JP4347992B2

JP4347992B2 - Electromagnetic actuator, electromagnetic actuator drive control apparatus and method, electromagnetic actuator resonance frequency signal generation apparatus and method

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Publication number: JP4347992B2
Application number: JP2000124948A
Authority: JP
Inventors: 修清水; 喜和寺島
Original assignee: Nippon Signal Co Ltd
Current assignee: Nippon Signal Co Ltd
Priority date: 2000-04-25
Filing date: 2000-04-25
Publication date: 2009-10-21
Anticipated expiration: 2020-04-25
Also published as: JP2001305471A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁アクチュエータ、電磁アクチュエータの駆動制御装置及び方法、電磁アクチュエータの共振周波数信号生成装置及び方法に関し、特に電磁アクチュエータの共振駆動制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザ光等の光線路を変化させるための装置にガルバノミラー（電磁アクチュエータ）が知られている。このガルバノミラーは、近年、半導体製造プロセスを用いて小型化可能となっており、その技術は、例えば本出願人等により特開平７−１７５００５号公報、特開平７−２１８８５７号公報、特開平８−３２２２２７号公報等に開示されている。
【０００３】
この種の電磁アクチュエータでは、平板状の可動部がトーションバーにより揺動可能に軸支されており、可動部には反射ミラーの他、通電により磁界を形成する銅薄膜の平面コイルが設けられている。また、可動部の外部（本体側）には一対の永久磁石が該可動部を挟むよう設けられており、平面コイルに静磁界が作用するようになっている。そして、平面コイルに所定共振周波数の電流を供給することにより、可動部を一定の振れ角で反復動作させることができ、これにより該可動部に設けられた反射鏡によってレーザ光等を偏向走査することができるようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
かかる構成を有する電磁アクチュエータでは、可動部がシリコン等により形成されたトーションバーにより揺動可能に軸支されており、振れ角に応じた復元力が働く。このため、可動部を往復駆動させる場合、その電磁アクチュエータに固有の共振周期で往復駆動するよう、所定共振周波数の電流を平面コイルに供給するのが効率的である。
【０００５】
しかしながら、電磁アクチュエータの共振周期は温度的又は経年的にドリフトしていくのが通例であり、予め設定した共振周波数の電流を平面コイルに供給し続けるのでは、温度変化や時間経過に従って振れ角が一定に制御されないという問題が生じる。
【０００６】
この点、平面コイルにより生成される磁界を検出するコイルを本体側の定位置に設けておき、その出力に基づいて振れ角を測定することも考えられる。こうすれば、その測定結果に基づいて平面コイルへの供給電流を制御し、可動部の振れ角を一定に維持することができるようになる。しかしながら、かかる技術では、検出用コイルの検出レベルが微弱であるため、振れ角の測定精度を十分に高くすることができないという問題がある。また、検出コイルを設けるのにコストが必要となるという問題もある。
【０００７】
また、反射鏡にて反射されるレーザ光等の走査角度を検出するセンサを設け、その出力に基づいて振れ角を測定することも考えられる。こうしても、その測定結果に基づいて平面コイルへの供給電流を制御し、可動部の振れ角を一定に維持することができるようになる。しかしながら、かかる技術では、レーザ光等の走査角度を検出するセンサが取付スペースを必要とするため、装置の大型化を招くという問題がある。また、かかるセンサを設けるのにコストが必要となるという問題もある。
【０００８】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであって、第１の目的は、別段の検出手段を設けることなく電磁アクチュエータを共振周期で往復駆動することのできる電磁アクチュエータ、及び電磁アクチュエータの駆動制御装置及び方法を提供することにある。また、第２の目的は、別段の検出手段を設けることなく電磁アクチュエータの振れ角を制御することのできる電磁アクチュエータ、及び電磁アクチュエータの駆動制御装置及び方法を提供することにある。さらに第３の目的は、電磁アクチュエータの共振周期に対応する共振周波数信号を出力することのできる電磁アクチュエータの共振周波数信号生成装置及び方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明に係る電磁アクチュエータは、本体部と、前記本体部に揺動可能に軸支される可動部と、前記可動部又は前記本体部のうち一方に取り付けられるコイルと、前記可動部又は前記本体部のうち他方に取り付けられ、前記コイルに作用する磁界を生成する磁界生成手段と、を含む電磁アクチュエータにおいて、前記可動部が揺動状態にあるとき前記コイルに生じる誘導起電圧又は誘導起電流を検出する誘導量検出手段と、検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、励振電流を前記コイルに供給する電流供給手段と、を含み、前記電流供給手段は、前記誘導量検出手段により検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、前記励振電流の供給タイミングを順次判断するタイミング判断手段を含み、各供給タイミングから所定電流供給時間にわたり前記励振電流を前記コイルに供給することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る電磁アクチュエータの駆動制御装置は、本体部と、前記本体部に揺動可能に軸支される可動部と、前記可動部又は前記本体部のうち一方に取り付けられるコイルと、前記可動部又は前記本体部のうち他方に取り付けられ、前記コイルに作用する磁界を生成する磁界生成手段と、を含む電磁アクチュエータの駆動制御装置であって、前記可動部が揺動状態にあるとき前記コイルに生じる誘導起電圧又は誘導起電流を検出する誘導量検出手段と、検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、励振電流を前記コイルに供給する電流供給手段と、を含み、前記電流供給手段は、前記誘導量検出手段により検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、前記励振電流の供給タイミングを順次判断するタイミング判断手段を含み、各供給タイミングから所定電流供給時間にわたり前記励振電流を前記コイルに供給することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係る電磁アクチュエータの駆動制御方法は、本体部と、前記本体部に揺動可能に軸支される可動部と、前記可動部又は前記本体部のうち一方に取り付けられるコイルと、前記可動部又は前記本体部のうち他方に取り付けられ、前記コイルに作用する磁界を生成する磁界生成手段と、を含む電磁アクチュエータの駆動制御方法であって、前記可動部が揺動状態にあるとき前記コイルに生じる誘導起電圧又は誘導起電流を検出する誘導量検出ステップと、検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、励振電流を前記コイルに供給する電流供給ステップと、を含み、前記電流供給ステップでは、前記誘導量検出ステップで検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、前記励振電流の供給タイミングを順次判断し、各供給タイミングから所定電流供給時間にわたり前記励振電流を前記コイルに供給することを特徴とする。
【００１２】
本発明では、可動部が揺動状態にあるとき、前記コイルに磁界が作用しているため、該コイルには誘導起電圧及び誘導起電流が生じる。本発明によれば、この誘導起電圧又は誘導起電流を検出し、それに基づいて励振電流を前記コイルに供給する。すなわち、本発明では、前記コイルを励振用として利用するとともに検出用としても利用しているため、別段の検出手段を設けずとも、電磁アクチュエータを共振周期で往復駆動することができ、あるいは、その振れ角を制御することができる。
【００１４】
これらの態様では、各供給タイミングから所定電流供給時間にわたり励振電流を前記コイルに供給するため、前記コイルに対する励振電流の非供給時間を設けることができる。このため、その励振電流の非供給時間に誘導起電圧又は誘導起電流の検出ができ、比較的簡単な構成で高精度に誘導起電圧又は誘導起電流を検出することができるようになる。
【００１５】
これらの場合、前記誘導量検出手段により検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流の正値又は負値のいずれか一方のピーク値を検出するピーク値検出手段を含み、前記タイミング判断手段は、前記誘導量検出手段により検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流の値が、前記ピーク値検出手段により検出される前記ピーク値を符号反転してなる値から算出された、検出電圧が正ピーク値を迎える直前での値に一致するタイミングで前記励振電流の供給を順次判断するようにしてもよい。この態様では、励振電流の非供給時間を設けることができるので、その非供給時間では可動部は慣性により自由動作しうる。このときの動作は共振周期に対応した動作となるため、誘導起電圧又は誘導起電流の正値又は負値のうちいずれか一方のピーク値を検出すれば、そのピーク値を符号反転してなる値と、前記誘導量検出手段（誘導量検出ステップ）により検出される誘導起電圧又は誘導起電流の値と、に基づいて、誘導起電圧又は誘導起電流の正値又は負値のうち他方のピーク値に対応するタイミングを判断することができる。このタイミングを励振電流の供給タイミングとすることで、電磁アクチュエータを共振駆動することができるようになる。
【００１８】
