JP4364432B2

JP4364432B2 - 掃引パイロット・トーンによって電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路

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Publication number: JP4364432B2
Application number: JP2000539576A
Authority: JP
Inventors: ジェームス・イー・ミッツラフ
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1997-12-17
Filing date: 1998-07-31
Publication date: 2009-11-18
Anticipated expiration: 2018-07-31
Also published as: KR100369416B1; US5923214A; WO1999031796A1; CA2313045A1; CA2313045C; CN1282461A; KR20010024734A; JP2002509375A; CN1118131C

Description

（発明の分野）
本発明は、一般的に、電力増幅器に関し、更に特定すれば、フィードフォワードを用いて、電力増幅器の動作中に発生する歪みを低減する電力増幅回路に関するものである。
（発明の分野）
電力増幅器は、その伝達特性においてある程度の非線形性を有する。この非線形性のために出力信号に歪みが生じ、もはや入力信号の完全な複製ではなくなってしまう。この歪みは、相互変調成分(intermodulation products)として知られる種々の信号成分を生成する。相互変調成分は、干渉，クロス・トーク，および増幅器を用いるシステムの性能にその他の有害な影響の原因となるので、望ましくない。歪みを低減するフィードフォワード増幅は既知であり、無線周波数増幅器に適用され成功している。フィードフォワード増幅器は、典型的に、電力増幅器が発生する歪みを分離し、反転させた歪みを電力増幅器の出力に付加し、利得，位相および遅延を調節して、最大限の相殺を図る。
【０００１】
既知のフィードフォワード手法に、検査信号即ちパイロット信号を使用し、これを電力増幅器の主信号経路に注入するものがある。増幅器の出力において検出されたときのパイロット信号の大きさを自動制御回路が用いて、増幅器のエラー補正経路において信号の利得および位相を調節し、パイロットおよび電力増幅器に起因する歪み双方を排除する。この種の増幅器に伴う問題として、これら増幅器は単一のパイロット・トーンのみを注入するので、広い帯域幅にわたって相互変調成分を相殺するという策が効を奏さないことがあげられる。その結果、他の有用なフィードフォワード増幅回路には、連続可変の周波数掃引パイロット・トーン信号の使用を含むものもある。
【０００２】
かかる既知のシステムの１つを第１図に概略的に示す。これは、本譲受人に譲渡された米国特許番号第５，１３０，６６３号に開示されている。かかるシステムでは、複数のＲＦキャリアで構成されている入力信号が、方向性カプラ２によって、２本の信号経路間で導出される。主信号経路では、入力信号は主増幅器４において増幅され、方向性カプラ８，方向性カプラ１０，遅延１２，および方向性カプラ１４，１６を経由して出力６に送出される。入力信号は、フィードフォワード信号経路において遅延回路１８によって遅延され、歪みを混入することなく位相および利得調節器２０によって位相および利得を調節される。遅延ブロック１８は、主増幅器および方向性カプラ１０による信号遅延を補償するように設定されている。方向性カプラ１０，２２は、歪み成分を有する信号の部分を、フィードフォワード信号と結合させる。フィードフォワード入力信号の振幅および位相が適正に調節されれば、方向性カプラ１０からの増幅信号のキャリア成分は、フィードフォワード入力信号のキャリア成分を相殺し、方向性カプラ２２の出力にエラー信号が得られる。このプロセスは、多くの場合、キャリア相殺(carrier cancellation) と呼ばれている。
【０００３】
振幅および位相調節器２４においてエラー信号の振幅および位相を修正し、エラー増幅器２６において増幅し、方向性カプラ１４に導き、ここで方向性カプラ１０および遅延１２を介した主増幅器４の出力からエラー信号を減算する。遅延１２の時間遅延は、方向性カプラ２２，利得および位相調節器２４ならびにエラー増幅器２６による信号遅延を補償するように設定する。エラー信号の振幅および位相が適正に調節されれば、主信号経路の歪み成分は相殺され、主信号経路の出力６には正しい信号が得られる。適正な歪み相殺を確保するために、パイロット・トーン発生器２８は、周波数掃引パイロット・トーン信号３０を生成し、方向性カプラ８を介して入力信号の経路に注入し、主増幅器４まで伝達する。パイロット・トーン信号の振幅は、主増幅器４が発生する歪み成分のレベルと等しくなるように制御される。その結果、方向性カプラ２２の出力におけるエラー信号は、主増幅器４が混入する歪み成分およびパイロット・トーン信号３０を実質的に表わすものとなる。
