JP4287777B2 - Transmitting apparatus and receiving apparatus - Google Patents

Transmitting apparatus and receiving apparatus Download PDF

Info

Publication number
JP4287777B2
JP4287777B2 JP2004100956A JP2004100956A JP4287777B2 JP 4287777 B2 JP4287777 B2 JP 4287777B2 JP 2004100956 A JP2004100956 A JP 2004100956A JP 2004100956 A JP2004100956 A JP 2004100956A JP 4287777 B2 JP4287777 B2 JP 4287777B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transmission
propagation path
orthogonal code
circuit
carrier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2004100956A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2005124125A (en
Inventor
浩之 古田
哲臣 池田
Original Assignee
日本放送協会
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP2003335563 priority Critical
Application filed by 日本放送協会 filed Critical 日本放送協会
Priority to JP2004100956A priority patent/JP4287777B2/en
Publication of JP2005124125A publication Critical patent/JP2005124125A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4287777B2 publication Critical patent/JP4287777B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Description

本発明は、デジタル信号の伝送方式に係わり、特に直交周波数分割多重伝送方式(O
FDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式)における送信装置及び受信装置に関する。
The present invention relates to a digital signal transmission method, and more particularly to an orthogonal frequency division multiplex transmission method (O
FDM about (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Contact Keru transmitter and receiver to the transmission system).

地上デジタル放送の伝送方式として、マルチパスやゴーストに対する耐性に優れ、移動
受信も可能な方式として注目されているOFDM伝送方式が採用されている。この方式は、
周波数方向で互いに直交する多数の搬送波(キャリア)を用いてデータを変調する伝送方式であり、時間方向でみると、各搬送波において伝送速度が抑えられているため、マルチパスによる遅延波の影響を、相対的に長くなる伝送シンボルとの対比で緩和することができる。 It is a transmission method that modulates data using a large number of carriers (carriers) that are orthogonal to each other in the frequency direction. When viewed in the time direction, the transmission speed is suppressed in each carrier wave, so the effect of delay waves due to multipath is affected. , Can be relaxed in comparison with the relatively long transmission symbol. 伝送シンボルは、有効シンボルとガードインターバルとを組み合わせた単位により構成され、有効シンボルは実際にデータ信号を伝送する期間であり、ガードインターバルはマルチパスによる影響を軽減するための期間である。 The transmission symbol is composed of a unit that combines a valid symbol and a guard interval, the valid symbol is a period during which a data signal is actually transmitted, and the guard interval is a period for reducing the influence of multipath. ここで、ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形の一部を巡回的に繰り返したものである。 Here, the guard interval is a cyclic repetition of a part of the signal waveform of the effective symbol. As a transmission system for terrestrial digital broadcasting, an OFDM transmission system that has been attracting attention as a system that has excellent resistance to multipaths and ghosts and can also perform mobile reception is adopted. This method is As a transmission system for terrestrial digital broadcasting, an OFDM transmission system that has been attracting attention as a system that has excellent resistance to multipaths and ghosts and can also perform mobile reception is adopted. This method is
This is a transmission method that modulates data using multiple carriers that are orthogonal to each other in the frequency direction, and in the time direction, the transmission speed is suppressed in each carrier, so the effects of delayed waves due to multipath can be reduced. Therefore, it can be relaxed in comparison with a relatively long transmission symbol. The transmission symbol is configured by a unit combining an effective symbol and a guard interval. The effective symbol is a period for actually transmitting a data signal, and the guard interval is a period for reducing the influence of multipath. Here, the guard interval is a cyclic repetition of a part of the signal waveform of the effective symbol. This is a transmission method that modulates data using multiple carriers that are orthogonal to each other in the frequency direction, and in the time direction, the transmission speed is suppressed in each carrier, so the effects of delayed waves due to multipath can be reduced. Therefore, it can be relaxed in comparison with a relatively long transmission symbol. The transmission symbol is configured by a unit combining an effective symbol and a guard interval. The effective symbol is a period for actually transmitting a data signal, and the guard interval is a period for reducing the influence of multipath. Here, the guard interval is a cyclic repetition of a part of the signal waveform of the effective symbol.

さらに、上記したOFDM伝送方式は、各キャリアが相互に直交しているので、最も伝送効率の高い伝送方式の1つであり、かつFFT(Fast Fourier
Transform)回路技術の進展により、比較的簡易なハードウェア構成で実現することが可能となっている。このため、無線LANや第4世代携帯電話をはじめ、近年、通信の分野でも注目を集めている。
Furthermore, the above-described OFDM transmission scheme is one of the transmission schemes with the highest transmission efficiency because the carriers are orthogonal to each other, and is also an FFT (Fast Fourier Transform).
Transform) With the development of circuit technology, it is possible to realize with a relatively simple hardware configuration. For this reason, in recent years, attention has been attracted in the field of communications, including wireless LANs and fourth-generation mobile phones. Transform) With the development of circuit technology, it is possible to realize with a relatively simple hardware configuration. For this reason, in recent years, attention has been attracted in the field of communications, including wireless LANs and fourth-generation mobile phones.

一方、広帯域移動通信では、利用できる周波数帯域が制限されていること、マルチメディア通信の需要などにより、高品質かつ固定通信並みの高い周波数利用効率の達成が求められるようになっている。そこで、このような要求を満たすことのできる技術として、MIMO通信技術が注目されている。   On the other hand, in broadband mobile communication, due to the limited frequency band that can be used and the demand for multimedia communication, it has been required to achieve high quality and high frequency utilization efficiency comparable to fixed communication. Therefore, the MIMO communication technique is attracting attention as a technique that can satisfy such a requirement.

図15は、MIMO通信用伝送システム1000の構成を示すブロック図である。同図に示すように、MIMO通信では、複数の送信アンテナ1001〜1001m_tと複数の受信アンテナ1101〜1101m_rを用いて、MIMO伝搬路を構成し、複数の異なるデータ信号(図15の例では、元来1系統のデータを符号化ユニット1010による符号化の過程あるいは直並列変換(S/P)を通じて複数の異なる信号としている)を、同一の周波数上あるいは周波数帯が重なる状態の電波により、複数の伝搬路を経て送受信(送信ユニット1002〜1002m_t、受信ユニット1102〜1102m_rを用いて送受信)する。 FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission system 1000 for MIMO communication. As shown in the figure, in MIMO communication, a MIMO propagation path is configured using a plurality of transmission antennas 1001 1 to 1001 m_t and a plurality of reception antennas 1101 1 to 1101 m_r , and a plurality of different data signals (in FIG. 15). In the example, originally one system of data is converted into a plurality of different signals through the process of encoding by the encoding unit 1010 or through serial-parallel conversion (S / P)), on the same frequency or in a state where frequency bands overlap. way, the (transmission and reception using the transmission unit 1002 1 ~1002 m_t, the reception unit 1102 1 ~1102 m_r) transmitted and received through a plurality of propagation paths.

各受信ユニット1102〜1102m_rで受信された複数系統の信号に対しては、復号化ユニット1110内の等化器または干渉除去器または軟判定器あるいはそのすべてまたはいずれかの組み合わせにより各伝搬路を分離する操作を行い、復調することにより大容量化あるいはダイバーシティ効果によるロバスト化が図れる。 With respect to the signals of a plurality of systems received by each of the receiving units 1102 1 to 1102 m_r , each propagation path is obtained by an equalizer, an interference canceller, a soft decision unit, or all or any combination thereof in the decoding unit 1110. By performing the operation of separating and demodulating, the capacity can be increased or the robustness by the diversity effect can be achieved.

