JP4345155B2 - Rotor magnetic pole position detection device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＷＭ制御下でセンサレス駆動をするＤＣブラシレスモータ制御駆動装置におけるロータの磁極位置検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、一般にＤＣブラシレスモータは、スイッチング素子等から構成された出力回路により直流電源をチョッピングすることにより複数相の固定子巻線に順次通電し、これにより回転磁界を発生させてロータを回転させるようにしたものがある。この時出力回路に与える制御信号は、ロータの回転状態に応じた適切な信号とする必要があり、ホール素子等の位置センサを設けてロータの回転位置を検出していた。しかし、近年、ホール素子等の位置センサを用いないでロータの回転位置を検出する構成のブラシレスモータが研究、開発されている。
【０００３】
以下に、このロータの回転位置の検出原理について図１２を用いて説明する。
【０００４】
図１２は従来のＰＷＭ制御をしない場合の１相分の各電圧波形図である。図１２において、４３は基準電圧、４４は端子電圧波形、４５は基準電圧４３と端子電圧を比較するコンパレータの出力、５４はゼロクロス点である。ロータの回転位置の検出原理は、ロータの回転に伴って固定子巻線に発生する端子電圧を検出し、この端子電圧が予め設定された基準電圧と一致するタイミングから、固定子巻線の誘起電圧のゼロクロス点の位相、つまりロータの所定回転位置を示す位置信号を検出するものである。
【０００５】
上述の場合に、制御信号として固定子巻線への通電期間に連続的なＯＮ信号を出力する場合においては、固定子巻線の端子電圧を連続して検出できるが、ＰＷＭ制御方式等の場合にはそのままでは固定子巻線の端子電圧を検出できなくなる。すなわち、固定子巻線への通電期間中を通じて速い周期でＯＮ−ＯＦＦを繰り返すＰＷＭ制御信号を与える場合には、固定子巻線の端子電圧も図１３（Ａ）に示すように基準電圧を何度も横切るように断続的にしか検出できなくなり、従って、そのままでは誘起電圧のゼロクロス点５４を検出することはできなくなる。図１３（Ａ）は従来の下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形及びＰＷＭ制御時の各波形図、図１３（Ｂ）は従来の上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形図、図１５は従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の要部図である。
【０００６】
以上の点をもう少し詳細に説明する。図１５に示すように、三相のＵ，Ｖ及びＷ相のステータコイルＳＵ，ＳＶ，ＳＷを有するステータと永久磁石のロータＲを備えたＤＣブラシレスモータは、ＰＷＭ制御を行う駆動回路として、スイッチング素子たる３つのＰＮＰ形トランジスタＴr1、Ｔr2、Ｔr3及びこの各トランジスタにそれぞれ並列に接続された３つの還流ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3からなるユニット（以下、上アーム）、さらには３つのＮＰＮ形トランジスタＴr4，Ｔr5，Ｔr6及びこの各トランジスタにそれぞれ並列に接続された３つの還流ダイオードＤ4，Ｄ5，Ｄ6からなるユニット（以下、下アーム）を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相のステータコイルＳＵ，ＳＶ，ＳＷの一端子は共通に接続され、各ステータコイルＳＵ，ＳＶ，ＳＷの他の端子は各アームでそれぞれ対をなすＰＮＰ形トランジスタＴr1、Ｔr2、Ｔr3とＮＰＮ形トランジスタタＴr4，Ｔr5，Ｔr6の共通接続点にそれぞれ接続されている。各アームのコレクタ，エミッタは２つの母線に接続され、両者の共通接続点ＯＮは母線間の電圧の１／２の電圧を出力するようになっている。
【０００７】
このようなＤＣブラシレスモータをＰＷＭ制御するときには、上記した上アームか下アームのいずれか一方をマイコン等の論理演算手段によってスイッチングすることによりＰＷＭ制御すれば実行できる。図１３（Ａ）に記載した端子電圧波形４６は、下アームをＰＷＭ制御した場合に得られる波形を示しており、逆に上アームをＰＷＭ制御した場合には図１３（Ｂ）のような端子電圧波形が得られる。この２つの端子電圧は基準電圧からみて簡単にいうといわば反転した波形であって、基本的に両者には差異はない。従って、ＰＷＭ制御することで基準電圧を何度も横切って断続的に検出することで誘起電圧のゼロクロス点５４を検出できないという点に関していえば、上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、まったく同様となる。
【０００８】
以上簡単に説明したが、この上アームと下アームのスイッチングで形成される波形についてもう少し詳細に説明する。まず、上アームをＰＷＭ制御する場合について説明する。上アームのスイッチング素子である３つのＰＮＰ形トランジスタのうちの１つ、例えばＴr1がＰＷＭ制御によってスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）すると、下アームのＮＰＮトランジスタＴr5がＯＮしているとステータコイルＳＵ，ＳＶに電流が流れる。このとき、図１３（Ｂ）の端子電圧波形の期間▲１▼のような電圧波形となる。すなわち、このスイッチング素子がＰＷＭ制御によりＯＮすると電源Ｅの（＋）電源電圧と比較して素子Ｔr1の電圧降下分低い電圧がＵ相端子電圧となり、ＰＷＭでＯＦＦするとステータコイルＳＵ，ＳＶにためられた電気エネルギを還流ダイオードＤ4を介して放電する。次に、上アームの残り２つのどちらかのスイッチング素子がＯＮ期間には図１３（Ｂ）の２つの期間▲２▼のどちらかの電圧波形となる。すなわち、ＰＮＰトランジスタＴr2，Ｔr3のうちのどちらかのスイッチング素子がスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）する場合で、これがＯＮしており、ＮＰＮ形トランジスタタＴr5，Ｔr6のどちらかの、素子Ｔr2，Ｔr3と非接続の素子がＯＮのとき、ステータコイルＳＵの端子に発生する電圧は誘起電圧であり、これがＰＷＭでＯＦＦの状態になるとＵ相端子電圧はＶ相とＷ相の端子電圧の中点、すなわち電源Ｅのほぼ（−）電源電圧の値を示すため、期間▲２▼はパルス高さが時間とともに増加または減少する電圧形状を示すものである。さらに、下アームのＮＰＮ形トランジスタタＴr4がＯＮしＰＮＰ形トランジスタＴr2がＯＮ／ＯＦＦする場合には、この素子の電圧降下分（−）電源電圧より高い値を示し、図１３（Ｂ）の期間▲３▼のような電圧波形となる。
【０００９】
次に、下アームをＰＷＭ制御した場合を説明する。下アームのスイッチング素子である３つのＮＰＮ形トランジスタのうちの１つ、例えばＴr4がＰＷＭ制御によってスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）すると、上アームのＰＮＰトランジスタＴr2がＯＮしているとステータコイルＳＵ，ＳＶに電流が流れる。このとき、図１３（Ａ）の端子電圧波形の期間▲１▼のような電圧波形となる。すなわち、このスイッチング素子がＰＷＭ制御によりＯＮすると電源Ｅの（−）電源電圧と比較して素子Ｔr4の電圧降下分高い電圧がＵ相端子電圧となり、ＰＷＭでＯＦＦするとステータコイルＳＵ，ＳＶにためられた電気エネルギを還流ダイオードＤ1を介して放電する。次に、下アームの他の２つのどちらかのスイッチング素子がＯＮ期間には図１３（Ａ）の２つの期間▲２▼のどちらかの電圧波形となる。すなわち、ＮＰＮ形トランジスＴr5，Ｔr6のどちらかのスイッチング素子がスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）する場合、これがＯＮしており、ＰＮＰ形トランジスタＴr2，Ｔr3のどちらかの、素子Ｔr5，Ｔr6と非接続の素子がＯＮのとき、ステータコイルＳＵの端子に発生する電圧は誘起電圧であり、これがＰＷＭでＯＦＦの状態になるとＵ相端子電圧はＶ相とＷ相の端子電圧の中点、すなわち電源Ｅのほぼ（＋）電源電圧の値を示すため、期間▲２▼は溝深さが時間とともに増加または減少する電圧形状を示すものである。さらに、上アームのＰＮＰ形トランジスタＴr2がＯＮしＮＰＮ形トランジスタＴr4がＯＮ／ＯＦＦする場合には、この素子の電圧降下分（−）電源電圧より低い値を示し、図１３（Ｂ）の期間▲３▼のような電圧波形を示すものである。
【００１０】
このように詳細な点で若干相違はあるが、基本的には上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、まったく同様のものとなる。
【００１１】
では、どのようにするとゼロクロス点５４を検出できるかについて以下説明する。ＰＷＭ制御方式等により断続的な制御信号を出力する場合であっても、固定子巻線の誘起電圧のゼロクロス点を検出できるようにするために、次のような方法が考えられている。すなわち、ＰＷＭ制御信号がＯＦＦとなる期間中つまり固定子巻線の誘起電圧が検出不能となる期間中は、固定子巻線の誘起電圧と基準電圧との比較演算をされた信号の検出を行わないようにするのである。
【００１２】
上記方法について図１３（Ａ）の電圧波形とＰＷＭ制御時の各波形を用いて説明する。図１３（Ａ）において、４３は基準電圧、４６はＰＷＭ制御時の端子電圧波形、４７はＰＷＭ制御時のコンパレータの出力、４８はイネーブル信号、４９はＰＷＭ制御時のコンパレータの出力４７をイネーブル信号４８でマスクをかけて検出した波形、５４はゼロクロス点である。図７（Ａ）の場合、ＰＷＭ制御信号に基づいて上述の固定子巻線の誘起電圧の検出可能な期間（制御信号がＨレベルのとき）のみ検出を許可するイネーブル信号４８を生成し、このイネーブル信号４８に基づいて検出動作を実施している。
【００１３】
コンパレータの出力４７は、ゼロクロス後は、基準電圧４３より電圧が高いためそのままずっとＨレベルであるから、イネーブル信号４８が論理演算手段に入力されると、Ｈレベルを出力し続けることになる。しかしゼロクロスする前は、ＰＷＭ制御信号がＯＦＦのときイネーブル信号４８がＨレベルとなり、コンパレータの出力４７はマスクがかかってＬレベルを出力することになる。ただし、転流に起因する逆起電圧は、ＰＷＭ制御信号よりＨレベルの期間が長いため、ＰＷＭ制御信号にはマスクがかかってＬレベルが出力されるのに対して、Ｈレベルの出力となる。
【００１４】
以上の説明は下アームをスイッチングした場合を説明したが、上アームをスイッチングした場合もまったく同様である。コンパレータの出力４７はゼロクロス後にＰＷＭ制御でＯＮ−ＯＦＦするが、イネーブル信号４８が論理演算手段に入力されたときにＨレベルになるように作成されているため、マスクされてＨレベルを出力することになる。また、ゼロクロスする前は出力４７はＬレベルを維持することになるからイネーブル信号４８がＨレベルとなってもコンパレータの出力４７はＬレベルのままとなる。要するに、基本の出力波形は上アームをスイッチングした場合と下アームをスイッチングした場合とでまったく同様となる。
【００１５】
このようにしてＤＣブラシレスモータは磁極位置検出されてセンサレスでＰＷＭ制御されるが、従来のＰＷＭ制御下のＤＣブラシレスモータ制御駆動装置におけるロータの磁極位置検出装置をさらに詳細に説明する。この従来のＤＣブラシレスモータ制御駆動装置におけるロータの磁極位置検出装置は、特開平５−９１７９０号公報で開示されたものであり、上アームをスイッチングするＰＷＭ制御である。
【００１６】
図１４はＰＷＭ制御をかけた時の従来の誘起電圧のゼロクロス点検出期間を示す図である。図１４において、５０はＰＷＭ制御信号のＯＮになってから誘起電圧発生開始までの遅れ時間、５１はＰＷＭ制御信号のＯＦＦから誘起電圧がなくなるまでの遅れ時間、５２はＰＷＭ制御信号のＯＮからイネーブル信号のＯＮまでのシフト量、５３はＰＷＭ制御信号のＯＦＦからイネーブル信号のＯＦＦまでのシフト量、５６は減衰振動現象である。なお、この従来の技術では過渡応答についてまでの開示はなく、端子電圧は図１４のようなＨレベルの電圧しか記載されていない。そこで、図１４の減衰振動現象５６を示す破線は、遅れ時間をとる趣旨を容れてＰＷＭ制御のとき不可避的に発生する振動を追加したものである。イネーブル信号は、固定子巻線の誘起電圧が確実に検出できる期間を設定するために、同図に示すように、固定子巻線の誘起電圧の出力期間よりも少し狭い期間が設定されている。これにより、イネーブル信号は、ＰＷＭ制御信号のＯＮから誘起電圧発生開始までの遅れ時間である５０よりも少し長い遅れ時間５２が経過した時点を開始タイミングとし、ＰＷＭ制御信号のＯＦＦから誘起電圧がなくなるまでの遅れ時間５１よりも少し短い遅れ時間５３が経過した時点を終了タイミングとするように生成する。また遅れ時間５２を生成するために、アナログ回路上で時定数を決定する時定数回路を備えている。
【００１７】
このようなＰＷＭ制御信号が出力回路（上アーム）に入力され、遅れ時間５０が経過すると誘起電圧は比較的安定してＨレベルの状態となるが、図１４の破線で示すように、ＰＷＭ制御信号が上アームに加えられる場合には遅れ時間５０中にそれまでの逆起電圧状態を維持すべく還流ダイオードを介して過渡的に電流が流れ、誘起電圧の頭部分で減衰振動現象５６を発生する。コンパレータの出力に影響を与えるような基準電圧近傍の端子電圧のときには、この過渡的な振動のためにゼロクロス点を検出し損なうようなことも生じ、転流のタイミングを誤り、モータが脱調する原因となる。また、検出のタイミングのバラツキが生じ、モータの振動を大きくすることにもなる。
【００１８】
また、この従来の磁極位置検出装置は、イネーブル信号に従ってコンパレータの出力信号を監視し、ＰＷＭ制御信号がＯＦＦとなる期間中、つまり固定子巻線の誘起電圧が検出不能となる期間中には出力信号の検出を行わないようにする必要があるが、マイコン等の論理演算手段を制御しイネーブル信号を割り込み信号として用いる場合、イネーブル信号がＨレベルとなっている間はずっとコンパレータの出力信号を監視しなければならず、論理演算手段を他の目的に使用する時間が減り、論理演算手段の活用効率を低下させてしまうものであった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、上記従来のＤＣブラシレスモータでは、アナログの時定数回路が決定する一定の時定数に依存して、イネーブル信号がＯＮとなるＰＷＭ制御信号からの遅れ時間が決定されるので、負荷とイネーブル信号とは関係が乏しく、負荷が増大する場合には特定の期間に、固定子巻線の誘起電圧に生ずる減衰振動を回避することが確実にできないという課題を有していた。また、遅れ時間を発生するための時定数を決定するアナログ回路が必要であった。
【００２０】
またこのような磁極位置制御装置の論理演算手段としてマイコンを使用し、イネーブル信号を割り込み信号とした場合、イネーブル信号がＯＮ期間中に固定子巻線の誘起電圧と基準電圧との比較結果であるゼロクロス点を持つことになり、このＯＮ期間中は他の処理のために論理演算手段を有効に活用できないという課題も有していた。
【００２１】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線の誘起電圧と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、誘起電圧に現れる振動波形の影響を簡単な構成で確実に回避できるロータの磁極位置検出装置を提供することを目的とする。
【００２２】
さらに、本発明は、論理演算手段としてマイコンを使用する場合、マイコンの使用効率を上げるロータの磁極位置検出装置を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明のロータの磁極位置検出装置は、複数の固定子巻線の端子電圧を検出する検出回路と、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記端子電圧と前記基準電圧を比較する比較手段と、ＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段と、前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段と、前記比較手段からの信号により位相信号を得て前記位相信号と前記ＰＷＭ制御信号に基づいて通電タイミング信号を出力する論理演算手段と、前記通電タイミング信号に基づいて前記固定子巻線に通電する駆動回路と、を備えたセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における、ＰＷＭ制御下で固定子巻線に誘起される誘起電圧のゼロクロス点を検出するロータの磁極位置検出装置であって、前記論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする。
【００２４】
これにより、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線の誘起電圧と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、誘起電圧に現れる振動波形の影響を簡単な構成で確実に回避できるロータの磁極位置検出装置を提供することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