【０００４】
パイロット・トーンの相殺の範囲を決定するために、狭帯域パイロット・トーン受信機とすることが可能なパイロット・トーン検出器３２は、局部発信信号３４によって、パイロット・トーン発生器２８と位相ロック、即ち、同期化される。パイロット・トーン発生器２８およびパイロット・トーン検出器３２は、同じ基準信号３４によって動作し、入力信号の周波数が十分に離れてキャリア間においてパイロット・トーン信号の検出が可能であれば、主増幅器の出力経路上に余計な信号が存在していたとしても、パイロット・トーン信号を識別することができる。
【０００５】
しかしながら、かかるシステムでは、入力信号が、周波数および振幅が互いに近接したキャリアを含み、キャリアからの電力が均一に拡散されるような場合に、問題が生ずる。その結果、キャリア電力がパイロット・トーン受信機を動作不能にする(overwhelm)虞れがある。かかる問題は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）チャネルを採用した無線電話システムにこのシステムを用いる場合にも発生する可能性がある。かかるチャネルでは、パイロット・トーン検出器は、一層厳格で接近したキャリア・スペクトルに対して、適切に同期を取り損なう可能性がある。何故なら、変動する入力信号のキャリア間において、他の場合であれば生ずるギャップが、このシステムには得られないからである。したがって、前述のようなシステムは、マルチ・チャネルＣＤＭＡ入力信号の全帯域幅が存在する間、困難が生ずる可能性がある。
【０００６】
またかかるシステムは、典型的に、パイロット発生器およびパイロット・トーン検出器に複素周波数シンセサイザを利用し、典型的に、パイロット・トーン発生器およびパイロット・トーン検出器間で共通基準信号をロックするために位相ロック・ループを用いている。かかる設計は、基準信号周波数を掃引する場合、混入するエラーが時と共に増大する可能性がある。何故なら、パイロット・トーン発生器およびパイロット・トーン検出器間で分周比が異なるため、位相ロック・ループ周波数が整合から外れる可能性があるからである。更に、コスト効率を一層高め、同じプリント回路ボード上に追加の構造および回路を実装可能とする小型化した増幅器が求められている。
【０００７】
別の種類のフィードフォワード増幅器が、米国特許番号第５，５２８，１９６号に開示されている。かかるシステムは、動作周波数帯域の外側にあるが、システムの通過帯域内にあるパイロット信号を採用し、全体的に固定周波数パイロット・トーン信号を用いている。この設計は、位相ロック・ループ構成の代わりに、ミキサ構成を利用しているが、パイロット・トーン検出器にバンドパス・フィルタを利用し、必要な帯域を横切るパイロット信号周波数の掃引を防止することができる。また、所望の信号を増幅する場合に線形増幅器がどのように動作するか（歪みを生ずるか）について一層精度高く表わすために、動作周波数帯域全域に拡散するパイロット信号を用いることが望ましい。
【０００８】
更に、現行のパイロット・トーン整合方式は、一般に、大量の無線周波数ハードウエアおよび精巧な制御ソフトウエアを必要とし、この制御ソフトウエアを実現するためにハイ・エンド・マイクロプロセッサが必要となる。回路の玄弧サイズ(sheer size)は、今後生産される製品に２００％ないし４００％の小型化を要求する問題を生ずる。
【０００９】
したがって、パイロット・トーン相殺技法を利用して電力増幅器が発生する歪みを低減し、キャリアの周波数が比較的近接し合っている入力信号を有するシステムにおいて歪み低減の改善を可能とするフィードフォワード増幅回路が必要とされている。また、かかるシステムおよび方法が、電力増幅器への入力信号と同じ周波数帯域内のパイロット・トーンを用いて歪みを検出し低減するのであれば、効果的であろう。加えて、かかるシステムは、コスト上の利点をもたらし、小型化した増幅器を所望のシステムに実現することができるとよいであろう。
（好適実施例の詳細な説明）