上記した各伝搬路の分離のためには、各送信アンテナ1001〜1001m_tと各受信アンテナ1101〜1101m_rとの間の伝搬路の応答特性を把握する必要がある。かかる観点から、OFDMシステムの効率化および性能改善を意図して、MIMO伝搬路を適用する技術が開示されている(例えば、特許文献1、非特許文献1、非特許文献2参照)。これら技術によれば、各送信機(i:送信機の番号)は、データ信号のOFDMブロック(キャリア本数K)を送信するに当り、事前にトレーニングシーケンスを設け、離散時間(またはシンボル)nの時にパイロット信号t_i〔n,k〕(k:キャリア番号、k=0,1,・・・,K−1)のOFDMブロック(キャリア本数K)を送信する。 For the separation of each channel as described above, it is necessary to know the response characteristics of the propagation path between each transmit antenna 1001 1 ~1001 m_t and each receive antenna 1101 1 ~1101 m_r. From this point of view, techniques for applying a MIMO propagation path with the intention of improving the efficiency and performance of the OFDM system have been disclosed (see, for example, Patent Document 1, Non-Patent Document 1, and Non-Patent Document 2). According to these techniques, each transmitter (i: transmitter number) provides a training sequence in advance before transmitting an OFDM block (number of carriers K) of a data signal, and the discrete time (or symbol) n Sometimes an OFDM block (number of carriers K) of pilot signals t_i [n, k] (k: carrier number, k = 0, 1,..., K−1) is transmitted.

一方、各受信機(j:受信機の番号)は、トレーニングシーケンスの間、伝搬路応答H_ij〔n,k〕を反映した信号r_j〔n,k〕を受信する。ここで、伝搬路の周波数応答H_ij〔n,k〕は、伝搬路の時間応答である遅延プロファイルh_ij〔n,l〕(l=0,1,・・・,K_0−1,K_0<<K)とフーリエ変換の関係にあることを用いて、h_ij〔n,l〕を推定することにより、H_ij〔n,k〕を推定する。   On the other hand, each receiver (j: receiver number) receives a signal r_j [n, k] reflecting the channel response H_ij [n, k] during the training sequence. Here, the frequency response H_ij [n, k] of the propagation path is a delay profile h_ij [n, l] (l = 0, 1,..., K_0-1, K_0 << K, which is a time response of the propagation path. And H_ij [n, k] are estimated by estimating h_ij [n, l] using the fact that there is a Fourier transform relationship.

また、受信信号r_j〔n,k〕と送信パイロット信号t_i〔n,k〕に対し、共役パイロット信号t_i〔n,k〕及びt_j〔n,k〕との積を各々求め、その各々の積のフーリエ変換を各々p_ij〔n〕,q_ij〔n〕とすると、遅延プロファイルh_ij〔n,l〕の推定値を成分とする行列h〔n〕と、p_ij〔n〕及びq_ij〔n〕
を各々成分とする行列P〔n〕及びQ〔n〕とは、次の関係を持つ。 The matrices P [n] and Q [n] having each component have the following relationship. Further, the product of the conjugate pilot signals t_i * [n, k] and t_j * [n, k] is obtained for the received signal r_j [n, k] and the transmitted pilot signal t_i [n, k], respectively. P_ij [n], q_ij [n], respectively, a matrix h [n] whose components are estimated values of the delay profile h_ij [n, l], p_ij [n], and q_ij [n] Further, the product of the conjugate pilot signals t_i * [n, k] and t_j * [n, k] is obtained for the received signal r_j [n, k] and the transmitted pilot signal t_i [n, k], respectively. P_ij [n], q_ij [n], respectively, a matrix h [n] whose components are estimated values ​​of the delay profile h_ij [n, l], p_ij [n], and q_ij [n]
And the matrices P [n] and Q [n], respectively, having the following components: And the matrices P [n] and Q [n], respectively, having the following components:

h〔n〕=Q〔n〕 −1 P〔n〕 (1)
ここで、Q〔n〕 −1はQ〔n〕の逆行列である。 Here, Q [n] -1 is the inverse matrix of Q [n]. よって、トレーニングシーケンスにおいて、伝搬路応答h〔n〕が推定される。 Therefore, the propagation path response h [n] is estimated in the training sequence. この推定された伝搬路応答を基に、データ信号は最尤復号あるいは最小平均二乗誤差(MMSE:Minimum Based on this estimated propagation path response, the data signal is maximum likelihood decoding or minimum mean square error (MMSE: Minimum).
Mean-Square Error)を基準に復号される。 Decrypted based on Mean-Square Error). h [n] = Q [n] -1P [n] (1) h [n] = Q [n] -1P [n] (1)
Here, Q [n] −1 is an inverse matrix of Q [n]. Therefore, the propagation path response h [n] is estimated in the training sequence. Based on this estimated channel response, the data signal is subjected to maximum likelihood decoding or minimum mean square error (MMSE: Minimum). Here, Q [n] −1 is an inverse matrix of Q [n]. Therefore, the propagation path response h [n] is estimated in the training sequence. Based on this estimated channel response, the data signal is subjected to maximum likelihood decoding or minimum mean square error (MMSE: Minimum).
Decoded based on Mean-Square Error). Decoded based on Mean-Square Error).

さらに、ある送信機から送信されるデータ信号に対し、他の送信機から送信されるデータ信号は干渉信号となるが、この他の送信機からのデータによる干渉信号を白色化できるように、データ信号に対し、時空間符号化(STC:Space-Time Coding)並びにその他の符号化のプロセスを加える。また、復号精度の高いデータ信号を受信信号から除去し、残るデータ信号の復号精度を高めるプロセスや推定伝搬路応答の平均値を求め、その偏差を基に伝搬路特性の推定値に重み付けするプロセスを加える技術が開示されている。   Furthermore, in contrast to the data signal transmitted from a certain transmitter, the data signal transmitted from another transmitter becomes an interference signal. Space-time coding (STC) and other coding processes are added to the signal. Also, a process that removes a data signal with high decoding accuracy from the received signal, increases the decoding accuracy of the remaining data signal, obtains an average value of the estimated channel response, and weights the estimated channel characteristic value based on the deviation Techniques for adding are disclosed.

また、各送信アンテナと各受信アンテナとを結ぶ伝搬路応答を推定するために、各送信機は、トレーニングシーケンスの間、パイロット信号を送信するが、図16に示すように、パイロット信号(図中、P_1,P_2,・・・,P_N)が時間軸上で重なり合わないように、他の送信機がパイロット信号を送信しているときには、自身のパイロット信号を送信しないように、送信機毎に順番に送信する技術が開示されている(例えば、特許文献2参照)。この技術によれば、各受信機において受信される送信機毎には干渉のない伝搬路応答の推定値に基づき伝達関数が求められ、受信機数対送信機数で表される行列の逆行列が計算される。これにより、各送信機から時間軸上に重なり合わさって送信されるデータ信号の復号を実現している。   Each transmitter transmits a pilot signal during the training sequence in order to estimate a propagation path response connecting each transmitting antenna and each receiving antenna. As shown in FIG. , P_1, P_2,..., P_N) do not overlap each other on the time axis, so that when other transmitters are transmitting pilot signals, the transmitters do not transmit their own pilot signals. A technique of transmitting in order is disclosed (for example, see Patent Document 2). According to this technique, for each transmitter received at each receiver, a transfer function is obtained based on an estimate of a channel response without interference, and an inverse matrix of a matrix expressed by the number of receivers versus the number of transmitters. Is calculated. As a result, decoding of the data signal transmitted from each transmitter in an overlapping manner on the time axis is realized.

また、同期用パイロット信号に続いて、伝搬路推定用のパイロット信号を送信し、それらに続くデータ信号を復号する技術が開示されている(例えば、非特許文献3参照)。この技術によれば、パイロット信号には、送信機単位で異なる直交符号が配置されており、各受信機においては、送信機毎の直交符号のレプリカとの相互相関により伝搬路を分離して、当該送信機の送信アンテナと自身の受信アンテナとの間の伝搬路応答の推定値が求められる。   In addition, a technique for transmitting a pilot signal for propagation path estimation following a pilot signal for synchronization and decoding a data signal following the pilot signal is disclosed (for example, see Non-Patent Document 3). According to this technique, different orthogonal codes are arranged in the pilot signal in the pilot signal, and in each receiver, the propagation path is separated by the cross-correlation with the replica of the orthogonal code for each transmitter, An estimate of the propagation path response between the transmitting antenna of the transmitter and its own receiving antenna is obtained.

