JP4357547B2

JP4357547B2 - 変調回路

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Description

本発明は、変調回路に関するものである。

無線通信を行う送信機は、ベースバンド信号をローカル信号と掛け合わせ、ベースバンド信号を高周波信号（ＲＦ信号）に周波数変換する。送信機内でこのような周波数変換を行う変調回路としてはシングルバランスドミキサやダブルバランスドミキサを用いたものが知られている。

ダブルバランスドミキサを用いた変調回路では、ローカル信号の周波数が高くなるに伴って、ローカル信号がＲＦ出力に漏れだす、いわゆるローカルリークが大きくなるという問題が生じる。また、ダブルバランスドミキサを構成する２つの差動対の出力信号が互いに打ち消し合うことが困難になる。また、差動対を構成するトランジスタのベース・コレクタ間の寄生容量を介したローカル信号のリークも大きくなるため、ローカルリークが大きくなるという問題が発生する。

このローカルリークを避けるため、ベースバンド信号を一旦ＲＦ信号周波数より低い中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）に変換し、その後所定のＲＦ信号周波数に変換し、ＲＦ信号周波数成分のみ通過させるバンドパスフィルタを用いてＲＦ信号を分離する変調回路が提案されている。しかし、このような変調回路は変調器やローカル信号源を２つ必要とし、さらにＲＦ信号を分離するバンドパスフィルタも必要になるなど、回路規模が大きくなり、製造コストが増大するという欠点があった。

このような問題を解決するため、略同一なシングルバランスドミキサ（以下ＳＢＭとする）を２つ備え、第１のＳＢＭでＲＦ信号を正位相の変調信号に従って変調し、第２のＳＢＭで半波長遅延されたＲＦ信号を逆位相の変調信号に従って変調し、第１及び第２のＳＢＭの出力を混合してＲＦ信号に起因する漏洩成分を相殺するミキサ回路が提案されている（例えば特許文献１参照）。

しかしこのミキサ回路は、シングルバランスドミキサを用いて変調を行っているため、使用できる変調方式が、ＲＦ信号の位相反転がないＡＭ（Amplitude Modulation）変調やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調に限定される。従って、ＰＭ（Phase Modulation）変調やＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調のようなＲＦ信号の位相反転がある変調を行うことが出来ない。
特開２０００−２３６２２１号公報

本発明はＲＦ信号の位相反転がある変調方式に対応し、かつ製造コストを低減できる変調回路を提供することを目的とする。

本発明の一態様による変調回路は、変調入力信号を全波整流して出力する全波整流器と、前記変調入力信号が与えられ、極性を判定し、判定結果を出力するコンパレータと、ローカル信号及び前記判定結果が与えられ、前記判定結果に基づいて前記ローカル信号の極性を切り替えて出力する極性切り替え部と、前記全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する制御電流源と、エミッタがそれぞれ前記制御電流源に接続され、ベースに前記極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記ローカル信号が与えられ、コレクタからＲＦ変調出力を出力し、差動対を構成する第１及び第２のトランジスタと、を備えるものである。

また、本発明の一態様による変調回路は、変調入力信号を全波整流して出力する全波整流器と、前記変調入力信号が与えられ、極性を判定し、判定結果を出力するコンパレータと、ローカル信号及び前記全波整流器の出力が与えられ、前記全波整流器の出力レベルに基づいて前記ローカル信号のレベルを制御し、レベル制御ローカル信号として出力するゲイン制御アンプと、前記判定結果及び前記レベル制御ローカル信号が与えられ、前記判定結果に基づいて前記レベル制御ローカル信号の極性を切り替えて出力する極性切り替え部と、前記全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第１の制御電流源と、エミッタがそれぞれ前記第１の制御電流源に接続され、ベースに前記極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記レベル制御ローカル信号が与えられ、コレクタからＲＦ変調出力を出力し、差動対を構成する第１及び第２のトランジスタと、を備えるものである。

