JP4321089B2 - Motor driving circuit and motor driving method - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ駆動回路及びモータ駆動方法に係り、特に、モータコイルに電流を供給するとともに、モータコイルから電流を引き込む少なくとも一対のトランジスタ対を有するモータ駆動回路及びモータ駆動方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
図9は従来のモータ駆動回路のブロック構成図を示す。
【0003】
モータ駆動回路1は、三相ブラシレスモータMを駆動するための回路であり、主に、U相駆動回路10a、V相駆動回路10b、W相駆動回路10c、アンプ11a、11b、11c、マトリクス回路12を含む構成とされている。なお、モータ駆動回路1は、通常、ICチップ化されている。
【0004】
モータMには、モータMのロータの回転を検出するための検出素子13a、13b、13cが設けられている。検出素子13a、13b、13cは、モータMの回転中心を中心として略120°間隔に配置されており、モータMのロータマグネット111が発生する磁界に応じた検出信号を出力する。検出素子13a、13b、13cの出力検出信号は、モータ駆動回路1に供給される。
【0005】
検出素子13aからの検出信号はモータ駆動回路1内でアンプ11aを通して、マトリクス回路12に供給され、検出素子13bからの検出信号はモータ駆動回路1内でアンプ11bを通してマトリクス回路12に供給され、検出素子13cからの検出信号はモータ駆動回路1内でアンプ11cを通してマトリクス回路12に供給される。マトリクス回路12は、検出素子13a、13b、13cからの検出信号に基づいてU相、V相、W相の三相制御信号を生成する。
【0006】
マトリクス回路12で生成された制御信号のうちU相制御信号はU相駆動回路10aに供給され、V相制御信号はV相駆動回路10bに供給され、W相制御信号はW相駆動回路10cに供給される。
【0007】
U相駆動回路10aは、マトリクス回路12からのU相制御信号からU相駆動信号を生成し、モータMを構成するU相コイルLuに供給する。V相駆動回路10bは、マトリクス回路12からのV相制御信号からV相駆動信号を生成し、モータMを構成するV相コイルLvに供給する。W相駆動回路10cは、マトリクス回路12からのW相制御信号からW相駆動信号を生成し、モータMを構成するW相コイルLwに供給する。
【0008】
図10はU相駆動回路10aの回路構成図、図11はそのICチップ上での断面図を示す。
【0009】
U相駆動回路10aは、トランジスタQA1〜QA4、寄生ダイオードDA1、寄生トランジスタQAS11、QAS12、QAS13、QAS2、QAS3、抵抗RA2を含む構成とされている。
【0010】
なお、V相駆動回路10b、W相駆動回路10cは、U相駆動回路10aと同様な構成とされているので、その説明は省略する。
【0011】
U相駆動回路10aのトランジスタQA3は、PNPトランジスタから構成されている。トランジスタQA3は、図11に示すようにP型半導体基板21上に形成されており、N型埋め込み層22、N型エピタキシャル層23、P型拡散層24、25、N+型拡散層26を含む構成とされ、エピタキシャル層23がベースとされ、P型拡散層24がエミッタ、P型拡散層25がコレクタとされている。
【0012】
トランジスタQA3のエミッタには電源電圧Vccが印加され、コレクタはトランジスタQA1のベースに接続され、ベースにはマトリクス回路12から第1のスイッチング信号が供給される。トランジスタQA3は、U相制御信号を構成する第1のスイッチング信号がハイレベルのときにオフし、第1のスイッチング信号がローレベルのときにオンする。
【0013】
トランジスタQA1は、NPNトランジスタで構成されている。トランジスタQA1は、図11に示すようにP型半導体基板21に形成されており、埋め込み層27、N型エピタキシャル層28、P型拡散層29、N型拡散層30、N型拡散層31、32、N型拡散層33を含む構成とされている。N型エピタキシャル層28、及び、N型拡散層31、32、並びに、N型拡散層33によりコレクタが形成され、P型拡散層29によりベースが形成され、N型拡散層30によりエミッタが形成されている。
【0014】
トランジスタQA1のコレクタには、電源電圧Vccを電流検出用抵抗Rを通して電圧が印加され、エミッタは出力端子Toutに接続され、ベースはトランジスタQA3のコレクタに接続されている。また、トランジスタQA1のベース−エミッタ間には、バイアス抵抗RA2が接続されている。
【0015】
トランジスタQA2は、NPNトランジスタから構成されている。トランジスタQA2は、半導体基板21に形成された埋め込み層34、N型エピタキシャル層35、P型拡散層36、N型拡散層37、N型拡散層38、39、コンタクト用N型拡散層40を含む構成とされている。N型エピタキシャル層35、及び、N型拡散層38、39、並びに、N型拡散層40がコレクタとされ、P型拡散層36がベースとされ、N型拡散層37がエミッタとされている。
【0016】
トランジスタQA2のコレクタは出力端子Toutに接続され、エミッタは接地され、ベースにはマトリクス回路12からU相制御信号を構成する第2のスイッチング信号が供給される。トランジスタQA2は、第2のスイッチング信号がハイレベルのときオンし、ローレベルのときオフする。
【0017】
さらに、トランジスタQA4は、NPNトランジスタから構成されており、半導体基板21に形成されたN型埋め込み層41、N型エピタキシャル層42、P型拡散層43、N型拡散層44、45を含む構成とされている。埋め込み層41、エピタキシャル層42、拡散層45はトランジスタQA4のコレクタとされ、拡散層43はトランジスタQA4のベースとされ、拡散層44はトランジスタQA4のエミッタとされる。トランジスタQA4は、ベース及びコレクタがトランジスタQA1のエミッタと出力端子Toutとの接続点に接続され、エミッタがトランジスタQA3のコレクタに接続されており、保護素子として作用する。
