JP4292898B2 - Communication device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ伝送方法、以下、「ＤＷＭＣ伝送方法」と記載する）を用いる通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理による伝送方法は、マルチキャリア変調方法の一種であり、実係数フィルタバンクにより複数のディジタル変調波を合成して送信信号を生成するものである。各キャリアの変調方式としては、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。
【０００３】
ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送について、図１５〜図１８を用いて説明する。図１５はウェーブレット波形の例を示す波形図であり、図１６はＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図、図１７はＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図、図１８はＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図である。
【０００４】
ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送は、図１５に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が各サブキャリア内で重なり合いながら伝送される。各伝送シンボルは、図１６に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が合成された時間波形となる。図１７に振幅スペクトルの例を示す。ＤＷＭＣ伝送方法では、図１６の伝送シンボルを数十個〜数百個程度集めて１つの伝送フレームを構成する。ＤＷＭＣ伝送フレームの構成例を図１８に示す。このＤＷＭＣ伝送フレームには、情報データ伝送用シンボルの他にフレーム同期用シンボルや等化用シンボルなどが含まれる。
【０００５】
図１４は、ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置２９９および受信装置１９９から成る従来の通信装置を示すブロック図である。
【０００６】
図１４において、１１０はＡ／Ｄ変換器、１２０はウェーブレット変換器、１３０はパラレルデータをシリアルデータに変換するＰ／Ｓ変換器、１４０は受信信号の判定を行う判定器、２１０はビットデータをシンボルデータに変換しシンボルマッピングを行うシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、２３０は逆ウェーブレット変換器、２４０はＤ／Ａ変換器である。
【０００７】
このように構成された通信装置について、その動作を説明する。
【０００８】
まず、送信装置２９９においては、シンボルマッパ２１０によってビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行う。そして、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２２０でサブキャリアごとに実数値ｄｉ（ｉ＝１〜Ｍ、Ｍは複数）を与え、逆ウェーブレット変換器２３０で時間軸上へ逆離散ウェーブレット変換する。これにより、時間軸波形のサンプル値を発生させ、伝送シンボルを表すサンプル値系列を生成する。Ｄ／Ａ変換器２４０で、このサンプル値系列から時間的に連続するベースバンド・アナログ信号波形に変換して送信する。ここで、逆離散ウェーブレット変換により発生される時間軸上のサンプル値の個数は、通常２のｎ乗（ｎは正の整数）個である。
【０００９】
受信装置１９９においては、受信信号をＡ／Ｄ変換器１１０でディジタルベースバンド信号波形を得た後、送信側と同じサンプルレートでサンプルする。そして、このサンプル値系列をウェーブレット変換器１２０により周波数軸上へ離散ウェーブレット変換し、その後並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）１３０により直列に変換する。最後に判定器１４０にて各サブキャリアの振幅値を計算し、受信信号の判定を行って受信データを得る。
【００１０】
ところで、通信においては、伝送路のインピーダンス変動やマルチパスなどの影響により振幅歪みや位相歪みが生じるため、振幅、位相の両パラメータ、すなわち複素情報を扱えた方が都合がよい。これに対して、従来のＤＷＭＣ伝送方法では、振幅情報しか扱えないため、伝送路の状態によっては歪みを補正することができず、伝送効率が大幅に抑制されてしまうといった問題がある（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１１】
【非特許文献１】
貴家仁志著「ディジタル信号処理シリーズ１４ マルチレート信号処理」昭晃堂発行，１９９５年１０月６日，Ｐ１８６−１９０
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の実係数フィルタバンクによる伝送方法を用いる通信装置では、伝送用データとして振幅情報のみしか扱えず、受信装置で複素情報を扱った処理を行うことができないという問題点を有していた。
【００１３】
この通信装置では、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いることが要求されている。
【００１４】
本発明は、この要求を満たすため、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有する構成を備えている。
【００１６】
これにより、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置が得られる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は検波部を有し、検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することとしたものである。
【００１８】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００２１】
請求項２に記載の通信装置は、符号変換器からの出力についてヒルベルト変換器のリプルによる振幅変動を補正するレベル変換器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置である。
【００２２】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００２３】
請求項３に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は検波部を有し、検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することとしたものである。
【００２４】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、請求項１に記載の通信装置におけるよりも高速な処理を行うことができ、回路構成を簡素化することができるという作用を有する。
【００２７】
請求項４に記載の通信装置は、請求項１に記載の通信装置において、第２のウェーブレット変換器は、実係数を有するポリフェーズフィルタで構成されたプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器とを有することとしたものである。
【００２８】
この構成により、第１のウェーブレット変換器の高速Ｍ点離散コサイン変換器を共用することができるという作用を有する。
【００２９】
請求項５に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することしたものである。
【００３０】
この構成により、複素情報と等化用既知信号とを用いて等化を行うことができるので、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことができるという作用を有する。
【００３１】
請求項６に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することとしたものである。
【００３２】
この構成により、同じキャリア番号がついた第１のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアと第２のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアとで構成される複素サブキャリアにおいて、複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確かつ高精度の復調を行うことができるという作用を有する。
【００３３】
請求項７に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することとしたものである。
【００３４】
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量で複素データを得ることが可能になるという作用を有する。
【００３５】
請求項８に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換してシンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することとしたものである。
【００３６】
この構成により、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を任意に与えることができるという作用を有する。
【００３７】
請求項９に記載の通信装置は、複素データ分解器は、初期位相として０とπのみを用いることを特徴とする請求項８に記載の通信装置である。
【００３８】
この構成により、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を与えることができるという作用を有する。
【００３９】
請求項１０に記載の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、受信装置は、請求項７記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することとしたものである。
【００４０】
この構成により、ウェーブレット変換器を１つにすることができるので、受信装置の規模を小さくすることができるという作用を有する。
【００４１】
請求項１１に記載の通信装置は、受信装置は、検波部から得られる複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める等化器と等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする請求項６に記載の通信装置である。
【００４２】
この構成により、等化係数は各複素サブキャリアのペアを使用して複素サブキャリアペア毎に求めることができるので、各等化係数を求めるときの精度を向上させることができるという作用を有する。
【００４３】
また、本願の通信装置は、伝送路として電力線を用い、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、変復調処理部分に複数のフィルタから構成されるフィルタバンクを用いる通信装置であって、送信装置の送信部は、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパと、シンボルマッパにおいて信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器とを有し、受信装置の検波部は、受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを有することを特徴とする通信装置である。
【００４４】
この構成により、電力線通信においては、他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしている。通常は既存システム使用帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢが妥当である。
【００４５】
上記のように構成することにより、本方式はノッチフィルタを生成せずに、既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成）が可能となるという作用を有する。
【００４６】
また、本願の通信装置は、送信装置と受信装置のフィルタのフィルタ長は、４Ｍであることを特徴とする通信装置である。
【００４７】
上記のように構成することにより、一般的にはフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢのノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能であるという作用を有する。
また、本願の通信装置は、複数のキャリアを受信し、受信した複数のキャリアを復調する受信装置であって、前記複数のキャリアをウェーブレット変換して各前記複数のキャリアに対応する実部データを生成する実部データ生成部と、前記実部データに対応する少なくとも１つのキャリアと直交する位相を有する虚部データを生成する虚部データ生成部と、前記実部データを同相成分として且つ前記虚部データを直交成分として、複素データを生成する複素データ生成器と、を有することとしたものである。
この構成により、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという作用を有する。
【００４８】
以下、本発明の実施の形態について、図１〜図２１を用いて説明する。また、以下の実施の形態においては、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとする。
【００４９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。
【００５０】
図１において、１０１は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０３は受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器、１０４はウェーブレット変換器１０２と同一構成でヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０５はウェーブレット変換器１０４からの出力ｄｉ（ｉ＝０〜Ｍ−１とする。Ｍは複数）の奇数番目の符号を反転する符号変換器、１０６は符号変換器１０５からの出力データについてヒルベルト変換器１０３のリプル特性による振幅変動分を補正するレベル変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部（Ｉ成分）、レベル変換器１０６からの出力を虚部（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。
【００５１】
このように構成された通信装置について、扱うサブキャリアをＭ本とし、サブキャリア番号が１〜Ｍまでふられているものとして、その動作を説明する。
【００５２】
まず、ウェーブレット変換器１０２により、受信波形データをウェーブレット変換し、Ｍ本のサブキャリア各々に対する同相成分を得る。一方、ヒルベルト変換器１０３は、受信波形データをヒルベルト変換することで、受信信号に含まれる各周波数成分をπ／２シフトした波形データを生成し、ウェーブレット変換器１０４によって各サブキャリアの直交成分を得る。このとき、ウェーブレット変換１０４からの奇数番目の出力は符号が反転した状態で出力されているので、それを符号変換器１０５によって補正する。さらに、各サブキャリアのデータの振幅がヒルベルト変換器１０３のリプル特性によって変動しているので、それをレベル変換器１０６によって補正する。そして、ウェーブレット変換器１０２、レベル変換器１０６からの出力をそれぞれ同相成分、直交成分として、複素データ生成器１０７は複素データを生成する。
【００５３】
なお、本実施の形態では同一構成のウェーブレット変換器を２個使用した場合について説明したが、１個のウェーブレット変換器のみでも構成可能である。また高精度なヒルベルト変換器を使用する場合や振幅補正を行う等化器を使用する場合は、レベル変換器、符号変換器は不要となる。
【００５４】
以上のように本実施の形態によれば、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正することにより、受信性能を向上させることが可能となる。
【００５５】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。
【００５６】
図２において、１０８は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０９は受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転の処理を一括して行うウェーブレット変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部データ（Ｉ成分）、ウェーブレット変換器１０９からの出力を虚部データ（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。
【００５７】
なお、動作については実施の形態１とほとんど同様であり、異なるのは、実施の形態１において逐次的に処理するヒルベルト変換、ウェーブレット変換、符号反転の処理を、本実施の形態においては、一括処理する点のみである。
【００５８】
このような構成にすることにより、実施の形態１に示す構成よりも高速な処理が可能となり、しかも回路構成が簡素化される。
【００５９】
（実施の形態３）
図３は、図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器１０２を示すブロック図である。また、図４は図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図であり、図５は図１のウェーブレット変換器を示すブロック図、図６は図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図である。
【００６０】
図３において、１０２は図１あるいは図２に示すウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２３はプロトタイプフィルタ、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図３において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個使用する。
【００６１】
図４において、１２３は図３に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図４に示すプロトタイプフィルタ１２３の次数は２Ｍである。
【００６２】
図５において、１０９Ａは図２のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２６は高速離散サイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。
【００６３】
図６において、１２５は図５に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図６に示すプロトタイプフィルタの次数は２Ｍである。
【００６４】
なお、動作については実施の形態２と同様であり、異なるのは、実施の形態２においてＦＩＲフィルタによって実現している部分を、本実施の形態においてはポリフェーズ構成で実現したプロトタイプフィルタと離散コサイン変換あるいは離散サイン変換を用いることによって実現していることにある。
【００６５】
また、本実施の形態においては、第１のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０２）および第２のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０９Ａ）を全く別なものとして構成しているが、同一の回路構成を共有することによっても実現可能である。このことは、お互いのプロトタイプフィルタのフィルタ係数が上下反転しているだけであること、離散コサイン変換と離散サイン変換も同様に処理における係数が異なるだけであることから明らかである。
【００６６】
以上のような構成にすることにより、ＦＩＲフィルタ構成よりもポリフェーズ構成の方が演算量が少ないため、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。
【００６７】
（実施の形態４）
図７は、図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図である。
【００６８】
図７において、１０９Ａは図５のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２７は入力系列をＭサンプル単位で時系列反転する時系列反転器、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器、１２８は入力データの奇数番目の符号を反転する符号変換器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。
【００６９】
なお、動作については実施の形態３と同様であり、異なるのは、実施の形態３において離散サイン変換器１２６によって実現している部分を、本実施の形態においては、時系列反転器１２７と離散コサイン変換器１２４および符号反転器１２８によって実現していることにある。また、本実施の形態においては、離散コサイン変換器１２４の前に時系列反転器１２７を設置し、離散コサイン変換器１２４の後に符号反転器１２８を設置した構成としたが、時系列反転器１２７と符号反転器１２８の設置場所を交換した場合においても同様な結果が得られる。
【００７０】
上記のような構成にすることにより、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。また、実施の形態３において離散コサイン変換器１２４と離散サイン変換器１２６を用いていた実現していた部分を離散コサイン変換器１２４のみで実現可能となるため、回路を共用することができ、回路規模を小さくすることができる。
【００７１】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。なお、送信装置は図１４と同じである。
【００７２】
図８において、１００は受信装置、１１０はＡ／Ｄ変換器、１０８ａは図１または図２のいずれかと同様な構成をもつ検波部、１２０は等化器、１３０は並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）、１４０は判定器である。
【００７３】
このように構成された受信装置について、その動作を説明する。
【００７４】
受信装置１００において、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数のサブキャリアに対する複素情報を得る。次に、等化器１２０は、検波部１０８ａより得られた複素情報と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素情報を等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素情報に基づきデータ判定を行う。これが、受信装置１００における一連の動作である。なお、等化器１２０では、サブキャリアごとに既知信号からの振幅および位相ずれを等化量として求めている。また、伝送路によっては複数タップを使用した適応フィルタ（ＬＭＳやＲＬＳなど）を使用することも可能である。