この目的を達成するために、本発明の請求項１に記載された発明は、複数の固定子巻線の端子電圧を検出する検出回路と、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記端子電圧と前記基準電圧を比較する比較手段と、ＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段と、前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段と、前記比較手段からの信号により位相信号を得て前記位相信号と前記ＰＷＭ制御信号に基づいて通電タイミング信号を出力する論理演算手段と、前記通電タイミング信号に基づいて前記固定子巻線に通電する駆動回路と、を備えたセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における、ＰＷＭ制御下で固定子巻線に誘起される誘起電圧のゼロクロス点を検出するロータの磁極位置検出装置であって、前記論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、簡単に誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避できるという作用を有する。
【００２６】
請求項２に記載された発明は、三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するのに代えて、前記三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項１記載のロータの磁極位置検出装置であるから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を振動現象回避遅れ時間だけ遅らせて避けることができ、より確実に減衰振動波形の影響を回避できるし、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅が小さくても検出できるという作用を有する。
【００２７】
請求項３に記載された発明は、ゼロクロス検出を許可するイネーブル信号を発生するイネーブル信号発生手段を備え、前記イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮさせるとともにＰＷＭ制御信号がＯＦＦする直前にＯＦＦし、前記イネーブル信号がＯＮの時のみに固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうか検出することを特徴とする請求項１または２に記載のロータの磁極位置検出装置であるから、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅（デューティ比）が小さくとも、イネーブル信号を用いて検出時点を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がり以降に遅らせ、固定子巻線の誘起電圧の減衰振動波形の影響を回避できる。また、高速回転の場合でもイネーブル信号を用いた検出期間を設けているので、検出遅れが少ない。
【００２８】
請求項４に記載された発明は、請求項３記載のロータの磁極位置検出装置において、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントしてカウントアウトしたときゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、振動現象回避遅れ時間をデジタル的に簡単に設定、変更でき、振動現象回避遅れ時間の設定の融通性が高く、論理演算手段の活用度をあげることができる。
【００２９】
請求項５に記載された発明は、イネーブル信号で論理演算手段に割り込みをかけ、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントすることを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置であるから、イネーブル信号を割り込みタイミング信号に兼用できる。
【００３０】
請求項６に記載された発明は、カウンタがアップダウンカウンタであり、カウントアップ後カウントダウンし、カウントダウンのキャリーが立ったときゼロクロスを検出することを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置であるから、キャリーが立つこととイネーブル信号がＯＮという２つの要件のＡＮＤをとるため、制御が容易且つ正確になる。
【００３１】
請求項７に記載された発明は、ＰＷＭ制御信号の立ち下がりに対しスイッチング素子がＯＦＦするのをある所定の期間だけ遅らせて、前記ＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載のロータの磁極位置検出装置であるから、スイッチング素子がＯＦＦするのを遅らせることができ、ＰＷＭ制御信号とイネーブル信号のＯＮ時間を長くとれて最大限に利用でき、振動現象回避遅れ時間も長くとれ、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響をさらに確実に回避できる。
【００３２】
請求項８に記載された発明は、振動現象回避遅れ時間をイネーブル信号のＯＮしている期間と等しくとり、イネーブル信号の立ち下がり時点に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項６記載のロータの磁極位置検出装置であるから、振動現象回避遅れ時間を最も長くとれ、検出時点をイネーブル信号の最大幅まで遅らせたものとなり、誘起電圧の減衰振動波形の影響を最も回避したものとなる。
【００３３】
請求項９に記載された発明は、請求項４記載のロータの磁極位置検出装置において、イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮするのに代えて、カウンタでＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２をカウントしたらイネーブル信号を生成してゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避でき、割り込み時点を簡単に設定、変更でき、融通性が高い。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図１１を用いて説明する。
【００３５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１及び２におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図である。図２は、本発明の実施の形態１におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置、図３（Ａ）は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図、図３（Ｂ）は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図、図４は、本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング実測図である。
【００３６】
図１において、１は直流電源であり、２，３は母線、４は直流電流を平滑するためのキャパシター、５は出力手段たる駆動回路である。駆動回路５はスイッチング素子たるＰＮＰ形トランジスタ６，７，８，ＮＰＮ形トランジスタ９，１０，１１，及び前記各トランジスタに並列に接続された還流ダイオード１２〜１７で構成されている。１８はブラシレスモータであり、これは複数相で、この実施の形態では三相のＵ，Ｖ及びＷ相のステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ及び１９Ｗを有するステータ１９と、永久磁石のロータ２０とを備えている。そして、ステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ及び１９Ｗの一端子は共通に接続され、各ステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗの他の端子はそれぞれトランジスタ６及び９の共通接続点たる出力端子ＯＵ，トランジスタ７及び１０の共通接続点たる出力端子ＯＶ，トランジスタ８及び１１の共通接続点たる出力端子ＯＷにそれぞれ接続されている。２１及び２２は母線２，３間に直列に接続された抵抗であり、その共通接続点たる検出端子ＯＮは基準電圧としてステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ及び１９Ｗの中性点の電圧に相当する直流電源１の電圧の１／２たる仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。２３，２４及び２５はコンパレータであり、これらの各非反転入力端子（＋）は抵抗２６，２７及び２８を介して前記出力端子ＯＵ，ＯＶ及びＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）は前記検出端子ＯＮに接続されている。そして、これらコンパレータ２３，２４及び２５の出力端子は論理演算手段２９の入力端子に接続されており、コンパレータ２３，２４，２５からのブラシレスモータ１８の位相信号を論理演算手段２９に入力する。一方論理演算手段２９の出力端子は前記トランジスタ６〜１１の各ベースに接続されている。３０は論理演算手段２９から得られたモータの回転速度を示す速度検出信号と他の入力端子から与えられる速度指令信号からＰＷＭのＯＮ幅を決めるＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段、３１は三角波と前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号からＰＷＭのＯＮ幅制御信号に対応したデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段である。トランジスタ６〜１１のうち、上アームもしくは下アームのトランジスタのどちらかのベース端子に対して、トランジスタ６〜１１を駆動するためのゲート信号とＰＷＭ制御信号３６を重ね合わせた通電タイミング信号をベース信号として入力している。これにより、ＤＣモータのＰＷＭ制御を重畳したブラシレス駆動が可能になる。
【００３７】
図２には、本発明の実施の形態１のゼロクロス点抽出タイミング生成装置を構成する速度指令電圧発生手段３０とＰＷＭ制御信号発生手段３１の詳細が示されている。図２において、１０１は論理演算手段２９によって入力される速度信号、１０２はポンプ等のモータの負荷から入力される速度指令信号である。速度信号１０１と速度指令信号１０２は、この実施の形態１の場合、回転数に比例した電気角３６０°で一周期となる矩形波パルスとして入力される。３０１はこの速度信号の矩形波パルスの周波数に比例したアナログ電圧を形成するＦ／Ｖ変換器、３０２はこの速度指令信号の矩形波パルスの周波数に比例したアナログ電圧を形成するＦ／Ｖ変換器である。３０３はＦ／Ｖ変換器３０１，３０２の出力信号が入力端子＋と−に入力される比較器、３１１は比較器３０３の出力を積分する積分器、３１２はＰＷＭ信号用三角波発生手段、３１３は積分器３１１の出力が−端子に接続されＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２が＋端子に接続された比較器である。比較器３１３からＰＷＭ制御信号３６が出力される。Ｆ／Ｖ変換器３０１，３０２、比較器３０３、積分器３１１が速度指令電圧発生手段３０を構成し、ＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２と比較器３１３がＰＷＭ制御信号発生手段３１を構成するものである。
【００３８】
速度指令信号１０２の周波数の方が速度信号１０１の周波数より小さい場合は、比較器３０３からの出力はＨレベルの信号となり、速度指令信号１０２の周波数の方が速度信号１０１の周波数より大きい場合は、比較器３０３からＬレベルの信号が出力される。信号のレベルは積分器３１１を通ってもそのままでＬレベルとＨレベルのままである。積分器３１１の出力は、ＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２の発生するＰＷＭ信号用三角波と比較するための基準電圧となる。積分器３１１の出力がＬレベルのときには、比較器３１３の出力信号はＨレベルとなり、デューティ比１００％側のＰＷＭ制御信号３６となる。これを言い換えると、負荷の大きな始動時等では速度信号１０１が速度指令信号１０２より周波数が小さいため、デューティ比が大きくなり、モータの出力が大きくなることを示している。この状態で運転を続けると、速度信号１０１が徐々に上昇し、積分器３１１の時定数に応じて出力はＬレベルから徐々に上昇する。これに対応してＰＷＭ制御信号３６のデューティ比は小さくなり、モータの出力も低下する。これで速度信号１０１が速度指令信号１０２と同じ周波数になるようになる。
【００３９】
積分器３１１の出力がＨレベルのときには、比較器３１３の出力信号はＬレベルとなり、デューティ比０％側のＰＷＭ制御信号３６となる。つまり、負荷の小さなときには速度信号が速度指令信号より周波数が大きいため、デューティ比が小さくなり、モータの出力も小さくなることを示している。この状態で運転を続けると、速度信号が徐々に低下し、積分器３１１の時定数に応じて出力はＨレベルから徐々に下降する。これに対応してＰＷＭ制御信号３６のデューティ比は大きくなり、モータの出力が増大することになる。これで、速度信号１０１が速度指令信号１０２と同じ周波数になるようになる。
【００４０】
続いて図３（Ａ）（Ｂ）に基づいて、ゼロクロス点抽出タイミングをどのようにしてとるのかを説明する。図３（Ａ）（Ｂ）において、３７は三角波発生用クロックであり、三角波発生用クロック３７はデューティ比５０％の矩形波パルスである。これによって生成されるＰＷＭ制御信号発生用三角波３８は、三角波発生用クロック３７の立ち下がりが三角波の山の頂点、立ち上がりが三角波の谷の最下点となる。積分器３１１から出力された基準電圧とこのＰＷＭ制御信号発生用三角波３８が比較器３１３で比較され、ＰＷＭ制御信号３６が形成される。ＰＷＭ制御信号３６はＰＷＭ制御信号発生用三角波３８の山の部分で基準電圧より高いＨレベルとなる矩形波パルス、３９は三角波発生用クロック３７の立ち下がり位置である。３９Ｄは振動現象回避遅れ時間である。なお、３３は端子電圧波形である。
【００４１】
端子電圧波形３３をみると、逆起電圧の立ち下がりの直後に過渡的な振動現象３５が発生しており、この過渡応答の後に誘起電圧が形成されている。従って、安定で確実にゼロクロス点の抽出をするためには、振動現象３５後の誘起電圧の形成されたときをゼロクロス点抽出タイミングとしなければならない。上記したように、過渡応答の振動現象３５は基本的に駆動回路の時定数で定まるが、本発明者は、速度信号の方が速度指令信号より周波数が大きくなってデューティ比が相当小さくなった場合でも、通常は振動現象３５は１周期で落ち着き、ＰＷＭ制御信号３０３の矩形波パルス（ＯＮ幅）の中央位置を越えてまで大きな振動が継続することはまず起こらないという知見を得た。要するに、振動現象３５が落ち着く期間はまず１周期でありデューティ比によらない。そこで、本実施の形態１では、この矩形波パルス（ＯＮ幅）の中央位置が三角波発生用クロック３０１の立ち下がりに相当するから、この立ち下がり位置３９でゼロクロス点を抽出している。脱調が起こり易い高負荷時にはＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅が大きくなり、振動が落ち着くまでの期間も長くなるが、立ち下がり位置３９も遅れ、ゼロクロス点抽出に影響が及ぶことはない。
【００４２】
実施の形態１は三角波発生用クロックの立ち下がりでゼロクロス点を抽出するものであるが、図４は三角波発生用の立ち上がりでゼロクロス点を抽出した実測波形である。しかし、立ち下がりで抽出するか、立ち上がりで抽出するかは、三角波発生用クロックの波形（Ｈ−Ｌ）が反転したために生じただけに過ぎず、両者いずれもＰＷＭ制御信号３０３の矩形波パルス（ＯＮ幅）の中央位置でゼロクロス点を抽出するものであり、振動現象の回避という観点からは実施の形態１と実施の形態２とで変わりがない。そこで、実施の形態２の実測波形を示す図４を用いて振動現象の回避がどのようになされているかを説明する。図４において、ＣＨ１はＰＷＭ制御信号発生用三角波発生用クロックの実測波形を示し、ＣＨ２はＰＷＭ制御信号で駆動される下アームのゲート信号の実測波形であり、ＣＨ３は端子電圧の実測波形である。ＣＨ３で示すように、端子電圧には上記した過渡応答を示す振動現象と、誘起電圧の発生期間と、逆起電圧の発生期間が形成されている。図４から分かるようにＰＷＭ制御信号発生用三角波発生用クロックの立ち上がりを誘起電圧の抽出タイミングとしているので、振動現象が確実に回避されていることがわかる。
【００４３】