【0018】
なお、図11に示すような構造によって、埋め込み層22、及び、エピタキシャル層23、並びに、拡散層26をベースとし、拡散層24をエミッタとし、半導体基板21をコレクタとした寄生のトランジスタQAS2が形成されるとともに、埋め込み層27、及び、拡散層31、32、並びに、拡散層33をコレクタとし、埋め込み層32、及び、拡散層36、37、並びに、拡散層38をエミッタとし、半導体基板21をベースとして寄生のトランジスタQAS12が形成される。さらに、N型埋め込み層51、N型エピタキシャル層52、N型拡散層53をコレクタとし、埋め込み層32、及び、拡散層36、37、並びに、拡散層38をエミッタとし、半導体基板21をベースとして寄生トランジスタQAS13が形成される。
【0019】
次に、U相駆動回路10aの動作を説明する。
【0020】
モータ駆動回路1では、第1のスイッチング信号、及び、第2のスイッチング信号を共にローレベルにすると、トランジスタQA1がオンし、トランジスタQA2がオフする。これによって、出力端子ToutからコイルLuに電流が出力され、コイルLuに電流を供給することができる。また、第1のスイッチング信号、及び、第2のスイッチング信号を共にハイレベルにすると、トランジスタQA1がオフし、トランジスタQA2がオンする。これによって、コイルLuから出力端子Tout側に電流を引き込むことができる。さらに、第1のスイッチング信号をハイレベル、第2のスイッチング信号をローレベルにすることによりトランジスタQA1、QA2を共にオフし、コイルLuへの電流供給を停止できる。
【0021】
図12は通常動作時の駆動電流の動作波形図を示す。
【0022】
U相駆動回路10a、V相駆動回路10b、W相駆動回路10cの第1及び第2のスイッチング信号を図12に示すようにU相、V相、W相で互いに120°移動が異なるタイミングでコイルLu、Lv、Lwに駆動電流が流れるように制御することにより、ロータを回転させることができる。
【0023】
このようなモータMでは、コイルLu、Lv、Lwを接地にショートさせて、ロータの回転を停止させる、ショートブレーキ動作が行われる。ショートブレーキ動作時には、U相駆動回路10aはトランジスタQA1をオフし、トランジスタQA2をオンするとともに、V相駆動回路10b、W相駆動回路10cの対応するトランジスタをU相駆動回路10aと同様にスイッチングする。これによって、コイルLu、Lv、Lwが同時に接地にショートされ、ショートブレーキ状態となる。
【0024】
図13はU相駆動回路10aの要部の動作説明図を示す。
【0025】
通常動作時において、トランジスタQA1をオンし、トランジスタQA2をオフすることにより、U相コイルLuに図13(A)に示すような電流I1が供給される。また、トランジスタQA1をオフし、トランジスタQA2をオンすることにより、U相コイルLuから図13(A)に示すような電流I2が引き込まれる。
【0026】
また、モータMが回転した状態から停止させるときには、コイルLu、Lv、Lwをすべて接地にショートさせて、制動力を得る、いわゆる、ショートブレーキがかけられる。
【0027】
このとき、コイルLu、Lv、Lwを接地にショートさせるため、図13(B)に示すようにトランジスタQA1をオフし、トランジスタQA2をオンさせ、コイルLu、Lv、Lwをショートさせていた。
【0028】
なお、上記モータ駆動回路に相当する先行技術文献は発見できなかった。
【0029】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、モータ駆動回路では、ショートブレーキ動作時に、コイルLu、Lv、Lwに発生する逆起電力によりU相駆動回路10a、V相駆動回路10b、W相駆動回路10cで出力端子Toutの電位が下がる。例えば、U相駆動回路10aにおいて出力端子Toutの電位が下がると、寄生トランジスタQAS11のエミッタ電位が下がることになり、トランジスタQAS11がオンする。トランジスタQAS11がオンすると、寄生トランジスタQAS2がオンする。
【0030】
寄生トランジスタQAS2がオンすると、寄生トランジスタQAS11のコレクタ電流がさらに増加する。いわゆる、寄生電流が増加することになる。寄生トランジスタQAS11のコレクタ電流が増加すると、トランジスタQA3のコレクタ電流、すなわち、トランジスタQA1のベース電流が増加する。
【0031】
トランジスタQA1のコレクタ電流Icは、トランジスタQA1の電流増幅率をβとし、トランジスタQA1のベース電流をIbとすると、
Ic=β×Ib
で表される。
【0032】
このため、寄生電流が増加し、トランジスタQA1のベース電流Ibが増加すると、トランジスタQA1のコレクタ電流がベース電流Ibをβ倍して出力されることになる。これによって、電源からトランジスタQA1、QA2を通して貫通電流が流れることになる。貫通電流が流れることで、トランジスタQA1、QA2でジャンクションの温度が上昇し、素子破壊が起こる恐れがある。
【0033】
このとき、トランジスタQA1、QA2の破壊を防止するためには、トランジスタQA1、QA2の素子サイズを大きくする必要がある。しかしながら、トランジスタQA1、QA2の素子サイズを大きくすると、モータ駆動用ICのチップサイズが大きくなるなどの問題点があった。
【0034】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、チップサイズを大きくすることなく、トランジスタの破壊を防止できるモータ駆動回路及びモータ駆動方法を提供することを目的とする。
【0035】
【課題を解決するための手段】