【００７５】
上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことが可能となる。
【００７６】
なお、本実施の形態における等化器１２０は、下記に示すような形態で使用することも可能である。
【００７７】
すなわち、図１９は本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図である。
【００７８】
また、図１９において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【００７９】
このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【００８０】
まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。
【００８１】
一方、受信装置１００においては、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。検波部１０８は複素データ（複素情報）を等化器１２０に供給する。等化器１２０は、検波部１０８より得られた複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成して各サブキャリアに使用する等化係数を精度高く求め、得られた等化係数と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを使用して等化量を求める。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して等化係数を求めているため実現できる。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。
【００８２】
上記のような構成により、サブキャリアペア毎に等化係数を求めることができるため、サブキャリア毎に等化係数を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。
【００８３】
（実施の形態６）
図９（ａ）は本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図９（ｂ）は本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。
【００８４】
図９（ｂ）において、受信装置１００、Ａ／Ｄ変換器１１０、検波部１０８ａ、等化器１２０、Ｐ／Ｓ変換器１３０、判定器１４０は図８と同様のものであり、同一符号を付して説明は省略する。図９（ｂ）において、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また、図９（ａ）において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【００８５】
このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【００８６】
まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。
【００８７】
一方、受信装置１００においては、まず、Ｄ／Ａ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。このとき、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、検波部１０８ａからの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２により、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（。しかしながら実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる。この各サブキャリア間位相差θｃを複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値θｍを求め、同期ずれ演算器１４４において、サブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差θｍとから同期ずれ値τｍ求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部１０８ａに対し同期タイミングをフィードバックする。ここで、各サブキャリア間位相差から平均サブキャリア間位相差を引いた（θｃ−θｍ）（ｃ：サブキャリア間位相差番号）を新たなパラメータとし、同期ずれ演算器１４４において各サブキャリアにおける同期タイミングと平均同期タイミングとの差τｃを求めて、平均同期タイミングからの各サブキャリアの同期タイミングのずれを計算する。このτｃを使って各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。この微調整が必要な理由としては、各サブキャリアの同期タイミングは伝送路の影響によりずれてしまうので、同期タイミングとしては平均値にあわせる必要がある。しかしながら、平均値では各サブキャリアに対して完全に同期しているといえないので、各サブキャリアの同期タイミングが平均同期タイミングよりどれだけずれているかを求め、そのずれ量に合わせて各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。上記のような動作をすることにより、各サブキャリアの同期タイミングずれによる（同期用データの）受信信号と既知信号の信号点のずれを補正することができ、後段にある等化性能を向上させ、結果として受信性能を向上させることができる。
【００８８】
同期タイミング確定後、検波部１０８ａは複素データ（複素情報）を等化器１２０に供給する。等化器１２０は、検波部１０８ａより得られた複素データと等化用（同期用）にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。
【００８９】
上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高い精度で同期タイミングを推定することが可能となるため、高精度な復調を行うことが可能となる。
【００９０】
なお、検波部１０８ａより得られた値は２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成することにより精度の高い位相回転量を求めることができる。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して位相回転量を求めているため実現できる。
【００９１】
上記のような構成により、サブキャリアペア毎に同期タイミングはずれによる位相回転量を求めることができるため、サブキャリア毎に位相回転量を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。
【００９２】
（実施の形態７）
図１１は、本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置は図９（ｂ）と同じである。
【００９３】
図１１において、１５１は受信装置における検波部、１５２は互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器、１５３はウェーブレット変換器１５２からの２ｎ−１番目の出力を複素情報の同相成分（Ｉチャネル）とし、２ｎ番目の出力を直交成分（Ｑチャネル）として（但し、１≦ｎ＜Ｍ／２とする）複素データを生成する複素データ生成器、１５４は並列に出力される複素データを直列に変換する並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）である。
【００９４】
このように構成された検波部１５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、受信装置の入力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が入力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。
【００９５】
まず、検波部１５１は、受信波形データをウェーブレット変換器１５２によってウェーブレット変換する。このとき、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリア出力（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号は０〜Ｍ−１とする）は、それぞれ図１０中の各ｆｎを周波数とする正弦波に対するｃｏｓ（φｎ）、ｓｉｎ（φｎ）となる。そして、複素データ生成器１５３は、ｃｏｓ（φｎ）を実部データ、ｓｉｎ（φｎ）を虚部データとして複素データを生成する。最後に並直列変換器１５４によってシリアル複素データを得る。
【００９６】
なお、本実施の形態では合計（Ｍ／２−１）個の複素データ生成器１５３を使用したが、ウェーブレット変換器１５２からの出力を並直列変換し、そのシリアルデータのうち２ｎ−１番目と２ｎ番目が複素データ生成器１５３へ入力されるように、タイミング制御を行うことにより、１個の複素データ生成器でも実現可能である。
【００９７】
上記のような構成にすることにより、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量（実施の形態３と比較して約半分）で複素情報（複素データ）を得ることが可能となる。
【００９８】
（実施の形態８）
図１２は、本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図である。
【００９９】
図１２において、２５１は変調器、２５２はビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＱＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２５３は逐次入力されたデータを並列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２５４は入力された複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器、２５５は逆ウェーブレット変換器である。
【０１００】
このように構成された送信装置の変調器２５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、送信装置の出力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が出力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。
【０１０１】
まず、変調器２５１は、シンボルマッパ２５２によって送信データ（ビットデータ）をシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってＱＡＭ変調を行い、複素座標上に信号点を配置する。この処理により、（数１）を得る。
【０１０２】
【数１】

Figure 0004292898
【０１０３】
次に、直並列変換器２５３によってパラレル複素データに変換し、各複素データを複素データ分解器２５４によって実部データ（ｃｏｓ（φｎ））と虚部データ（ｓｉｎ（φｎ））とに分解する。そして、逆ウェーブレット変換器２５５の２ｎ−１番目の入力に対してｃｏｓ（φｎ）を、２ｎ番目に対してｓｉｎ（φｎ）を割り当てる（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）とする）。すると、逆ウェーブレット変換器２５５の出力は、図１０中の各ｆｎを周波数とし、初期位相φｎをもつ正弦波ｃｏｓ（２πｆｎ・ｔ＋φｎ）の合成波となる。
【０１０４】
なお、本実施の形態では、合計Ｍ／２−１個の複素データ分解器を使用したが、１個の複素データ分解器でも実現可能である。
【０１０５】
上記構成により、シンボルマッパ２５２で配置された複素座標面の初期位相を各サブキャリア（正確には２ｎ−１と２ｎ番目のサブキャリアによるペア）に対して自由に与えることが可能となるため、各サブキャリアの位相が重ならないようにデータを設定することにより、送信出力の際の瞬時ピーク電圧を抑制することができる。このことにより、送信アンプの仕様を緩和することが可能となる。
【０１０６】
（実施の形態９）
図１３（ａ）は本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図である。
【０１０７】
図１３（ｂ）において、１５０は受信装置、１１０は受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１５１は図１１に示す検波部、１４６は複素平面上で位相を回転させる位相回転器、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また図１３（ａ）において、２５０は送信装置、２５６は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２５１は図１２に示す変調器、２４０は変調器２５１により生成された送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。
【０１０８】
このように構成された通信装置の送信装置２５０と受信装置１５０について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。
【０１０９】
まず、送信装置２５０において、同期用データ発生器２５６は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを変調器２５１に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１５０側で既知のデータである。そして、この同期用データを変調器２５１によって変調する。このとき、変調器２５１からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。また、各正弦波の位相は入力された同期用データに依存するが、ここでは、位相はφｎとする。そして最後に、合成波データをＤ／Ａ変換２４０によりアナログ信号に変換して送信する。
【０１１０】
一方、受信装置１５０においては、まず、Ｄ／Ａ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１５１によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波それぞれに対する複素信号点情報を得る。ここで得られる複素信号点情報はφｎによって位相回転させているため、位相回転器１４６によりそのφｎ分だけ複素座標上で位相を戻す。さらに、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、位相回転器１４６からの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２とにより、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる）。このサブキャリア間位相差を複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値φｍを求め、同期ずれ演算器１４４においてサブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差φｍから同期ずれ値τを求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部に対し同期タイミングをフィードバックする。
【０１１１】
上記のような構成にすることにより、実施の形態６で２つのウェーブレット変換器によって構成された部分を１つのウェーブレット変換器によって実現できるため、回路規模を小さくすることができる。
【０１１２】
（実施の形態１０）
本発明は、信号の送受信を行う通信装置に広く適用されるものであるが、劣悪な伝送路を使用する状況がある電力線通信のシステムに好適である。
【０１１３】
図２０は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図２１は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。
【０１１４】
図２０において、６００は送信部、６１０はビットデータをシンボルデータに変換しある信号点配置にマッピングするシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、６２０は送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器、２４０はディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、７００は受信部、１１０はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、６３０は受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた復調器である。
【０１１５】
次に図２０，２１を使用して本装置の動作について説明する。
【０１１６】
送信装置の送信部６００において、シンボルマッパ６１０ではビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングし、フィルタバンク型変調器６２０ではシンボルマッパ６１０において信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行い、Ｄ／Ａ変換器２４０ではディジタル信号をアナログ信号に変換し、受信装置の検波部７００において、Ａ／Ｄ変換器１１０ではアナログ信号をディジタル信号に変換し、フィルタバンク型復調器６３０では受信信号を変換して復調処理を行う。ここで使用可能なフィルタバンクとしては、時間領域および周波数領域で局在しているような信号を使用したフィルタバンクであり、代表としてＷａｖｅｌｅｔベースのコサイン変調フィルタバンクやＦＦＴベースのＰｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ型ＯＦＤＭなど、があげられる。図にコサイン変調フィルタバンクを用いた場合の振幅スペクトル（フィルタ長４Ｍの場合）を示す。図ではアマチュア無線帯域と重なるサブキャリアを不使用としてノッチを形成している。このようにフィルタバンクを使用して変復調処理を行うことにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。
【０１１７】
電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。
【０１１８】
本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成：図参照）が可能である。ここでフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を（Ｍを固定して）長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタバンクのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢ以上のノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能である。
【０１１９】
（実施の形態１１）
図２２は本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図である。図において８００は建物、８１０は電力線、８２０は電話回線あるいは光回線あるいはＣＡＴＶ回線、７００は請求項記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置、７１０はＴＶやビデオやＤＶＤやＤＶカメラなどのＡＶ機器、７２０はルータやＡＤＳＬやＶＤＳＬやメディアコンバータや電話などの通信機器、７３０はプリンタやＦＡＸやスキャナーなどのドキュメント機器、７４０はカメラ鍵やインターホンなどのセキュリティ機器、７５０はパソコン、７６０はエアコンや冷蔵庫や洗濯機や電子レンジなどの家電機器である。
【０１２０】
図２２を用いて本実施の形態の動作について説明する。各機器は互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置を使用して電力線を介してネットワークを構成し、双方向の通信を行う。インターネットへの通信は電力線を介して建物内にあるホームゲートウェイ経由で接続される場合があるし、あるいは電話回線や光回線やＣＡＴＶ回線を媒体として通信行う通信機器を経由して接続される場合があるし、あるいは無線機能を有した通信機器から無線で接続される場合もある。ここで使用している通信装置は、実施の形態１０に記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを変復調処理に用いているため、他の既存システムが使用している帯域に重なるサブキャリアを不使用とすることにより、他の既存システムへの妨害を抑えることができる。またフィルタ長を４Ｍに限定しているため、３０ｄＢ以上のノッチの深さを実現し且つフィルタ遅延を抑えている。逆に他の既存システムからの狭帯域妨害の影響を軽減することができる。
【０１２１】
さらにノッチを生成したい帯域があればその帯域に重なるサブキャリアを不使用とするだけでよいので、容易に各国の規制に柔軟に対応することが可能である。しかも本システム導入後に規制が変更されてもファームのバージョンアップなどにより柔軟に対応できる。なお、建物自体も他のシステムへの輻射軽減に役立つ。
【０１２２】
なお、以上の全ての実施の形態においてウェーブレット変換を使用し、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとするとするとしたが、実施の形態の中で特にＤＣＴ４やＤＳＴ４などと限定しているもの以外では、上記の変換方法にとらわれず、Ｒｅａｌ変換（例えばＤＣＴなど）を変復調に用いたマルチキャリア通信方式全般に適用することができる。
【０１２３】
以上説明したように本発明に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、前記第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正して受信性能を向上させることができるという有利な効果が得られる。
【０１２４】
請求項３に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記受信装置は検波部を有し、前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、高速な処理を行うことができ、回路構成を簡素化することができるという有利な効果が得られる。
【０１２６】
請求項４に記載の通信装置によれば、請求項１に記載の通信装置において、第２のウェーブレット変換器は、実係数を有する第２のポリフェーズフィルタで構成された第３のプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器とを有することにより、第１のウェーブレット変換器の高速Ｍ点離散コサイン変換器を共用することができるという有利な効果が得られる。
【０１２７】
請求項５に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することにより、複素情報と等化用既知信号とを用いて等化を行うことができるので、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことができるという有利な効果が得られる。
