JP4316553B2 - 可変インダクタンス装置 - Google Patents
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Description
さらに負荷変動がある場合には、上記手法を使用しても力率の変動、低下は避けられない。この問題に対しては、誘導負荷の場合、力率を常に最大化するために、力率改善用コンデンサに並列に可変インダクタンスを挿入して、力率変動に応じてインダクタンスを制御することで力率を最大化する手法がとられている。容量性負荷の場合には力率改善用インダクタンスを可変インダクタンスに代えることで力率を最大化する手法がとられている。
このように、可変インダクタンスは電力回路において、負荷変動にかかわらず力率を最大化するための回路素子として利用されている。
また他の可変インダクタとして、二つのトロイダル形状コアを並べて使用し、二つのコア内部の磁場の方向が逆方向(180度)となるように直列に巻きつけられた作用コイルと、二つのコア内部の磁場の方向が同一方向となるように並列に巻きつけられた制御コイルとにより構成し、コアの透磁率を変化させることで、インダクタンスの可変を実現している(平行磁束型)(たとえば、特許文献2)。
一方、特許文献2に示された二磁場の方向が逆方向(180度)である平行磁束型では、高周波特性の良好な薄膜多層巻構造のコアを使用することができるが、作用磁場と制御磁場の方向が同一で二磁場で飽和磁束密度以下となるように可変インダクタとしなければならないので、コアの断面積が大きくなり、したがって可変インダクタが大型化、高コスト化するという問題点がある。
実施の形態1を図に基づいて説明する。
本実施の形態1における、例えば荷電粒子加速器の高周波加速空胴用高周波電源回路に用いられる可変インダクタンス装置100は、図1に示すように、作用コア1と作用コイル2、制御コア3と制御コイル4、制御電源5からなっている。さらに可変インダクタンス装置100は誘導性負荷に対しては図2、容量性負荷に対しては図3に示す電力回路における可変インダクタンス装置100として設置され、電力回路は他に交流電源11と負荷17からなっている。また、図1に示すように作用コア1を挟むように上部および下部に制御コア3が配置され、作用コア1には作用コイル2、制御コア3には制御コイル4が設けられている。
図2、図3の電力回路の交流電源11はピーク電圧100Vで2MHzから5MHzの高周波を発生する高周波電源であり、負荷17は容量成分または誘導成分と抵抗成分からなっており、使用時は周波数を変化させる仕様となっている。
図3の電力回路の場合、本実施の形態1の可変インダクタンス装置100と容量性負荷を組み合わせた共振回路となっており、高周波の交流電源11から見た場合に力率最大となる条件は共振条件に一致する。この場合、可変インダクタンス装置100のインダクタンスをLv、負荷の容量をCL、交流電源の周波数をfとすると、力率を最大化するための可変インダクタンスの値Lvは、
Lv=1/(4π2×CL×f2)
と計算される。
Lv=6μH〜1.6μH
と計算される。したがって、作用コア1材料の比透磁率が4倍程度変化するように制御コア3および制御コイル4、制御電源5を設計し、周波数変化に対して力率を最大化している。
|B|=f(H)、ここで、B=(Bp,Bn),H=(Hp,Hn)なるベクトル
となる。
磁界Hの増加に対してBが飽和しない理想的な条件ではBは単純にHに比例しB=μH、となり、制御コイル4による磁界Hnを変化させても作用コア1の透磁率を制御することはできないことになるが、実際は、磁界Hの増加に対してBが飽和し、例えば、近似的に次式のように記述でき、グラフ形状は図5のように表される。
|B|=(1−exp(−|H|/H0))Bmax
したがって、透磁率μは、
μ=μ(Hp,Hn)=(1−exp(−|H|/H0))×Bmax/|H|
となり、制御コイル4による磁界Hnによって変化させることが可能である。
μ=μ(Hn)=(1−exp(−Hn/H0))×Bmax/Hn
で与えられ、グラフ形状は図6のようにあらわされ、作用コア1内の透磁率を変化させることが可能である。作用コア1と作用コイル2からなるインダクタンスLは次式で計算されるので、制御コイル4による磁界の制御により作用コア1の透磁率を制御できる結果、作用コア1と作用コイル2からなるインダクタンスを制御することが可能となる。