本発明は、モータコイル(Lu、Lv、Lw)に電流を供給するとともに、該モータコイル(Lu、Lv、Lw)から電流を引き込む少なくとも一対のトランジスタ対(QA1、QA2)を有するモータ駆動回路において、ショートブレーキ時に前記一対のトランジスタ対(QA1、QA2)のうち一方のトランジスタ(QA2)をオンさせ、他方のトランジスタ(QA1)をオフさせるショートブレーキ制御回路(34)と、前記一対のトランジスタのうちショートブレーキ時にオフされる側のトランジスタ(QA1)をスイッチングする電流供給トランジスタ(QA3)と、ショートブレーキ時に前記電流供給トランジスタ(QA3)のベース電位をオフ電位にクランプする保護回路(141)とを有し、前記保護回路(141)は、更に、電流を出力する電流源(201)と、前記ショートブレーキ時にオンされ、前記電流源からの電流を出力するスイッチング素子(Q11)と、前記スイッチング素子(Q11)がオンしたときに、前記電流源(201)からの電流に応じて駆動電流を生成する駆動電流生成回路(Q21−Q23、R11)と、前記駆動電流生成回路(Q21−Q23、R11)で生成された駆動電流によって駆動され、前記電流供給トランジスタ(QA3)のベース電位をクランプするクランプ回路(Q51、R14)とを有し、前記クランプ回路(Q51、R14)は、更に、前記駆動電流生成回路(Q21−Q23、R11)で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されることを特徴とする。
【0036】
本発明によれば、保護回路(141)によりショートブレーキ時にトランジスタ(QA1)に駆動電流を供給する電流供給トランジスタ(QA3)のベース電位を駆動電流生成回路(Q21−Q23、R11)で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されるクランプ回路(Q51、R14)によりオフ電位にクランプすることにより、トランジスタ(QA1)を確実にオフさせることができるため、寄生電流により出力トランジスタ(QA1、QA2)が共にオンし、貫通電流が流れるのを防止できる。よって、出力トランジスタ(QA1、QA2)の素子サイズを大きくすることなく、ショートブレーキ時など出力端子電圧の低下に対応できる。
【0037】
なお、参照符号はあくまでも参考であり、この参照符号によって特許請求の範囲が限定されるものではない。
【0038】
【発明の実施の形態】
図1は本発明のモータ駆動システムの一実施例のブロック構成図を示す。
【0039】
本実施例のモータ駆動システム100は、三相ブラシレスモータM、ホール素子101−1〜101−3、モータ駆動回路102を含む構成とされている。
【0040】
図2は三相ブラシレスモータMの構成図を示す。
【0041】
図2に示す三相ブラシレスモータMは、アウタロータ型のモータであり、多極性に着磁されたロータマグネット111、ステ−タヨーク112に巻回されたU相コイルLu、V相コイルLv、W相コイルLwを含む。ロータマグネット111は、ステ−タヨーク112の周囲に回転自在に配設される。
【0042】
ホール素子101−1〜101−3には、抵抗R1を介して制御電流が供給されており、印加磁界に応じた出力電圧をその出力端子に発生する。ホール素子101−1〜101−3は、例えば、モータMの回転中心を中心として略120°間隔に配置されており、ロータマグネット111が発生する磁界に応じた電圧を出力する。ホール素子101−1〜101−3の出力電圧は、モータ駆動回路102に供給される。
【0043】
モータ駆動回路102は、モータ駆動用IC(integrated circuit)103、電圧源104、105、抵抗R2、コンデンサC1を含む構成とされている。
【0044】
ホール素子101−1の出力端子は、モータ駆動用IC103の端子T1、T2に接続されている。また、ホール素子101−2の出力端子は、モータ駆動IC103の端子T3、T4に接続されている。さらに、ホール素子101−3の出力端子は、モータ駆動用IC103の端子T5、T6に接続されている。
【0045】
モータ駆動用IC103の端子T7には、電圧源104から電源電圧Vccが印加される。モータ駆動用IC103の端子T8には、電圧源104からの駆動電圧Vccを抵抗R2で降圧させた電圧が印加されている。モータ駆動用IC103の端子T9には、U相コイルLuの一端が接続される。モータ駆動用IC103の端子T10には、V相コイルLvの一端が接続される。モータ駆動用IC103の端子T11には、W相コイルLwの一端が接続される。また、コイルLu、Lv、Lwの他端は互いに接続されている。コイルLu、Lv、Lwは、いわゆる、スター結線された構成とされている。
【0046】
また、モータ駆動用IC103の端子T12、T13には、外部回路から回転制御用信号が供給される。さらに、モータ駆動用IC103の端子T16は、接地されている。
【0047】
モータ駆動用IC103は、ホール素子101−1〜101−3の出力電圧に基づいてコイルLu、Lv、Lwに回転磁界が発生するように駆動電流を供給する。このとき、端子T12、T13に供給される回転制御用信号に基づいて駆動電流を制御する。
【0048】
次にモータ駆動用IC103について詳細に説明する。
【0049】
図3はモータ駆動用IC103のブロック構成図を示す。
【0050】
モータ駆動用IC103は、ホールアンプ131〜133、マトリクス回路134、出力部135、回転制御回路136を含む構成とされている。
【0051】
ホールアンプ131は、非反転入力端子が端子T1に、反転入力端子が端子T2に接続されており、ホール素子101−1の出力電圧を矩形波に波形整形してマトリクス回路134に供給する。ホールアンプ132は、非反転入力端子が端子T3に、反転入力端子が端子T4に接続されており、ホール素子101−2の出力電圧を矩形波に波形整形してマトリクス回路134に供給する。ホールアンプ133は、非反転入力端子が端子T5に、反転入力端子が端子T6に接続されており、ホール素子101−3の出力電圧を矩形波に波形整形してマトリクス回路134に供給する。