また、通常であれば、三角波発生用クロック３７の立ち下がりにゼロクロス点の抽出を行えばよいが、さらに確実性を増すため、図３（Ｂ）記載のように振動現象回避遅れ時間３９Ｄを三角波発生用クロック３７の立ち下がり後に設けてもよい。これにより振動現象３５が完全におさまる時点を抽出タイミングとすることができ、固定子巻線の誘起電圧に生ずる減衰振動を簡単、確実に回避することができる。抽出タイミング信号（図示しない）のパルス幅は論理演算手段にゼロクロス点検出を行わせるための割り込み処理が実行できれる幅があればよく、非常に短い時間幅が与えられている。この抽出タイミング信号が論理演算手段に入力されると、これをトリガとして論理演算手段はＰＷＭ制御時のコンパレータ出力を検出する。振動現象回避遅れ時間３９Ｄとしては、三角波発生用クロック３７の立ち下がり後で、かつＰＷＭ制御信号３６の立ち下がりまでの最大時間幅内に収まる時間幅が選択されればよいが、例えば、三角波発生用クロック３７とＰＷＭ制御信号３６の exclusive ＯＲをとり、さらにこの出力とＰＷＭ制御信号３６とのＡＮＤをとること等の論理回路を用いることによって、上記の最大時間幅を演算し、これを分周することで最大時間幅の１／２の時間幅を演算して選択するのがマイコンを演算に使用せず適当である。場合によってはＰＷＭ制御信号３６の立ち下がり時点を振動現象回避遅れ時間３９Ｄの終了時点とすることもできる。
【００４４】
このように、三角波発生用クロック３７の立ち下がりか、必要に応じて振動現象回避遅れ時間３９Ｄが経過した時点に論理回路等を用いてゼロクロス点の抽出を行うから、従来の技術のようにイネーブル信号４０を形成してコンパレータの出力信号を監視し、イネーブル信号４０がＨレベルとなっている間はずっとコンパレータの出力信号を監視するようなことは不要で、論理演算手段２９であるマイコンを他の目的に使用することができ、論理演算手段２９の活用効率を大きく上げることができる。
【００４５】
（実施の形態２）
図１は、本発明の実施の形態１及び２におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図、図５は、本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置、図６（Ａ）は、本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図、図６（Ｂ）は、本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図である。実施の形態２のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置は、実施の形態１のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置とほとんど同一で、ゼロクロス点抽出タイミングがＰＷＭ制御用三角波発生用クロックの立ち上がりで行う点が相違するものである。従って、両者に共通のものには同一の符号を付して詳細な説明は実施の形態１に譲り、ここでは説明は省略する。
【００４６】
図１、図５、図６（Ａ）（Ｂ）において、１０１は速度信号、１０２は速度指令信号、３０１，３０２はＦ／Ｖ変換器、３０４は比較器、３１１は積分器、３１２はＰＷＭ信号用三角波発生手段、３１３は比較器、３６はＰＷＭ制御信号である。３１４は入力信号をＨレベルとＬレベルを反転させる反転回路である。Ｆ／Ｖ変換器３０１，３０２、比較器３０４と積分器３１１が実施の形態２の速度指令電圧発生手段３０を構成し、ＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２，比較器３１３及び反転回路３１４が実施の形態２のＰＷＭ制御信号発生手段３１を構成する。
【００４７】
本実施の形態２の比較器３０４は、実施の形態１の比較器３０３の＋−の入力端子と逆で、Ｆ／Ｖ変換器３０１からの出力信号が−端子に接続され、Ｆ／Ｖ変換器３０２の出力信号が入力端子＋に入力されている。従って、比較器３１３の出力は、実施の形態１とは逆に、ＰＷＭ制御信号発生用三角波３８の谷の部分で基準電圧より低いＬレベルとなる矩形波パルスとなり、この出力が反転回路３１４で反転され、ＰＷＭ制御信号発生用三角波３８の谷の部分でＨレベルとなる矩形波パルスとなり、ＰＷＭ制御信号３６として出力される。図６（Ａ）に示すように、端子電圧波形３３は逆起電圧の立ち下がりの直後に過渡的な振動現象３５が発生し、この後に誘起電圧が形成されている。ＰＷＭ制御信号３６の矩形波パルスの中央位置を越えてまで過渡応答が継続することはないから、本実施の形態２では、この矩形波パルスの中央位置が三角波発生用クロック３７の立ち上がりに相当することに着目し、この立ち上がり位置３９’でゼロクロス点を抽出している。
【００４８】
また、実施の形態１と同様に、図６（Ｂ）記載のように振動現象回避遅れ時間３９’Ｄを三角波発生用クロック３７の立ち下がり後に設けてもよい。振動現象３５が完全におさまる時点を抽出タイミングとすることができ、固定子巻線の誘起電圧に生ずる減衰振動を確実に回避することができる。抽出タイミング信号（図示しない）のパルス幅は論理演算手段にゼロクロス点検出を行わせるための割り込み処理が実行できればよく、非常に短い時間幅が与えられている。この抽出タイミング信号が論理演算手段に入力されると、これをトリガとして論理演算手段はＰＷＭ制御時のコンパレータの出力信号を検出する。この振動減少退避遅れ時間３９’Ｄの選択と生成方法は実施の形態１と同様である。
【００４９】
実施の形態２の磁極位置検出装置の作用効果は基本的に実施の形態１と変わりがない。また、実施の形態２の実測波形は図４の記載の通りであり、実施の形態１で説明した通りであるからその説明は省略する。
【００５０】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図、図８はＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の論理演算手段としてマイコンを用いた場合の割り込み処理についてのフローチャート、図９は本発明の実施の形態１，２，３におけるＰＷＭのＯＮ幅を決定するための基準となるＰＷＭのデューティ比とＰＷＭ制御のＯＮ幅制御信号電圧との関係図である。実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置は、実施の形態１または２のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置とほとんど同一で、ゼロクロス点抽出タイミングをカウンタを用いて演算によって行う点が相違するものである。従って、両者に共通のものには同一の符号を付して詳細な説明は実施の形態１に譲り、ここでは説明は省略する。
【００５１】
図７において、２９１は論理演算手段２９によって算出されたカウント値がセットされ、論理演算手段２９に設けられたゼロクロス点抽出タイミングをカウントするためのカウンタ、２９２はカウンタ２９１がカウントアウトした後にコンパレータ２３〜２５の出力信号に変化があり、ゼロクロス点を検出したときに０から１に変化するフラグ、３２はＰＷＭ制御信号に基づいて誘起電圧の検出可能な期間のみゼロクロスの検出を許可するとともに論理演算手段２９に割り込み処理を許すイネーブル信号４０を発生するイネーブル信号発生手段である。
【００５２】
図９に示すように、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅制御信号の電圧（基準電圧）によりＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間が一意的に決定される。このＰＷＭ制御信号生成の過程は実施の形態１または２で説明したものと同様である。すなわち、ＰＷＭ制御信号発生手段３１で生成されるＰＷＭ制御信号発生用三角波３８と速度指令電圧発生手段３０で生成されたＰＷＭ制御信号のＯＮ幅制御信号電圧がこのＰＷＭ制御信号発生手段３１で比較され、ＰＷＭ制御信号３６が生成される。そして、イネーブル信号発生手段３２は三角波生成用クロック３７の立ち下がりでイネーブル信号４０を発生させ、論理演算手段２９はゼロクロス検出期間４１の検出を開始する。図８に示すように、このイネーブル信号に基づき割り込み処理が開始され、論理演算手段２９はカウンタ２９１に次のカウンタ値をセットする。すなわち、このカウンタ値はＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値である。カウンタ２９１のこのカウント値が０になるまでカウントダウンし、カウント値が０になったら論理演算手段２９は比較手段であるコンパレータ２３〜２５の出力信号を入力し、出力信号のレベル変化を判断する。従って、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の終了時点（立ち下がり）近くにレベル変化を検出することになる。判断した結果、コンパレータ２３〜２５の出力信号のレベルに変化があった場合は誘起電圧のゼロクロス点を検出したか否かのフラグ２９２を立てて（１をセット）、割り込み処理のサブルーチンから復帰する。コンパレータ２３〜２５の出力信号のレベルに変化がなかった場合は誘起電圧を検出したか否かのフラグを０のままにしてサブルーチンから復帰する。
【００５３】
なお、上記の実施の形態２では、カウント値として１／２を計算し、余りを切り捨てた値を採用しているが、１以上で、この計算値以下の範囲内であればどの値をセットしてもかまわない。カウント値として小さい値を採用すると、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の１／２の時点に近い時点にゼロクロス点の検出を行うことになる。
【００５４】
このようにＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の１／２の時点（三角波生成クロック３７の立ち下がり）に割り込み、カウンタで振動現象回避遅れ時間をカウントしてゼロクロス点抽出のタイミングをとって検出するから、実施の形態１または２と同様、少なくともＯＮ時間の略１／２が経過した時点で出力信号のレベル変化を判断することになり、ＰＷＭ制御の過渡応答の減衰振動現象３５の影響を断つことができるし、フラグ２９２に１のフラグが立っていることがゼロクロスしたことを示すから、これをモータの駆動制御に生かすことができる。カウント値として１／２を計算し、余りを切り捨てただけの値を採用した場合は、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の終了時点（立ち下がり）近くにレベル変化を検出するから、非常に効果的な振動回避が行える。
【００５５】
さらに、以上説明した実施の形態３はイネーブル信号を割込み信号として用いてカウントしているが、イネーブル信号を割込み信号としない方法もある。すなわち、カウンタとしてアップダウンカウンタを用い、ＰＷＭ制御信号の立ち上がり時点に、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割ってその値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた整数値より小さい値をカウンタ値としてセットしてカウント開始し、振動現象回避遅れ時間をカウントするものである。アップダウンカウンタはこのカウンタ値がセットされると、この値をカウントアップしていってカウントアップのキャリーが立ったら、一転してカウントダウンに切り換わる。そして、その後イネーブル信号がＯＮであること、且つカウントダウンのキャリーが立ったことを条件にカウントアウトの時点でゼロクロス点の検出を行うものである。
【００５６】
そして上記の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値より小さい値をどのようにして設定するのかについてもう少し詳細に説明すると、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値に対して、１／２以上１以下の所定の（予めセットした）設定係数、例えば０．９を乗じ、小数を切り捨ててカウント値とするものである。あるいは、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値に１／４以上１／２以下の設定係数、例えば０．４５を乗じ、小数を切り捨てた値をカウント値とするのでもよい。設定係数を適宜選択することで振動現象回避遅れ時間が自由に設定できる。例えば、カウント値を最大にとればＰＷＭ制御信号のＯＮ時間終了時点近くでゼロクロス点検出を行うことになり、カウント値を最小にとればＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２の時点でゼロクロス点検出を行うことにができる。
【００５７】
さて、以上説明したアップダウンカウンタを用いイネーブル信号を用いる実施の形態３の磁極位置検出装置の変形として、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値をセットし、カウンタをカウントアップしていきカウントアップのキャリーが立ったら、これをトリガとしてイネーブル信号発生手段がイネーブル信号を生成し、割込み信号とするのでもよい。この場合も、実施の形態１，２と同様、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間の略１／２に割り込みをかけてゼロクロス点の検出ができる。
【００５８】
このように、実施の形態３のロータの磁極位置検出装置は、カウンタ２９１によって振動退避遅れ時間を比較的自由に選択できるので、どのような負荷（ＰＷＭ制御のデューティ比）に対しても対応がきわめて容易である。
【００５９】
（実施の形態４）
図１０は、本発明の実施の形態４におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図である。実施の形態４のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置は、実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置とほとんど同一で、ゼロクロス点抽出タイミングをＰＷＭ制御信号の最大幅で行えるようにするためスイッチング素子をＯＦＦする時点を遅らせる点が相違するものである。従って、両者に共通のものには同一の符号を付して詳細な説明は実施の形態３に譲り、ここでは説明は省略する。図１１は本発明の実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における誘起電圧のゼロクロスの検出方法の説明図である。図１１において４０は位置検出のイネ−ブル信号、４１は誘起電圧のゼロクロス検出期間、４２はイネーブル信号４０がＯＦＦしてから誘起電圧を消滅させるまでの遅延期間、５５は素子のベース電圧である。
【００６０】
図１０において、ＰＷＭ制御信号発生手段３１がＰＷＭ制御信号３６を発生する過程の説明をすると、ＰＷＭ制御信号発生手段３１で生成される三角波３８と速度指令電圧発生手段３０で生成されたＰＷＭ制御信号のＯＮ幅制御信号電圧（図９参照）がこのＰＷＭ制御信号発生手段３１で比較され、ＰＷＭ制御信号３６が生成される。イネーブル信号発生手段３２は三角波生成用クロック３７の立ち下がりでイネーブル信号４０をＯＮさせ、論理演算手段２９はゼロクロス検出期間４１の検出を開始する。以上の点は実施の形態３と同様である。
【００６１】
実施の形態４においては、図１１に示すように論理演算手段２９はＰＷＭ制御信号３６がＯＦＦする直前にイネーブル信号４０をＯＦＦし、所定の遅延時間４２後にスイッチング素子のベース電圧５５をＯＦＦにして誘起電圧を消滅させる。論理演算手段２９はイネーブル信号４０がＯＮの期間のみコンパレータ２３〜２５の出力信号の状態変化を検知するのが可能である。従って、スイッチング素子のＯＦＦ時点が遅れているから、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅、イネーブル信号４０のＯＮ幅は最大幅となる。そして、このＯＮの期間の終了時点にゼロクロスを検出したフラグをたてる。このように本実施の形態４の磁極位置検出装置はイネーブル信号のＯＮ幅を最大限利用でき、検出期間を充分とることができるものである。
【００６２】
イネーブル信号４０の立ち上がりか、立ち下がりから振動現象回避遅れ時間を設けてこの時点にゼロクロスを検出するとコイルに発生する減衰振動現象３５を確実に回避することが可能となる。この振動現象退避遅れ時間の選択と生成方法は実施の形態１と同様にするか、実施の形態３と同様にカウンタを設けて演算により求めるのがよい。すなわち、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅の１／２の時間幅を演算して選択するのがよいが、スイッチングが遅れてなされるので、イネーブル信号４０の立ち下がりに短い抽出タイミング信号（図示しない）を生成して振動現象回避遅れ時間の終了タイミング（抽出タイミング）とするのもよい。このとき、振動現象をもっとも確実に回避し、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間が小さい場合でも誘起電圧のゼロクロス点を検出できる。
【００６３】
