JP2002509375A - 掃引パイロット・トーンによって電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 フィードフォワード増幅ネットワーク（４２）は、入力信号（４０）と少なくとも同じ周波数帯域において固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン（４６）を発生する。固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン（４６）は、可変周波数基準信号（５２）および固定パイロット・トーン・クロック信号（５４）の関数である。位相ロック・ループ構成の代わりに、ミキサ構成（６６，７０）によって、固定周波数オフセットを掃引範囲において確実に発生可能とするように構成する。加えて、フィードフォワード増幅ネットワーク（２）は遅延（５８）を組み込む。遅延を可変周波数基準信号（５２）に追加し、パイロット・トーン発生器（５７）およびパイロット・トーン検出器（５７）が狭帯域において同期するようにパイロット・トーン検出器（５７）がこれを用い、比較的互いに接近している符号分割多元接続チャネルが存在する場合のパイロット・トーン検出に対処する。

Description

【発明の詳細な説明】

（発明の分野） 本発明は、一般的に、電力増幅器に関し、更に特定すれば、フィードフォワー
ドを用いて、電力増幅器の動作中に発生する歪みを低減する電力増幅回路に関す
るものである。 （発明の分野） 電力増幅器は、その伝達特性においてある程度の非線形性を有する。この非線
形性のために出力信号に歪みが生じ、もはや入力信号の完全な複製ではなくなっ
てしまう。この歪みは、相互変調成分(intermodulation products)として知られ
る種々の信号成分を生成する。相互変調成分は、干渉，クロス・トーク，および
増幅器を用いるシステムの性能にその他の有害な影響の原因となるので、望まし
くない。歪みを低減するフィードフォワード増幅は既知であり、無線周波数増幅
器に適用され成功している。フィードフォワード増幅器は、典型的に、電力増幅
器が発生する歪みを分離し、反転させた歪みを電力増幅器の出力に付加し、利得
，位相および遅延を調節して、最大限の相殺を図る。

【０００１】 既知のフィードフォワード手法に、検査信号即ちパイロット信号を使用し、こ
れを電力増幅器の主信号経路に注入するものがある。増幅器の出力において検出
されたときのパイロット信号の大きさを自動制御回路が用いて、増幅器のエラー
補正経路において信号の利得および位相を調節し、パイロットおよび電力増幅器
に起因する歪み双方を排除する。この種の増幅器に伴う問題として、これら増幅
器は単一のパイロット・トーンのみを注入するので、広い帯域幅にわたって相互
変調成分を相殺するという策が効を奏さないことがあげられる。その結果、他の
有用なフィードフォワード増幅回路には、連続可変の周波数掃引パイロット・ト
ーン信号の使用を含むものもある。

【０００２】 かかる既知のシステムの１つを第１図に概略的に示す。これは、本譲受人に譲
渡された米国特許番号第５，１３０，６６３号に開示されている。かかるシステ
ムでは、複数のＲＦキャリアで構成されている入力信号が、方向性カプラ２によ
って、２本の信号経路間で導出される。主信号経路では、入力信号は主増幅器４
において増幅され、方向性カプラ８，方向性カプラ１０，遅延１２，および方向
性カプラ１４，１６を経由して出力６に送出される。入力信号は、フィードフォ
ワード信号経路において遅延回路１８によって遅延され、歪みを混入することな
く位相および利得調節器２０によって位相および利得を調節される。遅延ブロッ
ク１８は、主増幅器および方向性カプラ１０による信号遅延を補償するように設
定されている。方向性カプラ１０，２２は、歪み成分を有する信号の部分を、フ
ィードフォワード信号と結合させる。フィードフォワード入力信号の振幅および
位相が適正に調節されれば、方向性カプラ１０からの増幅信号のキャリア成分は
、フィードフォワード入力信号のキャリア成分を相殺し、方向性カプラ２２の出
力にエラー信号が得られる。このプロセスは、多くの場合、キャリア相殺(carri
er cancellation) と呼ばれている。