【0052】
マトリクス回路134は、ホールアンプ131〜133からの矩形波に基づいてU相、V相、W相の三相制御信号を生成する。マトリクス回路134で生成された三相制御信号は、出力部135に供給される。なお、マトリクス回路134には、特許請求の範囲のショートブレーキ制御回路を含む構成とされおり、ショートブレーキ動作時には一対のトランジスタQA1、QA2のうち、一方のトランジスタQA2をオンさせ、他方のトランジスタQA1をオフさせるように制御を行なっている。
【0053】
出力部135は、U相駆動回路135a、V相駆動回路135b、W相駆動回路135cを含む構成とされている。U相駆動回路135aは、マトリクス回路134からのU相制御信号に基づいて出力端子T9に供給するU相駆動電流を制御する。V相駆動回路135bは、マトリクス回路134からのV相制御信号に基づいて出力端子T10に供給するV相駆動電流を制御する。W相駆動回路135cは、マトリクス回路134からのW相制御信号に基づいて出力端子T11に供給するW相駆動電流を制御する。
【0054】
回転制御回路136には、端子T12、T13から回転制御信号が供給される。回転制御回路136は、端子T12、T13からの回転制御信号に基づいてマトリクス回路134を制御する。マトリクス回路134から出力部135に供給する信号を制御する。
【0055】
次に出力部135を構成するU相駆動回路135a、及び、V相駆動回路135b、並びに、W相駆動回路135cについて説明する。なお、U相駆動回路135a、及び、V相駆動回路135b、並びに、W相駆動回路135cは、同じ構成であるので、駆動回路の構成を、U相駆動回路135aを例に詳細に説明する。
【0056】
図4はU相駆動回路135aの回路構成図を示す。同図中、図9と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【0057】
U相駆動回路135aは、ショートブレーキ時にトランジスタQ3Aのベース電位をオフ電位にクランプする保護回路141を含む構成とされている。
【0058】
図5は保護回路141の回路構成図を示す。
【0059】
U相駆動回路135aの保護回路141は、電流源201、トランジスタQ11、Q21〜Q23、Q31〜Q33、Q41〜Q43、Q51、抵抗R11〜R14を含む構成とされている。
【0060】
トランジスタQ11は、NPNトランジスタから構成され、ベースにはショートブレーキ制御信号が供給されており、ショートブレーキ制御信号がハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。トランジスタQ11はオンのときにはコレクタに接続された電流源201からの電流をエミッタから出力し、オフのときにはエミッタからの電流出力を停止する。
【0061】
トランジスタQ11のエミッタ電流I11eは、NPNトランジスタQ21〜Q23、抵抗R11から構成されるカレントミラー回路に供給される。トランジスタQ21〜Q23及び抵抗R11から構成されるカレントミラー回路は、トランジスタQ11のエミッタ電流I11eに応じた電流I23cをトランジスタQ23のコレクタから引き込む。
【0062】
トランジスタQ23は、PNPトランジスタQ31〜Q33、抵抗R12から構成されるカレントミラー回路からコレクタ電流I23cを引き込む。トランジスタQ31〜Q33及び抵抗R12から構成されるカレントミラー回路は、トランジスタQ23のコレクタ電流I23cに応じた電流I33cをトランジスタQ33のコレクタから出力する。
【0063】
トランジスタQ33のコレクタ電流I33cは、NPNトランジスタQ41〜Q43及び抵抗R13から構成されるカレントミラー回路に供給される。トランジスタQ41〜Q43及び抵抗R13から構成されるカレントミラー回路は、トランジスタQ33のコレクタ電流I33cに応じた電流I43cをトランジスタQ43のコレクタから引き込む。
【0064】
トランジスタQ43のコレクタ電流I43cは、PNPトランジスタQ51及び抵抗R14から構成されるクランプ回路から電流を引き込む。トランジスタQ51及び抵抗R14から構成されるクランプ回路は、ショートブレーキ動作時にトランジスタQ43のコレクタ電流I43cにより駆動され、トランジスタQA3のベース電位を一定に保持する。なお、クランプ回路は、通常動作時にトランジスタQ43がオフした状態ではトランジスタQ51がオフし、トランジスタQA3のベース電位に影響を与えない。なお、トランジスタQA3のベース電位は、マトリクス回路34からの第1のスイッチング信号によって決定されており、ショートブレーキ時には第1のスイッチング信号に加えて、クランプ回路が動作し、一定電位にクランプされる。
【0065】
次に、U相駆動回路135aのショートブレーキ時の動作について説明する。
【0066】
図6はU相駆動回路135aの動作波形図を示す。図6(A)はショートブレーキ制御信号、図6(B)は出力端子T9の電圧波形、図6(C)は電源電流波形を示す。また、図6で実線は保護回路141がある場合、一点鎖線は保護回路141がない場合の波形を示している。
【0067】
時刻t0でショートブレーキ動作が指示され、第1及び第2のスイッチング信号によりトランジスタQA1がオフされ、トランジスタQA2がオンされるとともに、図6(A)に示すようにショートブレーキ制御信号がハイレベルになると、モータコイルLuに発生する逆起電力により図6(B)に実線で示すように出力端子T9の電圧がGND電位より低下する。このとき、出力端子T9の電圧は、時刻t2でモータロータの回転が停止するまで徐々にGND電位まで上昇する。
【0068】
このとき、本実施例では、図6(A)に実線で示すショートブレーキ制御信号により保護回路141が駆動され、トランジスタQA3のベース電位がオフ電位にクランプされるため、トランジスタQA1は確実にオフしているので、モータコイルLuに駆動電流が供給されることはないので、図6(C)に実線で示すように電源電流は、急激に低下し、時刻t2ではモータ駆動用IC103の消費電流程度となる。
【0069】
一方、保護回路141がない場合には、モータコイルLuの逆起電力によりトランジスタQA3がオンし、これによってトランジスタQA1がオンし、トランジスタQA1、QA2に貫通電流が流れることによって、時刻t1でトランジスタQA1、QA2が破壊する。これによって、図6(B)に一点鎖線で示すように出力端子T9の電圧が略電源電圧程度まで上昇するとともに、図6(C)に一点鎖線で示すように電源電流が最大になってしまう。
【0070】
図7はU相駆動回路135aのモータ回転数に対する電源電流の特性図を示す。
【0071】
本実施例によれば、ショートブレーキ時に保護回路141によりトランジスタQA3のベース電位をオフ電位にクランプすることにより、ショートブレーキ時に出力トランジスタQA1を確実にオフすることができる。このため、図7に一点鎖線で示すようにモータロータの回転数の増加によってモータコイルの逆起電力が増加しても、モータコイルの逆起電力の影響により出力トランジスタQA1がオンし、図7に実線で示すように電源電流が増加することがない。よって、出力トランジスタQA1、QA2に貫通電流が流れて、出力トランジスタQA1、QA2が破壊することを防止できる。
【0072】
このため、出力トランジスタQA1、QA2の耐圧を小さく設定することができる。よって、トランジスタQA1、QA2の素子サイズを大きくすることができ、モータ駆動用ICのチップサイズを大きくすることなく、ショートブレーキ時の出力端子電圧低下によるトランジスタQA1、QA2の破壊を防止できる。
【0073】
なお、本実施例では、トランジスタQ23のコレクタからの引き込み電流I23cをトランジスタQ31〜Q33及び抵抗R12からなるカレントミラー回路及びトランジスタQ41〜Q43及び抵抗R13からなるカレントミラー回路により折り返した後、トランジスタQ51及び抵抗R14から構成されるクランプ回路に供給し、トランジスタQ51及び抵抗R14から構成されるクランプ回路を駆動する構成としたが、回路構成を簡略化することも可能である。
【0074】
図8は保護回路141の変形例の回路構成図を示す。同図中、図5と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【0075】
本変形例の保護回路141は、トランジスタQ23のコレクタ電流I23cによりトランジスタQ51及び抵抗R14から構成されるクランプ回路を直接的に駆動している。本変形例によれば、トランジスタQ31〜Q33、Q41〜Q43、抵抗R12、R13を省略できる。だたし、電流増幅率を大きくする必要がある場合には、例えば、トランジスタQ21〜Q23のエミッタ面積などを大きく設定する必要がある。
【0076】
また、上記実施例では、3相ブラシレスモータの駆動回路を例にとって説明を行なったが、これに限定されるものではなく、直流モータなどの駆動回路として適用できることは言うまでもない。
【0077】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、保護回路によりショートブレーキ時にトランジスタに駆動電流を供給する電流供給トランジスタのベース電位を駆動電流生成回路で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されるクランプ回路によりオフ電位にクランプすることにより、トランジスタを確実にオフさせることができるため、寄生電流により出力トランジスタが共にオンし、貫通電流が流れるのを防止でき、よって、出力トランジスタの素子サイズを大きくすることなく、ショートブレーキ時など出力端子電圧の低下に対応できる等の特長を有する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明のモータ駆動システムの一実施例のブロック構成図である。
【図2】 モータMの構成図である。
【図3】 モータ駆動用IC103のブロック構成図である。
【図4】 U相駆動回路135aのブロック構成図である。
【図5】 保護回路141の回路構成図である。
【図6】 U相駆動回路135aの動作波形図である。
【図7】 U相駆動回路135aのモータ回転数に対する貫通電流の特性図である。
【図8】 保護回路141の変形例の回路構成図である。
【図9】 従来のモータ駆動回路のブロック構成図である。
【図10】U相駆動回路10aの回路構成図である。
【図11】U相駆動回路10aのICチップ上での断面構成図である。
【図12】通常動作時の駆動電流の動作波形図である。
【図13】U相駆動回路10aの要部の動作説明図である。
【符号の説明】
100 モータ駆動システム
M モータ、101−1〜101−3 ホール素子、102 モータ駆動回路
103 モータ駆動用IC、104、105 電圧源
Lu U相コイル、Lv V相コイル、Lw W相コイル
134 マトリクス回路
141 保護回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor drive circuit and a motor drive method, and more particularly to a motor drive circuit and a motor drive method having at least a pair of transistors that supply current to a motor coil and draw current from the motor coil.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 is a block diagram of a conventional motor drive circuit.
[0003]
The
[0004]
The motor M is provided with detection elements 13a, 13b, and 13c for detecting the rotation of the rotor of the motor M. The detection elements 13a, 13b, and 13c are arranged at intervals of approximately 120 ° with the rotation center of the motor M as the center, and output detection signals corresponding to the magnetic field generated by the
[0005]
The detection signal from the detection element 13a is supplied to the
[0006]
Of the control signals generated by the
[0007]
The
[0008]
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the
[0009]
The
[0010]
Since the V-phase drive circuit 10b and the W-phase drive circuit 10c have the same configuration as the
[0011]
The transistor QA3 of the
[0012]
The power supply voltage Vcc is applied to the emitter of the transistor QA3, the collector is connected to the base of the transistor QA1, and the first switching signal is supplied from the
[0013]
The transistor QA1 is an NPN transistor. The transistor QA1 is formed on the P-
[0014]
The collector of the transistor QA1 is supplied with the power supply voltage Vcc through the current detection resistor R, the emitter is connected to the output terminal Tout, and the base is connected to the collector of the transistor QA3. A bias resistor RA2 is connected between the base and emitter of the transistor QA1.
[0015]
The transistor QA2 is composed of an NPN transistor. The transistor QA2 includes a buried
[0016]
The collector of the transistor QA2 is connected to the output terminal Tout, the emitter is grounded, and the second switching signal constituting the U-phase control signal is supplied from the
[0017]
Further, the transistor QA4 is composed of an NPN transistor, and includes an N-type buried
[0018]
11, the parasitic transistor QAS2 is formed which has the buried
[0019]
Next, the operation of the
[0020]
In the
[0021]
FIG. 12 shows an operation waveform diagram of the drive current during normal operation.
[0022]
The first and second switching signals of the
[0023]
In such a motor M, a short brake operation is performed in which the coils Lu, Lv, and Lw are shorted to the ground to stop the rotation of the rotor. During the short brake operation, the
[0024]
FIG. 13 is a diagram for explaining the operation of the main part of the
[0025]
During normal operation, the transistor QA1 is turned on and the transistor QA2 is turned off, so that a current I1 as shown in FIG. 13A is supplied to the U-phase coil Lu. Further, when the transistor QA1 is turned off and the transistor QA2 is turned on, a current I2 as shown in FIG. 13A is drawn from the U-phase coil Lu.
[0026]
Further, when the motor M is stopped from the rotated state, a so-called short brake is applied in which the coils Lu, Lv, Lw are all shorted to the ground to obtain a braking force.
[0027]
At this time, in order to short-circuit the coils Lu, Lv, and Lw, as shown in FIG. 13B, the transistor QA1 is turned off, the transistor QA2 is turned on, and the coils Lu, Lv, and Lw are short-circuited.
[0028]
Note that no prior art document corresponding to the motor drive circuit was found.
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the motor drive circuit, the potential of the output terminal Tout is lowered in the
[0030]
When the parasitic transistor QAS2 is turned on, the collector current of the parasitic transistor QAS11 further increases. This increases the so-called parasitic current. When the collector current of the parasitic transistor QAS11 increases, the collector current of the transistor QA3, that is, the base current of the transistor QA1 increases.
[0031]
The collector current Ic of the transistor QA1 is defined as follows: β is the current amplification factor of the transistor QA1, and Ib is the base current of the transistor QA1.
Ic = β × Ib
It is represented by
[0032]
Therefore, when the parasitic current increases and the base current Ib of the transistor QA1 increases, the collector current of the transistor QA1 is output by multiplying the base current Ib by β. As a result, a through current flows from the power source through the transistors QA1 and QA2. When the through current flows, the junction temperature of the transistors QA1 and QA2 rises, and there is a possibility that element destruction occurs.
[0033]
At this time, in order to prevent the transistors QA1 and QA2 from being destroyed, it is necessary to increase the element sizes of the transistors QA1 and QA2. However, when the element sizes of the transistors QA1 and QA2 are increased, there is a problem that the chip size of the motor driving IC is increased.
[0034]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a motor drive circuit and a motor drive method capable of preventing transistor breakdown without increasing the chip size.
[0035]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a motor drive circuit having at least a pair of transistors (QA1, QA2) that supplies current to the motor coils (Lu, Lv, Lw) and draws current from the motor coils (Lu, Lv, Lw). A short brake control circuit (34) for turning on one transistor (QA2) and turning off the other transistor (QA1) in the pair of transistors (QA1, QA2) during a short brake; A current supply transistor (QA3) that switches the transistor (QA1) that is turned off during a short brake, and a protection circuit (141) that clamps the base potential of the current supply transistor (QA3) to an off potential during a short brake. The protection circuit (141) A current source (201) that outputs current, a switching element (Q11) that outputs current from the current source and is turned on during the short brake, and the current source when the switching element (Q11) is turned on. A drive current generation circuit (Q21-Q23, R11) that generates a drive current according to a current from (201), and a drive current generated by the drive current generation circuit (Q21-Q23, R11); A clamp circuit (Q51, R14) for clamping the base potential of the current supply transistor (QA3), and the clamp circuit (Q51, R14) is further generated by the drive current generation circuit (Q21-Q23, R11). constructed from the constant voltage circuit for generating a constant voltage based on the driving current and said Rukoto.
[0036]
According to the present invention, the base potential of the current supply transistor (QA3) that supplies the drive current to the transistor (QA1) during the short brake is generated by the drive current generation circuit (Q21-Q23, R11) by the protection circuit (141) . Since the transistor (QA1) can be surely turned off by clamping to the off potential by the clamp circuit (Q51, R14) composed of a constant voltage circuit that generates a constant voltage based on the drive current , the parasitic current causes The output transistors (QA1, QA2) are both turned on, and a through current can be prevented from flowing. Therefore, it is possible to cope with a decrease in the output terminal voltage such as during a short brake without increasing the element size of the output transistors (QA1, QA2).
[0037]
Note that the reference numerals are only for reference, and the scope of the claims is not limited by the reference numerals.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a motor drive system according to the present invention.
[0039]
The
[0040]
FIG. 2 shows a configuration diagram of the three-phase brushless motor M.
[0041]
The three-phase brushless motor M shown in FIG. 2 is an outer rotor type motor, and is composed of a
[0042]
A control current is supplied to the Hall elements 101-1 to 101-3 via the resistor R1, and an output voltage corresponding to the applied magnetic field is generated at its output terminal. The Hall elements 101-1 to 101-3 are arranged, for example, at approximately 120 ° intervals around the rotation center of the motor M, and output a voltage corresponding to the magnetic field generated by the
[0043]
The
[0044]
The output terminal of the Hall element 101-1 is connected to the terminals T <b> 1 and T <b> 2 of the
[0045]
The power supply voltage Vcc is applied from the
[0046]
A rotation control signal is supplied from an external circuit to the terminals T12 and T13 of the
[0047]
The
[0048]
Next, the
[0049]
FIG. 3 is a block diagram of the
[0050]
The
[0051]
The
[0052]
The
[0053]
The
[0054]
A rotation control signal is supplied to the
[0055]
Next, the
[0056]
FIG. 4 shows a circuit configuration diagram of the
[0057]
[0058]
FIG. 5 shows a circuit configuration diagram of the
[0059]
The
[0060]
The transistor Q11 is composed of an NPN transistor, and a short brake control signal is supplied to the base. The transistor Q11 is turned on when the short brake control signal is at a high level and turned off when the signal is at a low level. When the transistor Q11 is on, the current from the
[0061]
The emitter current I11e of the transistor Q11 is supplied to a current mirror circuit composed of NPN transistors Q21 to Q23 and a resistor R11. The current mirror circuit including the transistors Q21 to Q23 and the resistor R11 draws a current I23c corresponding to the emitter current I11e of the transistor Q11 from the collector of the transistor Q23.
[0062]
Transistor Q23 draws collector current I23c from a current mirror circuit composed of PNP transistors Q31 to Q33 and resistor R12. The current mirror circuit composed of the transistors Q31 to Q33 and the resistor R12 outputs a current I33c corresponding to the collector current I23c of the transistor Q23 from the collector of the transistor Q33.
[0063]
The collector current I33c of the transistor Q33 is supplied to a current mirror circuit composed of NPN transistors Q41 to Q43 and a resistor R13. The current mirror circuit composed of the transistors Q41 to Q43 and the resistor R13 draws a current I43c corresponding to the collector current I33c of the transistor Q33 from the collector of the transistor Q43.
[0064]
The collector current I43c of the transistor Q43 draws a current from a clamp circuit composed of the PNP transistor Q51 and the resistor R14. The clamp circuit composed of the transistor Q51 and the resistor R14 is driven by the collector current I43c of the transistor Q43 during the short brake operation, and keeps the base potential of the transistor QA3 constant. Note that the clamp circuit does not affect the base potential of the transistor QA3 because the transistor Q51 is turned off when the transistor Q43 is turned off during normal operation. Note that the base potential of the transistor QA3 is determined by the first switching signal from the
[0065]
Next, the operation at the time of short brake of the
[0066]
FIG. 6 shows an operation waveform diagram of the
[0067]
At time t0, the short brake operation is instructed, the transistor QA1 is turned off by the first and second switching signals, the transistor QA2 is turned on, and the short brake control signal is set to the high level as shown in FIG. Then, the back electromotive force generated in the motor coil Lu causes the voltage at the output terminal T9 to fall below the GND potential as shown by the solid line in FIG. At this time, the voltage at the output terminal T9 gradually rises to the GND potential until the rotation of the motor rotor stops at time t2.
[0068]
At this time, in this embodiment, the
[0069]
On the other hand, when the
[0070]
FIG. 7 is a characteristic diagram of the power supply current with respect to the motor rotation speed of the
[0071]
According to this embodiment, the
[0072]
Therefore, the breakdown voltage of the output transistors QA1 and QA2 can be set small. Therefore, the element sizes of the transistors QA1 and QA2 can be increased, and the destruction of the transistors QA1 and QA2 due to the output terminal voltage drop during a short brake can be prevented without increasing the chip size of the motor driving IC.
[0073]
In this embodiment, the current I23c drawn from the collector of the transistor Q23 is turned back by a current mirror circuit composed of the transistors Q31 to Q33 and the resistor R12 and a current mirror circuit composed of the transistors Q41 to Q43 and the resistor R13, and then the transistor Q51 and The clamp circuit configured by the resistor R14 is supplied to the clamp circuit configured by the transistor Q51 and the resistor R14. However, the circuit configuration can be simplified.
[0074]
FIG. 8 shows a circuit configuration diagram of a modified example of the
[0075]
The
[0076]
In the above embodiment, the driving circuit for the three-phase brushless motor has been described as an example. However, the present invention is not limited to this and can be applied as a driving circuit for a DC motor or the like.
[0077]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the protection circuit generates a constant voltage based on the drive current generated by the drive current generation circuit using the base potential of the current supply transistor that supplies the drive current to the transistor during a short brake. Since the transistors can be reliably turned off by clamping to the off potential by the clamp circuit composed of the circuit, the output transistors are both turned on by the parasitic current, and the through current can be prevented from flowing. It has the feature that it can cope with a decrease in output terminal voltage, such as during a short brake, without increasing the element size.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block configuration diagram of an embodiment of a motor drive system of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a motor M.
FIG. 3 is a block configuration diagram of a
FIG. 4 is a block configuration diagram of a
5 is a circuit configuration diagram of a
FIG. 6 is an operation waveform diagram of a
FIG. 7 is a characteristic diagram of a through current with respect to the motor speed of a
8 is a circuit configuration diagram of a modification of the
FIG. 9 is a block diagram of a conventional motor drive circuit.
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a
FIG. 11 is a cross-sectional configuration diagram of an
FIG. 12 is an operation waveform diagram of drive current during normal operation.
13 is an operation explanatory diagram of a main part of the
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (4)
ショートブレーキ時に前記一対のトランジスタ対のうち一方のトランジスタをオンさせ、他方のトランジスタをオフさせるショートブレーキ制御回路と、
前記一対のトランジスタのうちショートブレーキ時にオフされる側のトランジスタをスイッチングする電流供給トランジスタと、
ショートブレーキ時に前記電流供給トランジスタのベース電位をオフ電位にクランプする保護回路とを有し、
前記保護回路は、更に、電流を出力する電流源と、
前記ショートブレーキ時にオンされ、前記電流源からの電流を出力するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子がオンしたときに、前記電流源からの電流に応じて駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、
前記駆動電流生成回路で生成された駆動電流によって駆動され、前記電流供給トランジスタのベース電位をクランプするクランプ回路とを有し、
前記クランプ回路は、更に、前記駆動電流生成回路で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されることを特徴とするモータ駆動回路。In a motor drive circuit having at least a pair of transistors for supplying current to the motor coil and drawing current from the motor coil,
A short brake control circuit that turns on one transistor of the pair of transistors and turns off the other transistor during a short brake;
A current supply transistor that switches a transistor that is turned off during a short brake of the pair of transistors;
The base potential of the current supply transistors have a protection circuit to clamp off potential during the short brake,
The protection circuit further includes a current source that outputs a current;
A switching element that is turned on during the short brake and outputs a current from the current source;
A drive current generation circuit that generates a drive current according to a current from the current source when the switching element is turned on;
A clamp circuit that is driven by the drive current generated by the drive current generation circuit and clamps the base potential of the current supply transistor;
The clamping circuit further motor drive circuit according to claim Rukoto consists constant voltage circuit for generating a constant voltage based on the generated drive current by the driving current generating circuit.
前記駆動電流生成回路と前記定電圧生成用トランジスタのベースとの接続点と前記定電圧生成用トランジスタのコレクタとの間に接続される抵抗とを有し、 A resistor connected between a connection point between the drive current generation circuit and the base of the constant voltage generation transistor and a collector of the constant voltage generation transistor;
前記定電圧生成用トランジスタのコレクタと前記抵抗との接続点が前記電流供給トランジスタのベースに接続された請求項1記載のモータ駆動回路。 The motor drive circuit according to claim 1, wherein a connection point between the collector of the constant voltage generation transistor and the resistor is connected to a base of the current supply transistor.
前記モータ駆動回路は、ショートブレーキ時に前記一対のトランジスタ対のうち一方のトランジスタをオンさせ、他方のトランジスタをオフさせるショートブレーキ制御回路と、
前記一対のトランジスタのうちショートブレーキ時にオフされる側のトランジスタをスイッチングする電流供給トランジスタと、
ショートブレーキ時に前記電流供給トランジスタのベース電位をオフ電位にクランプする保護回路とを有し、
前記保護回路は、更に、電流を出力する電流源と、
前記ショートブレーキ時にオンされ、前記電流源からの電流を出力するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子がオンしたときに、前記電流源からの電流に応じて駆動電流を生成する駆動電流生成回路と、
前記駆動電流生成回路で生成された駆動電流によって駆動され、前記電流供給トランジスタのベース電位をクランプするクランプ回路とを有し、
前記クランプ回路は、更に、前記駆動電流生成回路で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路を有し、
ショートブレーキ時に前記一対のトランジスタ対のうち一方のトランジスタをオンさせ、他方のトランジスタをオフさせるとともに、前記一対のトランジスタのうちショートブレーキ時にオフされる側のトランジスタをスイッチングする電流供給トランジスタのベース電位をオフ電位にクランプすることを特徴とするモータ駆動方法。A motor drive method of a motor drive circuit having at least a pair of transistors for supplying current to the motor coil and drawing current from the motor coil,
The motor drive circuit is a short brake control circuit that turns on one transistor of the pair of transistor pairs and turns off the other transistor during a short brake,
A current supply transistor that switches a transistor that is turned off during a short brake of the pair of transistors;
A protection circuit that clamps the base potential of the current supply transistor to an off-potential during a short brake,
The protection circuit further includes a current source that outputs a current;
A switching element that is turned on during the short brake and outputs a current from the current source;
A drive current generation circuit that generates a drive current according to a current from the current source when the switching element is turned on;
A clamp circuit that is driven by the drive current generated by the drive current generation circuit and clamps the base potential of the current supply transistor;
The clamp circuit further includes a constant voltage circuit that generates a constant voltage based on the drive current generated by the drive current generation circuit,
One transistor of the pair of transistors is turned on and the other transistor is turned off at the time of the short brake, and the base potential of the current supply transistor that switches the transistor that is turned off at the time of the short brake is turned off. A motor driving method characterized by clamping to an off potential.
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