JP2007123671A - 可変インダクタンス装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力回路における力率改善用に用いられている可変インダクタとして直交磁束型と平行磁束型とがある。前者の直交磁束型は複雑な立体形状である為コスト高となり、また、使用材料に制限がある。後者の平行磁束型は飽和磁束密度以下となるような構造とする必要があり、コア断面積が大きく、大型化、高コスト化する。また前記２者共、高周波特性に対し、適用しかねるものであるという課題を解決する為、構造簡単、低コストおよび高周波特性の良好な可変インダクタンス装置を提供する。
【解決手段】作用コアを挟んで制御コアを設け、制御コアに設けた制御コイルの作る磁路が作用コアに設けた作用コイルの作る磁路を直交して、制御コア、作用コアを環流し、制御コイル用制御電源が所定電流パターンで通電して作用コイルのインダクタンスを可変とする。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力回路に用いられる可変インダクタンス装置に関するものであり、特に粒子加速器の高周波加速空胴用高周波電源回路に用いられる可変インダクタンスに係るものである。

電力回路においては、負荷が誘導性負荷や容量性負荷である場合、電圧と電流との相互の位相がずれて電力の伝達効率（力率）が低下し、無効電流が送電系に流れる結果、発熱損失や電圧低下などの問題が生じる。これに対して、誘導性負荷の電力回路において力率を改善するため、負荷に並列に力率改善用コンデンサを挿入して電流・電圧の相互の位相を一致させる手法が取られている。また、容量性負荷に対する電力回路においては、負荷に並列にインダクタンスを挿入し電流電圧の位相をそろえる手法がとられている。
さらに負荷変動がある場合には、上記手法を使用しても力率の変動、低下は避けられない。この問題に対しては、誘導負荷の場合、力率を常に最大化するために、力率改善用コンデンサに並列に可変インダクタンスを挿入して、力率変動に応じてインダクタンスを制御することで力率を最大化する手法がとられている。容量性負荷の場合には力率改善用インダクタンスを可変インダクタンスに代えることで力率を最大化する手法がとられている。
このように、可変インダクタンスは電力回路において、負荷変動にかかわらず力率を最大化するための回路素子として利用されている。

従来型可変インダクタとして立体形状のコアを使用して、作用磁場を形成し所定のインダクタンスを発生させる作用コイルと、この作用磁場に垂直に透磁率制御用の制御磁場を発生させる制御コイルとにより構成し、コアの透磁率を変化させることでインダクタンスの可変を実現しているものが示されている（直交磁束型）（たとえば特許文献１）。
また他の可変インダクタとして、二つのトロイダル形状コアを並べて使用し、二つのコア内部の磁場の方向が逆方向（１８０度）となるように直列に巻きつけられた作用コイルと、二つのコア内部の磁場の方向が同一方向となるように並列に巻きつけられた制御コイルとにより構成し、コアの透磁率を変化させることで、インダクタンスの可変を実現している（平行磁束型）（たとえば、特許文献２）。

特開２００１−００６９４２号公報 特開２００４−２０７７２９号公報

しかしながら前記特許文献１に示された可変インダクタは、コア内部に互いに垂直な二磁場（９０度）を発生する直交磁束型で、複雑な立体形状のコアを構成できる材料に限定されてしまう。たとえば、高周波電力回路で使用されるインダクタでは高周波特性の良好な薄膜状のアモルファス材やナノクリスタル材等を巻き取った薄膜多層巻構造のコアを形成し使用することがあるが、このような材料では、複雑な立体形状は形成できないので、高周波電源回路の可変インダクタを構成することができないという問題点があった。
一方、特許文献２に示された二磁場の方向が逆方向（１８０度）である平行磁束型では、高周波特性の良好な薄膜多層巻構造のコアを使用することができるが、作用磁場と制御磁場の方向が同一で二磁場で飽和磁束密度以下となるように可変インダクタとしなければならないので、コアの断面積が大きくなり、したがって可変インダクタが大型化、高コスト化するという問題点がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、低コストおよび高周波特性の良好な可変インダクタンス装置を提供することを目的としている。

