JP4356188B2

JP4356188B2 - High frequency switch and driving method of high frequency switch

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Publication number: JP4356188B2
Application number: JP2000106948A
Authority: JP
Inventors: 哲也片山
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-04-07
Filing date: 2000-04-07
Publication date: 2009-11-04
Anticipated expiration: 2020-04-07
Also published as: JP2001292001A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波やミリ波等を伝送する高周波信号線路を、電気的な切替信号によって導通，遮断する高周波スイッチ，及びその駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、高周波信号を通過させる経路の選択，切替等を構成するために、高周波信号線路の導通，遮断を、電気的な切替信号にて制御可能な高周波スイッチが用いられている。
【０００３】
その一例として、図１８（ａ）及び（ｂ）に、特開平６−２６８４０４号公報や特開平９−１３９６０１号公報に開示された高周波スイッチ１００，２００を示す。
まず、高周波スイッチ１００は、図１８（ａ）に示すように、両端に直流カット用コンデンサ１１０，１１２が接続された高周波信号線路１０４に、カソードが接地されたダイオードＤ１０をシャント接続すると共に、当該高周波スイッチ１００のオン／オフを切り替える切替信号を印加するための制御電極１０６を、抵抗素子１１６，インダクタンス素子１１８を介して高周波信号線路１０４に接続することにより構成されている。
【０００４】
また、高周波スイッチ２００は、図１８（ｂ）に示すように、両端に直流カット用コンデンサ１１０，１１２が接続された高周波信号線路１０４にダイオードＤ１１を直列に挿入し、このダイオードＤ１１のアノード側に、切替信号を印加するための制御電極１０６をインダクタンス素子１１８を介して接続すると共に、ダイオードＤ１１のカソード側に、カソードが接地されたダイオードＤ１２を、長さがλ／４に設定されたストリップ線路（以下「λ／４線路」という）１１５を介して接続することにより構成されている。
【０００５】
そして、いずれの高周波スイッチ１００，２００も、制御電極１０６に印加する切替信号にて、ダイオードＤ１０及びＤ１１，Ｄ１２のバイアス状態を制御することにより、高周波スイッチ１００，２００のオン／オフ状態が切り替わる。
即ち、高周波スイッチ１００では、ダイオードＤ１０が導通するようにバイアスすると、高周波信号線路１０４がダイオードＤ１０を介してグランドにショートするため、端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される高周波信号は、高周波信号線路１０４を通過できず、高周波スイッチ１００はオフ状態となる。また、ダイオードＤ１０が非導通となるようにバイアスすると、ダイオードＤ１０は高周波信号線路１０４から切り離されたものと見なすことができ、高周波スイッチ１００はオン状態となる。
【０００６】
一方、後者の高周波スイッチ２００では、ダイオードＤ１１，Ｄ１２が導通するようにバイアスすると、λ／４線路１１５のダイオードＤ１２側端がグランドにショートすることにより、λ／４線路１１５の高周波信号線路１０４側端がオープン（ハイインピーダンス）となり、λ／４線路１１５は高周波信号線路１０４から切り離されたものと見なすことができる。その結果、端子Ｔ１，Ｔ２を介して高周波信号線路１０４に供給される高周波信号は、ダイオードＤ１１のオン抵抗程度の損失にて高周波信号線路１０４を通過し、即ち、高周波スイッチ１００がオン状態となる。また、ダイオードＤ１１，Ｄ１２が非導通となるようにバイアスすると、λ／４線路１１５のダイオードＤ１２側端がオープンとなることにより、λ／４線路１１５の高周波信号線路１０４側端がショートとなり、また、ダイオードＤ１１が高抵抗（非導通）となる。その結果、端子Ｔ１，Ｔ２を介して高周波信号線路１０４に供給される高周波信号は、ダイオードＤ１１での減衰、及びλ／４線路１１５を介したグランドへの漏出により損失が大きくなり、高周波スイッチ１００がオフ状態となる。
【０００７】
ところで、一般に高周波スイッチは、スイッチオン時にスイッチを通過する高周波信号の損失（即ち、挿入損失）が大きいと伝送効率が劣化し、また、スイッチオフ時にスイッチにて生じる高周波信号のリーク量が大きいと、アイソレーションが小さくなり、例えば高周波スイッチを複数用いてマルチプレクサを構成する等した場合に、オンしたチャネルの信号とオフしたチャネルの信号が干渉するクロストーク現象が発生する。このため、高周波スイッチは、低挿入損失かつ高アイソレーションであることが望まれる。
【０００８】
特に、高周波スイッチ１００では、ダイオードＤ１０のオン抵抗（順方向のバイアスを印加した時の抵抗）が高いと、スイッチオフ時に、ダイオードＤ１０を介した高周波信号の漏出量が低下し、高周波信号線路１０４を通過する高周波信号が増大するため、アイソレーションが劣化する。また、高周波スイッチ２００において、ダイオードＤ１１のオン抵抗が高いと、スイッチオン時に、高周波信号線路１０４を通過する高周波信号の減衰量が増大し、またダイオードＤ１２のオン抵抗が高いと、λ／４線路１１５を確実に接地できず、スイッチオン時における高周波信号線路１０４側端でのインピーダンスが低下するため、λ／４線路１１５側にリークする高周波信号が増大し、いずれにしても挿入損失を増大させてしまう。
【０００９】
このため、低挿入損失、高アイソレーションを実現するには、高周波スイッチ１００，２００の主要部を構成するダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２としてオン抵抗が低いものを用いることが効果的であり、通常は、ＰＩＮダイオードが用いられている。
【００１０】
また、これらの高周波スイッチ１００，２００は、単一電源にて駆動できることが望ましく、制御電極１０６に印加する切替信号として、通常、電源電圧に等しい正のバイアス電圧（＋Ｂ）と、接地電圧（０Ｖ）又は制御電極を開放（切替信号の出力端子をハイインピーダンスにする）の２レベルからなるものが用いられる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ダイオードＤ１０〜Ｄ１２を非導通にする際のバイアス電圧を０Ｖとした場合、ダイオードＤ１０〜Ｄ１２は、直流的には確実に非導通状態となるが、高周波信号に対しては半導通状態となって、高周波信号をリークさせてしまうことが知られている。
【００１２】
つまり、単一電源で駆動した場合、高周波スイッチ１００では、スイッチオン時に、ダイオードＤ１０を介して高周波信号がリークすることにより、挿入損失が増大し、一方、高周波スイッチ２００では、スイッチオフ時に、ダイオードＤ１１を介して高周波信号がリークすることにより、アイソレーションが低下してしまうという問題があった。
【００１３】
なお、ダイオードＤ１０〜Ｄ１２を非導通状態にする際に負のバイアス電圧を用いれば、ダイオードＤ１０〜Ｄ１２は、高周波信号に対しても完全に非導通状態となるため、ダイオードＤ１０〜Ｄ１２での高周波信号のリークを十分に抑えることができるが、この場合、切替信号の生成、即ち当該高周波スイッチ１００，２００の駆動するために、正負２電源が必要となり、また、電源供給用の配線も２倍となるため装置が大型化してしまうという問題があった。
【００１４】
特に、車載用機器等に用いる場合、安定した負電源を確保するには、従来より搭載されているバッテリ電源以外に、負電源用の電源回路を設ける必要があり高コストにつながるため、単一電源にて駆動可能な高周波スイッチが望まれている。
【００１５】
本発明は、上記問題点を解決するために、単一電源での駆動が可能であり、しかも低挿入損失かつ高アイソレーションな高周波スイッチを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた請求項１記載の発明は、高周波信号線路に対してそれぞれシャント接続されたダイオード及びインダクタンス素子と、これらダイオード及びインダクタンス素子からなる直列回路の両端にバイアス電圧を印加するための一対の制御電極とを備えた高周波スイッチにおいて、ダイオードは、そのダイオードのカソード側がアノード側より高電位となる一定の逆バイアス電圧をしきい電圧として、ダイオードの両端を同電位とした時に、高周波信号に対して完全な導通状態となり、しきい電圧より絶対値の大きい負のバイアス電圧を印加した時に、高周波浸透に対して非導通となる特性を有し、一対の制御電極は、一方がグランド配線に接続された接地電極とされ、他方が当該高周波スイッチの導通，遮断を切り替えるための切替信号を印加する切替電極として使用されることを特徴とする。
【００１７】
このような特性を有するダイオードでは、バイアス電圧を０Ｖ（ダイオードの両端を同電位）とした時に、高周波信号に対して半導通状態ではなく完全な導通状態となり、また、上述のしきい電圧より絶対値の大きい負のバイアス電圧を印加した時に、高周波信号に対して確実に非導通状態となる。その結果、ダイオードのバイアス電圧を０Ｖとした時に、ダイオードを介した高周波信号のリークが確実に低減される。
【００１８】
従って、本発明の高周波スイッチによれば、ダイオードのしきい電圧より絶対値の大きい負のバイアス電圧と０Ｖのバイアス電圧との２レベルからなる信号、即ち、単一電源にて生成可能な信号にて駆動しても、ダイオードにおける高周波信号のリークを十分に抑えることができ、低挿入損失且つ高アイソレーションの特性を実現できる。
【００１９】
ところで、請求項１に示すような高周波特性を有するダイオードとしては、本発明者によって、請求項２記載のようにショットキーバリアダイオードが確認されている。但し、このような高周波特性は、使用する半導体材料や、その構造等に依存して様々に変化するものと考えられるため、ショットキーバリアダイオードに限らず、同様の特性が得られるのであれば、どのような構造のダイオードを用いてもよい。
【００２０】
また、請求項１記載の高周波スイッチでは、一対の制御電極のうち、一方の制御電極を、グランド配線に接続した接地電極とし、他方の制御電極を、信号レベルの変化する切替信号が印加される切替電極として使用するように構成されている。
【００２１】
つまり、高周波スイッチのオンオフ状態の切替を行う際に、印加電圧の切替は、一対の制御電極のうち一方（切替電極）でのみ行えばよいため、当該高周波スイッチを駆動するための駆動回路の構成を簡単にすることができる。
具体的には、図１４に示すように、ダイオードＭ４のアノードを高周波信号線路Ｍ３に接続した場合、（ａ）に示すように、ダイオードＭ４側の制御電極Ｍ５を接地電極とし、インダクタンス素子Ｍ２側の制御電極Ｍ１を切替電極として、負バイアス（−Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ＝０Ｖ）からなる切替信号を印加してもよいし、（ｂ）に示すように、インダクタンス素子Ｍ２側の制御電極Ｍ１を接地電極とし、ダイオードＭ４側の制御電極Ｍ５を切替電極として、正バイアス（＋Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）からなる切替信号を印加してもよい。