【０１２８】
請求項６に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することにより、同じキャリア番号がついた第１のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアと第２のウェーブレットフィルタバンクより得られるサブキャリアとで構成される複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確且つ高精度の復調を行うことができるという有利な効果が得られる。
【０１２９】
請求項７に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、前記受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、前記ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することにより、受信装置に到来する実信号のみの時間信号からサブキャリア毎の複素情報を得ることができるので、高精度な復調を行うことができ、また、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量で複素データを得ることが可能となるという有利な効果が得られる。
【０１３０】
請求項８に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換してシンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することにより、信号点配置器（シンボルマッパ）において生成されたＭ／２個の複素座標面の初期位相を任意に与えることができるという有利な効果が得られる。
【０１３１】
請求項１０に記載の通信装置によれば、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、受信装置は、請求項７記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することにより、ウェーブレット変換器を１つにすることができるので、受信装置の規模を小さくすることができるという有利な効果が得られる。
【０１３２】
また、本願の通信装置によれば、伝送路として電力線を用い、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、変復調処理部分に複数のフィルタから構成されるフィルタバンクを用いる通信装置であって、前記送信装置の送信部は、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパと、前記シンボルマッパにおいて信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器とを有し、前記受信装置の検波部は、受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを有することにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。
【０１３３】
電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。
【０１３４】
本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図３】図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器を示すブロック図
【図４】図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図
【図５】図１のウェーブレット変換器を示すブロック図
【図６】図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図
【図７】図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図９】（ａ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
（ｂ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図１０】サブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフ
【図１１】本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図
【図１３】（ａ）本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図
（ｂ）本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図
【図１４】ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置および受信装置から成る従来の通信装置を示すブロック図
【図１５】ウェーブレット波形の例を示す波形図
【図１６】ＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図
【図１７】ＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図
【図１８】ＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図
【図１９】本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図
【図２２】本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図
【符号の説明】
１００、１５０ 受信装置
１０１、１０８、１０８ａ、１５１ 検波部
１０２、１０４、１０９、１０９Ａ、１５２ ウェーブレット変換器
１０３ ヒルベルト変換器
１０５ 符号変換器
１０６ レベル変換器
１０７、１５３ 複素データ生成器
１１０ Ａ／Ｄ変換器
１２０ 等化器
１２１、１３３、１４１ 遅延素子
１２２ ダウンサンプラ
１２３、１２５ プロトタイプフィルタ
１２４ 離散コサイン変換器
１２６ 離散サイン変換器
１２７ 時系列反転器
１２８ 符号反転器
１３０、１５４ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）
１３１ 乗算器
１３２ 加算器
１４０ 判定器
１４２ 複素除算器
１４３ 複素加算器
１４４ 同期ずれ演算器
１４５ 同期タイミング推定回路
１４６ 位相回転器
２００、２５０ 送信装置
２０１、２５６ 同期用データ発生器
２１０ シンボルマッパ（ＰＡＭ）
２２０、２５３ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）
２３０、２５５ 逆ウェーブレット変換器
２４０ Ｄ／Ａ変換器
２５１ 変調器
２５２ シンボルマッパ（ＱＡＭ）
２５４ 複素データ分解器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication apparatus using a multicarrier transmission method (Digital Wavelet Multi Carrier transmission method, hereinafter referred to as “DWMC transmission method”) that performs data transmission by digital modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank.
[0002]
[Prior art]
A transmission method by digital modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank is a kind of multicarrier modulation method, and a transmission signal is generated by synthesizing a plurality of digital modulation waves using a real coefficient filter bank. PAM (Pulse Amplitude Modulation) is used as the modulation method of each carrier.
[0003]
Data transmission by the DWMC transmission method will be described with reference to FIGS. 15 is a waveform diagram showing an example of a wavelet waveform, FIG. 16 is a waveform diagram showing an example of a transmission waveform in the DWMC transmission method, FIG. 17 is a spectrum diagram showing an example of a transmission spectrum in the DWMC transmission method, and FIG. It is a frame diagram which shows the structural example of the transmission frame in a transmission method.
[0004]
In data transmission by the DWMC transmission method, as shown in FIG. 15, the impulse response of each subcarrier is transmitted while overlapping in each subcarrier. As shown in FIG. 16, each transmission symbol has a time waveform in which the impulse response of each subcarrier is synthesized. FIG. 17 shows an example of an amplitude spectrum. In the DWMC transmission method, several tens to several hundreds of transmission symbols in FIG. 16 are collected to form one transmission frame. A configuration example of the DWMC transmission frame is shown in FIG. The DWMC transmission frame includes a frame synchronization symbol and an equalization symbol in addition to the information data transmission symbol.
[0005]
FIG. 14 is a block diagram showing a conventional communication apparatus including a transmission apparatus 299 and a reception apparatus 199 when the DWMC transmission method is adopted.
[0006]
In FIG. 14, 110 is an A / D converter, 120 is a wavelet converter, 130 is a P / S converter that converts parallel data into serial data, 140 is a determiner that determines a received signal, and 210 is bit data. A symbol mapper that converts symbol data and performs symbol mapping, 220 is an S / P converter that converts serial data into parallel data, 230 is an inverse wavelet converter, and 240 is a D / A converter.
[0007]
The operation of the communication apparatus configured as described above will be described.
[0008]
First, in transmission apparatus 299, bit data is converted into symbol data by symbol mapper 210, and symbol mapping (PAM modulation) is performed according to each symbol data. A serial / parallel converter (S / P converter) 220 gives real values di (i = 1 to M, M is plural) for each subcarrier, and an inverse wavelet transformer 230 performs inverse discrete wavelet transform on the time axis. To do. As a result, sample values of the time axis waveform are generated, and a sample value series representing a transmission symbol is generated. The D / A converter 240 converts this sample value series into a temporally continuous baseband analog signal waveform and transmits it. Here, the number of sample values on the time axis generated by the inverse discrete wavelet transform is normally 2 to the power of n (n is a positive integer).
[0009]
In receiving apparatus 199, the received signal is sampled at the same sample rate as that on the transmitting side after the digital baseband signal waveform is obtained by A / D converter 110. Then, the sample value series is subjected to discrete wavelet transform on the frequency axis by the wavelet transformer 120, and then converted in series by the parallel-serial converter (P / S converter) 130. Finally, the determiner 140 calculates the amplitude value of each subcarrier and determines the received signal to obtain received data.
[0010]
By the way, in communication, amplitude distortion and phase distortion are generated due to the influence of impedance variation of the transmission path, multipath, etc., so it is more convenient to handle both amplitude and phase parameters, that is, complex information. On the other hand, since the conventional DWMC transmission method can only handle amplitude information, distortion cannot be corrected depending on the state of the transmission path, and transmission efficiency is greatly suppressed (for example, (Refer nonpatent literature 1.).
[0011]
[Non-Patent Document 1]
Hitoshi Kiya, “Digital Signal Processing Series 14 Multirate Signal Processing”, published by Shosodo, October 6, 1995, P186-190
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the communication device using the transmission method using the conventional real coefficient filter bank has a problem that only the amplitude information can be handled as the transmission data, and the processing that handles the complex information cannot be performed by the receiving device. It was.
[0013]
This communication device is required to use a DWMC transmission method that can handle complex information.
[0014]
An object of the present invention is to provide a communication apparatus using a DWMC transmission method capable of handling complex information in order to satisfy this requirement.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, a communication apparatus of the present invention includes a receiving apparatus that performs digital multicarrier demodulation processing, and a multicarrier transmission method that performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. The reception device includes a detection unit, and the detection unit includes a first wavelet transform composed of a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transform of received waveform data. , A Hilbert transformer that performs Hilbert transform on the received waveform data, a second wavelet transformer that performs wavelet transform on the output from the Hilbert transformer, and an in-phase complex information output from the first wavelet transformer Component and output from the second wavelet transformer And a structure having a complex data generator for generating complex data as orthogonal components.
[0016]
Thereby, a communication apparatus using the DWMC transmission method that can handle complex information is obtained.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  The communication apparatus according to claim 1 of the present invention includes a receiving apparatus that performs digital multicarrier demodulation processing, and uses a multicarrier transmission method that performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A first wavelet transformer configured with a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data; A Hilbert transformer that performs Hilbert transform on received waveform data, a second wavelet transformer that performs wavelet transform on the output from the Hilbert transformer, and outputs from the first wavelet transformer as in-phase components of complex information, Complex data is generated using the output from the wavelet transformer as an orthogonal component. That complex data generatorAnd a code converter that reverses the sign of odd-numbered outputs of M outputs from the second wavelet converter.
