JP4326264B2 - Switching converter - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一次−二次間がトランスで絶縁され、 二次側に整流回路、及び、出力チョークと平滑コンデンサとを備えた平滑回路とを設けてあるスイッチングコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチングコンバータを図６に示す。このスイッチングコンバータは、一次−二次間がトランスＴで絶縁され、 二次側にブリッジ型の整流回路１１、及び、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１とを設けてあり、整流回路１１と平滑回路２１の間にスナバ回路６を備えてある。このスナバ回路６は、平滑コンデンサＣｏと並列にスイッチ素子ＱｓとコンデンサＣｓを直列に接続して構成してある。なお、スイッチ素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴで構成してあり、このスイッチ素子Ｑｓのドレイン・ソース間に接続してあるダイオードＤｓはスイッチ素子Ｑｓのボディダイオードである。
【０００３】
また、この従来例は二次側にスナバ回路６を設けてあるが、従来例に示すスナバ回路６を一次側に設けることができる。この場合は、例えばメインスイッチをＭＯＳＦＥＴで構成し、このメインスイッチのドレイン・ソース間にスイッチ素子ＱｓとコンデンサＣｓを直列に接続して構成すればよい（非特許文献１参照）。
【０００４】
【非特許文献１】
J.A. Sabate, V. Vlatkovic, R.B. Ridley, and F.C. Lee "High-voltage, high-power, ZVS, full-bridge PWM converter employing an active snubber" APEC '91 Conference Proceedings 10-15 Mar. 1991 P.158-163
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように構成してあるスイッチングコンバータは、チョーク電流が整流回路１１を構成する整流素子Ｄ１〜Ｄ４に流れている期間（以下「転流期間」という。）からトランスＴを介して電力が伝達される期間（以下「電力伝達期間」という。）に切り替わる時、スナバ回路６を構成するダイオードＤｓが導通し、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧で落ち着く、その期間スイッチ素子ＱｓをオンさせることでコンデンサＣｓの電圧は巻数比の電圧に維持される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このスイッチングコンバータは、トランスＴのインダクタンスＬｍ、漏れインダクタンスＬｔと整流回路１１を構成する整流素子Ｄ１〜Ｄ４の並列コンデンサＣ１〜Ｃ４、及びスナバ回路６を構成するコンデンサＣｓなどの共振により、図７に示すように、整流回路１１の出力側の電圧ＡはトランスＴの巻数比の電圧より高くなり、耐圧の高いダイオードが必要になるという課題が生じる。
【０００７】
また、軽負荷時又は出力電圧を低くさせた時において、スナバ回路６のスイッチ素子Ｑｓをオンさせる期間が無くなった場合、つまり、整流素子Ｄｓ及びコンデンサＣｓのみになった場合、図７に示すように、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧に維持できず振動電圧が発生する課題が生じる。
【０００８】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持するスナバ回路を備えたスイッチングコンバータを提供する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチングコンバータは、スナバ回路を構成する第一の整流素子と第一の抵抗素子の作用により、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる。
【００１０】
また、軽負荷時又は出力電圧を低くさせた時においてスナバ回路のスイッチ素子をオンさせる期間が無くなった場合においても、第二の整流素子と第二の抵抗素子の作用により、整流回路の出力電圧を巻数比の電圧に近い値に維持し、あらゆる状態においても、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる効果がある。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を用いて本発明スイッチングコンバータに係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチングコンバータの一実施例である。このスイッチングコンバータは、一次−二次間がトランスＴで絶縁され、 二次側に整流素子Ｄ１〜Ｄ４とを備え、これら整流素子Ｄ１〜Ｄ４とそれぞれ並列にコンデンサＣ１〜Ｃ４を接続してなるブリッジ型の整流回路１１と、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１とを設けてある。整流回路１１と平滑回路２１の間にスナバ回路１を備えてある。
【００１２】
なお、トランスＴで絶縁された一次側についての図は省略してあるが、この一次側には高周波インバータを備えてあるとよい。また、本発明においては、この高周波インバータとしてブリッジ型の高周波インバータ、若しくは、プッシュプル型の高周波インバータを用いることが最適である。
【００１３】
スナバ回路１は以下のように構成する。平滑コンデンサＣｏと並列に、第一の整流素子ＤｓとコンデンサＣｓとの直列回路を接続してある。第一の整流素子Ｄｓと並列にスイッチ素子Ｑｓと第一の抵抗素子Ｒｓ１との直列回路を接続してある。第一の整流素子ＤｓとコンデンサＣｓとの接続部に第二の整流素子Ｄｓ２のアノードを接続し、この第二の整流素子Ｄｓ２のカソードに第二の抵抗素子Ｒｓ２を接続してある。この第二の抵抗素子Ｒｓ２を平滑コンデンサＣｏの一端に接続してある。