【００２２】
また、ダイオードＭ４のカソードを高周波信号線路Ｍ３に接続した場合、（ｃ）に示すように、ダイオードＭ４側の制御電極Ｍ５を接地電極とし、インダクタンス素子Ｍ２側の制御電極Ｍ１を切替電極として、正バイアス（＋Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）からなる切替信号を印加してもよいし、（ｄ）に示すように、インダクタンス素子Ｍ２側の制御電極Ｍ１を接地電極とし、ダイオードＭ４側の制御電極Ｍ５を切替電極として、負バイアス（−Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）からなる切替信号を印加してもよい。
【００２３】
そして、切替電極は、請求項３記載のように、抵抗素子を介して接地するように構成してもよい。この場合、ダイオードの両端を同電位にしてダイオードを非導通にする際に、切替信号を生成する駆動回路では、信号レベルが接地電圧である切替信号をわざわざ生成しなくても、切替信号の出力端子をハイインピーダンスに設定すれば、切替電極は確実に接地電圧となるため、切替信号を生成する側の回路構成をより簡略化できる。
【００２４】
次に、請求項４記載の高周波スイッチでは、切替電極への印加電圧を分圧する分圧回路を設け、この分圧回路の出力を、ダイオード及びインダクタンス素子からなる直列回路に印加するようにされている。
この分圧回路により、ダイオードに印加されるバイアス電圧を、そのダイオードの耐圧に応じた適度な大きさとすることができ、ダイオード（ひいては当該高周波スイッチ）の耐久性、及び信頼性を向上させることができる。特に、ショットキーダバリアダイオードを用いる場合、ＰＩＮダイオードと比較して耐圧が低いため、このような分圧回路は極めて有効である。
【００２５】
また、切替信号が印加される切替電極を介して静電気やノイズに基づくサージが侵入すると、ダイオードが破壊される可能性がある。
そこで、請求項５記載のように、切替電極から侵入するサージを吸収するサージ吸収回路を設けることが好ましい。なお、サージ吸収回路として、具体的には、切替電極の直ぐ後段に、キャパシタンス素子（コンデンサ）と抵抗素子とからなる周知のローパスフィルタを用い、このローパスフィルタの出力が、ダイオード及びインダクタンス素子からなる直列回路に供給されるように接続すればよい。
【００２６】
ところで、ダイオードの等価回路は、図１５（ａ）に示すように、キャパシタンス素子（容量Ｃ）と抵抗素子（抵抗Ｒ）とからなる並列回路に、インダクタンス素子（インダクタンスＬ）を直列接続してなる回路にて表すことができる。
そして、高周波スイッチをＭＭＩＣ化することを考慮し、ＭＭＩＣの基板上に作製されたショットキーバリアダイオード単体のＴＥＧ（特性測定専用素子）を用いて、導通時（バイアス電圧：＋０．７Ｖ）、及び非導通時（バイアス電圧−３Ｖ）の高周波特性を測定し、その測定値と上述の等価回路とのフィティングを行ったところ、Ｌ＝１．５ｐＨ，Ｃ＝１０ｆＦ，Ｒon＝３０Ω，Ｒoff ＝５００ｋΩという結果を得た。但し、Ｒonは、ダイオードが順方向にバイアスされた導通時の抵抗（以下「オン抵抗」という）であり、Ｒoff は、ダイオードが逆方向にバイアスされた非導通時の抵抗（以下「オフ抵抗」という）である。
【００２７】
これら測定値を用い、図１４（ａ）に示す高周波スイッチを３個並列に接続してなる３チャンネルスイッチについて、いずれか一つの高周波スイッチをオン状態、他の二つをオフ状態として、オン状態のチャンネルにおける高周波伝送特性（高周波スイッチの挿入損失）をシミュレーション（「Libra ＨＰ社製」を使用）により求めた結果を図１５（ｂ）に示す。
【００２８】
但し、Ｌ，Ｃ，Ｒoff を上述の測定値に固定し、Ｒonが３０，２０，１０，５Ωのそれぞれの場合について求めた。図示されているように、オン抵抗Ｒonが小さくなるのに伴って、高周波スイッチの挿入損失、即ちオフ状態にされたチャンネルにおける高周波信号のリークは小さくなった。つまり、ダイオードのオン抵抗Ｒonを低くできれば、高周波スイッチをオフ時における高周波信号のリークを小さくでき、更に、この高周波スイッチを用いて多チャンネルスイッチを構成した場合には、その挿入損失を小さくできる。
【００２９】
そこで、例えば、請求項６記載のように、ダイオードを、複数個（ｎ個）を並列接続して用いれば、ダイオードのオン抵抗が約１／ｎに低減されるため、当該高周波スイッチの高周波伝送特性を改善することができる。
なお、高周波スイッチをＭＭＩＣ化する等して、高周波信号線路が、信号配線及び該信号配線を挟んで両側に形成されたグランド配線からなるコプレナー線路にて形成されている場合、請求項７記載のように、ダイオードは、信号配線を中心線として線対称な配置となるよう２個設けることが望ましい。
【００３０】
即ち、ＭＭＩＣ化されたダイオード（特にショットキーバリアダイオード）では、通常、アノード電極の両側にカソード電極が配置された構成となる（図４（ｃ）参照）。そして、そのオン抵抗は、アノード電極とカソード電極との対向部分の長さを大きくすること、即ちアノード電極の長さを延長することによって低下させることが可能であるが、この場合、アノード電極の持つインダクタンス分が増大してしまい、ダイオードの特性が変化してしまう。このためダイオードを複数設けることにより、そのオン抵抗を低下させることが望ましく、また、非対称な位置に配置すると、信号の反射などが複雑になり、良好な特性を得ることが困難になるため、線対称な配置とすることが望ましいのである（図３参照）。
【００３１】
ところで、コプレナー線路では、信号配線とグランド配線との間の電磁的な結合により信号を伝搬しているため、信号配線幅や信号配線とグランド配線との間隔によって特性インピーダンスが変化する。そして、コプレナー線路からなる高周波信号線路は、一般的には特性インピーダンスが５０Ωとなるように設計されているが、ダイオード等が接続された部分では、この特性インピーダンスが乱され、高周波スイッチの高周波伝送特性に影響を与えてしまう。
【００３２】
この影響を調べるために、ＭＭＩＣの基板上に作製された図１６に示す２種類のダイオードセルのＴＥＧについて、高周波信号線路の高周波伝送特性を、スイッチオフ時、即ちダイオードの導通時（バイアス電圧：０Ｖ）、及びスイッチオン時、即ちダイオードの非導通時（バイアス電圧：−３Ｖ）のそれぞれについて実測した。但し、ダイオードは、ショットキーバリアダイオードを用いていた。
【００３３】
なお、図１６（ａ）はコプレナー線路の信号配線４ａとグランド配線４ｂとの間にダイオード１４を配置した構成（以下「グランド外セル」という）、（ｂ）はコプレナー線路のグランド配線４ｂ領域内にダイオード１４を配置した構成（以下「グランド内セル」という）を示す。但し、ダイオード１４は、信号配線４ａの両側に線対称に２個設けた。
【００３４】
図１７は、測定結果を示すグラフであり、図示されているように、スイッチオフ時及びスイッチオン時のいずれの場合も、図１６（ｂ）に示したグランド内セルの方が良好な特性、つまり、スイッチオン時には、より０ｄＢに近い値となり、スイッチオフ時には、より小さな（マイナスの大きい）値となる特性が得られた。
【００３５】
従って、高周波信号線路が、コプレナー線路にて形成されている場合、請求項８記載のように、ダイオードは、コプレナー線路のグランド配線領域内に形成することが望ましい。
ところで、上述の高周波スイッチは、請求項９記載のように、ダイオードのアノード側に接続された制御電極を接地し、ダイオードのカソード側に接続された制御電極に、正電源の電源電圧及び接地電圧の２レベルからなる切替信号を印加することにより、単一の正電源にて駆動してもよいし（図１４（ｂ）及び（ｃ）参照）、逆に、請求項１０記載のように、ダイオードのカソード側に接続された制御電極を接地し、ダイオードのアノード側に接続された制御電極に、負電源の電源電圧及び接地電圧の２レベルからなる切替信号を印加することにより、単一の負電源にて駆動してもよい（図１４（ａ）及び（ｄ）参照）。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された実施形態の高周波スイッチの構成を表す回路図である。なお、本実施形態の高周波スイッチは、いわゆるＳＰＳＴ（Single Pole Single Throw）と呼ばれる１チャンネル高周波スイッチであり、７６．５ＧＨｚ帯の高周波信号に用いられる。従って、本実施形態において、高周波信号とは７６．５ＧＨｚ帯の信号を意味するものとする。
【００３９】
図１に示すように、本実施形態の高周波スイッチ２は、両端に直流カット用コンデンサ１０，１２が接続された高周波信号線路４に、カソードを接地したダイオード１４がシャント接続されていると共に、当該高周波スイッチ２のオンオフ状態を切り替える切替信号を印加するための制御電極６が、保護回路１６，インダクタンス素子１８を介して接続されている。そして、保護回路１６は、制御電極６とインダクタンス素子１８との間に直列接続された抵抗素子１６ａを有し、この抵抗素子１６ａとインダクタンス素子１８との接続点には、それぞれ一端が接地された抵抗素子１６ｂ及びコンデンサ１６ｃが並列接続されている。
【００４０】
即ち、保護回路１６は、制御電極６に印加された電圧を、抵抗素子１６ａ，１６ｂにて分圧（本実施例では１／１０に分圧）して、インダクタンス素子１８及びダイオード１４からなる直列回路に印加すると共に、制御電極６がオープンとされた時に、抵抗素子１６ｂを介して、インダクタンス素子１８の制御電極６側端、ひいてはダイオード１４のアノード側を接地電圧にするようにされている。また、保護回路１６は、抵抗素子１６ａ及びコンデンサ１６ｃがローパスフィルタを形成しており、制御電極６から侵入するサージを吸収，緩和するようにされている。つまり、抵抗回路１６ａ，１６ｂが本発明における分圧回路に相当し、抵抗回路１６ａ，コンデンサ１６ｃがサージ吸収回路に相当する。
【００４１】
なお、ダイオード１４は、直流的には所定の導通しきい値ＶLF（本実施形態では０．３Ｖ）以上のバイアス電圧が印加されると電流が流れ、また、所定の高周波しきい値ＶHF（本実施形態では−０．５Ｖ）以上のバイアス電圧が印加されると高周波信号を通過させ、少なくともバイアス電圧が０Ｖの時には高周波信号に対して完全な導通状態となる特性を有したショットキーバリアダイオードが用いられている。但し、バイアス電圧は、カソードよりアノードの電位が高い場合を正とする（以下同様）。
【００４２】
また、コンデンサ１０，１２は、高周波信号を損失無く通過させることができるような容量（本実施形態では２４０ｆＦ）に設定されている。
このように構成された本実施形態の高周波スイッチ２は、単一の負電源にて駆動することができ、制御電極６に電源電圧（例えば−１２Ｖ）が印加されると、ダイオード１４には、高周波しきい値ＶHFより小さいバイアス電圧（ここでは−１．２Ｖ）が印加され、ダイオード１４が非導通状態となる。つまり、ダイオード１４は切り離されているものと見なすことができ、高周波スイッチ２はオン状態となるため、端子Ｔ１，Ｔ２に印加される高周波信号は、高周波信号線路４を通過する。
