JP4297306B2

JP4297306B2 - Spread spectrum modulation method and apparatus

Info

Publication number: JP4297306B2
Application number: JP34762299A
Authority: JP
Inventors: 稔栄福地; 靖青柳
Original assignee: THE FURUKAW ELECTRIC CO., LTD.
Current assignee: THE FURUKAW ELECTRIC CO., LTD.
Priority date: 1999-12-07
Filing date: 1999-12-07
Publication date: 2009-07-15
Anticipated expiration: 2019-12-07
Also published as: JP2001168835A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信信号に拡散符号によるスペクトラム拡散変調を施すとともに、取り込んだ電波に拡散符号による逆拡散を行って受信信号を得るスペクトラム拡散変調方法及びその装置に関する。
【０００２】
【関連する背景技術】
従来、この種の装置は、スペクトラム拡散変調方式を利用したレーダ装置や通信装置等に用いられており、例えば図１２に示す構成のものがあった。
すなわち、図１２に示す送信回路１０において、ＰＮ符号発生器１１からの疑似雑音信号（以下、「ＰＮ符号」）によって、送信信号である中間周波数帯域の信号（以下、「中間周波信号」という）ＩＦを二重平衡変調器１２でスペクトラム拡散変調している。さらに、上記変調された信号ＦIFは、分配器１４を介して入力する局部発振器１３からの高周波信号ＦLOによって、周波数変換器１５でアップコンバートされた後に、ろ波器１６を経てＦLO＋ＦIF＝Ｆｃの信号となって送信空中線１７から送信されていた。
【０００３】
また、伝搬される電波は、受信回路２０の受信空中線２１で受信信号として受信されており、周波数変換器２２で局部発振器１３からの高周波信号ＦLOによってダウンコンバートされた後に、低雑音増幅器２３で増幅され、さらに遅延回路２４で遅延された上記ＰＮ符号に基づき、相関器１８で逆拡散を行って自己相関を検出していた。このように検出された自己相関は、図１３の理想的な自己相関特性に示すように、ピークａとフラットなサイドローブｂを持っており、例えば上記スペクトラム拡散変調装置を用いてレーダ装置を実現すると、検出部２６でこの自己相関のピークａを計測し、サイドローブｂよりもやや大きいレベルに設定された閾値Ｔｈに基づき、制御部２７でこの相関のピークａを検出することでターゲットの有無を検出していた。
【０００４】
すなわち、自己相関関数は、ピークとサイドローブを持ち、そのレベル差は使用する符号系列の符号長Ｎによって決まる。このレベル差を、弁別指数（１／Ｎ）と呼ぶことにする。スペクトラム拡散変調方式を利用したレーダの受信信号ダイナミックレンジは、この弁別指数（１／Ｎ）によって決まる。言い換えれば、スペクトラム拡散変調方式のレーダでは、受信信号のダイナミックレンジをこの弁別指数以内に圧縮する必要がある。例えば符号長Ｎに対する弁別指数は、以下の表のようになる。
【０００５】
【表１】