【００１４】
本実施例に係るスイッチングコンバータは以上のように構成してあり、以下のように作用する。先ず、定常時においては、転流期間から電力伝達期間に切り替わる時、整流回路１１の出力側の電圧Ａは第一の整流素子Ｄｓ１を介してコンデンサＣｓにクランプされる。そして、Ｑｓをオン状態にさせると、コンデンサＣｓとトランスＴのインダクタンスＬｍ、漏れインダクタンスＬｔと整流回路１１を構成する整流素子Ｄ１〜Ｄ４の並列コンデンサＣ１〜Ｃ４、及びスナバ回路１を構成するコンデンサＣｓとの共振により、整流回路１１の出力電圧はトランスＴの巻数比の電圧より高くなる。これを防ぐため、本発明では、図３に示すように、スイッチ素子Ｑｓをオンすると、コンデンサＣｓに充電された電荷が第一の抵抗素子Ｒｓ１を介して放電され、整流回路１１の出力側の電圧Ａは、図２に示すように共振を起こらず、トランスＴの巻数比の電圧に維持される。
【００１５】
続いて、図４に示すように、スイッチ素子Ｑｓをオンさせる期間が無くなった時、即ち、軽負荷時や出力電圧を絞った時においては、整流素子Ｄｓ及びコンデンサＣｓのみでは、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧に維持できず振動電圧が発生する。そのため、本発明では、コンデンサＣｓに充電された電荷を第二の整流素子Ｄｓ２及び第二の抵抗素子ＲＳ２を介して流すことにより、サージを防止し、図２で示すように、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧に維持される。
【００１６】
続いて、本発明スイッチングコンバータに係る別の実施例を説明する。この実施例は図５に示す。このスイッチングコンバータは、一次−二次間がトランスＴで絶縁され、 二次側に整流素子Ｄ１，Ｄ２とを備え、これら整流素子Ｄ１，Ｄ２とそれぞれ並列にコンデンサＣ１，Ｃ２を接続してなるプッシュプル型の整流回路１２と、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１とを設けてある。整流回路１２と平滑回路２１の間には図１で示す実施例と同様のスナバ回路１を備えてある。
【００１７】
なお、この実施例においても、トランスＴで絶縁された一次側についての図は省略してあるが、この実施例においても一次側には高周波インバータを備え、ブリッジ型の高周波インバータ、若しくは、プッシュプル型の高周波インバータを用いることが最適である。また、作用についても図１図示実施例とほぼ同様であるため、作用の説明も省略する。
【００１８】
【発明の効果】
本発明スイッチングコンバータによれば、スナバ回路を構成する第一の整流素子とコンデンサ、第一の抵抗素子とスイッチ素子の作用により、整流回路の出力電圧は共振状態の起こらない、トランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる効果がある。
【００１９】
また、軽負荷時又は出力電圧を低くさせた時においてスナバ回路のスイッチ素子をオンさせる期間が無くなった場合においても、第二の整流素子と第二の抵抗素子の作用により、整流回路の出力電圧を巻数比の電圧に近い値に維持し、あらゆる状態においても、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るスイッチングコンバータの一実施例を示す回路図である。
【図２】 本実施例における整流回路の出力電圧を示す波形図である。
【図３】 全負荷時のスイッチングゲート信号の波形図である。
【図４】 軽負荷時のスイッチングゲート信号の波形図である。
【図５】 図１とは別のスイッチングコンバータの実施例を示す回路図である。
【図６】 スイッチングコンバータの従来例を示す回路図である。
【図７】 従来例における整流回路の出力電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
１ スナバ回路
６ スナバ回路
１１ ブリッジ型の整流回路
１２ プッシュプル型の整流回路
２１ 平滑回路
Ｔ トランス
Ｌｍ，Ｌｍ１，Ｌｍ２ トランスＴのインダクタンス
Ｌｔ，Ｌｔ１，Ｌｔ２ 漏れインダクタンス
Ｄ１〜Ｄ４ 整流素子
Ｃ１〜Ｃ４ 並列コンデンサまたは整流素子内のキャパシタンス
Ｌｏ 出力チョーク
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｄｓ ダイオード
Ｃｓ コンデンサ
Ｄｓ１，Ｄｓ２ 整流素子
Ｑｓ スイッチ素子
Ｒｓ１，Ｒｓ２ 抵抗素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching converter in which a primary and a secondary are insulated by a transformer, and a rectifier circuit and a smoothing circuit including an output choke and a smoothing capacitor are provided on the secondary side.
[0002]
[Prior art]