【００４３】
一方、制御電極６に接地電圧（０Ｖ）が印加されるか、制御電極６がオープンとされることにより、ダイオード１４の両端が同電位とされ、即ち０Ｖのバイアス電圧がダイオード１４に印加されると、このバイアス電圧は導通しきい値ＶLFより小さいため、直流的には非導通状態のままであるが、高周波しきい値ＶHFより大きいため、高周波信号にとっては完全な導通状態となり、高周波信号はダイオード１４を介してグランドに漏出する。つまり、高周波スイッチ２はオフ状態となり、端子Ｔ１，Ｔ２に印加された高周波信号は、高周波信号線路４を通過することができない。
【００４４】
以上説明したように、本実施形態の高周波スイッチ２においては、当該高周波スイッチ２のオン・オフ状態を切り替えるため高周波信号線路４にシャント接続されたダイオード１４として、高周波信号の導通／非導通が切り替わる高周波しきい値ＶHFが０Ｖより小さく、ダイオード１４の両端が同電位（バイアス電圧が０Ｖ）にされると、高周波信号にとっては完全な導通状態となるような特性を有するショットキーバリアダイオードが用いられている。
【００４５】
従って、本実施形態の高周波スイッチ２によれば、単一電源にて駆動しても、本来ダイオード１４が高周波信号に対して完全な非導通状態となるべき時に、半導通状態となってしまうことがなく、ダイオード１４を介した高周波信号がリークを十分に抑えることができるため、低挿入損失，高アイソレーションを実現できる。
【００４６】
また、本実施形態の高周波スイッチ２においては、制御電極６に印加された切替信号は、保護回路１６を介してインダクタンス素子１８及びダイオード１４からなる直列回路に印加するようにされている。つまり、抵抗素子１６ａ，１６ｂからなる分圧回路の分圧比を、制御電極６への印加電圧（例えば電源電圧）に応じて適宜設定することにより、過度なバイアス電圧の印加によるダイオード１４の劣化を防止することができ、また、抵抗素子１６ａ及びコンデンサ１６ｃからなるローパスフィルタが制御電極６から侵入するサージを吸収，緩和するため、サージによるダイオード１４の破壊を防止することができ、当該高周波スイッチ２の信頼性や耐久性を向上させることができる。
【００４７】
ここで、図２（ｂ）（ｃ）は、保護回路１６によるサージ吸収効果を示すために、ダイオード１４の静電過渡特性をシミュレーションにより求めた結果を表すグラフである。
なお、図２（ａ）は、シミュレーションに用いた高周波スイッチ２の等価回路、及び試験回路である。即ち、高周波スイッチ２の等価回路では、インダクタンス素子１８のインダクタンス分が極めて小さいことから、これを無視し、保護回路１６とダイオード１４とからなるものとした。
【００４８】
そして、高電圧に充電されたコンデンサ５０（容量Ｃｓ＝１００ｐＦ）を、抵抗素子５２（抵抗値Ｒｓ＝１．５ｋΩ）を介して放電させることにより生じるサージを、高周波スイッチ２の等価回路の制御電極６に相当する部位に印加し、ダイオード１４のアノード側電圧の時間変化を算出した。
【００４９】
なおコンデンサ５０の充電電圧は、正サージ（＋２０００Ｖ）と負サージ（−２０００Ｖ）の２種類とし、また、保護回路１６を構成する抵抗素子１６ａ，１６ｂの抵抗値をＲ１，Ｒ２、コンデンサ１６ｃの容量をＣ１として、Ｒ２＝１００Ω，Ｃ１＝５ｐＦに固定し、Ｒ１が９００Ω及び０Ωの場合についてそれぞれ求めた。つまり、Ｒ１＝９００Ωの場合、制御電極６への印加電圧を１／１０に分圧したものがダイオード１４に供給され、Ｒ１＝０Ωの場合、制御電極６への印加電圧がダイオード１４にそのまま供給されることになる。
【００５０】
図２（ｂ）が正サージ印加時の静電過渡特性、図２（ｃ）が負サージ印加時の静電過渡特性である。保護回路１６を機能させる（Ｒ１≠０）ことにより、正負サージのいずれの場合にも、ダイオード１４に印加される最大電圧を低下させることができ、特に負サージに対して大きな効果が得られることがわかる。
【００５１】
次に、図３は、本実施形態の高周波スイッチ２をＭＭＩＣ化した際の配線パターンを表す説明図である。なお、ＭＭＩＣでは、２層配線が用いられており、図４（ａ）に示すように、化合物ウェハ基板（以下単に「基板」という）Ｂ上に下層配線ＰＬが形成され、この下層配線ＰＬが形成された基板Ｂの表面に窒化膜Ｎを積層し、この窒化膜Ｎ上に上層配線ＰＵが形成されている。図３中では、上層配線ＰＵを斜線にて示し、下層配線ＰＬの輪郭を点線にて示す。また、ここでは、直流カット用のコンデンサ１０，１２、及び端子Ｔ１，Ｔ２が省略されている。
【００５２】
図３に示すように、高周波信号線路４は、信号配線４ａ及びグランド配線４ｂからなる周知のコプレナーウエーブガイド（以下「コプレナー線路」という）として構成され、特性インピーダンスが５０Ωとなるように、信号配線４ａ幅、及び信号配線４ａとグランド配線４ｂとの間隔が設定されている。例えば、基板Ｂの誘電率が１２．２でありＡｕ配線を用いる場合、信号配線４ａの幅を５０μｍ、信号配線４ａとグランド配線４ｂとの間隔を４３μｍにすると、高周波信号線路４の特性インピーダンスは７６．５ＧＨｚにおいて５０Ωとなる。
【００５３】
インダクタンス素子１８は、グランド配線４ｂ領域内に形成されたコプレナー線路からなり、高周波信号線路４を通過する高周波信号がインダクタンス素子１８を介して漏れることのないように、その特性インピーダンスが高周波信号線路４より十分に大きく設計されている。例えば、上述の場合と同様に、基板Ｂの誘電率が１２．２でありＡｕ配線を用いる場合、信号配線幅を６μｍ、信号配線１８ａとグランド配線（グランド配線４ｂと一体に形成）との間隔を６７μｍにすると、特性インピーダンスは７６．５ＧＨｚにおいて９７Ωとなり、高周波信号線路４の５０Ωに対してかなり高インピーダンスとなる。しかも、コプレナー線路により構成されたインダクタンス素子１８は、パターン面積が小さくて済むため、回路の集約度を高めることができる。
【００５４】
更に、信号配線４ａから分岐しインダクタンス素子１８に至る信号配線５と、グランド配線４ｂとの交差部分には、図４（ｂ）に示すように、上層配線であるグランド配線４ｂを、窒化膜Ｎとの間に空間Ａを有するように配線した、いわゆるエアブリッジが設けられている。なお、図４（ｂ）は、図３におけるａ−ａ断面図である。
【００５５】
コンデンサ１６ｃは、グランド配線４ｂと一体に形成された接地側電極（上層配線）と、窒化膜を挟んでこれと対向するように配設された非接地側電極（下層配線）とにより構成されている。
ダイオード１４は、図１に示した回路上では、単一の素子からなるが、ＭＭＩＣの基板上では、信号配線４ａに対して線対称な配置となるよう形成された二つの素子にて構成されている。そして、ダイオード１４として機能する部分は、グランド配線４ｂ領域内に形成されており、また、信号配線４ａからダイオード１４に至る信号配線７は、図１５（ａ）に示すダイオードの等価回路のインダクタンスＬ成分を大きくしないように太く形成されている。
【００５６】
そして、ダイオード１４の断面構造（図３におけるｂ−ｂ断面）は、図４（ｃ）に示すように、基板Ｂ上にｉ型半導体からなるアノードコンタクト層１４ｃ、及びｎ型半導体からなるキャップ層１４ｄが積層されている。また、中心部分には、キャップ層１４ｄを除去してアノードコンタクト層１４ｃを露出させた溝（リセス）Ｒが形成されており、この溝Ｒの部分にアノード電極１４ａが形成され、アノード電極１４ａの両側に位置するキャップ層１４ｄ上にカソード電極１４ｂが形成されている。但し、カソード電極１４ｂは、グランド配線４ｂと一体に形成され、また、アノード電極１４ａが形成された溝Ｒは、２段リセス構造とされている。なお、２段リセスの作製方法は、本願出願人が既に出願している特願平１１−１４０６０９号に詳述されているため、ここでは説明を省略する。
【００５７】
以上説明したように、本実施形態のＭＭＩＣ化された高周波スイッチ２によれば、ダイオード１４のアノード電極１４ａをｉ型半導体からなるアノードコンタクト層１４ｃと接触させるために形成された溝Ｒが、２段リセス構造とされており、アノード電極１４ａとキャップ層１４ｄとの間隔が十分に確保されているため、ダイオード１４のブレークダウン電圧（耐圧）が向上し、装置の耐久性を向上させることができる。
【００５８】
即ち、ショットキーバリアダイオードのブレイクダウン電圧はアノード電極１４ａとｉ型半導体からなるアノードコンタクト層１４ｃにおける空乏層の広がり方とにより規定される。具体的には、図４（ｃ）における断面縦方向の空乏層の広がり方はアノード電極１４ａとｉ型半導体のバンドギャップ構造で規定されるのに対し断面横方向の広がり方はアノード電極１４ａとキャップ層１４ｄ端部の間隔によって規定される。そして、ブレイクダウン電圧は縦方向と横方向で先に量子力学的なトンネル効果が発生した方で決定される。つまり、２段リセス構造によりダイオード１４の耐圧が改善された理由は、１段リセス構造とした場合、アノード電極１４ａとキャップ層１４ｄとの間隔が十分に確保できなかったため横方向でブレイクダウン電圧が決定されていたものが、２段リセス構造にしたことで縦方向でブレイクダウン電圧が決定されるように変化したものと考えられる。
【００５９】
ここで、図５は、１段リセス構造を有するダイオードと、２段リセス構造を有するダイオード（いずれもショットキーバリアダイオード）とで、ブレークダウン電圧を測定した結果を示す。なお、グラフの横軸はダイオードに印加したバイアス電圧を示し、縦軸はダイオードを流れる電流を示す。但し、アノード電極からカソード電極に流れる電流を正としている。
【００６０】
一般に、ショットキーバリアダイオードは、ＰＩＮダイオードに比べ負電圧を加えた場合のブレークダウン電圧が低く静電気に弱い傾向があるが、図示のように、２段リセス構造にすることでブレークダウン電圧を１．５Ｖ程度高くすることができる。
【００６１】
また、本実施形態によれば、信号配線４ａから分岐したインダクタンス素子１８に至る信号配線（下層配線）５とグランド配線（上層配線）４ｂとの交差部分がエアブリッジにて構成されているので、この交差部分を介した高周波信号のリークを十分に抑えることができ、高周波伝送特性を良好に保つことができる。
【００６２】
即ち、真空の誘電率ε₀＝８．８５４×１０^-12（Ｆ／ｍ），窒化膜の比誘電率ε_r＝６．８７，電極の対向面積Ｓ，電極間距離ｄとすると、キャパシタの容量Ｃは、次の（１）式にて求めることができる。
Ｃ＝ε₀・ε_r・Ｓ／ｄ（１）
従って、制御配線の線幅が６μｍ、グランド配線４ｂの線幅が５０μｍ（即ちＳ＝３００μｍ²）、窒化膜の膜厚が１００ｎｍ（＝ｄ）である場合、交差箇所のキャパシタ容量Ｃは、エアブリッジがない場合Ｃ＝１８２．５ｆＦ、高さ５μｍのエアブリッジが有る場合Ｃ＝５．２ｆＦとなり、エアブリッジを設けることにより、キャパシタ容量が約１／３５倍に低減されることがわかる。
【００６３】
そして、図６は、エアブリッジを使用したことによる効果を測定するため、ＭＭＩＣ基板上に作製したＴＥＧのパターン図であり、図３に示した高周波スイッチ全体のパターンから、高周波信号線路４，制御電極６，保護回路１６，インダクタンス素子１８の部分のみを抽出した構成となっている。しかも、信号配線５とグランド配線４ｂとの交差部分が、エアブリッジなしの場合（図４（ａ）参照）と、エアブリッジ有り（図４（ｂ）参照）の場合とで２種類のＴＥＧを用いて、それぞれについて高周波伝送特性を測定した結果を図７に示す。
【００６４】