L=N2×μ0×μ(Hn)×S/RL
ここで、Nは作用コイル2の巻数、μ0は真空の透磁率、Sは作用コア1の断面積、RLは作用コア1の実効磁路長である。
一方、制御コア3の励磁電流は1kHzと高周波ではないので、制御コア3における電力損失または発熱は無視できる程度である。
なお、鉄系アモルファス材の代わりにファインメット等のナノクリスタル材を用いても良く、同様の効果が得られる。
S=V0/(πfΔB)
ここで、V0は電源電圧の振幅、fは電源周波数、ΔBはコア磁束密度の振幅である。
上式より明らかなように、磁束密度の振幅ΔBを大きくとれるほどコア断面積Sは小さくできる。すなわちコアを小型化できる。
コアの磁束密度Bは図13に示す飽和特性があるので、変化範囲は±Bmax内に限られる。したがって、磁束密度の振幅ΔBは2Bmaxが最大となる。
ΔB=Bmax−Bn
で規定され制御磁場Bnの分だけ小さくなってしまう。
例えば、制御磁場をBn=Bmax/2程度で使用するとすると、作用磁場の振幅は、
ΔB=Bmax/2
となり、作用磁場がない場合に比べてコア断面積を4倍にしなければならないことになり、コアコストが高くなり、コアサイズが増大するという問題がある。
以上のように、本実施の形態1によれば高周波回路で使用したときにコア損失の小さい薄膜多層巻構造のコアを使用した可変インダクタンス装置100において直交磁場形による可変インダクタンス装置を実現できたので、低コスト電源、低消費電力の可変インダクタンス装置100を実現できるという効果がある。
なお、この実施の形態1ではループ状の制御コイル4を上、下2個設ける例を示したが、垂直方向に制御磁場を形成するものならば1個でもよい。また、作用コイル2を1個設ける例を示したが、複数個を複数個所の作用コア空隙近辺に設けてもよい。
実施の形態2における可変インダクタンス装置100の基本構成は実施の形態1と同様で、作用コア1と作用コイル2、制御コア3と制御コイル4、制御電源5からなっているが、図16に示すように、制御コイル4を複数設置していることが実施の形態1と異なる特徴である。また、実施の形態1と同様に、可変インダクタンス装置100は図2または図3に示す電力回路における可変インダクタンス装置100として設置され、電力回路は他に交流電源11と負荷17からなっている。
Hn∝I=VC/LC
制御電源5の電圧に比例し、インダクタンスに反比例するので、本実施の形態2のように、6分割した場合には、同じ磁界Hnを発生させるに必要な励磁電圧VCは実施の形態1の場合の1/6でよい。特に、制御電源を高周波数にする場合に必要な制御電源電圧Vnが、
Vn=2πfLCIn
で計算されるように周波数に比例して高くしなければならないので、本実施の形態2のように制御電源5の電圧を低くできれば、安価な制御電源5を使用できるという効果がある。
本実施の形態3における可変インダクタンス装置100の基本構成は実施の形態2と同様で、作用コア1と作用コイル2、制御コア3と制御コイル4、制御電源5からなっており、図16に示すように、制御コイル4を複数設置している。制御コイル4と制御電源5の接続は図19の構成であり、各制御コイル4は直列接続され、各制御コイル4の両端にはスイッチング素子を設け、制御電源5は直流定電流電源51を使用している。可変インダクタンス装置100は図2または図3に示す電力回路における可変インダクタンスとして設置され、電力回路が他に交流電源11と負荷17からなっていることは実施の形態1や2と同様である。
図1または図16の構成の可変インダクタンス装置100において、図20、図21に示すように作用コア1と制御コア3の間に導電性の磁気シールド板8を設置している。
磁気シールド板8を垂直に通り抜けようとする磁場に対しては、これを打ち消す方向に渦電流が流れるため磁場の漏れを解消する働きをする。この渦電流によるシールド効果は磁束の時間変化に伴う誘導電場によるので、周波数が低いほどシールド効果は小さくなる。
磁気シールドのメカニズムは、制御コイル4の励磁電流In=In0×sin(ωt)による制御コア3内磁束Bnの発生に始まり、Bnの時間変化による誘導電場(電位差V)発生、Bnを打ち消す渦電流Ieddy発生、の順に生起する。この関係は、