この発明に係る可変インダクタンス装置は、作用コアと、共に作用コアと同形状をなすとともに磁路に空隙を有し、作用コアの上、下部に配置された制御コアを備え、作用コアには、電力回路に接続され作用コア内で閉じた磁路を形成するとともに、制御コアの空隙に近接して設けられ、電力回路において可変インダクタンスを構成する作用コイルが設けられており、制御コアには作用コイルが形成する磁路と直交して、上部制御コア、作用コア、下部制御コアを環流する磁路を形成する制御コイルが設けられており、この制御コイルに接続された制御電源から所定の電流パターンで通電されることにより、作用コイルのインダクタンスを可変とするものである。

この発明の可変インダクタンス装置は、作用コアと、この作用コアと同形状で磁路に空隙を有し、作用コアをはさむよう上、下部に配置された制御コアを備え、電力回路に接続され作用コア内で閉じた磁路を形成するとともに空隙に近接して設けられて電力回路において可変インダクタンスを構成する作用コイルが設けられ、制御コアには作用コイルが形成する磁路と直交し、上部制御コア、作用コア、下部制御コアを環流する磁路を形成する制御コイルが設けられており、制御コイル電源から所定の電流パターンで通電されることにより、作用コイルのインダクタンスを可変とするので、簡単で小型化された構造となり低価格な、かつ高周波特性の良好な装置となるという効果がある。

実施の形態１．
実施の形態１を図に基づいて説明する。
本実施の形態１における、例えば荷電粒子加速器の高周波加速空胴用高周波電源回路に用いられる可変インダクタンス装置１００は、図１に示すように、作用コア１と作用コイル２、制御コア３と制御コイル４、制御電源５からなっている。さらに可変インダクタンス装置１００は誘導性負荷に対しては図２、容量性負荷に対しては図３に示す電力回路における可変インダクタンス装置１００として設置され、電力回路は他に交流電源１１と負荷１７からなっている。また、図１に示すように作用コア１を挟むように上部および下部に制御コア３が配置され、作用コア１には作用コイル２、制御コア３には制御コイル４が設けられている。

作用コア１は図４に示すように、例えば３００μｍ以下の薄膜状の鉄系アモルファス材をロール状に多層巻にして１体のコアを形成している。作用コア１のサイズは、例えば外径２００ｍｍ、内径５０ｍｍ、厚み１０ｍｍとしている。ここでは１つのコアを使用しているが、コアの断面積を大きくしたい場合などは複数のコアを並べて使用してもよい。作用コイル２は図１に示すように前記作用コア１に巻き付けて電気回路に接続することで可変インダクタンスとして働く。ここでは１つの作用コア１に１回巻としているが、必要なインダクタンスに応じて複数巻としてもよい。また、作用コア材として、ファインメット等のナノクリスタル材料であってもよい。

制御コア３は、例えばフェライト等の磁性材料で製作している。図１に示すとおり作用コイル２による磁束（作用磁路６）が制御コア３に回り込むことを防ぐため制御コア３のうち作用コイル２に近接した部分をカットしている。つまり、空隙９を設けている。そして作用コア１を挟むように上、下の制御コアを設置して作用コア１に対して垂直に制御磁場（制御磁路７）を印加するようにしている。

制御電源５は制御コイル４に対して励磁電流を流し、制御コア３内および作用コア１に垂直に磁場を発生させる。励磁電流を変化させることで作用コア１内の垂直磁場強度を変化させる。作用コア１内の垂直磁場強度が変化すると作用コア１内の円周方向磁場の透磁率が変化するので作用コイル２のインダクタンスを変化させることができる。
図２、図３の電力回路の交流電源１１はピーク電圧１００Ｖで２ＭＨｚから５ＭＨｚの高周波を発生する高周波電源であり、負荷１７は容量成分または誘導成分と抵抗成分からなっており、使用時は周波数を変化させる仕様となっている。