A conventional switching converter is shown in FIG. In this switching converter, a primary-secondary is insulated by a transformer T, and a bridge-type rectifier circuit 11 and a smoothing circuit 21 including an output choke Lo and a smoothing capacitor Co are provided on the secondary side. A snubber circuit 6 is provided between the rectifier circuit 11 and the smoothing circuit 21. The snubber circuit 6 is configured by connecting a switching element Qs and a capacitor Cs in series with the smoothing capacitor Co in parallel. The switch element Qs is constituted by a MOSFET, and a diode Ds connected between the drain and source of the switch element Qs is a body diode of the switch element Qs.
[0003]
In this conventional example, the snubber circuit 6 is provided on the secondary side. However, the snubber circuit 6 shown in the conventional example can be provided on the primary side. In this case, for example, the main switch may be constituted by a MOSFET, and the switch element Qs and the capacitor Cs may be connected in series between the drain and source of the main switch (see Non-Patent Document 1).
[0004]
[Non-Patent Document 1]
JA Sabate, V. Vlatkovic, RB Ridley, and FC Lee "High-voltage, high-power, ZVS, full-bridge PWM converter using an active snubber" APEC '91 Conference Proceedings 10-15 Mar. 1991 P.158-163
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the switching converter configured as described above, electric power is transmitted via the transformer T from a period (hereinafter referred to as “commutation period”) in which the choke current flows through the rectifying elements D1 to D4 constituting the rectifying circuit 11. When the period is switched to a period (hereinafter referred to as “power transmission period”), the diode Ds constituting the snubber circuit 6 is turned on, and the voltage A on the output side of the rectifier circuit 11 is settled at the voltage of the turn ratio. By turning on Qs, the voltage of the capacitor Cs is maintained at the turn ratio voltage.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, this switching converter is caused by resonance of the inductance Lm of the transformer T, the leakage inductance Lt, the parallel capacitors C1 to C4 of the rectifier elements D1 to D4 constituting the rectifier circuit 11, and the capacitor Cs constituting the snubber circuit 6. 7, the voltage A on the output side of the rectifier circuit 11 is higher than the voltage of the turns ratio of the transformer T, which causes a problem that a diode having a high withstand voltage is required.
[0007]
Further, when there is no period during which the switch element Qs of the snubber circuit 6 is turned on at light load or when the output voltage is lowered, that is, when only the rectifier element Ds and the capacitor Cs are used, as shown in FIG. In addition, the voltage A on the output side of the rectifier circuit 11 cannot be maintained at the turn ratio voltage, causing a problem that an oscillating voltage is generated.