さらに、本発明の一態様では、前記タイミング判断手段は、前記誘導量検出手段により検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流の所定の位相タイミングを検出し、該位相タイミングに基づいて前記励振電流の供給タイミングを順次判断する。この態様では、励振電流の非供給時間を設けることができるので、その非供給時間では可動部は慣性により自由動作しうる。このときの動作は共振周期に対応した動作となるため、誘導起電圧又は誘導起電流の所定の位相タイミング（例えばゼロクロスタイミング）を検出すれば、そのタイミングは共振周波数に対応したものとなる。このタイミングを励振電流の供給タイミングとすることで、電磁アクチュエータを共振駆動することができるようになる。
【００１９】
一方、本発明に係る電磁アクチュエータの共振周波数信号生成装置は、本体部と、前記本体部に揺動可能に軸支される可動部と、前記可動部又は前記本体部のうち一方に取り付けられるコイルと、前記可動部又は前記本体部のうち他方に取り付けられ、前記コイルに作用する磁界を生成する磁界生成手段と、を含む電磁アクチュエータの共振周波数信号生成装置であって、前記可動部が揺動状態にあるとき前記コイルに生じる誘導起電圧又は誘導起電流を検出する誘導量検出手段と、検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、励振電流を前記コイルに供給する電流供給手段と、を含み、前記電流供給手段は、前記誘導量検出手段により検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、前記励振電流の供給タイミングを順次判断するタイミング判断手段を含み、各供給タイミングから所定電流供給時間にわたり前記励振電流を前記コイルに供給するとともに、それら供給タイミングに基づく共振周波数信号を出力することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係る電磁アクチュエータの共振周波数信号生成方法は、本体部と、前記本体部に揺動可能に軸支される可動部と、前記可動部又は前記本体部のうち一方に取り付けられるコイルと、前記可動部又は前記本体部のうち他方に取り付けられ、前記コイルに作用する磁界を生成する磁界生成手段と、を含む電磁アクチュエータの共振周波数信号生成方法であって、前記可動部が揺動状態にあるとき前記コイルに生じる誘導起電圧又は誘導起電流を検出する誘導量検出ステップと、検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、励振電流を前記コイルに供給する電流供給ステップと、を含み、前記電流供給ステップでは、前記誘導量検出ステップで検出される前記誘導起電圧又は誘導起電流に基づいて、前記励振電流の供給タイミングを順次判断し、各供給タイミングから所定電流供給時間にわたり前記励振電流を前記コイルに供給するとともに、それら供給タイミングに基づく共振周波数信号を出力することを特徴とする。
【００２１】
本発明では、可動部が揺動状態にあるとき、前記コイルに磁界が作用しているため、該コイルには誘導起電圧及び誘導起電流が生じる。本発明によれば、この誘導起電圧又は誘導起電流を検出し、それに基づいて励振電流を前記コイルに供給する。このとき、励振電流は所定電流供給時間にわたり供給されるので、励振電流の非供給時間を設けることができる。そして、励振電流の非供給時間では可動部は慣性により自由動作しうる。このときの動作は共振周期に対応した動作となるため、例えば誘導起電圧又は誘導起電流の所定位相タイミングをピークタイミングやゼロクロスタイミングから取得することにより、励振電流の供給タイミングを順次判断することができる。そして、この供給タイミングは共振周波数に追随したものとなるため、それを電磁アクチュエータの共振周波数信号として出力し、活用することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施の形態について図面に基づき詳細に説明する。
【００２３】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る共振スキャナの全体構成を示す斜視図である。この共振スキャナは本発明に係る電磁アクチュエータの一例である。同図に示すように、この共振スキャナは、絶縁基板１０の中央部にスキャナ本体が配置されている。また、絶縁基板１０の上面縁部には、例えば磁性体である純鉄からなる枠状のヨーク１２が設けられている。ヨーク１２の互いに対向する２辺の内側には永久磁石２２ａ，２２ｂが設けられている。永久磁石２２ａ，２２ｂはＳ極とＮ極とが対面するよう設けられており、一方の永久磁石２２ａ（又は２２ｂ）から他方の永久磁石２２ｂ（又は２２ａ）に向かってスキャナ本体を横切る静磁界が生成するようになっている。具体的には、静磁界はスキャナ本体の軸方向に直交する向きに生成される。
【００２４】
スキャナ本体は、シリコン基板２６に、可動部２４とトーションバー２０ａ，２０ｂとを異方性エッチングにより一体形成したものである。可動部２４は平板状であり、該可動部２４の対向する２辺の中央部にはトーションバー２０ａ，２０ｂがそれぞれ連接している。こうして、トーションバー２０ａ，２２ｂを揺動軸として可動部２４が揺動可能となっている。トーションバー２０ａ，２０ｂはシリコンにより形成されているので、振れ角（揺動角）に応じた復元力が働くようになっており、図示された状態を基準状態として共振動作する。尚、シリコン基板２６の厚さに比べ、可動部２４の厚さは、該可動部２４がトーションバー２０ａ，２０ｂの回りで揺動できるよう、薄く形成されている。
【００２５】
可動部２４の上面中央部には、例えばアルミニウム蒸着により全反射ミラー１８が形成されている。また、可動部２４の上面には、全反射ミラー１８の回りに（平面）コイル１６が形成されている。コイル１６の両端子はシリコン基板２６上に設けられた電極１４ａ，１４ｂにそれぞれ電気的に接続されている。コイル１６及び電極１４ａ，１４ｂは、例えば銅薄膜であり、電鋳コイル法等を用いて同時形成されている。こうして、電極１４ａ，１４ｂから励振電流を供給することにより、コイル１６から磁界を発生させることができる。そして、この磁界と永久磁石２２ａ，２２ｂにより生成される静磁界との反発又は吸引により可動部２４が揺動し、全反射ミラー１８がレーザ光等を偏向走査するようになっている。
【００２６】
図２は、かかる構成を有する共振スキャナを駆動するための駆動制御装置の構成例を示す図である。同図に示すように、この駆動制御装置３０は、振れ角制御部３２と、共振スキャナ駆動回路３４と、初動励振発生部３６と、電流電圧変換増幅回路３８と、振れ角検出部４０と、励振タイミング発生部４２と、を含んで構成されている。
【００２７】
共振スキャナ駆動回路３４は、コイル１６に励振電流Ｉｐを供給する。この共振スキャナ駆動回路３４はコイル１６を定電流駆動する。定電流駆動するのは、コイル１６の抵抗値に関わらず、該コイル１６に一定のローレンツ力を働かせるようにするためである。励振電流Ｉｐはパルス電流であり、振幅ＶＬ及びパルス幅Ｗｐのパルス励振電圧Ｖｐから生成される。ここで、振幅ＶＬは振れ角制御部３２から供給される。また、パルス幅Ｗｐは初動励振発生部３６又は励振タイミング発生部４２から供給される。具体的には、初動励振発生部３６及び励振タイミング発生部４２は、パルス幅Ｗｐ（電流供給時間）にわたりオン状態となるパルススイッチング信号を供給しており、これにより励振電流Ｉｐの供給タイミング及びパルス幅Ｗｐが共振スキャナ駆動回路３４に与えられるようになっている。
【００２８】
コイル１６の両端子（電極１４ａ，１４ｂ）は、共振スキャナ駆動回路３４に接続される他、電流電圧変換増幅回路３８にも接続されており、該電流電圧変換増幅回路３８にコイル１６に供給される励振電流Ｉｐ及びコイル１６に生じる誘導起電流Ｉｄを足し合わせた電流が入力されるようになっている。電流電圧変換増幅回路３８は、インピーダンス変換回路を含み、この入力を電圧信号（検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄ）に変換する。検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄは振れ角検出部４０に供給されるとともに、励振タイミング発生部４２にも供給される。振れ角検出部４０では検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄに基づいて振れ角検出信号Ｖθを出力する。具体的には、振れ角検出部４０では、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値を検出し、それを振れ角検出信号Ｖθとして出力する。
【００２９】
一方、励振タイミング発生部４２は、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄに基づいて共振スキャナ駆動回路３４に供給するパルススイッチング信号を生成し、さらに共振周波数信号ＣＬＫを生成する。共振周波数信号ＣＬＫは例えばパルススイッチング信号と同一信号であり、共振スキャナの共振周波数を有するパルス信号である。この共振周波数ＣＬＫは外部出力され、例えば共振スキャナの特性計測等に用いられる。また、初動励振発生部３６は、共振スキャナの可動部２４が非揺動状態にあるときに最初に励振するためのものであり、予め定められた回数のパルス励振電流Ｉｐを供給するよう、スイッチング信号を共振スキャナ駆動回路３４に供給する。
【００３０】
図３は、この駆動制御装置３０の動作を説明する波形図である。同図（ａ）は励振電圧Ｖｐの波形を表しており、同図（ｂ）は誘導起電圧Ｖｄの波形を表している。また、同図（ｃ）は検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの波形を表している。これらの図において、横軸は時間を表し、縦軸は電圧値を表す。また、同図（ａ）の波形と同図（ｂ）の波形を加算したものが、同図（ｃ）の波形となっている。同図（ａ）に示されるように、励振電圧Ｖｐは振幅ＶＬ及びパルス幅Ｗｐを有するパルス信号である。各パルスのタイミングは誘導起電圧Ｖｄの正ピークタイミングの直前から現れる。駆動制御装置３０では、振れ角検出部４０が検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値（同図（ｂ）（ｃ）では−Ｖｈ）を検出し、それを振れ角検出信号Ｖθとして出力している。
【００３１】
