JP4308378B2 - Brushless DC motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はブラシレスDCモータに関し、特に、ロータ内に永久磁石を配する構造のブラシレスDCモータの特性向上と低音、低振動化に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
ロータ内にスリットを施し、これに永久磁石を配するものは通常永久磁石埋め込み型ロータと呼ばれ広い分野で数多く使用されている。従来のブラシレスDCモータにおけるロータ構造の一例を図4及び図5に示す。
【0003】
図4はロータの外周に沿って施されたスリットに永久磁石が配されたものである。図5はロータの外周に対して弦をなすように施されたスリットに永久磁石が配されたものである。図4、図5において、1及び4はスリット、2及び5は永久磁石、3及び6はロータのコアを示す。図4においては永久磁石2はロータ径方向に磁気的にラジアル配向のものが使用されロータの極毎において外周表面磁束はほぼ均一になっている。
【0004】
図5においては永久磁石5は極毎に径方向に磁気的に平行配向された平板が一般的に使用される。このタイプでは、永久磁石とロータ表面間に介在する図4と比較してロータ径方向に厚い磁性材であるコアによって、通常の永久磁石トルク以外にリラクタンストルクを作用させてモータのトルクを向上させることが出来るようになされているが、永久磁石の磁束は図4の場合と同様に、ロータの表面磁束は永久磁石の発する磁束が永久磁石とロータ表面間に介在する磁性材であるコアで分散してほぼ均一になっている。
【0005】
永久磁石の配される位置がロータの内径側になればなるほど、即ちモータとしてリラクタンストルクをより有効的に利用しようとすればするほど永久磁石とロータ表面間に介在する磁性材であるコアの径方向が広くなるため、磁束の分散は容易になり、ロータ表面での磁束分布は更に均一に成り易くなる。図6と図7に永久磁石の発する磁束の分散する様子を示す。其々の図中の同一記号は図4及び図5と同一部分を表す。
【0006】
ここで、この様なロータと組み合わされて構成されるモータのステータとロータの対向部分について図8に示す。この図はステータのロータと対向する面で円周方向に展開して図示したものである。図8において、ロータ部は図6のタイプで示し同一記号は同一部分を示す。7はステータで、通常良く使用される12スロットのものを示す。S1〜S12はステータ7のスロット番号を示しており、本例では12スロットであるのでS12まで順に並びS1に戻る。該スロットにはU・V・Wの相巻線が省略巻で4極構成となるよう施されている。本図において、ロータが右回転で回転するものとするとロータコア3からステータ7へと流れる永久磁石の磁束は左から右へと移動する。
【0007】
今、ロータが一定速で回転している状態では、ロータからステータへ流れる磁束は均一であるので、それぞれの相巻線に鎖交する磁束量Φの変化は図8の状態を時間起点(t0)とすると例えばU相巻線についてみてみれば図9の上段に示すような波形となり、この時の該U相巻線に発生する誘起電圧Vsは理論的には同図9の下段に示す波形となる。
【0008】
従って、この図から容易に判断出来るように極めて高次に至るまでの高調波成分を含んだ誘起電圧波形である。この様なモータでは相の誘起電圧の位相に合わせて電流の方向を急峻に変更して通電をおこなわなくてはならず、わずかなタイミングのずれでも大きな逆トルクが発生することになり,騒音や振動が発生したり、最悪はモータとしての使用を逸脱してしまうと言った危険がある。
この事は、該モータを制御し駆動しようとする装置に対して極めて繊細且つ高速の制御性を要求することになり、実用に値しない。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
従来のこの種のモータにおいては、低振動であって、該モータを駆動しようとする外部の制御装置の制御に対して複雑な手法を使用せずとも制御性を維持させようとする場合、ステータの巻線に発生する誘起電圧を極力正弦波状にすることが望まれることは周知の事実である。
【0010】
しかし、前述の従来例のようにロータの表面磁束が極内においてほぼ均一である場合、ロータの回転によってステータの巻線に鎖交する磁束の変化は一定となるので、相巻線毎の誘起電圧を正弦波状にするには該相巻線の分布を正弦波状にする必要があり、このためのステータ巻線構成は複雑に成らざるを得なかった。又、ステータの構造そのものもこれに対応するには、より多スロットにして相巻線の正弦波分布を可能にしてやる必要があり、事実上例えば12スロットや6スロットといったステータでは巻線の正弦波分布は成し得ない。
【0011】
特に、ロータの外周と永久磁石との間に介在する磁性材でリラクタンストルクを利用してモータ性能を向上させようとすると、図7で示されたロータ構造の場合では、永久磁石の発する磁束が介在する磁性材であるコアで分散してロータ外周表面ではほぼ均一になってしまう。前述のように、ロータの外周表面の磁束分布を正弦波状にすれば相巻線の分布は正弦波状にしなくとも例えば1コイルの集中巻で設計でき得ることになる。
【0012】
本発明は上記に鑑みなされたもので、ロータの外周表面での磁束分布を正弦波状にしてステータ巻線を簡単な構成とせしめ、且つ、モータの性能を向上させるものである。