以上の技術による伝搬路推定は、いずれもパイロット信号とデータ信号の送信時間を変
えて行うものであり、特に、キャリア数を多くするか伝送シンボルを長くする必要がある
場合、伝搬路推定を行う周期が比較的長くなるため、高速移動を伴う移動通信のようにフ
ェージングなど伝搬路応答の変化が激しい場合には適用が難しくなる。
The propagation path estimation by the above techniques is performed by changing the transmission time of the pilot signal and the data signal. In particular, when the number of carriers or the transmission symbol needs to be increased, the propagation path estimation is performed. Since the cycle becomes relatively long, it becomes difficult to apply when the propagation path response changes drastically such as fading as in mobile communication with high-speed movement.

通常、マイクロ波帯やミリ波帯などのより高い周波数帯を用いる場合や、より高速での移動を伴うデータの送受信を行う場合には、フェージングなどの伝搬路応答も高速で変動する。一対向のOFDM伝送システムに関しては、伝搬路応答が高速変動する上記のような事例に対しても適用可能な、波形等化のためのパイロット信号配置方法ならびに送受信装置に関する技術が、本発明の出願人により開示されている(例えば、特許文献3参照)。   Usually, when a higher frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band is used, or when data is transmitted / received at a higher speed, a propagation path response such as fading also varies at a high speed. Regarding the one-sided OFDM transmission system, a technique relating to a pilot signal arrangement method for waveform equalization and a transmission / reception apparatus that can be applied to the above-described case where the channel response fluctuates at high speed is disclosed in the application of the present invention. It is disclosed by a person (for example, see Patent Document 3).

一対向、つまり、1つの送信アンテナから1つの受信アンテナへ伝送する1入力1出力
の他の信号による干渉がない環境での伝送であって、かつOFDM信号並びにガードイン
ターバルを用いていても、遅延波の影響により、受信信号には周波数選択性フェージング
など波形ひずみが生じる。従来のOFDM伝送方式の送受信装置では、この波形ひずみを等化するために、パイロット信号を用いて伝搬路応答(周波数特性)を求めている。
Even in the case of transmission in an environment where there is no interference due to other signals of one input and one output transmitted from one transmitting antenna to one receiving antenna, and using an OFDM signal and a guard interval, delay Due to the influence of waves, waveform distortion such as frequency selective fading occurs in the received signal. In a conventional OFDM transmission / reception apparatus, in order to equalize this waveform distortion, a propagation path response (frequency characteristic) is obtained using a pilot signal.

図17に、特許文献3で開示された技術による伝送フレームの構成例を示す。この伝送フレームは、各キャリアの変調方式にDQPSK、QPSK、16QAM、64QAMなどを用いる場合に適用されるもので、復調の際の基準となるパイロットキャリアとデータキャリアから構成されている。なお、この伝送フレームにおいて、復調処理に関係しない伝送制御情報のTMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control)キャリアや付加情報のAC(Auxiliary Channel)キャリアは省略してある。   FIG. 17 shows a configuration example of a transmission frame according to the technique disclosed in Patent Document 3. This transmission frame is applied when DQPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, or the like is used as a modulation method for each carrier, and is composed of a pilot carrier and a data carrier that serve as a reference for demodulation. In this transmission frame, a TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) carrier for transmission control information not related to demodulation processing and an AC (Auxiliary Channel) carrier for additional information are omitted.

図17に示す伝送フレームは、周波数方向および時間方向の2次元で表現されている。周波数方向にはキャリアが配置され、キャリア番号は0,1,2,・・・,K−1と表記されている。時間方向には伝送シンボルが配置され、伝送シンボル番号は0,1,2,・・・,L−1と表記されている。よって、この伝送フレームはキャリアがK本、伝送シンボルがL個から構成されている。ここで、伝送シンボルの有効シンボル長をTe、ガードインターバル長をTg、ガードインターバル長と有効シンボル長との比(以下、ガードインターバル比と呼ぶ)をR(R=Tg/Te)とし、さらにガードインターバル比の逆数(1/R)以下の任意の整数をQとすると、キャリア数Kの値が(Qの倍数+1)の条件の下、復調の際の基準となるパイロットキャリアを両端のキャリアからQ本ごとに一定間隔で配置している。これを、パイロットキャリアが伝送される位置(図17の黒丸の位置)のインデックスkとして非負の整数pを用いて表現すると、次式のようになる。   The transmission frame shown in FIG. 17 is expressed in two dimensions in the frequency direction and the time direction. Carriers are arranged in the frequency direction, and carrier numbers are written as 0, 1, 2,..., K-1. Transmission symbols are arranged in the time direction, and transmission symbol numbers are written as 0, 1, 2,..., L-1. Therefore, this transmission frame is composed of K carriers and L transmission symbols. Here, the effective symbol length of the transmission symbol is Te, the guard interval length is Tg, the ratio of the guard interval length to the effective symbol length (hereinafter referred to as the guard interval ratio) is R (R = Tg / Te), and the guard When an arbitrary integer equal to or smaller than the reciprocal (1 / R) of the interval ratio is Q, the pilot carrier serving as a reference for demodulation is determined from the carriers at both ends under the condition that the value of the number of carriers K is a multiple of Q + 1. Every Q lines are arranged at regular intervals. When this is expressed by using a non-negative integer p as an index k of a position where a pilot carrier is transmitted (the position of a black circle in FIG. 17), the following expression is obtained.

k=Q×p (2)
なお、図17においてはQの値を8としている。
k = Q × p (2)
In FIG. 17, the value of Q is 8.

ここで、パイロットキャリアの間隔とガードインターバル比の関係について確認する。
一例として、図17に従いガードインターバル比Rが1/8の場合を取り上げると、ガードインターバル比の逆数(1/R)以下の最大整数Mは8である。 As an example, taking the case where the guard interval ratio R is 1/8 according to FIG. 17, the maximum integer M equal to or less than the reciprocal of the guard interval ratio (1 / R) is 8. つまり、パイロットキャリアの間隔を8以下の任意の整数とできる。 That is, the interval between pilot carriers can be any integer of 8 or less. OFDM伝送方式では、ゴーストの遅延時間がガードインターバル長Tg(ここでは、Tg=Te/8)を越えると、シンボル間干渉が発生して急激に特性が劣化するので、ゴーストの遅延時間がこのTgを超えないように設計される。 In the OFDM transmission method, when the ghost delay time exceeds the guard interval length Tg (here, Tg = Te / 8), intersymbol interference occurs and the characteristics deteriorate rapidly. Therefore, the ghost delay time is this Tg. Designed not to exceed. Here, the relationship between the pilot carrier interval and the guard interval ratio is confirmed. Here, the relationship between the pilot carrier interval and the guard interval ratio is confirmed.
As an example, taking the case where the guard interval ratio R is 1/8 according to FIG. 17, the maximum integer M equal to or less than the reciprocal (1 / R) of the guard interval ratio is 8. That is, the pilot carrier interval can be set to an arbitrary integer of 8 or less. In the OFDM transmission system, when the ghost delay time exceeds the guard interval length Tg (here, Tg = Te / 8), intersymbol interference occurs and the characteristics deteriorate rapidly. Designed not to exceed. As an example, taking the case where the guard interval ratio R is 1/8 according to FIG. 17, the maximum integer M equal to or less than the reciprocal (1 / R) of the guard interval ratio is 8. That is, The pilot carrier interval can be set to an arbitrary integer of 8 or less. In the OFDM transmission system, when the ghost delay time exceeds the guard interval length Tg (here, Tg = Te / 8), intersymbol interference occurs and the characteristics deteriorated rapidly. Designed not to exceed.