図７に示すように、エアブリッジ無しのＴＥＧは７６．５ＧＨｚにおいて損失が７．５ｄＢあるのに対し、エアブリッジ有りのＴＥＧは０．３ｄＢとなった。つまり、上述の交差部分をエアブリッジにて構成することにより、信号配線５が接続されていない単なる５０Ω線路とほぼ同様の高周波伝送特性を得ることができる。
【００６５】
ここで、図８は、ＭＭＩＣ化された高周波スイッチ２の特性を実測した結果を表すグラフである。但し、制御電極６への印加電圧が、ダイオード１４のバイアス電圧となるように、抵抗素子１６ａの抵抗値をＲ１＝０Ωとして測定した。
ダイオード１４は、バイアス電圧がＯ．２Ｖ以下では、電流が流れずオフ状態となっているが、高周波スイッチ２は、バイアス電圧が−０．７Ｖ以下で完全なオン状態となり、バイアス電圧が−０．２Ｖ以上で完全なオフ状態となっている。
【００６６】
つまり、ＰＩＮダイオードを用いた従来の高周波スイッチでは、ＰＩＮダイオードに正のバイアス電圧を印加して数十ｍＡ程度の順方向電流を流さないと、高周波信号はダイオードを通過することができなかったが、ショットキーバリアダイオードを用いた本実施形態の高周波スイッチ２によれば、０Ｖのバイアス電圧にて、高周波スイッチを完全なオフ状態とすることができ、ひいては単一電源にて駆動しても、低挿入損失かつ高アイソレーションとなる良好な特性を得ることができる。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。
【００６７】
図９は、本実施形態の高周波スイッチ２ａの構成を表す回路図である。
図９に示すように、本実施形態の高周波スイッチ２ａは、両端に直流カット用コンデンサ１０，１２が接続された高周波信号線路４に、一端が接地されたインダクタンス素子１８がシャント接続されていると共に、当該高周波スイッチ２のオンオフ状態を切り替える切替信号を印加するための制御電極８が、保護回路１６，ダイオード１４を介して接続されている。
【００６８】
なお、保護回路１６は、抵抗素子１６ａが、制御電極６とダイオード１４との間に直列接続されているだけで、第１実施形態のものと全く同様に構成されている。
また、ダイオード１４は、高周波信号線路４から制御電極８に向けて電流が流れる向きが順方向となるように接続されており、第１実施形態にて用いたものと同じ特性を有したショットキーバリアダイオードを用いている。
【００６９】
このように構成された本実施形態の高周波スイッチ２ａは、単一の正電源にて駆動することができ、制御電極８に電源電圧（例えば＋１２Ｖ）が印加されると、ダイオード１４には、高周波しきい値ＶHFより小さいバイアス電圧（ここでは−１．２Ｖ）が印加され、ダイオード１４が非導通状態となる。つまり、ダイオード１４は切り離されているものと見なすことができ、高周波スイッチ２はオン状態となるため、端子Ｔ１，Ｔ２に印加される高周波信号は、高周波信号線路４を通過する。
【００７０】
一方、制御電極８に接地電圧（０Ｖ）が印加されるか、制御電極８がオープンとされることにより、ダイオード１４の両端が同電位とされ、即ち０Ｖのバイアス電圧がダイオード１４に印加されると、このバイアス電圧は導通しきい値ＶLFより小さいため、直流的には非導通状態のままであるが、高周波しきい値ＶHFより大きいため、高周波信号にとっては完全な導通状態となり、高周波信号はダイオード１４を介してグランドに漏出する。つまり、高周波スイッチ２はオフ状態となり、端子Ｔ１，Ｔ２に印加された高周波信号は、高周波信号線路４を通過することができない。
【００７１】
以上説明したように、本実施形態の高周波スイッチ２ａによれば、第１実施形態と全く同様の効果を得ることができる。
なお、図１０は、ＭＭＩＣ化された本実施形態の高周波スイッチ２ａの配線パターンを表したものである。
【００７２】
ところで、第１実施形態及び第２実施形態では、ダイオード１４を、高周波信号線路４に対してアノード側を接続しているが、図１１（ａ）（ｂ）に示す高周波スイッチ２ｂ，２ｃのように、逆に、ダイオード１４のカソード側を高周波信号線路４に接続するようにして構成してもよい。
【００７３】
即ち、図１１（ａ）に示す高周波スイッチ２ｂは、第１実施形態の高周波スイッチ２のダイオード１４の接続方向のみを反対にしたものであり、この場合、第２実施形態の場合と同様に、単一の正電源にて駆動することができる。
また、図１１（ｂ）に示す高周波スイッチ２ｃは、第２実施形態の高周波スイッチ２ａのダイオード１４の接続方向のみを反対にしたものであり、この場合、第１実施形態の場合と同様に、単一の負電源にて駆動することができる。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。
【００７４】
図１２（ａ）は、本実施形態の高周波スイッチ２ｄの構成を表す回路図であり、図１３は、ＭＭＩＣ化された高周波スイッチ２ｄの配線パターン図である。
図１２（ａ）に示すように、本実施形態の高周波スイッチ２ｄは、両端に直流カット用コンデンサ１０，１２が接続された高周波信号線路４に、抵抗素子１６ａ，インダクタンス素子１８を介して第１の制御電極６が接続されていると共に、高周波信号線路４にアノードが接続されたダイオード１５を介して第２の制御電極８が接続されている。
【００７５】
なお、ダイオード１５として、ＰＩＮダイオードを用いている。但し、本実施形態では、これに限らず、どのようなダイオードを用いてもよい。
そして、第１の制御電極６には、正の電源電圧（＋Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）の２レベルからなる切替信号が印加され、第２の制御電極８には、正の電源電圧の１／２となる基準電圧（＋Ｂ／２）が印加されている。
【００７６】
このように構成された本実施形態の高周波スイッチ２ｄでは、第１の制御電極６に正の電源電圧（＋Ｂ）が印加されると、ダイオード１５には、＋Ｂ／２のバイアス電圧が印加され、ダイオード１５が導通状態となることにより、高周波スイッチ２はオフ状態となる。
【００７７】
一方、第１の制御電極に６に接地電圧（ＧＮＤ）が印加されると、ダイオード１５には、−Ｂ／２のバイアス電圧が印加され、ダイオード１４が非導通状態となることにより、高周波スイッチ２はオン状態となる。
以上説明したように、本実施形態の高周波スイッチ２ｄにおいては、第２の制御電極８への印加電圧が、電源電圧（＋Ｂ）を分圧してなる基準電圧に固定されているため、第１の制御電極６に印加する切替信号として、電源電圧及び接地電圧の２レベルからなる単一電源にて生成可能なものを用いても、ダイオード１５には両極性のバイアス電圧が印加されることになる。
【００７８】
従って、本実施形態の高周波スイッチ２ｄによれば、単一電源にて駆動しても、高周波信号に対してダイオード１５を完全な導通状態又は完全な非導通状態とすることができるため、低挿入損失，高アイソレーションを実現することができる。
【００７９】
なお、本実施形態では、第１の制御電極６に切替信号を印加し、第２の制御電極８に基準電圧を印加しているが、第２の制御電極８に、負の電源電圧（−Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）の２レベルからなる切替信号を印加し、第１の制御電極６に、負の電源電圧の１／２となる基準電圧（−Ｂ／２）を印加するようにしてもよい。
【００８０】
更に、本実施形態では、ダイオード１５のアノードを高周波信号線路４に接続しているが、図１２（ｂ）に示す高周波スイッチ２ｅのように、これを逆に接続してもよい。この場合、第１の制御電極６に負の電源電圧（−Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）の２レベルからなる切替信号を印加し、第２の制御電極８に、負の電源電圧の１／２となる基準電圧（−Ｂ／２）を印加するか、或いは、第２の制御電極８に正の電源電圧（＋Ｂ）又は接地電圧（ＧＮＤ）からなる切替信号を印加し、第１の制御電極６に、正の電源電圧の１／２となる基準電圧（＋Ｂ／２）を印加するように構成すればよい。
【００８１】
また、基準電圧は、必ずしも電源電圧の１／２とする必要はなく、適度な大きさの正負両バイアス電圧が生成されるように、ダイオード１５の特性に応じて適宜設定すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態の高周波スイッチの構成を表す回路図である。
【図２】保護回路の効果をシミュレーションにて求める際に用いた等価回路、及び算出結果を表すグラフである。
【図３】ＭＭＩＣ化された高周波スイッチの配線パターン図である。
【図４】ＭＭＩＣ各部の断面構造を表す説明図である。
【図５】２段リセス構造の効果を表すグラフである。
【図６】エアブリッジの効果を測定するために作成されたＴＥＧの配線パターン図である。
【図７】エアブリッジの効果を表すグラフである。
【図８】高周波スイッチの高周波伝送特性及びダイオードの電流特性の実測値を表すグラフである。
【図９】第２実施形態の高周波スイッチの構成を表す回路図である。
【図１０】ＭＭＩＣ化された高周波スイッチの配線パターン図である。
【図１１】高周波スイッチの変形例を表す回路図である。
【図１２】第３実施形態の高周波スイッチの構成を表す回路図である。
【図１３】ＭＭＩＣ化された高周波スイッチの配線パターン図である。
【図１４】本発明のバリエーションを明示する説明図である。
【図１５】ダイオードの等価回路、及びダイオードのオン抵抗が高周波スイッチの高周波伝送特性に与える影響を表すグラフである。
【図１６】コプレナー線路とダイオードとの接続部のパターン構成を評価するために作成されたＴＥＧの配線パターン図である。
【図１７】図１６に示すＴＥＧの評価結果を表すグラフである。
【図１８】従来の高周波スイッチの構成を表す回路図である。
【符号の説明】
２，２ａ〜２ｅ…高周波スイッチ、４…高周波信号線路、４ａ，５，７…信号配線、４ｂ…グランド配線、６，８…制御電極、７…信号配線、１０，１２…コンデンサ、１４，１５…ダイオード、１４ａ…アノード電極、１４ｂ…カソード電極、１４ｃ…アノードコンタクト層、１４ｄ…キャップ層、１６…保護回路、１６ａ，１６ｂ…抵抗素子、１６ｃ…コンデンサ、１８…インダクタンス素子、Ｂ…基板、Ｎ…窒化膜、ＰＬ…下層配線、ＰＵ…上層配線、Ｒ…溝、Ａ…空間、Ｓ…対向面積、Ｔ１，Ｔ２…端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency switch that conducts and cuts off a high-frequency signal line that transmits microwaves, millimeter waves, and the like by an electrical switching signal, and a driving method thereof.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in order to configure selection, switching, and the like of a path through which a high-frequency signal passes, a high-frequency switch that can control conduction and cutoff of the high-frequency signal line with an electrical switching signal has been used.