[0018]
With this configuration, complex information for each subcarrier can be obtained from the time signal of only the real signal arriving at the receiving device, so that highly accurate demodulation can be performed, and not only the amplitude value but also the phase information is processed. As a result, even if a subcarrier synchronization timing shift occurs due to a poor transmission path caused by group delay or the like, the phase rotation is corrected for each subcarrier to improve reception performance. It has the effect of being able to.
[0021]
  Claim2The communication device according to claim 1, further comprising a level converter that corrects an amplitude variation due to ripples of the Hilbert transformer with respect to an output from the code converter.1It is a communication apparatus as described in above.
[0022]
With this configuration, complex information for each subcarrier can be obtained from the time signal of only the real signal arriving at the receiving device, so that highly accurate demodulation can be performed, and not only the amplitude value but also the phase information is processed. As a result, even if a subcarrier synchronization timing shift occurs due to a poor transmission path caused by group delay or the like, the phase rotation is corrected for each subcarrier to improve reception performance. It has the effect of being able to.
[0023]
  Claim3The communication device described in 1 is a communication device using a multicarrier transmission method that performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank having a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing. The apparatus includes a detection unit, and the detection unit includes a first wavelet transformer including a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data, and Hilbert transform for the received waveform data. , Wavelet transform, a second wavelet transformer configured with a wavelet filter that inverts odd-numbered codes, and an output from the first wavelet transformer as an in-phase component of complex information, and from the second wavelet transformer Generates complex data with the output of In which it was decided to have a complex data generator.
[0024]
With this configuration, since complex information for each subcarrier can be obtained from a time signal of only a real signal arriving at the receiving device, high-precision demodulation can be performed, and in the communication device according to claim 1 It is possible to perform higher-speed processing and to simplify the circuit configuration.
[0027]
  Claim4The communication device according to claim 1 is the communication device according to claim 1, wherein the second wavelet transformer has a real coefficient.Polyphase filterConsisted ofPrototype filterA plurality of M downsamplers, M-1 one-sample delay elements, a time series inverter that inverts the order of the input series in units of M,Fast M-point discrete cosine transformerIt is supposed to have.
[0028]
With this configuration, the high-speed M-point discrete cosine transformer of the first wavelet transformer can be shared.
[0029]
  Claim5The communication device described in 1 is a communication device using a multicarrier transmission method that has a receiving device that performs digital multicarrier demodulation processing and performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. The receiving device is defined in claims 1 to 3.3An equalizer that performs equalization using the detection unit according to any one of the above, a complex information obtained from the detection unit, and a known signal for equalization that is allocated in advance for equalization processing, and an equalizer And a determination unit that performs determination using the obtained signal.
[0030]
With this configuration, it is possible to perform equalization using complex information and a known signal for equalization, so that it is possible to perform highly accurate demodulation even in a poor transmission path.
[0031]
  Claim6The communication device described in 1 includes a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing. The communication device performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication apparatus using a carrier transmission method, wherein a transmission apparatus includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over a number of consecutive symbols and is known in a reception apparatus, and synchronization data. An inverse wavelet transformer that performs inverse wavelet transformation, and the receiving device includes:5An equalizer that performs equalization using the detection unit according to any one of the above, a complex information obtained from the detection unit, and a known signal for equalization that is allocated in advance for equalization processing, and an equalizer A determination unit that performs determination using the obtained signal and a synchronization estimation circuit that estimates the symbol synchronization timing from the phase difference between adjacent complex subcarriers output from the detection unit are provided.
[0032]
With this configuration, a phase difference between complex subcarriers in a complex subcarrier composed of a subcarrier obtained from the first wavelet filter bank with the same carrier number and a subcarrier obtained from the second wavelet filter bank. Since the symbol synchronization timing can be estimated from the above, it has an effect that accurate and highly accurate demodulation can be performed.
[0033]
  Claim7The communication device described in 1 includes a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing. The communication device performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication apparatus using a carrier transmission method, wherein a transmission apparatus includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over a number of consecutive symbols and is known in a reception apparatus, and synchronization data. A wavelet transformer including a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data, and a wavelet transformer. 2n-1th output (where n is a positive integer) A complex data generator for generating complex data with the 2n-th output as a quadrature component (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1) and subcarrier number 0 to M−1) It is supposed to have.
[0034]
With this configuration, it is possible to obtain complex information for each subcarrier from the time signal of only the real signal arriving at the receiving device, so that highly accurate demodulation can be performed, and the received signal configured with a sine wave On the other hand, although there is a limitation, complex data can be obtained with a small amount of calculation.
[0035]
  Claim8The communication device described in 1 includes a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing. The communication device performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication apparatus using a carrier transmission method, wherein a modulation unit of a transmission apparatus converts a bit data into symbol data and maps the symbol data onto M / 2 (M is a plurality) complex coordinate planes; The inverse wavelet transformer composed of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other, and the 2n-1th input (n is a positive integer) to the inverse wavelet transformer, the in-phase component of the complex information is 2nth The orthogonal component of the complex information is input to the input (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1) and the subcarrier number is And ~M-1) in which the complex data to supply was to have a real part and an imaginary part in decomposing complex data decomposer.
[0036]
With this configuration, the initial phase of M / 2 complex coordinate planes generated in the signal point locator (symbol mapper) can be arbitrarily given.
[0037]
  Claim9The communication device according to claim 1, wherein the complex data decomposer uses only 0 and π as initial phases.8It is a communication apparatus as described in above.
[0038]
With this configuration, the initial phase of M / 2 complex coordinate planes generated in the signal point locator (symbol mapper) can be given.
[0039]
  Claim10The communication device described in 1 includes a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing. The communication device performs data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication apparatus using a carrier transmission method, wherein a transmission apparatus includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over a number of consecutive symbols and is known in a reception apparatus, and synchronization data. And a modulation unit that performs modulation using the receiver,7And a synchronization timing estimation circuit that estimates a symbol synchronization timing from a phase difference between adjacent complex subcarriers.
[0040]
With this configuration, since one wavelet transformer can be provided, there is an effect that the size of the receiving apparatus can be reduced.
[0041]
  Claim11In the communication device described in 1), the reception device uses the complex information obtained from the detection unit to be 2n−1th (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), and the subcarrier number is 0 to M−1. And the 2n-th output to obtain an equalization coefficient to be used for each subcarrier, and a determination unit that performs determination using a signal obtained from the equalizer. Claims6It is a communication apparatus as described in above.
[0042]
With this configuration, since the equalization coefficient can be obtained for each complex subcarrier pair using each complex subcarrier pair, the accuracy in obtaining each equalization coefficient can be improved.
[0043]
  In addition,The communication apparatus uses a power line as a transmission line, includes a transmission apparatus that performs digital multicarrier modulation processing and a reception apparatus that performs digital multicarrier demodulation processing, and uses a filter bank including a plurality of filters in a modulation / demodulation processing portion. A communication device, wherein the transmission unit of the transmission device converts bit data into symbol data.pointThere is a symbol mapper that maps according to the arrangement information, and a modulator that uses a filter bank composed of a plurality of M filters that are orthogonal to each other and performs modulation processing by inversely transforming the transmission signal arranged at the signal point in the symbol mapper. The detection unit of the reception device is a communication device characterized by having a filter bank composed of a plurality of M filters orthogonal to each other that convert a received signal and perform demodulation processing.
[0044]
With this configuration, in power line communication, other existing systems should not be disturbed, so that signals are not transmitted in the band used by other existing systems. Normally, a notch filter is generated by another filter so as not to transmit to the existing system use band. In Home Plug 1.0 released by Home Plug, an alliance organization of power line communications in the United States, a 30 dB notch filter is used. The above 30 dB is appropriate as a target for suppressing interference from the above to other existing systems.
[0045]
By configuring as described above, this method does not generate a notch filter, and does not use a subcarrier that overlaps the band used in the existing system, thereby operating similarly to the conventional method (in other existing system band used). (Notch can be generated).
[0046]
  In addition,The communication device is characterized in that the filter length of the filter of the transmission device and the reception device is 4M.Communication deviceIt is.
[0047]
  With the above configuration, generally, the longer the filter length of each filter in the filter bank, the deeper the notch is formed. In that case, the delay due to the filter becomes a problem (filter delay and The notch depth is a trade-off). Therefore, in power line communication, by limiting the filter length of the filter to 4M, a 30 dB notch can be formed and the filter delay can be suppressed.
  In addition,The communication device is a receiving device that receives a plurality of carriers and demodulates the received plurality of carriers, and generates a real part data corresponding to each of the plurality of carriers by wavelet transforming the plurality of carriers. A data generation unit, an imaginary part data generation unit that generates imaginary part data having a phase orthogonal to at least one carrier corresponding to the real part data, and the real part data as an in-phase componentandA complex data generator that generates complex data using the imaginary part data as an orthogonal component.
  With this configuration, complex information for each subcarrier can be obtained from the time signal of only the real signal arriving at the receiving device, so that highly accurate demodulation can be performed, and not only the amplitude value but also the phase information is processed. As a result, even if a subcarrier synchronization timing shift occurs due to a poor transmission path caused by group delay or the like, the phase rotation is corrected for each subcarrier to improve reception performance. It has the effect of being able to.
[0048]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. In the following embodiments, wavelet transformation is performed by a cosine modulation filter bank unless otherwise specified.
[0049]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a detection unit constituting the receiving device of the communication device according to Embodiment 1 of the present invention. The configuration of the transmission device is the same as that of the transmission device 299 in FIG.
[0050]
In FIG. 1, reference numeral 101 denotes a detection unit in the receiving unit, 102 denotes a wavelet transformer that performs wavelet transform on received waveform data, 103 denotes a Hilbert transformer that performs Hilbert transform on received waveform data, and 104 denotes a Hilbert transform with the same configuration as the wavelet transformer 102. A wavelet transformer for wavelet transforming the output from the generator; 105, a code converter for inverting the odd-numbered code of the output di (i = 0 to M−1, where M is a plurality) from the wavelet transformer 104; Is a level converter that corrects the amplitude fluctuation due to the ripple characteristic of the Hilbert transformer 103 with respect to the output data from the code converter 105, 107 is the real part (I component) of the output from the wavelet transformer 102, and from the level converter 106 The complex data is generated using the output of the imaginary part (Q component) A data generator.
[0051]
The operation of the communication apparatus configured as described above will be described on the assumption that M subcarriers are handled and subcarrier numbers 1 to M are assigned.
[0052]
First, the wavelet transformer 102 wavelet transforms the received waveform data to obtain an in-phase component for each of the M subcarriers. On the other hand, the Hilbert transformer 103 performs Hilbert transform on the received waveform data to generate waveform data obtained by shifting each frequency component included in the received signal by π / 2, and the wavelet transformer 104 converts the orthogonal component of each subcarrier. obtain. At this time, since the odd-numbered output from the wavelet transform 104 is output with the sign inverted, it is corrected by the code converter 105. Further, since the amplitude of the data of each subcarrier fluctuates due to the ripple characteristic of the Hilbert transformer 103, it is corrected by the level converter 106. The complex data generator 107 generates complex data by using the outputs from the wavelet transformer 102 and the level converter 106 as in-phase components and quadrature components, respectively.
[0053]
In this embodiment, the case where two wavelet transformers having the same configuration are used has been described. However, it is possible to configure only one wavelet transformer. Further, when a high-precision Hilbert transformer is used or when an equalizer that performs amplitude correction is used, a level converter and a code converter are not necessary.