【０００３】 振幅および位相調節器２４においてエラー信号の振幅および位相を修正し、エ
ラー増幅器２６において増幅し、方向性カプラ１４に導き、ここで方向性カプラ
１０および遅延１２を介した主増幅器４の出力からエラー信号を減算する。遅延
１２の時間遅延は、方向性カプラ２２，利得および位相調節器２４ならびにエラ
ー増幅器２６による信号遅延を補償するように設定する。エラー信号の振幅およ
び位相が適正に調節されれば、主信号経路の歪み成分は相殺され、主信号経路の
出力６には正しい信号が得られる。適正な歪み相殺を確保するために、パイロッ
ト・トーン発生器２８は、周波数掃引パイロット・トーン信号３０を生成し、方
向性カプラ８を介して入力信号の経路に注入し、主増幅器４まで伝達する。パイ
ロット・トーン信号の振幅は、主増幅器４が発生する歪み成分のレベルと等しく
なるように制御される。その結果、方向性カプラ２２の出力におけるエラー信号
は、主増幅器４が混入する歪み成分およびパイロット・トーン信号３０を実質的
に表わすものとなる。

【０００４】 パイロット・トーンの相殺の範囲を決定するために、狭帯域パイロット・トー
ン受信機とすることが可能なパイロット・トーン検出器３２は、局部発信信号３
４によって、パイロット・トーン発生器２８と位相ロック、即ち、同期化される
。パイロット・トーン発生器２８およびパイロット・トーン検出器３２は、同じ
基準信号３４によって動作し、入力信号の周波数が十分に離れてキャリア間にお
いてパイロット・トーン信号の検出が可能であれば、主増幅器の出力経路上に余
計な信号が存在していたとしても、パイロット・トーン信号を識別することがで
きる。

【０００５】 しかしながら、かかるシステムでは、入力信号が、周波数および振幅が互いに
近接したキャリアを含み、キャリアからの電力が均一に拡散されるような場合に
、問題が生ずる。その結果、キャリア電力がパイロット・トーン受信機を動作不
能にする(overwhelm)虞れがある。かかる問題は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ ）チャネルを採用した無線電話システムにこのシステムを用いる場合にも発生す
る可能性がある。かかるチャネルでは、パイロット・トーン検出器は、一層厳格
で接近したキャリア・スペクトルに対して、適切に同期を取り損なう可能性があ
る。何故なら、変動する入力信号のキャリア間において、他の場合であれば生ず
るギャップが、このシステムには得られないからである。したがって、前述のよ
うなシステムは、マルチ・チャネルＣＤＭＡ入力信号の全帯域幅が存在する間、
困難が生ずる可能性がある。

【０００６】 またかかるシステムは、典型的に、パイロット発生器およびパイロット・トー
ン検出器に複素周波数シンセサイザを利用し、典型的に、パイロット・トーン発
生器およびパイロット・トーン検出器間で共通基準信号をロックするために位相
ロック・ループを用いている。かかる設計は、基準信号周波数を掃引する場合、
混入するエラーが時と共に増大する可能性がある。何故なら、パイロット・トー
ン発生器およびパイロット・トーン検出器間で分周比が異なるため、位相ロック
・ループ周波数が整合から外れる可能性があるからである。更に、コスト効率を
一層高め、同じプリント回路ボード上に追加の構造および回路を実装可能とする
小型化した増幅器が求められている。

【０００７】 別の種類のフィードフォワード増幅器が、米国特許番号第５，５２８，１９６
号に開示されている。かかるシステムは、動作周波数帯域の外側にあるが、シス
テムの通過帯域内にあるパイロット信号を採用し、全体的に固定周波数パイロッ
ト・トーン信号を用いている。この設計は、位相ロック・ループ構成の代わりに
、ミキサ構成を利用しているが、パイロット・トーン検出器にバンドパス・フィ
ルタを利用し、必要な帯域を横切るパイロット信号周波数の掃引を防止すること
ができる。また、所望の信号を増幅する場合に線形増幅器がどのように動作する
か（歪みを生ずるか）について一層精度高く表わすために、動作周波数帯域全域
に拡散するパイロット信号を用いることが望ましい。