[0003]
As an example, FIGS. 18A and 18B show high-frequency switches 100 and 200 disclosed in Japanese Patent Laid-Open Nos. 6-268404 and 9-139601.
First, as shown in FIG. 18A, the high-frequency switch 100 shunt-connects a diode D10 whose cathode is grounded to a high-frequency signal line 104 having DC cut capacitors 110 and 112 connected to both ends. A control electrode 106 for applying a switching signal for switching on / off of the high-frequency switch 100 is connected to the high-frequency signal line 104 via a resistance element 116 and an inductance element 118.
[0004]
As shown in FIG. 18B, the high-frequency switch 200 has a diode D11 inserted in series in a high-frequency signal line 104 having DC cut capacitors 110 and 112 connected to both ends, and is connected to the anode side of the diode D11. The control electrode 106 for applying the switching signal is connected via the inductance element 118, and the diode D12 whose cathode is grounded is connected to the cathode side of the diode D11, and the length of the strip line is set to λ / 4. (Hereinafter referred to as “λ / 4 line”) 115 to be connected.
[0005]
In any of the high-frequency switches 100 and 200, the on / off state of the high-frequency switches 100 and 200 is switched by controlling the bias state of the diodes D10, D11, and D12 with a switching signal applied to the control electrode 106.
That is, in the high frequency switch 100, when the diode D10 is biased to be conductive, the high frequency signal line 104 is short-circuited to the ground via the diode D10, so that the high frequency signal supplied via the terminals T1 and T2 is 104 cannot pass through, and the high-frequency switch 100 is turned off. When the diode D10 is biased so as to be non-conductive, the diode D10 can be regarded as disconnected from the high-frequency signal line 104, and the high-frequency switch 100 is turned on.
[0006]
On the other hand, in the latter high-frequency switch 200, when the diodes D11 and D12 are biased so as to become conductive, the diode D12 side end of the λ / 4 line 115 is short-circuited to the ground, thereby causing the λ / 4 line 115 to be on the high-frequency signal line 104 side. The end becomes open (high impedance), and the λ / 4 line 115 can be regarded as disconnected from the high-frequency signal line 104. As a result, the high frequency signal supplied to the high frequency signal line 104 via the terminals T1 and T2 passes through the high frequency signal line 104 with a loss of about the ON resistance of the diode D11, that is, the high frequency switch 100 is turned on. . When the diodes D11 and D12 are biased so as to be non-conductive, the end of the λ / 4 line 115 on the side of the diode D12 is opened, so that the end of the λ / 4 line 115 on the side of the high frequency signal line 104 is short-circuited. The diode D11 becomes high resistance (non-conduction). As a result, the high-frequency signal supplied to the high-frequency signal line 104 via the terminals T1 and T2 has a large loss due to attenuation at the diode D11 and leakage to the ground via the λ / 4 line 115. Is turned off.
[0007]
By the way, generally, in a high frequency switch, if the loss (that is, insertion loss) of the high frequency signal passing through the switch is large when the switch is turned on, the transmission efficiency is deteriorated, and the leak amount of the high frequency signal generated in the switch is large when the switch is turned off. For example, when the isolation is reduced and a multiplexer is configured by using a plurality of high-frequency switches, for example, a crosstalk phenomenon occurs in which an on-channel signal and an off-channel signal interfere with each other. For this reason, the high frequency switch is desired to have low insertion loss and high isolation.
[0008]
In particular, in the high-frequency switch 100, if the on-resistance of the diode D10 (resistance when a forward bias is applied) is high, the leakage amount of the high-frequency signal through the diode D10 decreases when the switch is off, and the high-frequency signal line 104 Since the high-frequency signal passing through the channel increases, the isolation deteriorates. Further, in the high-frequency switch 200, if the on-resistance of the diode D11 is high, the attenuation amount of the high-frequency signal passing through the high-frequency signal line 104 increases when the switch is turned on, and if the on-resistance of the diode D12 is high, the λ / 4 line 115 cannot be reliably grounded, and the impedance at the high-frequency signal line 104 side end when the switch is turned on decreases, so that the high-frequency signal leaking to the λ / 4 line 115 side increases, and in any case increases the insertion loss. End up.
[0009]
For this reason, in order to realize low insertion loss and high isolation, it is effective to use diodes D10, D11, D12 constituting the main part of the high-frequency switches 100, 200 having low on-resistance. PIN diodes are used.
[0010]
The high-frequency switches 100 and 200 are preferably driven by a single power source. As a switching signal applied to the control electrode 106, a positive bias voltage (+ B) equal to the power source voltage and a ground voltage (0 V) are usually used. ) Or two levels of opening the control electrode (making the output terminal of the switching signal high impedance) is used.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the bias voltage when the diodes D10 to D12 are turned off is set to 0 V, the diodes D10 to D12 are surely turned off in a direct current, but are not turned into a semiconductive state for a high frequency signal. Thus, it is known that a high frequency signal is leaked.
[0012]
That is, when driven by a single power source, the high frequency switch 100 leaks a high frequency signal through the diode D10 when the switch is turned on, thereby increasing insertion loss. On the other hand, the high frequency switch 200 has a diode when the switch is turned off. There is a problem in that isolation is reduced due to leakage of a high-frequency signal through D11.
[0013]
If a negative bias voltage is used when the diodes D10 to D12 are turned off, the diodes D10 to D12 are completely turned off even for a high frequency signal. Signal leakage can be sufficiently suppressed. In this case, in order to generate the switching signal, that is, to drive the high-frequency switches 100 and 200, two positive and negative power supplies are required, and the power supply wiring is doubled. Therefore, there has been a problem that the apparatus becomes large.
[0014]
In particular, when using it for in-vehicle equipment, etc., in order to secure a stable negative power supply, it is necessary to provide a power circuit for negative power supply in addition to the battery power supply that has been installed so far. A high frequency switch that can be driven by a power source is desired.
[0015]
In order to solve the above-described problems, an object of the present invention is to provide a high-frequency switch that can be driven by a single power source and that has low insertion loss and high isolation.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is characterized in that a diode and an inductance element shunt-connected to a high-frequency signal line, and a bias voltage is applied to both ends of a series circuit composed of the diode and the inductance element. A high frequency switch comprising a pair of control electrodes for performing a diodeIsA constant reverse bias voltage at which the cathode side of the diode is higher than the anode side is used as a threshold voltage.When both ends of the diode are at the same potential, it becomes a complete conduction state with respect to the high-frequency signal, and when a negative bias voltage having an absolute value larger than the threshold voltage is applied, it becomes non-conductive with respect to the high-frequency penetration.Has characteristicsOne of the pair of control electrodes is a ground electrode connected to the ground wiring, and the other is used as a switching electrode for applying a switching signal for switching between conduction and cutoff of the high-frequency switch.It is characterized by that.
[0017]
In the diode having such characteristics, when the bias voltage is set to 0 V (both ends of the diode are at the same potential), the diode becomes completely conductive with respect to the high-frequency signal instead of being semiconductive, and more absolute than the above threshold voltage. When a negative bias voltage having a large value is applied, the non-conducting state is surely established with respect to the high-frequency signal. As a result, when the bias voltage of the diode is set to 0V, the leakage of the high frequency signal through the diode is reliably reduced.
[0018]
Therefore, according to the high frequency switch of the present invention, a signal composed of two levels of a negative bias voltage having a larger absolute value than the threshold voltage of the diode and a bias voltage of 0 V, that is, a signal that can be generated by a single power source. Even when driven, the leakage of high-frequency signals in the diode can be sufficiently suppressed, and the characteristics of low insertion loss and high isolation can be realized.
[0019]
By the way, as a diode having a high frequency characteristic as shown in claim 1, a Schottky barrier diode has been confirmed by the present inventor as described in claim 2. However, since such high-frequency characteristics are considered to change variously depending on the semiconductor material to be used, its structure, etc., not only Schottky barrier diodes, but if similar characteristics can be obtained, Any structure of diodes may be used.
[0020]
  In the high frequency switch according to claim 1,A pair of control electrodesOne of themOne control electrode is used as a ground electrode connected to the ground wiring, and the other control electrode is used as a switching electrode to which a switching signal whose signal level changes is applied.It is configured as follows.
[0021]
That is, when switching the on / off state of the high-frequency switch, the applied voltage only needs to be switched by one (switching electrode) of the pair of control electrodes, and therefore the configuration of the drive circuit for driving the high-frequency switch Can be easy.
Specifically, as shown in FIG. 14, when the anode of the diode M4 is connected to the high-frequency signal line M3, as shown in FIG. 14A, the control electrode M5 on the diode M4 side is a ground electrode, and the inductance element M2 side The control electrode M1 may be used as a switching electrode, and a switching signal composed of a negative bias (−B) or a ground voltage (GND = 0V) may be applied. As shown in (b), the control electrode on the inductance element M2 side A switching signal composed of positive bias (+ B) or ground voltage (GND) may be applied using M1 as a ground electrode and the control electrode M5 on the diode M4 side as a switching electrode.
[0022]
Further, when the cathode of the diode M4 is connected to the high-frequency signal line M3, as shown in (c), the control electrode M5 on the diode M4 side is a ground electrode, and the control electrode M1 on the inductance element M2 side is a switching electrode. A switching signal composed of a bias (+ B) or a ground voltage (GND) may be applied. As shown in (d), the control electrode M1 on the inductance element M2 side is a ground electrode, and the control electrode M5 on the diode M4 side is used. As a switching electrode, a switching signal composed of a negative bias (-B) or a ground voltage (GND) may be applied.