次に動作について説明する。作用コイル２は図２または図３に示す可変インダクタンス装置１００の可変インダクタンスとして電力回路に接続され、交流電源１１より、例えば２ＭＨｚ〜４ＭＨｚの高周波電圧が印加される。制御コイル４には１ｋＨｚ程度の励磁電流が通電され、作用コイル２のインダクタンスを変化させる。
図３の電力回路の場合、本実施の形態１の可変インダクタンス装置１００と容量性負荷を組み合わせた共振回路となっており、高周波の交流電源１１から見た場合に力率最大となる条件は共振条件に一致する。この場合、可変インダクタンス装置１００のインダクタンスをＬｖ、負荷の容量をＣ_Ｌ、交流電源の周波数をｆとすると、力率を最大化するための可変インダクタンスの値Ｌｖは、
Ｌｖ＝１／(４π^２×Ｃ_Ｌ×ｆ^２)
と計算される。

負荷側の容量Ｃ_Ｌが一定であっても周波数ｆを変化させる仕様であることから、力率最大とするためには可変インダクタンスの値Ｌｖを上式にしたがって周波数ｆの値に応じて可変にする必要がある。周波数ｆの可変幅を２ＭＨｚ〜４ＭＨｚ、容量性負荷の値がＣ_Ｌ＝１０００ｐＦ、とすると、インダクタンスの可変幅は
Ｌｖ＝６μＨ〜１.６μＨ
と計算される。したがって、作用コア１材料の比透磁率が４倍程度変化するように制御コア３および制御コイル４、制御電源５を設計し、周波数変化に対して力率を最大化している。

作用コイル２による磁界をＨｐ、磁束密度Ｂｐ、制御コイル４による制御磁界Ｈｎ、磁束密度Ｂｎとしたとき、磁界と磁束の関係式は一般に
｜Ｂ｜＝ｆ（Ｈ）、ここで、Ｂ＝（Ｂｐ，Ｂｎ），Ｈ＝（Ｈｐ，Ｈｎ）なるベクトル
となる。
磁界Ｈの増加に対してＢが飽和しない理想的な条件ではＢは単純にＨに比例しＢ＝μＨ、となり、制御コイル４による磁界Ｈｎを変化させても作用コア１の透磁率を制御することはできないことになるが、実際は、磁界Ｈの増加に対してＢが飽和し、例えば、近似的に次式のように記述でき、グラフ形状は図５のように表される。
｜Ｂ｜＝（１−ｅｘｐ（−｜Ｈ｜／Ｈ０））Ｂｍａｘ
したがって、透磁率μは、
μ＝μ（Ｈｐ，Ｈｎ）＝（１−ｅｘｐ（−｜Ｈ｜／Ｈ０））×Ｂｍａｘ／｜Ｈ｜
となり、制御コイル４による磁界Ｈｎによって変化させることが可能である。

作用コア１を励磁する磁界Ｈｐは小さい領域で使用するので、上式は近似的に
μ＝μ（Ｈｎ）＝（１−ｅｘｐ（−Ｈｎ／Ｈ０））×Ｂｍａｘ／Ｈｎ
で与えられ、グラフ形状は図６のようにあらわされ、作用コア１内の透磁率を変化させることが可能である。作用コア１と作用コイル２からなるインダクタンスＬは次式で計算されるので、制御コイル４による磁界の制御により作用コア１の透磁率を制御できる結果、作用コア１と作用コイル２からなるインダクタンスを制御することが可能となる。
Ｌ＝Ｎ^２×μ_０×μ（Ｈｎ）×Ｓ／Ｒ_Ｌ
ここで、Ｎは作用コイル２の巻数、μ_０は真空の透磁率、Ｓは作用コア１の断面積、Ｒ_Ｌは作用コア１の実効磁路長である。