【０００８】 更に、現行のパイロット・トーン整合方式は、一般に、大量の無線周波数ハー
ドウエアおよび精巧な制御ソフトウエアを必要とし、この制御ソフトウエアを実
現するためにハイ・エンド・マイクロプロセッサが必要となる。回路の玄弧サイ
ズ(sheer size)は、今後生産される製品に２００％ないし４００％の小型化を要
求する問題を生ずる。

【０００９】 したがって、パイロット・トーン相殺技法を利用して電力増幅器が発生する歪
みを低減し、キャリアの周波数が比較的近接し合っている入力信号を有するシス
テムにおいて歪み低減の改善を可能とするフィードフォワード増幅回路が必要と
されている。また、かかるシステムおよび方法が、電力増幅器への入力信号と同
じ周波数帯域内のパイロット・トーンを用いて歪みを検出し低減するのであれば
、効果的であろう。加えて、かかるシステムは、コスト上の利点をもたらし、小
型化した増幅器を所望のシステムに実現することができるとよいであろう。 （好適実施例の詳細な説明） 電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路は、電力増
幅器への入力信号と少なくとも同じ周波数帯域において固定オフセット周波数掃
引パイロット・トーンを発生するパイロット・トーン発生器を用いる。固定オフ
セット周波数掃引パイロット・トーンは、可変周波数基準信号および固定パイロ
ット・トーン・クロック信号の関数である。位相ロック・ループ構成の代わりに
ミキサ構成を用いることにより、掃引可変周波数基準信号の周波数には無関係に
、固定周波数オフセットが固定状態に確実に留まるように動作させる。加えて、
フィードフォワード増幅回路は遅延を組み込む。遅延を可変周波数基準信号に追
加し、パイロット・トーン発生器およびパイロット・トーン検出器が狭帯域にお
いて同期するようにパイロット・トーン検出器がこれを用い、比較的互いに接近
しているキャリアまたはチャネルが存在する場合のパイロット・トーン検出に対
処する。このように、パイロット・トーン検出器は、狭帯域振幅検出器を用いて
、入力信号と少なくとも同じ周波数帯域において固定オフセット周波数掃引パイ
ロット・トーンの検出を容易にする。限定としてではないが、狭帯域振幅検出器
は、１Ｈｚないし１０Ｈｚの間の帯域幅を有するバンドパス・フィルタを有する
ことが好ましい。狭帯域バンドパス・フィルタの使用によって、７０ｄＢないし
６０ｄＢの電力処理利得が得られる。この処理利得は、パイロット増幅器出力に
現れるキャリア信号全てを約７０ｄＢだけ効果的に抑制し、キャリア・ブランキ
ング技法(carrier blanking techniques)に頼ることなく、大きなキャリアが存 在する場合でも、非常に低いレベルのパイロット信号の検出を可能とする。

【００１０】 可変周波数基準信号は、電圧制御発振器によって発生され、広い帯域幅、即ち
、線形電力増幅器帯域幅および相互変調の相殺が必要な線形電力増幅器帯域幅の
外側にある領域の帯域幅にわたって非常に迅速に掃引される。帯域幅が非常に狭
いパイロット・トーン検出器によって、先に論じたように処理が行われ信号利得
が得られる。