電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路は、電力増幅器への入力信号と少なくとも同じ周波数帯域において固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生するパイロット・トーン発生器を用いる。固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンは、可変周波数基準信号および固定パイロット・トーン・クロック信号の関数である。位相ロック・ループ構成の代わりにミキサ構成を用いることにより、掃引可変周波数基準信号の周波数には無関係に、固定周波数オフセットが固定状態に確実に留まるように動作させる。加えて、フィードフォワード増幅回路は遅延を組み込む。遅延を可変周波数基準信号に追加し、パイロット・トーン発生器およびパイロット・トーン検出器が狭帯域において同期するようにパイロット・トーン検出器がこれを用い、比較的互いに接近しているキャリアまたはチャネルが存在する場合のパイロット・トーン検出に対処する。このように、パイロット・トーン検出器は、狭帯域振幅検出器を用いて、入力信号と少なくとも同じ周波数帯域において固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンの検出を容易にする。限定としてではないが、狭帯域振幅検出器は、１Ｈｚないし１０Ｈｚの間の帯域幅を有するバンドパス・フィルタを有することが好ましい。狭帯域バンドパス・フィルタの使用によって、７０ｄＢないし６０ｄＢの電力処理利得が得られる。この処理利得は、パイロット増幅器出力に現れるキャリア信号全てを約７０ｄＢだけ効果的に抑制し、キャリア・ブランキング技法(carrier blanking techniques)に頼ることなく、大きなキャリアが存在する場合でも、非常に低いレベルのパイロット信号の検出を可能とする。
【００１０】
可変周波数基準信号は、電圧制御発振器によって発生され、広い帯域幅、即ち、線形電力増幅器帯域幅および相互変調の相殺が必要な線形電力増幅器帯域幅の外側にある領域の帯域幅にわたって非常に迅速に掃引される。帯域幅が非常に狭いパイロット・トーン検出器によって、先に論じたように処理が行われ信号利得が得られる。
【００１１】
第２図は、本発明の一実施例を示す。図において、電力増幅器４が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路４２に、複数のコード分割多元接続信号のような入力信号４０を入力する。入力信号４０は、例えば、１．２３ＭＨｚ帯域幅チャネルのような複数のＣＤＭＡ信号であり、例えば、９００ＭＨｚセルラ無線電話システムにおいて、チャネル分離が２５ＭＨｚまでの全帯域幅をカバーするチャネル幅にほぼ等しい。フィードフォワード増幅回路４２は、第１図に示したのと同一ブロックを多く含むので、同じ参照番号を与えることにする。別のパイロット・トーン発生器４４ブロックが、電力増幅器の入力信号の周波数帯域を含む規定された周波数帯域にわたって固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する。電圧制御発振器４８がランプ発生器５０によって制御され、場合によってはチャープ信号と呼ばれる急速掃引周波数変調（ＦＭ）信号を生成し、可変周波数基準信号５２を得て、パイロット・トーン発生器４４に送出する。パイロット・トーン発生器４４は、可変周波数基準信号５２を、クロック５６からの固定パイロット・トーン・クロック信号５４から得た１対の直交位相正弦波信号と混合し、可変周波数基準信号５２の周波数からは多少偏移した、固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン４６を生成する。
【００１２】
加えて、フィードフォワード増幅回路４２は、パイロット・トーン検出器５７および遅延ブロック５８を含む。遅延ブロック５８は、伝送線のコイルまたは遅延フィルタとすることができ、可変周波数基準信号５２をパイロット・トーン検出器５７に対して遅延させる。この遅延可変周波数基準信号５９を、パイロット・トーン検出器５７の局部発振器として用いる。この遅延可変周波数基準信号を、方向性カプラ１６からの出力と混合し、オフセット周波数の中間周波数信号（第４図参照）を生成する。
【００１３】
可変周波数遅延信号５２は、パイロット・トーン発生器４４，方向性カプラ８，主増幅器４，方向性カプラ１０，遅延ブロック１２，方向性カプラ１４および方向性カプラ１６を通過することによる電圧制御発振器４８の出力からの伝搬遅延に等しい時間期間だけ、遅延ブロック５８によって遅延を受ける。この遅延が必要なのは、本発明の目標の１つが、毎秒数百メガヘルツにもなり得る、最高可能レートで可変周波数基準信号５２を変調することであるためである。主ＲＦ経路を通過する遅延により、方向性カプラ１６における出力は、この高速ＦＭ掃引のため、パイロット・トーン発生器４４の出力とは異なる周波数となる。パイロット・トーン検出器５７への入力を遅延させることによって、遅延可変周波数基準信号５９内に具体化される対応の周波数シフトを誘発し、この周波数シフトを補償する。
【００１４】