[0054]
As described above, according to the present embodiment, not only the amplitude value but also phase information can be processed, so that the synchronization timing shift of each subcarrier is caused by a poor transmission path caused by group delay or the like. Even in the case of occurrence of reception, it is possible to improve reception performance by correcting the phase rotation for each subcarrier.
[0055]
(Embodiment 2)
FIG. 2 is a block diagram showing a detection unit constituting the receiving device of the communication device according to Embodiment 2 of the present invention. The configuration of the transmission device is the same as that of the transmission device 299 in FIG.
[0056]
In FIG. 2, reference numeral 108 denotes a detection unit in the reception unit, 102 denotes a wavelet transformer that performs wavelet transform on the received waveform data, and 109 denotes processing of Hilbert transform, wavelet transform, and odd number inversion for the received waveform data. The wavelet transformer 107 is a complex data generator that generates complex data using the output from the wavelet transformer 102 as real part data (I component) and the output from the wavelet transformer 109 as imaginary part data (Q component). is there.
[0057]
The operation is almost the same as that of the first embodiment, except that the Hilbert transform, wavelet transform, and sign inversion processing that are sequentially processed in the first embodiment are collectively processed in the present embodiment. It is only a point to do.
[0058]
With such a configuration, it is possible to perform processing at a higher speed than the configuration shown in Embodiment 1, and the circuit configuration is simplified.
[0059]
(Embodiment 3)
FIG. 3 is a block diagram showing the wavelet transformer 102 that constitutes the detection unit of FIGS. 1 and 2. 4 is a block diagram showing the configuration of the prototype filter with the polyphase configuration in FIG. 3, FIG. 5 is a block diagram showing the wavelet transformer of FIG. 1, and FIG. 6 is the prototype filter with the polyphase configuration in FIG. It is a block diagram which shows a structure.
[0060]
In FIG. 3, reference numeral 102 denotes the wavelet converter shown in FIG. 1 or FIG. 2, 121 denotes a delay element that delays the received waveform data by one sampling time, 122 denotes a downsampler that reduces the sampling rate of the received waveform data to 1 / M, 123 is a prototype filter, and 124 is a high-speed discrete cosine transform (TYPE4) generator. In FIG. 3, M−1 delay elements 121 and M down samplers 122 are used.
[0061]
In FIG. 4, 123 is a prototype filter shown in FIG. 3, 131 is a multiplier having filter coefficients of the prototype filter, 132 is a two-input adder, and 133 is a delay element that delays one symbol time (M sampling time). Note that the order of the prototype filter 123 shown in FIG. 4 is 2M.
[0062]
In FIG. 5, 109A is a wavelet transformer having the same action as the wavelet transformer 109 of FIG. 2, 121 is a delay element that delays received waveform data by one sampling time, and 122 is a sampling rate of the received waveform data of 1 / M. The down sampler, 125 is a prototype filter, and 126 is a high-speed discrete sine transformer (TYPE4). In FIG. 5, it is assumed that there are M−1 delay elements 121 and M down samplers 122.
[0063]
In FIG. 6, 125 is a prototype filter shown in FIG. 5, 131 is a multiplier having filter coefficients of the prototype filter, 132 is a two-input adder, and 133 is a delay element that delays one symbol time (M sampling time). Note that the order of the prototype filter shown in FIG. 6 is 2M.
[0064]
The operation is the same as that of the second embodiment, except that the part realized by the FIR filter in the second embodiment is different from the prototype filter realized by the polyphase configuration in this embodiment and the discrete cosine. This is realized by using transformation or discrete sine transformation.
[0065]
In the present embodiment, the first wavelet transformer (wavelet transformer 102) and the second wavelet transformer (wavelet transformer 109A) are configured as completely different ones, but the same circuit configuration is used. This can also be realized by sharing. This is clear from the fact that the filter coefficients of the prototype filters of each other are merely inverted, and the discrete cosine transform and the discrete sine transform also differ in the coefficients in the processing.
[0066]
With the configuration as described above, the polyphase configuration has a smaller amount of calculation than the FIR filter configuration, so that higher-speed processing is possible than the configuration shown in the second embodiment.
[0067]
(Embodiment 4)
FIG. 7 is a block diagram showing the wavelet transformer (second wavelet transformer) of FIG.
[0068]
In FIG. 7, 109A is a wavelet transformer having the same action as the wavelet transformer 109 of FIG. 5, 121 is a delay element that delays received waveform data by one sampling time, and 122 is a sampling rate of the received waveform data of 1 / M. Down-sampler, 125 is a prototype filter, 127 is a time-series inverter that time-inverts the input sequence in units of M samples, 124 is a high-speed discrete cosine transform (TYPE4) converter, and 128 is an odd-numbered sign of input data This is a code converter. In FIG. 5, it is assumed that there are M−1 delay elements 121 and M down samplers 122.
[0069]
The operation is the same as that of the third embodiment. The difference is that the portion realized by the discrete sine converter 126 in the third embodiment is different from the time series inverter 127 in the present embodiment. This is realized by the cosine transformer 124 and the sign inverter 128. In this embodiment, the time series inverter 127 is installed before the discrete cosine transformer 124 and the code inverter 128 is installed after the discrete cosine transformer 124. However, the time series inverter 127 is used. The same result can be obtained when the installation place of the sign inverter 128 is exchanged.
[0070]
By adopting the above configuration, it is possible to perform processing at a higher speed than the configuration shown in the second embodiment. In addition, since the portion realized using the discrete cosine transformer 124 and the discrete sine transformer 126 in the third embodiment can be realized only by the discrete cosine transformer 124, the circuit can be shared, and the circuit The scale can be reduced.
[0071]
(Embodiment 5)
FIG. 8 is a block diagram showing a receiving apparatus constituting the communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. The transmitter is the same as that shown in FIG.
[0072]
In FIG. 8, 100 is a receiving device, 110 is an A / D converter, 108a is a detector having the same configuration as in FIG. 1 or FIG. 2, 120 is an equalizer, 130 is a parallel-serial converter (P / Reference numeral 140 denotes an S converter.
[0073]
The operation of the receiving apparatus configured as described above will be described.
[0074]
In the receiving apparatus 100, first, the received signal is digitally converted by the A / D converter 110 to obtain received waveform data. The reception waveform data is detected by the detection unit 108a, and complex information for a plurality of subcarriers included in the reception signal is obtained as an output thereof. Next, the equalizer 120 compares the complex information obtained from the detection unit 108a with the known data allocated in advance for equalization to obtain an equalization amount. Then, the complex information is equalized with the equalization amount obtained in the actual data transmission symbol period and supplied to the parallel-serial converter 130. Finally, the determiner 140 performs data determination based on the complex information after equalization. This is a series of operations in the receiving apparatus 100. Note that the equalizer 120 obtains the amplitude and phase shift from the known signal for each subcarrier as the equalization amount. Further, depending on the transmission path, an adaptive filter (LMS, RLS, etc.) using a plurality of taps can be used.
[0075]
With the above configuration, it is possible to perform highly accurate demodulation even in a poor transmission path.
[0076]
The equalizer 120 in the present embodiment can also be used in the form shown below.
[0077]
That is, FIG. 19 is a block diagram showing a transmission apparatus constituting the communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
[0078]
In FIG. 19, 200 is a transmitter, 201 is a synchronization data generator that generates the same data for each subcarrier for several consecutive symbols, and 210 is symbol mapping (PAM modulation) according to the synchronization data. Symbol mapper for performing the operation, 230 is an inverse wavelet converter, 220 is a serial / parallel converter (S / P converter) that converts the output from the inverse wavelet modulator in series, 240 is a transmission output from the serial / parallel converter 220 It is a D / A converter that converts waveform data into an analog signal.
[0079]
The operation of the communication apparatus configured as described above will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a graph showing the relationship between the subcarrier and the sine wave frequency. For simplicity of explanation, the wavelet transform used is 8 points, that is, the number of subcarriers is 8.
[0080]
First, in transmission apparatus 200, synchronization data generator 201 outputs the same data (for example, 1) for each subcarrier to symbol mapper 210 for several consecutive symbols. At this time, the data allocated to each subcarrier is known data on the receiving apparatus 100 side. Then, this data is converted by the inverse wavelet transformer 230. At this time, the output from the inverse wavelet transformer 230 is a composite wave of a sine wave having the frequency fn shown in FIG. The synthesized wave data is converted into an analog signal by the serial / parallel converter 220 and the D / A converter 240 and transmitted.
[0081]
On the other hand, in the receiving apparatus 100, first, the received signal is digitally converted by the A / D converter 110 to obtain received waveform data. The reception waveform data is detected by the detection unit 108, and complex information for a plurality of sine waves included in the reception signal is obtained as an output thereof. The detector 108 supplies complex data (complex information) to the equalizer 120. The equalizer 120 uses the complex information obtained from the detection unit 108 to obtain the 2n−1th (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), subcarrier number is 0 to M−1). The output and the 2n-th output are combined in phase, and the equalization coefficient used for each subcarrier is obtained with high accuracy, and the obtained equalization coefficient and known data previously assigned for equalization are used. Find the equalization amount. As shown in FIG. 10, this method can be realized because the 2n−1 and 2nth subcarriers use the same sine wave to obtain the equalization coefficient. Then, the complex data is equalized with the equalization amount obtained in the actual data transmission symbol interval and supplied to the parallel-serial converter 130. Finally, the determiner 140 performs data determination based on the complex data after equalization.
[0082]
With the configuration as described above, an equalization coefficient can be obtained for each subcarrier pair, and therefore, it can be calculated with higher accuracy than obtaining an equalization coefficient for each subcarrier.
[0083]
(Embodiment 6)
FIG. 9 (a) is a block diagram showing a transmitting apparatus constituting the communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention, and FIG. 9 (b) shows a receiving apparatus constituting the communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. FIG.
[0084]
In FIG. 9B, the receiving apparatus 100, the A / D converter 110, the detector 108a, the equalizer 120, the P / S converter 130, and the determiner 140 are the same as those in FIG. A description thereof will be omitted. In FIG. 9B, 141 is a delay circuit that delays one sampling time, 142 is a complex divider, 143 is a complex adder that cumulatively adds input complex data, 144 is a synchronization shift calculator, and 145 is a synchronization timing estimation. Circuit. In FIG. 9A, 200 is a transmission device, 201 is a synchronization data generator that generates the same data for each subcarrier for several consecutive symbols, and 210 is a symbol mapping (symbol mapping (synchronization data) according to the synchronization data). Symbol mapper that performs (PAM modulation), 230 is an inverse wavelet converter, 220 is a serial / parallel converter (S / P converter) that converts the output from the inverse wavelet modulator in series, and 240 is an output from the serial / parallel converter 220. It is a D / A converter that converts transmitted waveform data into an analog signal.
[0085]
The operation of the communication apparatus configured as described above will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a graph showing the relationship between the subcarrier and the sine wave frequency. For simplicity of explanation, the wavelet transform used is 8 points, that is, the number of subcarriers is 8.
[0086]
First, in transmission apparatus 200, synchronization data generator 201 outputs the same data (for example, 1) for each subcarrier to symbol mapper 210 for several consecutive symbols. At this time, the data allocated to each subcarrier is known data on the receiving apparatus 100 side. Then, this data is converted by the inverse wavelet transformer 230. At this time, the output from the inverse wavelet transformer 230 is a composite wave of a sine wave having the frequency fn shown in FIG. The synthesized wave data is converted into an analog signal by the serial / parallel converter 220 and the D / A converter 240 and transmitted.