以上はイネーブル信号発生手段３２が三角波生成用クロック３７の立ち下がりでイネーブル信号４０を発生しているが、実施の形態２で説明したように、反転回路を用いることで三角波生成用クロックの立ち上がりを利用して、全く同様の動作をさせることができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上のように本発明のロータの磁極位置検出装置によれば、以下のような優れた効果を有する。
【００６５】
本発明の請求項１に記載された発明は、論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、簡単に誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避できるという作用を有する。
【００６６】
請求項２に記載された発明は、三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を振動現象回避遅れ時間だけ遅らせて避けることができ、より確実に減衰振動波形の影響を回避できるし、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅が小さくても検出できるという作用を有する。
【００６７】
請求項３に記載された発明は、イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮさせるとともにＰＷＭ制御信号がＯＦＦする直前にＯＦＦし、イネーブル信号がＯＮの時のみに固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうか検出するから、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅（デューティ比）が小さくとも、イネーブル信号を用いて検出時点を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がり以降に遅らせ、固定子巻線の誘起電圧の減衰振動波形の影響を回避できる。また、高速回転の場合でもイネーブル信号を用いた検出期間を設けているので、検出遅れが少ない。
【００６８】
請求項４に記載された発明は、カウンタにより振動現象現象遅れ時間をカウントしてカウントアウトしたときゼロクロスを検出するから、振動現象現象遅れ時間をデジタル的に簡単に設定、変更でき、振動現象現象遅れ時間の設定の融通性が高く、論理演算手段の活用度をあげることができる。
【００６９】
請求項５に記載された発明は、イネーブル信号で論理演算手段に割り込みをかけ、カウンタにより振動現象現象遅れ時間をカウントするから、イネーブル信号を割り込みタイミング信号に兼用できる。
【００７０】
請求項６に記載された発明は、カウンタがアップダウンカウンタで、カウントアップ後カウントダウンのキャリーが立ったときゼロクロスを検出するから、キャリーが立つこととイネーブル信号がＯＮという２つの要件のＡＮＤをとるため、制御が容易且つ正確になる。
【００７１】
請求項７に記載された発明は、ＰＷＭ制御信号の立ち下がりに対しスイッチング素子がＯＦＦするのをある所定の期間だけ遅らせて、ＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、スイッチング素子がＯＦＦするのを遅らせることができ、ＰＷＭ制御信号とイネーブル信号のＯＮ時間を長くとれて最大限に利用でき、振動現象回避遅れ時間も長くとれ、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響をさらに確実に回避できる。
【００７２】
請求項８に記載された発明は、イネーブル信号の立ち下がり時点に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、振動現象回避遅れ時間を最も長くとれ、検出時点をイネーブル信号の最大幅まで遅らせたものとなり、誘起電圧の減衰振動波形の影響を最も回避したものとなる。
【００７３】
請求項９に記載された発明は、カウンタでＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２をカウントしたらイネーブル信号を生成してゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避でき、割り込み時点を簡単に設定、変更でき、融通性が高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１及び２におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置
【図３】（Ａ）本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
（Ｂ)本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
【図４】本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング実測図
【図５】本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置を示す図
【図６】（Ａ）本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
（Ｂ）本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
【図７】本発明の実施の形態３におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図
【図８】ＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の論理演算手段としてマイコンを用いた場合の割り込み処理についてのフローチャート
【図９】本発明の実施の形態１，２，３におけるＰＷＭのＯＮ幅を決定するための基準となるＰＷＭのデューティ比とＰＷＭ制御のＯＮ幅制御信号電圧との関係図
【図１０】本発明の実施の形態４におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図
【図１１】本発明の実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における誘起電圧のゼロクロスの検出方法の説明図
【図１２】従来のＰＷＭ制御をしない場合の１相分の各電圧波形図
【図１３】（Ａ）従来の下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形及びＰＷＭ制御時の各波形図
（Ｂ）従来の上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形図
【図１４】従来の誘起電圧のゼロクロス点検出期間を示す図
【図１５】従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の要部図
【符号の説明】
１ 直流電源
２，３ 母線
４ キャパシター
５ 駆動回路
６，７，８ ＰＮＰ形トランジスタ
９，１０，１１ ＮＰＮ形トランジスタ
１２，１３，１４，１５，１６，１７ 還流ダイオード
１８ ブラシレスモータ
１９ ステータ
１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ ステータコイル
２０ 永久磁石のロータ
２１，２２，２６，２７，２８ 抵抗
２３，２４，２５ コンパレータ
２９ 論理演算手段
３０ 速度指令電圧発生手段
３１ ＰＷＭ制御信号発生手段
３２ イネーブル信号発生手段
３３，４４ 端子電圧波形
３４ 誘起電圧の発生期間
３５，５６ 振動現象
３６ ＰＷＭ制御信号
３７ 三角波発生用クロック
３８ ＰＷＭ制御信号発生用三角波
３９ 立ち下がり位置
３９’ 立ち上がり位置
３９Ｄ、３９’Ｄ 振動現象回避遅れ時間
４０，４８ イネーブル信号
４１ 誘起電圧のゼロクロス検出期間
４２ イネーブル信号がＯＦＦしてから誘起電圧を消滅させるまでの遅延期間
４３ 基準電圧
４５ コンパレータの出力
４６ ＰＷＭ制御時の端子電圧波形
４７ ＰＷＭ制御時のコンパレータの出力
４９ ＰＷＭ制御時のコンパレータの出力をイネーブル信号で検出した波形
５０ ＰＷＭ制御信号のＯＮから誘起電圧発生開始までの遅れ時間
５１ ＰＷＭ制御信号のＯＦＦから誘起電圧がなくなるまでの遅れ時間
５２ ＰＷＭ制御信号のＯＮからイネーブル信号ＯＮまでのシフト量
５３ ＰＷＭ制御信号のＯＦＦからイネーブル信号ＯＦＦまでのシフト量
５４ ゼロクロス点
５５ ベース電圧
１０１ 速度信号
１０２ 速度指令信号
２９１ カウンタ
２９２ フラグ
３０１，３０２ Ｆ／Ｖ変換器
３０３，３０４，３１３ 比較器
３１１ 積分器
３１２ ＰＷＭ信号用三角波発生手段
３１４ 反転回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotor magnetic pole position detection device in a DC brushless motor control drive device that performs sensorless drive under PWM control.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in general, a DC brushless motor generally energizes a plurality of stator windings by chopping a DC power supply by an output circuit composed of a switching element or the like, thereby generating a rotating magnetic field and rotating a rotor. There is something like that. At this time, the control signal given to the output circuit needs to be an appropriate signal according to the rotational state of the rotor, and a position sensor such as a Hall element is provided to detect the rotational position of the rotor. However, in recent years, a brushless motor having a configuration for detecting the rotational position of the rotor without using a position sensor such as a Hall element has been researched and developed.
[0003]
Hereinafter, the principle of detecting the rotational position of the rotor will be described with reference to FIG.
[0004]
FIG. 12 is a voltage waveform diagram for one phase when the conventional PWM control is not performed. In FIG. 12, reference numeral 43 is a reference voltage, 44 is a terminal voltage waveform, 45 is an output of a comparator that compares the reference voltage 43 with the terminal voltage, and 54 is a zero cross point. The principle of detection of the rotor rotational position is to detect the terminal voltage generated in the stator winding as the rotor rotates, and to induce the stator winding from the timing when this terminal voltage matches the preset reference voltage. It detects the phase of the zero cross point of the voltage, that is, a position signal indicating the predetermined rotational position of the rotor.
[0005]
In the case described above, when a continuous ON signal is output as the control signal during the energization period of the stator winding, the terminal voltage of the stator winding can be detected continuously. In this case, the terminal voltage of the stator winding cannot be detected as it is. That is, when a PWM control signal that repeats ON-OFF at a high cycle throughout the energization period of the stator winding is given, the terminal voltage of the stator winding is set to a reference voltage as shown in FIG. Therefore, the zero cross point 54 of the induced voltage cannot be detected as it is. FIG. 13A shows voltage waveforms for one phase when PWM control is performed by switching the conventional lower arm, and each waveform diagram during PWM control. FIG. 13B shows switching of the conventional upper arm. FIG. 15 is a diagram showing the main part of a conventional DC brushless motor drive control device.
[0006]
The above points will be described in a little more detail. As shown in FIG. 15, a DC brushless motor including a stator having three-phase U, V and W-phase stator coils SU, SV, SW and a permanent magnet rotor R is switched as a drive circuit that performs PWM control. Three PNP transistors T r1 , T r2 , T r3 And three free-wheeling diodes D connected in parallel to the transistors. 1 , D 2 , D Three Unit (hereinafter referred to as upper arm), and three NPN transistors T r4 , T r5 , T r6 And three free-wheeling diodes D connected in parallel to the transistors. Four , D Five , D 6 Unit (hereinafter referred to as the lower arm). One terminal of the U, V, W phase stator coils SU, SV, SW is connected in common, and the other terminal of each stator coil SU, SV, SW is a PNP transistor T paired by each arm. r1 , T r2 , T r3 And NPN transistor T r4 , T r5 , T r6 Are connected to the common connection point. The collector and emitter of each arm are connected to two buses, and the common connection point ON of both arms outputs a voltage that is ½ of the voltage between the buses.