また、本発明の一態様による変調回路は、第１の変調入力信号を全波整流して出力する第１の全波整流器と、前記第１の変調入力信号が与えられ、極性を判定し、第１の判定結果を出力する第１のコンパレータと、第１のローカル信号及び前記第１の判定結果が与えられ、前記第１の判定結果に基づいて前記第１のローカル信号の極性を切り替えて出力する第１の極性切り替え部と、前記第１の全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第１の制御電流源と、エミッタがそれぞれ前記第１の制御電流源に接続され、ベースに前記第１の極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記第１のローカル信号が与えられ、差動対を構成する第１及び第２のトランジスタと、を有する第１の変調部と、第２の変調入力信号を全波整流して出力する第２の全波整流器と、前記第２の変調入力信号が与えられ、極性を判定し、第２の判定結果を出力する第２のコンパレータと、前記第１のローカル信号と位相が９０度異なる第２のローカル信号及び前記第２の判定結果が与えられ、前記第２の判定結果に基づいて前記第２のローカル信号の極性を切り替えて出力する第２の極性切り替え部と、前記第２の全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第２の制御電流源と、エミッタがそれぞれ前記第２の制御電流源に接続され、ベースに前記第２の極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記第２のローカル信号が与えられ、差動対を構成する第３及び第４のトランジスタと、を有する第２の変調部と、を備え、前記第１及び第３のトランジスタのコレクタからの出力、前記第２及び第４のトランジスタのコレクタからの出力をそれぞれ合成してＲＦ変調出力を出力するものである。

本発明によれば、ＲＦ信号の位相反転がある変調方式に対応し、かつ製造コストを低減できる。

以下、本発明の実施の形態による変調回路を図面に基づいて説明する。

（第１の実施形態）図１に本発明の第１の実施形態に係る変調回路の概略構成を示す。変調回路は変調信号入力端１、ローカル信号入力端２、全波整流器３、差動対４、制御電流源５、コンパレータ６、極性切り替え部７を備える。差動対４はエミッタが共に制御電流源５に接続されたＮＰＮトランジスタ４ａ、４ｂにより構成される。

変調信号入力端１から入力された変調信号は全波整流器３及びコンパレータ６に与えられる。全波整流器３は変調信号を全波整流し、制御電流源５に出力する。制御電流源５は与えられた信号（全波整流された変調信号）レベルに基づく電流を発生する。コンパレータ６は変調信号の極性を判定し、判定結果を極性切り替え部７に出力する。

ローカル信号入力端２から入力されたローカル信号は極性切り替え部７に与えられる。極性切り替え部７はコンパレータ６から出力される変調信号の極性判定結果に基づいてローカル信号の極性を切り替えて、トランジスタ４ａ、４ｂのベースへ出力する。

トランジスタ４ａ、４ｂ及び制御電流源５はシングルバランスドミキサを構成しており、極性が切り替えられたローカル信号と全波整流された変調信号との掛け算を行い、ＲＦ帯に変換した変調信号を出力する。

図２に極性切り替え部７の回路構成例を示す。極性切り替え部７は差動対７１〜７３、負荷抵抗７４、７５、差動変換部７６、電流源７７を備える。電流源７７の一端は接地線に接続される。差動対７１はベースにローカル信号が与えられ、エミッタが共に電流源７７の他端に接続されたＮＰＮトランジスタ７１ａ、７１ｂにより構成される。

差動対７２はエミッタが共にＮＰＮトランジスタ７１ａのコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタ７２ａ、７２ｂにより構成される。また、差動対７３はエミッタが共にＮＰＮトランジスタ７１ｂのコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタ７３ａ、７３ｂにより構成される。ＮＰＮトランジスタ７２ａ及び７３ｂのベース、ＮＰＮトランジスタ７２ｂ及び７３ａのベースがそれぞれ差動変換部７６に接続される。これにより、差動変換部７６により差動信号に変換されたコンパレータ６の出力が差動対７２、７３に与えられる。