[0087]
On the other hand, in the receiving apparatus 100, first, the received signal is digitally converted by the D / A converter 110 to obtain received waveform data. The reception waveform data is detected by the detection unit 108a, and complex information for a plurality of sine waves included in the reception signal is obtained as an output thereof. At this time, if the symbol synchronization timing is accurately matched, the outputs from the detector 108a are all equal. If the synchronization timing is not matched, 2πfc · τ depends on the degree of deviation τ and the subcarrier frequency fc. The value is subjected to the phase rotation of. Next, the delay element 141 and the complex divider 142 perform complex division between adjacent subcarriers to calculate a phase difference on complex coordinates. Since the frequency intervals fi between adjacent subcarriers are all the same, all the inter-subcarrier phase differences (complex values) are equal to 2πfi · τ (in reality, however, affected by the transmission path, The inter-subcarrier phase difference θc is cumulatively added by the complex adder 143 to obtain an average value θm, and the synchronization shift calculator 144 determines the average intersubcarrier interval fi and the average. The synchronization deviation value τm is obtained from the intersubcarrier phase difference θm, and the result is given to the synchronization timing estimation circuit 145 to feed back the synchronization timing to the detection unit 108a. The phase difference between carriers (θc−θm) (c: phase difference number between subcarriers) is used as a new parameter to synchronize. A difference τc between the synchronization timing and the average synchronization timing in each subcarrier is obtained in the calculation unit 144, and a deviation of the synchronization timing of each subcarrier from the average synchronization timing is calculated using this τc. The reason for this fine adjustment is that the synchronization timing of each subcarrier shifts due to the influence of the transmission path, so the synchronization timing needs to be adjusted to the average value. Since it cannot be said that it is completely synchronized with each subcarrier, find out how much the synchronization timing of each subcarrier deviates from the average synchronization timing, and finely adjust the synchronization timing of each subcarrier according to the deviation amount. By performing the above operation, the synchronization timing of each subcarrier is adjusted. Grayed deviation due (synchronous data) can correct the deviation of the signal point of a received signal and a known signal, to improve the equalization performance in the later stage, it is possible to improve the reception performance as a result.
[0088]
After the synchronization timing is determined, the detector 108a supplies complex data (complex information) to the equalizer 120. The equalizer 120 compares the complex data obtained from the detection unit 108a with the known data assigned in advance for equalization (synchronization) to obtain an equalization amount. Then, the complex data is equalized with the equalization amount obtained in the actual data transmission symbol interval and supplied to the parallel-serial converter 130. Finally, the determiner 140 performs data determination based on the complex data after equalization.
[0089]
With the configuration as described above, the synchronization timing can be estimated with high accuracy even in a poor transmission path, so that highly accurate demodulation can be performed.
[0090]
The values obtained from the detector 108a are the 2n-1th output (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), the subcarrier number is 0 to M-1) and the 2nth output. A highly accurate phase rotation amount can be obtained by combining the phases. As shown in FIG. 10, this method can be realized because the 2n−1 and 2nth subcarriers use the same sine wave to obtain the phase rotation amount.
[0091]
With the configuration as described above, the phase rotation amount due to the shift of the synchronization timing can be obtained for each subcarrier pair, so that it can be calculated with higher accuracy than the phase rotation amount for each subcarrier.
[0092]
(Embodiment 7)
FIG. 11 is a block diagram showing a detection unit constituting the receiving device of the communication device according to the seventh embodiment of the present invention. The transmitting apparatus is the same as that shown in FIG.
[0093]
In FIG. 11, 151 is a detector in the receiving device, 152 is a wavelet transformer composed of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other, and 153 is the 2n-1th output from the wavelet transformer 152 of the complex information. The in-phase component (I channel) and the 2n-th output as the quadrature component (Q channel) (where 1 ≦ n <M / 2) and complex data generator 154 for generating complex data are output in parallel. It is a parallel / serial converter (P / S converter) that converts complex data to serial.
[0094]
The operation of the detection unit 151 configured as described above will be described with reference to FIG. In order to simplify the description, the number of subcarriers is assumed to be 8. Further, in this embodiment, it is assumed that a composite wave of a sine wave having a frequency of the thick solid line portions (f1, f2, f3) shown in FIG. 10 is input as an input of the receiving device, and the respective phases are φ1, φ2 , Φ3. At this time, the phase φn (n = 1, 2, 3) of each sine wave is arbitrary in the range of −π to π.
[0095]
First, the detection unit 151 uses the wavelet transformer 152 to wavelet transform the received waveform data. At this time, the 2n-1st and 2nth subcarrier outputs (where 1≤n≤ (M / 2-1), subcarrier numbers are 0 to M-1) are respectively represented by fn in FIG. Cos (φn) and sin (φn) for a sine wave having a frequency of. The complex data generator 153 generates complex data using cos (φn) as real part data and sin (φn) as imaginary part data. Finally, serial complex data is obtained by the parallel-serial converter 154.
[0096]
In the present embodiment, a total of (M / 2-1) complex data generators 153 are used, but the output from the wavelet transformer 152 is parallel-to-serial converted, and the 2n-1th of the serial data is By performing timing control so that the 2n-th is input to the complex data generator 153, it is possible to realize even with one complex data generator.
[0097]
With the above configuration, although there is a limitation on a reception signal composed of a sine wave, complex information (complex data) can be obtained with a small amount of computation (about half compared with Embodiment 3). Can be obtained.
[0098]
(Embodiment 8)
FIG. 12 is a block diagram showing a modulator constituting the transmission device of the communication device according to Embodiment 8 of the present invention.
[0099]
In FIG. 12, 251 is a modulator, 252 is a symbol mapper that converts bit data into symbol data, and performs symbol mapping (QAM modulation) according to each symbol data, and 253 is a serial-parallel conversion that converts sequentially input data in parallel. (S / P converter) 254 is a complex data decomposer that decomposes input complex data into a real part and an imaginary part, and 255 is an inverse wavelet converter.
[0100]
The operation of the modulator 251 of the transmission apparatus configured as described above will be described with reference to FIG. In order to simplify the description, the number of subcarriers is assumed to be 8. Further, in the present embodiment, a sinusoidal composite wave having a frequency of the thick solid line portions (f1, f2, and f3) shown in FIG. 10 is output as the output of the transmission apparatus, and the phases are φ1 and φ2. , Φ3. At this time, the phase φn (n = 1, 2, 3) of each sine wave is arbitrary in the range of −π to π.
[0101]
First, the modulator 251 converts transmission data (bit data) into symbol data by the symbol mapper 252, performs QAM modulation according to each symbol data, and arranges signal points on complex coordinates. By this processing, (Equation 1) is obtained.
[0102]
[Expression 1]
Figure 0004292898
[0103]
Next, the serial / parallel converter 253 converts the data into parallel complex data, and the complex data decomposer 254 decomposes each complex data into real part data (cos (φn)) and imaginary part data (sin (φn)). Then, cos (φn) is assigned to the 2n−1th input of the inverse wavelet transformer 255, and sin (φn) is assigned to the 2nth input (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1)). ). Then, the output of the inverse wavelet transformer 255 becomes a composite wave of a sine wave cos (2πfn · t + φn) having each fn in FIG. 10 as a frequency and having an initial phase φn.
[0104]
In the present embodiment, a total of M / 2-1 complex data decomposers are used. However, a single complex data decomposer can also be realized.
[0105]
With the above configuration, the initial phase of the complex coordinate plane arranged by the symbol mapper 252 can be freely given to each subcarrier (more precisely, a pair of 2n−1 and 2nth subcarriers). By setting data so that the phases of the subcarriers do not overlap, the instantaneous peak voltage at the time of transmission output can be suppressed. As a result, the specification of the transmission amplifier can be relaxed.
[0106]
(Embodiment 9)
FIG. 13 (a) is a block diagram showing a transmission device of a communication apparatus according to Embodiment 9 of the present invention, and FIG. 13 (b) is a block diagram showing a reception apparatus of the communication apparatus according to Embodiment 9 of the present invention. is there.
[0107]
In FIG. 13B, 150 is a receiving device, 110 is an A / D converter that converts a received signal into a digital signal, 151 is a detector shown in FIG. 11, and 146 is a phase rotator that rotates a phase on a complex plane. , 141 is a delay circuit that delays one sampling time, 142 is a complex divider, 143 is a complex adder that cumulatively adds input complex data, 144 is a synchronization shift calculator, and 145 is a synchronization timing estimation circuit. In FIG. 13A, 250 is a transmitter, 256 is a synchronization data generator that generates the same data for each subcarrier for several consecutive symbols, 251 is a modulator shown in FIG. Is a D / A converter that converts transmission waveform data generated by the modulator 251 into an analog signal.
[0108]
Operations of the transmission apparatus 250 and the reception apparatus 150 of the communication apparatus configured as described above will be described with reference to FIG. The wavelet transform used is 8 points, that is, the number of subcarriers is 8.
[0109]
First, in transmission apparatus 250, synchronization data generator 256 outputs the same data to modulator 251 for each subcarrier for several consecutive symbols. At this time, the data allocated to each subcarrier is known data on the receiving apparatus 150 side. Then, the synchronization data is modulated by the modulator 251. At this time, the output from the modulator 251 is a composite wave of a sine wave having the frequency fn shown in FIG. The phase of each sine wave depends on the input synchronization data, but here the phase is φn. Finally, the synthesized wave data is converted into an analog signal by D / A conversion 240 and transmitted.
[0110]
On the other hand, in the receiving apparatus 150, first, the received signal is digitally converted by the D / A converter 110 to obtain received waveform data. The reception waveform data is detected by the detection unit 151, and complex signal point information for each of a plurality of sine waves included in the reception signal is obtained as an output thereof. Since the complex signal point information obtained here is phase-rotated by φn, the phase is returned by the phase rotator 146 on the complex coordinates by φn. Further, if the symbol synchronization timing is accurately matched, the outputs from the phase rotator 146 are all equal, but if the synchronization timing is not matched, 2πfc · τ depends on the degree of deviation τ and the subcarrier frequency fc. The value is subjected to the phase rotation of. Next, the delay element 141 and the complex divider 142 perform complex division between adjacent subcarriers to calculate a phase difference on complex coordinates. Since the frequency intervals fi between adjacent subcarriers are all the same, all the phase differences (complex values) between subcarriers are equal to 2πfi · τ (actually, 2πfi · τ is affected by the influence of the transmission path, etc. The value varies from τ). The inter-subcarrier phase difference is cumulatively added by the complex adder 143 to obtain the average value φm, and the synchronization deviation calculator 144 obtains the synchronization deviation value τ from the inter-subcarrier interval fi and the average subcarrier phase difference φm. By giving the result to the synchronization timing estimation circuit 145, the synchronization timing is fed back to the detector.
[0111]
With the above configuration, the portion configured by the two wavelet transformers in the sixth embodiment can be realized by one wavelet transformer, so that the circuit scale can be reduced.
[0112]
(Embodiment 10)
The present invention is widely applied to communication apparatuses that perform signal transmission / reception, but is suitable for a power line communication system in which a poor transmission path is used.
[0113]
FIG. 20 is a block diagram showing a transmitting apparatus constituting a communication apparatus according to Embodiment 10 of the present invention, and FIG. 21 is a block diagram showing a receiving apparatus constituting the communication apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
[0114]
In FIG. 20, 600 is a transmission unit, 610 is a symbol mapper that converts bit data into symbol data and maps it to a certain signal point arrangement, 220 is an S / P converter that converts serial data into parallel data, and 620 is a transmission signal. Modulator using a filter bank composed of a plurality of M filters orthogonal to each other for inverse conversion, 240 is a D / A converter that converts a digital signal into an analog signal, 700 is a receiver, 110 Is an A / D converter for converting an analog signal into a digital signal, and 630 is a demodulator using a filter bank composed of a plurality of M filters orthogonal to each other for converting a received signal and performing demodulation processing.