ところで、ゴーストが入ったときの伝搬路の周波数応答とゴースト遅延時間には一定の関係があり、ゴースト遅延時間をτとすれば、伝搬路の周波数応答における変化の周期Fはその逆数である1/τとなる。つまり、その変化の周期が最小になるのは、Te/8のゴースト遅延波が存在するときであり、その値Fminは8×(1/Te)である。ここで、(1/Te)は有効シンボル長の逆数であり、OFDM信号のキャリア間隔を表しているので、伝搬路の周波数応答の最小周期Fminは8キャリア間隔に相当する。そこで、パイロットキャリアを8キャリアおきに1本の割合で挿入すると、この伝搬路の周波数応答を内挿によって正確に求めることが可能となる。すなわち、パイロットキャリアの間隔を8以下の任意の整数とすればよいことがわかる。換言すれば、パイロットキャリアを、ガードインターバル比Rの逆数である(1/R)以下の任意の整数間隔で挿入すればよい。   By the way, there is a fixed relationship between the frequency response of the propagation path when a ghost enters and the ghost delay time, and if the ghost delay time is τ, the period of change F in the frequency response of the propagation path is the reciprocal thereof. / Τ. That is, the period of the change is minimized when a Te / 8 ghost delay wave exists, and its value Fmin is 8 × (1 / Te). Here, (1 / Te) is the reciprocal of the effective symbol length and represents the carrier interval of the OFDM signal, so the minimum period Fmin of the frequency response of the propagation path corresponds to an 8-carrier interval. Therefore, if pilot carriers are inserted at a rate of one every eight carriers, the frequency response of this propagation path can be accurately obtained by interpolation. That is, it can be seen that the pilot carrier interval may be any integer of 8 or less. In other words, the pilot carriers may be inserted at an arbitrary integer interval equal to or less than (1 / R) that is the reciprocal of the guard interval ratio R.

上記のように図17のような伝送フレームを構成することで、OFDM信号の1伝送シンボル単位で、伝搬路の周波数応答を推定可能となる。そこで、パイロットキャリアを時間方向に連続的に配置することによって、伝搬路の周波数応答の変化に追随させるようにしている。このような方式による伝搬路推定は、一対向のOFDM伝送にのみに適用できる。
特開2002−44051号公報特開2002−374224号公報特開2002−9724号公報Ye Li et al, "ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3,pp.461-471, 1999
上記のように図17のような伝送フレームを構成することで、OFDM信号の1伝送シンボル単位で、伝搬路の周波数応答を推定可能となる。そこで、パイロットキャリアを時間方向に連続的に配置することによって、伝搬路の周波数応答の変化に追随させるようにしている。このような方式による伝搬路推定は、一対向のOFDM伝送にのみに適用できる。
特開2002−44051号公報特開2002−374224号公報特開2002−9724号公報Ye Li et al, "ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3,pp.461-471, 1999
上記のように図17のような伝送フレームを構成することで、OFDM信号の1伝送シンボル単位で、伝搬路の周波数応答を推定可能となる。そこで、パイロットキャリアを時間方向に連続的に配置することによって、伝搬路の周波数応答の変化に追随させるようにしている。このような方式による伝搬路推定は、一対向のOFDM伝送にのみに適用できる。
特開2002−44051号公報特開2002−374224号公報特開2002−9724号公報Ye Li et al, "ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3,pp.461-471, 1999
上記のように図17のような伝送フレームを構成することで、OFDM信号の1伝送シンボル単位で、伝搬路の周波数応答を推定可能となる。そこで、パイロットキャリアを時間方向に連続的に配置することによって、伝搬路の周波数応答の変化に追随させるようにしている。このような方式による伝搬路推定は、一対向のOFDM伝送にのみに適用できる。
特開2002−44051号公報特開2002−374224号公報特開2002−9724号公報Ye Li et al, "ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3,pp.461-471, 1999
上記のように図17のような伝送フレームを構成することで、OFDM信号の1伝送シンボル単位で、伝搬路の周波数応答を推定可能となる。そこで、パイロットキャリアを時間方向に連続的に配置することによって、伝搬路の周波数応答の変化に追随させるようにしている。このような方式による伝搬路推定は、一対向のOFDM伝送にのみに適用できる。
特開2002−44051号公報特開2002−374224号公報特開2002−9724号公報Ye Li et al, "ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3,pp.461-471, 1999
Ye Li et al, "SimplifiedChannel Estimation for OFDM Systems with MultipleTransmitAntennas", IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.1, No.1,pp.67-75, 2002 Ye Li et al, "SimplifiedChannel Estimation for OFDM Systems with MultipleTransmitAntennas", IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.1, No.1, pp.67-75, 2002 By configuring the transmission frame as shown in FIG. 17 as described above, it is possible to estimate the frequency response of the propagation path in units of one transmission symbol of the OFDM signal. Therefore, pilot carriers are continuously arranged in the time direction so as to follow changes in the frequency response of the propagation path. Propagation path estimation by such a method is applicable only to one-sided OFDM transmission. By configuring the transmission frame as shown in FIG. 17 as described above, it is possible to estimate the frequency response of the propagation path in units of one transmission symbol of the OFDM signal. Therefore, pilot carriers are continuously arranged in the time direction so Propagation path estimation by such a method is applicable only to one-sided OFDM transmission. As to follow changes in the frequency response of the propagation path.
JP 2002-44051 A JP 2002-44051 A JP 2002-374224 A JP 2002-374224 A Japanese Patent Laid-Open No. 2002-9724 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-9724 Ye Li et al, `` ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels '', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3, pp.461-471, 1999 Ye Li et al, `` ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3, pp.461-471, 1999

複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間で、同一の周波数帯、あるいは周波数帯が重なる電波を利用するMIMO伝搬環境下において、データを送受信するには、すべての電波が自身の遅延波も含み混信した状態で受信した信号から、各送信アンテナが送信したデータを各々分離あるいは干渉を除去する必要がある。  To transmit and receive data in a MIMO propagation environment that uses radio waves with the same frequency band or overlapping frequency bands between multiple transmit antennas and multiple receive antennas, all radio waves have their own delayed waves. It is necessary to separate or remove interference from data transmitted by each transmitting antenna from a signal received in a mixed interference state.

各送信アンテナから各受信アンテナヘの電波の通路である伝搬路は、時間変化する伝達
関数(「従来の技術」では、「伝搬路の周波数応答」あるいは「伝搬路応答」と記載)として理解される。そこで、送信信号に求めるべき伝搬路の伝達関数が乗算されたものが、受信信号であるから、トレーニングシーケンスを設け、その間に送信した既知のパイロット信号から、例えば、上記(1)式の関係を利用して、求めるべき伝搬路の伝達関数を演算処理するものが上記した従来技術である。
The propagation path, which is the path of radio waves from each transmitting antenna to each receiving antenna, is understood as a time-varying transfer function (referred to as “frequency response of propagation path” or “propagation path response” in “Prior Art”). . Therefore, since a transmission signal multiplied by a transfer function of a propagation path to be obtained is a reception signal, a training sequence is provided, and, for example, a relationship of the above equation (1) is obtained from a known pilot signal transmitted during that time. The above-described conventional technique uses and calculates the transfer function of the propagation path to be obtained.

しかしながら、上記従来技術では、データ送信とは別にトレーニングシーケンスを設けるため、データの復調に、求めた伝搬路の伝達関数を適用する期間が長くなり、高速のフェージングに対して、伝搬路応答の推定操作が対応していかないという欠点が生じる。さらに、伝搬路の伝達関数の推定精度を高めるために、平均化処理を加えることを想定すると、現状以上の高速フェージングヘの対応は難しい。   However, in the above prior art, since the training sequence is provided separately from the data transmission, the period for applying the obtained propagation path transfer function to the data demodulation becomes longer, and the propagation path response is estimated for high-speed fading. The disadvantage is that the operation does not respond. Further, assuming that an averaging process is added in order to increase the estimation accuracy of the transfer function of the propagation path, it is difficult to cope with higher-speed fading than the current level.