[0007]
When such a DC brushless motor is subjected to PWM control, it can be executed by performing PWM control by switching one of the above-described upper arm and lower arm by a logic operation means such as a microcomputer. A terminal voltage waveform 46 shown in FIG. 13A shows a waveform obtained when the lower arm is PWM-controlled. Conversely, when the upper arm is PWM-controlled, a terminal as shown in FIG. A voltage waveform is obtained. These two terminal voltages are simply inverted waveforms from the viewpoint of the reference voltage, and basically there is no difference between them. Accordingly, in terms of the fact that the zero cross point 54 of the induced voltage cannot be detected by intermittently detecting the reference voltage across the reference voltage by PWM control, the PWM control by switching the upper arm is not possible. The same applies when PWM control is performed by switching the arm.
[0008]
Although briefly described above, the waveform formed by the switching of the upper arm and the lower arm will be described in a little more detail. First, the case where the upper arm is PWM-controlled will be described. One of the three PNP transistors that are the switching elements of the upper arm, eg T r1 Is switched (ON / OFF) by PWM control, the lower arm NPN transistor T r5 When is turned on, current flows through the stator coils SU and SV. At this time, the voltage waveform is as shown in period (1) of the terminal voltage waveform in FIG. That is, when this switching element is turned on by PWM control, the element T is compared with the (+) power supply voltage of the power supply E. r1 The voltage lower by the voltage drop becomes the U-phase terminal voltage, and when it is turned off by PWM, the electric energy stored in the stator coils SU and SV is converted to the freewheeling diode D. Four Discharge through. Next, the voltage waveform of one of the two periods {circle around (2)} in FIG. 13B is obtained when either of the remaining two switching elements of the upper arm is ON. That is, the PNP transistor T r2 , T r3 When one of the switching elements switches (ON / OFF), this is ON, and the NPN transistor transistor T r5 , T r6 Either of the elements T r2 , T r3 When the non-connected element is ON, the voltage generated at the terminal of the stator coil SU is an induced voltage. When this is in the OFF state by PWM, the U-phase terminal voltage is the midpoint between the V-phase and W-phase terminal voltages, That is, in order to show the value of the (−) power supply voltage of the power supply E, the period {circle around (2)} shows a voltage shape in which the pulse height increases or decreases with time. In addition, the lower arm NPN transistor transistor T r4 Turns on and PNP transistor T r2 Is turned on / off, shows a value higher than the voltage drop (−) power supply voltage of this element, and has a voltage waveform as shown in period (3) of FIG.
[0009]
Next, a case where the lower arm is PWM controlled will be described. One of the three NPN transistors that are the switching elements of the lower arm, eg T r4 Is switched (ON / OFF) by PWM control, the upper arm PNP transistor T r2 When is turned on, current flows through the stator coils SU and SV. At this time, a voltage waveform as shown in period (1) of the terminal voltage waveform in FIG. That is, when this switching element is turned on by PWM control, the element T is compared with the (−) power supply voltage of the power supply E. r4 The voltage that is higher than the voltage drop becomes the U-phase terminal voltage. 1 Discharge through. Next, when one of the other two switching elements of the lower arm is in the ON period, the voltage waveform is one of the two periods (2) in FIG. That is, NPN type transistor T r5 , T r6 When one of the switching elements is switched (ON / OFF), it is ON, and the PNP transistor T r2 , T r3 Either of the elements T r5 , T r6 When the non-connected element is ON, the voltage generated at the terminal of the stator coil SU is an induced voltage. When this is in the OFF state by PWM, the U-phase terminal voltage is the midpoint between the V-phase and W-phase terminal voltages, That is, in order to show the value of the (+) power supply voltage of the power supply E, the period (2) shows a voltage shape in which the groove depth increases or decreases with time. Furthermore, the upper arm PNP transistor T r2 ON and NPN transistor T r4 Is turned on / off, it shows a value lower than the voltage drop (−) power supply voltage of this element, and shows a voltage waveform as shown in period (3) in FIG.
[0010]
Although there are slight differences in detail as described above, basically, switching the upper arm and performing PWM control is the same as switching the lower arm and performing PWM control.
[0011]
Now, how the zero cross point 54 can be detected will be described below. In order to enable detection of the zero-cross point of the induced voltage of the stator winding even when intermittent control signals are output by the PWM control method or the like, the following method is considered. That is, during the period when the PWM control signal is OFF, that is, during the period when the induced voltage of the stator winding cannot be detected, the signal obtained by comparing the induced voltage of the stator winding and the reference voltage is detected. To avoid it.
[0012]
The above method will be described using the voltage waveform in FIG. 13A and each waveform during PWM control. In FIG. 13A, 43 is a reference voltage, 46 is a terminal voltage waveform during PWM control, 47 is an output of a comparator during PWM control, 48 is an enable signal, and 49 is an enable signal for an output 47 of the comparator during PWM control. A waveform detected by applying a mask at 48, and a zero-cross point 54. In the case of FIG. 7A, an enable signal 48 that allows detection only during a period during which the induced voltage of the above-described stator winding can be detected (when the control signal is at the H level) is generated based on the PWM control signal. A detection operation is performed based on the enable signal 48.
[0013]
Since the output 47 of the comparator is higher than the reference voltage 43 after the zero crossing and remains at the H level as it is, when the enable signal 48 is input to the logical operation means, the H level is continuously output. However, before the zero crossing, the enable signal 48 becomes H level when the PWM control signal is OFF, and the output 47 of the comparator is masked and outputs L level. However, since the back electromotive voltage caused by commutation is longer in the H level than the PWM control signal, the PWM control signal is masked and the L level is output, whereas it is the H level output. .
[0014]
Although the above description has been given of the case where the lower arm is switched, the same is true when the upper arm is switched. The output 47 of the comparator is turned on and off by PWM control after zero crossing, but is created so as to be at H level when the enable signal 48 is input to the logic operation means, so it is masked and outputs H level. become. Since the output 47 is maintained at the L level before the zero crossing, the output 47 of the comparator remains at the L level even if the enable signal 48 becomes the H level. In short, the basic output waveform is exactly the same when the upper arm is switched and when the lower arm is switched.
[0015]
In this way, the DC brushless motor detects the magnetic pole position and is PWM-controlled without a sensor. A conventional magnetic pole position detection apparatus for a rotor in a DC brushless motor control drive apparatus under PWM control will be described in more detail. The rotor magnetic pole position detection device in this conventional DC brushless motor control drive device is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 5-91790, and is PWM control for switching the upper arm.
[0016]
FIG. 14 is a diagram showing a conventional zero-cross point detection period of induced voltage when PWM control is applied. In FIG. 14, 50 is a delay time from when the PWM control signal is turned on until the induction voltage is generated, 51 is a delay time from when the PWM control signal is turned off until there is no induced voltage, and 52 is an enable from when the PWM control signal is turned on. The shift amount until the signal is turned ON, 53 is the shift amount from the OFF of the PWM control signal to the OFF of the enable signal, and 56 is a damped oscillation phenomenon. In this prior art, there is no disclosure up to the transient response, and the terminal voltage only describes the H level voltage as shown in FIG. Therefore, the broken line indicating the damped oscillation phenomenon 56 in FIG. 14 is the addition of the vibration that is inevitably generated in the PWM control in consideration of the delay time. The enable signal is set to a period that is slightly narrower than the output period of the induced voltage of the stator winding, as shown in the figure, in order to set a period during which the induced voltage of the stator winding can be reliably detected. . As a result, the enable signal has a start timing when a delay time 52 slightly longer than 50, which is a delay time from when the PWM control signal is turned on to when the induced voltage is started, and the induced voltage disappears when the PWM control signal is turned off. It is generated so that the end time is the time when a delay time 53 that is slightly shorter than the delay time 51 is reached. In order to generate the delay time 52, a time constant circuit for determining a time constant on the analog circuit is provided.
[0017]
When such a PWM control signal is input to the output circuit (upper arm) and the delay time 50 elapses, the induced voltage becomes relatively stable and at the H level. However, as shown by the broken line in FIG. When a signal is applied to the upper arm, a current flows transiently through the freewheeling diode in order to maintain the back electromotive voltage state during the delay time 50, and a damped oscillation phenomenon 56 is generated at the head of the induced voltage. To do. When the terminal voltage is near the reference voltage that affects the output of the comparator, this transient vibration may cause the zero-cross point to be missed, causing the commutation timing to be incorrect and the motor to step out. Cause. In addition, variations in detection timing occur, and the vibration of the motor is increased.
[0018]
Further, this conventional magnetic pole position detection device monitors the output signal of the comparator according to the enable signal, and outputs it during the period when the PWM control signal is OFF, that is, during the period when the induced voltage of the stator winding is not detectable. Although it is necessary not to detect the signal, when the logic operation means such as a microcomputer is controlled and the enable signal is used as an interrupt signal, the output signal of the comparator is monitored as long as the enable signal is at the H level. Therefore, the time for using the logical operation means for other purposes is reduced, and the utilization efficiency of the logical operation means is reduced.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional DC brushless motor, the delay time from the PWM control signal when the enable signal is turned on is determined depending on the constant time constant determined by the analog time constant circuit. The relationship with the enable signal is poor, and when the load increases, there is a problem that it is not possible to reliably avoid the damped oscillation generated in the induced voltage of the stator winding during a specific period. In addition, an analog circuit for determining a time constant for generating the delay time is required.
[0020]
In addition, when a microcomputer is used as the logical operation means of such a magnetic pole position control device and the enable signal is an interrupt signal, the enable signal is a comparison result between the induced voltage of the stator winding and the reference voltage during the ON period. It has a zero cross point, and there is a problem that the logical operation means cannot be effectively used for other processing during the ON period.
[0021]
The present invention solves the above-described conventional problems, and compares the induced voltage of the stator winding with the reference voltage even during driving in which the drive voltage is intermittently supplied to the stator winding under the control of the PWM control signal. An object of the present invention is to provide a rotor magnetic pole position detection device that can detect the zero-cross point of the induced voltage and reliably avoid the influence of the vibration waveform appearing in the induced voltage with a simple configuration.
[0022]
Furthermore, an object of the present invention is to provide a rotor magnetic pole position detecting device that increases the efficiency of use of a microcomputer when a microcomputer is used as a logical operation means.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a magnetic pole position detection device for a rotor according to the present invention includes a detection circuit that detects terminal voltages of a plurality of stator windings, a reference voltage generation circuit that generates a reference voltage, the terminal voltage, and the terminal voltage Comparing means for comparing reference voltages, speed command voltage generating means for generating a PWM ON width control signal, and PWM control signal generating means for generating a PWM control signal having a duty ratio corresponding to the PWM ON width control signal A logic operation means for obtaining a phase signal from the signal from the comparison means and outputting an energization timing signal based on the phase signal and the PWM control signal; and energizing the stator winding based on the energization timing signal. In a DC brushless motor drive control device for sensorless driving with a drive circuit, the zero voltage of the induced voltage induced in the stator winding under PWM control Whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed when the logical operation means rises or falls the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal. Is detected.
[0024]
This makes it possible to detect the zero crossing point of the induced voltage by comparing the induced voltage of the stator winding with the reference voltage even during driving in which the driving voltage is intermittently supplied to the stator winding under the control of the PWM control signal. In addition, it is possible to provide a magnetic pole position detection device for a rotor that can reliably avoid the influence of the vibration waveform appearing in the induced voltage with a simple configuration.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In order to achieve this object, the invention described in claim 1 of the present invention includes a detection circuit that detects terminal voltages of a plurality of stator windings, a reference voltage generation circuit that generates a reference voltage, and the terminals. Comparing means for comparing the voltage with the reference voltage, speed command voltage generating means for generating a PWM ON width control signal, and a PWM control signal for generating a PWM control signal having a duty ratio corresponding to the PWM ON width control signal Generating means, logic operation means for obtaining a phase signal from the signal from the comparison means and outputting an energization timing signal based on the phase signal and the PWM control signal, and the stator winding based on the energization timing signal In a DC brushless motor drive control device for sensorless driving with a drive circuit for energizing the motor, zero induced voltage is induced in the stator winding under PWM control A rotor magnetic pole position detecting device for detecting a loss point, wherein whether or not the induced voltage of the stator winding has zero-crossed when the logical operation means rises or falls a triangular wave generating clock for generating a PWM control signal Since the rotor magnetic pole position detecting device is characterized in that the stator winding and the reference voltage are supplied even during driving in which the driving voltage is intermittently supplied to the stator winding under the control of the PWM control signal. The zero crossing point of the induced voltage can be detected, and the influence of the damped oscillation waveform at the time of the transient response appearing in the induced voltage can be reliably avoided.