[0115]
Next, operation | movement of this apparatus is demonstrated using FIG.
[0116]
  In the transmission unit 600 of the transmission apparatus, the symbol mapper 610 converts the bit data into symbol data.pointMapping is performed according to the arrangement information, and the filter bank type modulator 620 performs inverse conversion on the transmission signal arranged at the signal point in the symbol mapper 610 to perform modulation processing, and the D / A converter 240 converts the digital signal into an analog signal, In the detection unit 700 of the receiving apparatus, the A / D converter 110 converts an analog signal into a digital signal, and the filter bank demodulator 630 converts the received signal to perform demodulation processing. The filter bank that can be used here is a filter bank that uses signals that are localized in the time domain and the frequency domain. Typical examples include a wavelet-based cosine modulation filter bank and an FFT-based pulse shaping type OFDM. , Is given. The figure shows the amplitude spectrum when the cosine modulation filter bank is used (when the filter length is 4M). In the figure, notches are formed by not using subcarriers that overlap the amateur radio band. By performing modulation / demodulation processing using a filter bank in this way, multicarrier transmission using band-limited (pulse-shaping) subcarriers becomes possible. By using the band-limited multi-carrier for power line communication, it is possible to provide resistance to narrow-band jamming waves and inter-carrier interference. Further, since each subcarrier is band-limited, a sharp notch can be formed by not using several subcarriers.
[0117]
In power line communication, regulations are being relaxed so that a bandwidth of about 2M to 30M can be used. However, there are other existing systems in this band (for example, amateur radio and short wave broadcasting). Since power line communication must not interfere with such other existing systems, it is necessary not to transmit signals in the band used by other existing systems. Usually, a notch filter is generated with another filter so as not to transmit to a band used by an existing system. In Home Plug 1.0 released by Home Plug, an alliance organization of power line communications in the United States, a 30 dB notch filter is used. The above 30 dB or more can be considered as a target for suppressing interference from the above to other existing systems.
[0118]
This method uses a filter bank to limit the bandwidth of each subcarrier so that the subcarrier that overlaps the bandwidth used by the existing system is not used. It is possible to generate a notch in the system use band (see figure). Here, the longer the filter length of each filter in the filter bank (with M fixed), the deeper the notch is formed. In this case, the delay due to the filter becomes a problem (the filter delay and the depth of the notch). Is a trade-off). Therefore, in power line communication, by limiting the filter length of the filter bank to 4M, a notch of 30 dB or more can be formed, and the filter delay can be suppressed.
[0119]
(Embodiment 11)
FIG. 22 is a block diagram showing a power line communication system according to Embodiment 11 of the present invention. In the figure, 800 is a building, 810 is a power line, 820 is a telephone line, optical line or CATV line, 700 is a communication apparatus using a filter bank comprising a plurality of M filters orthogonal to each other, and 710 is a TV AV equipment such as video, DVD, DV camera, etc., 720 is communication equipment such as router, ADSL, VDSL, media converter and telephone, 730 is document equipment such as printer, FAX and scanner, 740 is security such as camera key and intercom 750 is a personal computer, and 760 is a home appliance such as an air conditioner, a refrigerator, a washing machine, and a microwave oven.
[0120]
The operation of this embodiment will be described with reference to FIG. Each device configures a network via a power line using a communication device using a filter bank including a plurality of M filters orthogonal to each other, and performs bidirectional communication. Communication to the Internet may be connected via a power gateway to a home gateway in the building, or may be connected via a communication device that communicates using a telephone line, optical line, or CATV line as a medium. In some cases, the communication device having a wireless function may be connected wirelessly. Since the communication apparatus used here uses the filter bank composed of a plurality of M filters orthogonal to each other as described in the tenth embodiment for modulation / demodulation processing, the band used by other existing systems By not using subcarriers that overlap each other, interference with other existing systems can be suppressed. Further, since the filter length is limited to 4M, a notch depth of 30 dB or more is realized and the filter delay is suppressed. Conversely, the influence of narrowband interference from other existing systems can be reduced.
[0121]
Furthermore, if there is a band for which a notch is to be generated, it is only necessary not to use a subcarrier that overlaps the band, so that it is possible to easily respond flexibly to the regulations of each country. Moreover, even if regulations are changed after the introduction of this system, it can be flexibly handled by upgrading the firmware. The building itself is also useful for reducing radiation to other systems.
[0122]
In all of the above embodiments, wavelet transformation is used, and unless otherwise specified, wavelet transformation is assumed to be performed by a cosine modulation filter bank. However, the embodiments are limited to DCT4, DST4, and the like. Other than those described above, the present invention is not limited to the above conversion method, and can be applied to all multicarrier communication systems using Real conversion (for example, DCT) for modulation / demodulation.
[0123]
  As described above, according to the communication apparatus described in the present invention, the multi-carrier transmission has a receiving apparatus that performs digital multi-carrier demodulation processing, and performs data transmission by digital multi-carrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication apparatus using the method, wherein the reception apparatus includes a detection unit, and the detection unit includes a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other that perform wavelet transform on received waveform data. A wavelet transformer; a Hilbert transformer that transforms the received waveform data into a Hilbert transformer; a second wavelet transformer that wavelet transforms the output from the Hilbert transformer; and the output from the first wavelet transformer as complex information From the second wavelet transformer A complex data generator for generating complex data output as the orthogonal componentA code converter for inverting the sign of odd outputs of the M outputs from the second wavelet transformer;Since it is possible to obtain complex information for each subcarrier from the time signal of only the real signal arriving at the receiving device, it is possible to perform highly accurate demodulation and not only the amplitude value but also the phase information. Since it can be processed, even if there is a synchronization timing shift of each subcarrier due to a poor transmission path caused by group delay etc., the phase rotation is corrected for each subcarrier to improve reception performance The advantageous effect that it can be made is obtained.
[0124]
  Claim3Is a communication device using a multicarrier transmission method for performing data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank having a reception device for performing digital multicarrier demodulation processing. The reception apparatus includes a detection unit, and the detection unit includes a first wavelet transformer configured by a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data, and received waveform data. A second wavelet transformer configured with a Hilbert transform, a wavelet transform, and a wavelet filter that inverts an odd-numbered code; and an output from the first wavelet transformer as an in-phase component of complex information, Output from the wavelet transformer of 2 and the orthogonal component The complex data generator for generating complex data, the complex information for each subcarrier can be obtained from the time signal of only the real signal arriving at the receiving device, so that highly accurate demodulation can be performed. In addition, an advantageous effect that high-speed processing can be performed and the circuit configuration can be simplified can be obtained.
[0126]
  Claim4In the communication device according to claim 1, in the communication device according to claim 1, the second wavelet transformer includes a third prototype filter configured by a second polyphase filter having a real coefficient, and a plurality of M Down-samplers, M-1 1-sample delay elements, a time-series inverter that inverts the order of input sequences in units of M,Fast M-point discrete cosine transformerThe advantageous effect that the high-speed M-point discrete cosine transformer of the first wavelet transformer can be shared is obtained.
[0127]
  Claim5According to the communication device described in the above, it has a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing, and transmits data by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication device using a multi-carrier transmission method to perform, wherein the receiving device comprises:3An equalizer that performs equalization using the detection unit according to any one of the above, a complex information obtained from the detection unit, and a known signal for equalization that is allocated in advance for equalization processing, and an equalizer Since it is possible to perform equalization using complex information and a known signal for equalization by having a determinator that performs determination using the obtained signal, high-precision demodulation is performed even in a poor transmission path The advantageous effect of being able to be obtained is obtained.
[0128]
  Claim6According to the communication device described in the above, it has a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing, and transmits data by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication device using a multicarrier transmission method to perform, wherein the transmission device includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over a number of consecutive symbols and that is known in the reception device, and a synchronization data generator And an inverse wavelet transformer that performs inverse wavelet transformation on the data, and the receiving device includes:5An equalizer that performs equalization using the detection unit according to any one of the above, a complex information obtained from the detection unit, and a known signal for equalization that is allocated in advance for equalization processing, and an equalizer Having the same carrier number by having a determinator that performs determination using the obtained signal and a synchronization estimation circuit that estimates the symbol synchronization timing from the phase difference between adjacent complex subcarriers output from the detector Since the symbol synchronization timing can be estimated from the phase difference between the complex subcarriers composed of the subcarrier obtained from the first wavelet filter bank and the subcarrier obtained from the second wavelet filter bank, it is accurate.andAn advantageous effect that high-accuracy demodulation can be performed is obtained.
[0129]
  Claim7According to the communication device described in the above, it has a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing, and transmits data by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication device using a multi-carrier transmission method to perform, wherein the transmission device is a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over several consecutive symbols and is known in the reception device; An inverse wavelet transformer that performs inverse wavelet transform on the synchronization data, and the detection unit of the reception device is a wavelet transform composed of a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other that wavelet transform the received waveform data And 2n-1 th (n A positive integer) output is the in-phase component of complex information, and the 2n-th output is a quadrature component (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), subcarrier number is 0 to M−1). By having a complex data generator that generates data, complex information for each subcarrier can be obtained from a time signal of only a real signal arriving at a receiving device, so that highly accurate demodulation can be performed. Although there is a limitation on a received signal composed of a sine wave, there is an advantageous effect that complex data can be obtained with a small amount of calculation.
[0130]
  Claim8According to the communication device described in the above, it has a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing, and transmits data by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication device using a multicarrier transmission method to perform, wherein a modulation unit of a transmission device converts bit data into symbol data and maps symbol data onto M / 2 (M is a plurality) complex coordinate planes A mapper, an inverse wavelet transformer composed of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other, and an in-phase component of complex information at the 2n-1th input (n is a positive integer) to the inverse wavelet transformer, An orthogonal component of complex information is input to the 2n-th input (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), subcarrier M / 2 generated in a signal point mapper (symbol mapper) by having a complex data decomposer that decomposes complex data into a real part and an imaginary part so as to be supplied) An advantageous effect is obtained that the initial phase of each complex coordinate plane can be arbitrarily given.
[0131]
  Claim10According to the communication device described in the above, it has a transmission device that performs digital multicarrier modulation processing and a reception device that performs digital multicarrier demodulation processing, and transmits data by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank. A communication device using a multicarrier transmission method to perform, wherein the transmission device includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over a number of consecutive symbols and that is known in the reception device, and a synchronization data generator And a modulation unit that performs modulation using the data,7By having the described detection unit and the synchronization timing estimation circuit that estimates the symbol synchronization timing from the phase difference between adjacent complex subcarriers, the number of wavelet transformers can be reduced to one. An advantageous effect that it can be reduced is obtained.
[0132]
  In addition,According to the communication apparatus, a filter bank that uses a power line as a transmission line, includes a transmission apparatus that performs digital multicarrier modulation processing and a reception apparatus that performs digital multicarrier demodulation processing, and includes a plurality of filters in a modulation / demodulation processing portion A communication device using the transmitter, wherein the transmission unit of the transmission device converts the bit data into symbol data.pointA symbol mapper that maps in accordance with the arrangement information, and a modulator that uses a filter bank composed of a plurality of M filters orthogonal to each other that performs inverse modulation on a transmission signal that is signal point arranged in the symbol mapper and performs modulation processing. And the detection unit of the reception device is band-limited (pulse-shaping) by including a filter bank composed of a plurality of M filters orthogonal to each other that perform demodulation processing by converting a received signal Multicarrier transmission using subcarriers becomes possible. By using the band-limited multi-carrier for power line communication, it is possible to provide resistance to narrow-band jamming waves and inter-carrier interference. Further, since each subcarrier is band-limited, a sharp notch can be formed by not using several subcarriers.