【0013】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明では、ロータコアの永久磁石を配するスリットを界磁極間から界磁極中心に向かうにつれロータの外周から内側に向かって円弧状に湾曲させて、該スリットに永久磁石を配することで永久磁石の磁束を効果的に利用しつつロータの外周表面での磁束分布を正弦波状にさせるものである。
【0014】
また、該スリットの外周と内周の平均円弧中心線の界磁極中心線側円弧端部での接線が界磁極中心となす交差角度を0度〜90度の範囲で設定し、該スリットに配される永久磁石の有する磁束密度が大きくなるほど、この角度を小さくする。更に、このようにされたスリットに配する永久磁石はスリットの円弧の中心側において配向焦点を有するラジアルに配向されたものとすることでより一層効果的に上記課題を解決するものである。
【0015】
【発明の実施の形態】
本発明に係わる好適な実施形態について図面に従って説明する。図1は本発明の実施形態に係わる界磁極数4極のロータ構造である。該ロータはロータのコア10内に界磁極間と界磁極中心との間に永久磁石9を配するスリット8を、一方の界磁極間においてはロータの外周寄りに設定し該界磁極の界磁極中心においてはロータの内周寄りとなるよう設定すると共に、界磁極間から界磁極中心に至るスリット形状を任意の曲率でもって円弧状に湾曲させロータの外周と同方向の円弧を成すようにしてある。
【0016】
スリット8は同一界磁極のもう一方端の界磁極間からも同様のものを施してある。そして該両界磁極間から界磁極の極中心へ至るスリット8はロータの当該界磁極中心において該界磁極中心線と角度θ1(以下交差角θ1と略す。)で接するようにしてある。
【0017】
この様にしてロータのコア10に施されたスリットに、該スリット8と同様形状の永久磁石9が配される。以下においては磁束の流れや強さ及び方向の説明を容易にするために、本発明のスリットには該スリットと同一形状同一寸法の永久磁石が配されたものとして扱い、特に断りがない限り、寸法や配置に関する記述において永久磁石とスリットは同義である。
【0018】
今、この永久磁石がラジアル方向で配向されてモータが構成されている場合のロータ部磁束の流れを図2に示す。本図では1極のみを示しており、他の極も同様である。湾曲された永久磁石9が湾曲の内側に焦点を有する形でラジアル配向されているなら、永久磁石9からの磁束の方向は湾曲に沿って滑らかに且つ各点においてほぼ直角に向いていることになる。 従ってスリット8に挿入された永久磁石9から流出する磁束は左右の界磁極間付近ではほぼロータのラジアル方向に向かい、極中心に近づくにつれて次第にロータの界磁極中心に向かう。
【0019】
この様に界磁極中心線を基準として左右に配された永久磁石が同一の能力を有しているなら多くの磁束は極中心線付近に集中するような形態で界磁極が形成される。該磁束の集中具合は界磁極中心軸両側の永久磁石9のなす角度に左右される。
【0020】
図2における界磁極中心と、スリット8に配された永久磁石9の平均径の円弧で最も界磁極中心線寄りの場所での接線とのなす交差角θ1は、0度以上90度以下が設定し得る範囲である。 交差角θ1が90°以上であれば界磁中心線を挟んで両側の永久磁石9からの磁束の方向は互いに広がる方向となり本発明の趣旨と異なる。 又、交差角θ1が0°以下つまり負の角度で交差するということは、永久磁石9からの磁束の方向は0°以下の部分に関してロータの外周方向ではなく内周方向に向かってしまい本発明の趣旨からは逸脱する。今、個々の永久磁石9の有する磁束密度をBrpとすれば、界磁極としての有効磁束密度成分は界磁極の径方向であるので、その大きさの関数をF1とすると
F1∝2×Brp×cos (θ1) (1)
本発明が意図する磁束の集中度合の関数をF2とすると
F2∝2×Brp×sin(θ1) (2)
前記式(1)と式(2)を使って界磁極としての磁束密度の大きさと界磁極中心への磁束の集中度合の能力をFpとすると
Fp∝F1×F2∝cos (θ1)×sin(θ1) (3)
を導き出すことが出来る。
【0021】
(3)式より明らかなように交差角θ1は45°の場合が最大値を示し、合成磁束密度の大きさと集中力をうまく両立させる角度といえる。
交差角θ1が45度より小さければ合成磁束密度は少なくなるが、合成磁束密度のロータ界磁極中心への集中力が強まり、逆に45度より大きければ前記の集中力は弱まる。従って、該交差角θ1を適宜設定することにより目的とするロータ表面での正弦波状磁束分布に対応することが出来る。通常、磁束の集中を重視する場合は交差角を小さくし、磁束の量を重視する場合は交差角を大きくする。又、スリット8に挿入される永久磁石9の有する磁束密度が高い場合はロータの磁性材での磁束密度を均一にしようとして分散が強まるので、相対的に交差角θ1を小さく取ることでその影響を低くすることが出来る。
【0022】
ここで、図2に示した界磁極に関してロータ表面を基準として円周方向に展開したときの磁束の流れと磁束密度分布を表すと図3のようになる。図3の下段は永久磁石からの磁束φの流れる様子を示し上段は下段のロータ表面での磁束密度Brの分布を示している。
【0023】
永久磁石9の単体としての平均的な合成磁束は永久磁石9の平均円弧中心線での両端を結ぶ弦の界磁極中心線となす角θ2(以下傾き角θ2と略す。)で代表されるが、局部的に個々の部分を見てみると、任意のロータ界磁極を形成すべく界磁極の両端からそれぞれロータ中心側に湾曲して永久磁石9が配されていているので、永久磁石9からの磁束方向は該界磁極の中心に対して当該界磁極中心に近づくにつれ次第に大きな角度で交差する。しかし、界磁磁極中心線に対して左右対称に 永久磁石9が構成されていれば、互いの磁束は合成され結果としてロータの外周に対して直交し、その大きさは各部でのベクトル合成された値となる。同図から明らかなように、界磁極中心では比較的多くの磁束が合成され、両極間よりの磁束は自身の磁束の方向が界磁極中心方向に向いているため、その内側に当たる界磁極中心線寄りに存在する磁束は分散しようとするのを妨げ様とする方向に作用する。