第３図は、パイロット・トーン発生器４４の更に詳細なブロック図であり、デュアル・ディバイダ(dual divider)６０（またはサインおよびコサイン参照テーブル）によって分周された固定パイロット・トーン・クロック信号５４を示す。デュアル・ディバイダ６０は、固定パイロット・トーン・クロック信号５４を、１ｋＨｚというような可聴範囲の周波数に分周することが好ましい。デュアル・ディバイダ６０は、２つの出力が同相および直交（ＩおよびＱ）出力である、デュアル出力型ディバイダであることが好ましい。これらの出力は、ロー・パス・フィルタ６２，６４によって濾波され、単側波帯アップコンバータ（ＳＳＢＣ）６６への正弦波オフセット周波数信号６５ａ，６５ｂを生成する。ＳＳＢＣアップコンバータ６６は、同相および直交正弦波オフセット周波数信号６５ａ，６５ｂを、電圧制御発振器４８からの直交整相可変周波数基準信号５２と混合し、固定オフセット周波数パイロット・トーン４６を生成する。これは、可変周波数基準信号５２よりも、デュアル・ディバイダ６０からの出力周波数に等しい量だけ周波数が高く（または低く）、電圧制御発振器４８の周波数および望ましくない混合生成成分または逆側の側波帯周波数の出力を抑制する。
【００１５】
このように、パイロット・トーン発生器４４は、固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン４６を生成し、電力増幅器の入力信号の入力経路に注入する。デュアル・ディバイダ６０および側波帯アップコンバータ即ちミキサ６６を使用することにより、位相ロック・ループおよび関連するソフトウエアが不要となり、電力増幅回路の複雑性低下を促進し、増幅回路の小型化が可能となる。
【００１６】
加えて、他のフィードフォワード増幅回路はＤＣオフセットを排除しない。パイロット・トーン発生器４４におけるアップコンバータ６６およびパイロット・トーン検出器５７におけるミキサ７０の使用により、潜在的なＤＣオフセットの問題を解消するのに役立つ。
【００１７】
第４図は、遅延可変周波数基準信号５９および方向性カプラ１６からの出力７１を受信するミキサ７０を有する、パイロット・トーン検出器５７のブロック図である。ミキサ７０は、方向性カプラ１６からの線形電力増幅器出力７１のサンプルおよび遅延可変周波数基準信号を混合し、中間周波数（ＩＦ）出力７２を発生する。ミキサ７０のＩＦ出力７２は、第３図におけるデュアル・ディバイダ６０の出力と同じ周波数に設定されている。広帯域バンドパス・フィルタ７４においてＩＦ出力７２を濾波し、後段の増幅器７６の過剰負荷を回避する。広帯域バンドパス・フィルタ７４は、ＩＦ出力７２を濾波し、電圧制御発振器４８が方向性カプラ１６から来るキャリア信号を越えて掃引する際に生成される、望ましくない周波数における大きな信号を除去する。バンドパス・フィルタ７４は、ダイナミック・レンジの制限はないが、その帯域幅が所望の帯域幅よりも数桁高い、受動フィルタであることが好ましい。バンドパス・フィルタ７４からの出力は、増幅器７６によって増幅され、狭帯域振幅検出器７７によって受信される。狭帯域振幅検出器７７は、狭帯域バンドパス・フィルタ７８を含み、検出器８２のダイナミック・レンジ以内の最終的な所望の帯域幅および振幅を有する出力信号８０を生成する。狭帯域バンドパス・フィルタ７８は、約１Ｈｚないし１０Ｈｚの帯域幅を有する。また、狭帯域バンドパス・フィルタ７８は、クロック５６からの固定パイロット・トーン・クロック信号５４も受信し、パイロット・トーン検出器５７をパイロット・トーン発生器４４と同期させ、パイロット・トーン検出器５７が、パイロット・トーン発生器４４によって発生した固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン信号４６のオフセットを得ることを可能にする。代替実施例では、パイロット・トーン検出器４４が信号６５ａ，６５ｂの固定オフセット周波数に予め同調されているのであれば、固定パイロット・トーン・クロック信号５４をパイロット・トーン検出器４４に送る必要はない。
【００１８】
次に、検出器８２は、狭帯域バンドパス・フィルタ７８からの出力信号の電力を検出し、その電力レベルをＤＣレベルに変換する。検出器８２は、方向性カプラ１６からの増幅出力信号内の平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを検出する。次に、検出器８２からの出力は、ロー・パス・フィルタ８４を通過し、即ち、ロー・パス・フィルタ８４によって平均化され、コントローラ８６（第２図参照）に送られる。ロー・パス・フィルタ８４からの出力は、検出したパイロット・レベルの指示である。
【００１９】