励振タイミング発生部４２では、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄと、振れ角検出信号Ｖθを−（１−ε）倍して得られるＶｔ（＝−Ｖθ×（１−ε）；０＜ε＜１）と、を比較し、両者が一致したタイミングからパルス幅Ｗｐまでの間にオン状態となるパルススイッチング信号を共振スキャナ駆動回路３４に供給する。こうして得られるのが、同図（ａ）に示される励振電圧Ｖｐである。共振スキャナ駆動回路３４は、この励振電圧Ｖｐに対応する励振電流Ｉｐをコイル１６に与えるようになっている。
【００３２】
励振電流Ｉｐのパルス幅は共振周期Ｔよりも短くなっており、励振電流Ｉｐがオフ状態となった後は可動部２４は慣性により自由振動を始める。この自由振動は共振周期Ｔでの往復動作と同等のものになる。このとき、可動部２４には永久磁石２２ａ，２２ｂによる静磁界が作用しているため、コイル１６に誘導起電圧Ｖｄ及び誘導起電流Ｉｄが生じる。そして、この誘導起電圧Ｖｄ及び誘導起電流Ｉｄは、可動部２４の振れ角に略比例した振幅を有しており、また共振スキャナの固有共振周波数と等しい周波数を有する。このため、駆動制御装置３０では、まず、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値を検出し、それを符号反転するとともに所定係数（１−ε）を乗じ、電圧値Ｖｔを生成する。
【００３３】
そして、負ピークタイミングの後、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄが電圧値Ｖｔに一致するタイミングを待ち受け、その一致タイミングをパルススイッチング信号の立ち上がりタイミングとしている。このようにすれば、励振電流Ｉｐとしてパルス電流を供給しているので、励振電流Ｉｐの非供給時間（オフ状態）を設けることができ、その間は検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄには励振電圧Ｖｐの成分が含まれないため、可動部２４が自由振動することにより生じる誘導起電流Ｉｄだけを検出することができるようになる。このため、励振電流Ｉｐの影響を避け、高精度に可動部２４の共振周期Ｔに関わるタイミング（誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値）を取得できる。
【００３４】
そして、励振タイミング発生部４２では、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄが正ピーク値を迎える直前のタイミングで（Ｖｐ＋Ｖｄ＝−Ｖθ×（１−ε））、再び励振電流Ｉｐのパルスを与えるようパルススイッチング信号を供給する。このように検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの正ピークタイミングの直前、つまりは誘導電圧Ｖｄの正ピークタイミングの直前で励振電流Ｉｐのパルスを与えるようにすれば、可動部２４が最大速度を有するタイミングであることから、最も効率よく可動部２４を励振することができる。こうして、毎周期パルス励振することにより、自由振動によるエネルギー損失分を補い、可動部２４に共振往復動作を継続させることができる。
【００３５】
なお、ここでは検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄ、ひいては誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値を検出し、正ピーク値の到来タイミングの直前にパルス励振するようにしたが、正ピーク値を検出し、負ピーク値の到来タイミングの直前にパルス励振するようにしてもよい。この場合は、励振電流Ｉｐの方向が逆になる。
【００３６】
ここで、振れ角検出部４０の具体例について説明する。図４は、振れ角検出部４０の具体的回路構成例を示す図である。同図に示す振れ角検出部４０は、差動演算増幅器Ａ１及びＡ２を含んでおり、差動演算増幅器Ａ１が入力段を構成し、差動演算増幅器Ａ２が出力段を構成する。差動演算増幅器Ａ２の出力からは振れ角検出信号Ｖθが出力される。差動演算増幅器Ａ１の非反転入力には検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄが与えられており、反転入力には振れ角検出信号Ｖθが戻されている。差動演算増幅器Ａ１の出力にはダイオードＤが逆方向接続されており、該ダイオードＤの多端側は差動演算増幅器Ａ２の非反転入力に接続されている。差動演算増幅器Ａ２の反転入力には振れ角検出信号Ｖθが戻されている。また、ダイオードＤと差動演算増幅器Ａ２の非反転入力との間には、一方をそれぞれ接地された抵抗Ｒ並びにコンデンサＣが接続されている。かかる構成を有する振れ角検出部４０では、振れ角検出信号Ｖθ（検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値）と検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄとが比較され、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの方が小さい場合にコンデンサＣに充電がされるようになっている。差動演算増幅器Ａ２はインピーダンス変換回路として機能しており、このコンデンサＣの充電量が振れ角検出信号Ｖθとして出力される。同図に示される振れ角検出部４０において、コンデンサＣは時定数ＣＲで放電する。この時定数ＣＲは共振スキャナの周期Ｔよりも大きく（例えば数周期）設定される。こうすれば、コンデンサＣに検出信号Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値に対応する電荷を保持させることができ、また振れ角検出信号Ｖθを数周期で更新することができるようになる。この振れ角検出信号Ｖθは励振タイミング発生部４２に供給され、例えば図５に示される反転回路によって−（１−ε）倍され（同図の回路では−Ｒ２／Ｒ１倍される）、その乗算結果と検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄとがコンパレータ回路によって比較される。
【００３７】
次に、振れ角制御部３２の構成例について説明する。図６は振れ角制御部３２の構成例を示す図である。同図に示す振れ角制御部３２は、Ａ／Ｄコンバータ５０と、ＣＰＵ５２と、メモリ５４と、Ｄ／Ａコンバータ５６と、増幅器５８と、を含んで構成されている。メモリ５４はプログラム格納用のＲＯＭと作業用のＲＡＭを含んでいる。Ａ／Ｄコンバータ５０は振れ角検出信号Ｖθが入力されており、これをディジタル化する。その値はＣＰＵ５２に供給される。ＣＰＵ５２には振れ角の基準値が設定入力されており、ＣＰＵ５２は振れ角検出信号Ｖθが基準値よりも小さければＶＬ＋ΔＶＬの電圧を共振スキャナ駆動回路３４に与えるためのディジタル信号をＤ／Ａコンバータ５６に供給する。一方、振れ角検出信号Ｖθが基準値よりも大きければＶＬ−ΔＶＬの電圧を共振スキャナ駆動回路３４に与えるためのディジタル信号をＤ／Ａコンバータ５６に供給する。また、振れ角検出信号Ｖθが基準値と等しければＶＬの電圧を共振スキャナ駆動回路３４に与えるためのディジタル信号をＤ／Ａコンバータ５６に供給する。Ｄ／Ａコンバータ５６はＣＰＵ５２から与えられるディジタル信号をアナログ化する。その信号は増幅器５８で所定倍され、励振電圧Ｖｐの振幅ＶＬとして共振スキャナ駆動回路３４に供給される。
【００３８】
図７は、振れ角制御部３２の動作を説明する図である。同図（ａ）は励振電圧Ｖｐの波形を表しており、同図（ｂ）は誘導起電圧Ｖｄの波形を表している。また、同図（ｃ）は検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの波形を表している。これらの図において、横軸は時間を表し、縦軸は電圧値を表す。また、同図（ａ）の波形と同図（ｂ）の波形を加算したものが、同図（ｃ）の波形となっている。ここでは、振れ角検出信号Ｖθの基準値は−Ｖｈ０に設定されているものとする。これらの図において、誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値が基準値である−Ｖｈ０であるとき、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値も−Ｖｈ０となる。そして、温度ドリフト又は経時ドリフト等により誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値が基準値から上昇し、その振幅が減少すると、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの負ピーク値はΔＶｈだけ上昇する。すなわち、負ピーク値が−Ｖｈ０＋ΔＶｈとなり、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄの振幅が減少する。このとき、振れ角制御部３２から共振スキャナ駆動回路３４に対して振幅ＶＬ＋ΔＶＬが供給される。こうして、前周期よりもΔＶＬだけ大きい振幅の励振電圧Ｖｐが生成される。こうして、このように誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値、すなわち振れ角検出信号Ｖθが大きくなった場合に、前周期よりも強く可動部２４を励振する。逆に、誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値、すなわち振れ角検出信号Ｖθがさらに小さくなった場合、前周期よりも弱く可動部２４を励振する。こうすれば、上述したように振れ角検出信号Ｖθが可動部２４の振れ角に対応したものであるため、振れ角が小さければ大きく励振し、逆に振れ角が大きければ小さく励振して、振れ角を一定に保つことができる。なお、ここでは、ΔＶＬの大きさによらず励振電圧Ｖｐの振幅をＶＬ±ΔＶＬとしたが、ΔＶＬの大きさに応じて振幅を大小させるようにしてもよい。
【００３９】