本実施の形態１では作用コア１に対して周波数２ＭＨｚから４ＭＨｚの交流電源１１の電圧が印加されている。作用コア１の材料としては薄膜の鉄系アモルファス材料を使用しているが、この材料の複素透磁率に関する周波数特性は図７、図８に示すとおりであり、本実施の形態１におけるサイズの場合、作用コイル２の巻数Ｎ＝１の場合のインピーダンスを求めると、図９の通りとなり、２０［Ω］から４０［Ω］の値となっている。ピーク電圧１００Ｖから計算すると、作用コア１における消費電力は２５０［Ｗ］から５００［Ｗ］となる。これと同じ作用コア１をフェライトで構成したとすると、複素透磁率に関する周波数特性図である図１０、図１１から計算されるインピーダンスが図１２に示す通りであり、５．２［Ω］から１３［Ω］なので、作用コア１における消費電力は７７０［Ｗ］から２［ｋＷ］と計算される。

このように、固体からなるフェライトコアに代えて、本実施の形態１における薄膜からなる鉄系アモルファス材を使用することによって、高周波時のコアにおける消費電力を低減することができる。
一方、制御コア３の励磁電流は１ｋＨｚと高周波ではないので、制御コア３における電力損失または発熱は無視できる程度である。
なお、鉄系アモルファス材の代わりにファインメット等のナノクリスタル材を用いても良く、同様の効果が得られる。

一般に磁性材料のコアとコイルにより形成されるインダクタンス装置を所定の電源電圧で使用するには所定のコア断面積Ｓが必要で、次式を満たす必要がある。
Ｓ＝Ｖ_０／（πｆΔＢ）
ここで、Ｖ_０は電源電圧の振幅、ｆは電源周波数、ΔＢはコア磁束密度の振幅である。
上式より明らかなように、磁束密度の振幅ΔＢを大きくとれるほどコア断面積Ｓは小さくできる。すなわちコアを小型化できる。
コアの磁束密度Ｂは図１３に示す飽和特性があるので、変化範囲は±Ｂｍａｘ内に限られる。したがって、磁束密度の振幅ΔＢは２Ｂｍａｘが最大となる。

平行磁束型の場合には、図１４に示すように、透磁率制御用の磁束Ｂｎがあるので、Ｂｎを大きくして透磁率を小さく制御しようとすると磁束密度の最大振幅が、
ΔＢ＝Ｂｍａｘ−Ｂｎ
で規定され制御磁場Ｂｎの分だけ小さくなってしまう。
例えば、制御磁場をＢｎ＝Ｂｍａｘ／２程度で使用するとすると、作用磁場の振幅は、
ΔＢ＝Ｂｍａｘ／２
となり、作用磁場がない場合に比べてコア断面積を４倍にしなければならないことになり、コアコストが高くなり、コアサイズが増大するという問題がある。

これに対して、本実施の形態１における直交磁束型の場合には図１５に示すように制御磁場による磁束が作用磁場に対して垂直方向であるため、磁束密度Ｂｐを±Ｂｍａｘ変化させることができるので、平行磁束型の様にコア断面積を増大させる必要がないので、コアのサイズを増大させること無く可変インダクタンス装置１００を構成できるという効果がある。
以上のように、本実施の形態１によれば高周波回路で使用したときにコア損失の小さい薄膜多層巻構造のコアを使用した可変インダクタンス装置１００において直交磁場形による可変インダクタンス装置を実現できたので、低コスト電源、低消費電力の可変インダクタンス装置１００を実現できるという効果がある。
なお、この実施の形態１ではループ状の制御コイル４を上、下２個設ける例を示したが、垂直方向に制御磁場を形成するものならば１個でもよい。また、作用コイル２を１個設ける例を示したが、複数個を複数個所の作用コア空隙近辺に設けてもよい。

実施の形態２．
実施の形態２における可変インダクタンス装置１００の基本構成は実施の形態１と同様で、作用コア１と作用コイル２、制御コア３と制御コイル４、制御電源５からなっているが、図１６に示すように、制御コイル４を複数設置していることが実施の形態１と異なる特徴である。また、実施の形態１と同様に、可変インダクタンス装置１００は図２または図３に示す電力回路における可変インダクタンス装置１００として設置され、電力回路は他に交流電源１１と負荷１７からなっている。