[0026]
According to the second aspect of the present invention, instead of detecting whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed at the rising or falling of the triangular wave generating clock, the rising or rising of the triangular wave generating clock is detected. 2. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 1, wherein whether or not the induced voltage of the stator winding has zero-crossed is detected after a vibration phenomenon avoidance delay time elapses after being lowered. The effect of the damped vibration waveform at the transient response appearing in the voltage can be avoided by delaying the oscillation phenomenon avoidance delay time, the influence of the damped vibration waveform can be avoided more reliably, and even when the ON width of the PWM control signal is small Has the effect of being able to.
[0027]
According to a third aspect of the present invention, there is provided an enable signal generating means for generating an enable signal for permitting zero-cross detection, and the enable signal is turned on at the rising or falling of the triangular wave generating clock and the PWM control signal is turned off. 3. The rotor magnetic pole position detection device according to claim 1, wherein the rotor magnetic pole position detection device detects whether or not the induced voltage of the stator winding has zero-crossed only when the enable signal is turned on immediately before the enable signal is turned on. Even if the ON width (duty ratio) of the PWM control signal is small, the enable signal is used to delay the detection time after the rising or falling of the triangular wave generating clock, and the influence of the damped oscillation waveform of the induced voltage of the stator winding Can be avoided. In addition, since the detection period using the enable signal is provided even in the case of high-speed rotation, the detection delay is small.
[0028]
According to a fourth aspect of the present invention, in the rotor magnetic pole position detecting device according to the third aspect, when the oscillation phenomenon avoidance delay time is counted by a counter and counted out, a zero cross is detected. Since it is a position detection device, the vibration phenomenon avoidance delay time can be easily set and changed digitally, the flexibility of setting the vibration phenomenon avoidance delay time is high, and the utilization degree of the logic operation means can be increased.
[0029]
The invention described in claim 5 is the rotor magnetic pole position detection device according to claim 4, wherein the logic operation means is interrupted by an enable signal and the oscillation phenomenon avoidance delay time is counted by a counter. The enable signal can also be used as an interrupt timing signal.
[0030]
According to a sixth aspect of the present invention, the counter is an up / down counter, counts down after counting up, and detects the zero cross when the countdown carry is raised. Since it is a device, the control is easy and accurate because it takes the AND of the two requirements that the carry is raised and the enable signal is ON.
[0031]
According to the seventh aspect of the present invention, the switching element is turned off by a predetermined period with respect to the falling edge of the PWM control signal, and the rising or falling edge of the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal is delayed. The rotor magnetic pole position detecting device according to any one of claims 3 to 6, wherein it detects whether or not the induced voltage of the stator winding has crossed zero after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed. Therefore, the switching element can be delayed from being turned OFF, the ON time of the PWM control signal and the enable signal can be extended and used to the maximum, the oscillation phenomenon avoidance delay time can be increased, and the transient response time that appears in the induced voltage can be obtained. The influence of the damped vibration waveform can be avoided more reliably.
[0032]
According to the eighth aspect of the present invention, the oscillation phenomenon avoidance delay time is set equal to the period during which the enable signal is ON, and it is detected whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed when the enable signal falls. 7. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 6, wherein the oscillation phenomenon avoidance delay time can be maximized, the detection time is delayed to the maximum width of the enable signal, and the damped oscillation waveform of the induced voltage is obtained. This will avoid the effects of the most.
[0033]
According to a ninth aspect of the present invention, in the rotor magnetic pole position detecting device according to the fourth aspect, the PWM control signal is turned on by a counter instead of turning on the enable signal at the rising or falling edge of the triangular wave generating clock. Since the rotor magnetic pole position detecting device detects the zero cross by generating an enable signal after counting approximately half of the time, the influence of the damped oscillation waveform during the transient response appearing in the induced voltage is ensured. It can be avoided, the interrupt point can be easily set and changed, and flexibility is high.
[0034]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0035]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless drive according to Embodiments 1 and 2 of the present invention. FIG. 2 shows a zero cross point extraction timing generation device according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 3A is detected at the falling edge of the triangular wave generation clock for generating the PWM control signal according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3B is a timing diagram for explaining the zero-cross point extraction timing, and FIG. 3B shows the detection after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed after the fall of the triangular wave generation clock for generating the PWM control signal in the first embodiment of the present invention. Explanatory drawing of the zero cross point extraction timing to be performed, FIG. 4 is an actual measurement diagram of the zero cross point extraction timing in the second embodiment of the present invention.
[0036]
In FIG. 1, 1 is a DC power source, 2 and 3 are buses, 4 is a capacitor for smoothing DC current, and 5 is a drive circuit as output means. The drive circuit 5 includes PNP transistors 6, 7 and 8 as switching elements, NPN transistors 9, 10 and 11, and freewheeling diodes 12 to 17 connected in parallel to the transistors. Reference numeral 18 denotes a brushless motor, which has a plurality of phases, and in this embodiment, includes a stator 19 having three-phase U, V, and W phase stator coils 19U, 19V, and 19W, and a permanent magnet rotor 20. Yes. One terminal of the stator coils 19U, 19V, and 19W is connected in common, and the other terminal of each of the stator coils 19U, 19V, and 19W is an output terminal OU that is a common connection point of the transistors 6 and 9, and transistors 7 and 10 respectively. The output terminal OV, which is a common connection point, and the output terminal OW, which is a common connection point of the transistors 8 and 11, are connected to each other. Reference numerals 21 and 22 denote resistors connected in series between the buses 2 and 3, and a detection terminal ON as a common connection point is a DC power source 1 corresponding to a neutral point voltage of the stator coils 19U, 19V and 19W as a reference voltage. A voltage VN at a virtual neutral point that is ½ of the above voltage is output. Reference numerals 23, 24, and 25 denote comparators, and these non-inverting input terminals (+) are connected to the output terminals OU, OV, and OW through resistors 26, 27, and 28, respectively. Is connected to the detection terminal ON. The output terminals of the comparators 23, 24 and 25 are connected to the input terminal of the logic operation means 29, and the phase signal of the brushless motor 18 from the comparators 23, 24 and 25 is input to the logic operation means 29. On the other hand, the output terminal of the logical operation means 29 is connected to each base of the transistors 6-11. Reference numeral 30 denotes a speed command voltage generation for generating a PWM ON width control signal for determining a PWM ON width from a speed detection signal indicating the rotational speed of the motor obtained from the logical operation means 29 and a speed command signal given from another input terminal. Means 31 is a PWM control signal generating means for generating a PWM control signal having a duty ratio corresponding to the PWM ON width control signal from the triangular wave and the PWM ON width control signal. Among the transistors 6-11, the base signal is an energization timing signal in which the gate signal for driving the transistors 6-11 and the PWM control signal 36 are superimposed on the base terminal of either the upper arm or the lower arm transistor. Is typing as Thereby, brushless driving in which PWM control of the DC motor is superimposed becomes possible.
[0037]
FIG. 2 shows details of speed command voltage generation means 30 and PWM control signal generation means 31 that constitute the zero-cross point extraction timing generation apparatus according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 2, 101 is a speed signal input by the logical operation means 29, and 102 is a speed command signal input from a load of a motor such as a pump. In the case of the first embodiment, the speed signal 101 and the speed command signal 102 are input as a rectangular wave pulse having one cycle at an electrical angle of 360 ° proportional to the rotation speed. Reference numeral 301 denotes an F / V converter that forms an analog voltage proportional to the frequency of the rectangular wave pulse of the speed signal, and 302 denotes an F / V converter that forms an analog voltage proportional to the frequency of the rectangular wave pulse of the speed command signal. It is. Reference numeral 303 denotes a comparator in which the output signals of the F / V converters 301 and 302 are inputted to the input terminals + and −. Reference numeral 311 denotes an integrator that integrates the output of the comparator 303. Reference numeral 312 denotes PWM signal triangular wave generating means. This is a comparator in which the output of the integrator 311 is connected to the-terminal and the triangular wave generating means 312 for PWM signal is connected to the + terminal. A PWM control signal 36 is output from the comparator 313. The F / V converters 301 and 302, the comparator 303, and the integrator 311 constitute the speed command voltage generating means 30, and the PWM signal triangular wave generating means 312 and the comparator 313 constitute the PWM control signal generating means 31. is there.
[0038]
When the frequency of the speed command signal 102 is smaller than the frequency of the speed signal 101, the output from the comparator 303 is an H level signal, and when the frequency of the speed command signal 102 is greater than the frequency of the speed signal 101. The comparator 303 outputs an L level signal. Even if the signal level passes through the integrator 311, it remains at the L level and the H level. The output of the integrator 311 serves as a reference voltage for comparison with the PWM signal triangular wave generated by the PWM signal triangular wave generating means 312. When the output of the integrator 311 is at L level, the output signal of the comparator 313 is at H level and becomes the PWM control signal 36 on the duty ratio 100% side. In other words, the speed signal 101 is smaller in frequency than the speed command signal 102 at the time of starting with a large load, and thus the duty ratio increases and the output of the motor increases. If the operation is continued in this state, the speed signal 101 gradually increases, and the output gradually increases from the L level according to the time constant of the integrator 311. Correspondingly, the duty ratio of the PWM control signal 36 decreases, and the output of the motor also decreases. As a result, the speed signal 101 has the same frequency as the speed command signal 102.
[0039]
When the output of the integrator 311 is at the H level, the output signal of the comparator 313 is at the L level and becomes the PWM control signal 36 on the duty ratio 0% side. That is, when the load is small, the frequency of the speed signal is larger than that of the speed command signal, so that the duty ratio becomes small and the output of the motor also becomes small. If the operation is continued in this state, the speed signal gradually decreases, and the output gradually decreases from the H level according to the time constant of the integrator 311. Correspondingly, the duty ratio of the PWM control signal 36 increases, and the output of the motor increases. Thus, the speed signal 101 becomes the same frequency as the speed command signal 102.
[0040]
Next, how to take the zero-cross point extraction timing will be described with reference to FIGS. 3A and 3B, reference numeral 37 denotes a triangular wave generating clock, and the triangular wave generating clock 37 is a rectangular wave pulse having a duty ratio of 50%. In the triangular wave 38 for generating the PWM control signal generated as a result, the falling edge of the triangular wave generating clock 37 is the apex of the peak of the triangular wave, and the rising edge is the lowest point of the valley of the triangular wave. The reference voltage output from the integrator 311 is compared with the triangular wave 38 for generating the PWM control signal by the comparator 313, and the PWM control signal 36 is formed. The PWM control signal 36 is a rectangular wave pulse that is higher than the reference voltage at the peak of the PWM control signal generating triangular wave 38, and 39 is the falling position of the triangular wave generating clock 37. 39D is a vibration phenomenon avoidance delay time. Reference numeral 33 denotes a terminal voltage waveform.
[0041]
Looking at the terminal voltage waveform 33, a transient vibration phenomenon 35 occurs immediately after the fall of the counter electromotive voltage, and an induced voltage is formed after this transient response. Therefore, in order to stably and reliably extract the zero cross point, the time when the induced voltage after the vibration phenomenon 35 is formed must be set as the zero cross point extraction timing. As described above, the vibration phenomenon 35 of the transient response is basically determined by the time constant of the drive circuit. However, the inventor has found that the frequency of the speed signal is larger than that of the speed command signal, and the duty ratio is considerably reduced. Even in this case, it has been found that the vibration phenomenon 35 usually settles in one cycle, and that large vibration does not continue until the center position of the rectangular wave pulse (ON width) of the PWM control signal 303 is exceeded. In short, the period during which the vibration phenomenon 35 is settled is one cycle and does not depend on the duty ratio. Therefore, in the first embodiment, the center position of the rectangular wave pulse (ON width) corresponds to the falling edge of the triangular wave generating clock 301, and the zero cross point is extracted at the falling position 39. When the load is likely to cause a step-out, the ON width of the PWM control signal 36 is increased and the period until the vibration is settled is lengthened. However, the falling position 39 is also delayed, and the zero-cross point extraction is not affected.
[0042]
In the first embodiment, the zero cross point is extracted at the falling edge of the triangular wave generating clock. FIG. 4 is an actually measured waveform obtained by extracting the zero cross point at the rising edge for generating the triangular wave. However, the extraction at the falling edge or the extraction at the rising edge is merely caused by the inversion of the waveform (HL) of the triangular wave generating clock, and both of them are the rectangular wave pulses of the PWM control signal 303 ( The zero cross point is extracted at the center position of the ON width), and there is no difference between the first embodiment and the second embodiment from the viewpoint of avoiding the vibration phenomenon. Therefore, how the vibration phenomenon is avoided will be described with reference to FIG. 4 showing the actually measured waveform of the second embodiment. In FIG. 4, CH1 indicates an actually measured waveform of the PWM control signal generating triangular wave generating clock, CH2 is an actually measured waveform of the lower arm gate signal driven by the PWM control signal, and CH3 is an actually measured waveform of the terminal voltage. . As indicated by CH3, the terminal voltage is formed with the oscillation phenomenon showing the transient response, the generation period of the induced voltage, and the generation period of the counter electromotive voltage. As can be seen from FIG. 4, the rising of the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal is used as the induction voltage extraction timing, so that it can be seen that the vibration phenomenon is reliably avoided.