次に、初動励振発生部３６の具体例について説明する。初動励振発生部３６は例えばマイクロプロセッサを用いて構成することができ、図８には、この場合にマイクロプロセッサにより実行される処理の一例が示されている。ここでは、図９に示すように、初動励振のために共振スキャナ駆動回路３４に供給されるパルススイッチング信号のパルス幅をｔｐ０とし、その周期をｔｃ０とする。図８において、まず初動励振発生部３６ではｔｐ０及びｔｃ０の初期値を設定する（Ｓ１０１）。これら初期値は共振スキャナの固有共振周波数及び基準振れ角に応じて予め設定される。そして、次にカウンタｉを０にリセットするとともに、タイマｔでの計時を開始する（Ｓ１０２）。ここでカウンタｉは初動励振で与えるパルス回数を表す。ここでは、後述するように全部でｎ回のパルス励振をする。また、タイマｔは初動励振がスタートしてからの時間経過を表す。さらに、初動励振発生部３６では、タイマｔｐをゼロにリセットするとともに、計時を開始する（Ｓ１０３）。ここでタイマｔｐは各周期毎にゼロリセットされるものであり、パルススイッチング信号の位相に対応する。初動励振発生部３６では、タイマｔｐがパルス幅ｔｐ０以上であるかを判断し（Ｓ１０４）、ｔｐ０未満であればパルススイッチング信号をオン状態にする（Ｓ１０６）。一方、ｔｐ０以上であればパルススイッチング信号をオフ状態にする（Ｓ１０５）。そして、タイマｔが周期ｔｃ０をｉ倍したものよりも小さければ（Ｓ１０７）、再びＳ１０４に戻る。こうして、パルススイッチング信号の各周期の波形を形成する。そして、タイマｔが周期ｔｃ０をｉ倍したもの以上になっていれば、カウンタｉをインクリメントする（Ｓ１０８）。そして、カウンタｉがｎになっていれば（Ｓ１０９）、初動励振を終了する。一方、カウンタｉがｎ未満であれば、次周期のパルススイッチング信号の波形を形成すべく、Ｓ１０３に戻る。こうすれば、周期ｔｃ０、パルス幅ｔｐ０のパルス励振をｎ回ほど実行して、非揺動状態にある可動部２４を励振させることができる。ここでは回数を区切って初動励振を行うようにしたが、振れ角検出信号Ｖθが所定値、例えばＶｉに達するまで初動励振を行うようにしてもよい。
【００４０】
以上説明した共振スキャナによれば、誘導起電圧Ｖｄの負ピーク値を振れ角検出信号Ｖθとして取得するとともに、検出電圧Ｖｐ＋Ｖｄがその値を−（１−ε）倍した値に一致するタイミングを待ち受け、その一致するタイミングを励振タイミングとすることにより、共振スキャナの動作が定常状態に達するに従って、励振タイミングの間隔を共振周期に相当するものにでき、共振周波数に自動追従した可動部２４の励振が可能となる。また、振れ角検出信号Ｖθは可動部２４の振れ角を表すものであるため、この振れ角検出信号Ｖθに基づいて励振電圧Ｖｐの振幅ＶＬ、ひいては励振電流Ｉｐの振幅を制御することにより、可動部２４の振れ角を一定に制御することができる。そして、これら可動部２４に対する共振周波数での励振及び振れ角制御は、別段の検出手段を用いることなく実現できるため、検出手段を設けるためのコストが不要となり、また装置の小型化を図ることができる。
【００４１】
なお、以上の説明では振れ角検出信号Ｖθに基づいて励振電圧Ｖｐの振幅ＶＬを制御するようにしたが、パルス幅Ｗｐを制御するようにしても、同様に可動部２４の振れ角を一定に制御することができる。また、以上説明した駆動制御装置３０の動作は、マイクロプロセッサ及びソフトウェアを用いて実現することもできる。
【００４２】
実施の形態２．
図１０は、本発明の実施の形態２に係る共振スキャナの駆動制御装置の構成を示す図である。同図に示す駆動制御装置３０ａは、図１に示される共振スキャナに適用されるものであり、振れ角比較増幅回路６０と、振れ角設定回路６２と、ドライブ電流可変回路６４と、スイッチ６６と、定電流ドライバ６８と、ドライブパルス発生部７０と、位相検出コンパレータ７２と、検出増幅器７４と、を含んで構成されている。定電流ドライバ６８はコイル１６を定電流駆動するものであり、スイッチ６６がオン状態のときにドライブ電流可変回路６４から供給される電圧値に応じた電流でコイル１６を定電流駆動する。
【００４３】
スイッチ６６はドライブパルス発生部７０から供給されるパルススイッチング信号によりオンオフ制御される。検出増幅器７４はコイル１６の端子間電圧を検出するものであり、その値は位相検出コンパレータ７２に供給される。位相検出コンパレータは検出電圧のゼロクロスの立ち上がりタイミングを検出する。そして、ドライブパルス発生部７０ではこのタイミングの間隔を保持しており、そこからおよそ位相９０度分の時間を算出し、ゼロクロスの立ち上がりタイミングから所定パルス幅Ｗｐの間オン状態となるパルススイッチング信号をスイッチ６６に供給する。こうして、誘導起電圧の正ピークタイミング前後に励振パルス電流をコイル１６に供給することができ、効率的に可動部２４を励振させることができるようになる。
【００４４】
また、検出増幅器７４の出力、すなわち検出電圧は振れ角比較増幅回路６０にも供給されている。振れ角比較増幅回路６０には振れ角設定回路６２から振れ角設定のための基準電圧も供給されており、該振れ角比較増幅回路６０は両電圧値を比較し、検出電圧が基準電圧よりも大きければ、ドライブ電流可変回路６４にドライブ電流を小さくするよう指示する。一方、検出電圧が基準電圧以下であれば、ドライブ電流可変回路６４にドライブ電流を大きくするよう指示する。ドライブ電流可変回路６４は指示に応じた電圧をスイッチ６６を介して定電流ドライバ６８に供給する。定電流ドライバ６８はドライブ電流可変回路６４から供給される電圧に応じた電流をコイル１６に励振電流として供給するようになっており、これにより可動部２４の振れ角を一定に制御することができる。
【００４５】
以上説明したように、励振電流の供給タイミングを判断する場合、誘導起電圧のゼロクロスタイミング等、位相タイミングから判断することもできる。
【００４６】
実施の形態３．
図１１は、本発明の実施の形態３に係る共振スキャナの駆動制御装置の構成を示す図である。同図に示す駆動制御装置３０ｂは、ワンチップマイコン７６と、振れ角設定回路６２と、定電流ドライバ６８と、位相検出コンパレータ７２と、検出増幅器７４と、を含んで構成されている。ワンチップマイコン７６以外の構成については実施の形態２と同様であり、ここでは同一符号を付して詳細な説明を省略する。この駆動制御装置３０ｂでは、位相検出コンパレータ７２の出力、すなわち誘導起電圧のゼロクロスの立ち上がりタイミングがワンチップマイコン７６に供給されている。また、検出増幅器７４の出力、すなわちコイル１６の端子間電圧も供給されている。さらに、振れ角設定回路６２で生成される基準電圧も供給されている。ワンチップマイコン７６は制御プログラムを格納しており、まず誘導起電圧のゼロクロスの立ち上がりタイミングに基づいてコイル１６に供給するパルス励振電流の供給タイミングを判断する。また、検出増幅器７４での検出電圧と振れ角設定回路６２から与えられる基準電圧からパルス励振電流の電流値を判断する。そして、それら判断結果に応じたパルス励振電流を供給するよう定電流ドライバ６８に対して指示する。このように、本発明はワンチップマイコン７６を用いても実現することができる。
【００４７】
なお、本発明は上記実施の形態１乃至３に限定されるものではない。
【００４８】
例えば、以上の説明では１次元共振スキャナ、すなわち揺動軸が１本の共振スキャナに本発明を適用する例を取り上げたが、それ以上の揺動軸を備えた共振スキャナ（例えば２次元共振スキャナ）であっても同様に適用可能である。
【００４９】
また、以上の説明では誘導電圧の負ピークタイミングやゼロクロスタイミングを検出し、そのタイミングから励振電流の供給タイミングを生成したが、それ以外の位相タイミングを検出し、そのタイミングから励振電流の供給タイミングを生成するようにしてもよい。
【００５０】
また、以上の説明では誘導電圧が正ピークタイミングを迎えるときにパルス励振するようにしたが、その他のタイミングでパルス励振してもよい。また、以上の説明では１周期に１回だけパルス励振するようにしたが、１周期に数回のパルス励振をするようにしてもよいし、あるいは複数周期に１回のパルス励振をするようにしてもよい。また、負ピークタイミングやゼロクロスタイミング等の所定位相タイミングは必ずしも毎周期検出する必要はなく、複数周期に一度検出するようにしてよい。さらに、負ピークタイミングやゼロクロスタイミング等の所定位相タイミングの時間間隔を監視することにより共振周波数を取得し、その取得した共振周波数でコイル１６を励振させるようにしてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、可動部が揺動状態にあるときにコイルに生じる誘導起電圧及び誘導起電流を検出し、それに基づいて励振電流を同コイルに供給することにより、コイルを励振用として利用するとともに検出用としても利用できる。この結果、別段の検出手段を設けずとも、電磁アクチュエータを共振周期で往復駆動することができ、あるいは、その振れ角を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１乃至３に係る共振スキャナ（電磁アクチュエータ）の全体構成を示す斜視図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る共振スキャナの駆動制御装置の全体構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る駆動制御装置での共振周波数自動追従動作を説明する図である。
【図４】振れ角検出部の具体的構成例を示す図である。
【図５】反転回路の一例を示す図である。
【図６】振れ角制御部の具体的構成例を示す図である。
【図７】振れ角制御部の動作を説明する図である。
【図８】初動励振発生部の動作を説明するフロー図である。
【図９】初動励振パルスを与えるためのパルススイッチング信号の波形を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態２に係る共振スキャナの駆動制御装置の全体構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態３に係る共振スキャナの駆動制御装置の全体構成を示す図である。
【符号の説明】
１０絶縁基板、１２ヨーク、１４ａ，１４ｂ電極、１６（平面）コイル、１８全反射ミラー、２０ａ，２０ｂトーションバー、２２ａ，２２ｂ永久磁石、２４可動部、２６シリコン基板、３０，３０ａ，３０ｂ駆動制御装置（共振周波数信号生成装置）、３２振れ角制御部、３４共振スキャナ駆動回路、３６初動励振発生部、３８電流電圧変換増幅回路、４０振れ角検出部、４２励振タイミング発生部、５０Ａ／Ｄコンバータ、５２ＣＰＵ、５４メモリ、５６Ｄ／Ａコンバータ、５８増幅器、６０振れ角比較増幅回路、６２振れ角設定回路、６４ドライブ電流可変回路、６６スイッチ、６８定電流ドライバ、７０ドライブパルス発生部、７２位相検出コンパレータ、７４検出増幅器、７６ワンチップマイコン。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electromagnetic actuator, an electromagnetic actuator drive control apparatus and method, an electromagnetic actuator resonance frequency signal generation apparatus and method, and more particularly to an electromagnetic actuator resonance drive control.