さらに、本実施の形態における制御コア３の材質は作用コア１に使用しているものと同様の鉄系アモルファス材とすることで、制御電流を高周波とした場合の制御コア３のコア損失を低減している。また、複数設置した制御コイル４は、図１にある実施の形態１の場合と比較して各制御コイル４のインダクタンスを小さくできる構成となっている。

制御コア３を薄膜多層巻としたので、実施の形態１で説明したように、高周波動作における渦電流損失を低減することができ、高周波動作で低損失な制御コア３が実現できるという効果がある。また、制御コイル４を複数の部分に分割しているので、実施の形態１のように一つのコイルとした場合に比較すると、制御コイル４に対する励磁電圧は低くすることができる。この状況の説明図を図１７と図１８に示す。図１７における実施の形態１の制御コイル４の構成では、制御コイル４のインダクタンスは、制御コア３の断面積から計算されるある値Ｌ_Ｃとなる。これに対して、この実施の形態２では、図１８に示すように制御コイル４を複数設置し、制御電源５に対して並列接続するようにしている。この場合、各制御コイル４のインダクタンスは図１８のように６分割の場合、Ｌ_Ｃ２＝Ｌ_Ｃ／６と計算される。制御磁界Ｈｎは次式で計算され、
Ｈｎ∝Ｉ＝Ｖ_Ｃ／Ｌ_Ｃ
制御電源５の電圧に比例し、インダクタンスに反比例するので、本実施の形態２のように、６分割した場合には、同じ磁界Ｈｎを発生させるに必要な励磁電圧Ｖ_Ｃは実施の形態１の場合の１／６でよい。特に、制御電源を高周波数にする場合に必要な制御電源電圧Ｖｎが、
Ｖｎ＝２πｆＬ_ＣＩｎ
で計算されるように周波数に比例して高くしなければならないので、本実施の形態２のように制御電源５の電圧を低くできれば、安価な制御電源５を使用できるという効果がある。

実施の形態３．
本実施の形態３における可変インダクタンス装置１００の基本構成は実施の形態２と同様で、作用コア１と作用コイル２、制御コア３と制御コイル４、制御電源５からなっており、図１６に示すように、制御コイル４を複数設置している。制御コイル４と制御電源５の接続は図１９の構成であり、各制御コイル４は直列接続され、各制御コイル４の両端にはスイッチング素子を設け、制御電源５は直流定電流電源５１を使用している。可変インダクタンス装置１００は図２または図３に示す電力回路における可変インダクタンスとして設置され、電力回路が他に交流電源１１と負荷１７からなっていることは実施の形態１や２と同様である。

各制御コイル４に並列に設けたスイッチング素子４１としてはトランジスタや電界効果形トランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor)などを使用し、必要に応じてサージ電圧を吸収するためのスナバ回路を設ける。本実施の形態３では６台の制御コイル４があるので、６個のスイッチング素子４１があり、全スイッチ開のとき制御電源５の電圧が最大となり、全スイッチ閉のとき制御電源５の電圧が最小となるように、直流定電流電源５１の電圧可変範囲を設計してある。

図１９の構成による制御回路において、可変インダクタンス装置１００のインダクタンスを最大にしたい場合には透磁率を最大にするために制御磁界を発生しないように制御する、すなわち、全てのスイッチング素子４１を閉として直流定電流電源５１からの電流をバイパスし制御コイル４に電流を流さないようにすればよい。逆に可変インダクタンス装置１００のインダクタンスを最小にしたい場合には、透磁率を最小にするために制御磁界を最大限印加すればよく、全てのスイッチング素子４１を開として直流定電流電源５１からの電流を制御コイル４に流すようにする。インダクタンス値を中間的な値に設定したい場合には、スイッチング素子４１を開にする個数を変化させれば中間的なインダクタンス値が得られる。

このように、本実施の形態３においては、制御電源５は直流定電流電源５１でよく、電流や電圧によってインダクタンスを制御する必要がないので、制御コイル４に並列に設置されたスイッチング素子４１の開の個数を変化させることで簡単で再現性良くインダクタンスを変化させることができる。したがって、高精度な可変インダクタンス装置１００を安価に得られるという効果がある。