ＮＰＮトランジスタ７２ａ及び７３ａのコレクタは共にＮＰＮトランジスタ４ａのベースに接続され、また、負荷抵抗７４を介して電源線７８に接続される。ＮＰＮトランジスタ７２ｂ及び７３ｂのコレクタは共にＮＰＮトランジスタ４ｂのベースに接続され、また、負荷抵抗７５を介して電源線７８に接続される。

このような回路構成にすることで、極性切り替え部７はコンパレータ６の出力の極性に応じてローカル信号の極性を切り替えて差動対４へ出力することができる。

この変調回路の各部からの出力信号波形の一例を図３に示す。図３（ａ）は変調信号入力端１に入力される変調信号波形、図３（ｂ）は全波整流器３の出力波形、図３（ｃ）はコンパレータ６の出力波形、図３（ｄ）はローカル信号入力端２に入力されるローカル信号波形、図３（ｅ）は極性切り替え部７の出力波形、図３（ｆ）は差動対４の出力波形を示す。

変調信号の極性に応じてローカル信号の極性を切り替え、それを用いて変調信号をＲＦ帯に変換するため、位相反転がある変調方式にも対応することができる。

また、差動対４及び制御電流源５により構成されるシングルバランスドミキサを用いているため、ローカルリークを低減することができる。

また、ローカル信号源は１つで良く、バンドパスフィルタも不要であるため、回路規模が低減され、製造コストを削減できる。

このように本実施形態による変調回路は、ＲＦ信号の位相反転がある変調方式に対応し、かつ製造コストを低減することができる。

（第１の比較例）第１の比較例による変調回路を図４に示す。第１の比較例による変調回路は差動対４１〜４３、負荷抵抗４４、４５、電流源４６を備える。差動対４１〜４３はそれぞれエミッタが共通接続された２つのＮＰＮトランジスタ４１ａ、ｂ〜４３ａ、ｂにより構成される。ＮＰＮトランジスタ４１ａ、ｂのエミッタは電流源４６に接続される。ＮＰＮトランジスタ４１ａのコレクタはＮＰＮトランジスタ４２ａ、ｂのエミッタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタ４１ｂのコレクタはＮＰＮトランジスタ４３ａ、ｂのエミッタに接続される。

差動対４１（ＮＰＮトランジスタ４１ａ、４１ｂのベース）には変調信号が与えられ、差動対４２、４３（ＮＰＮトランジスタ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂのベース）にはローカル信号が与えられる。

この変調回路はいわゆるダブルバランスドミキサを構成しており、差動対４２、４３からは変調されたＲＦ信号が出力される。

ＲＦ信号出力が絞られた（小さくされた）状態は差動対４２、４３の出力信号が互いに打ち消し合わされている状態である。しかしローカル信号の周波数が高くなると、トランジスタの性能のわずかな違い等により正確に打ち消し合わなくなる。また、ＮＰＮトランジスタ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂのベース−コレクタ間の寄生容量を介したローカル信号のリークが大きくなる。

ローカル信号周波数を５．８ＧＨｚ、１００ＭＨｚとした場合のＲＦ出力のシミュレーション結果を図５に示す。シミュレーションは変調度１００％のＡＭ変調とした。図５に示すように、ローカル信号の周波数増加に伴い、ローカルリークが大きくなることが分かる。

このように第１の比較例による変調回路（いわゆるダブルバランスドミキサ）ではローカル信号周波数増加に伴いローカルリークが増大する。

一方、上記第１の実施形態による変調回路はシングルバランスドミキサによりＲＦ出力を行うため、ローカルリークを極めて小さく出来る。

（第２の比較例）第２の比較例による変調回路を図６に示す。第２の比較例による変調回路はローカル信号源６１、６２、変調器６３、６４、バンドパスフィルタ６５を有する。ローカル信号源６１は周波数５００ＭＨｚのローカル信号を変調器６３へ出力する。また、ローカル信号源６２は周波数５．３ＧＨｚのローカル信号を変調器６４へ出力する。