[0002]
[Prior art]
A galvanometer mirror (electromagnetic actuator) is known as a device for changing an optical line such as a laser beam. In recent years, the galvanometer mirror can be miniaturized by using a semiconductor manufacturing process, and the technology is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-175005, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-218857, and Japanese Patent Application Laid-Open No. -322227 and the like.
[0003]
In this type of electromagnetic actuator, a flat movable part is pivotally supported by a torsion bar, and the movable part is provided with a copper thin film planar coil that forms a magnetic field by energization in addition to a reflecting mirror. Yes. A pair of permanent magnets are provided outside the movable part (on the main body side) so as to sandwich the movable part, and a static magnetic field acts on the planar coil. Then, by supplying a current having a predetermined resonance frequency to the planar coil, the movable part can be repeatedly operated at a constant deflection angle, whereby the laser beam or the like is deflected and scanned by the reflecting mirror provided on the movable part. Be able to.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the electromagnetic actuator having such a configuration, the movable portion is pivotally supported by a torsion bar formed of silicon or the like, and a restoring force corresponding to the deflection angle works. For this reason, when the movable part is driven to reciprocate, it is efficient to supply a current having a predetermined resonance frequency to the planar coil so that the movable part is driven to reciprocate at a resonance period unique to the electromagnetic actuator.
[0005]
However, the resonance cycle of the electromagnetic actuator usually drifts with temperature or with age. If the current of the preset resonance frequency is continuously supplied to the planar coil, the deflection angle will change according to the temperature change and time. There arises a problem that it is not controlled constantly.
[0006]
In this regard, it is also conceivable to provide a coil for detecting a magnetic field generated by the planar coil at a fixed position on the main body side and measure the deflection angle based on the output. If it carries out like this, the supply current to a plane coil will be controlled based on the measurement result, and the deflection angle of a movable part can be maintained now constant. However, such a technique has a problem in that the measurement accuracy of the deflection angle cannot be sufficiently increased because the detection level of the detection coil is weak. There is also a problem that a cost is required to provide the detection coil.
[0007]
It is also conceivable to provide a sensor for detecting the scanning angle of laser light reflected by the reflecting mirror and measure the deflection angle based on the output. Even in this case, the current supplied to the planar coil is controlled based on the measurement result, and the deflection angle of the movable part can be maintained constant. However, in such a technique, there is a problem that the size of the apparatus is increased because a sensor for detecting a scanning angle of laser light or the like requires a mounting space. In addition, there is a problem that cost is required to provide such a sensor.
[0008]
The present invention has been made in view of the above problems, and a first object thereof is an electromagnetic actuator capable of reciprocatingly driving an electromagnetic actuator at a resonance period without providing a separate detection means, and drive control of the electromagnetic actuator. It is to provide an apparatus and method. A second object is to provide an electromagnetic actuator that can control the deflection angle of the electromagnetic actuator without providing a separate detection means, and an electromagnetic actuator drive control device and method. It is a third object of the present invention to provide an electromagnetic actuator resonance frequency signal generation apparatus and method capable of outputting a resonance frequency signal corresponding to the resonance period of the electromagnetic actuator.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, an electromagnetic actuator according to the present invention includes a main body part, a movable part pivotally supported by the main body part, and a coil attached to one of the movable part or the main body part. And an electromagnetic actuator that is attached to the other of the movable part or the main body part and generates a magnetic field that acts on the coil, and is generated in the coil when the movable part is in a swinging state. Inductive amount detection means for detecting an induced electromotive voltage or induced electromotive current, and current supply means for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current. The current supply means includes timing judgment means for sequentially judging the supply timing of the excitation current based on the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means, and the predetermined timing is determined from each supply timing. Supply the excitation current to the coil over a current supply time It is characterized by that.
[0010]
The electromagnetic actuator drive control device according to the present invention includes a main body, a movable part pivotally supported by the main body, and a coil attached to one of the movable part or the main body, A drive control device for an electromagnetic actuator including a magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body part and generating a magnetic field acting on the coil, wherein the movable part is in a swinging state. Inductive amount detection means for detecting an induced electromotive voltage or induced electromotive current generated in the coil, and current supply means for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current. The current supply means includes timing judgment means for sequentially judging the supply timing of the excitation current based on the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means, and the predetermined timing is determined from each supply timing. Supply the excitation current to the coil over a current supply time It is characterized by that.
[0011]
Further, the drive control method of the electromagnetic actuator according to the present invention includes a main body part, a movable part pivotally supported by the main body part, and a coil attached to one of the movable part or the main body part, An electromagnetic actuator drive control method comprising: a magnetic field generating means for generating a magnetic field acting on the coil; the magnetic actuator being attached to the other of the movable part and the main body part, wherein the movable part is in a swinging state. An induction amount detecting step for detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil, and a current supplying step for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current. In the current supply step, the supply timing of the excitation current is sequentially determined based on the induced electromotive voltage or the induced electromotive current detected in the induction amount detection step, and the supply current is determined from each supply timing over a predetermined current supply time. Supply excitation current to the coil It is characterized by that.
[0012]
In the present invention, when the movable part is in the swinging state, a magnetic field is applied to the coil, so that an induced electromotive voltage and an induced electromotive current are generated in the coil. According to the present invention, the induced electromotive voltage or induced electromotive current is detected, and the excitation current is supplied to the coil based on the detected electromotive voltage or induced electromotive current. That is, in the present invention, since the coil is used for excitation and also for detection, the electromagnetic actuator can be reciprocated with a resonance period without providing a separate detection means, or The swing angle can be controlled.
[0014]
This They In this aspect, since the excitation current is supplied to the coil over a predetermined current supply time from each supply timing, it is possible to provide a non-supply time of the excitation current to the coil. Therefore, the induced electromotive voltage or the induced electromotive current can be detected during the non-supply time of the excitation current, and the induced electromotive voltage or the induced electromotive current can be detected with high accuracy with a relatively simple configuration. In Become.
[0015]
This They In this case, it includes a peak value detecting means for detecting either a positive value or a negative value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induced amount detecting means, and the timing determining means comprises: The value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induced amount detecting means is calculated from a value obtained by inverting the sign of the peak value detected by the peak value detecting means. At the timing that matches the value just before the value is reached The supply of the excitation current may be sequentially determined. In this aspect, since the non-supply time of the excitation current can be provided, the movable part can freely operate due to inertia during the non-supply time. Since the operation at this time corresponds to the resonance period, if any one of the positive or negative values of the induced electromotive voltage or induced electromotive current is detected, the peak value is inverted. Based on the value and the value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detecting means (inductive amount detecting step), the other of the positive value or negative value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current is determined. The timing corresponding to the peak value can be determined. By using this timing as the excitation current supply timing, the electromagnetic actuator can be resonantly driven.
[0018]
Furthermore, in one aspect of the present invention, the timing determination unit detects a predetermined phase timing of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection unit, and the excitation current is based on the phase timing. Are sequentially determined. In this aspect, since the non-supply time of the excitation current can be provided, the movable part can freely operate due to inertia during the non-supply time. Since the operation at this time corresponds to the resonance period, if a predetermined phase timing (for example, zero cross timing) of the induced electromotive voltage or induced electromotive current is detected, the timing corresponds to the resonance frequency. By using this timing as the excitation current supply timing, the electromagnetic actuator can be resonantly driven.
[0019]
On the other hand, a resonance frequency signal generation device for an electromagnetic actuator according to the present invention includes a main body part, a movable part pivotally supported by the main body part, and a coil attached to one of the movable part or the main body part. And a magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body part and generating a magnetic field acting on the coil, wherein the movable part swings. Inductive amount detection means for detecting an induced electromotive voltage or induced electromotive current generated in the coil when in a state, and current supply means for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current The current supply means sequentially supplies the excitation current supply timing based on the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detecting means. They include timing determining means for disconnection, with the excitation current for a predetermined current supply time from the supply timing is supplied to the coil, and outputs a resonance frequency signal based on their supply timing.
[0020]
The method for generating a resonance frequency signal of an electromagnetic actuator according to the present invention includes a main body, a movable part pivotally supported by the main body, and a coil attached to one of the movable part or the main body. And a magnetic field generating means for generating a magnetic field that acts on the coil and is attached to the other of the movable part or the main body part, wherein the movable part swings. An induction amount detection step for detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil when in a state; and a current supply step for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current In the current supply step, the excitation current supply type is determined based on the induced electromotive voltage or the induced electromotive current detected in the induction amount detecting step. Sequentially determining the timing, with the excitation current for a predetermined current supply time from the supply timing is supplied to the coil, and outputs a resonance frequency signal based on their supply timing.
[0021]
In the present invention, when the movable part is in the swinging state, a magnetic field is applied to the coil, so that an induced electromotive voltage and an induced electromotive current are generated in the coil. According to the present invention, the induced electromotive voltage or induced electromotive current is detected, and the excitation current is supplied to the coil based on the detected electromotive voltage or induced electromotive current. At this time, since the excitation current is supplied for a predetermined current supply time, a non-supply time of the excitation current can be provided. In the non-supply time of the excitation current, the movable part can freely move due to inertia. Since the operation at this time is an operation corresponding to the resonance period, for example, by obtaining a predetermined phase timing of the induced electromotive voltage or induced electromotive current from the peak timing or zero cross timing, it is possible to sequentially determine the excitation current supply timing. it can. Since this supply timing follows the resonance frequency, it can be output and used as a resonance frequency signal of the electromagnetic actuator.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0023]
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a perspective view showing the overall configuration of a resonant scanner according to Embodiment 1 of the present invention. This resonant scanner is an example of an electromagnetic actuator according to the present invention. As shown in the figure, this resonant scanner has a scanner main body disposed at the center of an insulating substrate 10. In addition, a frame-like yoke 12 made of, for example, pure iron that is a magnetic material is provided on the upper edge of the insulating substrate 10. Permanent magnets 22a and 22b are provided on the inner sides of two sides of the yoke 12 facing each other. The permanent magnets 22a and 22b are provided so that the S pole and the N pole face each other, and a static magnetic field crossing the scanner body from one permanent magnet 22a (or 22b) toward the other permanent magnet 22b (or 22a). It is designed to generate. Specifically, the static magnetic field is generated in a direction orthogonal to the axial direction of the scanner body.