【００１１】 第２図は、本発明の一実施例を示す。図において、電力増幅器４が発生する歪
みを低減するフィードフォワード増幅回路４２に、複数のコード分割多元接続信
号のような入力信号４０を入力する。入力信号４０は、例えば、１．２３ＭＨｚ
帯域幅チャネルのような複数のＣＤＭＡ信号であり、例えば、９００ＭＨｚセル
ラ無線電話システムにおいて、チャネル分離が２５ＭＨｚまでの全帯域幅をカバ
ーするチャネル幅にほぼ等しい。フィードフォワード増幅回路４２は、第１図に
示したのと同一ブロックを多く含むので、同じ参照番号を与えることにする。別
のパイロット・トーン発生器４４ブロックが、電力増幅器の入力信号の周波数帯
域を含む規定された周波数帯域にわたって固定オフセット周波数掃引パイロット
・トーンを発生する。電圧制御発振器４８がランプ発生器５０によって制御され
、場合によってはチャープ信号と呼ばれる急速掃引周波数変調（ＦＭ）信号を生
成し、可変周波数基準信号５２を得て、パイロット・トーン発生器４４に送出す
る。パイロット・トーン発生器４４は、可変周波数基準信号５２を、クロック５
６からの固定パイロット・トーン・クロック信号５４から得た１対の直交位相正
弦波信号と混合し、可変周波数基準信号５２の周波数からは多少偏移した、固定
オフセット周波数掃引パイロット・トーン４６を生成する。

【００１２】 加えて、フィードフォワード増幅回路４２は、パイロット・トーン検出器５７
および遅延ブロック５８を含む。遅延ブロック５８は、伝送線のコイルまたは遅
延フィルタとすることができ、可変周波数基準信号５２をパイロット・トーン検
出器５７に対して遅延させる。この遅延可変周波数基準信号５９を、パイロット
・トーン検出器５７の局部発振器として用いる。この遅延可変周波数基準信号を
、方向性カプラ１６からの出力と混合し、オフセット周波数の中間周波数信号（
第４図参照）を生成する。

【００１３】 可変周波数遅延信号５２は、パイロット・トーン発生器４４，方向性カプラ８
，主増幅器４，方向性カプラ１０，遅延ブロック１２，方向性カプラ１４および
方向性カプラ１６を通過することによる電圧制御発振器４８の出力からの伝搬遅
延に等しい時間期間だけ、遅延ブロック５８によって遅延を受ける。この遅延が
必要なのは、本発明の目標の１つが、毎秒数百メガヘルツにもなり得る、最高可
能レートで可変周波数基準信号５２を変調することであるためである。主ＲＦ経
路を通過する遅延により、方向性カプラ１６における出力は、この高速ＦＭ掃引
のため、パイロット・トーン発生器４４の出力とは異なる周波数となる。パイロ
ット・トーン検出器５７への入力を遅延させることによって、遅延可変周波数基
準信号５９内に具体化される対応の周波数シフトを誘発し、この周波数シフトを
補償する。

【００１４】 第３図は、パイロット・トーン発生器４４の更に詳細なブロック図であり、デ
ュアル・ディバイダ(dual divider)６０（またはサインおよびコサイン参照テー
ブル）によって分周された固定パイロット・トーン・クロック信号５４を示す。
デュアル・ディバイダ６０は、固定パイロット・トーン・クロック信号５４を、
１ｋＨｚというような可聴範囲の周波数に分周することが好ましい。デュアル・
ディバイダ６０は、２つの出力が同相および直交（ＩおよびＱ）出力である、デ
ュアル出力型ディバイダであることが好ましい。これらの出力は、ロー・パス・
フィルタ６２，６４によって濾波され、単側波帯アップコンバータ（ＳＳＢＣ）
６６への正弦波オフセット周波数信号６５ａ，６５ｂを生成する。ＳＳＢＣアッ
プコンバータ６６は、同相および直交正弦波オフセット周波数信号６５ａ，６５
ｂを、電圧制御発振器４８からの直交整相可変周波数基準信号５２と混合し、固
定オフセット周波数パイロット・トーン４６を生成する。これは、可変周波数基
準信号５２よりも、デュアル・ディバイダ６０からの出力周波数に等しい量だけ
周波数が高く（または低く）、電圧制御発振器４８の周波数および望ましくない
混合生成成分または逆側の側波帯周波数の出力を抑制する。

【００１５】 このように、パイロット・トーン発生器４４は、固定オフセット周波数掃引パ
イロット・トーン４６を生成し、電力増幅器の入力信号の入力経路に注入する。
デュアル・ディバイダ６０および側波帯アップコンバータ即ちミキサ６６を使用
することにより、位相ロック・ループおよび関連するソフトウエアが不要となり
、電力増幅回路の複雑性低下を促進し、増幅回路の小型化が可能となる。