[0008]
The present invention has been made in view of the above problems, and provides a switching converter including a snubber circuit that maintains the output voltage of the rectifier circuit at a value close to the voltage of the transformer turns ratio.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The switching converter of the present invention can maintain the output voltage of the rectifier circuit at a value close to the voltage of the turns ratio of the transformer by the action of the first rectifier element and the first resistor element constituting the snubber circuit.
[0010]
In addition, even when there is no period during which the switch element of the snubber circuit is turned on at light load or when the output voltage is lowered, the output voltage of the rectifier circuit is caused by the action of the second rectifier element and the second resistor element. Is maintained at a value close to the voltage of the turns ratio, and the output voltage of the rectifier circuit can be maintained at a value close to the voltage of the turns ratio of the transformer in any state.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows an embodiment of a switching converter according to the present invention. This switching converter has a primary-secondary insulation with a transformer T, a rectifier element D1 to D4 on the secondary side, and a bridge formed by connecting capacitors C1 to C4 in parallel with the rectifier elements D1 to D4, respectively. A type rectifier circuit 11 and a smoothing circuit 21 including an output choke Lo and a smoothing capacitor Co are provided. The snubber circuit 1 is provided between the rectifier circuit 11 and the smoothing circuit 21.
[0012]
In addition, although the figure about the primary side insulated with the transformer T is abbreviate | omitted, it is good to provide the high frequency inverter on this primary side. In the present invention, it is optimal to use a bridge type high frequency inverter or a push-pull type high frequency inverter as the high frequency inverter.
[0013]
The snubber circuit 1 is configured as follows. A series circuit of a first rectifier element Ds and a capacitor Cs is connected in parallel with the smoothing capacitor Co. A series circuit of a switching element Qs and a first resistance element Rs1 is connected in parallel with the first rectifying element Ds. The anode of the second rectifier element Ds2 is connected to the connection between the first rectifier element Ds and the capacitor Cs, and the second resistor element Rs2 is connected to the cathode of the second rectifier element Ds2. This second resistance element Rs2 is connected to one end of the smoothing capacitor Co.
[0014]
The switching converter according to the present embodiment is configured as described above and operates as follows. First, in the steady state, when switching from the commutation period to the power transmission period, the voltage A on the output side of the rectifier circuit 11 is clamped to the capacitor Cs via the first rectifier element Ds1. When Qs is turned on, the capacitor Cs and the inductance Lm of the transformer T, the leakage inductance Lt, the parallel capacitors C1 to C4 of the rectifier elements D1 to D4 that constitute the rectifier circuit 11, and the capacitor Cs that constitutes the snubber circuit 1 , The output voltage of the rectifier circuit 11 becomes higher than the voltage of the turns ratio of the transformer T. In order to prevent this, in the present invention, as shown in FIG. 3, when the switch element Qs is turned on, the charge charged in the capacitor Cs is discharged through the first resistor element Rs1, and the output side of the rectifier circuit 11 is As shown in FIG. 2, the voltage A does not resonate and is maintained at a voltage with a turn ratio of the transformer T.
[0015]
Subsequently, as shown in FIG. 4, when there is no period during which the switch element Qs is turned on, that is, when the load is light or when the output voltage is reduced, the rectifier circuit 11 is configured with only the rectifier element Ds and the capacitor Cs. The voltage A on the output side cannot be maintained at the turn ratio, and an oscillating voltage is generated. Therefore, in the present invention, a surge is prevented by flowing the electric charge charged in the capacitor Cs through the second rectifier element Ds2 and the second resistor element RS2, and as shown in FIG. The output-side voltage A is maintained at a turn ratio voltage.