[0024]
The scanner body is obtained by integrally forming the movable portion 24 and the torsion bars 20a and 20b on the silicon substrate 26 by anisotropic etching. The movable part 24 has a flat plate shape, and torsion bars 20a and 20b are connected to the central part of two opposing sides of the movable part 24, respectively. Thus, the movable portion 24 can swing with the torsion bars 20a and 22b as the swinging shaft. Since the torsion bars 20a and 20b are made of silicon, a restoring force according to the deflection angle (oscillation angle) works, and the resonance operation is performed with the illustrated state as a reference state. In addition, compared with the thickness of the silicon substrate 26, the thickness of the movable part 24 is formed thin so that the movable part 24 can swing around the torsion bars 20a and 20b.
[0025]
A total reflection mirror 18 is formed at the center of the upper surface of the movable portion 24 by, for example, aluminum vapor deposition. A (planar) coil 16 is formed around the total reflection mirror 18 on the upper surface of the movable portion 24. Both terminals of the coil 16 are electrically connected to electrodes 14a and 14b provided on the silicon substrate 26, respectively. The coil 16 and the electrodes 14a and 14b are, for example, copper thin films, and are simultaneously formed using an electroformed coil method or the like. Thus, a magnetic field can be generated from the coil 16 by supplying an excitation current from the electrodes 14a and 14b. The movable portion 24 swings due to the repulsion or attraction of the magnetic field and the static magnetic field generated by the permanent magnets 22a and 22b, and the total reflection mirror 18 deflects and scans the laser beam and the like.
[0026]
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a drive control device for driving the resonant scanner having such a configuration. As shown in the figure, the drive control device 30 includes a shake angle control unit 32, a resonant scanner drive circuit 34, an initial excitation generation unit 36, a current-voltage conversion amplification circuit 38, a shake angle detection unit 40, And an excitation timing generation unit 42.
[0027]
The resonant scanner drive circuit 34 supplies an excitation current Ip to the coil 16. The resonance scanner driving circuit 34 drives the coil 16 with a constant current. The constant current drive is performed so that a constant Lorentz force is applied to the coil 16 regardless of the resistance value of the coil 16. The excitation current Ip is a pulse current and is generated from a pulse excitation voltage Vp having an amplitude VL and a pulse width Wp. Here, the amplitude VL is supplied from the deflection angle control unit 32. The pulse width Wp is supplied from the initial motion excitation generator 36 or the excitation timing generator 42. Specifically, the initial excitation generation unit 36 and the excitation timing generation unit 42 supply a pulse switching signal that is turned on over a pulse width Wp (current supply time), whereby the supply timing and pulse of the excitation current Ip are supplied. The width Wp is given to the resonance scanner drive circuit 34.
[0028]
Both terminals (electrodes 14a and 14b) of the coil 16 are connected to the resonance scanner drive circuit 34 and also to the current-voltage conversion amplification circuit 38, and are supplied to the current-voltage conversion amplification circuit 38 to the coil 16. The sum of the excitation current Ip and the induced electromotive current Id generated in the coil 16 is input. The current-voltage conversion amplifier circuit 38 includes an impedance conversion circuit, and converts this input into a voltage signal (detection voltage Vp + Vd). The detection voltage Vp + Vd is supplied to the deflection angle detection unit 40 and also to the excitation timing generation unit 42. The deflection angle detection unit 40 outputs a deflection angle detection signal Vθ based on the detection voltage Vp + Vd. Specifically, the deflection angle detection unit 40 detects a negative peak value of the detection voltage Vp + Vd and outputs it as a deflection angle detection signal Vθ.
[0029]
On the other hand, the excitation timing generator 42 generates a pulse switching signal to be supplied to the resonant scanner drive circuit 34 based on the detected voltage Vp + Vd, and further generates a resonant frequency signal CLK. The resonance frequency signal CLK is the same signal as the pulse switching signal, for example, and is a pulse signal having the resonance frequency of the resonance scanner. This resonance frequency CLK is output to the outside and is used, for example, for characteristic measurement of the resonance scanner. The initial excitation generator 36 is used for the first excitation when the movable part 24 of the resonant scanner is in the non-oscillating state, and is switched so as to supply a predetermined number of pulse excitation currents Ip. The signal is supplied to the resonant scanner drive circuit 34.
[0030]
FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the drive control device 30. FIG. 4A shows the waveform of the excitation voltage Vp, and FIG. 4B shows the waveform of the induced electromotive voltage Vd. FIG. 7C shows the waveform of the detection voltage Vp + Vd. In these drawings, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents voltage value. Further, a waveform obtained by adding the waveform shown in FIG. 5A and the waveform shown in FIG. 5B is the waveform shown in FIG. As shown in FIG. 5A, the excitation voltage Vp is a pulse signal having an amplitude VL and a pulse width Wp. The timing of each pulse appears immediately before the positive peak timing of the induced electromotive voltage Vd. In the drive control device 30, the deflection angle detection unit 40 detects the negative peak value of the detection voltage Vp + Vd (-Vh in FIGS. 5B and 5C) and outputs it as the deflection angle detection signal Vθ.
[0031]
In the excitation timing generator 42, the detection voltage Vp + Vd and Vt (= −Vθ × (1−ε); 0 <ε <1) obtained by multiplying the deflection angle detection signal Vθ by − (1−ε); In comparison, a pulse switching signal that is turned on between the time when both coincide with each other and the pulse width Wp is supplied to the resonant scanner drive circuit 34. What is obtained in this way is the excitation voltage Vp shown in FIG. The resonant scanner drive circuit 34 is configured to apply an excitation current Ip corresponding to the excitation voltage Vp to the coil 16.
[0032]
The pulse width of the excitation current Ip is shorter than the resonance period T, and after the excitation current Ip is turned off, the movable part 24 starts free vibration due to inertia. This free vibration is equivalent to a reciprocating operation at the resonance period T. At this time, since the static magnetic field by the permanent magnets 22a and 22b is acting on the movable part 24, an induced electromotive voltage Vd and an induced electromotive current Id are generated in the coil 16. The induced electromotive voltage Vd and the induced electromotive current Id have an amplitude substantially proportional to the deflection angle of the movable portion 24, and have a frequency equal to the natural resonance frequency of the resonance scanner. For this reason, the drive control device 30 first detects the negative peak value of the detection voltage Vp + Vd, reverses the sign thereof, and multiplies it by a predetermined coefficient (1-ε) to generate a voltage value Vt.
[0033]
Then, after the negative peak timing, it waits for the timing when the detected voltage Vp + Vd matches the voltage value Vt, and the matching timing is used as the rising timing of the pulse switching signal. In this way, since the pulse current is supplied as the excitation current Ip, it is possible to provide a non-supply time (off state) of the excitation current Ip, during which the detected voltage Vp + Vd includes the component of the excitation voltage Vp. Therefore, it is possible to detect only the induced electromotive force Id generated by the free movement of the movable portion 24. For this reason, the influence (the negative peak value of the induced electromotive voltage Vd) related to the resonance period T of the movable portion 24 can be obtained with high accuracy while avoiding the influence of the excitation current Ip.
[0034]
The excitation timing generator 42 supplies a pulse switching signal so as to give a pulse of the excitation current Ip again at the timing immediately before the detection voltage Vp + Vd reaches the positive peak value (Vp + Vd = −Vθ × (1−ε)). . As described above, if the pulse of the excitation current Ip is given immediately before the positive peak timing of the detection voltage Vp + Vd, that is, immediately before the positive peak timing of the induced voltage Vd, the movable portion 24 has the maximum speed. The movable part 24 can be excited most efficiently. Thus, by performing pulse excitation every cycle, the energy loss due to free vibration can be compensated, and the reciprocating operation of the movable portion 24 can be continued.
[0035]
Here, the negative peak value of the detection voltage Vp + Vd and thus the induced electromotive voltage Vd is detected and pulse excitation is performed immediately before the arrival timing of the positive peak value. However, the positive peak value is detected and the negative peak value arrives. Pulse excitation may be performed immediately before the timing. In this case, the direction of the excitation current Ip is reversed.