前述のように、狭帯域バンドパス・フィルタ７８は、１Ｈｚないし１０Ｈｚ間の帯域幅を有する狭帯域周波数バンドパス・フィルタであることが好ましい。狭い帯域幅要件のために、バンドパス・フィルタ７８は高いＱファクタを有する必要がある。このレベルのＱおよび可聴周波数における帯域幅を得る１つの方法は、能動フィルタを用いることである。別の代替案は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器を用いて増幅器７６の出力をディジタル化し、ディジタル信号プロセッサを用いて、構成部品７８，検出器８２およびロー・パス・フィルタ８４が行なう濾波および検出機能をディジタル的に実行することである。ディジタル信号プロセッサを用いる場合、そのフィルタ通過帯域をミキサ７０からのダウン・コンバートしたパイロット信号と同期させるために、クロック５６からの入力が必要となる。また、ディジタル信号プロセッサは、多周波数濾波および検出というような、一層高度な機能も備え、望ましければ追加の濾波にも対処することができる。
【００２０】
第２図を再び参照すると、方向性カプラ１６からの出力７１はパイロット・トーン検出器５７に伝達され、ここでパイロット・トーン検出出力信号８５が発生する。パイロット・トーン検出出力信号８５は、主増幅器出力経路内の平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを表わす。当技術分野では既知であるが、パイロット・トーン検出出力信号８５は、コントローラ８６が主増幅器出力経路内の平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを決定するために用いる。検出に応答して、コントローラ８６は、当技術分野では既知のように、利得および位相調節器２４の利得および位相特性を調節し、信号７１内にあるパイロット・トーン信号，したがって電力増幅器４によって混入された歪みの双方を排除する。パイロット・トーン検出出力信号８５から判定されたエラー信号の振幅および位相は、振幅および位相調節器２４において修正され、エラー増幅器２６において増幅され、方向性カプラ１４に導かれ、ここで方向性カプラ１０および遅延１２を通過した主増幅器４の出力から減算される。遅延１２の時間遅延は、方向性カプラ２２，利得および位相調節器２４およびエラー増幅器２６を通過することによる信号遅延を補償するように設定される。エラー信号の振幅および位相が適正に調節されれば、主信号経路の歪み成分は相殺され、主信号経路の出力６には正しい信号が得られる。
【００２１】
コントローラ８６は、ディジタル電圧計のようなアナログ／ディジタル変換器で構成して、検出したパイロット・トーン・エネルギ・レベルをディジタル表現に変換することもでき、利得および位相調節器２４の利得および位相特性を調節するようにプログラムされたマイクロプロセッサがこれを用いることが可能となる。この手法の下では、所望の相殺度合を得る前に、連続する周波数で利得および位相調節を数回行なう必要はもはやない。代わりに、周波数掃引毎に１回パイロット・トーン・エネルギ・レベルをサンプリングし、これらの値同士の平均を取って平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを決定することにより、増幅器のネットワーク動作帯域全体におけるパイロット・トーンおよび歪み双方の相殺が同時に行われる。
【００２２】
尚、種々の態様における本発明のその他の変形および変更の実施も、当業者には明白であり、本発明は上述の特定実施例に限定される訳ではないことは理解されよう。例えば、コントローラは、マイクロプロセッサで制御する装置である必要はない。したがって、本発明は、ここに開示し特許請求する基本的原理の精神および範囲に該当する変更，変形，または等価物のいずれもそして全てを包含するものと見なす。
【図面の簡単な説明】
【図１】周波数掃引パイロット・トーン歪み低減を備えた従来技術のフィードフォワード増幅回路のブロック図。
【図２】電力増幅器が発生する歪みを低減する、本発明の一実施例によるフィードフォワード増幅回路。
【図３】本発明の一実施例によるパイロット・トーン発生器の一実施例を全体的に示すブロック図。
【図４】本発明の一実施例によるパイロット・トーン検出器の一実施例を全体的に示すブロック図。

Claims

電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路であって：
可変周波数基準信号および固定パイロット・トーン・クロック信号の関数として、前記電力増幅器の入力信号と少なくとも同じ周波数帯域の固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する手段であって、前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンは前記電力増幅器の入力信号の主信号経路に注入されるところの生成手段；
前記可変周波数基準信号に動作可能に結合され、前記可変周波数基準信号を遅延させる遅延手段；および