Ieddy∝V/R=S×dBn/dt×(1/R)∝ω×δ∝f×δ
ここで、Rは磁気シールド板8の抵抗率に起因する係数であり磁気シールド板8の厚みδに逆比例する。Sは磁気シールド板8の面積、fは周波数、である。
δ=√(2ρ/ωμ)
ρは体積抵抗率、μは誘電率であるから、δ∝1/√fとなり、上式は
Ieddy∝√f
と計算され、高周波数ほど磁気シールド効果が大きく、低周波数では磁気シールド効果は小さくなる傾向であることが判明する。
正確な磁気シールド効果の見積もりは、磁気シールド板8の内部に発生する渦電流を有限要素法等で計算し面内積分した合計の渦電流Ieddyを求め、励磁電流値との比Ieddy/Inをシールド効果の指標として評価する。実施の形態1から3の直径200mm程度の制御コア3サイズで銅製の磁気シールド板8を使用する場合の計算例では、シールド厚みを10μmにすれば、1kHzにおけるシールド効果が5%、100kHzにおけるシールド効果が92%となる磁気シールドが実現できる。
このように、本実施の形態4では制御磁束による作用コア1内透磁率の制御性を損なうことなく作用コア1から制御コア3への漏洩磁束を抑制できたので、作用コア1のインダクタンス制御性を向上できるという効果がある。
6 作用磁場、7 制御磁路、8 磁気シールド板、9 空隙、
41 スイッチング素子、51 直流定電流電源、100 可変インダクタンス装置。
Claims (9)
- 作用コアと、共に前記作用コアと同形状をなすとともに磁路に空隙を有し、前記作用コアの上、下部に配置された制御コアを備え、前記作用コアには、電力回路に接続され前記作用コア内で閉じた磁路を形成するとともに、前記制御コアの空隙に近接して設けられ、前記電力回路において可変インダクタンスを構成する作用コイルが設けられており、前記制御コアには前記作用コイルが形成する磁路と直交して、前記上部制御コア、作用コア、下部制御コアを環流する磁路を形成する制御コイルが設けられており、該制御コイルに接続された制御電源から所定の電流パターンで通電されることにより、前記作用コイルのインダクタンスを可変とすることを特徴とする可変インダクタンス装置。
- 作用コアと、共に前記作用コアと同形状をなすとともに磁路に空隙を有し、前記作用コアの上、下部に配置された制御コアを備え、前記作用コアには電力回路に接続され、前記作用コア内で閉じた磁路を形成するとともに、前記制御コアの空隙に近接して設けられ、前記電力回路において可変インダクタンスを構成する作用コイルが設けられており、前記制御コアには前記作用コイルが形成する磁路と直交して、前記上部制御コア、作用コア、下部制御コアを環流する磁路を形成する制御コイルが複数個設けられており、該制御コイルに直流定電流電源が接続されているとともに、前記各制御コイルと並列にスイッチ素子が設けられており、前記直流定電流電源の出力電流を所定値に設定し、前記各スイッチ素子のON/OFFパターンを変化させることにより、前記作用コイルのインダクタンスを可変とすることを特徴とする可変インダクタンス装置。
- 前記制御コイルは、複数個のコイルであることを特徴とする請求項1に記載の可変インダクタンス装置。
- 前記作用コア、制御コアが中空円盤状であることを特徴とする請求項1または請求項2のいずれか1項に記載の可変インダクタンス装置。
- 前記作用コアは薄膜状のコア材を多層巻きつけた構成であることを特徴とする請求項4に記載の可変インダクタンス装置。
- 前記制御コアは薄膜状のコア材を多層巻きつけた構成であることを特徴とする請求項4に記載の可変インダクタンス装置。
- 前記作用コアの薄膜状のコア材は、アモルファス材またはナノクリスタル材であることを特徴とする請求項5に記載の可変インダクタンス装置。
- 前記複数個の制御コイルは、並列接続されていることを特徴とする請求項3に記載の可変インダクタンス装置。
- 前記作用コアと制御コアとの間に導電性のシールド板が設けられていることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の可変インダクタンス装置。
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