【００１６】 加えて、他のフィードフォワード増幅回路はＤＣオフセットを排除しない。パ
イロット・トーン発生器４４におけるアップコンバータ６６およびパイロット・
トーン検出器５７におけるミキサ７０の使用により、潜在的なＤＣオフセットの
問題を解消するのに役立つ。

【００１７】 第４図は、遅延可変周波数基準信号５９および方向性カプラ１６からの出力７
１を受信するミキサ７０を有する、パイロット・トーン検出器５７のブロック図
である。ミキサ７０は、方向性カプラ１６からの線形電力増幅器出力７１のサン
プルおよび遅延可変周波数基準信号を混合し、中間周波数（ＩＦ）出力７２を発
生する。ミキサ７０のＩＦ出力７２は、第３図におけるデュアル・ディバイダ６
０の出力と同じ周波数に設定されている。広帯域バンドパス・フィルタ７４にお
いてＩＦ出力７２を濾波し、後段の増幅器７６の過剰負荷を回避する。広帯域バ
ンドパス・フィルタ７４は、ＩＦ出力７２を濾波し、電圧制御発振器４８が方向
性カプラ１６から来るキャリア信号を越えて掃引する際に生成される、望ましく
ない周波数における大きな信号を除去する。バンドパス・フィルタ７４は、ダイ
ナミック・レンジの制限はないが、その帯域幅が所望の帯域幅よりも数桁高い、
受動フィルタであることが好ましい。バンドパス・フィルタ７４からの出力は、
増幅器７６によって増幅され、狭帯域振幅検出器７７によって受信される。狭帯
域振幅検出器７７は、狭帯域バンドパス・フィルタ７８を含み、検出器８２のダ
イナミック・レンジ以内の最終的な所望の帯域幅および振幅を有する出力信号８
０を生成する。狭帯域バンドパス・フィルタ７８は、約１Ｈｚないし１０Ｈｚの
帯域幅を有する。また、狭帯域バンドパス・フィルタ７８は、クロック５６から
の固定パイロット・トーン・クロック信号５４も受信し、パイロット・トーン検
出器５７をパイロット・トーン発生器４４と同期させ、パイロット・トーン検出
器５７が、パイロット・トーン発生器４４によって発生した固定オフセット周波
数掃引パイロット・トーン信号４６のオフセットを得ることを可能にする。代替
実施例では、パイロット・トーン検出器４４が信号６５ａ，６５ｂの固定オフセ
ット周波数に予め同調されているのであれば、固定パイロット・トーン・クロッ
ク信号５４をパイロット・トーン検出器４４に送る必要はない。

【００１８】 次に、検出器８２は、狭帯域バンドパス・フィルタ７８からの出力信号の電力
を検出し、その電力レベルをＤＣレベルに変換する。検出器８２は、方向性カプ
ラ１６からの増幅出力信号内の平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを検
出する。次に、検出器８２からの出力は、ロー・パス・フィルタ８４を通過し、
即ち、ロー・パス・フィルタ８４によって平均化され、コントローラ８６（第２
図参照）に送られる。ロー・パス・フィルタ８４からの出力は、検出したパイロ
ット・レベルの指示である。

【００１９】 前述のように、狭帯域バンドパス・フィルタ７８は、１Ｈｚないし１０Ｈｚ間
の帯域幅を有する狭帯域周波数バンドパス・フィルタであることが好ましい。狭
い帯域幅要件のために、バンドパス・フィルタ７８は高いＱファクタを有する必
要がある。このレベルのＱおよび可聴周波数における帯域幅を得る１つの方法は
、能動フィルタを用いることである。別の代替案は、アナログ／ディジタル（Ａ
／Ｄ）変換器を用いて増幅器７６の出力をディジタル化し、ディジタル信号プロ
セッサを用いて、構成部品７８，検出器８２およびロー・パス・フィルタ８４が
行なう濾波および検出機能をディジタル的に実行することである。ディジタル信
号プロセッサを用いる場合、そのフィルタ通過帯域をミキサ７０からのダウン・
コンバートしたパイロット信号と同期させるために、クロック５６からの入力が
必要となる。また、ディジタル信号プロセッサは、多周波数濾波および検出とい
うような、一層高度な機能も備え、望ましければ追加の濾波にも対処することが
できる。