実施の形態４．
図１または図１６の構成の可変インダクタンス装置１００において、図２０、図２１に示すように作用コア１と制御コア３の間に導電性の磁気シールド板８を設置している。
磁気シールド板８を垂直に通り抜けようとする磁場に対しては、これを打ち消す方向に渦電流が流れるため磁場の漏れを解消する働きをする。この渦電流によるシールド効果は磁束の時間変化に伴う誘導電場によるので、周波数が低いほどシールド効果は小さくなる。
磁気シールドのメカニズムは、制御コイル４の励磁電流Ｉｎ＝Ｉｎ_０×ｓｉｎ（ωｔ）による制御コア３内磁束Ｂｎの発生に始まり、Ｂｎの時間変化による誘導電場（電位差Ｖ）発生、Ｂｎを打ち消す渦電流Ｉｅｄｄｙ発生、の順に生起する。この関係は、
Ｉｅｄｄｙ∝Ｖ／Ｒ＝Ｓ×ｄＢｎ／ｄｔ×（１／Ｒ）∝ω×δ∝ｆ×δ
ここで、Ｒは磁気シールド板８の抵抗率に起因する係数であり磁気シールド板８の厚みδに逆比例する。Ｓは磁気シールド板８の面積、ｆは周波数、である。

磁気シールド板８の厚みδについては、高周波の場合には表皮効果によって以下の式のように実際のシールド板厚みにかかわらず減少することが知られている。
δ＝√（２ρ／ωμ）
ρは体積抵抗率、μは誘電率であるから、δ∝１／√ｆとなり、上式は
Ｉｅｄｄｙ∝√ｆ
と計算され、高周波数ほど磁気シールド効果が大きく、低周波数では磁気シールド効果は小さくなる傾向であることが判明する。
正確な磁気シールド効果の見積もりは、磁気シールド板８の内部に発生する渦電流を有限要素法等で計算し面内積分した合計の渦電流Ｉｅｄｄｙを求め、励磁電流値との比Ｉｅｄｄｙ／Ｉｎをシールド効果の指標として評価する。実施の形態１から３の直径２００ｍｍ程度の制御コア３サイズで銅製の磁気シールド板８を使用する場合の計算例では、シールド厚みを１０μｍにすれば、１ｋＨｚにおけるシールド効果が５％、１００ｋＨｚにおけるシールド効果が９２％となる磁気シールドが実現できる。

本実施の形態４では、上記のような磁気シールド板８を設けているので、高周波、この場合１００ｋＨｚ以上、の作用コイルの２電流に対しては磁気シールド板８の効果により図２２のような漏れ磁場６ａが発生せず図２０のように作用磁場６が作用コア１内だけを通過するので、可変インダクタンス装置１００としての制御性が向上する。同時に、低周波数、この場合１ｋＨｚ以下の制御コイル４の電流による制御磁場７は磁気シールド板８を通過し作用コア１の透磁率を変化させることができるので可変インダクタ１０のインダクタンス可変には支障を生じない。
このように、本実施の形態４では制御磁束による作用コア１内透磁率の制御性を損なうことなく作用コア１から制御コア３への漏洩磁束を抑制できたので、作用コア１のインダクタンス制御性を向上できるという効果がある。

なお、前記実施の形態１〜４では荷電粒子加速器の高周波空胴用高周波電源を例として示したが、本発明による構造は高周波電源回路に限らず、従来のフェライトコアを適用可能とする低周波数用電源回路に適用してよいことは言うまでもない。