[0023]
  And the switching electrodeClaim 3As described, it may be configured to be grounded via a resistance element. In this case, when both ends of the diode are set to the same potential and the diode is made non-conductive, the driving circuit that generates the switching signal outputs the switching signal without generating the switching signal whose signal level is the ground voltage. If the terminal is set to high impedance, the switching electrode is surely at the ground voltage, so that the circuit configuration on the side of generating the switching signal can be further simplified.
[0024]
  next,Claim 4In the described high-frequency switch, a voltage dividing circuit for dividing the voltage applied to the switching electrode is provided, and the output of the voltage dividing circuit is applied to a series circuit composed of a diode and an inductance element.
  With this voltage dividing circuit, the bias voltage applied to the diode can be set to an appropriate level according to the withstand voltage of the diode, and the durability and reliability of the diode (and thus the high frequency switch) can be improved. it can. In particular, when a Schottky barrier diode is used, such a voltage dividing circuit is extremely effective because the breakdown voltage is lower than that of a PIN diode.
[0025]
  Further, when a surge based on static electricity or noise enters through the switching electrode to which the switching signal is applied, the diode may be destroyed.
  Therefore,Claim 5As described, it is preferable to provide a surge absorbing circuit that absorbs a surge entering from the switching electrode. As the surge absorption circuit, specifically, a well-known low-pass filter composed of a capacitance element (capacitor) and a resistance element is used immediately after the switching electrode, and the output of the low-pass filter is composed of a diode and an inductance element. What is necessary is just to connect so that it may be supplied to a series circuit.
[0026]
Incidentally, as shown in FIG. 15A, an equivalent circuit of a diode is formed by connecting an inductance element (inductance L) in series to a parallel circuit composed of a capacitance element (capacitance C) and a resistance element (resistance R). It can be represented by a circuit.
Then, considering that the high-frequency switch is made into MMIC, using a single TEG (element for characteristic measurement) of a Schottky barrier diode fabricated on the MMIC substrate, when conducting (bias voltage: +0.7 V), and When high-frequency characteristics at the time of non-conduction (bias voltage-3V) were measured and fitting was performed between the measured value and the above-described equivalent circuit, L = 1.5 pH, C = 10 fF, Ron = 30Ω, Roff = 500 kΩ The result was obtained. Ron is a resistance when the diode is forward biased (hereinafter referred to as “on resistance”), and Roff is a resistance when the diode is biased in the reverse direction (hereinafter referred to as “off resistance”). It is said).
[0027]
Using these measured values, for a three-channel switch formed by connecting three high-frequency switches shown in FIG. 14 (a) in parallel, one of the high-frequency switches is turned on and the other two are turned off. FIG. 15B shows the result of obtaining the high-frequency transmission characteristics (insertion loss of the high-frequency switch) in each channel by simulation (using “Libra HP”).
[0028]
However, L, C, and Roff were fixed to the above measured values, and Ron was determined for each of 30, 20, 10, and 5Ω. As shown in the figure, as the on-resistance Ron is reduced, the insertion loss of the high-frequency switch, that is, the leakage of the high-frequency signal in the channel turned off is reduced. That is, if the on-resistance Ron of the diode can be lowered, the leakage of the high-frequency signal when the high-frequency switch is turned off can be reduced. Further, when a multi-channel switch is configured using this high-frequency switch, the insertion loss can be reduced.
[0029]
  So, for example,Claim 6As described, if a plurality (n) of diodes are connected in parallel, the on-resistance of the diode is reduced to about 1 / n, so that the high-frequency transmission characteristics of the high-frequency switch can be improved. .
  In addition, when the high frequency signal line is formed by a coplanar line made up of signal wiring and ground wiring formed on both sides of the signal wiring, for example, by converting the high frequency switch to MMIC,Claim 7As described, it is desirable to provide two diodes in a line-symmetric arrangement with the signal wiring as the center line.
[0030]
In other words, a MMIC diode (particularly a Schottky barrier diode) usually has a configuration in which cathode electrodes are arranged on both sides of the anode electrode (see FIG. 4C). The on-resistance can be lowered by increasing the length of the facing portion between the anode electrode and the cathode electrode, that is, by extending the length of the anode electrode. The amount of inductance increases, and the characteristics of the diode change. For this reason, it is desirable to reduce the on-resistance by providing a plurality of diodes. If the diodes are arranged at asymmetric positions, signal reflection becomes complicated and it becomes difficult to obtain good characteristics. A symmetrical arrangement is desirable (see FIG. 3).
[0031]
By the way, in the coplanar line, since the signal is propagated by electromagnetic coupling between the signal wiring and the ground wiring, the characteristic impedance changes depending on the width of the signal wiring and the interval between the signal wiring and the ground wiring. A high-frequency signal line composed of a coplanar line is generally designed to have a characteristic impedance of 50Ω, but this characteristic impedance is disturbed in a portion where a diode or the like is connected, and the high-frequency transmission of the high-frequency switch. It will affect the characteristics.
[0032]
In order to investigate this effect, regarding the TEG of the two types of diode cells shown in FIG. 16 fabricated on the MMIC substrate, the high-frequency transmission characteristics of the high-frequency signal line are switched off, that is, when the diode is conductive (bias voltage: 0 V) and when the switch was turned on, that is, when the diode was not conducting (bias voltage: −3 V). However, a Schottky barrier diode was used as the diode.
[0033]
16A shows a configuration in which the diode 14 is disposed between the signal wiring 4a of the coplanar line and the ground wiring 4b (hereinafter referred to as “cell outside ground”), and FIG. 16B shows the ground wiring 4b region of the coplanar line. 1 shows a configuration in which the diode 14 is arranged (hereinafter referred to as “cell in ground”). However, two diodes 14 are provided symmetrically on both sides of the signal wiring 4a.
[0034]
FIG. 17 is a graph showing the measurement results. As shown in FIG. 17, the grounded cell shown in FIG. 16B has better characteristics in both cases when the switch is turned off and when the switch is turned on. In other words, a characteristic was obtained that was closer to 0 dB when the switch was turned on, and smaller (larger minus value) when the switch was turned off.
[0035]
  Therefore, when the high-frequency signal line is formed by a coplanar line,Claim 8As described, the diode is preferably formed in the ground wiring region of the coplanar line.
  By the way, the above-mentioned high frequency switch isClaim 9As described, the control electrode connected to the anode side of the diode is grounded, and a switching signal consisting of two levels of the power supply voltage of the positive power supply and the ground voltage is applied to the control electrode connected to the cathode side of the diode. May be driven by a single positive power source (see FIGS. 14B and 14C),Claim 10As described, the control electrode connected to the cathode side of the diode is grounded, and a switching signal composed of two levels of the negative power supply voltage and the ground voltage is applied to the control electrode connected to the anode side of the diode. Therefore, it may be driven by a single negative power source (see FIGS. 14A and 14D).
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency switch according to an embodiment to which the present invention is applied. The high-frequency switch of this embodiment is a one-channel high-frequency switch called a so-called SPST (Single Pole Single Throw), and is used for a high-frequency signal in the 76.5 GHz band. Therefore, in the present embodiment, the high frequency signal means a signal in the 76.5 GHz band.
[0039]
As shown in FIG. 1, the high-frequency switch 2 of the present embodiment includes a high-frequency signal line 4 having DC cut capacitors 10 and 12 connected to both ends, a diode 14 having a cathode grounded, and a shunt connection. A control electrode 6 for applying a switching signal for switching the on / off state of the high-frequency switch 2 is connected via a protection circuit 16 and an inductance element 18. The protection circuit 16 includes a resistance element 16a connected in series between the control electrode 6 and the inductance element 18, and one end of each of the connection points between the resistance element 16a and the inductance element 18 is grounded. A resistance element 16b and a capacitor 16c are connected in parallel.
[0040]
That is, the protection circuit 16 divides the voltage applied to the control electrode 6 by the resistance elements 16a and 16b (in this embodiment, 1/10), and the series of the inductance element 18 and the diode 14 is formed. When the control electrode 6 is opened while being applied to the circuit, the control electrode 6 side end of the inductance element 18 and the anode side of the diode 14 are set to the ground voltage via the resistance element 16b. In the protection circuit 16, the resistance element 16 a and the capacitor 16 c form a low-pass filter, and absorb and mitigate surge that enters from the control electrode 6. That is, the resistance circuits 16a and 16b correspond to a voltage dividing circuit in the present invention, and the resistance circuit 16a and the capacitor 16c correspond to a surge absorption circuit.
[0041]
The diode 14 flows a current when a bias voltage equal to or higher than a predetermined conduction threshold VLF (0.3 V in this embodiment) is applied in a direct current, and also has a predetermined high-frequency threshold VHF (this In the embodiment, a Schottky barrier diode having a characteristic that allows a high-frequency signal to pass through when a bias voltage of −0.5 V) or higher is applied and at least when the bias voltage is 0 V, becomes a complete conduction state with respect to the high-frequency signal. It is used. However, the bias voltage is positive when the potential of the anode is higher than that of the cathode (the same applies hereinafter).
[0042]
Capacitors 10 and 12 are set to have a capacity (240 fF in this embodiment) that allows high-frequency signals to pass through without loss.
The high-frequency switch 2 of the present embodiment configured as described above can be driven by a single negative power supply. When a power supply voltage (for example, −12 V) is applied to the control electrode 6, the diode 14 A bias voltage (−1.2 V in this case) smaller than the high frequency threshold VHF is applied, and the diode 14 is turned off. That is, the diode 14 can be regarded as being disconnected, and the high frequency switch 2 is turned on, so that the high frequency signal applied to the terminals T1 and T2 passes through the high frequency signal line 4.
[0043]
On the other hand, when the ground voltage (0V) is applied to the control electrode 6 or the control electrode 6 is opened, both ends of the diode 14 are set to the same potential, that is, a bias voltage of 0V is applied to the diode 14. Since this bias voltage is smaller than the conduction threshold value VLF, it remains in a non-conductive state in terms of DC, but is larger than the high-frequency threshold value VHF, so that it becomes a complete conduction state for a high-frequency signal. It leaks to the ground through the diode 14. That is, the high frequency switch 2 is turned off, and the high frequency signal applied to the terminals T1 and T2 cannot pass through the high frequency signal line 4.
[0044]
As described above, in the high-frequency switch 2 of the present embodiment, conduction / non-conduction of the high-frequency signal is switched as the diode 14 shunt-connected to the high-frequency signal line 4 in order to switch the high-frequency switch 2 on and off. A Schottky barrier diode having such a characteristic that when the high-frequency threshold VHF is smaller than 0 V and both ends of the diode 14 are set to the same potential (bias voltage is 0 V), the high-frequency signal is brought into a complete conduction state is used. ing.
[0045]
Therefore, according to the high-frequency switch 2 of the present embodiment, even when driven by a single power supply, the diode 14 originally becomes semi-conductive when it should be completely non-conductive with respect to the high-frequency signal. In addition, the high frequency signal through the diode 14 can sufficiently suppress leakage, so that low insertion loss and high isolation can be realized.