【００２０】 第２図を再び参照すると、方向性カプラ１６からの出力７１はパイロット・ト
ーン検出器５７に伝達され、ここでパイロット・トーン検出出力信号８５が発生
する。パイロット・トーン検出出力信号８５は、主増幅器出力経路内の平均パイ
ロット・トーン・エネルギ・レベルを表わす。当技術分野では既知であるが、パ
イロット・トーン検出出力信号８５は、コントローラ８６が主増幅器出力経路内
の平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを決定するために用いる。検出に
応答して、コントローラ８６は、当技術分野では既知のように、利得および位相
調節器２４の利得および位相特性を調節し、信号７１内にあるパイロット・トー
ン信号，したがって電力増幅器４によって混入された歪みの双方を排除する。パ
イロット・トーン検出出力信号８５から判定されたエラー信号の振幅および位相
は、振幅および位相調節器２４において修正され、エラー増幅器２６において増
幅され、方向性カプラ１４に導かれ、ここで方向性カプラ１０および遅延１２を
通過した主増幅器４の出力から減算される。遅延１２の時間遅延は、方向性カプ
ラ２２，利得および位相調節器２４およびエラー増幅器２６を通過することによ
る信号遅延を補償するように設定される。エラー信号の振幅および位相が適正に
調節されれば、主信号経路の歪み成分は相殺され、主信号経路の出力６には正し
い信号が得られる。

【００２１】 コントローラ８６は、ディジタル電圧計のようなアナログ／ディジタル変換器
で構成して、検出したパイロット・トーン・エネルギ・レベルをディジタル表現
に変換することもでき、利得および位相調節器２４の利得および位相特性を調節
するようにプログラムされたマイクロプロセッサがこれを用いることが可能とな
る。この手法の下では、所望の相殺度合を得る前に、連続する周波数で利得およ
び位相調節を数回行なう必要はもはやない。代わりに、周波数掃引毎に１回パイ
ロット・トーン・エネルギ・レベルをサンプリングし、これらの値同士の平均を
取って平均パイロット・トーン・エネルギ・レベルを決定することにより、増幅
器のネットワーク動作帯域全体におけるパイロット・トーンおよび歪み双方の相
殺が同時に行われる。

【００２２】 尚、種々の態様における本発明のその他の変形および変更の実施も、当業者に
は明白であり、本発明は上述の特定実施例に限定される訳ではないことは理解さ
れよう。例えば、コントローラは、マイクロプロセッサで制御する装置である必
要はない。したがって、本発明は、ここに開示し特許請求する基本的原理の精神
および範囲に該当する変更，変形，または等価物のいずれもそして全てを包含す
るものと見なす。