[0036]
Here, a specific example of the deflection angle detection unit 40 will be described. FIG. 4 is a diagram illustrating a specific circuit configuration example of the deflection angle detection unit 40. The deflection angle detection unit 40 shown in the figure includes differential operational amplifiers A1 and A2. The differential operational amplifier A1 forms an input stage, and the differential operational amplifier A2 forms an output stage. The deflection angle detection signal Vθ is output from the output of the differential operational amplifier A2. The detection voltage Vp + Vd is given to the non-inverting input of the differential operational amplifier A1, and the deflection angle detection signal Vθ is returned to the inverting input. A diode D is connected in the reverse direction to the output of the differential operational amplifier A1, and the multi-end side of the diode D is connected to the non-inverting input of the differential operational amplifier A2. The deflection angle detection signal Vθ is returned to the inverting input of the differential operational amplifier A2. Further, a resistor R and a capacitor C, each of which is grounded, are connected between the diode D and the non-inverting input of the differential operational amplifier A2. In the deflection angle detection unit 40 having such a configuration, the deflection angle detection signal Vθ (the negative peak value of the detection voltage Vp + Vd) is compared with the detection voltage Vp + Vd, and the capacitor C is charged when the detection voltage Vp + Vd is smaller. It is like that. The differential operational amplifier A2 functions as an impedance conversion circuit, and the charge amount of the capacitor C is output as a deflection angle detection signal Vθ. In the deflection angle detector 40 shown in the figure, the capacitor C is discharged with a time constant CR. This time constant CR is set to be larger (for example, several cycles) than the period T of the resonant scanner. In this way, the capacitor C can hold the charge corresponding to the negative peak value of the detection signal Vp + Vd, and the deflection angle detection signal Vθ can be updated in several cycles. This deflection angle detection signal Vθ is supplied to the excitation timing generator 42, and is multiplied by − (1−ε) by, for example, the inverting circuit shown in FIG. The result and the detection voltage Vp + Vd are compared by a comparator circuit.
[0037]
Next, a configuration example of the deflection angle control unit 32 will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the deflection angle control unit 32. The deflection angle control unit 32 shown in the figure includes an A / D converter 50, a CPU 52, a memory 54, a D / A converter 56, and an amplifier 58. The memory 54 includes a ROM for storing programs and a working RAM. The A / D converter 50 receives the deflection angle detection signal Vθ and digitizes it. The value is supplied to the CPU 52. A reference value of the deflection angle is set and inputted to the CPU 52. If the deflection angle detection signal Vθ is smaller than the reference value, the CPU 52 outputs a digital signal for applying a voltage of VL + ΔVL to the resonance scanner drive circuit 34. To supply. On the other hand, if the deflection angle detection signal Vθ is larger than the reference value, a digital signal for supplying a voltage of VL−ΔVL to the resonance scanner drive circuit 34 is supplied to the D / A converter 56. If the deflection angle detection signal Vθ is equal to the reference value, a digital signal for supplying the voltage VL to the resonance scanner drive circuit 34 is supplied to the D / A converter 56. The D / A converter 56 converts the digital signal supplied from the CPU 52 into an analog form. The signal is multiplied by a predetermined value by the amplifier 58 and supplied to the resonant scanner drive circuit 34 as the amplitude VL of the excitation voltage Vp.
[0038]
FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the deflection angle control unit 32. FIG. 4A shows the waveform of the excitation voltage Vp, and FIG. 4B shows the waveform of the induced electromotive voltage Vd. FIG. 7C shows the waveform of the detection voltage Vp + Vd. In these drawings, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents voltage value. Further, a waveform obtained by adding the waveform shown in FIG. 5A and the waveform shown in FIG. 5B is the waveform shown in FIG. Here, it is assumed that the reference value of the deflection angle detection signal Vθ is set to −Vh0. In these figures, when the negative peak value of the induced electromotive voltage Vd is the reference value -Vh0, the negative peak value of the detection voltage Vp + Vd is also -Vh0. Then, when the negative peak value of the induced electromotive voltage Vd increases from the reference value due to temperature drift or drift over time and the amplitude decreases, the negative peak value of the detection voltage Vp + Vd increases by ΔVh. That is, the negative peak value becomes −Vh0 + ΔVh, and the amplitude of the detection voltage Vp + Vd decreases. At this time, the amplitude VL + ΔVL is supplied from the deflection angle control unit 32 to the resonance scanner drive circuit 34. Thus, the excitation voltage Vp having an amplitude larger than the previous cycle by ΔVL is generated. Thus, when the negative peak value of the induced electromotive voltage Vd, that is, the deflection angle detection signal Vθ becomes large in this way, the movable portion 24 is excited more strongly than the previous period. Conversely, when the negative peak value of the induced electromotive voltage Vd, that is, the deflection angle detection signal Vθ is further reduced, the movable portion 24 is excited weaker than the previous period. In this way, as described above, the deflection angle detection signal Vθ corresponds to the deflection angle of the movable portion 24. Therefore, if the deflection angle is small, excitation is large, and conversely, if the deflection angle is large, excitation is small. The corner can be kept constant. Here, the amplitude of the excitation voltage Vp is VL ± ΔVL regardless of the magnitude of ΔVL, but the amplitude may be increased or decreased according to the magnitude of ΔVL.
[0039]
Next, a specific example of the initial excitation generator 36 will be described. The initial excitation generator 36 can be configured by using, for example, a microprocessor, and FIG. 8 shows an example of processing executed by the microprocessor in this case. Here, as shown in FIG. 9, the pulse width of the pulse switching signal supplied to the resonant scanner drive circuit 34 for initial excitation is tp0, and the period is tc0. In FIG. 8, first, the initial excitation generator 36 sets initial values of tp0 and tc0 (S101). These initial values are set in advance according to the natural resonance frequency and the reference deflection angle of the resonance scanner. Next, the counter i is reset to 0, and the time measurement with the timer t is started (S102). Here, the counter i represents the number of pulses given by the initial excitation. Here, as will be described later, pulse excitation is performed a total of n times. The timer t represents the passage of time from the start of the initial excitation. Further, the initial excitation generator 36 resets the timer tp to zero and starts measuring time (S103). Here, the timer tp is reset to zero every period and corresponds to the phase of the pulse switching signal. The initial excitation generator 36 determines whether the timer tp is equal to or greater than the pulse width tp0 (S104), and if it is less than tp0, the pulse switching signal is turned on (S106). On the other hand, if it is tp0 or more, the pulse switching signal is turned off (S105). If the timer t is smaller than i times the period tc0 (S107), the process returns to S104 again. Thus, a waveform of each period of the pulse switching signal is formed. If the timer t is greater than or equal to i times the period tc0, the counter i is incremented (S108). If the counter i is n (S109), the initial excitation is terminated. On the other hand, if the counter i is less than n, the process returns to S103 to form the waveform of the pulse switching signal of the next period. In this way, it is possible to excite the movable part 24 in the non-oscillating state by executing the pulse excitation of the period tc0 and the pulse width tp0 about n times. Here, the initial motion excitation is performed by dividing the number of times, but the initial motion excitation may be performed until the deflection angle detection signal Vθ reaches a predetermined value, for example, Vi.
[0040]
According to the resonance scanner described above, the negative peak value of the induced electromotive voltage Vd is acquired as the deflection angle detection signal Vθ, and the timing at which the detection voltage Vp + Vd coincides with a value obtained by multiplying the value by − (1−ε) is awaited. By setting the coincidence timing as the excitation timing, as the operation of the resonant scanner reaches a steady state, the interval of the excitation timing can be made to correspond to the resonance period, and the excitation of the movable unit 24 that automatically follows the resonance frequency can be achieved. It becomes possible. Further, since the deflection angle detection signal Vθ represents the deflection angle of the movable portion 24, the amplitude VL of the excitation voltage Vp, and hence the amplitude of the excitation current Ip, is controlled based on the deflection angle detection signal Vθ. The deflection angle of the unit 24 can be controlled to be constant. Since excitation and deflection angle control at the resonance frequency for these movable parts 24 can be realized without using a separate detection means, the cost for providing the detection means becomes unnecessary, and the apparatus can be downsized. it can.
[0041]
In the above description, the amplitude VL of the excitation voltage Vp is controlled based on the deflection angle detection signal Vθ. However, even if the pulse width Wp is controlled, the deflection angle of the movable portion 24 is similarly fixed. Can be controlled. The operation of the drive control device 30 described above can also be realized using a microprocessor and software.
[0042]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 10 is a diagram showing the configuration of the resonance scanner drive control apparatus according to the second embodiment of the present invention. 1 is applied to the resonance scanner shown in FIG. 1, and includes a shake angle comparison / amplification circuit 60, a shake angle setting circuit 62, a drive current variable circuit 64, a switch 66, and the like. The constant current driver 68, the drive pulse generator 70, the phase detection comparator 72, and the detection amplifier 74 are included. The constant current driver 68 drives the coil 16 at a constant current, and drives the coil 16 at a constant current with a current corresponding to a voltage value supplied from the drive current variable circuit 64 when the switch 66 is in an ON state.
[0043]
The switch 66 is on / off controlled by a pulse switching signal supplied from the drive pulse generator 70. The detection amplifier 74 detects the voltage between the terminals of the coil 16, and the value is supplied to the phase detection comparator 72. The phase detection comparator detects the rising timing of the zero cross of the detection voltage. The drive pulse generator 70 holds this timing interval, calculates a time of about 90 degrees therefrom, and outputs a pulse switching signal that is turned on for a predetermined pulse width Wp from the rising timing of the zero cross. Supply to switch 66. Thus, the excitation pulse current can be supplied to the coil 16 before and after the positive peak timing of the induced electromotive voltage, and the movable part 24 can be excited efficiently.