一方、従来技術のOFDM伝送方式には、放送素材伝送などの目的で、広帯域な信号を、
高速移動を考慮して伝送する目的から、伝送シンボルとガードインターバル比との関係を
利用して、データを送信する同一伝送シンボル内に、伝搬路推定のためのパイロットキャ
リアを合わせて多重する。これにより、単一シンボル内で完結して遅延波による波形ひず
みを除去する仕組みを有する技術がある。
On the other hand, in the conventional OFDM transmission method, a broadband signal is used for broadcasting material transmission, etc.
For the purpose of transmission considering high-speed movement, a pilot carrier for propagation path estimation is multiplexed together in the same transmission symbol for transmitting data using the relationship between the transmission symbol and the guard interval ratio. As a result, there is a technique having a mechanism that completes within a single symbol and removes waveform distortion due to a delayed wave. For the purpose of transmission considering high-speed movement, a pilot carrier for propagation path estimation is multiplexed together in the same transmission symbol for transmitting data using the relationship between the transmission symbol and the guard interval ratio. As a result, there is a technique having a mechanism that completes within a single symbol and removes waveform distortion due to a delayed wave.

しかしながら、この手法では、同時に周波数帯を共有して伝送された電波を区別することができないため、MIMO環境では使用できないといった問題が生じる。 However, this method cannot be used in a MIMO environment because radio waves transmitted while sharing a frequency band cannot be distinguished at the same time.

本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、その課題とするところは、高い周波数帯の電波を用いて、あるいは高速で移動する場合、または、その両方の条件下でのMIMO伝搬環境においても、OFDM信号を伝送することのできる送信装置及び受信装置を提供することである。 The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and the problem is that the radio wave in a high frequency band or when moving at high speed, or under both conditions even in MIMO propagation environment is to provide a transmitting apparatus and a receiving apparatus possible to the transmitting the OFDM signal.

上記課題を解決するため、本発明は、請求項1に記載されるように、復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたOFDM信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるMIMO伝搬環境下で伝送するOFDM伝送方式における送信装置であって、前記復調基準となる既知のパイロットキャリアの配置をフレーム構成パターンとして予め記憶するキャリア配置記憶手段と、複数の送信アンテナの数をm_tとし、m_t以上の整数をWと定義して、該送信アンテナ毎に割り当てられるビット長Wの直交符号を生成する直交符号生成手段と、前記直交符号生成手段により生成された直交符号を用いて前記パイロットキャリアを変調するパイロットキャリア直交符号化手段と、前記キャリア配置記憶手段に記憶されたフレーム構成パターンに従って、前記パイロットキャリアを所定のキャリア位置に挿入して伝送フレームを構成する伝送フレーム構成手段と、を備えることを特徴としている。 In order to solve the above-described problem, the present invention provides an OFDM signal in which a known pilot carrier serving as a demodulation reference is periodically inserted, a plurality of antennas on a transmission side, and a reception side. Is a transmission apparatus in an OFDM transmission scheme that is transmitted in a MIMO propagation environment in which data is transmitted and received wirelessly, and a carrier arrangement that stores in advance a known pilot carrier arrangement serving as a demodulation reference in advance as a frame configuration pattern A storage means, an orthogonal code generation means for generating an orthogonal code having a bit length W allocated to each transmission antenna, wherein the number of a plurality of transmission antennas is defined as m_t, and an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and the orthogonal code Pilot carrier orthogonal encoding means for modulating the pilot carrier using the orthogonal code generated by the generating means; According to the frame configuration pattern stored in the serial carrier arrangement storing means it is characterized by comprising: a transmission frame configuration means for configuring a transmission frame by inserting the pilot carrier in a predetermined carrier position.

また、本発明の請求項によれば、前記送信装置であって、前記直交符号生成手段は、前記ビット長Wの直交符号を記憶する直交符号記憶手段と、前記直交符号記憶手段に記憶された直交符号を、シンボル数Wの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Wの直交符号が各々割り当たるようにOFDM信号の伝送シンボル毎に出力する直交符号発生手段と、を備えることを特徴としている。 According to a second aspect of the present invention, in the transmission device, the orthogonal code generation unit is stored in the orthogonal code storage unit that stores the orthogonal code having the bit length W and the orthogonal code storage unit. And orthogonal code generating means for outputting each orthogonal code of each OFDM signal so that an orthogonal code having a bit length of W is assigned to a transmission symbol that is continuous in time for the number of symbols W. .

また、本発明の請求項によれば、復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたOFDM信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるMIMO伝搬環境下で伝送するOFDM伝送方式における送信装置であって、前記直交符号記憶手段、前記直交符号発生手段、前記パイロットキャリア直交符号化手段の代わりに、複数の送信アンテナの数をm_tとし、m_t以上の整数をWと定義して、送信アンテナ毎に割り当てられる直交符号により変調される前記パイロットキャリアを、該直交符号のビット長Wまたはその整数倍の周期に相当する伝送シンボル長にわたって記憶するパイロットキャリア記憶手段と、前記パイロットキャリア記憶手段により記憶された前記パイロットキャリアを、シンボル数Wの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Wの直交符号が各々割り当たるように読み出して、前記伝送フレーム構成手段に送る直交符号化パイロットキャリア制御手段と、を備えることを特徴としている。 According to claim 5 of the present invention, an OFDM signal in which a known pilot carrier serving as a demodulation reference is periodically inserted, a plurality of antennas are provided on the transmission side and the reception side, and data is transmitted and received wirelessly. A transmission apparatus in an OFDM transmission system that transmits under a MIMO propagation environment in which the number of transmission antennas is set instead of the orthogonal code storage means, the orthogonal code generation means, and the pilot carrier orthogonal encoding means. m_t, an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and the pilot carrier modulated by the orthogonal code assigned to each transmission antenna is defined as a transmission symbol length corresponding to the bit length W of the orthogonal code or a cycle of an integer multiple thereof. Pilot carrier storage means for storing the pilot carrier and the pilot stored by the pilot carrier storage means And orthogonally encoded pilot carrier control means for reading out the carrier so that orthogonal codes having a bit length of W are assigned to transmission symbols that are continuous in time for the number of symbols W, and sent to the transmission frame constituting means, It is a feature.

また、本発明の請求項によれば、請求項1ないし請求項5のいずれか一項に記載の送信装置から伝送されてくるOFDM信号を受信信号として受けるOFDM伝送方式における受信装置であって、複数の送信アンテナの数をm_tとし、m_t以上の整数をWと定義して、該m_t本の送信アンテナを介して前記送信装置より送信されたOFDM伝送シンボルを受信する場合に、 所定シンボル数毎に受信したパイロットキャリアと既知のパイロットキャリアを用いてパイロットキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答推定手段と、前記伝搬路応答推定手段により求められる所定本毎のパイロットキャリア位置の伝搬路応答を内挿することにより、すべてのキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答内挿手段と、前記伝搬路応答内挿手段により求めた該すべてのキャリア位置の伝搬路応答のうち少なくともデータキャリア位置の伝搬路応答について、ビット長W、m_t種類の直交符号で復号するm_t組の直交符号復号手段と、前記m_t組の直交符号復号手段により直交復号化されたm_t組の該キャリア位置の伝搬路応答を平均化演算して分離する伝搬路応答分離手段と、を備え、前記m_t組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、データキャリアの復調に利用することを特徴としている。 According to claim 6 of the present invention, there is provided a receiving apparatus in an OFDM transmission system that receives an OFDM signal transmitted from the transmitting apparatus according to any one of claims 1 to 5 as a received signal. When the number of transmission antennas is defined as m_t, an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and OFDM transmission symbols transmitted from the transmission device are received via the m_t transmission antennas, a predetermined number of symbols A channel response estimation means for obtaining a channel response at a pilot carrier position using a pilot carrier received every time and a known pilot carrier, and a channel response at a predetermined number of pilot carriers obtained by the channel response estimation means By interpolating a channel response interpolation means for determining channel responses at all carrier positions, M_t sets of orthogonal code decoding means for decoding at least the propagation path responses at the data carrier position among the propagation path responses at all the carrier positions obtained by the insertion means with bit length W and m_t types of orthogonal codes, and the m_t sets Channel response separating means for averaging and separating the channel responses of the m_t sets of the carrier positions orthogonally decoded by the orthogonal code decoding means, and estimated at each carrier position of the m_t sets The propagation path response is used for data carrier demodulation.