この変調回路は変調信号を変調器６３にて一旦５００ＭＨｚに変換し、その後変調器６４にて変調を行い周波数５．８ＧＨｚのＲＦ信号を出力する。変調器６４の出力に含まれるローカルリーク成分は５．３ＧＨｚであるため、５．８ＧＨｚ帯のバンドパスフィルタ６５によりＲＦ信号とローカルリーク成分を分離する。

しかし、この変調回路は変調器、ローカル信号源が２つ必要であり、またバンドパスフィルタも必要となるため、回路規模が大きくなり、製造コストが増大する。

一方、上記第１の実施形態による変調回路はローカル信号源は１つのみであり、バンドパスフィルタも不要であることから、製造コストを低減することができる。

このように本実施形態による変調回路は、ローカルリークを低減することができる。また、ＲＦ信号の位相反転がある変調方式に対応し、かつ製造コストを低減することができる。

（第２の実施形態）図７に本発明の第２の実施形態に係る変調回路の概略構成を示す。変調回路は変調信号入力端１０１、ローカル信号入力端１０２、全波整流器１０３、差動対１０４、制御電流源１０５、コンパレータ１０６、極性切り替え部１０７、ゲイン制御アンプ１０８を備える。差動対１０４はエミッタが共に制御電流源１０５に接続されたＮＰＮトランジスタ１０４ａ、１０４ｂにより構成される。

変調信号入力端１０１から入力された変調信号は全波整流器１０３及びコンパレータ１０６に与えられる。全波整流器１０３は変調信号を全波整流し、制御電流源１０５及びゲイン制御アンプ１０８に出力する。コンパレータ１０６は変調信号の極性を判定し、判定結果を極性切り替え部１０７に出力する。

ローカル信号入力端１０２から入力されたローカル信号はゲイン制御アンプ１０８を介して極性切り替え部７に与えられる。ゲイン制御アンプ１０８は全波整流器１０３の出力（全波整流された変調信号）レベルに基づいてゲイン制御を行ったローカル信号（レベル制御ローカル信号）を出力する。

極性切り替え部１０７はコンパレータ１０６の出力（変調信号の極性判定結果）に基づいてゲイン制御アンプ１０８から出力されたローカル信号（レベル制御ローカル信号）の極性を切り替え、差動対１０４（トランジスタ１０４ａ、１０４ｂのベース）へ出力する。

トランジスタ１０４ａ、１０４ｂ及び制御電流源１０５はシングルバランスドミキサを構成しており、極性が切り替えられたローカル信号（レベル制御ローカル信号）と全波整流された変調信号との掛け算を行い、ＲＦ帯に変換した変調信号を出力する。

図８に極性切り替え部１０７及びゲイン制御アンプ１０８の回路構成例を示す。極性切り替え部１０７は差動対７０１、７０２、負荷抵抗７０３、７０４、差動変換部７０５を備える。また、ゲイン制御アンプ１０８は差動対８０１及び制御電流源８０２を備える。

差動対８０１は、ベースにローカル信号が与えられ、エミッタが共に制御電流源８０２の一端に接続されたＮＰＮトランジスタ８０１ａ、８０１ｂにより構成される。制御電流源８０２は全波整流器１０３の出力が与えられ、この出力レベルに応じた電流を発生する。制御電流源８０２の他端は接地される。

差動対７０１はエミッタが共にＮＰＮトランジスタ８０１ａのコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタ７０１ａ、７０１ｂにより構成される。また、差動対７０２はエミッタが共にＮＰＮトランジスタ８０１ｂのコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタ７０２ａ、７０２ｂにより構成される。ＮＰＮトランジスタ７０１ａ及び７０２ｂのベース、ＮＰＮトランジスタ７０１ｂ及び７０２ａのベースがそれぞれ差動変換部７０５に接続される。これにより、差動変換部７０５により差動信号に変換されたコンパレータ１０６の出力が差動対７０１、７０２に与えられる。