[0044]
The output of the detection amplifier 74, that is, the detection voltage is also supplied to the deflection angle comparison amplifier circuit 60. A reference voltage for setting a swing angle is also supplied from the swing angle setting circuit 62 to the swing angle comparison amplifier circuit 60. The swing angle comparison amplifier circuit 60 compares both voltage values, and the detected voltage is higher than the reference voltage. If larger, the drive current variable circuit 64 is instructed to decrease the drive current. On the other hand, if the detected voltage is equal to or lower than the reference voltage, the drive current variable circuit 64 is instructed to increase the drive current. The drive current variable circuit 64 supplies a voltage corresponding to the instruction to the constant current driver 68 via the switch 66. The constant current driver 68 supplies a current corresponding to the voltage supplied from the drive current variable circuit 64 to the coil 16 as an excitation current, and can thereby control the swing angle of the movable portion 24 to be constant. .
[0045]
As described above, when the excitation current supply timing is determined, it can also be determined from the phase timing such as the zero cross timing of the induced electromotive voltage.
[0046]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a resonance scanner drive control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. The drive control device 30b shown in the figure includes a one-chip microcomputer 76, a deflection angle setting circuit 62, a constant current driver 68, a phase detection comparator 72, and a detection amplifier 74. The configuration other than the one-chip microcomputer 76 is the same as that of the second embodiment, and the same reference numerals are given here and detailed description thereof is omitted. In this drive control device 30b, the output of the phase detection comparator 72, that is, the rising timing of the zero cross of the induced electromotive voltage is supplied to the one-chip microcomputer 76. The output of the detection amplifier 74, that is, the voltage between the terminals of the coil 16 is also supplied. Further, a reference voltage generated by the deflection angle setting circuit 62 is also supplied. The one-chip microcomputer 76 stores a control program, and first determines the supply timing of the pulse excitation current supplied to the coil 16 based on the rising timing of the zero cross of the induced electromotive voltage. Further, the current value of the pulse excitation current is determined from the detection voltage at the detection amplifier 74 and the reference voltage given from the deflection angle setting circuit 62. Then, the constant current driver 68 is instructed to supply a pulse excitation current according to the determination results. Thus, the present invention can also be realized using the one-chip microcomputer 76.
[0047]
The present invention is not limited to Embodiments 1 to 3 described above.
[0048]
For example, in the above description, an example in which the present invention is applied to a one-dimensional resonance scanner, that is, a resonance scanner having one oscillation axis, is taken up. However, a resonance scanner having more oscillation axes (for example, a two-dimensional resonance scanner). ) Is equally applicable.
[0049]
In the above description, the negative peak timing and zero cross timing of the induced voltage are detected, and the excitation current supply timing is generated from that timing. However, the other phase timing is detected, and the excitation current supply timing is determined from that timing. You may make it produce | generate.
[0050]
In the above description, the pulse excitation is performed when the induced voltage reaches the positive peak timing. However, the pulse excitation may be performed at other timings. Further, in the above description, the pulse excitation is performed only once per cycle. However, pulse excitation may be performed several times in one cycle, or pulse excitation may be performed once in a plurality of cycles. May be. Further, it is not always necessary to detect the predetermined phase timing such as the negative peak timing or the zero-cross timing every period, and it may be detected once every a plurality of periods. Furthermore, the resonance frequency may be acquired by monitoring a time interval of a predetermined phase timing such as a negative peak timing or a zero cross timing, and the coil 16 may be excited at the acquired resonance frequency.
[0051]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, the induced electromotive voltage and induced electromotive current generated in the coil when the movable portion is in the swinging state is detected, and the excitation current is supplied to the coil based on the detected induced electromotive voltage and induced electromotive current. It can be used not only for excitation but also for detection. As a result, the electromagnetic actuator can be reciprocated with a resonance period without providing a separate detection means, or the deflection angle can be controlled.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing an overall configuration of a resonant scanner (electromagnetic actuator) according to first to third embodiments of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an overall configuration of a drive control device for a resonant scanner according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an automatic resonance frequency follow-up operation in the drive control apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a specific configuration example of a deflection angle detection unit.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an inverting circuit.
FIG. 6 is a diagram illustrating a specific configuration example of a deflection angle control unit.
FIG. 7 is a diagram illustrating the operation of a deflection angle control unit.
FIG. 8 is a flowchart for explaining the operation of the initial excitation generator.
FIG. 9 is a diagram showing a waveform of a pulse switching signal for applying an initial excitation pulse.
FIG. 10 is a diagram showing an overall configuration of a drive control device for a resonant scanner according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing an overall configuration of a resonance scanner drive control device according to a third embodiment of the present invention;
[Explanation of symbols]
10 Insulating substrate, 12 Yoke, 14a, 14b Electrode, 16 (Plane) coil, 18 Total reflection mirror, 20a, 20b Torsion bar, 22a, 22b Permanent magnet, 24 Movable part, 26 Silicon substrate, 30, 30a, 30b Drive control Device (resonance frequency signal generator), 32 deflection angle control unit, 34 resonance scanner drive circuit, 36 initial motion excitation generation unit, 38 current-voltage conversion amplification circuit, 40 deflection angle detection unit, 42 excitation timing generation unit, 50 A / D Converter, 52 CPU, 54 memory, 56 D / A converter, 58 amplifier, 60 deflection angle comparison amplification circuit, 62 deflection angle setting circuit, 64 drive current variable circuit, 66 switch, 68 constant current driver, 70 drive pulse generator, 72 phase detection comparator, 74 detection amplifier, 76 one-chip microcomputer.

Claims

The main body,
A movable part pivotally supported by the main body part;
A coil attached to one of the movable part or the main body part;
A magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body and generating a magnetic field acting on the coil;
In an electromagnetic actuator including
An inductive amount detecting means for detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil when the movable part is in a swinging state;
Based on the induced electromotive force or induced electromotive current is detected, the excitation current seen including a current supply means for supplying to said coil,
The current supply means includes timing judgment means for sequentially judging the supply timing of the excitation current based on the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means, and a predetermined current is supplied from each supply timing. An electromagnetic actuator for supplying the excitation current to the coil over time .

The electromagnetic actuator according to claim 1,
Peak value detection means for detecting either the positive value or the negative value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means,
The timing determination means is calculated from a value obtained by inverting the sign of the peak value detected by the peak value detection means, the value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means. The electromagnetic actuator sequentially determines the supply timing of the excitation current at a timing that coincides with a value immediately before the detected voltage reaches a positive peak value .

3. The electromagnetic actuator according to claim 1 , further comprising: a peak value detecting unit configured to detect a peak value of either the positive value or the negative value of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detecting unit. Including
The electromagnetic actuator according to claim 1, wherein the current supply means includes current value determination means for determining a current value of the excitation current based on the peak value detected by the peak value detection means .

The electromagnetic actuator according to claim 2 or 3 ,
The electromagnetic actuator according to claim 1, wherein the current supply means includes current value determination means for determining a current value of the excitation current based on the peak value detected by the peak value detection means .

The electromagnetic actuator according to claim 1 ,
The timing determination means detects a predetermined phase timing of the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means, and sequentially determines the supply timing of the excitation current based on the phase timing. Features an electromagnetic actuator.

And the body portion, a movable portion swingably supported on the body portion,
A coil attached to one of the movable part or the main body part;
A magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body and generating a magnetic field acting on the coil;
An electromagnetic actuator drive control device comprising:
An inductive amount detecting means for detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil when the movable part is in a swinging state;
Current supply means for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current,
The current supply means includes timing judgment means for sequentially judging the supply timing of the excitation current based on the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means, and a predetermined current is supplied from each supply timing. A drive control device for an electromagnetic actuator, wherein the excitation current is supplied to the coil over time .

The main body,
A movable part pivotally supported by the main body part;
A coil attached to one of the movable part or the main body part;
A magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body and generating a magnetic field acting on the coil;
An electromagnetic actuator drive control method comprising:
An inductive amount detection step of detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil when the movable part is in a swinging state;
Supplying a current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current,
In the current supply step, the supply timing of the excitation current is sequentially determined based on the induced electromotive voltage or the induced electromotive current detected in the induction amount detection step, and the excitation current is supplied from each supply timing over a predetermined current supply time. Is supplied to the coil .

The main body,
A movable part pivotally supported by the main body part;
A coil attached to one of the movable part or the main body part;
A magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body and generating a magnetic field acting on the coil;
A device for generating a resonance frequency signal of an electromagnetic actuator including:
An inductive amount detecting means for detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil when the movable part is in a swinging state;
Current supply means for supplying an excitation current to the coil based on the detected induced electromotive voltage or induced electromotive current,
The current supply means includes timing judgment means for sequentially judging the supply timing of the excitation current based on the induced electromotive voltage or induced electromotive current detected by the induction amount detection means, and a predetermined current is supplied from each supply timing. An apparatus for generating a resonance frequency signal for an electromagnetic actuator, which supplies the excitation current to the coil over time and outputs a resonance frequency signal based on the supply timing .

The main body,
A movable part pivotally supported by the main body part;
A coil attached to one of the movable part or the main body part;
A magnetic field generating means attached to the other of the movable part or the main body and generating a magnetic field acting on the coil;
A method for generating a resonance frequency signal of an electromagnetic actuator including:
An inductive amount detection step of detecting an induced electromotive voltage or an induced electromotive current generated in the coil when the movable part is in a swinging state;
Based on the induced electromotive force or induced electromotive current is detected, the excitation current viewing contains a current supply step of supplying to said coil,
In the current supply step, the supply timing of the excitation current is sequentially determined based on the induced electromotive voltage or the induced electromotive current detected in the induction amount detection step, and the excitation current is supplied from each supply timing over a predetermined current supply time. A resonance frequency signal generation method for an electromagnetic actuator, wherein a resonance frequency signal based on the supply timing is output .