[0016]
Next, another embodiment according to the switching converter of the present invention will be described. This embodiment is shown in FIG. In this switching converter, a primary-secondary transformer is insulated by a transformer T, rectifiers D1 and D2 are provided on the secondary side, and capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the rectifiers D1 and D2, respectively. A pull type rectifier circuit 12 and a smoothing circuit 21 including an output choke Lo and a smoothing capacitor Co are provided. A snubber circuit 1 similar to the embodiment shown in FIG. 1 is provided between the rectifier circuit 12 and the smoothing circuit 21.
[0017]
In this embodiment, the primary side insulated by the transformer T is not shown. However, in this embodiment, the primary side is provided with a high-frequency inverter, and a bridge-type high-frequency inverter or push-pull is provided. It is optimal to use a type of high frequency inverter. Further, since the operation is almost the same as that of the embodiment shown in FIG. 1, the description of the operation is also omitted.
[0018]
【The invention's effect】
According to the switching converter of the present invention, the output voltage of the rectifier circuit does not cause a resonance state due to the action of the first rectifier element and the capacitor, the first resistor element and the switch element that constitute the snubber circuit, and the transformer turns ratio does not occur. There is an effect that it can be maintained at a value close to the voltage.
[0019]
In addition, even when there is no period during which the switch element of the snubber circuit is turned on at light load or when the output voltage is lowered, the output voltage of the rectifier circuit is caused by the action of the second rectifier element and the second resistor element. Is maintained at a value close to the voltage of the turns ratio, and the output voltage of the rectifier circuit can be maintained at a value close to the voltage of the turns ratio of the transformer in any state.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching converter according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an output voltage of a rectifier circuit in the present embodiment.
FIG. 3 is a waveform diagram of a switching gate signal at full load.
FIG. 4 is a waveform diagram of a switching gate signal at a light load.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching converter different from FIG. 1;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a conventional example of a switching converter.
FIG. 7 is a waveform diagram showing an output voltage of a rectifier circuit in a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Snubber circuit 6 Snubber circuit 11 Bridge type rectifier circuit 12 Push-pull type rectifier circuit 21 Smoothing circuit T Transformer Lm, Lm1, Lm2 Inductance Lt, Lt1, Lt2 Leakage inductance D1-D4 Rectifier element C1-C4 Parallel capacitor Or capacitance Lo in rectifier element Output choke Co Smoothing capacitor Ds Diode Cs Capacitor Ds1, Ds2 Rectifier element Qs Switch element Rs1, Rs2 Resistance element
Claims (6)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003162415A JP4326264B2 (en) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | Switching converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003162415A JP4326264B2 (en) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | Switching converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004364456A JP2004364456A (en) | 2004-12-24 |
| JP4326264B2 true JP4326264B2 (en) | 2009-09-02 |
Family
ID=34054571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003162415A Expired - Fee Related JP4326264B2 (en) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | Switching converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4326264B2 (en) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4430531B2 (en) | 2004-12-28 | 2010-03-10 | 株式会社日立製作所 | Bi-directional isolated DC-DC converter |
| JP2007318964A (en) * | 2006-05-29 | 2007-12-06 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply unit |
| WO2010067629A1 (en) * | 2008-12-12 | 2010-06-17 | 株式会社三社電機製作所 | Dc-dc converter circuit |
| JP4914519B2 (en) * | 2008-12-12 | 2012-04-11 | 株式会社三社電機製作所 | DC-DC converter circuit |
| CN103339844A (en) * | 2011-02-04 | 2013-10-02 | 三菱电机株式会社 | Dc-dc converter |
| JP5598426B2 (en) * | 2011-06-09 | 2014-10-01 | 株式会社デンソー | DC to AC converter |
| KR101910533B1 (en) * | 2015-11-20 | 2018-12-28 | 숭실대학교산학협력단 | Soft-switching full-bridge converter and control method thereof |
-
2003
- 2003-06-06 JP JP2003162415A patent/JP4326264B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004364456A (en) | 2004-12-24 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060207 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090609 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120619 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |