JP4321089B2

JP4321089B2 - Motor driving circuit and motor driving method

Info

Publication number: JP4321089B2
Application number: JP2003092500A
Authority: JP
Inventors: 浩司島田; 智光大原
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2003-03-28
Filing date: 2003-03-28
Publication date: 2009-08-26
Anticipated expiration: 2023-03-28
Also published as: JP2004304882A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ駆動回路及びモータ駆動方法に係り、特に、モータコイルに電流を供給するとともに、モータコイルから電流を引き込む少なくとも一対のトランジスタ対を有するモータ駆動回路及びモータ駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は従来のモータ駆動回路のブロック構成図を示す。
【０００３】
モータ駆動回路１は、三相ブラシレスモータＭを駆動するための回路であり、主に、Ｕ相駆動回路１０ａ、Ｖ相駆動回路１０ｂ、Ｗ相駆動回路１０ｃ、アンプ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、マトリクス回路１２を含む構成とされている。なお、モータ駆動回路１は、通常、ＩＣチップ化されている。
【０００４】
モータＭには、モータＭのロータの回転を検出するための検出素子１３ａ、１３ｂ、１３ｃが設けられている。検出素子１３ａ、１３ｂ、１３ｃは、モータＭの回転中心を中心として略１２０°間隔に配置されており、モータＭのロータマグネット１１１が発生する磁界に応じた検出信号を出力する。検出素子１３ａ、１３ｂ、１３ｃの出力検出信号は、モータ駆動回路１に供給される。
【０００５】
検出素子１３ａからの検出信号はモータ駆動回路１内でアンプ１１ａを通して、マトリクス回路１２に供給され、検出素子１３ｂからの検出信号はモータ駆動回路１内でアンプ１１ｂを通してマトリクス回路１２に供給され、検出素子１３ｃからの検出信号はモータ駆動回路１内でアンプ１１ｃを通してマトリクス回路１２に供給される。マトリクス回路１２は、検出素子１３ａ、１３ｂ、１３ｃからの検出信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相制御信号を生成する。
【０００６】
マトリクス回路１２で生成された制御信号のうちＵ相制御信号はＵ相駆動回路１０ａに供給され、Ｖ相制御信号はＶ相駆動回路１０ｂに供給され、Ｗ相制御信号はＷ相駆動回路１０ｃに供給される。
【０００７】
Ｕ相駆動回路１０ａは、マトリクス回路１２からのＵ相制御信号からＵ相駆動信号を生成し、モータＭを構成するＵ相コイルＬuに供給する。Ｖ相駆動回路１０ｂは、マトリクス回路１２からのＶ相制御信号からＶ相駆動信号を生成し、モータＭを構成するＶ相コイルＬvに供給する。Ｗ相駆動回路１０ｃは、マトリクス回路１２からのＷ相制御信号からＷ相駆動信号を生成し、モータＭを構成するＷ相コイルＬwに供給する。
【０００８】
図１０はＵ相駆動回路１０ａの回路構成図、図１１はそのＩＣチップ上での断面図を示す。
【０００９】
Ｕ相駆動回路１０ａは、トランジスタＱA1〜ＱA4、寄生ダイオードＤA1、寄生トランジスタＱAS11、ＱAS12、ＱAS13、ＱAS2、ＱAS3、抵抗ＲA2を含む構成とされている。
【００１０】
なお、Ｖ相駆動回路１０ｂ、Ｗ相駆動回路１０ｃは、Ｕ相駆動回路１０ａと同様な構成とされているので、その説明は省略する。
【００１１】
Ｕ相駆動回路１０ａのトランジスタＱA3は、ＰＮＰトランジスタから構成されている。トランジスタＱA3は、図１１に示すようにＰ型半導体基板２１上に形成されており、Ｎ型埋め込み層２２、Ｎ型エピタキシャル層２３、Ｐ型拡散層２４、２５、Ｎ＋型拡散層２６を含む構成とされ、エピタキシャル層２３がベースとされ、Ｐ型拡散層２４がエミッタ、Ｐ型拡散層２５がコレクタとされている。
【００１２】
トランジスタＱA3のエミッタには電源電圧Ｖccが印加され、コレクタはトランジスタＱA1のベースに接続され、ベースにはマトリクス回路１２から第１のスイッチング信号が供給される。トランジスタＱA3は、Ｕ相制御信号を構成する第１のスイッチング信号がハイレベルのときにオフし、第１のスイッチング信号がローレベルのときにオンする。
【００１３】
トランジスタＱA1は、ＮＰＮトランジスタで構成されている。トランジスタＱA1は、図１１に示すようにＰ型半導体基板２１に形成されており、埋め込み層２７、Ｎ型エピタキシャル層２８、Ｐ型拡散層２９、Ｎ型拡散層３０、Ｎ型拡散層３１、３２、Ｎ型拡散層３３を含む構成とされている。Ｎ型エピタキシャル層２８、及び、Ｎ型拡散層３１、３２、並びに、Ｎ型拡散層３３によりコレクタが形成され、Ｐ型拡散層２９によりベースが形成され、Ｎ型拡散層３０によりエミッタが形成されている。
【００１４】
トランジスタＱA1のコレクタには、電源電圧Ｖccを電流検出用抵抗Ｒを通して電圧が印加され、エミッタは出力端子Ｔoutに接続され、ベースはトランジスタＱA3のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱA1のベース−エミッタ間には、バイアス抵抗ＲA2が接続されている。
【００１５】
トランジスタＱA2は、ＮＰＮトランジスタから構成されている。トランジスタＱA2は、半導体基板２１に形成された埋め込み層３４、Ｎ型エピタキシャル層３５、Ｐ型拡散層３６、Ｎ型拡散層３７、Ｎ型拡散層３８、３９、コンタクト用Ｎ型拡散層４０を含む構成とされている。Ｎ型エピタキシャル層３５、及び、Ｎ型拡散層３８、３９、並びに、Ｎ型拡散層４０がコレクタとされ、Ｐ型拡散層３６がベースとされ、Ｎ型拡散層３７がエミッタとされている。
【００１６】
トランジスタＱA2のコレクタは出力端子Ｔoutに接続され、エミッタは接地され、ベースにはマトリクス回路１２からＵ相制御信号を構成する第２のスイッチング信号が供給される。トランジスタＱA2は、第２のスイッチング信号がハイレベルのときオンし、ローレベルのときオフする。
【００１７】
さらに、トランジスタＱA4は、ＮＰＮトランジスタから構成されており、半導体基板２１に形成されたＮ型埋め込み層４１、Ｎ型エピタキシャル層４２、Ｐ型拡散層４３、Ｎ型拡散層４４、４５を含む構成とされている。埋め込み層４１、エピタキシャル層４２、拡散層４５はトランジスタＱA4のコレクタとされ、拡散層４３はトランジスタＱA4のベースとされ、拡散層４４はトランジスタＱA4のエミッタとされる。トランジスタＱA4は、ベース及びコレクタがトランジスタＱA1のエミッタと出力端子Ｔoutとの接続点に接続され、エミッタがトランジスタＱA3のコレクタに接続されており、保護素子として作用する。
【００１８】
なお、図１１に示すような構造によって、埋め込み層２２、及び、エピタキシャル層２３、並びに、拡散層２６をベースとし、拡散層２４をエミッタとし、半導体基板２１をコレクタとした寄生のトランジスタＱAS2が形成されるとともに、埋め込み層２７、及び、拡散層３１、３２、並びに、拡散層３３をコレクタとし、埋め込み層３２、及び、拡散層３６、３７、並びに、拡散層３８をエミッタとし、半導体基板２１をベースとして寄生のトランジスタＱAS12が形成される。さらに、Ｎ型埋め込み層５１、Ｎ型エピタキシャル層５２、Ｎ型拡散層５３をコレクタとし、埋め込み層３２、及び、拡散層３６、３７、並びに、拡散層３８をエミッタとし、半導体基板２１をベースとして寄生トランジスタＱAS13が形成される。
【００１９】
次に、Ｕ相駆動回路１０ａの動作を説明する。
【００２０】
モータ駆動回路１では、第１のスイッチング信号、及び、第２のスイッチング信号を共にローレベルにすると、トランジスタＱA1がオンし、トランジスタＱA2がオフする。これによって、出力端子ＴoutからコイルＬuに電流が出力され、コイルＬuに電流を供給することができる。また、第１のスイッチング信号、及び、第２のスイッチング信号を共にハイレベルにすると、トランジスタＱA1がオフし、トランジスタＱA2がオンする。これによって、コイルＬuから出力端子Ｔout側に電流を引き込むことができる。さらに、第１のスイッチング信号をハイレベル、第２のスイッチング信号をローレベルにすることによりトランジスタＱA1、ＱA2を共にオフし、コイルＬuへの電流供給を停止できる。
【００２１】
図１２は通常動作時の駆動電流の動作波形図を示す。
【００２２】
Ｕ相駆動回路１０ａ、Ｖ相駆動回路１０ｂ、Ｗ相駆動回路１０ｃの第１及び第２のスイッチング信号を図１２に示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相で互いに１２０°移動が異なるタイミングでコイルＬu、Ｌv、Ｌwに駆動電流が流れるように制御することにより、ロータを回転させることができる。
【００２３】
このようなモータＭでは、コイルＬu、Ｌv、Ｌwを接地にショートさせて、ロータの回転を停止させる、ショートブレーキ動作が行われる。ショートブレーキ動作時には、Ｕ相駆動回路１０ａはトランジスタＱA1をオフし、トランジスタＱA2をオンするとともに、Ｖ相駆動回路１０ｂ、Ｗ相駆動回路１０ｃの対応するトランジスタをＵ相駆動回路１０ａと同様にスイッチングする。これによって、コイルＬu、Ｌv、Ｌwが同時に接地にショートされ、ショートブレーキ状態となる。
【００２４】
図１３はＵ相駆動回路１０ａの要部の動作説明図を示す。
【００２５】
通常動作時において、トランジスタＱA1をオンし、トランジスタＱA2をオフすることにより、Ｕ相コイルＬuに図１３（Ａ）に示すような電流Ｉ1が供給される。また、トランジスタＱA1をオフし、トランジスタＱA2をオンすることにより、Ｕ相コイルＬuから図１３（Ａ）に示すような電流Ｉ2が引き込まれる。
【００２６】
また、モータＭが回転した状態から停止させるときには、コイルＬu、Ｌv、Ｌwをすべて接地にショートさせて、制動力を得る、いわゆる、ショートブレーキがかけられる。
【００２７】
このとき、コイルＬu、Ｌv、Ｌwを接地にショートさせるため、図１３（Ｂ）に示すようにトランジスタＱA1をオフし、トランジスタＱA2をオンさせ、コイルＬu、Ｌv、Ｌwをショートさせていた。
【００２８】
なお、上記モータ駆動回路に相当する先行技術文献は発見できなかった。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、モータ駆動回路では、ショートブレーキ動作時に、コイルＬu、Ｌv、Ｌwに発生する逆起電力によりＵ相駆動回路１０ａ、Ｖ相駆動回路１０ｂ、Ｗ相駆動回路１０ｃで出力端子Ｔoutの電位が下がる。例えば、Ｕ相駆動回路１０ａにおいて出力端子Ｔoutの電位が下がると、寄生トランジスタＱAS11のエミッタ電位が下がることになり、トランジスタＱAS11がオンする。トランジスタＱAS11がオンすると、寄生トランジスタＱAS2がオンする。
【００３０】
寄生トランジスタＱAS2がオンすると、寄生トランジスタＱAS11のコレクタ電流がさらに増加する。いわゆる、寄生電流が増加することになる。寄生トランジスタＱAS11のコレクタ電流が増加すると、トランジスタＱA3のコレクタ電流、すなわち、トランジスタＱA1のベース電流が増加する。
【００３１】
トランジスタＱA1のコレクタ電流Ｉcは、トランジスタＱA1の電流増幅率をβとし、トランジスタＱA1のベース電流をＩbとすると、
Ｉc＝β×Ｉb
で表される。
【００３２】
このため、寄生電流が増加し、トランジスタＱA1のベース電流Ｉbが増加すると、トランジスタＱA1のコレクタ電流がベース電流Ｉbをβ倍して出力されることになる。これによって、電源からトランジスタＱA1、ＱA2を通して貫通電流が流れることになる。貫通電流が流れることで、トランジスタＱA1、ＱA2でジャンクションの温度が上昇し、素子破壊が起こる恐れがある。
【００３３】
このとき、トランジスタＱA1、ＱA2の破壊を防止するためには、トランジスタＱA1、ＱA2の素子サイズを大きくする必要がある。しかしながら、トランジスタＱA1、ＱA2の素子サイズを大きくすると、モータ駆動用ＩＣのチップサイズが大きくなるなどの問題点があった。
【００３４】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、チップサイズを大きくすることなく、トランジスタの破壊を防止できるモータ駆動回路及びモータ駆動方法を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、モータコイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）に電流を供給するとともに、該モータコイル（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）から電流を引き込む少なくとも一対のトランジスタ対（ＱＡ１、ＱＡ２）を有するモータ駆動回路において、ショートブレーキ時に前記一対のトランジスタ対（ＱＡ１、ＱＡ２）のうち一方のトランジスタ（ＱＡ２）をオンさせ、他方のトランジスタ（ＱＡ１）をオフさせるショートブレーキ制御回路（３４）と、前記一対のトランジスタのうちショートブレーキ時にオフされる側のトランジスタ（ＱＡ１）をスイッチングする電流供給トランジスタ（ＱＡ３）と、ショートブレーキ時に前記電流供給トランジスタ（ＱＡ３）のベース電位をオフ電位にクランプする保護回路（１４１）とを有し、前記保護回路（１４１）は、更に、電流を出力する電流源（２０１）と、前記ショートブレーキ時にオンされ、前記電流源からの電流を出力するスイッチング素子（Ｑ11）と、前記スイッチング素子（Ｑ11）がオンしたときに、前記電流源（２０１）からの電流に応じて駆動電流を生成する駆動電流生成回路（Ｑ21−Ｑ23、Ｒ11）と、前記駆動電流生成回路（Ｑ21−Ｑ23、Ｒ11）で生成された駆動電流によって駆動され、前記電流供給トランジスタ（ＱＡ３）のベース電位をクランプするクランプ回路（Ｑ51、Ｒ14）とを有し、前記クランプ回路（Ｑ51、Ｒ14）は、更に、前記駆動電流生成回路（Ｑ21−Ｑ23、Ｒ11）で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されることを特徴とする。
【００３６】
本発明によれば、保護回路（１４１）によりショートブレーキ時にトランジスタ（ＱＡ１）に駆動電流を供給する電流供給トランジスタ（ＱＡ３）のベース電位を駆動電流生成回路（Ｑ21−Ｑ23、Ｒ11）で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されるクランプ回路（Ｑ51、Ｒ14）によりオフ電位にクランプすることにより、トランジスタ（ＱＡ１）を確実にオフさせることができるため、寄生電流により出力トランジスタ（ＱＡ１、ＱＡ２）が共にオンし、貫通電流が流れるのを防止できる。よって、出力トランジスタ（ＱＡ１、ＱＡ２）の素子サイズを大きくすることなく、ショートブレーキ時など出力端子電圧の低下に対応できる。
【００３７】
なお、参照符号はあくまでも参考であり、この参照符号によって特許請求の範囲が限定されるものではない。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明のモータ駆動システムの一実施例のブロック構成図を示す。
【００３９】
本実施例のモータ駆動システム１００は、三相ブラシレスモータＭ、ホール素子１０１−１〜１０１−３、モータ駆動回路１０２を含む構成とされている。
【００４０】
図２は三相ブラシレスモータＭの構成図を示す。
【００４１】
図２に示す三相ブラシレスモータＭは、アウタロータ型のモータであり、多極性に着磁されたロータマグネット１１１、ステ−タヨーク１１２に巻回されたＵ相コイルＬu、Ｖ相コイルＬv、Ｗ相コイルＬwを含む。ロータマグネット１１１は、ステ−タヨーク１１２の周囲に回転自在に配設される。
【００４２】
ホール素子１０１−１〜１０１−３には、抵抗Ｒ１を介して制御電流が供給されており、印加磁界に応じた出力電圧をその出力端子に発生する。ホール素子１０１−１〜１０１−３は、例えば、モータＭの回転中心を中心として略１２０°間隔に配置されており、ロータマグネット１１１が発生する磁界に応じた電圧を出力する。ホール素子１０１−１〜１０１−３の出力電圧は、モータ駆動回路１０２に供給される。
【００４３】
モータ駆動回路１０２は、モータ駆動用ＩＣ（integrated circuit）１０３、電圧源１０４、１０５、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１を含む構成とされている。
【００４４】
ホール素子１０１−１の出力端子は、モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ１、Ｔ２に接続されている。また、ホール素子１０１−２の出力端子は、モータ駆動ＩＣ１０３の端子Ｔ３、Ｔ４に接続されている。さらに、ホール素子１０１−３の出力端子は、モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ５、Ｔ６に接続されている。
【００４５】
モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ７には、電圧源１０４から電源電圧Ｖccが印加される。モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ８には、電圧源１０４からの駆動電圧Ｖccを抵抗Ｒ２で降圧させた電圧が印加されている。モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ９には、Ｕ相コイルＬuの一端が接続される。モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ10には、Ｖ相コイルＬvの一端が接続される。モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ11には、Ｗ相コイルＬwの一端が接続される。また、コイルＬu、Ｌv、Ｌwの他端は互いに接続されている。コイルＬu、Ｌv、Ｌwは、いわゆる、スター結線された構成とされている。
【００４６】
また、モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ12、Ｔ13には、外部回路から回転制御用信号が供給される。さらに、モータ駆動用ＩＣ１０３の端子Ｔ16は、接地されている。
【００４７】
モータ駆動用ＩＣ１０３は、ホール素子１０１−１〜１０１−３の出力電圧に基づいてコイルＬu、Ｌv、Ｌwに回転磁界が発生するように駆動電流を供給する。このとき、端子Ｔ12、Ｔ13に供給される回転制御用信号に基づいて駆動電流を制御する。
【００４８】
次にモータ駆動用ＩＣ１０３について詳細に説明する。
【００４９】
図３はモータ駆動用ＩＣ１０３のブロック構成図を示す。
【００５０】
モータ駆動用ＩＣ１０３は、ホールアンプ１３１〜１３３、マトリクス回路１３４、出力部１３５、回転制御回路１３６を含む構成とされている。
【００５１】
ホールアンプ１３１は、非反転入力端子が端子Ｔ１に、反転入力端子が端子Ｔ２に接続されており、ホール素子１０１−１の出力電圧を矩形波に波形整形してマトリクス回路１３４に供給する。ホールアンプ１３２は、非反転入力端子が端子Ｔ３に、反転入力端子が端子Ｔ４に接続されており、ホール素子１０１−２の出力電圧を矩形波に波形整形してマトリクス回路１３４に供給する。ホールアンプ１３３は、非反転入力端子が端子Ｔ５に、反転入力端子が端子Ｔ６に接続されており、ホール素子１０１−３の出力電圧を矩形波に波形整形してマトリクス回路１３４に供給する。
【００５２】
マトリクス回路１３４は、ホールアンプ１３１〜１３３からの矩形波に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相制御信号を生成する。マトリクス回路１３４で生成された三相制御信号は、出力部１３５に供給される。なお、マトリクス回路１３４には、特許請求の範囲のショートブレーキ制御回路を含む構成とされおり、ショートブレーキ動作時には一対のトランジスタＱA1、ＱA2のうち、一方のトランジスタＱＡ2をオンさせ、他方のトランジスタＱA1をオフさせるように制御を行なっている。
【００５３】
出力部１３５は、Ｕ相駆動回路１３５ａ、Ｖ相駆動回路１３５ｂ、Ｗ相駆動回路１３５ｃを含む構成とされている。Ｕ相駆動回路１３５ａは、マトリクス回路１３４からのＵ相制御信号に基づいて出力端子Ｔ９に供給するＵ相駆動電流を制御する。Ｖ相駆動回路１３５ｂは、マトリクス回路１３４からのＶ相制御信号に基づいて出力端子Ｔ10に供給するＶ相駆動電流を制御する。Ｗ相駆動回路１３５ｃは、マトリクス回路１３４からのＷ相制御信号に基づいて出力端子Ｔ11に供給するＷ相駆動電流を制御する。
【００５４】
回転制御回路１３６には、端子Ｔ12、Ｔ13から回転制御信号が供給される。回転制御回路１３６は、端子Ｔ12、Ｔ13からの回転制御信号に基づいてマトリクス回路１３４を制御する。マトリクス回路１３４から出力部１３５に供給する信号を制御する。
【００５５】
次に出力部１３５を構成するＵ相駆動回路１３５ａ、及び、Ｖ相駆動回路１３５ｂ、並びに、Ｗ相駆動回路１３５ｃについて説明する。なお、Ｕ相駆動回路１３５ａ、及び、Ｖ相駆動回路１３５ｂ、並びに、Ｗ相駆動回路１３５ｃは、同じ構成であるので、駆動回路の構成を、Ｕ相駆動回路１３５ａを例に詳細に説明する。
【００５６】
図４はＵ相駆動回路１３５ａの回路構成図を示す。同図中、図９と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５７】
Ｕ相駆動回路１３５ａは、ショートブレーキ時にトランジスタＱ3Aのベース電位をオフ電位にクランプする保護回路１４１を含む構成とされている。
【００５８】
図５は保護回路１４１の回路構成図を示す。
【００５９】
Ｕ相駆動回路１３５ａの保護回路１４１は、電流源２０１、トランジスタＱ11、Ｑ21〜Ｑ23、Ｑ31〜Ｑ33、Ｑ41〜Ｑ43、Ｑ51、抵抗Ｒ11〜Ｒ14を含む構成とされている。
【００６０】
トランジスタＱ11は、ＮＰＮトランジスタから構成され、ベースにはショートブレーキ制御信号が供給されており、ショートブレーキ制御信号がハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。トランジスタＱ11はオンのときにはコレクタに接続された電流源２０１からの電流をエミッタから出力し、オフのときにはエミッタからの電流出力を停止する。
【００６１】
トランジスタＱ11のエミッタ電流Ｉ11eは、ＮＰＮトランジスタＱ21〜Ｑ23、抵抗Ｒ11から構成されるカレントミラー回路に供給される。トランジスタＱ21〜Ｑ23及び抵抗Ｒ11から構成されるカレントミラー回路は、トランジスタＱ11のエミッタ電流Ｉ11eに応じた電流Ｉ23cをトランジスタＱ23のコレクタから引き込む。
【００６２】
トランジスタＱ23は、ＰＮＰトランジスタＱ31〜Ｑ33、抵抗Ｒ12から構成されるカレントミラー回路からコレクタ電流Ｉ23cを引き込む。トランジスタＱ31〜Ｑ33及び抵抗Ｒ12から構成されるカレントミラー回路は、トランジスタＱ23のコレクタ電流Ｉ23cに応じた電流Ｉ33cをトランジスタＱ33のコレクタから出力する。
【００６３】
トランジスタＱ33のコレクタ電流Ｉ33cは、ＮＰＮトランジスタＱ41〜Ｑ43及び抵抗Ｒ13から構成されるカレントミラー回路に供給される。トランジスタＱ41〜Ｑ43及び抵抗Ｒ13から構成されるカレントミラー回路は、トランジスタＱ33のコレクタ電流Ｉ33cに応じた電流Ｉ43cをトランジスタＱ43のコレクタから引き込む。
【００６４】
トランジスタＱ43のコレクタ電流Ｉ43cは、ＰＮＰトランジスタＱ51及び抵抗Ｒ14から構成されるクランプ回路から電流を引き込む。トランジスタＱ51及び抵抗Ｒ14から構成されるクランプ回路は、ショートブレーキ動作時にトランジスタＱ43のコレクタ電流Ｉ43cにより駆動され、トランジスタＱA3のベース電位を一定に保持する。なお、クランプ回路は、通常動作時にトランジスタＱ43がオフした状態ではトランジスタＱ51がオフし、トランジスタＱA3のベース電位に影響を与えない。なお、トランジスタＱA3のベース電位は、マトリクス回路３４からの第１のスイッチング信号によって決定されており、ショートブレーキ時には第１のスイッチング信号に加えて、クランプ回路が動作し、一定電位にクランプされる。
【００６５】
次に、Ｕ相駆動回路１３５ａのショートブレーキ時の動作について説明する。
【００６６】
図６はＵ相駆動回路１３５ａの動作波形図を示す。図６（Ａ）はショートブレーキ制御信号、図６（Ｂ）は出力端子Ｔ9の電圧波形、図６（Ｃ）は電源電流波形を示す。また、図６で実線は保護回路１４１がある場合、一点鎖線は保護回路１４１がない場合の波形を示している。
【００６７】
時刻ｔ0でショートブレーキ動作が指示され、第１及び第２のスイッチング信号によりトランジスタＱA1がオフされ、トランジスタＱA2がオンされるとともに、図６（Ａ）に示すようにショートブレーキ制御信号がハイレベルになると、モータコイルＬuに発生する逆起電力により図６（Ｂ）に実線で示すように出力端子Ｔ9の電圧がＧＮＤ電位より低下する。このとき、出力端子Ｔ9の電圧は、時刻ｔ2でモータロータの回転が停止するまで徐々にＧＮＤ電位まで上昇する。
【００６８】
このとき、本実施例では、図６（Ａ）に実線で示すショートブレーキ制御信号により保護回路１４１が駆動され、トランジスタＱA3のベース電位がオフ電位にクランプされるため、トランジスタＱA1は確実にオフしているので、モータコイルＬuに駆動電流が供給されることはないので、図６（Ｃ）に実線で示すように電源電流は、急激に低下し、時刻ｔ2ではモータ駆動用ＩＣ１０３の消費電流程度となる。
【００６９】
一方、保護回路１４１がない場合には、モータコイルＬuの逆起電力によりトランジスタＱA3がオンし、これによってトランジスタＱA1がオンし、トランジスタＱA1、ＱA2に貫通電流が流れることによって、時刻ｔ1でトランジスタＱA1、ＱA2が破壊する。これによって、図６（Ｂ）に一点鎖線で示すように出力端子Ｔ9の電圧が略電源電圧程度まで上昇するとともに、図６（Ｃ）に一点鎖線で示すように電源電流が最大になってしまう。
【００７０】
図７はＵ相駆動回路１３５ａのモータ回転数に対する電源電流の特性図を示す。
【００７１】
本実施例によれば、ショートブレーキ時に保護回路１４１によりトランジスタＱA3のベース電位をオフ電位にクランプすることにより、ショートブレーキ時に出力トランジスタＱA1を確実にオフすることができる。このため、図７に一点鎖線で示すようにモータロータの回転数の増加によってモータコイルの逆起電力が増加しても、モータコイルの逆起電力の影響により出力トランジスタＱA1がオンし、図７に実線で示すように電源電流が増加することがない。よって、出力トランジスタＱA1、ＱA2に貫通電流が流れて、出力トランジスタＱA1、ＱA2が破壊することを防止できる。
【００７２】
このため、出力トランジスタＱA1、ＱA2の耐圧を小さく設定することができる。よって、トランジスタＱA1、ＱA2の素子サイズを大きくすることができ、モータ駆動用ＩＣのチップサイズを大きくすることなく、ショートブレーキ時の出力端子電圧低下によるトランジスタＱA1、ＱA2の破壊を防止できる。
【００７３】
なお、本実施例では、トランジスタＱ23のコレクタからの引き込み電流Ｉ23cをトランジスタＱ31〜Ｑ33及び抵抗Ｒ12からなるカレントミラー回路及びトランジスタＱ41〜Ｑ43及び抵抗Ｒ13からなるカレントミラー回路により折り返した後、トランジスタＱ51及び抵抗Ｒ14から構成されるクランプ回路に供給し、トランジスタＱ51及び抵抗Ｒ14から構成されるクランプ回路を駆動する構成としたが、回路構成を簡略化することも可能である。
【００７４】
図８は保護回路１４１の変形例の回路構成図を示す。同図中、図５と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００７５】
本変形例の保護回路１４１は、トランジスタＱ23のコレクタ電流Ｉ23cによりトランジスタＱ51及び抵抗Ｒ14から構成されるクランプ回路を直接的に駆動している。本変形例によれば、トランジスタＱ31〜Ｑ33、Ｑ41〜Ｑ43、抵抗Ｒ12、Ｒ13を省略できる。だたし、電流増幅率を大きくする必要がある場合には、例えば、トランジスタＱ21〜Ｑ23のエミッタ面積などを大きく設定する必要がある。
【００７６】
また、上記実施例では、３相ブラシレスモータの駆動回路を例にとって説明を行なったが、これに限定されるものではなく、直流モータなどの駆動回路として適用できることは言うまでもない。
【００７７】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、保護回路によりショートブレーキ時にトランジスタに駆動電流を供給する電流供給トランジスタのベース電位を駆動電流生成回路で生成された駆動電流に基づいて定電圧を発生する定電圧回路から構成されるクランプ回路によりオフ電位にクランプすることにより、トランジスタを確実にオフさせることができるため、寄生電流により出力トランジスタが共にオンし、貫通電流が流れるのを防止でき、よって、出力トランジスタの素子サイズを大きくすることなく、ショートブレーキ時など出力端子電圧の低下に対応できる等の特長を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のモータ駆動システムの一実施例のブロック構成図である。
【図２】モータＭの構成図である。
【図３】モータ駆動用ＩＣ１０３のブロック構成図である。
【図４】Ｕ相駆動回路１３５ａのブロック構成図である。
【図５】保護回路１４１の回路構成図である。
【図６】Ｕ相駆動回路１３５ａの動作波形図である。
【図７】Ｕ相駆動回路１３５ａのモータ回転数に対する貫通電流の特性図である。
【図８】保護回路１４１の変形例の回路構成図である。
【図９】従来のモータ駆動回路のブロック構成図である。
【図１０】Ｕ相駆動回路１０ａの回路構成図である。
【図１１】Ｕ相駆動回路１０ａのＩＣチップ上での断面構成図である。
【図１２】通常動作時の駆動電流の動作波形図である。
【図１３】Ｕ相駆動回路１０ａの要部の動作説明図である。
【符号の説明】
１００モータ駆動システム
Ｍモータ、１０１−１〜１０１−３ホール素子、１０２モータ駆動回路
１０３モータ駆動用ＩＣ、１０４、１０５電圧源
Ｌu Ｕ相コイル、Ｌv Ｖ相コイル、Ｌw Ｗ相コイル
１３４マトリクス回路
１４１保護回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor drive circuit and a motor drive method, and more particularly to a motor drive circuit and a motor drive method having at least a pair of transistors that supply current to a motor coil and draw current from the motor coil.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 is a block diagram of a conventional motor drive circuit.
[0003]
The motor drive circuit 1 is a circuit for driving the three-phase brushless motor M, and mainly includes a U-phase drive circuit 10a, a V-phase drive circuit 10b, a W-phase drive circuit 10c, amplifiers 11a, 11b, and 11c, and a matrix circuit. 12 is included. Note that the motor drive circuit 1 is usually formed as an IC chip.
[0004]
The motor M is provided with detection elements 13a, 13b, and 13c for detecting the rotation of the rotor of the motor M. The detection elements 13a, 13b, and 13c are arranged at intervals of approximately 120 ° with the rotation center of the motor M as the center, and output detection signals corresponding to the magnetic field generated by the rotor magnet 111 of the motor M. Output detection signals from the detection elements 13a, 13b, and 13c are supplied to the motor drive circuit 1.
[0005]
The detection signal from the detection element 13a is supplied to the matrix circuit 12 through the amplifier 11a in the motor drive circuit 1, and the detection signal from the detection element 13b is supplied to the matrix circuit 12 through the amplifier 11b in the motor drive circuit 1 to be detected. The detection signal from the element 13c is supplied to the matrix circuit 12 through the amplifier 11c in the motor drive circuit 1. The matrix circuit 12 generates U-phase, V-phase, and W-phase three-phase control signals based on the detection signals from the detection elements 13a, 13b, and 13c.
[0006]
Of the control signals generated by the matrix circuit 12, the U-phase control signal is supplied to the U-phase drive circuit 10a, the V-phase control signal is supplied to the V-phase drive circuit 10b, and the W-phase control signal is supplied to the W-phase drive circuit 10c. Supplied.
[0007]
The U-phase drive circuit 10 a generates a U-phase drive signal from the U-phase control signal from the matrix circuit 12 and supplies it to the U-phase coil Lu constituting the motor M. The V-phase drive circuit 10 b generates a V-phase drive signal from the V-phase control signal from the matrix circuit 12 and supplies it to the V-phase coil Lv that constitutes the motor M. The W-phase drive circuit 10 c generates a W-phase drive signal from the W-phase control signal from the matrix circuit 12 and supplies it to the W-phase coil Lw that constitutes the motor M.
[0008]
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the U-phase drive circuit 10a, and FIG. 11 is a cross-sectional view on the IC chip.
[0009]
The U-phase drive circuit 10a includes transistors QA1 to QA4, a parasitic diode DA1, parasitic transistors QAS11, QAS12, QAS13, QAS2, QAS3, and a resistor RA2.
[0010]
Since the V-phase drive circuit 10b and the W-phase drive circuit 10c have the same configuration as the U-phase drive circuit 10a, the description thereof is omitted.
[0011]
The transistor QA3 of the U-phase drive circuit 10a is composed of a PNP transistor. The transistor QA3 is formed on the P-type semiconductor substrate 21 as shown in FIG. 11, and includes an N-type buried layer 22, an N-type epitaxial layer 23, P-type diffusion layers 24 and 25, and an N + -type diffusion layer 26. The epitaxial layer 23 is the base, the P-type diffusion layer 24 is the emitter, and the P-type diffusion layer 25 is the collector.
[0012]
The power supply voltage Vcc is applied to the emitter of the transistor QA3, the collector is connected to the base of the transistor QA1, and the first switching signal is supplied from the matrix circuit 12 to the base. The transistor QA3 is turned off when the first switching signal constituting the U-phase control signal is at a high level, and turned on when the first switching signal is at a low level.
[0013]
The transistor QA1 is an NPN transistor. The transistor QA1 is formed on the P-type semiconductor substrate 21 as shown in FIG. 11, and includes a buried layer 27, an N-type epitaxial layer 28, a P-type diffusion layer 29, an N-type diffusion layer 30, and N-type diffusion layers 31, 32. The N-type diffusion layer 33 is included. The N-type epitaxial layer 28, the N-type diffusion layers 31, 32, and the N-type diffusion layer 33 form a collector, the P-type diffusion layer 29 forms a base, and the N-type diffusion layer 30 forms an emitter. ing.
[0014]
The collector of the transistor QA1 is supplied with the power supply voltage Vcc through the current detection resistor R, the emitter is connected to the output terminal Tout, and the base is connected to the collector of the transistor QA3. A bias resistor RA2 is connected between the base and emitter of the transistor QA1.
[0015]
The transistor QA2 is composed of an NPN transistor. The transistor QA2 includes a buried layer 34, an N-type epitaxial layer 35, a P-type diffusion layer 36, an N-type diffusion layer 37, N-type diffusion layers 38 and 39, and a contact N-type diffusion layer 40 formed on the semiconductor substrate 21. It is configured. The N type epitaxial layer 35, the N type diffusion layers 38 and 39, and the N type diffusion layer 40 are used as a collector, the P type diffusion layer 36 is used as a base, and the N type diffusion layer 37 is used as an emitter.
[0016]
The collector of the transistor QA2 is connected to the output terminal Tout, the emitter is grounded, and the second switching signal constituting the U-phase control signal is supplied from the matrix circuit 12 to the base. The transistor QA2 is turned on when the second switching signal is at a high level and turned off when the second switching signal is at a low level.
[0017]
Further, the transistor QA4 is composed of an NPN transistor, and includes an N-type buried layer 41, an N-type epitaxial layer 42, a P-type diffusion layer 43, and N-type diffusion layers 44 and 45 formed in the semiconductor substrate 21. Has been. The buried layer 41, the epitaxial layer 42, and the diffusion layer 45 serve as the collector of the transistor QA4, the diffusion layer 43 serves as the base of the transistor QA4, and the diffusion layer 44 serves as the emitter of the transistor QA4. The base and collector of the transistor QA4 are connected to the connection point between the emitter of the transistor QA1 and the output terminal Tout, and the emitter is connected to the collector of the transistor QA3, thus acting as a protection element.
[0018]
11, the parasitic transistor QAS2 is formed which has the buried layer 22, the epitaxial layer 23, and the diffusion layer 26 as a base, the diffusion layer 24 as an emitter, and the semiconductor substrate 21 as a collector. In addition, the buried layer 27, the diffusion layers 31, 32, and the diffusion layer 33 are used as collectors, the buried layer 32, the diffusion layers 36, 37, and the diffusion layer 38 are used as emitters, and the semiconductor substrate 21 is used. A parasitic transistor QAS12 is formed as a base. Further, the N-type buried layer 51, the N-type epitaxial layer 52, and the N-type diffusion layer 53 are used as a collector, the buried layer 32, the diffusion layers 36 and 37, and the diffusion layer 38 are used as an emitter, and the semiconductor substrate 21 is used as a base. A parasitic transistor QAS13 is formed.
[0019]
Next, the operation of the U-phase drive circuit 10a will be described.
[0020]
In the motor drive circuit 1, when both the first switching signal and the second switching signal are set to the low level, the transistor QA1 is turned on and the transistor QA2 is turned off. Thereby, a current is output from the output terminal Tout to the coil Lu, and the current can be supplied to the coil Lu. Further, when both the first switching signal and the second switching signal are set to the high level, the transistor QA1 is turned off and the transistor QA2 is turned on. As a result, a current can be drawn from the coil Lu to the output terminal Tout side. Further, by setting the first switching signal to the high level and the second switching signal to the low level, both the transistors QA1 and QA2 can be turned off, and the current supply to the coil Lu can be stopped.
[0021]
FIG. 12 shows an operation waveform diagram of the drive current during normal operation.
[0022]
The first and second switching signals of the U-phase drive circuit 10a, the V-phase drive circuit 10b, and the W-phase drive circuit 10c are shown in FIG. The rotor can be rotated by controlling the drive current to flow through the coils Lu, Lv, and Lw.
[0023]
In such a motor M, a short brake operation is performed in which the coils Lu, Lv, and Lw are shorted to the ground to stop the rotation of the rotor. During the short brake operation, the U-phase drive circuit 10a turns off the transistor QA1, turns on the transistor QA2, and switches corresponding transistors of the V-phase drive circuit 10b and the W-phase drive circuit 10c in the same manner as the U-phase drive circuit 10a. . As a result, the coils Lu, Lv, and Lw are simultaneously shorted to the ground, and a short brake state is established.
[0024]
FIG. 13 is a diagram for explaining the operation of the main part of the U-phase drive circuit 10a.
[0025]
During normal operation, the transistor QA1 is turned on and the transistor QA2 is turned off, so that a current I1 as shown in FIG. 13A is supplied to the U-phase coil Lu. Further, when the transistor QA1 is turned off and the transistor QA2 is turned on, a current I2 as shown in FIG. 13A is drawn from the U-phase coil Lu.
[0026]
Further, when the motor M is stopped from the rotated state, a so-called short brake is applied in which the coils Lu, Lv, Lw are all shorted to the ground to obtain a braking force.
[0027]
At this time, in order to short-circuit the coils Lu, Lv, and Lw, as shown in FIG. 13B, the transistor QA1 is turned off, the transistor QA2 is turned on, and the coils Lu, Lv, and Lw are short-circuited.
[0028]
Note that no prior art document corresponding to the motor drive circuit was found.
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the motor drive circuit, the potential of the output terminal Tout is lowered in the U-phase drive circuit 10a, the V-phase drive circuit 10b, and the W-phase drive circuit 10c by the back electromotive force generated in the coils Lu, Lv, and Lw during the short brake operation. . For example, when the potential of the output terminal Tout decreases in the U-phase drive circuit 10a, the emitter potential of the parasitic transistor QAS11 decreases, and the transistor QAS11 is turned on. When the transistor QAS11 is turned on, the parasitic transistor QAS2 is turned on.
[0030]
When the parasitic transistor QAS2 is turned on, the collector current of the parasitic transistor QAS11 further increases. This increases the so-called parasitic current. When the collector current of the parasitic transistor QAS11 increases, the collector current of the transistor QA3, that is, the base current of the transistor QA1 increases.
[0031]
The collector current Ic of the transistor QA1 is defined as follows: β is the current amplification factor of the transistor QA1, and Ib is the base current of the transistor QA1.
Ic = β × Ib
It is represented by
[0032]
Therefore, when the parasitic current increases and the base current Ib of the transistor QA1 increases, the collector current of the transistor QA1 is output by multiplying the base current Ib by β. As a result, a through current flows from the power source through the transistors QA1 and QA2. When the through current flows, the junction temperature of the transistors QA1 and QA2 rises, and there is a possibility that element destruction occurs.
[0033]
At this time, in order to prevent the transistors QA1 and QA2 from being destroyed, it is necessary to increase the element sizes of the transistors QA1 and QA2. However, when the element sizes of the transistors QA1 and QA2 are increased, there is a problem that the chip size of the motor driving IC is increased.
[0034]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a motor drive circuit and a motor drive method capable of preventing transistor breakdown without increasing the chip size.
[0035]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a motor drive circuit having at least a pair of transistors (QA1, QA2) that supplies current to the motor coils (Lu, Lv, Lw) and draws current from the motor coils (Lu, Lv, Lw). A short brake control circuit (34) for turning on one transistor (QA2) and turning off the other transistor (QA1) in the pair of transistors (QA1, QA2) during a short brake; A current supply transistor (QA3) that switches the transistor (QA1) that is turned off during a short brake, and a protection circuit (141) that clamps the base potential of the current supply transistor (QA3) to an off potential during a short brake. The protection circuit (141) A current source (201) that outputs current, a switching element (Q11) that outputs current from the current source and is turned on during the short brake, and the current source when the switching element (Q11) is turned on. A drive current generation circuit (Q21-Q23, R11) that generates a drive current according to a current from (201), and a drive current generated by the drive current generation circuit (Q21-Q23, R11); A clamp circuit (Q51, R14) for clamping the base potential of the current supply transistor (QA3), and the clamp circuit (Q51, R14) is further generated by the drive current generation circuit (Q21-Q23, R11). constructed from the constant voltage circuit for generating a constant voltage based on the driving current and said Rukoto.
[0036]
According to the present invention, the base potential of the current supply transistor (QA3) that supplies the drive current to the transistor (QA1) during the short brake is generated by the drive current generation circuit (Q21-Q23, R11) by the protection circuit (141) . Since the transistor (QA1) can be surely turned off by clamping to the off potential by the clamp circuit (Q51, R14) composed of a constant voltage circuit that generates a constant voltage based on the drive current , the parasitic current causes The output transistors (QA1, QA2) are both turned on, and a through current can be prevented from flowing. Therefore, it is possible to cope with a decrease in the output terminal voltage such as during a short brake without increasing the element size of the output transistors (QA1, QA2).
[0037]
Note that the reference numerals are only for reference, and the scope of the claims is not limited by the reference numerals.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a motor drive system according to the present invention.
[0039]
The motor drive system 100 according to this embodiment includes a three-phase brushless motor M, Hall elements 101-1 to 101-3, and a motor drive circuit 102.
[0040]
FIG. 2 shows a configuration diagram of the three-phase brushless motor M.
[0041]
The three-phase brushless motor M shown in FIG. 2 is an outer rotor type motor, and is composed of a rotor magnet 111 magnetized in multiple polarities, a U-phase coil Lu wound around a stator yoke 112, a V-phase coil Lv, and a W-phase. The coil Lw is included. The rotor magnet 111 is rotatably disposed around the stator yoke 112.
[0042]
A control current is supplied to the Hall elements 101-1 to 101-3 via the resistor R1, and an output voltage corresponding to the applied magnetic field is generated at its output terminal. The Hall elements 101-1 to 101-3 are arranged, for example, at approximately 120 ° intervals around the rotation center of the motor M, and output a voltage corresponding to the magnetic field generated by the rotor magnet 111. The output voltage of the Hall elements 101-1 to 101-3 is supplied to the motor drive circuit 102.
[0043]
The motor drive circuit 102 includes a motor drive IC (integrated circuit) 103, voltage sources 104 and 105, a resistor R2, and a capacitor C1.
[0044]
The output terminal of the Hall element 101-1 is connected to the terminals T <b> 1 and T <b> 2 of the motor driving IC 103. The output terminal of the hall element 101-2 is connected to the terminals T3 and T4 of the motor drive IC 103. Furthermore, the output terminal of the Hall element 101-3 is connected to the terminals T5 and T6 of the motor driving IC 103.
[0045]
The power supply voltage Vcc is applied from the voltage source 104 to the terminal T7 of the motor driving IC 103. A voltage obtained by stepping down the drive voltage Vcc from the voltage source 104 by the resistor R2 is applied to the terminal T8 of the motor drive IC 103. One end of the U-phase coil Lu is connected to the terminal T9 of the motor driving IC 103. One end of a V-phase coil Lv is connected to the terminal T10 of the motor driving IC 103. One end of a W-phase coil Lw is connected to the terminal T11 of the motor driving IC 103. The other ends of the coils Lu, Lv, and Lw are connected to each other. The coils Lu, Lv, and Lw have a so-called star connection configuration.
[0046]
A rotation control signal is supplied from an external circuit to the terminals T12 and T13 of the motor driving IC 103. Further, the terminal T16 of the motor driving IC 103 is grounded.
[0047]
The motor driving IC 103 supplies a driving current so that a rotating magnetic field is generated in the coils Lu, Lv, and Lw based on the output voltages of the Hall elements 101-1 to 101-3. At this time, the drive current is controlled based on the rotation control signal supplied to the terminals T12 and T13.
[0048]
Next, the motor driving IC 103 will be described in detail.
[0049]
FIG. 3 is a block diagram of the motor driving IC 103.
[0050]
The motor driving IC 103 includes Hall amplifiers 131 to 133, a matrix circuit 134, an output unit 135, and a rotation control circuit 136.
[0051]
The hall amplifier 131 has a non-inverting input terminal connected to the terminal T1 and an inverting input terminal connected to the terminal T2. The Hall amplifier 131 shapes the output voltage of the Hall element 101-1 into a rectangular wave and supplies the waveform to the matrix circuit 134. The Hall amplifier 132 has a non-inverting input terminal connected to the terminal T3 and an inverting input terminal connected to the terminal T4. The Hall amplifier 132 shapes the output voltage of the Hall element 101-2 into a rectangular wave and supplies the waveform to the matrix circuit 134. The Hall amplifier 133 has a non-inverting input terminal connected to the terminal T5 and an inverting input terminal connected to the terminal T6, and shapes the output voltage of the Hall element 101-3 into a rectangular wave and supplies it to the matrix circuit 134.
[0052]
The matrix circuit 134 generates U-phase, V-phase, and W-phase three-phase control signals based on the rectangular waves from the hall amplifiers 131 to 133. The three-phase control signal generated by the matrix circuit 134 is supplied to the output unit 135. The matrix circuit 134 is configured to include the short brake control circuit according to the claims. During the short brake operation, one transistor QA2 of the pair of transistors QA1 and QA2 is turned on and the other transistor QA1 is turned on. Control is performed to turn it off.
[0053]
The output unit 135 includes a U-phase drive circuit 135a, a V-phase drive circuit 135b, and a W-phase drive circuit 135c. The U-phase drive circuit 135a controls the U-phase drive current supplied to the output terminal T9 based on the U-phase control signal from the matrix circuit 134. The V-phase drive circuit 135b controls the V-phase drive current supplied to the output terminal T10 based on the V-phase control signal from the matrix circuit 134. The W-phase drive circuit 135c controls the W-phase drive current supplied to the output terminal T11 based on the W-phase control signal from the matrix circuit 134.
[0054]
A rotation control signal is supplied to the rotation control circuit 136 from terminals T12 and T13. The rotation control circuit 136 controls the matrix circuit 134 based on the rotation control signals from the terminals T12 and T13. A signal supplied from the matrix circuit 134 to the output unit 135 is controlled.
[0055]
Next, the U-phase drive circuit 135a, the V-phase drive circuit 135b, and the W-phase drive circuit 135c constituting the output unit 135 will be described. Since the U-phase drive circuit 135a, the V-phase drive circuit 135b, and the W-phase drive circuit 135c have the same configuration, the configuration of the drive circuit will be described in detail using the U-phase drive circuit 135a as an example.
[0056]
FIG. 4 shows a circuit configuration diagram of the U-phase drive circuit 135a. In the figure, the same components as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0057]
U-phase drive circuit 135a includes a protection circuit 141 that clamps the base potential of transistor Q3A to an off-potential during a short brake.
[0058]
FIG. 5 shows a circuit configuration diagram of the protection circuit 141.
[0059]
The protection circuit 141 of the U-phase drive circuit 135a includes a current source 201, transistors Q11, Q21 to Q23, Q31 to Q33, Q41 to Q43, Q51, and resistors R11 to R14.
[0060]
The transistor Q11 is composed of an NPN transistor, and a short brake control signal is supplied to the base. The transistor Q11 is turned on when the short brake control signal is at a high level and turned off when the signal is at a low level. When the transistor Q11 is on, the current from the current source 201 connected to the collector is output from the emitter, and when it is off, the current output from the emitter is stopped.
[0061]
The emitter current I11e of the transistor Q11 is supplied to a current mirror circuit composed of NPN transistors Q21 to Q23 and a resistor R11. The current mirror circuit including the transistors Q21 to Q23 and the resistor R11 draws a current I23c corresponding to the emitter current I11e of the transistor Q11 from the collector of the transistor Q23.
[0062]
Transistor Q23 draws collector current I23c from a current mirror circuit composed of PNP transistors Q31 to Q33 and resistor R12. The current mirror circuit composed of the transistors Q31 to Q33 and the resistor R12 outputs a current I33c corresponding to the collector current I23c of the transistor Q23 from the collector of the transistor Q33.
[0063]
The collector current I33c of the transistor Q33 is supplied to a current mirror circuit composed of NPN transistors Q41 to Q43 and a resistor R13. The current mirror circuit composed of the transistors Q41 to Q43 and the resistor R13 draws a current I43c corresponding to the collector current I33c of the transistor Q33 from the collector of the transistor Q43.
[0064]
The collector current I43c of the transistor Q43 draws a current from a clamp circuit composed of the PNP transistor Q51 and the resistor R14. The clamp circuit composed of the transistor Q51 and the resistor R14 is driven by the collector current I43c of the transistor Q43 during the short brake operation, and keeps the base potential of the transistor QA3 constant. Note that the clamp circuit does not affect the base potential of the transistor QA3 because the transistor Q51 is turned off when the transistor Q43 is turned off during normal operation. Note that the base potential of the transistor QA3 is determined by the first switching signal from the matrix circuit 34, and the clamp circuit operates in addition to the first switching signal at the time of short braking, and is clamped at a constant potential.
[0065]
Next, the operation at the time of short brake of the U-phase drive circuit 135a will be described.
[0066]
FIG. 6 shows an operation waveform diagram of the U-phase drive circuit 135a. 6A shows the short brake control signal, FIG. 6B shows the voltage waveform at the output terminal T9, and FIG. 6C shows the power supply current waveform. In FIG. 6, the solid line indicates the waveform when the protection circuit 141 is provided, and the alternate long and short dash line indicates the waveform when the protection circuit 141 is not provided.
[0067]
At time t0, the short brake operation is instructed, the transistor QA1 is turned off by the first and second switching signals, the transistor QA2 is turned on, and the short brake control signal is set to the high level as shown in FIG. Then, the back electromotive force generated in the motor coil Lu causes the voltage at the output terminal T9 to fall below the GND potential as shown by the solid line in FIG. At this time, the voltage at the output terminal T9 gradually rises to the GND potential until the rotation of the motor rotor stops at time t2.
[0068]
At this time, in this embodiment, the protection circuit 141 is driven by the short brake control signal shown by the solid line in FIG. 6A, and the base potential of the transistor QA3 is clamped to the off potential, so that the transistor QA1 is surely turned off. Therefore, since no drive current is supplied to the motor coil Lu, as shown by a solid line in FIG. 6 (C), the power supply current sharply decreases, and the current consumption of the motor drive IC 103 is about the time t2. It becomes.
[0069]
On the other hand, when the protection circuit 141 is not provided, the transistor QA3 is turned on by the counter electromotive force of the motor coil Lu, whereby the transistor QA1 is turned on, and a through current flows through the transistors QA1 and QA2. QA2 is destroyed. As a result, the voltage at the output terminal T9 rises to about the power supply voltage as shown by the one-dot chain line in FIG. 6B, and the power supply current becomes maximum as shown by the one-dot chain line in FIG. 6C. .
[0070]
FIG. 7 is a characteristic diagram of the power supply current with respect to the motor rotation speed of the U-phase drive circuit 135a.
[0071]
According to this embodiment, the protection transistor 141 clamps the base potential of the transistor QA3 to the off potential during the short brake, so that the output transistor QA1 can be reliably turned off during the short brake. For this reason, even if the counter electromotive force of the motor coil increases due to the increase in the number of rotations of the motor rotor as shown by the one-dot chain line in FIG. 7, the output transistor QA1 is turned on due to the influence of the counter electromotive force of the motor coil. As indicated by the solid line, the power supply current does not increase. Therefore, it is possible to prevent a through current from flowing through the output transistors QA1 and QA2 and destroy the output transistors QA1 and QA2.
[0072]
Therefore, the breakdown voltage of the output transistors QA1 and QA2 can be set small. Therefore, the element sizes of the transistors QA1 and QA2 can be increased, and the destruction of the transistors QA1 and QA2 due to the output terminal voltage drop during a short brake can be prevented without increasing the chip size of the motor driving IC.
[0073]
In this embodiment, the current I23c drawn from the collector of the transistor Q23 is turned back by a current mirror circuit composed of the transistors Q31 to Q33 and the resistor R12 and a current mirror circuit composed of the transistors Q41 to Q43 and the resistor R13, and then the transistor Q51 and The clamp circuit configured by the resistor R14 is supplied to the clamp circuit configured by the transistor Q51 and the resistor R14. However, the circuit configuration can be simplified.
[0074]
FIG. 8 shows a circuit configuration diagram of a modified example of the protection circuit 141. In the figure, the same components as those in FIG.
[0075]
The protection circuit 141 of this modification directly drives a clamp circuit composed of the transistor Q51 and the resistor R14 by the collector current I23c of the transistor Q23. According to this modification, the transistors Q31 to Q33, Q41 to Q43, and the resistors R12 and R13 can be omitted. However, when it is necessary to increase the current amplification factor, for example, the emitter areas of the transistors Q21 to Q23 must be set large.
[0076]
In the above embodiment, the driving circuit for the three-phase brushless motor has been described as an example. However, the present invention is not limited to this and can be applied as a driving circuit for a DC motor or the like.
[0077]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the protection circuit generates a constant voltage based on the drive current generated by the drive current generation circuit using the base potential of the current supply transistor that supplies the drive current to the transistor during a short brake. Since the transistors can be reliably turned off by clamping to the off potential by the clamp circuit composed of the circuit, the output transistors are both turned on by the parasitic current, and the through current can be prevented from flowing. It has the feature that it can cope with a decrease in output terminal voltage, such as during a short brake, without increasing the element size.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block configuration diagram of an embodiment of a motor drive system of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a motor M.
FIG. 3 is a block configuration diagram of a motor driving IC 103;
FIG. 4 is a block configuration diagram of a U-phase drive circuit 135a.
5 is a circuit configuration diagram of a protection circuit 141. FIG.
FIG. 6 is an operation waveform diagram of a U-phase drive circuit 135a.
FIG. 7 is a characteristic diagram of a through current with respect to the motor speed of a U-phase drive circuit 135a.
8 is a circuit configuration diagram of a modification of the protection circuit 141. FIG.
FIG. 9 is a block diagram of a conventional motor drive circuit.
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a U-phase drive circuit 10a.
FIG. 11 is a cross-sectional configuration diagram of an U-phase drive circuit 10a on an IC chip.
FIG. 12 is an operation waveform diagram of drive current during normal operation.
13 is an operation explanatory diagram of a main part of the U-phase drive circuit 10a. FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Motor drive system M Motor, 101-1 to 101-3 Hall element, 102 Motor drive circuit 103 Motor drive IC, 104, 105 Voltage source Lu U phase coil, Lv V phase coil, Lw W phase coil 134 Matrix circuit 141 Protection circuit

Claims

In a motor drive circuit having at least a pair of transistors for supplying current to the motor coil and drawing current from the motor coil,
A short brake control circuit that turns on one transistor of the pair of transistors and turns off the other transistor during a short brake;
A current supply transistor that switches a transistor that is turned off during a short brake of the pair of transistors;
The base potential of the current supply transistors have a protection circuit to clamp off potential during the short brake,
The protection circuit further includes a current source that outputs a current;
A switching element that is turned on during the short brake and outputs a current from the current source;
A drive current generation circuit that generates a drive current according to a current from the current source when the switching element is turned on;
A clamp circuit that is driven by the drive current generated by the drive current generation circuit and clamps the base potential of the current supply transistor;
The clamping circuit further motor drive circuit according to claim Rukoto consists constant voltage circuit for generating a constant voltage based on the generated drive current by the driving current generating circuit.

The clamp circuit includes a constant voltage generation transistor in which an emitter is connected to a power source, a base is connected to the drive current generation circuit, and the drive current is drawn.
A resistor connected between a connection point between the drive current generation circuit and the base of the constant voltage generation transistor and a collector of the constant voltage generation transistor;
The motor drive circuit according to claim 1, wherein a connection point between the collector of the constant voltage generation transistor and the resistor is connected to a base of the current supply transistor.

3. The motor drive circuit according to claim 1, wherein the drive current generation circuit includes a current mirror circuit that supplies current to a constant voltage circuit constituting the clamp circuit.

A motor drive method of a motor drive circuit having at least a pair of transistors for supplying current to the motor coil and drawing current from the motor coil,
The motor drive circuit is a short brake control circuit that turns on one transistor of the pair of transistor pairs and turns off the other transistor during a short brake,
A current supply transistor that switches a transistor that is turned off during a short brake of the pair of transistors;
A protection circuit that clamps the base potential of the current supply transistor to an off-potential during a short brake,
The protection circuit further includes a current source that outputs a current;
A switching element that is turned on during the short brake and outputs a current from the current source;
A drive current generation circuit that generates a drive current according to a current from the current source when the switching element is turned on;
A clamp circuit that is driven by the drive current generated by the drive current generation circuit and clamps the base potential of the current supply transistor;
The clamp circuit further includes a constant voltage circuit that generates a constant voltage based on the drive current generated by the drive current generation circuit,
One transistor of the pair of transistors is turned on and the other transistor is turned off at the time of the short brake, and the base potential of the current supply transistor that switches the transistor that is turned off at the time of the short brake is turned off. A motor driving method characterized by clamping to an off potential.