[0043]
Further, normally, the zero cross point may be extracted at the falling edge of the triangular wave generating clock 37. However, in order to further increase the reliability, the oscillation phenomenon avoidance delay time 39D is set to the triangular wave as shown in FIG. It may be provided after the generation clock 37 falls. As a result, the time when the vibration phenomenon 35 completely stops can be set as the extraction timing, and the damped vibration generated in the induced voltage of the stator winding can be avoided easily and reliably. The pulse width of the extraction timing signal (not shown) need only be wide enough to execute an interrupt process for causing the logic operation means to detect the zero cross point, and is given a very short time width. When this extraction timing signal is input to the logic operation means, the logic operation means detects a comparator output during PWM control using this as a trigger. As the vibration phenomenon avoidance delay time 39D, a time width that falls within the maximum time width after the falling of the triangular wave generating clock 37 and before the falling of the PWM control signal 36 may be selected. The above-mentioned maximum time width is calculated by using a logic circuit such as taking an exclusive OR of the clock 37 and the PWM control signal 36, and taking the AND of this output and the PWM control signal 36, and dividing it. Thus, it is appropriate to calculate and select a time width that is ½ of the maximum time width without using a microcomputer for the calculation. In some cases, the falling point of the PWM control signal 36 can be set as the end point of the vibration phenomenon avoidance delay time 39D.
[0044]
As described above, the zero cross point is extracted using the logic circuit or the like when the triangular wave generation clock 37 falls or the oscillation phenomenon avoidance delay time 39D elapses as necessary. It is not necessary to monitor the output signal of the comparator by forming the signal 40 and monitoring the output signal of the comparator while the enable signal 40 is at the H level. The utilization efficiency of the logical operation means 29 can be greatly increased.
[0045]
(Embodiment 2)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless driving according to Embodiments 1 and 2 of the present invention, and FIG. 5 is a zero-cross point extraction timing generation device according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 6A is an explanatory diagram of the zero-cross point extraction timing that is detected when the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal in the second embodiment of the present invention falls, and FIG. 6B illustrates the embodiment of the present invention. FIG. 6 is a timing diagram for explaining zero-cross point extraction in which detection is performed after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed after the fall of the triangular wave generation clock for generating the PWM control signal in FIG. The DC brushless motor drive control device of the second embodiment is almost the same as the DC brushless motor drive control device of the first embodiment, except that the zero cross point extraction timing is performed at the rising edge of the PWM control triangular wave generation clock. It is. Accordingly, the same reference numerals are attached to the same parts and the detailed description is left to the first embodiment, and the description is omitted here.
[0046]
1, 5, 6 </ b> A and 6 </ b> B, 101 is a speed signal, 102 is a speed command signal, 301 and 302 are F / V converters, 304 is a comparator, 311 is an integrator, and 312 is PWM. Signal triangular wave generating means, 313 is a comparator, and 36 is a PWM control signal. Reference numeral 314 denotes an inverting circuit that inverts an input signal between an H level and an L level. The F / V converters 301 and 302, the comparator 304, and the integrator 311 constitute the speed command voltage generating means 30 of the second embodiment, and the PWM signal triangular wave generating means 312, the comparator 313, and the inverting circuit 314 are implemented. The PWM control signal generation means 31 of the form 2 is comprised.
[0047]
The comparator 304 of the second embodiment is opposite to the + − input terminal of the comparator 303 of the first embodiment, and the output signal from the F / V converter 301 is connected to the − terminal, so that F / V conversion is performed. The output signal of the device 302 is input to the input terminal +. Therefore, contrary to the first embodiment, the output of the comparator 313 is a rectangular wave pulse having an L level lower than the reference voltage at the valley portion of the triangular wave 38 for generating the PWM control signal. A rectangular wave pulse that is inverted and becomes H level at the valley of the triangular wave 38 for generating the PWM control signal is output as the PWM control signal 36. As shown in FIG. 6A, in the terminal voltage waveform 33, a transient vibration phenomenon 35 occurs immediately after the fall of the counter electromotive voltage, and an induced voltage is formed thereafter. Since the transient response does not continue until the center position of the rectangular wave pulse of the PWM control signal 36 is exceeded, the center position of the rectangular wave pulse corresponds to the rising edge of the triangular wave generating clock 37 in the second embodiment. Paying attention to this, a zero cross point is extracted at the rising position 39 '.
[0048]
Similarly to the first embodiment, a vibration phenomenon avoidance delay time 39′D may be provided after the falling edge of the triangular wave generating clock 37 as shown in FIG. 6B. The time point at which the vibration phenomenon 35 completely stops can be set as the extraction timing, and the damped vibration generated in the induced voltage of the stator winding can be surely avoided. The pulse width of the extraction timing signal (not shown) need only be able to execute an interrupt process for causing the logic operation means to detect the zero cross point, and is provided with a very short time width. When this extraction timing signal is input to the logic operation means, the logic operation means detects the output signal of the comparator during PWM control using this as a trigger. The selection and generation method of the vibration reduction evacuation delay time 39′D is the same as that in the first embodiment.
[0049]
The operational effects of the magnetic pole position detection device of the second embodiment are basically the same as those of the first embodiment. Further, the measured waveform of the second embodiment is as shown in FIG. 4 and is the same as that described in the first embodiment, so that the description thereof is omitted.
[0050]
(Embodiment 3)
FIG. 7 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless driving according to Embodiment 3 of the present invention, and FIG. 8 is an interrupt process when a microcomputer is used as the logical operation means of the DC brushless motor drive control device. FIG. 9 is a flowchart showing the relationship between the PWM duty ratio and the PWM control ON width control signal voltage used as a reference for determining the PWM ON width in the first, second, and third embodiments of the present invention. The DC brushless motor drive control device of the third embodiment is almost the same as the DC brushless motor drive control device of the first or second embodiment, except that the zero cross point extraction timing is calculated by using a counter. . Accordingly, the same reference numerals are attached to the same parts and the detailed description is left to the first embodiment, and the description is omitted here.
[0051]
In FIG. 7, reference numeral 291 is a count value calculated by the logical operation means 29, and a counter for counting the zero cross point extraction timing provided in the logical operation means 29. Reference numeral 292 denotes a comparator 23 after the counter 291 counts out. A flag that changes from 0 to 1 when the zero cross point is detected when there is a change in the output signal of ˜25, and 32 is a logical operation that permits detection of the zero cross only during a period in which the induced voltage can be detected based on the PWM control signal. The enable signal generating means generates an enable signal 40 that allows the means 29 to perform interrupt processing.
[0052]
As shown in FIG. 9, the ON time of the PWM control signal 36 is uniquely determined by the voltage (reference voltage) of the ON width control signal of the PWM control signal 36. The process of generating the PWM control signal is the same as that described in the first or second embodiment. That is, the PWM control signal generating means 31 compares the PWM control signal generating triangular wave 38 generated by the PWM control signal generating means 31 with the ON width control signal voltage of the PWM control signal generated by the speed command voltage generating means 30. , A PWM control signal 36 is generated. Then, the enable signal generating means 32 generates the enable signal 40 at the falling edge of the triangular wave generating clock 37, and the logic operation means 29 starts detecting the zero cross detection period 41. As shown in FIG. 8, interrupt processing is started based on this enable signal, and the logical operation means 29 sets the next counter value in the counter 291. That is, this counter value is a value obtained by calculating 1/2 of a value obtained by dividing the ON time of the PWM control signal 36 by the clock period of this counter and discarding the remainder. The counter 291 counts down until the count value becomes 0, and when the count value becomes 0, the logical operation means 29 inputs the output signals of the comparators 23 to 25 as comparison means, and determines the level change of the output signal. Therefore, the level change is detected near the end point (falling) of the ON time of the PWM control signal. If the level of the output signal of the comparators 23 to 25 is changed as a result of the determination, a flag 292 is set to determine whether the zero cross point of the induced voltage is detected (1 is set), and the process returns from the interrupt processing subroutine. . When there is no change in the level of the output signal from the comparators 23 to 25, the flag indicating whether the induced voltage is detected remains 0, and the process returns from the subroutine.
[0053]
In the second embodiment, 1/2 is calculated as the count value, and a value obtained by discarding the remainder is adopted. However, any value is set as long as it is 1 or more and within the range of the calculated value or less. It doesn't matter. When a small value is adopted as the count value, the zero cross point is detected at a time point close to a time point that is half the ON time of the PWM control signal.
[0054]
In this way, since the interrupt is performed at the half of the ON time of the PWM control signal (falling of the triangular wave generation clock 37) and the oscillation phenomenon avoidance delay time is counted by the counter, the timing of the zero cross point extraction is detected. As in the first or second embodiment, the level change of the output signal is determined when at least approximately half of the ON time has elapsed, and the influence of the damped oscillation phenomenon 35 of the transient response of the PWM control may be cut off. In addition, since the fact that the flag 1 is set in the flag 292 indicates that zero crossing has occurred, this can be utilized in the drive control of the motor. When 1/2 is calculated as the count value and a value obtained by discarding the remainder is adopted, the level change is detected near the end point (falling) of the ON time of the PWM control signal, which is very effective. Vibration can be avoided.
[0055]
Furthermore, although Embodiment 3 described above counts using the enable signal as an interrupt signal, there is a method in which the enable signal is not used as an interrupt signal. In other words, an up / down counter is used as a counter, and at the rise of the PWM control signal, the ON time of the PWM control signal 36 is divided by the clock period of this counter to calculate 1/2 of the value, and the remainder is rounded down. A value smaller than the numerical value is set as a counter value to start counting, and the vibration phenomenon avoidance delay time is counted. When this counter value is set, the up / down counter counts up this value, and when a count-up carry is established, it turns over and switches to countdown. Then, the zero cross point is detected at the time of count-out on condition that the enable signal is ON and the carry of countdown is made.
[0056]
Then, a more detailed explanation will be given of how to set the value smaller than the value obtained by calculating the above half and rounding down the remainder. The ON time of the PWM control signal 36 is divided by the clock period of this counter. ½ of the value is calculated and the remainder is rounded down to a predetermined (preset) setting coefficient of ½ or more and 1 or less, for example 0.9, and the decimal value is rounded down to the count value. To do. Alternatively, the value obtained by dividing the ON time of the PWM control signal 36 by the clock cycle of the counter is multiplied by a setting coefficient of ¼ or more and ½ or less, for example, 0.45, and a value obtained by rounding down the decimal is used as the count value. But you can. The vibration phenomenon avoidance delay time can be freely set by appropriately selecting the setting coefficient. For example, if the count value is maximized, the zero cross point is detected near the end of the ON time of the PWM control signal, and if the count value is minimized, the zero cross is detected at approximately half the ON time of the PWM control signal. Point detection can be performed.
[0057]
Now, as a modification of the magnetic pole position detection apparatus of the third embodiment that uses the enable signal using the up / down counter described above, 1/2 of the value obtained by dividing the ON time of the PWM control signal 36 by the clock period of this counter is calculated. Then, a value obtained by discarding the remainder is set, and when the counter is counted up to carry a count-up carry, the enable signal generation means may generate an enable signal using this as a trigger to generate an interrupt signal. In this case as well, as in the first and second embodiments, the zero cross point can be detected by interrupting approximately half of the ON time of the PWM control signal 36.
[0058]
As described above, the rotor magnetic pole position detection apparatus according to the third embodiment can select the vibration escape delay time relatively freely by the counter 291, and therefore can cope with any load (duty ratio of PWM control). Very easy.
[0059]
(Embodiment 4)
FIG. 10 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless drive according to Embodiment 4 of the present invention. The DC brushless motor drive control device of the fourth embodiment is almost the same as the DC brushless motor drive control device of the third embodiment, and the switching element is turned off so that the zero cross point extraction timing can be performed with the maximum width of the PWM control signal. The point of delaying the point in time is different. Therefore, the same reference numerals are given to those common to both, and the detailed description is given to the third embodiment, and the description is omitted here. FIG. 11 is an explanatory diagram of a method of detecting the zero cross of the induced voltage in the DC brushless motor drive control device according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 11, 40 is a position detection enable signal, 41 is an induced voltage zero-crossing detection period, 42 is a delay period from when the enable signal 40 is turned off until the induced voltage disappears, and 55 is an element base voltage. .
[0060]
In FIG. 10, the process of generating the PWM control signal 36 by the PWM control signal generating means 31 will be described. The triangular wave 38 generated by the PWM control signal generating means 31 and the PWM control signal generated by the speed command voltage generating means 30 are described. The ON width control signal voltage (see FIG. 9) is compared by the PWM control signal generating means 31, and the PWM control signal 36 is generated. The enable signal generating means 32 turns on the enable signal 40 at the falling edge of the triangular wave generating clock 37, and the logical operation means 29 starts detection of the zero cross detection period 41. The above points are the same as in the third embodiment.