ＮＰＮトランジスタ７０１ａ及び７０２ａのコレクタは共にＮＰＮトランジスタ１０４ａのベースに接続され、また、負荷抵抗７０３を介して電源線７０６に接続される。ＮＰＮトランジスタ７０１ｂ及び７０２ｂのコレクタは共にＮＰＮトランジスタ１０４ｂのベースに接続され、また、負荷抵抗７０４を介して電源線７０６に接続される。

このような回路構成にすることで、極性切り替え部１０７から、コンパレータ１０６の出力（変調信号の極性判定結果）に応じて極性が切り替えられ、全波整流器１０３の出力レベルに応じた信号レベルのローカル信号を差動対１０４へ出力することができる。

また、差動対１０４及び制御電流源１０５により構成されるシングルバランスドミキサを用いているため、ローカルリークを低減することができる。

また、ローカル信号源は１つで良く、バンドパスフィルタも不要であり、回路規模を削減し、製造コストを低減できる。

この変調回路のようにシングルバランスドミキサを用いている場合、ＲＦ出力が大きい時は差動対１０４を流れる電流は大きく、ＲＦ出力を絞っている（ＲＦ出力が小さい）時は差動対１０４を流れる電流は小さく設定される。差動対１０４のローカル信号入力端を見込んだ時の入力容量Ｃ_πは、

と表せることが知られている。ここでτ_Ｆはバイポーラトランジスタにおけるキャリアのベース走行時間、ｑは電子の電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｉｃは差動対のトランジスタに流れる電流、Ｃｊｅはトランジスタのベース−エミッタ間の接合容量である。つまり、差動対１０４にある程度の電流を流した状態では入力容量Ｃ_πは、差動対１０４を流れる電流値に略比例することが分かる。

このため、変調信号レベルに応じて変化する入力容量に追従して、差動対１０４に与えられるローカル信号レベルを変化させることで、差動対１０４のベース入力端で見たときのローカル信号振幅を適正レベルに保つことができる。

これにより、ＲＦ出力が絞られている場合、差動対１０４のベース入力端の入力容量が小さくなったことに応じて、差動対１０４に与えられるローカル信号レベルを適切に絞ることになり、ローカルリークをさらに低減することができる。

一方、ＲＦ出力レベルが大きい場合、差動対１０４のベース入力端の入力容量も大きくなるが、このときは差動対１０４に与えられるローカル信号レベルも大きくなるため、差動対１０４のベース入力端を十分に駆動することができる。従って、ＲＦ出力が大きいときでも、差動対１０４のベース入力端でのローカル信号レベルを適切に保つことができ、ローカル信号レベル不足による変調効率低下を防止し、変調回路の変調特性の直線性を十分に保つことができる。

このように、本実施形態による変調回路はＲＦ信号の位相反転がある変調方式に対応し、かつ製造コストを低減することができる。また、ＲＦ出力レベルに応じてシングルバランスドミキサ（差動対１０４）に与えるローカル信号レベルを調整するため、変調特性の直線性を保ち、かつローカルリークをさらに低減することができる。

（第３の実施形態）本発明の第３の実施形態に係る変調回路の概略構成を図９に示す。変調回路は２つの変調部９１０、９２０を有する。変調部９１０、９２０はそれぞれ図１に示す上記第１の実施形態による変調回路と同様の構成になっている。この変調回路では、変調部９１０がＩ変調、変調部９２０がＱ変調を行うＩＱ変調回路として動作する。

変調部９１０の変調信号入力端９１１にはＩ相用変調信号が入力され、ローカル信号入力端９１２にはＩ相用ローカル信号が入力される。変調部９１０内の各部の動作は上記第１の実施形態と同様なので説明を省略する。変調部９１０（差動対９１４）からはＩ相用変調信号の極性に応じて極性が切り替えられたＩ相用ローカル信号を用いてＲＦ帯に変換された変調信号が出力される。