[0046]
In the high-frequency switch 2 of the present embodiment, the switching signal applied to the control electrode 6 is applied to a series circuit including the inductance element 18 and the diode 14 via the protection circuit 16. That is, by appropriately setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit composed of the resistance elements 16a and 16b in accordance with the voltage applied to the control electrode 6 (for example, the power supply voltage), the deterioration of the diode 14 due to application of an excessive bias voltage is prevented. In addition, the low-pass filter composed of the resistance element 16a and the capacitor 16c absorbs and relaxes the surge entering the control electrode 6, so that the destruction of the diode 14 due to the surge can be prevented. Reliability and durability can be improved.
[0047]
Here, FIGS. 2B and 2C are graphs showing results obtained by simulating the electrostatic transient characteristics of the diode 14 in order to show the surge absorption effect by the protection circuit 16.
FIG. 2A shows an equivalent circuit and a test circuit of the high-frequency switch 2 used in the simulation. That is, in the equivalent circuit of the high frequency switch 2, the inductance element 18 has an extremely small inductance component, so that this is ignored and the protection circuit 16 and the diode 14 are included.
[0048]
Then, a surge generated by discharging the capacitor 50 (capacitance Cs = 100 pF) charged to a high voltage through the resistance element 52 (resistance value Rs = 1.5 kΩ) causes the control electrode of the equivalent circuit of the high-frequency switch 2 to 6 was applied to the portion corresponding to 6, and the time change of the anode side voltage of the diode 14 was calculated.
[0049]
The capacitor 50 has two charging voltages, positive surge (+ 2000V) and negative surge (−2000V), and the resistance values of the resistance elements 16a and 16b constituting the protection circuit 16 are R1 and R2, and the capacitance of the capacitor 16c. Where C1 is R2 = 100Ω and C1 = 5 pF, and R1 is 900Ω and 0Ω, respectively. That is, when R1 = 900Ω, the voltage applied to the control electrode 6 is divided by 1/10 and supplied to the diode 14, and when R1 = 0Ω, the voltage applied to the control electrode 6 is supplied to the diode 14 as it is. Will be.
[0050]
FIG. 2B shows electrostatic transient characteristics when a positive surge is applied, and FIG. 2C shows electrostatic transient characteristics when a negative surge is applied. By causing the protection circuit 16 to function (R1 ≠ 0), the maximum voltage applied to the diode 14 can be reduced in both cases of positive and negative surges, and particularly a great effect can be obtained against negative surges. I understand.
[0051]
Next, FIG. 3 is an explanatory diagram showing a wiring pattern when the high frequency switch 2 of the present embodiment is made into MMIC. In the MMIC, a two-layer wiring is used, and as shown in FIG. 4A, a lower layer wiring PL is formed on a compound wafer substrate (hereinafter simply referred to as “substrate”) B. A nitride film N is laminated on the surface of the formed substrate B, and an upper layer wiring PU is formed on the nitride film N. In FIG. 3, the upper layer wiring PU is indicated by oblique lines, and the outline of the lower layer wiring PL is indicated by dotted lines. Here, the DC cut capacitors 10 and 12 and the terminals T1 and T2 are omitted.
[0052]
As shown in FIG. 3, the high-frequency signal line 4 is configured as a well-known coplanar wave guide (hereinafter referred to as “coplanar line”) composed of the signal wiring 4a and the ground wiring 4b, and the signal impedance is set to 50Ω. The width of the wiring 4a and the interval between the signal wiring 4a and the ground wiring 4b are set. For example, when the dielectric constant of the substrate B is 12.2 and Au wiring is used, if the width of the signal wiring 4a is 50 μm and the distance between the signal wiring 4a and the ground wiring 4b is 43 μm, the characteristic impedance of the high frequency signal line 4 is 50Ω at 76.5 GHz.
[0053]
The inductance element 18 is composed of a coplanar line formed in the region of the ground wiring 4b, and the characteristic impedance of the inductance element 18 is high frequency signal line 4 so that a high frequency signal passing through the high frequency signal line 4 does not leak through the inductance element 18. Designed much larger. For example, as in the above case, when the dielectric constant of the substrate B is 12.2 and Au wiring is used, the signal wiring width is 6 μm, and the distance between the signal wiring 18a and the ground wiring (formed integrally with the ground wiring 4b). Is 67 μm, the characteristic impedance is 97Ω at 76.5 GHz, which is considerably higher than 50Ω of the high-frequency signal line 4. In addition, since the inductance element 18 constituted by the coplanar line has a small pattern area, it is possible to increase the degree of circuit aggregation.
[0054]
Further, as shown in FIG. 4B, a ground wiring 4b, which is an upper layer wiring, is provided at the intersection of the signal wiring 5 branched from the signal wiring 4a and reaching the inductance element 18 and the ground wiring 4b. A so-called air bridge wired so as to have a space A between the two is provided. 4B is a cross-sectional view taken along the line aa in FIG.
[0055]
The capacitor 16c is composed of a ground side electrode (upper layer wiring) formed integrally with the ground wiring 4b and a non-ground side electrode (lower layer wiring) disposed so as to face the nitride film. Yes.
The diode 14 is composed of a single element on the circuit shown in FIG. 1, but is composed of two elements formed on the MMIC substrate so as to be symmetrical with respect to the signal wiring 4a. ing. The portion functioning as the diode 14 is formed in the area of the ground wiring 4b, and the signal wiring 7 from the signal wiring 4a to the diode 14 has an inductance L of an equivalent circuit of the diode shown in FIG. It is formed thick so as not to increase the component.
[0056]
The diode 14 has a cross-sectional structure (cross-section bb in FIG. 3), as shown in FIG. 4C, on the substrate B, an anode contact layer 14c made of an i-type semiconductor and a cap layer made of an n-type semiconductor. 14d is laminated. Further, a groove (recess) R in which the cap layer 14d is removed and the anode contact layer 14c is exposed is formed in the central portion, and an anode electrode 14a is formed in the groove R, and the anode electrode 14a Cathode electrodes 14b are formed on the cap layers 14d located on both sides. However, the cathode electrode 14b is formed integrally with the ground wiring 4b, and the groove R in which the anode electrode 14a is formed has a two-stage recess structure. The method for producing the two-step recess is described in detail in Japanese Patent Application No. 11-140609 already filed by the applicant of the present application, and the description thereof is omitted here.
[0057]
As described above, according to the MMIC high-frequency switch 2 of this embodiment, the groove R formed to bring the anode electrode 14a of the diode 14 into contact with the anode contact layer 14c made of an i-type semiconductor has 2 Since the stepped recess structure is used and the gap between the anode electrode 14a and the cap layer 14d is sufficiently secured, the breakdown voltage (breakdown voltage) of the diode 14 is improved, and the durability of the device can be improved. .
[0058]
That is, the breakdown voltage of the Schottky barrier diode is defined by how the depletion layer spreads in the anode electrode 14a and the anode contact layer 14c made of an i-type semiconductor. Specifically, in FIG. 4C, the depletion layer in the vertical direction of the cross section is defined by the anode electrode 14a and the band gap structure of the i-type semiconductor, whereas the cross section in the horizontal direction is defined by the anode electrode 14a. It is prescribed | regulated by the space | interval of the cap layer 14d edge part. The breakdown voltage is determined by the direction in which the quantum mechanical tunnel effect is first generated in the vertical and horizontal directions. That is, the reason why the withstand voltage of the diode 14 is improved by the two-stage recess structure is that the breakdown voltage in the lateral direction is increased because the gap between the anode electrode 14a and the cap layer 14d cannot be sufficiently secured in the one-stage recess structure. What has been determined is considered to have changed so that the breakdown voltage is determined in the vertical direction due to the two-stage recess structure.
[0059]
Here, FIG. 5 shows the result of measuring the breakdown voltage with a diode having a one-stage recess structure and a diode having a two-stage recess structure (both are Schottky barrier diodes). The horizontal axis of the graph represents the bias voltage applied to the diode, and the vertical axis represents the current flowing through the diode. However, the current flowing from the anode electrode to the cathode electrode is positive.
[0060]
In general, a Schottky barrier diode has a lower breakdown voltage when a negative voltage is applied than a PIN diode and tends to be weak against static electricity. However, as shown in the figure, the breakdown voltage can be reduced to 1 by adopting a two-stage recess structure. .5V can be increased.
[0061]
Further, according to the present embodiment, the intersection of the signal wiring (lower layer wiring) 5 and the ground wiring (upper layer wiring) 4b that reaches the inductance element 18 branched from the signal wiring 4a is configured by an air bridge. The leakage of the high frequency signal through the intersection can be sufficiently suppressed, and the high frequency transmission characteristics can be kept good.
[0062]
That is, the dielectric constant ε of vacuum₀= 8.854 × 10^-12(F / m), relative dielectric constant ε of nitride film_r= 6.87, electrode facing area S, electrode distance d, the capacitance C of the capacitor can be obtained by the following equation (1).
C = ε₀・ Ε_r・ S / d (1)
Therefore, the control wiring has a line width of 6 μm, and the ground wiring 4b has a line width of 50 μm (ie, S = 300 μm).²) When the film thickness of the nitride film is 100 nm (= d), the capacitor capacitance C at the intersection is C = 182.5 fF when there is no air bridge, and C = 5.2 fF when there is an air bridge with a height of 5 μm. Thus, it can be seen that by providing the air bridge, the capacitance of the capacitor is reduced to about 1/35 times.
[0063]
FIG. 6 is a pattern diagram of the TEG fabricated on the MMIC substrate in order to measure the effect of using the air bridge. From the pattern of the entire high frequency switch shown in FIG. Only the electrode 6, the protection circuit 16, and the inductance element 18 are extracted. In addition, two types of TEGs are used when the intersection between the signal wiring 5 and the ground wiring 4b has no air bridge (see FIG. 4A) and with an air bridge (see FIG. 4B). The results of measuring the high-frequency transmission characteristics for each are shown in FIG.
[0064]
As shown in FIG. 7, the TEG without an air bridge has a loss of 7.5 dB at 76.5 GHz, whereas the TEG with an air bridge is 0.3 dB. That is, by configuring the above-mentioned intersection portion with an air bridge, it is possible to obtain a high frequency transmission characteristic substantially the same as that of a simple 50Ω line to which the signal wiring 5 is not connected.
[0065]
Here, FIG. 8 is a graph showing the result of actual measurement of the characteristics of the MMIC high-frequency switch 2. However, the resistance value of the resistance element 16a was measured with R1 = 0Ω so that the voltage applied to the control electrode 6 became the bias voltage of the diode 14.
The diode 14 has a bias voltage of O.D. Below 2V, no current flows, and the switch is turned off. However, the high frequency switch 2 is completely turned on when the bias voltage is −0.7V or less, and is completely turned off when the bias voltage is −0.2V or more. It has become.
[0066]
That is, in a conventional high frequency switch using a PIN diode, a high frequency signal cannot pass through the diode unless a forward bias current of about several tens of mA is applied by applying a positive bias voltage to the PIN diode. According to the high-frequency switch 2 of this embodiment using a Schottky barrier diode, the high-frequency switch can be completely turned off with a bias voltage of 0 V, and even when driven by a single power source, Good characteristics with low insertion loss and high isolation can be obtained.