[0061]
In the fourth embodiment, as shown in FIG. 11, the logical operation means 29 turns off the enable signal 40 immediately before the PWM control signal 36 is turned off, and turns off the base voltage 55 of the switching element after a predetermined delay time 42. The induced voltage is extinguished. The logical operation means 29 can detect a change in the state of the output signals of the comparators 23 to 25 only when the enable signal 40 is ON. Accordingly, since the OFF time of the switching element is delayed, the ON width of the PWM control signal 36 and the ON width of the enable signal 40 are the maximum width. A flag indicating that zero crossing has been detected is set at the end of the ON period. As described above, the magnetic pole position detection device according to the fourth embodiment can make full use of the ON width of the enable signal and can take a sufficient detection period.
[0062]
By providing a vibration phenomenon avoidance delay time from the rise or fall of the enable signal 40 and detecting a zero cross at this point, it is possible to reliably avoid the damped vibration phenomenon 35 generated in the coil. The selection and generation method of the oscillation phenomenon evacuation delay time may be the same as in the first embodiment, or may be obtained by calculation with a counter provided as in the third embodiment. That is, it is preferable to calculate and select a time width that is ½ of the ON width of the PWM control signal 36. However, since switching is delayed, an extraction timing signal (not shown) that is short at the falling edge of the enable signal 40. May be used as the end timing (extraction timing) of the vibration phenomenon avoidance delay time. At this time, the vibration phenomenon is most reliably avoided, and the zero cross point of the induced voltage can be detected even when the ON time of the PWM control signal is small.
[0063]
As described above, the enable signal generating means 32 generates the enable signal 40 at the falling edge of the triangular wave generating clock 37. However, as described in the second embodiment, the rising edge of the triangular wave generating clock is increased by using an inverting circuit. It is possible to make use of the same operation.
[0064]
【The invention's effect】
As described above, the rotor magnetic pole position detection apparatus of the present invention has the following excellent effects.
[0065]
According to the first aspect of the present invention, the logical operation means detects whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed when the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal rises or falls. Therefore, even when driving to supply drive voltage to the stator winding intermittently under the control of the PWM control signal, the stator winding can be compared with the reference voltage to detect the zero cross point of the induced voltage and easily This has the effect of reliably avoiding the influence of the damped oscillation waveform during the transient response appearing in the induced voltage.
[0066]
Since the invention described in claim 2 detects whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed after the rising or falling of the triangular wave generating clock, the induced voltage Can be avoided by delaying the oscillation phenomenon avoidance delay time by the vibration phenomenon avoidance delay time, and the influence of the attenuation oscillation waveform can be avoided more reliably and can be detected even if the ON width of the PWM control signal is small. It has the action.
[0067]
According to the third aspect of the present invention, the enable signal is turned ON at the rising or falling edge of the triangular wave generating clock and turned OFF immediately before the PWM control signal is turned OFF. Only when the enable signal is turned ON, the stator windings are turned ON. Since it detects whether the induced voltage has crossed zero, even if the ON width (duty ratio) of the PWM control signal is small, the detection time is delayed after the rising or falling of the triangular wave generating clock using the enable signal, and the stator winding The influence of the damped oscillation waveform of the induced voltage can be avoided. In addition, since the detection period using the enable signal is provided even in the case of high-speed rotation, the detection delay is small.
[0068]
According to the fourth aspect of the present invention, when the vibration phenomenon phenomenon delay time is counted and counted out by the counter, the zero cross is detected. Therefore, the vibration phenomenon phenomenon delay time can be easily set and changed digitally. The flexibility of setting the delay time is high, and the degree of utilization of the logical operation means can be increased.
[0069]
According to the fifth aspect of the invention, the logic operation means is interrupted by the enable signal, and the oscillation phenomenon phenomenon delay time is counted by the counter. Therefore, the enable signal can also be used as the interrupt timing signal.
[0070]
In the invention described in claim 6, since the counter is an up / down counter and a zero-cross is detected when the count-down carry is raised after counting up, the AND of the two requirements that the carry is raised and the enable signal is ON is taken. Therefore, control becomes easy and accurate.
[0071]
According to the seventh aspect of the present invention, the switching element is turned off by a predetermined period with respect to the fall of the PWM control signal, and after the rising or falling of the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal. Since it is detected whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed, the switching element can be delayed from being turned off, and the PWM control signal and enable signal can be turned on longer. It can be used to the maximum and the oscillation phenomenon avoidance delay time can be long, and the influence of the damped oscillation waveform during the transient response appearing in the induced voltage can be avoided more reliably.
[0072]
In the invention described in claim 8, since it is detected whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed at the time when the enable signal falls, the oscillation phenomenon avoidance delay time can be taken longest, and the detection time is determined based on the enable signal. It is delayed to the maximum width, and the influence of the damped oscillation waveform of the induced voltage is most avoided.
[0073]
The invention described in claim 9 is a magnetic pole position detection device for a rotor, characterized in that an enable signal is generated and zero-cross is detected when approximately half of the ON time of the PWM control signal is counted by a counter. Therefore, it is possible to reliably avoid the influence of the damped vibration waveform during the transient response appearing in the induced voltage, and to easily set and change the interrupt time point, so that flexibility is high.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless drive according to Embodiments 1 and 2 of the present invention;
FIG. 2 is a zero cross point extraction timing generation device according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 3A is an explanatory diagram of a zero-cross point extraction timing that is detected at the falling edge of a triangular wave generation clock for generating a PWM control signal in the first embodiment of the present invention.
(B) Zero cross point extraction timing explanatory diagram in which detection is performed after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed after the fall of the triangular wave generation clock for generating the PWM control signal in Embodiment 1 of the present invention
FIG. 4 is an actual measurement diagram of zero-cross point extraction timing according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a zero-cross point extraction timing generation device according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 6A is an explanatory diagram of a zero-cross point extraction timing that is detected at the falling edge of a triangular wave generation clock for generating a PWM control signal in Embodiment 2 of the present invention;
(B) Zero cross point extraction timing explanatory diagram for detecting after the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed after the fall of the triangular wave generation clock for generating the PWM control signal in the second embodiment of the present invention
FIG. 7 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless drive according to Embodiment 3 of the present invention;
FIG. 8 is a flowchart of interrupt processing when a microcomputer is used as the logical operation means of the DC brushless motor drive control device.
FIG. 9 is a relational diagram between a PWM duty ratio and a PWM control ON width control signal voltage used as a reference for determining the PWM ON width in the first, second, and third embodiments of the present invention.
FIG. 10 is an overall configuration diagram of a DC brushless motor drive control device that performs sensorless drive according to Embodiment 4 of the present invention;
FIG. 11 is an explanatory diagram of a method of detecting a zero cross of an induced voltage in the DC brushless motor drive control device according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a waveform diagram of voltage for one phase when conventional PWM control is not performed.
FIG. 13A is a diagram illustrating voltage waveforms for one phase when PWM control is performed by switching the conventional lower arm, and waveform diagrams during PWM control.
(B) Voltage waveform diagram for one phase when PWM control is performed by switching the conventional upper arm
FIG. 14 is a diagram showing a zero-cross point detection period of a conventional induced voltage.
FIG. 15 is a main part view of a conventional DC brushless motor drive control device
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
A few buses
4 capacitors
5 Drive circuit
6,7,8 PNP transistor
9, 10, 11 NPN transistor
12, 13, 14, 15, 16, 17 Freewheeling diode
18 Brushless motor
19 Stator
19U, 19V, 19W Stator coil
20 Permanent magnet rotor
21, 22, 26, 27, 28 Resistance
23, 24, 25 Comparator
29 Logical operation means
30 Speed command voltage generating means
31 PWM control signal generating means
32 Enable signal generating means
33,44 terminal voltage waveform
34 Generation period of induced voltage
35, 56 Vibration phenomenon
36 PWM control signal
37 Triangular wave generation clock
38 Triangle wave for PWM control signal generation
39 Falling position
39 'Standing position
39D, 39'D Vibration phenomenon avoidance delay time
40, 48 enable signal
41 Zero-cross detection period of induced voltage
42 Delay period from the time when the enable signal is turned OFF until the induced voltage disappears
43 Reference voltage
45 Comparator output
46 Terminal voltage waveform during PWM control
47 Comparator output during PWM control
49 Waveform when the output of the comparator during PWM control is detected with the enable signal
50 Delay time from ON of PWM control signal to start of induced voltage generation
51 Delay time until the induced voltage disappears after the PWM control signal is turned off
52 Shift amount from ON of PWM control signal to enable signal ON
53 Shift amount from PWM control signal OFF to enable signal OFF
54 Zero cross point
55 Base voltage
101 Speed signal
102 Speed command signal
291 counter
292 flag
301,302 F / V converter
303, 304, 313 comparator
311 integrator
312 Triangular wave generating means for PWM signal
314 Inversion circuit

Claims (9)

複数の固定子巻線の端子電圧を検出する検出回路と、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記端子電圧と前記基準電圧を比較する比較手段と、ＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段と、前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段と、前記比較手段からの信号により位相信号を得て前記位相信号と前記ＰＷＭ制御信号に基づいて通電タイミング信号を出力する論理演算手段と、前記通電タイミング信号に基づいて前記固定子巻線に通電する駆動回路と、を備えたセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における、ＰＷＭ制御下で固定子巻線に誘起される誘起電圧のゼロクロス点を検出するロータの磁極位置検出装置であって、前記論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置。A detection circuit for detecting a terminal voltage of a plurality of stator windings, a reference voltage generation circuit for generating a reference voltage, a comparison means for comparing the terminal voltage with the reference voltage, and a PWM ON width control signal are generated. Speed command voltage generation means, PWM control signal generation means for generating a PWM control signal having a duty ratio corresponding to the PWM ON width control signal, and a phase signal obtained from a signal from the comparison means to obtain the phase signal and the phase signal In a DC brushless motor drive control device for sensorless driving, comprising: logic operation means for outputting an energization timing signal based on a PWM control signal; and a drive circuit for energizing the stator winding based on the energization timing signal. A rotor magnetic pole position detection device for detecting a zero cross point of an induced voltage induced in a stator winding under PWM control, wherein Means the magnetic pole position detecting device of the rotor induced voltage of the stator winding at the time of rising or falling of the triangle wave generation clock and detects whether the zero-crossing for PWM control signal generation. 三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するのに代えて、前記三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項１記載のロータの磁極位置検出装置。Instead of detecting whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed at the rise or fall of the triangular wave generating clock, the oscillation phenomenon avoidance delay time has elapsed after the rising or falling of the triangular wave generating clock. 2. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 1, wherein whether or not the induced voltage of the stator winding has zero-crossed is detected. ゼロクロス検出を許可するイネーブル信号を発生するイネーブル信号発生手段を備え、前記イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮさせるとともにＰＷＭ制御信号がＯＦＦする直前にＯＦＦし、前記イネーブル信号がＯＮの時のみに固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうか検出することを特徴とする請求項１または２に記載のロータの磁極位置検出装置。An enable signal generating means for generating an enable signal for permitting zero-cross detection is provided, and the enable signal is turned on immediately before the PWM control signal is turned off while the enable signal is turned on at the rising or falling of the triangular wave generating clock, and the enable signal is turned on. 3. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 1, wherein only when the induced voltage of the stator winding is zero-crossed is detected. 請求項３記載のロータの磁極位置検出装置において、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントしてカウントアウトしたときゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置。4. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 3, wherein a zero-cross is detected when the oscillation phenomenon avoidance delay time is counted by a counter and counted out. イネーブル信号で論理演算手段に割り込みをかけ、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントすることを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置。5. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 4, wherein the logic operation means is interrupted by an enable signal, and the oscillation phenomenon avoidance delay time is counted by a counter. カウンタがアップダウンカウンタであり、カウントアップ後カウントダウンし、カウントダウンのキャリーが立ったときゼロクロスを検出することを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置。5. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 4, wherein the counter is an up / down counter, counts down after counting up, and detects a zero cross when a countdown carry is established. ＰＷＭ制御信号の立ち下がりに対しスイッチング素子がＯＦＦするのをある所定の期間だけ遅らせて、前記ＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載のロータの磁極位置検出装置。The switching element is turned off for a predetermined period with respect to the fall of the PWM control signal, and the oscillation phenomenon avoidance delay time elapses after the rising or falling of the triangular wave generating clock for generating the PWM control signal. The rotor magnetic pole position detection device according to any one of claims 3 to 6, wherein whether or not the induced voltage of the stator winding is zero-crossed is detected. 振動現象回避遅れ時間をイネーブル信号のＯＮしている期間と等しくとり、イネーブル信号の立ち下がり時点に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項６記載のロータの磁極位置検出装置。7. The oscillation phenomenon avoidance delay time is set equal to a period during which the enable signal is ON, and it is detected whether the induced voltage of the stator winding has zero-crossed at the time when the enable signal falls. Rotor magnetic pole position detection device. 請求項４記載のロータの磁極位置検出装置において、イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮするのに代えて、カウンタでＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２をカウントしたらイネーブル信号を生成してゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置。5. The rotor magnetic pole position detecting device according to claim 4, wherein the enable signal is enabled when approximately 1/2 of the ON time of the PWM control signal is counted by a counter instead of turning on the enable signal at the rising or falling edge of the triangular wave generating clock. A rotor magnetic pole position detection device that generates a signal and detects a zero cross.
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