modulated signal;
Amplifying means for performing power amplification of the phase modulation signal from the phase modulation means;
DC component adjusting means for adjusting the DC component of amplitude data and outputting the adjusted amplitude data;
Amplitude modulation means for amplitude-modulating the amplitude data from the DC component adjustment means and outputting an amplitude modulation signal for controlling a power supply voltage applied to the amplification means;
From local signal generating means for generating a local signal, combining means for combining the output signal of the amplifying means and the local signal from the local signal generating means to generate a combined signal, and from the combined signal of the combining means A specific frequency component extracting unit that extracts a specific frequency component other than a desired wave band to generate an extracted frequency component and supplies the extracted frequency component to the DC component adjusting unit;
The direct current component adjusting means adjusts the direct current component of the amplitude data so as to reduce the signal level of the extracted frequency component.