【図面の簡単な説明】

【図１】 周波数掃引パイロット・トーン歪み低減を備えた従来技術のフィードフォワー
ド増幅回路のブロック図。

【図２】 電力増幅器が発生する歪みを低減する、本発明の一実施例によるフィードフォ
ワード増幅回路。

【図３】 本発明の一実施例によるパイロット・トーン発生器の一実施例を全体的に示す
ブロック図。

【図４】 本発明の一実施例によるパイロット・トーン検出器の一実施例を全体的に示す
ブロック図。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路であって： 可変周波数基準信号および固定パイロット・トーン・クロック信号の関数とし
   て、前記電力増幅器の入力信号と少なくとも同じ周波数帯域の固定オフセット周
   波数掃引パイロット・トーンを発生する手段であって、前記周波数掃引パイロッ
   ト・トーンは前記電力増幅器の入力信号の主信号経路に注入されるところの生成
   手段； 前記可変周波数基準信号に動作可能に結合され、前記可変周波数基準信号を遅
   延させる遅延手段；および 前記電力増幅器の出力経路および前記遅延手段に動作可能に結合され、狭帯域
   振幅検出器を用いることによって、前記出力経路内において前記固定オフセット
   周波数掃引パイロット・トーンを検出し、前記入力信号と少なくとも同じ周波数
   帯域における前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンの検出を容易に
   する検出手段； から成ることを特徴とするフィードフォワード増幅回路。
2. 【請求項２】 前記狭帯域振幅検出器は、１ないし１０Ｈｚの帯域幅を有する狭帯域バンドパ
   ス・フィルタより成ることを特徴とする請求項１記載のフィードフォワード増幅
   回路。
3. 【請求項３】 前記入力信号は、少なくとも１つの符号分割多元接続信号から成ることを特徴
   とする請求項２記載のフィードフォワード増幅回路。
4. 【請求項４】 前記検出手段は、前記固定パイロット・トーン・クロック信号に動作可能に結
   合され、前記発生手段および前記検出手段の同期機能を強化し、前記検出手段が
   前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン信号のオフセットを得られる
   ようにすることを特徴とする請求項１記載のフィードフォワード増幅回路。
5. 【請求項５】 前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを検出する前記検出手段は
   、前記遅延手段からの遅延可変周波数基準信号を、前記出力経路からの増幅器出
   力と混合し、中間周波数（ＩＦ）出力を発生する手段を含むことを特徴とする請
   求項１記載のフィードフォワード増幅回路。
6. 【請求項６】 前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する前記生成手段は
   、前記可変周波数基準信号およびオフセット周波数信号を混合し、前記固定オフ
   セット周波数パイロット・トーンを生成する手段を含むことを特徴とする請求項
   １記載のフィードフォワード増幅回路。
7. 【請求項７】 電力増幅器が発生する歪みを低減するフィードフォワード増幅回路であって： 可変周波数基準信号および固定パイロット・トーン・クロック信号の関数とし
   て、前記電力増幅器の入力信号と少なくとも同じ周波数帯域の固定オフセット周
   波数掃引パイロット・トーンを発生する手段であって、前記周波数掃引パイロッ
   ト・トーンは前記電力増幅器の入力信号の入力経路に注入されるところの生成手
   段； 前記可変周波数基準信号に動作可能に結合され、前記可変周波数基準信号を遅
   延させる遅延手段；および 前記電力増幅器の出力経路，前記遅延手段および前記固定パイロット・トーン
   ・クロック信号に動作可能に結合され、１Ｈｚないし１０Ｈｚの帯域幅を有する
   狭帯域振幅検出器を用いることによって、前記出力経路内において前記固定オフ
   セット周波数掃引パイロット・トーンを検出し、前記入力信号と少なくとも同じ
   周波数帯域における前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンの検出を
   容易にする手段であって、前記可変周波数基準信号に位相ロックされていないと
   ころの検出手段； から成ることを特徴とするフィードフォワード増幅回路。
8. 【請求項８】 前記検出手段は、前記固定パイロット・トーン・クロック信号に動作可能に結
   合され、前記発生手段および前記検出手段の同期機能を強化し、前記検出手段が
   前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーン信号のオフセットを得られる
   ようにすることを特徴とする請求項７記載のフィードフォワード増幅回路。
9. 【請求項９】 前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを検出する前記検出手段は
   、前記遅延手段からの遅延可変周波数基準信号を、前記出力経路からの増幅器出
   力と混合し、中間周波数（ＩＦ）出力を発生する手段を含むことを特徴とする請
   求項７記載のフィードフォワード増幅回路。
10. 【請求項１０】 前記固定オフセット周波数掃引パイロット・トーンを発生する前記生成手段は
    、前記可変周波数基準信号およびオフセット周波数信号を混合し、前記固定オフ
    セット周波数パイロット・トーンを生成する手段を含むことを特徴とする請求項
    ７記載のフィードフォワード増幅回路。