この発明の実施の形態１〜４は、低周波数から高周波周波数の電力回路における可変インダクタンス装置に適用可能である。

この発明の実施の形態１による可変インダクタンス装置を示す図である。 この発明の実施の形態１による誘導負荷電力回路を示す図である。 この発明の実施の形態１による容量負荷電力回路を示す図である。 この発明の実施の形態１による薄膜多層巻作用コアの磁束と制御磁束を説明する図である。 コアの磁気飽和の説明図である。 この発明の実施の形態１による制御磁場によるコア透磁率変化の説明図である。 鉄系アモルファスコアの複素透磁率実部の周波数依存性を示す図である。 鉄系アモルファスコアの複素透磁率虚部の周波数依存性を示す図である。 鉄系アモルファスコアのインピーダンスの周波数依存性を示す図である。 フェライトコアの複素透磁率実部の周波数依存性を示す図である。 フェライトコアの複素透磁率虚部の周波数依存性を示す図である。 フェライトコアのインピーダンスの周波数依存性を示す図である。 磁性材料の飽和特性の説明図である。 平行磁束型の作用コア内磁束の説明図である。 直交磁束型の作用コア内磁束の説明図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタンス装置を示す図である。 制御電源と制御コアの説明図である。 この発明の実施の形態２による分割制御コイルと制御電源の説明図である。 この発明の実施の形態３による制御電源回路の説明図である。 この発明の実施の形態４による漏れ磁束シールドの効果の説明図である。 この発明の実施の形態４による低周波数の制御磁場がシールドを通過する状況の説明図である。 作用コアから制御コアへの漏れ磁束の説明図である。

符号の説明

１ 作用コア、２ 作用コイル、３ 制御コア、４ 制御コイル、５ 制御電源、
６ 作用磁場、７ 制御磁路、８ 磁気シールド板、９ 空隙、
４１ スイッチング素子、５１ 直流定電流電源、１００ 可変インダクタンス装置。

Claims (9)

1. 作用コアと、共に前記作用コアと同形状をなすとともに磁路に空隙を有し、前記作用コアの上、下部に配置された制御コアを備え、前記作用コアには、電力回路に接続され前記作用コア内で閉じた磁路を形成するとともに、前記制御コアの空隙に近接して設けられ、前記電力回路において可変インダクタンスを構成する作用コイルが設けられており、前記制御コアには前記作用コイルが形成する磁路と直交して、前記上部制御コア、作用コア、下部制御コアを環流する磁路を形成する制御コイルが設けられており、該制御コイルに接続された制御電源から所定の電流パターンで通電されることにより、前記作用コイルのインダクタンスを可変とすることを特徴とする可変インダクタンス装置。
2. 作用コアと、共に前記作用コアと同形状をなすとともに磁路に空隙を有し、前記作用コアの上、下部に配置された制御コアを備え、前記作用コアには電力回路に接続され、前記作用コア内で閉じた磁路を形成するとともに、前記制御コアの空隙に近接して設けられ、前記電力回路において可変インダクタンスを構成する作用コイルが設けられており、前記制御コアには前記作用コイルが形成する磁路と直交して、前記上部制御コア、作用コア、下部制御コアを環流する磁路を形成する制御コイルが複数個設けられており、該制御コイルに直流定電流電源が接続されているとともに、前記各制御コイルと並列にスイッチ素子が設けられており、前記直流定電流電源の出力電流を所定値に設定し、前記各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦパターンを変化させることにより、前記作用コイルのインダクタンスを可変とすることを特徴とする可変インダクタンス装置。
3. 前記制御コイルは、複数個のコイルであることを特徴とする請求項１に記載の可変インダクタンス装置。
4. 前記作用コア、制御コアが中空円盤状であることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれか１項に記載の可変インダクタンス装置。
5. 前記作用コアは薄膜状のコア材を多層巻きつけた構成であることを特徴とする請求項４に記載の可変インダクタンス装置。
6. 前記制御コアは薄膜状のコア材を多層巻きつけた構成であることを特徴とする請求項４に記載の可変インダクタンス装置。
7. 前記作用コアの薄膜状のコア材は、アモルファス材またはナノクリスタル材であることを特徴とする請求項５に記載の可変インダクタンス装置。
8. 前記複数個の制御コイルは、並列接続されていることを特徴とする請求項３に記載の可変インダクタンス装置。
9. 前記作用コアと制御コアとの間に導電性のシールド板が設けられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の可変インダクタンス装置。

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