また、本発明の請求項によれば、前記受信装置であって、前記所定シンボル数が1シンボルであることを特徴としている。 According to claim 7 of the present invention, the receiving apparatus is characterized in that the predetermined number of symbols is one symbol.

また、本発明の請求項によれば、前記受信装置であって、前記伝搬路応答内挿手段は、パイロットキャリア位置の伝搬路応答の直交復号並びに平均化演算を含む伝搬路応答処理における最終段に配置されることを特徴としている。 Further, according to claim 9 of the present invention, in the receiving apparatus, the propagation path response interpolation means performs final decoding in propagation path response processing including orthogonal decoding and averaging operation of propagation path responses of pilot carrier positions. It is characterized by being arranged in steps.

また、本発明の請求項10によれば、前記受信装置であって、前記伝搬路応答推定手段と、前記直交符号復号手段の代わりに、前記送信装置のm_t本の送信アンテナに割り当てられた直交符号により変調された既知のパイロットキャリアを、所定周期で記憶するパイロットキャリア記憶手段と、前記受信したパイロットキャリアを、前記パイロットキャリア記憶手段に記憶されている既知のパイロットキャリアを用いて除算して、パイロットキャリア位置の伝搬路応答を求めるm_t組の直交符号復号手段と、を備え、前記m_t組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、該m_t本の送信アンテナから個別に送信されるm_t式のデータキャリアの復調に利用することを特徴としている。 According to claim 10 of the present invention, in the receiving device, instead of the propagation path response estimating means and the orthogonal code decoding means, the orthogonality allocated to m_t transmitting antennas of the transmitting device. A pilot carrier storage means for storing a known pilot carrier modulated by a code at a predetermined period; and the received pilot carrier is divided by using a known pilot carrier stored in the pilot carrier storage means; M_t sets of orthogonal code decoding means for obtaining channel responses of pilot carrier positions, and m_t individually transmitting the channel responses estimated at each of the m_t sets of carrier positions from the m_t transmission antennas. It is characterized in that it is used for demodulating the data carrier of the equation.

また、本発明の請求項11によれば、前記受信装置であって、前記直交符号復号手段は、伝搬路応答処理における入力段に配置されることを特徴としている。 According to an eleventh aspect of the present invention, in the receiving device, the orthogonal code decoding means is arranged at an input stage in a propagation path response process.

また、本発明の請求項12によれば、前記受信装置であって、前記伝搬路応答分離手段による平均化演算処理と前記伝搬路応答推定手段による除算処理の順番を入れ替えて実行することを特徴としている。 According to claim 12 of the present invention, in the receiving apparatus, the order of the averaging calculation processing by the propagation path response separation means and the division processing by the propagation path response estimation means are exchanged and executed. It is said.

本発明によれば、復調基準となる既知のパイロットキャリアを周波数軸上に所定間隔で配置するとともに時間軸上に連続して配置し、かつ上記パイロットキャリアに対し送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当て、OFDM信号の伝送フレームを構成するので、MIMO伝搬環境において、高い周波数帯の電波を用いて高速で移動するなど伝搬路の環境が高速に変動するような場合であっても、伝搬路応答に追随する速さで、高精度の伝搬路推定を実現することが可能である。   According to the present invention, known pilot carriers serving as demodulation references are arranged at predetermined intervals on the frequency axis and continuously arranged on the time axis, and different orthogonal codes are assigned to the pilot carriers for each transmission antenna. Since the transmission frame of the OFDM signal is configured, even if the environment of the propagation path fluctuates at high speed such as moving at high speed using radio waves in a high frequency band in the MIMO propagation environment, the propagation path response It is possible to realize high-accuracy propagation path estimation with the following speed.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

まず、図1を用いて、本発明に係るキャリア配置方法について説明する。図1は、本発明のOFDM伝送方式におけるキャリアの配置方法が適用される伝送フレームの構成例を示す図である。この伝送フレームは、各キャリアの変調方式にQPSK、16QAM、64QAMなどを用いる場合に適用されるものであり、復調の際の基準となるパイロットキャリアとデータキャリアから構成される。なお、図1の伝送フレームにおいては、復調処理に関係しない伝送制御情報のTMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control)キャリアや付加情報のAC(Auxiliary Channel)キャリアは省略している。ただし、これらの情報を搬送するキャリアは、データキャリアの位置に配置されることを付記しておく。   First, the carrier arrangement method according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a transmission frame to which the carrier arrangement method in the OFDM transmission system of the present invention is applied. This transmission frame is applied when QPSK, 16QAM, 64QAM, or the like is used for the modulation scheme of each carrier, and is composed of a pilot carrier and a data carrier that serve as a reference in demodulation. In the transmission frame in FIG. 1, transmission and multiplexing configuration control (TMCC) carriers for transmission control information and AC (Auxiliary Channel) carriers for additional information that are not related to demodulation processing are omitted. However, it should be noted that the carrier carrying these pieces of information is arranged at the position of the data carrier.

同図に示されるように、この伝送フレームは、周波数方向および時間方向の2次元で表現されている。横軸の周波数方向にはキャリアが配置され、キャリア番号は0,1,・・・,K−1と表記されている。一方、縦軸の時間方向には伝送シンボルが配置され、伝送シンボル番号は0,1,・・・,L−1と表記されている。よって、この伝送フレームはキャリアがK本、伝送シンボルがL個から構成されている。   As shown in the figure, this transmission frame is expressed in two dimensions in the frequency direction and the time direction. Carriers are arranged in the frequency direction on the horizontal axis, and carrier numbers are written as 0, 1,..., K-1. On the other hand, transmission symbols are arranged in the time direction on the vertical axis, and transmission symbol numbers are represented as 0, 1,. Therefore, this transmission frame is composed of K carriers and L transmission symbols.

ここで、伝送シンボルのガードインターバル比をRとし、ガードインターバル比の逆数(1/R)以下の任意の整数をQとすると、キャリア数Kの値が(Qの倍数+1)となっており、復調の際の基準となるパイロットキャリアが両端のキャリアからQ本ごとに一定間隔で配置されている。ここまでの関係は、前述した特許文献3に開示されているパイロットキャリアの配置方法と同じである(図17参照)。なお、図1においてはQの値を8としている。ここで、パイロットキャリアの間隔とガードインターバル比の関係についても前述の特許文献3に記載の従来技術と同じである。   Here, assuming that the guard interval ratio of the transmission symbol is R, and an arbitrary integer equal to or less than the reciprocal (1 / R) of the guard interval ratio is Q, the value of the number of carriers K is (a multiple of Q + 1), Pilot carriers serving as a reference for demodulation are arranged at regular intervals for every Q carriers from both ends. The relationship so far is the same as the pilot carrier arrangement method disclosed in Patent Document 3 described above (see FIG. 17). In FIG. 1, the value of Q is 8. Here, the relationship between the pilot carrier interval and the guard interval ratio is also the same as that of the prior art described in Patent Document 3.

次に、本発明の特徴となる部分を図1と図17の比較により説明する。   Next, a part that characterizes the present invention will be described by comparing FIG. 1 and FIG.