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment will be described.
[0067]
FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of the high-frequency switch 2a of the present embodiment.
As shown in FIG. 9, the high-frequency switch 2a of the present embodiment has a high-frequency signal line 4 having DC cut capacitors 10 and 12 connected to both ends, and an inductance element 18 grounded at one end is shunt-connected. A control electrode 8 for applying a switching signal for switching the on / off state of the high-frequency switch 2 is connected via a protection circuit 16 and a diode 14.
[0068]
The protection circuit 16 is configured in exactly the same way as in the first embodiment, except that the resistance element 16a is connected in series between the control electrode 6 and the diode 14.
The diode 14 is connected so that the direction of current flow from the high-frequency signal line 4 toward the control electrode 8 is the forward direction, and has the same characteristics as those used in the first embodiment. A barrier diode is used.
[0069]
The high-frequency switch 2a of the present embodiment configured as described above can be driven by a single positive power supply. When a power supply voltage (for example, + 12V) is applied to the control electrode 8, a high-frequency switch 2a A bias voltage (−1.2 V in this case) smaller than the threshold value VHF is applied, and the diode 14 becomes nonconductive. That is, the diode 14 can be regarded as being disconnected, and the high frequency switch 2 is turned on, so that the high frequency signal applied to the terminals T1 and T2 passes through the high frequency signal line 4.
[0070]
On the other hand, when the ground voltage (0 V) is applied to the control electrode 8 or the control electrode 8 is opened, both ends of the diode 14 are set to the same potential, that is, a bias voltage of 0 V is applied to the diode 14. Since this bias voltage is smaller than the conduction threshold value VLF, it remains in a non-conductive state in terms of DC, but is larger than the high-frequency threshold value VHF, so that it becomes a complete conduction state for a high-frequency signal. It leaks to the ground through the diode 14. That is, the high frequency switch 2 is turned off, and the high frequency signal applied to the terminals T1 and T2 cannot pass through the high frequency signal line 4.
[0071]
As described above, according to the high-frequency switch 2a of the present embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
FIG. 10 shows a wiring pattern of the high frequency switch 2a of the present embodiment that is MMIC.
[0072]
By the way, in 1st Embodiment and 2nd Embodiment, although the diode 14 is connected to the anode side with respect to the high frequency signal track | line 4, like the high frequency switches 2b and 2c shown to FIG. Conversely, the cathode side of the diode 14 may be connected to the high-frequency signal line 4.
[0073]
That is, the high frequency switch 2b shown in FIG. 11A is obtained by reversing only the connection direction of the diode 14 of the high frequency switch 2 of the first embodiment. In this case, as in the case of the second embodiment, It can be driven by a single positive power source.
Further, the high frequency switch 2c shown in FIG. 11B is obtained by reversing only the connection direction of the diode 14 of the high frequency switch 2a of the second embodiment. In this case, as in the case of the first embodiment, It can be driven by a single negative power source.
[Third Embodiment]
Next, a third embodiment will be described.
[0074]
FIG. 12A is a circuit diagram showing the configuration of the high-frequency switch 2d of this embodiment, and FIG. 13 is a wiring pattern diagram of the high-frequency switch 2d made into MMIC.
As shown in FIG. 12A, the high-frequency switch 2d of the present embodiment is connected to the high-frequency signal line 4 having the DC cut capacitors 10 and 12 connected to both ends via a resistance element 16a and an inductance element 18. The second control electrode 8 is connected via a diode 15 having an anode connected to the high-frequency signal line 4.
[0075]
Note that a PIN diode is used as the diode 15. However, the present embodiment is not limited to this, and any diode may be used.
Then, a switching signal composed of two levels of a positive power supply voltage (+ B) or a ground voltage (GND) is applied to the first control electrode 6, and a positive power supply voltage of 1 is applied to the second control electrode 8. A reference voltage (+ B / 2) of / 2 is applied.
[0076]
In the high-frequency switch 2d of this embodiment configured as described above, when a positive power supply voltage (+ B) is applied to the first control electrode 6, a bias voltage of + B / 2 is applied to the diode 15, When the diode 15 becomes conductive, the high-frequency switch 2 is turned off.
[0077]
On the other hand, when a ground voltage (GND) is applied to the first control electrode 6, a bias voltage of −B / 2 is applied to the diode 15, and the diode 14 becomes non-conductive, whereby the high frequency switch 2 is turned on.
As described above, in the high frequency switch 2d of the present embodiment, the voltage applied to the second control electrode 8 is fixed to the reference voltage obtained by dividing the power supply voltage (+ B). Even if a switching signal to be applied to the control electrode 6 that can be generated by a single power source having two levels of the power source voltage and the ground voltage is used, a bipolar bias voltage is applied to the diode 15. .
[0078]
Therefore, according to the high frequency switch 2d of the present embodiment, the diode 15 can be brought into a complete conduction state or a complete non-conduction state with respect to a high frequency signal even when driven by a single power source. Loss and high isolation can be realized.
[0079]
In the present embodiment, the switching signal is applied to the first control electrode 6 and the reference voltage is applied to the second control electrode 8. However, the negative control voltage (− B) or a switching signal consisting of two levels of ground voltage (GND) is applied, and a reference voltage (−B / 2) that is ½ of the negative power supply voltage is applied to the first control electrode 6. May be.
[0080]
Further, in the present embodiment, the anode of the diode 15 is connected to the high-frequency signal line 4, but this may be connected in reverse as in the high-frequency switch 2 e shown in FIG. In this case, a switching signal composed of two levels of the negative power supply voltage (−B) or the ground voltage (GND) is applied to the first control electrode 6, and 1 / of the negative power supply voltage is applied to the second control electrode 8. A reference voltage (−B / 2) of 2 is applied, or a switching signal consisting of a positive power supply voltage (+ B) or a ground voltage (GND) is applied to the second control electrode 8 to perform the first control. What is necessary is just to comprise so that the reference voltage (+ B / 2) which becomes 1/2 of a positive power supply voltage may be applied to the electrode 6. FIG.
[0081]
Further, the reference voltage does not necessarily have to be ½ of the power supply voltage, and may be appropriately set according to the characteristics of the diode 15 so as to generate both positive and negative bias voltages having an appropriate magnitude.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a high-frequency switch according to a first embodiment.
FIG. 2 is a graph showing an equivalent circuit used when obtaining the effect of the protection circuit by simulation and a calculation result.
FIG. 3 is a wiring pattern diagram of a high frequency switch made into MMIC.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a cross-sectional structure of each part of the MMIC.
FIG. 5 is a graph showing the effect of a two-stage recess structure.
FIG. 6 is a wiring pattern diagram of a TEG created for measuring the effect of an air bridge.
FIG. 7 is a graph showing the effect of an air bridge.
FIG. 8 is a graph showing measured values of high-frequency transmission characteristics of a high-frequency switch and current characteristics of a diode.
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration of a high-frequency switch according to a second embodiment.
FIG. 10 is a wiring pattern diagram of a high frequency switch made into MMIC.
FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a modification of the high-frequency switch.
FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a configuration of a high-frequency switch according to a third embodiment.
FIG. 13 is a wiring pattern diagram of a high frequency switch made into MMIC.
FIG. 14 is an explanatory diagram clearly showing variations of the present invention.
FIG. 15 is a graph showing the influence of the equivalent circuit of the diode and the on-resistance of the diode on the high-frequency transmission characteristics of the high-frequency switch.
FIG. 16 is a wiring pattern diagram of a TEG created for evaluating a pattern configuration of a connection portion between a coplanar line and a diode.
17 is a graph showing the evaluation results of the TEG shown in FIG.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional high-frequency switch.
[Explanation of symbols]
2, 2a to 2e ... high frequency switch, 4 ... high frequency signal line, 4a, 5, 7 ... signal wiring, 4b ... ground wiring, 6, 8 ... control electrode, 7 ... signal wiring, 10, 12 ... capacitor, 14, 15 ... Diode, 14a ... Anode electrode, 14b ... Cathode electrode, 14c ... Anode contact layer, 14d ... Cap layer, 16 ... Protection circuit, 16a, 16b ... Resistance element, 16c ... Capacitor, 18 ... Inductance element, B ... Substrate, N ... Nitride film, PL ... Lower layer wiring, PU ... Upper layer wiring, R ... Groove, A ... Space, S ... Counter area, T1, T2 ... Terminal

Claims

A diode and an inductance element each shunt-connected to the high-frequency signal line;
A pair of control electrodes for applying a bias voltage across the series circuit comprising the diode and the inductance element;
In the high frequency switch with
The diode has a constant reverse bias voltage at which the cathode side of the diode has a higher potential than the anode side as a threshold voltage, and when the both ends of the diode are set to the same potential, the diode is in a completely conductive state with respect to a high-frequency signal, When a negative bias voltage having an absolute value larger than the threshold voltage is applied, it has a characteristic of becoming non-conductive with respect to a high-frequency signal,
One of the pair of control electrodes is a ground electrode connected to a ground wiring, and the other is used as a switching electrode for applying a switching signal for switching between conduction and cutoff of the high-frequency switch. switch.

The high-frequency switch according to claim 1, wherein the diode is a Schottky barrier diode.

3. The high-frequency switch according to claim 1, wherein the switching electrode is grounded through a resistance element.

A voltage dividing circuit for dividing the voltage applied to the switching electrode is provided;
The high-frequency switch according to any one of claims 1 to 3, wherein an output of the voltage dividing circuit is applied to a series circuit including the diode and an inductance element.

5. The high frequency switch according to claim 1, further comprising a surge absorbing circuit that absorbs a surge entering from the switching electrode.

6. The high frequency switch according to claim 1, wherein a plurality of the diodes are connected in parallel.

The high-frequency signal line is formed by a coplanar line including a signal line and ground lines formed on both sides of the signal line,
7. The high frequency switch according to claim 6, wherein two diodes are provided so as to be arranged symmetrically with respect to the signal wiring as a center line.

The high-frequency signal line is formed by a coplanar line including a signal line and ground lines formed on both sides of the signal line,
6. The high frequency switch according to claim 1, wherein the diode is formed in a ground wiring region of the coplanar line.

A method for driving a high-frequency switch according to any one of claims 1 to 8,
A control electrode connected to the anode side of the diode is grounded, and a switching signal consisting of two levels of a positive power supply voltage and a ground voltage is applied to the control electrode connected to the cathode side of the diode. A driving method of a high-frequency switch, wherein the driving is performed by one positive power source.

A method for driving a high-frequency switch according to any one of claims 1 to 8,
A control electrode connected to the cathode side of the diode is grounded, and a switching signal consisting of two levels of a negative power supply voltage and a ground voltage is applied to the control electrode connected to the anode side of the diode. A driving method of a high frequency switch, wherein the driving is performed by a single negative power source.