変調部９２０の変調信号入力端９２１にはＱ相用変調信号が入力され、ローカル信号入力端９２２にはＱ相用ローカル信号が入力される。Ｑ相用ローカル信号はＩ相用ローカル信号と周波数が同じで、位相が９０度異なる信号である。変調部９２０内の各部の動作は上記第１の実施形態と同様なので説明を省略する。変調部９２０（差動対９２４）からはＱ相用変調信号の極性に応じて極性が切り替えられたＱ相用ローカル信号を用いてＲＦ帯に変換された変調信号が出力される。

この変調回路は、出力端９０１において変調回路９１０、９２０の出力が加算されて出力されるため、ＩＱ変調回路として動作することができる。

図１０に変調部９１０、９２０の極性切り替え部９１７、９２７の回路構成例を含めた概略構成を示す。

このように上記第１の実施形態による変調回路をＩ相用とＱ相用とに使用することでローカルリークを低減したＩＱ変調回路とすることができる。

また、図１１、１２に示すように、上記第２の実施形態による変調回路と同様の構成の変調部１０１０、１０２０をそれぞれＩ相用とＱ相用とに使用することで、ローカルリークがさらに低減され、かつ変調特性の直線性が十分に保たれたＩＱ変調回路とすることができる。

上述した実施の形態はいずれも一例であって限定的なものではないと考えられるべきである。例えば上記実施形態では差動対にＮＰＮトランジスタを用いていたが、ＰＮＰトランジスタやＭＯＳトランジスタを用いて構成しても良い。

また、極性切り替え部７、１０７に含まれる負荷抵抗７４、７５、７０３、７０４はコイル、容量、又はそれらの組み合わせなどその他の負荷手段にしても良い。

本発明の技術的範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施形態による変調回路の概略構成図である。極性切り替え部の概略構成図である。同第１の実施形態による変調回路の各部の出力信号波形例である。第１の比較例による変調回路の概略構成図である。同第１の比較例による変調回路のＲＦ出力のシミュレーション結果である。第２の比較例による変調回路の概略構成図である。本発明の第２の実施形態による変調回路の概略構成図である。極性切り替え部及びゲイン制御アンプの概略構成図である。本発明の第３の実施形態による変調回路の概略構成図である。同第３の実施形態による変調回路の概略構成図である。変形例による変調回路の概略構成図である。変形例による変調回路の概略構成図である。