図1を図17と比較すると、図17では、パイロットキャリアの同じ組み合わせが、すべての時間連続した伝送シンボルにわたって利用されているのに対し、図1では、パイロットキャリアの各位相が、伝送シンボル単位で変化(反転または非反転)している。この変化の繰り返し周期、及び反転/非反転の組み合わせは、使用する送信アンテナの数m_t及び割り当てる直交符号によって決まるものとする。図1に示す実施例では、m_tを4とし、ビット長Wが4の直交符号{1,−1,−1,1}が割り当てられた送信アンテナから送信されるOFDM信号のフレーム構成例を示している。   Comparing FIG. 1 with FIG. 17, in FIG. 17, the same combination of pilot carriers is utilized over all time consecutive transmission symbols, whereas in FIG. 1, each phase of the pilot carrier is in units of transmission symbols. It has changed (inverted or non-inverted). The repetition period of this change and the combination of inversion / non-inversion are determined by the number m_t of transmission antennas to be used and the orthogonal code to be assigned. The embodiment shown in FIG. 1 shows a frame configuration example of an OFDM signal transmitted from a transmission antenna to which m_t is 4 and an orthogonal code {1, -1, -1, 1} having a bit length W of 4 is assigned. ing.

続いて、図1に示すパイロットキャリア配置を用い、m_t(=4)本の送信アンテナからm_r(1以上、例えば4)本の受信アンテナに向けて同時に送信されたOFDM信号から、各送信アンテナ間を結ぶ伝搬路の伝達関数(複素数)が求められる過程を説明する。   Subsequently, using the pilot carrier arrangement shown in FIG. 1, from the OFDM signal simultaneously transmitted from m_t (= 4) transmission antennas to m_r (1 or more, for example, 4) reception antennas, The process by which the transfer function (complex number) of the propagation path connecting the two is obtained will be described.

図1のフレーム構造をもつOFDM信号は、上記直交符号と直交関係にある他の直交符号{1,1,1,1}、{1,−1,1,−1}、{1,1,−1,−1}を割り当てられた、他の3つの送信アンテナから送信されるOFDM信号と時間同期してMIMO伝搬空間に送信される。ここで、各伝搬路の伝達関数を仮にh_ij(複素数,i::受信アンテナの番号(i=1,2,・・・,m_r),j:送信アンテナの番号(j=1,2,・・・,m_t(=4))とし、図1のフレーム構造をもつOFDM信号が送信されるアンテナの番号を4とすると、当該送信アンテナから送信されるOFDM信号は、h_14の伝達関数をもつ伝搬路を経た結果、番号1の受信アンテナが接続された受信機で受信される。キャリア番号kで送信されるパイロットキャリアを考えると、当該送信アンテナから送信されるパイロットキャリアP_4〔k〕は、他の送信アンテナから同時に送信されるパイロットキャリアP_1〔k〕,P_2〔k〕,P_3〔k〕とともに受信される。例えば、番号1の受信アンテナが接続された受信機では、雑音が無視できる場合、伝送シンボル1においては、h_11〔k〕P_1〔k〕+h_12〔k〕P_2〔k〕+h_13〔k〕P_3〔k〕+h_14〔k〕P_4〔k〕という受信信号となる。次に示す伝送シンボルが受信される期間では、伝搬路の伝達関数が変化しないとすると、同様に、伝送シンボル2では、h_11〔k〕P_1〔k〕−h_12〔k〕P_2〔k〕+h_13〔k〕P_3〔k〕−h_14〔k〕P_4〔k〕、
伝送シンボル3では、 In transmission symbol 3,
h_11〔k〕P_1〔k〕+h_12〔k〕P_2〔k〕−h_13〔k〕P_3〔k〕−h_14〔k〕P_4〔k〕、 h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] -h_14 [k] P_4 [k],
伝送シンボル4では、 In transmission symbol 4,
h_11〔k〕P_1〔k〕−h_12〔k〕P_2〔k〕−h_13〔k〕P_3〔k〕+h_14〔k〕P_4〔k〕となる。 It becomes h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k]. なお、上式において各パイロットキャリアに掛かる符号“+”または“−”は、パイロットキャリアに乗算された直交符号により変化した位相を表し、h_ij〔k〕並びにP_j〔k〕は、キャリアkにおける伝搬路応答並びにパイロット信号を表す。 In the above equation, the code "+" or "-" applied to each pilot carrier represents the phase changed by the orthogonal code multiplied by the pilot carrier, and h_ij [k] and P_j [k] are propagations in the carrier k. Represents road response and pilot signal. The OFDM signal having the frame structure of FIG. 1 has other orthogonal codes {1, 1, 1, 1}, {1, -1, 1, -1}, {1, 1, −1, −1} assigned and transmitted to the MIMO propagation space in time synchronization with the OFDM signals transmitted from the other three transmission antennas. Here, it is assumed that the transfer function of each propagation path is h_ij (complex number, i :: receiving antenna number (i = 1, 2,..., M_r), j: transmitting antenna number (j = 1, 2,. .., M_t (= 4)), and assuming that the number of the antenna to which the OFDM signal having the frame structure of FIG. 1 is transmitted is 4, the OFDM signal transmitted from the transmission antenna propagates with a transfer function of h_14. As a result of passing through the path, the signal is received by the receiver connected to the receiving antenna of number 1. Considering the pilot carrier transmitted by the carrier number k, the pilot carrier P_4 [k] transmitted from the transmitting antenna is Are received to The OFDM signal having the frame structure of FIG. 1 has other orthogonal codes {1, 1, 1, 1}, {1, -1, 1, -1}, {1, 1, −1, −1} assigned and transmitted to the MIMO propagation space in time synchronization with the OFDM signals transmitted from the other three transmission antennas. Here, it is assumed that the transfer function of each propagation path is h_ij (complex number, i :: receiving antenna number (i = 1) , 2, ..., M_r), j: transmitting antenna number (j = 1, 2, ..., M_t (= 4)), and assuming that the number of the antenna to which the OFDM signal having the frame structure of FIG. 1 is transmitted is 4, the OFDM signal transmitted from the transmission antenna propagates with a transfer function of h_14. As a result of passing through the path, the signal is received by the receiver connected to the receiving antenna of number 1. Considering the pilot carrier transmitted by the carrier number k, the pilot carrier P_4 [k] transmitted from the transmitting antenna is Are received to gether with pilot carriers P_1 [k], P_2 [k], and P_3 [k] transmitted simultaneously from the transmitting antennas, for example, a receiver to which a receiving antenna of number 1 is connected. In the case where the noise can be ignored, in the transmission symbol 1, the received signal h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k] Assuming that the transfer function of the propagation path does not change during the period when the following transmission symbol is received, similarly, in the transmission symbol 2, h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] + H_13 [k] P_3 [k] -h_14 [k] P_4 [k], gether with pilot carriers P_1 [k], P_2 [k], and P_3 [k] transmitted simultaneously from the transmitting antennas, for example, a receiver to which a receiving antenna of number 1 is connected. In the case where the noise can be ignored, in the transmission symbol 1, the received signal h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k] Assuming that the transfer function of the propagation path does not change during the period when the following transmission symbol is received, similarly, in the transmission symbol 2, h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] + H_13 [k] P_3 [k] -h_14 [k] P_4 [k],
In transmission symbol 3, In transmission symbol 3,
h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] -h_14 [k] P_4 [k], h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] -h_14 [k] P_4 [k],
In transmission symbol 4, In transmission symbol 4,
h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k]. In the above equation, the sign “+” or “−” applied to each pilot carrier represents the phase changed by the orthogonal code multiplied by the pilot carrier, and h_ij [k] and P_j [k] are propagation in the carrier k. Represents the road response as well as the pilot signal. h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k]. applied to each pilot carrier represents the phase changed by the orthogonal code multiplied by the pilot carrier, and h_ij [k] and P_j [k] are propagation in the carrier k. Represents the road response as well as the pilot signal.