【０００６】
すなわち、Ｎ＝１６３８３の符号系列を用いても、弁別指数は４０ｄＢ程度である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、実際のレーダ装置では、例えば図１４に示すように、受信信号のダイナミックレンジは約８０ｄＢにも及ぶものである。このような場合に上述したレーダ装置をそのまま適用すると、いわゆる遠近問題が生じる。すなわち、図１４に示すように、近距離から信号レベルの大きな受信信号が受信されると、この信号のもつ自己相関のサイドローブが雑音のように影響してしまうために、遠距離からの信号レベルの小さな受信信号に対して十分なＳ／Ｎが確保できなくなってしまう。例えば前記レーダ装置を自動車に搭載して物体検出を行う場合、１０ｍ前方に散乱断面積σ＝２０ｄＢのトラックが存在する時に、１００ｍ前方の散乱断面積σ＝０ｄＢのバイクが検出できなくなるという問題点がある。
【０００８】
また、前記レーダ装置では、送信アンテナから送出された電波が隣接する受信アンテナに回り込み、ターゲットとして受信される、いわゆる「回り込み信号」が存在する。この回り込み信号は、前方のターゲットの有無に拘わらず常時存在するごく近傍のターゲットとして検出され、そのレベルが大きい場合、前記遠近問題の原因になる。図１４の場合を考えると、回り込み信号の信号レベルが問題にならないレベルにまで低減するためには、送信及び受信アンテナ間で８０ｄＢ以上のアイソレーションが必要となり、このような大きなアイソレーションを実現するのはきわめて困難であるという問題点があった。
【０００９】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたもので、距離に応じて受信感度を変化させることにより、ダイナミックレンジの圧縮を可能にするスペクトラム拡散変調方法及びその装置を提供することを目的とする。
また、本発明の他の目的は、回り込み信号を積極的に抑圧することで、受信信号を正確に検出することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、送信回路は、所定のパルス変調周波数で開閉する第１の開閉手段によって、例えばスペクトラム拡散変調された送信信号をパルス信号に変調して送信し、受信回路は、例えば検出距離に応じたパルス変調周波数で開閉する第２の開閉手段によって、受信信号をパルス信号に変調した後に、前記逆拡散を行うスペクトラム拡散変調方法が提供される。
【００１１】
すなわち、パルス発生器から発生させるパルス変調周波数を検出距離に応じて調整し、前記パルス変調周波数によって第２の開閉手段を開閉させて受信信号を変調してパルス化を行うことによって、受信感度を変化させ、ダイナミックレンジの圧縮を可能にし、回り込み信号を積極的に抑圧する。
また、本発明では、送信回路は、所定のデューティ比で開閉する第１の開閉手段によって、送信信号をパルス信号に変調して送信し、受信回路は、検出距離に応じたデューティ比で開閉する第２の開閉手段によって、受信信号をパルス信号に変調することで、距離に対する受信感度を変化させ、ダイナミックレンジの圧縮を可能にし、回り込み信号を積極的に抑圧する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明に係るスペクトラム拡散変調方法及びその装置の実施形態を図１乃至図１１の図面を用いて説明する。
図１は、本発明に係るスペクトラム拡散変調方法を用いたレーダ装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図１において、図１２の従来例と同様の構成部分については、説明の都合上、同一符号とする。
【００１３】
図において、図１２の構成と異なる点は、二重平衡変調器１２と周波数変調器１５間にスイッチ１８を設け、低雑音増幅器２３と相関器２５間にスイッチ２８と通過帯域を制限するためのろ波器２９とを設け、かつパルス信号を発生させて両スイッチ１８，２８をオン／オフさせるパルス発生器１９とを備えた点にある。パルス発生器１９は、制御部２７によってパルス化のために発生させる発生周波数が制御されており、図２に示すように、発生周波数を変えてスイッチ１８，２８の切り替えを行う送信パルスと受信パルスを出力している。なお、スイッチ１８，２８は、本発明の第１及び第２の開閉手段を構成し、パルス発生器１９及び制御部２７は、本発明の制御手段を構成する。
【００１４】
すなわち、制御部２７は、ターゲットを検出する距離に応じてパルス発生器１９が発生する発生周波数を変化させている。この制御によって、パルス発生器１９は、図２（ａ）に示す送信パルスに対し、逆相の受信パルスを発生させて（図２（ｂ）参照）、スイッチ１８，２８をオン／オフさせている。なお、本実施形態では、スイッチ１８，２８のスイッチングに用いる送信パルス及び受信パルスのパルス列は、例えば２ΔＴでデューティ比５０％とする。
【００１５】
スペクトラム拡散変調された中間周波信号は、スイッチ１８によって振幅変調されてパルス化し、周波数変換器１５及びろ波器１６を介して送信アンテナ１７から送出される。また、受信アンテナ２１で取り込まれ、周波数変換器２２で中間周波信号に周波数変換された受信信号は、図２（ｃ）に示すパルス列からなり、スイッチ２８によって再度振幅変調されて最終的には斜線部分がスイッチ２８を通過した受信レベルとなってろ波器２９を介して相関器２５に出力される。
【００１６】
図３は、パルス化による距離に対する感度変化[ｄＢ]を示す図である。図において、この例では、１００ｍ前方からの受信信号、すなわちΔｔ＝６６６．７ｎｓｅｃの遅延時間を持った信号に対して最も感度が良くなるようなパルスを用いた。なお、このパルス列は、デューティ比を５０％とした。
この結果、パルス化における受信信号のダイナミックレンジは、図４に示すように大幅に圧縮されているのがわかる。
【００１７】
このように、本実施形態では、パルス化を行うためのパルス発生器からの発生周波数を調整することにより、任意の距離に対する感度を調整することができ、図５に示すように、相関器からの相関出力を受信信号の距離に応じて変化させることができる。そして、距離ゼロの信号に対しては受信感度を原理的にゼロにできることがわかった。なお、図５において、Ｒｍａｘは最高感度の時の距離を示す。
【００１８】