[0133]
In power line communication, regulations are being relaxed so that a bandwidth of about 2M to 30M can be used. However, there are other existing systems in this band (for example, amateur radio and short wave broadcasting). Since power line communication must not interfere with such other existing systems, it is necessary not to transmit signals in the band used by other existing systems. Usually, a notch filter is generated with another filter so as not to transmit to a band used by an existing system. In Home Plug 1.0 released by Home Plug, an alliance organization of power line communications in the United States, a 30 dB notch filter is used. The above 30 dB or more can be considered as a target for suppressing interference from the above to other existing systems.
[0134]
This method can operate in the same way as the conventional method without generating a notch filter by using a filter bank to limit the bandwidth of each subcarrier and not using a subcarrier that overlaps the bandwidth used in the existing system. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a detection unit constituting a receiving device of a communication device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a detection unit constituting a receiving device of a communication device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a wavelet transformer constituting the detection unit of FIGS. 1 and 2;
4 is a block diagram showing a configuration of a prototype filter having a polyphase configuration in FIG. 3;
FIG. 5 is a block diagram showing the wavelet transformer of FIG.
6 is a block diagram showing a configuration of a prototype filter having a polyphase configuration in FIG. 5;
7 is a block diagram showing the wavelet transformer (second wavelet transformer) of FIG. 1;
FIG. 8 is a block diagram showing a receiving device constituting a communication device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 (a) is a block diagram showing a transmission apparatus constituting a communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
(B) Block diagram showing a receiving apparatus constituting the communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 10 is a graph showing the relationship between the subcarrier and the sine wave frequency.
FIG. 11 is a block diagram showing a detection unit constituting a receiving device of a communication device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a modulator constituting a transmission device of a communication device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 13A is a block diagram showing a transmission device of a communication device according to a ninth embodiment of the present invention.
(B) Block diagram showing the receiving device of the communication device according to the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a conventional communication apparatus including a transmission apparatus and a reception apparatus when the DWMC transmission method is adopted.
FIG. 15 is a waveform diagram showing an example of a wavelet waveform
FIG. 16 is a waveform diagram showing an example of a transmission waveform in the DWMC transmission method
FIG. 17 is a spectrum diagram showing an example of a transmission spectrum in the DWMC transmission method.
FIG. 18 is a frame diagram illustrating a configuration example of a transmission frame in the DWMC transmission method.
FIG. 19 is a block diagram showing a transmission apparatus constituting a communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram showing a transmission apparatus constituting a communication apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 21 is a block diagram showing a receiving apparatus constituting a communication apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 22 is a block diagram showing a power line communication system according to an eleventh embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
100, 150 receiver
101, 108, 108a, 151 detector
102, 104, 109, 109A, 152 Wavelet Transformer
103 Hilbert converter
105 Code converter
106 Level converter
107, 153 Complex data generator
110 A / D converter
120 equalizer
121, 133, 141 delay element
122 Downsampler
123, 125 prototype filter
124 Discrete cosine transformer
126 Discrete sine converter
127 time series inverter
128 sign inverter
130, 154 Parallel-serial converter (P / S converter)
131 multiplier
132 Adder
140 Determinator
142 Complex divider
143 Complex adder
144 Synchronization deviation calculator
145 Synchronization timing estimation circuit
146 Phase Rotator
200, 250 Transmitter
201, 256 Data generator for synchronization
210 Symbol Mapper (PAM)
220, 253 serial-parallel converter (S / P converter)
230, 255 Inverse wavelet transformer
240 D / A converter
251 modulator
252 Symbol Mapper (QAM)
254 Complex data decomposer

Claims (11)

ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記受信装置は検波部を有し、
前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、前記受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器と、前記ヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器と、
前記第２のウェーブレット変換器からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器とを有することを特徴とする通信装置。 A communication device using a multicarrier transmission method having a receiving device that performs digital multicarrier demodulation processing, and performing data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank,
The receiving device has a detection unit,
The detection unit includes: a first wavelet transformer configured with a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data; a Hilbert transformer for performing Hilbert transform on the received waveform data; and the Hilbert A second wavelet transformer that performs wavelet transform on the output from the converter, and an output from the first wavelet transformer as an in-phase component of complex information, and an output from the second wavelet transformer as a quadrature component A complex data generator for generating data ;
And a code converter for inverting the sign of odd-numbered outputs of M outputs from the second wavelet converter. 前記符号変換器からの出力について前記ヒルベルト変換器のリプルによる振幅変動を補正するレベル変換器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。The communication apparatus according to claim 1 , further comprising a level converter that corrects an amplitude variation due to ripples of the Hilbert transformer with respect to an output from the code converter. ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有する実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記受信装置は検波部を有し、
前記検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される第１のウェーブレット変換器と、受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転を行うウェーブレットフィルタで構成される第２のウェーブレット変換器と、前記第１のウェーブレット変換器からの出力を複素情報の同相成分とし、前記第２のウェーブレット変換器からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器とを有することを特徴とする通信装置。A communication device using a multicarrier transmission method for performing data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank having a receiving device for performing digital multicarrier demodulation processing,
The receiving device has a detection unit,
The detection unit includes a first wavelet transformer configured by a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data, and Hilbert transform, wavelet transform, odd-numbered received waveform data A second wavelet transformer configured with a wavelet filter that performs code inversion and an output from the first wavelet transformer as an in-phase component of complex information, and an output from the second wavelet transformer as a quadrature component And a complex data generator for generating complex data. 前記第２のウェーブレット変換器は、実係数を有するポリフェーズフィルタで構成されたプロトタイプフィルタと、複数Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、入力系列の順番をＭ個単位で反転させる時系列反転器と、高速Ｍ点の離散コサイン変換器と、を有することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。The second wavelet transformer includes a prototype filter composed of a polyphase filter having real coefficients, a plurality of M downsamplers, M-1 one-sample delay elements, and M input sequences in order. The communication apparatus according to claim 1, further comprising: a time series inverter that inverts in units and a high-speed M-point discrete cosine transformer . ディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置を有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の検波部と、前記検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、前記等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする通信装置。A communication device using a multicarrier transmission method having a receiving device that performs digital multicarrier demodulation processing, and performing data transmission by digital multicarrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank,
The reception apparatus equalizes using the detection unit according to any one of claims 1 to 3 , complex information obtained from the detection unit, and a known signal for equalization allocated in advance for equalization processing. A communication apparatus comprising: an equalizer that performs determination; and a determination unit that performs determination using a signal obtained from the equalizer. ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、
前記受信装置は、請求項１乃至５のいずれか１に記載の検波部と、前記検波部から得られる複素情報と等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化器と、前記等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器と、前記検波部より出力される隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期推定回路とを有することを特徴とする通信装置。Communication using a multi-carrier transmission method having a transmission device for performing digital multi-carrier modulation processing and a receiving device for performing digital multi-carrier demodulation processing, and performing data transmission by digital multi-carrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank A device,
The transmission device includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over several consecutive symbols and is known by the reception device, and an inverse wavelet transformer that performs inverse wavelet transform on the synchronization data. Have
The reception apparatus equalizes using the detection unit according to any one of claims 1 to 5 , complex information obtained from the detection unit, and a known signal for equalization allocated in advance for equalization processing. Synchronization estimation that estimates symbol synchronization timing from a phase difference between adjacent complex subcarriers output from the detector, and a decision unit that performs determination using a signal obtained from the equalizer And a communication device. ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換する逆ウェーブレット変換器とを有し、
前記受信装置の検波部は、受信波形データをウェーブレット変換する互いに直交する複数Ｍ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器と、前記ウェーブレット変換器からの２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の出力を複素情報の同相成分とし、２ｎ番目の出力を直交成分として（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）複素データを生成する複素データ生成器とを有することを特徴とする通信装置。Communication using a multi-carrier transmission method having a transmission device for performing digital multi-carrier modulation processing and a receiving device for performing digital multi-carrier demodulation processing, and performing data transmission by digital multi-carrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank A device,
The transmission device includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over several consecutive symbols and is known by the reception device, and an inverse wavelet transformer that performs inverse wavelet transform on the synchronization data. Have
The detection unit of the receiving device includes a wavelet transformer configured by a plurality of M real coefficient wavelet filters orthogonal to each other for wavelet transforming received waveform data, and 2n-1 th (n is a positive value) from the wavelet transformer. (Integer) output is in-phase component of complex information, 2n-th output is quadrature component (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), subcarrier number is 0 to M−1) And a complex data generator for generating the communication device. ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置の変調部は、ビットデータをシンボルデータに変換して前記シンボルデータをＭ／２個（Ｍは複数）の複素座標面にマッピングするシンボルマッパと、互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成される逆ウェーブレット変換器と、前記逆ウェーブレット変換器への２ｎ−１番目（ｎは正の整数）の入力に複素情報の同相成分を、２ｎ番目の入力に複素情報の直交成分を（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）供給するように複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器とを有することを特徴とする通信装置。Communication using a multi-carrier transmission method having a transmission device for performing digital multi-carrier modulation processing and a receiving device for performing digital multi-carrier demodulation processing, and performing data transmission by digital multi-carrier modulation / demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank A device,
The modulation unit of the transmission apparatus converts a bit data into symbol data and maps the symbol data to M / 2 (M is a plurality) complex coordinate planes, and M real coefficient wavelets orthogonal to each other. An inverse wavelet transformer composed of filters, an in-phase component of complex information at the 2n-1th input (n is a positive integer) to the inverse wavelet transformer, and an orthogonal component of complex information at the 2nth input (However, 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), subcarrier number is set to 0 to M−1) A complex data decomposer that decomposes complex data into a real part and an imaginary part is provided. A communication device characterized by the above. 前記複素データ分解器は、初期位相として０とπのみを用いることを特徴とする請求項８に記載の通信装置。9. The communication apparatus according to claim 8 , wherein the complex data decomposer uses only 0 and π as initial phases. ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
前記送信装置は、連続する数シンボルの間に渡って同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生器と、前記同期用データを用いて変調を行う変調部とを有し、
前記受信装置は、請求項７に記載の検波部と、隣接する複素サブキャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定する同期タイミング推定回路とを有することを特徴とする通信装置。It has a receiving device and performing transmission device and the de-I digital multicarrier demodulation process for the digital multi-carrier modulation process, use a multi-carrier transmission method which performs data transmission by a digital multi-carrier modulation and demodulation processing using a real coefficient wavelet filter bank A communication device,
The transmission device includes a synchronization data generator that generates synchronization data that is the same over several consecutive symbols and that is known in the reception device, and a modulation unit that performs modulation using the synchronization data. Have
8. The communication apparatus comprising: the detection unit according to claim 7; and a synchronization timing estimation circuit that estimates a symbol synchronization timing from a phase difference between adjacent complex subcarriers. 前記受信装置は、前記検波部から得られる複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める等化器と前記等化器から得られる信号を用いて判定を行う判定器とを有することを特徴とする請求項６に記載の通信装置。The reception apparatus uses the complex information obtained from the detection unit to output 2n−1th (where 1 ≦ n ≦ (M / 2-1), subcarrier number is 0 to M−1) and claim and having a determination unit for determining by using a signal obtained from the equalizer and the equalizer for obtaining an equalization coefficient to be used to synthesize the 2n-th output in each sub-carrier 6 The communication apparatus as described in.
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