前記電力増幅器の出力経路および前記遅延手段に動作可能に結合され、１ないし１０Ｈｚの帯域幅を有する狭帯域バンドパス・フィルタより成る狭帯域振幅検出器を用いることによって、前記出力経路内において前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを検出し、前記入力信号と少なくとも同じ周波数帯域における前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンの検出を容易にする検出手段；
から成ることを特徴とするフィードフォワード増幅回路。
前記入力信号は、少なくとも１つの符号分割多元接続信号から成ることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワード増幅回路。
前記検出手段は、前記固定パイロット・トーン・クロック信号に動作可能に結合され、前記生成手段および前記検出手段の同期機能を強化し、前記検出手段が前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンのオフセットを得られるようにすることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワード増幅回路。
前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを検出する前記検出手段は、前記遅延手段からの遅延可変周波数基準信号を、前記出力経路からの増幅器出力と混合し、中間周波数（ＩＦ）出力を発生する手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワード増幅回路。
前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する前記生成手段は、前記可変周波数基準信号およびオフセット周波数信号を混合し、前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを生成する手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワード増幅回路。
電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路であって：
可変周波数基準信号および固定パイロット・トーン・クロック信号の関数として、前記電力増幅器の入力信号と少なくとも同じ周波数帯域の固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する手段であって、前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンは前記電力増幅器の入力信号の入力経路に注入されるところの生成手段；
前記可変周波数基準信号に動作可能に結合され、前記可変周波数基準信号を遅延させる遅延手段；および
前記電力増幅器の出力経路，前記遅延手段および前記固定パイロット・トーン・クロック信号に動作可能に結合され、１Ｈｚないし１０Ｈｚの帯域幅を有する狭帯域振幅検出器を用いることによって、前記出力経路内において前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを検出し、前記入力信号と少なくとも同じ周波数帯域における前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンの検出を容易にする手段であって、前記可変周波数基準信号に位相ロックされていないところの検出手段；
から成ることを特徴とする、フィードフォワード増幅回路。
前記検出手段は、前記固定パイロット・トーン・クロック信号に動作可能に結合され、前記生成手段および前記検出手段の同期機能を強化し、前記検出手段が前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンのオフセットを得られるようにすることを特徴とする、請求項６に記載のフィードフォワード増幅回路。
前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを検出する前記検出手段は、前記遅延手段からの遅延可変周波数基準信号を、前記出力経路からの増幅器出力と混合し、中間周波数（ＩＦ）出力を発生する手段を含むことを特徴とする、請求項６に記載のフィードフォワード増幅回路。
前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する前記生成手段は、前記可変周波数基準信号およびオフセット周波数信号を混合し、前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを生成する手段を含むことを特徴とする、請求項６に記載のフィードフォワード増幅回路。