従って、本実施形態では、前述した回り込み信号のように、ほとんど距離ゼロの受信信号に対しては、パルス化により受信信号の電力を見た目上、きわめて小さく抑圧できるので、回り込み信号の問題を解決して受信信号を正確に検出できる。
また、図６は、図１に示したレーダ装置のパルス化を説明するための他の実施形態の波形図である。本実施形態では、制御部２７はパルス発生器１９が発生するパルスのデューティ比を検出距離に応じて変化させるものである。この制御によって、パルス発生器１９は、図６（ａ）に示す送信パルスに対し、送信パルスがオンからオフに切り替わった後、τだけ時間差があった後に受信パルスがオフからオンに切り替わるようにして（図６（ｂ）参照）、スイッチ１８，２８をオン／オフさせている。
【００１９】
このようにパルス化を行うと、周波数変換器２２で中間周波信号に周波数変換された受信信号は、図６（ｃ）に示すパルス列からなり、スイッチ２８によって再度振幅変調されて最終的には斜線部分がスイッチ２８を通過した受信レベルとなってろ波器２９を介して相関器２５に出力される。
図７は、パルス化による距離に対する感度変化[ｄＢ]を示す図である。図において、この例では、１００ｍ前方からの受信信号、すなわちΔｔ＝６６６．７ｎｓｅｃの遅延時間を持った信号に対して最も感度が良くなるようなパルスを用いた。なお、このパルス列は、デューティ比を５０％とした。
【００２０】
この結果、近距離からの受信信号を積極的に圧縮することができ、パルス化における受信信号のダイナミックレンジは、図８に示すようにさらに大幅に圧縮できる。
このように、本実施形態では、パルス化を行うためのパルス発生器から発生させるパルスのデューティ比を調整することにより、任意の距離に対する感度を調整することができ、特に近距離からの受信信号、すなわち回り込み信号に対して大きな減衰を与えることができる。
【００２１】
図９は、パルス化による距離に対する感度変化について理論値と実測値を比較して検証した。なお、ここでは、検出距離を１８．７５ｍとし、この時の受信信号に対する感度変化を示している。また、実験では、反射信号の遅延時間（距離に相当）を任意に変化させるのは難しいので、固定遅延をもつ反射信号に対してパルス変調周波数を変化させた場合の感度変化を測定したもので、その際のパルスのデューティ比を５０％と４６％とした。なお、このパルス変調周波数の変化と測定距離の変化の置き換えは論理上等価である。
【００２２】
この結果、理論値と実測値は良く一致することがわかる。デューティ比４６％において、パルス変調周波数が低い部分に関しては、理想的には−∞になるが、実測では有限な値になっている。これは、パルス変調を行うマイクロ波スイッチのオン／オフ特性に起因するもので、理論値にも反映できるものである。
なお、上述した実施形態では、パルス発生器から発生させるパルスの波形が矩形波の場合について説明したが、本発明はこれに限らず、例えば送信パルスの波形を図１０（ａ）に示すように三角波とし、受信パルスを図２（ｂ）と同様に矩形波とすることも可能である。本実施形態では、図１０（ｃ）に示す実際のレーダの受信信号に対して、全ての距離で等しい電力で受信することが可能になる。
【００２３】
これにより、本実施形態では、通常のレーダに比べて信号のダイナミックレンジがきわめて広い自動車用レーダ等においても、前記ダイナミックレンジを方式的に圧縮できる。また、図１に示した中間周波数帯の信号をパルス化するスイッチの代わりに、ＰＮ符号発生器１１と二重平衡変調器１２間にスイッチ１８を設け、また遅延回路２４と相関器２５間にスイッチ２８を設け、パルス発生器１９の送信パルス及び受信パルスによってＰＮ符号発生器１１から発生されるＰＮ符号をパルス化するように構成することも可能である。この第２の実施形態では、パルス化されたＰＮ符号によって中間周波信号がスペクトラム拡散されて送出され、反射波として受信されて相関器２５内で、例えば図２（ｃ）のような受信信号に対して逆拡散を行って自己相関が検出される。
【００２４】
このように、本実施形態でも、第１実施形態と同様に、受信信号のダイナミックレンジを圧縮し、ほとんど距離ゼロの受信信号に対しては、パルス化により受信信号の電力を見た目上、きわめて小さく抑圧できるので、回り込み信号の問題を解決して受信信号を正確に検出できる。
本発明は、これら実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、所定のパルス変調周波数又はデューティ比によって第１の開閉手段を開閉させて送信信号を変調してパルス化を行って送信し、検出距離に応じて調整したパルス変調周波数又はデューティ比によって第２の開閉手段を開閉させて受信信号を変調してパルス化を行うことによって、受信感度を変化させ、ダイナミックレンジの圧縮を可能にし、回り込み信号を積極的に抑圧する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスペクトラム拡散変調方法を用いたレーダ装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示したレーダ装置のパルス化を説明するための各部の波形を示す第１の実施形態の波形図である。
【図３】図２のパルス化による距離に対する感度変化を示す関係図である。
【図４】図２のパルス化における受信信号のダイナミックレンジの圧縮を説明するための図である。
【図５】相関出力と距離の関係を示す関係図である。
【図６】図１に示したレーダ装置のパルス化を説明するための第２の実施形態の波形図である。
【図７】図６のパルス化による距離に対する感度変化を示す関係図である。
【図８】図６のパルス化における受信信号のダイナミックレンジの圧縮を説明するための図である。
【図９】図６のパルス化における感度変化の実測値と理論値を示す図である。
【図１０】図１に示したレーダ装置のパルス化を説明するための第３の実施形態の波形図である。
【図１１】本発明に係るスペクトラム拡散変調方法を用いたレーダ装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来のスペクトラム拡散変調装置の構成を示す構成図である。
【図１３】理想的な自己相関特性を示す特性図である。
【図１４】図１２の従来例における受信信号のダイナミックレンジを説明するための図である。
【符号の説明】
１０送信回路
１１ＰＮ符号発生器
１２二重平衡変調器
１３局部発振器
１４分配器
１５，２２，３０周波数変換器
１６，２９ろ波器
１７送信空中線
１８，２８スイッチ
１９パルス発生器
２０受信回路
２１受信空中線
２３，３２低雑音増幅器
２４遅延回路
２５相関器
２６検出器
２７制御部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a spread spectrum modulation method and apparatus for performing a spread spectrum modulation using a spread code on a transmission signal and despreading a captured radio wave using a spread code to obtain a received signal.
[0002]
[Related background]
Conventionally, this type of device has been used in radar devices and communication devices using a spread spectrum modulation system, and has, for example, a configuration shown in FIG.
That is, in the transmission circuit 10 shown in FIG. 12, a pseudo-noise signal (hereinafter referred to as “PN code”) from the PN code generator 11 causes an intermediate frequency band signal (hereinafter referred to as “intermediate frequency signal”) as a transmission signal. The IF is spread spectrum modulated by the double balanced modulator 12. Further, the modulated signal FIF is up-converted by the frequency converter 15 by the high-frequency signal FLO from the local oscillator 13 input via the distributor 14, then passes through the filter 16, and the signal FLO + FIF = Fc. And was transmitted from the transmission antenna 17.
[0003]
The propagated radio wave is received as a reception signal by the reception antenna 21 of the reception circuit 20, down-converted by the high-frequency signal FLO from the local oscillator 13 by the frequency converter 22, and then amplified by the low noise amplifier 23. Further, based on the PN code delayed by the delay circuit 24, the correlator 18 performs despreading to detect autocorrelation. The autocorrelation detected in this way has a peak a and a flat side lobe b as shown in the ideal autocorrelation characteristics of FIG. 13, and for example, a radar apparatus is realized by using the spread spectrum modulation apparatus. Then, the detection unit 26 measures the autocorrelation peak a, and the control unit 27 detects the correlation peak a based on the threshold Th set to a level slightly higher than the side lobe b, thereby determining whether or not there is a target. Was detected.
[0004]
That is, the autocorrelation function has a peak and a side lobe, and the level difference is determined by the code length N of the code sequence to be used. This level difference is called a discrimination index (1 / N). The received signal dynamic range of the radar using the spread spectrum modulation system is determined by this discrimination index (1 / N). In other words, the spread spectrum modulation type radar needs to compress the dynamic range of the received signal within this discrimination index. For example, the discrimination index for the code length N is as shown in the following table.
[0005]
[Table 1]

[0006]
That is, even when a code sequence of N = 16383 is used, the discrimination index is about 40 dB.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in an actual radar apparatus, as shown in FIG. 14, for example, the dynamic range of the received signal reaches about 80 dB. If the radar apparatus described above is applied as it is in such a case, a so-called perspective problem occurs. That is, as shown in FIG. 14, when a reception signal having a large signal level is received from a short distance, the autocorrelation side lobe of this signal has an influence like noise. Sufficient S / N cannot be secured for a received signal with a low level. For example, when the radar apparatus is mounted on an automobile and object detection is performed, when a truck with a scattering cross section σ = 20 dB exists in front of 10 m, a motorcycle with a scattering cross section σ = 0 dB in front of 100 m cannot be detected. There is.
[0008]
In the radar apparatus, there is a so-called “wraparound signal” in which a radio wave transmitted from a transmission antenna wraps around an adjacent reception antenna and is received as a target. This sneak signal is detected as a very close target that always exists regardless of the presence or absence of a front target, and if the level is high, it causes the perspective problem. Considering the case of FIG. 14, in order to reduce the signal level of the sneak signal to a level that does not cause a problem, an isolation of 80 dB or more is required between the transmission and reception antennas, and such a large isolation is realized. There was a problem that it was extremely difficult.
[0009]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a spread spectrum modulation method and apparatus capable of compressing a dynamic range by changing reception sensitivity according to distance.
Another object of the present invention is to accurately detect a received signal by actively suppressing a sneak signal.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, according to the present invention, the transmission circuit modulates, for example, a spread spectrum modulated transmission signal into a pulse signal by the first opening / closing means that opens and closes at a predetermined pulse modulation frequency, and transmits the received signal. Provides a spread spectrum modulation method in which the despreading is performed after the received signal is modulated into a pulse signal by a second opening / closing means that opens and closes at a pulse modulation frequency corresponding to the detection distance, for example.
[0011]
That is, the pulse modulation frequency generated from the pulse generator is adjusted according to the detection distance, and the second open / close means is opened / closed by the pulse modulation frequency to modulate the received signal to form a pulse. The dynamic range can be compressed and the sneak signal is positively suppressed.
In the present invention, the transmission circuit modulates and transmits the transmission signal into a pulse signal by the first opening / closing means that opens and closes at a predetermined duty ratio, and the reception circuit opens and closes at a duty ratio corresponding to the detection distance. By modulating the received signal into a pulse signal by the second opening / closing means, the receiving sensitivity with respect to the distance is changed, the dynamic range can be compressed, and the sneak signal is positively suppressed.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of a spread spectrum modulation method and apparatus according to the present invention will be described with reference to the drawings of FIGS.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a radar apparatus using a spread spectrum modulation method according to the present invention. In FIG. 1, the same components as those in the conventional example of FIG.
[0013]
12 is different from the configuration of FIG. 12 in that a switch 18 is provided between the double balanced modulator 12 and the frequency modulator 15, and the switch 28 and the passband are limited between the low noise amplifier 23 and the correlator 25. A filter 29 is provided, and a pulse generator 19 for generating a pulse signal to turn on and off both

switches

18 and 28 is provided. In the pulse generator 19, the generation frequency to be generated for pulsing is controlled by the control unit 27. As shown in FIG. 2, the transmission pulse and the reception pulse for switching the

switches

18 and 28 by changing the generation frequency. Is output. The

switches

18 and 28 constitute the first and second opening / closing means of the present invention, and the pulse generator 19 and the control unit 27 constitute the control means of the present invention.
[0014]
That is, the control unit 27 changes the generation frequency generated by the pulse generator 19 in accordance with the target detection distance. With this control, the pulse generator 19 generates a reception pulse having a phase opposite to that of the transmission pulse shown in FIG. 2A (see FIG. 2B), and turns the

switches

18 and 28 on / off. Yes. In the present embodiment, the pulse train of transmission pulses and reception pulses used for switching of the

switches

18 and 28 is, for example, 2ΔT and a duty ratio of 50%.
[0015]
The spread spectrum modulated intermediate frequency signal is amplitude-modulated by the switch 18 to be pulsed, and is transmitted from the transmission antenna 17 via the frequency converter 15 and the filter 16. Further, the reception signal taken in by the reception antenna 21 and frequency-converted to the intermediate frequency signal by the frequency converter 22 is composed of a pulse train shown in FIG. 2C, and is amplitude-modulated again by the switch 28 and finally hatched. A part of the signal that has passed through the switch 28 becomes a reception level and is output to the correlator 25 through the filter 29.
[0016]
FIG. 3 is a diagram showing a sensitivity change [dB] with respect to a distance due to pulsing. In this figure, in this example, a pulse having the highest sensitivity for a received signal from the front of 100 m, that is, a signal having a delay time of Δt = 666.7 nsec is used. This pulse train has a duty ratio of 50%.
As a result, it can be seen that the dynamic range of the received signal in pulsing is greatly compressed as shown in FIG.
[0017]
As described above, in this embodiment, the sensitivity to an arbitrary distance can be adjusted by adjusting the frequency generated from the pulse generator for pulsing, and as shown in FIG. The correlation output can be changed according to the distance of the received signal. It was found that the reception sensitivity can be zero in principle for signals with a distance of zero. In FIG. 5, Rmax represents the distance at the highest sensitivity.
[0018]
Therefore, in the present embodiment, the received signal with almost zero distance, such as the sneak signal described above, can be suppressed to a very small value by visually observing the power of the received signal by pulsing, thereby solving the problem of the sneak signal. Thus, the received signal can be detected accurately.
FIG. 6 is a waveform diagram of another embodiment for explaining pulsing of the radar apparatus shown in FIG. In the present embodiment, the control unit 27 changes the duty ratio of the pulse generated by the pulse generator 19 according to the detection distance. By this control, the pulse generator 19 causes the received pulse to switch from off to on after a time difference of τ after the transmission pulse is switched from on to off with respect to the transmission pulse shown in FIG. (See FIG. 6B), the

switches

18 and 28 are turned on / off.
[0019]
When pulsing is performed in this way, the received signal frequency-converted to the intermediate frequency signal by the frequency converter 22 is composed of a pulse train shown in FIG. 6C, and is amplitude-modulated again by the switch 28 and finally hatched. A part of the signal that has passed through the switch 28 becomes a reception level and is output to the correlator 25 through the filter 29.
FIG. 7 is a diagram showing a sensitivity change [dB] with respect to a distance due to pulsing. In this figure, in this example, a pulse having the highest sensitivity for a received signal from the front of 100 m, that is, a signal having a delay time of Δt = 666.7 nsec is used. This pulse train has a duty ratio of 50%.
[0020]
As a result, the received signal from a short distance can be positively compressed, and the dynamic range of the received signal in pulsing can be further greatly compressed as shown in FIG.
As described above, in this embodiment, the sensitivity to an arbitrary distance can be adjusted by adjusting the duty ratio of a pulse generated from a pulse generator for performing pulsing. In particular, a received signal from a short distance can be adjusted. That is, a large attenuation can be given to the sneak signal.
[0021]
FIG. 9 verifies the sensitivity change with respect to the distance due to pulsing by comparing the theoretical value with the actual measurement value. Here, the detection distance is 18.75 m, and the sensitivity change with respect to the received signal at this time is shown. In addition, in the experiment, it is difficult to arbitrarily change the delay time (corresponding to the distance) of the reflected signal, so the change in sensitivity when the pulse modulation frequency is changed for the reflected signal having a fixed delay is measured. In this case, the duty ratio of the pulse was set to 50% and 46%. The replacement of the change in the pulse modulation frequency and the change in the measurement distance is logically equivalent.
[0022]
As a result, it can be seen that the theoretical value and the actually measured value are in good agreement. At a duty ratio of 46%, the portion where the pulse modulation frequency is low is ideally −∞, but it is a finite value in actual measurement. This is due to the on / off characteristics of the microwave switch that performs pulse modulation, and can also be reflected in the theoretical value.
In the above-described embodiment, the case where the waveform of the pulse generated from the pulse generator is a rectangular wave has been described. However, the present invention is not limited to this, and for example, the waveform of the transmission pulse is as shown in FIG. It is also possible to use a triangular wave and the received pulse to be a rectangular wave as in FIG. In the present embodiment, it is possible to receive the actual radar reception signal shown in FIG. 10C with equal power at all distances.
[0023]
As a result, in the present embodiment, the dynamic range can be systematically compressed even in an automotive radar or the like having a very wide dynamic range of signals compared to a normal radar. 1 is provided between the PN code generator 11 and the double balanced modulator 12 instead of the switch for pulsing the intermediate frequency band signal shown in FIG. It is also possible to provide the switch 28 so that the PN code generated from the PN code generator 11 is pulsed by the transmission pulse and the reception pulse of the pulse generator 19. In the second embodiment, the intermediate frequency signal is spectrum spread by a pulsed PN code, transmitted, received as a reflected wave, and received in the correlator 25 , for example, as a received signal as shown in FIG. On the other hand, auto-correlation is detected by performing despreading.
[0024]
As described above, in this embodiment as well, as in the first embodiment, the dynamic range of the received signal is compressed, and for the received signal with almost zero distance, the power of the received signal is very small by pulsing. Since it can be suppressed, the problem of the sneak signal can be solved and the received signal can be detected accurately.
The present invention is not limited to these examples, and various modifications can be made without departing from the scope of the present invention.
[0025]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, the first opening / closing means is opened / closed at a predetermined pulse modulation frequency or duty ratio, the transmission signal is modulated, pulsed and transmitted, and the pulse adjusted according to the detection distance The receiving signal is modulated and pulsed by opening and closing the second opening / closing means according to the modulation frequency or duty ratio, thereby changing the receiving sensitivity, enabling dynamic range compression, and actively suppressing the sneak signal. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a radar apparatus using a spread spectrum modulation method according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram of the first embodiment showing waveforms of respective parts for explaining pulse formation of the radar apparatus shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a relational diagram showing a change in sensitivity with respect to distance due to pulsing in FIG. 2;
4 is a diagram for explaining compression of a dynamic range of a received signal in the pulsing of FIG. 2; FIG.
FIG. 5 is a relationship diagram showing the relationship between correlation output and distance.
FIG. 6 is a waveform diagram of a second embodiment for explaining pulsing of the radar apparatus shown in FIG. 1;
7 is a relational diagram showing a change in sensitivity with respect to distance due to pulsing in FIG. 6;
8 is a diagram for explaining compression of a dynamic range of a received signal in the pulsing of FIG. 6;
9 is a diagram showing an actual measurement value and a theoretical value of a sensitivity change in pulsing of FIG.
FIG. 10 is a waveform diagram of the third embodiment for explaining pulse formation of the radar apparatus shown in FIG. 1;
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of a radar apparatus using a spread spectrum modulation method according to the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram showing a configuration of a conventional spread spectrum modulation apparatus.
FIG. 13 is a characteristic diagram showing ideal autocorrelation characteristics.
14 is a diagram for explaining a dynamic range of a received signal in the conventional example of FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Transmission circuit 11 PN code generator 12 Double balanced modulator 13 Local oscillator 14

Divider

15, 22, 30

Frequency converter

16, 29 Filter 17

Transmitting antenna

18, 28 Switch 19 Pulse generator 20 Reception circuit 21 Reception Antennas 23 and 32 Low noise amplifier 24 Delay circuit 25 Correlator 26 Detector 27 Control unit

Claims

Transmits by performing spread spectrum modulation with a spreading code to the transmission signal by the transmission circuit, a radio wave captured by the receiving circuit performs despreading by the spreading code, the spread spectrum modulation method for obtaining a received signal by detecting the correlation,
Determine the pulse modulation frequency so that the correlation is maximized according to the detection distance,
In the transmission circuit,
The first on-off means for opening and closing at the pulse modulation frequency, transmitted by modulating the transmission signal into a pulse signal,
In the receiving circuit,
A spread spectrum modulation method , wherein the radio wave is modulated into a pulse signal by at least the first opening / closing means being closed by the second opening / closing means that opens / closes at the pulse modulation frequency.

The duty ratio of the pulse signal modulated by the radio wave is adjusted by switching the first opening / closing means from open to closed and then switching the second opening / closing means from closed to open with a predetermined time difference. The spread spectrum modulation method according to claim 1, wherein:

Transmits by performing spread spectrum modulation with a spreading code to the transmission signal by the transmission circuit, a radio wave captured by the receiving circuit performs despreading by the spreading code, the spread spectrum modulation apparatus to obtain a received signal by detecting correlation,
First opening / closing means for modulating the transmission signal into a pulse signal at a predetermined pulse modulation frequency ;
Second opening / closing means for modulating the received radio wave into a pulse signal at the pulse modulation frequency ;
The pulse modulation frequency is determined so that the correlation becomes large at a predetermined detection distance.
Together with at least said first switching means is controlled to open and close the first opening and closing means and said second switching means such that said second switching means when the closed state in the open state by the pulse modulation frequency And a spread spectrum modulation apparatus.

The control means switches the first opening / closing means from open to closed, and then switches the second opening / closing means from closed to open with a predetermined time difference, whereby the duty ratio of the pulse signal modulated by the radio wave is changed. The spread spectrum modulation apparatus according to claim 3, wherein the spread spectrum modulation apparatus is adjusted .