【0024】
従って、永久磁石9の外周側に磁性材が介在していても磁束の分散が押さえられ図3の上段のような正弦波状の磁束分布を得ることが出来る。上記の磁束を保持しようとする作用は界磁極中心線とその両側の永久磁石9のなす角度、即ち交差角θ1及び傾き角θ2の適切な設定により任意に変更することが出来る。永久磁石9の傾き角度がθ2である時の界磁極としての有効磁束密度成分と磁束の集中度合の能力をFsとすると交差角の場合と同様に考えることができ、
Fs∝cos(θ2)×sin(θ2) (4)
と表される。ここで式(4)は、傾き角θ2=45度の条件で最も大きくなることは論を待たない。傾き角θ2が45度より小さければ合成磁束量は少なくなるが、合成磁束量のロータ界磁極中心への集中力が強まる。逆に、45度より大きければ前記の集中力は弱まる。
【0025】
従って、該傾き角θ2を適宜設定することにより目的とするロータ表面での正弦波状磁束分布を得ることが出来る。今、ひとつの界磁極の開角をθkとして、該モータの極数をPと置くと、
θk=360/P (5)
ふたつの永久磁石9でひとつの界磁極を作る場合、同一極を構成しようとする一方の永久磁石9の傾き角θ2は界磁極の1/2開角と当該1/2界磁極のロータ外周円弧における弦とで成る2等辺三角形の界磁極中心線と共通の辺でのロータ外周側内角に対する余角が設定し得る最大θmaxで、
θmax=90°+ θk/4 (6)
なる式で表すことが出来る。
【0026】
図10は4極ロータの場合についてのその模式的な関係図である。図10において、11は界磁極中心線、12は界磁極間を示す線を表す。本発明の趣旨を満足する傾き角としては図10から明らかなように
θmax>θ2>θk/2 (7)
なる範囲が有効である。
【0027】
この中でも特に効果的な傾き角θ2の範囲は式(4)からも類推できるように45°付近前後である。 通常、磁束の集中を重視する場合は傾き角θ2を小さくし、磁束の量を重視する場合は傾き角θ2を大きくする。又、前述と同様にスリットに挿入される永久磁石の有する磁束密度が高い場合は、ロータの磁性材での磁束密度を均一にしようとして分散が強まるので、相対的に傾き角θ2を小さく取ることでその影響を低くすることが出来る。以上の説明ではスリットの湾曲に関して特に曲率について言及していなかったが、曲率が大きくなれば永久磁石の傾き角θ2が大きくても交差角θ1が小さくなり、界磁極中心線付近での磁束集中の具合を大きくすることが出来る。従って、目的に応じて曲率を変更してやることでも界磁極としての全体の磁束量を操作しつつ界磁極中心線付近の磁束を強めてやることが出来る。尚、図11及び図12は本発明の第2及び第3の実施形態を示しており図1と構成内容において同一または相当部分については同一の符号を付して重複する説明を省略する。図11は永久磁石の傾き角θ2及び交差角θ1が共に比較的大きい例であり、磁束の集中より界磁極全体としての磁束量の確保を重視する場合を示しており、また、磁束量の確保とは無関係で界磁極中心側での永久磁石の円弧端が界磁極中心と比較的離れている場合の構成をも示している。図12は永久磁石の傾き角θ2及び交差角θ1が共に比較的小さく、磁束量の確保より界磁極中心付近での磁束の集中を重視した場合の構成を示したものである。
【0028】
図13は第4の実施形態を示しており、曲率は単一である必要は無く、界磁極の極間側で曲率が大きく極中心線側で小さくなる様にすることでも同様の効果が得られることは容易に推察されるものであり、本発明の趣旨を満足する範囲で部分的に直線であっても構わない。更には対象となるスリットの湾曲を複数に分割し、直線状のスリットを所定の角度でもって縦列させて等価的に湾曲させてもやはり同様の効果が得られる。この場合、該スリットの挿入される永久磁石は、上記説明でのラジアル配向のものでなくても厚み方向に平行配行された平板ものでもよい。尚、同一界磁極を構成する界磁極中心線を挟んで両側の永久磁石は必ずしも分割されている必要は無く、スリットが連続している限りにおいて単体構成されていてもよい。又、ある程度スリットに配する永久磁石が磁束密度の高いものであれば、モータの使用される用途によっては、例えば定格範囲内で使用され過負荷の恐れがない場合等では、通常界磁極の中心で合流するスリットを合流させずロータの磁性材で分割することが可能である。即ち、界磁極の極間と同じ様に永久磁石を挟んでロータの外周と内周をつなぐ磁性材でのブリッジを施すことが可能である。これは界磁極中心で集中する磁束の一部がブリッジを飽和させ、それ以上の磁束を通過させないようにするので、それ程磁束の集中を損なうことなく本発明のロータを得ることが可能である。
【0029】
【発明の効果】
本発明では、同一界磁極を構成すべくロータの磁性材に界磁極中心線を挟んで対象に円弧状のスリットを施し、且つ、該スリットは界磁極間側でロータの外周側、界磁極中心線側で内周側となるよう施すようにしているので、該スリットにスリットと同形状同極の永久磁石を配することで必然的に磁束は界磁極中心に集まろうとする。従って、界磁極としてのロータ表面での磁束分布は、永久磁石とロータ外周間に磁性材が介在しても磁束の分散が抑制されて正弦波状になる。特に、スリットに配される永久磁石が該永久磁石の円弧中心側を焦点位置とするラジアルに配向されていると、磁束は界磁極中心に近づくにしたがって界磁極中心線に向かう方向となるので磁束の分散がより強く抑制される。
【0030】
ロータ表面磁束が滑らかに正弦波状になることで、該ロータと組み合わされてモータを構成するステータの巻線構成は、例えば1コイルの集中巻というような簡単な構成にしても誘起電圧を正弦波状とすることが出来る。このことは、ステータのスロット数が少ないものにおいて極めて有効な効果であり、例えば、3スロットや6スロットといったようなステータでひとつのステータの歯に巻線を集中巻して任意の相の励磁極を発生させようとする場合等は特に有効である。
【0031】
又、本発明の実施例で取り上げた12スロットや24スロットにおいても、巻線を簡素化し製造が容易なモータとするに好適な方法と言える。結果として低振動のモータを容易に得ることが出来るものである。又、従来例のロータにおいてはロータの表面磁束がほぼ一様であるため、一般的にモータとして構成された時負荷時に於いて電機子反作用を受け界磁極中心位置が変化し易い。従って、ロータ位置を検出してステータ巻線への電流を流そうとする制御にとって、最適な通電タイミングと該位置が負荷によって変動することになるため極めて制御が難しくなり、モータを安定して効率良く駆動することが出来なくなるばかりか、モータの発生トルクが脈打つことになるため、音や振動の発生原因となっている。
【0032】
本発明においては、前述の説明の通り、界磁磁極中心軸に永久磁石の磁束が集中すべくロータのスリットが施されて該スリットに永久磁石が配されるので、従来のロータ構造で一般的に指摘される電機子反作用による界磁極中心の負荷に対する変動が少なく、制御に特別な工夫をしなくても安定した駆動が行え、この面からも安定した効率と低振動、低騒音を実現することができる。
【0033】
又、従来例図5で示した構造に代表されるロータにおいては、ロータの永久磁石によるトルク以外に永久磁石の磁束方向と直交するステータからの励磁磁束によるリラクタンストルクを利用することでトルクを向上させようとする場合があるが、巻線の励磁領域に該当の界磁極が差し掛かると、永久磁石とロータ外周との間の磁性材料の介在によって励磁磁束通路の断面が急激に広がるため、一気に当該巻線による励磁磁束が増大してかなり大きなリラクタンストルクを発生させる。このことは平均トルク的には有効ではあるが音、振動に関しては問題になる。本発明では、図1の構造からも明らかなように該当励磁巻線の励磁に関してリラクタンストルクに関与する励磁磁束通路断面は徐々に広がる構成にされているので、リラクタンストルクを確保しつつも急激な変化を起こさない。従ってこの面での音、振動に関しても大きな効果がある。
【0034】
この様に、本発明を実施することで、低振動、低騒音のモータを構成するに、ステータ構造やその巻線に関して特別な操作や工夫をすることなく行えると同時に、該モータを駆動する制御に関してもモータの脈動トルクを押えるような高速且つ複雑な制御手法や構成を行わなくとも音、振動の低いモータシステムを構築することが可能である。
【0035】
以上の説明の如く、本発明はブラシレスDCモータ及びこれを駆動制御する装置にとって極めて有益なものである。更には、場合によってはロータ界磁極中心で永久磁石を挟んでロータの外周と内周をつなぐ磁性材でのブリッジを施すことが可能であるので、ロータの回転による遠心力に対する強度が格段に向上すると共に、該ロータの外周の変形を押えることが出来得るものである。製造面においても、図4の従来例の様な細くて長いロータ外周ブリッジが無いため、これを打抜くプレス型の構造や工程が簡単になり安価にロータが製作できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態を示すロータの横断面図である。
【図2】図1のロータにおける任意界磁極の磁束の流れを示す説明図である。
【図3】図2に示した界磁極に関して、ロータ表面を基準として円周方向に展開した時の磁束の流れと磁束分布を表す説明図である。
【図4】従来例を示すロータの横断面図。
【図5】別の従来例を示すロータの横断面図。
【図6】図4のロータにおける磁束の流れを示す説明図である。
【図7】図5のロータにおける磁束の流れを示す説明図である。
【図8】図4のロータを用いたブラシレスDCモータの構成例を示す展開説明図である。
【図9】図8に示すモータの任意相における鎖交磁束の変化と当該相に発生する誘起電圧波形を示すものである。
【図10】傾き角θmaxを説明するための模式図である。
【図11】本発明の第2の実施形態を示すロータの横断面図。
【図12】本発明の第3の実施形態を示すロータの横断面図。
【図13】本発明の第4の実施形態を示すロータの横断面図。
【符号の説明】
1,4,8…スリット、2,5,9…磁石、3,6,10…磁性材、7…ステータ、U,V,W…ステータの相巻線、S1〜S12…ステータのスロット、θ1,θ2,θmax…角度、11…界磁極中心線、12…界磁極間を示す線、13…平均円弧中心線、φ…磁束、Φ…磁束量、Br…磁束密度。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a brushless DC motor, and more particularly to improvement in characteristics, low noise, and low vibration of a brushless DC motor having a structure in which a permanent magnet is disposed in a rotor.
[0002]
[Prior art]
A structure in which a slit is provided in a rotor and a permanent magnet is disposed on the rotor is usually called a permanent magnet embedded rotor and is used in many fields. An example of a rotor structure in a conventional brushless DC motor is shown in FIGS.
[0003]
FIG. 4 shows a permanent magnet arranged in a slit formed along the outer periphery of the rotor. FIG. 5 shows a case in which permanent magnets are arranged in slits formed so as to form strings on the outer periphery of the rotor. 4 and 5, 1 and 4 are slits, 2 and 5 are permanent magnets, and 3 and 6 are cores of the rotor. In FIG. 4, the
[0004]
In FIG. 5, the
[0005]
The diameter of the core, which is a magnetic material interposed between the permanent magnet and the rotor surface, the more the position where the permanent magnet is arranged is on the inner diameter side of the rotor, that is, the more effectively the reluctance torque is used as a motor. Since the direction becomes wider, the magnetic flux is easily dispersed, and the magnetic flux distribution on the rotor surface is more likely to be uniform. 6 and 7 show how the magnetic flux generated by the permanent magnet is dispersed. The same symbol in each figure represents the same part as FIG.4 and FIG.5.
[0006]
Here, FIG. 8 shows a facing portion between the stator and the rotor of the motor configured in combination with such a rotor. This figure is developed in the circumferential direction on the surface of the stator facing the rotor. In FIG. 8, a rotor part is shown by the type of FIG. 6, and the same symbol shows the same part.
[0007]
Now, in a state where the rotor is rotating at a constant speed, the magnetic flux flowing from the rotor to the stator is uniform. Therefore, the change in the amount of magnetic flux Φ interlinked with each phase winding changes the state of FIG. ), For example, when looking at the U-phase winding, the waveform shown in the upper part of FIG. 9 is obtained. The induced voltage Vs generated in the U-phase winding at this time is theoretically the waveform shown in the lower part of FIG. It becomes.
[0008]
Therefore, as can be easily determined from this figure, the induced voltage waveform includes harmonic components up to the very high order. Such motors must be energized by changing the direction of the current sharply according to the phase of the induced voltage of the phase, and a large reverse torque is generated even with a slight timing shift. There is a risk that vibrations will occur or that the worst case will be out of use as a motor.
This requires an extremely delicate and high-speed controllability for the device that controls and drives the motor, and is not practical.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In this type of conventional motor, when it is intended to maintain controllability without using a complicated method for controlling an external control device that drives the motor because of low vibration, It is a well-known fact that it is desirable to make the induced voltage generated in the winding of the sine wave as sinusoidal as possible.
[0010]
However, if the surface magnetic flux of the rotor is almost uniform in the pole as in the above-mentioned conventional example, the change in the magnetic flux linked to the stator winding by the rotation of the rotor becomes constant, so that the induction for each phase winding is induced. In order to make the voltage sinusoidal, it is necessary to make the distribution of the phase windings sinusoidal, and the stator winding configuration for this purpose has to be complicated. In order to cope with the stator structure itself, it is necessary to increase the number of slots so as to enable the distribution of the sine wave of the phase winding. Distribution cannot be achieved.
[0011]
In particular, when trying to improve the motor performance using reluctance torque with a magnetic material interposed between the outer periphery of the rotor and the permanent magnet, in the case of the rotor structure shown in FIG. It is dispersed by the intervening magnetic material core and becomes almost uniform on the outer circumferential surface of the rotor. As described above, if the magnetic flux distribution on the outer peripheral surface of the rotor is made sinusoidal, the distribution of the phase windings can be designed with concentrated winding of one coil, for example, without making it sinusoidal.
[0012]
The present invention has been made in view of the above, and makes the magnetic flux distribution on the outer peripheral surface of the rotor sinusoidal so that the stator winding has a simple configuration and improves the performance of the motor.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, in the present invention, a slit for arranging a permanent magnet of a rotor core is curved in an arc shape from the outer periphery of the rotor to the inside as it goes from between the field poles to the center of the field pole. The magnetic flux distribution on the outer peripheral surface of the rotor is made sinusoidal while effectively utilizing the magnetic flux of the permanent magnet.
[0014]
In addition, the crossing angle between the tangent line at the arc end of the field pole center line side of the average arc center line of the outer circumference and the inner circumference of the slit and the field pole center is set in the range of 0 to 90 degrees, and is arranged in the slit. The angle is decreased as the magnetic flux density of the permanent magnet increases. Furthermore, the above-described problem can be solved more effectively by assuming that the permanent magnets arranged in the slits thus arranged are oriented radially in the center of the arc of the slit and having an orientation focal point.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A preferred embodiment according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a rotor structure having four field poles according to an embodiment of the present invention. In the
[0016]
The
[0017]
In this way, permanent magnets 9 having the same shape as the
[0018]
FIG. 2 shows the flow of the rotor magnetic flux when the permanent magnet is oriented in the radial direction to form a motor. In this figure, only one pole is shown, and the other poles are the same. If the curved permanent magnet 9 is radially oriented with a focal point inside the curve, the direction of the magnetic flux from the permanent magnet 9 will be smoothly along the curve and substantially perpendicular at each point. Become. Therefore, the magnetic flux flowing out from the permanent magnet 9 inserted into the
[0019]
In this way, if the permanent magnets arranged on the left and right with reference to the field pole center line have the same ability, the field pole is formed in such a manner that a large amount of magnetic flux is concentrated near the pole center line. The concentration of the magnetic flux depends on the angle formed by the permanent magnets 9 on both sides of the field pole central axis.
[0020]
The crossing angle θ1 between the center of the field pole in FIG. 2 and the tangent at the location closest to the center of the field pole in the arc of the average diameter of the permanent magnet 9 arranged in the
F2 関 数 2 × Brp × sin (θ1) (2) where F2 is a function of the concentration degree of magnetic flux intended by the present invention.
Fp∝F1 × F2∝cos (θ1) × sin () where the magnitude of the magnetic flux density as the field pole and the ability of the magnetic flux concentration at the center of the field pole are defined as Fp using the formulas (1) and (2). θ1) (3)
Can be derived.
[0021]
As apparent from the equation (3), the crossing angle θ1 has a maximum value when the angle is 45 °, and can be said to be an angle that successfully balances the magnitude of the resultant magnetic flux density and the concentration.
If the crossing angle θ1 is less than 45 degrees, the resultant magnetic flux density decreases, but the concentration of the resultant magnetic flux density on the center of the rotor field magnetic pole increases, and conversely if it exceeds 45 degrees, the concentration becomes weaker. Therefore, by appropriately setting the crossing angle θ1, it is possible to deal with the intended sinusoidal magnetic flux distribution on the rotor surface. Normally, the crossing angle is reduced when the magnetic flux concentration is important, and the crossing angle is increased when the magnetic flux amount is important. Further, when the magnetic flux density of the permanent magnet 9 inserted into the
[0022]
Here, the flow of magnetic flux and the magnetic flux density distribution when the field pole shown in FIG. 2 is developed in the circumferential direction with reference to the rotor surface are as shown in FIG. The lower part of FIG. 3 shows how the magnetic flux φ flows from the permanent magnet, and the upper part shows the distribution of the magnetic flux density Br on the surface of the lower rotor.
[0023]
The average combined magnetic flux of the permanent magnet 9 as a single unit is represented by an angle θ2 (hereinafter abbreviated as an inclination angle θ2) formed with the field pole centerline of the string connecting both ends of the permanent magnet 9 at the average arc centerline. When the individual parts are viewed locally, the permanent magnets 9 are curved from both ends of the field poles toward the rotor center side to form arbitrary rotor field poles. The direction of the magnetic flux intersects with the center of the field pole gradually at a larger angle as it approaches the center of the field pole. However, if the permanent magnets 9 are configured symmetrically with respect to the field magnetic pole center line, the magnetic fluxes are combined and, as a result, are orthogonal to the outer periphery of the rotor, and the magnitudes thereof are vector combined at each part. Value. As is clear from the figure, a relatively large amount of magnetic flux is synthesized at the center of the field pole, and the magnetic flux between both poles is directed toward the center of the field pole. The magnetic flux that is present in the vicinity acts in a direction that prevents the magnetic flux from dispersing.
[0024]
Therefore, even if a magnetic material is present on the outer peripheral side of the permanent magnet 9, the dispersion of the magnetic flux is suppressed, and a sinusoidal magnetic flux distribution as shown in the upper part of FIG. 3 can be obtained. The action of maintaining the magnetic flux can be arbitrarily changed by appropriately setting the angle formed by the field pole center line and the permanent magnets 9 on both sides thereof, that is, the crossing angle θ1 and the inclination angle θ2. Assuming that the effective magnetic flux density component as the field magnetic pole when the inclination angle of the permanent magnet 9 is θ2 and the ability of the magnetic flux concentration are Fs, it can be considered as in the case of the crossing angle.
Fs∝cos (θ2) × sin (θ2) (4)
It is expressed. Here, it is not a matter of course that the expression (4) becomes the largest under the condition of the inclination angle θ2 = 45 degrees. If the tilt angle θ2 is smaller than 45 degrees, the combined magnetic flux amount decreases, but the concentration of the combined magnetic flux amount on the rotor field magnetic pole center increases. On the contrary, if it is larger than 45 degrees, the concentration power is weakened.
[0025]
Therefore, a sinusoidal magnetic flux distribution on the target rotor surface can be obtained by appropriately setting the tilt angle θ2. Now, if the opening angle of one field pole is θk and the number of poles of the motor is P,
θk = 360 / P (5)
When one field pole is formed by two permanent magnets 9, the
θmax = 90 ° + θk / 4 (6)
It can be expressed by the following formula.
[0026]
FIG. 10 is a schematic diagram showing the relationship in the case of a 4-pole rotor. In FIG. 10, 11 indicates a field pole center line, and 12 indicates a line between the field poles. As is apparent from FIG. 10, the inclination angle satisfying the gist of the present invention is θmax>θ2> θk / 2 (7)
The range is valid.
[0027]
Among these, the particularly effective range of the inclination angle θ2 is around 45 ° as can be inferred from the equation (4). Normally, the inclination angle θ2 is decreased when importance is attached to the concentration of magnetic flux, and the inclination angle θ2 is increased when importance is attached to the amount of magnetic flux. In the same way as described above, when the magnetic flux density of the permanent magnet inserted into the slit is high, the dispersion becomes stronger in an attempt to make the magnetic flux density uniform in the magnetic material of the rotor, so the inclination angle θ2 should be relatively small. The effect can be lowered. In the above description, the curvature is not particularly mentioned with respect to the curvature of the slit. However, if the curvature is increased, the crossing angle θ1 is decreased even if the inclination angle θ2 of the permanent magnet is increased, and the magnetic flux concentration near the field pole center line is reduced. The condition can be increased. Therefore, by changing the curvature according to the purpose, the magnetic flux in the vicinity of the field pole center line can be strengthened while manipulating the total magnetic flux amount as the field pole. 11 and 12 show the second and third embodiments of the present invention, and the same or corresponding parts in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted. FIG. 11 shows an example in which the inclination angle θ2 and the crossing angle θ1 of the permanent magnet are both relatively large, and shows a case where the securing of the magnetic flux amount as the entire field pole is more important than the concentration of magnetic flux, and the securing of the magnetic flux amount. The configuration in the case where the arc end of the permanent magnet on the center side of the field pole is relatively away from the center of the field pole is shown. FIG. 12 shows a configuration in which both the inclination angle θ2 and the crossing angle θ1 of the permanent magnet are relatively small, and the concentration of the magnetic flux near the center of the field pole is more important than securing the amount of magnetic flux.
[0028]
FIG. 13 shows a fourth embodiment. The curvature does not need to be unitary, and the same effect can be obtained by making the curvature large between the poles of the field pole and small on the pole center line side. It is easily inferred that it may be partially straight within a range that satisfies the gist of the present invention. Furthermore, the same effect can also be obtained by dividing the curvature of the target slit into a plurality of portions and lining up the straight slits at a predetermined angle and bending them in an equivalent manner. In this case, the permanent magnet into which the slit is inserted may be a flat plate arranged in parallel in the thickness direction, instead of the radial orientation described above. The permanent magnets on both sides of the field pole center line constituting the same field pole are not necessarily divided, and may be constituted as a single unit as long as the slits are continuous. In addition, if the permanent magnet placed in the slit has a high magnetic flux density, the center of the normal field pole may be used depending on the application in which the motor is used. It is possible to divide by the magnetic material of the rotor without merging the slits that merge at. That is, it is possible to bridge with a magnetic material that connects the outer periphery and the inner periphery of the rotor with the permanent magnet sandwiched between the poles of the field pole. This prevents a part of the magnetic flux concentrated at the center of the field pole from saturating the bridge and prevents further magnetic flux from passing therethrough, so that the rotor of the present invention can be obtained without losing the magnetic flux concentration so much.
[0029]
【The invention's effect】
In the present invention, the magnetic material of the rotor is provided with an arc-shaped slit across the field pole center line so as to form the same field pole, and the slit is located between the field poles on the outer periphery side of the rotor and the field pole center. Since it is applied to the inner peripheral side on the line side, the magnetic flux inevitably tends to gather at the center of the field pole by arranging a permanent magnet having the same shape and the same polarity as the slit in the slit. Therefore, the magnetic flux distribution on the rotor surface as the field pole is sinusoidal even if the magnetic material is interposed between the permanent magnet and the outer periphery of the rotor, and the dispersion of the magnetic flux is suppressed. In particular, if the permanent magnets arranged in the slit are oriented radially with the arc center side of the permanent magnet as the focal point, the magnetic flux is directed toward the field pole center line as it approaches the field pole center. Is more strongly suppressed.
[0030]
Since the rotor surface magnetic flux has a smooth sine wave shape, the winding structure of the stator that forms the motor in combination with the rotor can generate an induced voltage with a sine wave shape even if it is a simple structure such as concentrated winding of one coil. It can be. This is an extremely effective effect when the number of slots of the stator is small. For example, a winding such as a 3-slot or 6-slot stator is wound around one stator tooth in a concentrated manner, and an excitation pole of an arbitrary phase is obtained. This is particularly effective when trying to generate the above.
[0031]
In addition, the 12 slots and 24 slots taken up in the embodiments of the present invention can be said to be suitable methods for simplifying the winding and making the motor easy to manufacture. As a result, a low vibration motor can be easily obtained. Further, in the rotor of the conventional example, the surface magnetic flux of the rotor is almost uniform, so that when it is configured as a motor, the center position of the field magnetic pole is likely to change due to the armature reaction at the time of load. Therefore, for the control to detect the rotor position and flow the current to the stator winding, the optimum energization timing and the position will vary depending on the load, making the control extremely difficult, and making the motor stable and efficient. Not only can it not be driven well, but the generated torque of the motor pulsates, which is the cause of the generation of noise and vibration.
[0032]
In the present invention, as described above, the slit of the rotor is provided so that the magnetic flux of the permanent magnet is concentrated on the central axis of the field magnetic pole, and the permanent magnet is arranged in the slit. There is little fluctuation with respect to the load at the center of the field pole due to the armature reaction pointed out in the above, and stable driving can be performed without special control, and also from this aspect, stable efficiency, low vibration, and low noise are realized. be able to.
[0033]
Further, in the rotor represented by the structure shown in FIG. 5 in the conventional example, the torque is improved by utilizing the reluctance torque generated by the excitation magnetic flux from the stator orthogonal to the magnetic flux direction of the permanent magnet in addition to the torque generated by the permanent magnet of the rotor. However, if the corresponding field pole reaches the excitation area of the winding, the magnetic flux path cross section suddenly expands due to the presence of the magnetic material between the permanent magnet and the outer periphery of the rotor. The exciting magnetic flux generated by the winding increases to generate a considerably large reluctance torque. Although this is effective in terms of average torque, it becomes a problem with respect to sound and vibration. In the present invention, as is clear from the structure of FIG. 1, the excitation magnetic flux passage cross section involved in the reluctance torque with respect to the excitation of the corresponding excitation winding is configured to gradually widen. Does not change. Therefore, there is a great effect on sound and vibration in this aspect.
[0034]
As described above, by implementing the present invention, a low vibration, low noise motor can be configured without any special operation or contrivance regarding the stator structure and its windings, and at the same time, a control for driving the motor. With respect to the motor system, it is possible to construct a motor system with low sound and vibration without performing a high-speed and complicated control method and configuration that can suppress the pulsation torque of the motor.
[0035]
As described above, the present invention is extremely useful for a brushless DC motor and an apparatus for driving and controlling the same. Furthermore, in some cases, it is possible to bridge with a magnetic material that connects the outer periphery and inner periphery of the rotor with a permanent magnet at the center of the rotor field magnetic pole, so the strength against centrifugal force due to the rotation of the rotor is greatly improved. In addition, the deformation of the outer periphery of the rotor can be suppressed. In terms of manufacturing, there is no thin and long rotor outer peripheral bridge as in the conventional example of FIG. 4, so that the structure and process of a press die for punching this out can be simplified and the rotor can be manufactured at low cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view of a rotor showing a first embodiment of the present invention.
2 is an explanatory diagram showing a flow of magnetic flux of an arbitrary field magnetic pole in the rotor of FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a magnetic flux flow and a magnetic flux distribution when the field pole shown in FIG. 2 is developed in the circumferential direction with respect to the rotor surface.
FIG. 4 is a transverse sectional view of a rotor showing a conventional example.
FIG. 5 is a cross-sectional view of a rotor showing another conventional example.
6 is an explanatory diagram showing a flow of magnetic flux in the rotor of FIG. 4;
7 is an explanatory diagram showing a flow of magnetic flux in the rotor of FIG. 5; FIG.
8 is a development explanatory view showing a configuration example of a brushless DC motor using the rotor of FIG. 4; FIG.
9 shows a change in flux linkage in an arbitrary phase of the motor shown in FIG. 8 and an induced voltage waveform generated in the phase.
FIG. 10 is a schematic diagram for explaining an inclination angle θmax.
FIG. 11 is a cross-sectional view of a rotor showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a cross-sectional view of a rotor showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a cross-sectional view of a rotor showing a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (6)
θmax>θ2>θk/2
の範囲内にあることを特徴とする請求項1または請求項2記載のブラシレスDCモータ。When the angle between the field pole center line of the string connecting the field poles of the arbitrary poles on the outer periphery of the rotor and the field pole center line is θmax, and the opening angle of the field pole is θk, the outer periphery and the inner periphery of the slit The inclination angle θ2 formed by the string connecting the arc ends of the average arc center line or its extension line and the field pole center line is θmax>θ2> θk / 2.
The brushless DC motor according to claim 1 or 2, wherein the brushless DC motor is within the range.
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