符号の説明

１変調信号入力端
２ローカル信号入力端
３全波整流器
４差動対
４ａ、４ｂＮＰＮトランジスタ
５制御電流源
６コンパレータ
７極性切り替え部

Claims

変調入力信号を全波整流して出力する全波整流器と、
前記変調入力信号が与えられ、極性を判定し、判定結果を出力するコンパレータと、
ローカル信号及び前記判定結果が与えられ、前記判定結果に基づいて前記ローカル信号の極性を切り替えて出力する極性切り替え部と、
前記全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する制御電流源と、
エミッタがそれぞれ前記制御電流源に接続され、ベースに前記極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記ローカル信号が与えられ、コレクタからＲＦ変調出力を出力し、差動対を構成する第１及び第２のトランジスタと、
を備える変調回路。
前記極性切り替え部は、
一端が第１の基準電圧線に接続され電流を発生する電流源と、
エミッタがそれぞれ前記電流源の他端に接続され、ベースに前記ローカル信号が与えられ、差動対を構成する第３及び第４のトランジスタと、
前記判定結果が与えられ、差動信号に変換して出力する差動変換部と、
エミッタがそれぞれ前記第３のトランジスタのコレクタに接続され、ベースに前記差動信号が与えられ、差動対を構成する第５及び第６のトランジスタと、
エミッタがそれぞれ前記第４のトランジスタのコレクタに接続され、ベースに前記差動信号が与えられ、差動対を構成する第７及び第８のトランジスタと、
一端が第２の基準電圧線に接続され、他端が前記第５、第７のトランジスタのコレクタ及び前記第１のトランジスタのベースに接続された第１の負荷と、
一端が前記第２の基準電圧線に接続され、他端が前記第６、第８のトランジスタのコレクタ及び前記第２のトランジスタのベースに接続された第２の負荷と、
を備え、前記第５乃至第８のトランジスタのコレクタから前記極性が切り替えられた前記ローカル信号が出力されることを特徴とする請求項１に記載の変調回路。
変調入力信号を全波整流して出力する全波整流器と、
前記変調入力信号が与えられ、極性を判定し、判定結果を出力するコンパレータと、
ローカル信号及び前記全波整流器の出力が与えられ、前記全波整流器の出力レベルに基づいて前記ローカル信号のレベルを制御し、レベル制御ローカル信号として出力するゲイン制御アンプと、
前記判定結果及び前記レベル制御ローカル信号が与えられ、前記判定結果に基づいて前記レベル制御ローカル信号の極性を切り替えて出力する極性切り替え部と、
前記全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第１の制御電流源と、
エミッタがそれぞれ前記第１の制御電流源に接続され、ベースに前記極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記レベル制御ローカル信号が与えられ、コレクタからＲＦ変調出力を出力し、差動対を構成する第１及び第２のトランジスタと、
を備える変調回路。
前記ゲイン制御アンプは、
一端が第１の基準電圧線に接続され、前記全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第２の制御電流源と、
エミッタがそれぞれ前記第２の制御電流源の他端に接続され、ベースに前記ローカル信号が与えられ、差動対を構成する第３及び第４のトランジスタと、
を有し、
前記極性切り替え部は、
前記判定結果が与えられ、差動信号に変換して出力する差動変換部と、
エミッタがそれぞれ前記第３のトランジスタのコレクタに接続され、ベースに前記差動信号が与えられ、差動対を構成する第５及び第６のトランジスタと、
エミッタがそれぞれ前記第４のトランジスタのコレクタに接続され、ベースに前記差動信号が与えられ、差動対を構成する第７及び第８のトランジスタと、
一端が第２の基準電圧線に接続され、他端が前記第５、第７のトランジスタのコレクタ及び前記第１のトランジスタのベースに接続された第１の負荷と、
一端が前記第２の基準電圧線に接続され、他端が前記第６、第８のトランジスタのコレクタ及び前記第２のトランジスタのベースに接続された第２の負荷と、
を有し、前記第５乃至第８のトランジスタのコレクタから前記極性が切り替えられた前記レベル制御ローカル信号が出力されることを特徴とする請求項３に記載の変調回路。
第１の変調入力信号を全波整流して出力する第１の全波整流器と、
前記第１の変調入力信号が与えられ、極性を判定し、第１の判定結果を出力する第１のコンパレータと、
第１のローカル信号及び前記第１の判定結果が与えられ、前記第１の判定結果に基づいて前記第１のローカル信号の極性を切り替えて出力する第１の極性切り替え部と、
前記第１の全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第１の制御電流源と、
エミッタがそれぞれ前記第１の制御電流源に接続され、ベースに前記第１の極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記第１のローカル信号が与えられ、差動対を構成する第１及び第２のトランジスタと、
を有する第１の変調部と、
第２の変調入力信号を全波整流して出力する第２の全波整流器と、
前記第２の変調入力信号が与えられ、極性を判定し、第２の判定結果を出力する第２のコンパレータと、
前記第１のローカル信号と位相が９０度異なる第２のローカル信号及び前記第２の判定結果が与えられ、前記第２の判定結果に基づいて前記第２のローカル信号の極性を切り替えて出力する第２の極性切り替え部と、
前記第２の全波整流器の出力レベルに基づく電流を発生する第２の制御電流源と、
エミッタがそれぞれ前記第２の制御電流源に接続され、ベースに前記第２の極性切り替え部から出力される極性が切り替えられた前記第２のローカル信号が与えられ、差動対を構成する第３及び第４のトランジスタと、
を有する第２の変調部と、
を備え、前記第１及び第３のトランジスタのコレクタからの出力、前記第２及び第４のトランジスタのコレクタからの出力をそれぞれ合成してＲＦ変調出力を出力する変調回路。