そして、上記受信信号の伝送シンボル毎に、先の直交符号{1,−1,−1,1}を各々乗算すると、
h_11〔k〕P_1〔k〕+h_12〔k〕P_2〔k〕+h_13〔k〕P_3〔k〕+h_14〔k〕P_4〔k〕、

−h_11〔k〕P_1〔k〕+h_12〔k〕P_2〔k〕−h_13〔k〕P_3〔k〕+h_14〔k〕P_4〔k〕、 -H_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k],
−h_11〔k〕P_1〔k〕−h_12〔k〕P_2〔k〕+h_13〔k〕P_3〔k〕+h_14〔k〕P_4〔k〕、 -H_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k],
h_11〔k〕P_1〔k〕−h_12〔k〕P_2〔k〕−h_13〔k〕P_3〔k〕+h_14〔k〕P_4〔k〕 h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k]
となり、さらに、4伝送シンボル分の加算平均を求めると、h_14〔k〕P_4〔k〕が得られる。 Further, when the addition average for 4 transmission symbols is obtained, h_14 [k] P_4 [k] is obtained. よって、残る操作としては既知のパイロットキャリアP_4〔k〕による複素除算を行うのみで、必要な伝搬路の伝達関数h_14〔k〕を求めることができる。 Therefore, as the remaining operation, the transfer function h_14 [k] of the required propagation path can be obtained only by performing complex division by the known pilot carrier P_4 [k]. Then, for each transmission symbol of the received signal, the previous orthogonal code {1, -1, -1, 1} is multiplied respectively. Then, for each transmission symbol of the received signal, the previous orthogonal code {1, -1, -1, 1} is multiplied respectively.
h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k], h_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k],
-H_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k], -H_11 [k] P_1 [k] + h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k],
-H_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k], -H_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] + h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k],
h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k] h_11 [k] P_1 [k] -h_12 [k] P_2 [k] -h_13 [k] P_3 [k] + h_14 [k] P_4 [k]
Further, h_14 [k] P_4 [k] is obtained by calculating the addition average of four transmission symbols. Therefore, as a remaining operation, a necessary transfer function h_14 [k] of the propagation path can be obtained only by performing complex division by the known pilot carrier P_4 [k]. Further, h_14 [k] P_4 [k] is obtained by calculating the addition average of four transmission symbols. Therefore, as a remaining operation, a necessary transfer function h_14 [k] of the propagation path can be obtained only by performing complex division by the known pilot carrier P_4 [k].

他の送信アンテナとの伝搬路の伝達関数も、上記同様に、直交符号の乗算と加算平均、パイロットキャリアによる複素除算を行うことで全て求めることが可能である。また、受信アンテナが異なる場合も同様である。 Similarly to the above, the transfer functions of the propagation paths with other transmitting antennas can be obtained by performing orthogonal code multiplication, addition averaging, and complex division by pilot carriers. The same applies when the receiving antenna is different.

以上を一般的な表記で表すと、次のようになる。まず、伝送シンボルl、キャリア番号kにおいて、受信アンテナiで受信される信号r_i〔l,k〕は、送信アンテナj(j=1,2,・・・,m_t)で送信されるビット長Wの直交符号w_j〔mod(l,W)〕
(ここで、mod(l,W)は、lをWで割った時の余りを表し、0,1,2,・・・,W−1の値を取る)並びに伝搬路応答の伝達関数h_ij〔l,k〕を用いて次式で表せる。
The above is expressed in general notation as follows. First, in transmission symbol l and carrier number k, signal r_i [l, k] received by receiving antenna i is transmitted by transmitting antenna j (j = 1, 2,..., M_t). Orthogonal code w_j [mod (l, W)]
(Here, mod (l, W) represents the remainder when l is divided by W, and takes values of 0, 1, 2,..., W−1) and the transfer function h_ij of the channel response Using [l, k], it can be expressed as (Here, mod (l, W) represents the remainder when l is divided by W, and takes values ​​of 0, 1, 2, ..., W−1) and the transfer function h_ij of the channel response Using [l, k], it can be expressed as

なお、上記(3)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (3) is obtained with zero noise. なお、上記(3)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (3) is obtained with zero noise. なお、上記(3)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (3) is obtained with zero noise. なお、上記(3)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (3) is obtained with zero noise.

また、上記(3)式の結果は、m_t式の送信アンテナから送信される全ての信号が、伝搬路応答に応じた配分で混信した状態で受信されることを示している。この受信信号から特定の伝搬路に対応する応答、例えば、送信アンテナjからこの受信アンテナiへ至る伝達関数を求めるためには、単に、任意のW個の伝送シンボルl’,l’+1,・・・,l’+W−1に含まれるパイロットキャリアを抜き出して、該当する直交符号w_j〔mod(l’+offset,W)〕,w_j〔mod(l’+1+offset,W)〕,・・・,w_j〔mod(l’+W-1+offset,W)〕(ここで、offsetは、送信と受信で直交符号が一致するように調整する整数値である。実際には、タイミング同期回路により決定する)と各伝送シンボルにおいて掛け合わせ、加算平均を求めてやればよい。つまり、   In addition, the result of the above expression (3) indicates that all signals transmitted from the m_t transmission antenna are received in a state of interference with distribution according to the propagation path response. In order to obtain a response corresponding to a specific propagation path from the received signal, for example, a transfer function from the transmitting antenna j to the receiving antenna i, simply, arbitrary W transmission symbols l ′, l ′ + 1,. .., L ′ + W−1 to extract pilot carriers, corresponding orthogonal codes w_j [mod (l ′ + offset, W)], w_j [mod (l ′ + 1 + offset, W)],..., W_j [Mod (l ′ + W−1 + offset, W)] (where offset is an integer value that is adjusted so that the orthogonal codes match in transmission and reception. Actually, it is determined by the timing synchronization circuit) and each What is necessary is just to multiply in a transmission symbol and to obtain an addition average. That means

というように、h_ij〔l'+Δ,k〕P_j〔k〕が分離し、P_j〔k〕が既知であることから、必要な伝達関数h_ij〔l'+Δ,k〕が得られる。ここで、Δは(W−1)/2に最も近い整数とし、W個の伝送シンボルの間でh_ij〔l,k〕はほとんど変化しないこととしている。また、offsetは0(零)とした。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] P_j [k] is separated and P_j [k] is known, so that the necessary transfer function h_ij [l ′ + Δ, k] is obtained. Here, Δ is an integer closest to (W−1) / 2, and h_ij [l, k] hardly changes between W transmission symbols. Moreover, offset was set to 0 (zero). というように、h_ij〔l'+Δ,k〕P_j〔k〕が分離し、P_j〔k〕が既知であることから、必要な伝達関数h_ij〔l'+Δ,k〕が得られる。ここで、Δは(W−1)/2に最も近い整数とし、W個の伝送シンボルの間でh_ij〔l,k〕はほとんど変化しないこととしている。また、offsetは0(零)とした。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] P_j [k] is separated and P_j [k] is known, so that the necessary transfer function h_ij [l ′ + Δ, k] is obtained. Here, Δ is an integer closest to (W−1) / 2, and h_ij [l, k] hardly changes between W transmission symbols. Moreover, offset was set to 0 (zero). というように、h_ij〔l'+Δ,k〕P_j〔k〕が分離し、P_j〔k〕が既知であることから、必要な伝達関数h_ij〔l'+Δ,k〕が得られる。ここで、Δは(W−1)/2に最も近い整数とし、W個の伝送シンボルの間でh_ij〔l,k〕はほとんど変化しないこととしている。また、offsetは0(零)とした。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] P_j [k] is separated and P_j [k] is known, so that the necessary transfer function h_ij [l ′ + Δ, k] is obtained. Here, Δ is an integer closest to (W−1) / 2, and h_ij [l, k] hardly changes between W transmission symbols. Moreover, offset was set to 0 (zero). というように、h_ij〔l'+Δ,k〕P_j〔k〕が分離し、P_j〔k〕が既知であることから、必要な伝達関数h_ij〔l'+Δ,k〕が得られる。ここで、Δは(W−1)/2に最も近い整数とし、W個の伝送シンボルの間でh_ij〔l,k〕はほとんど変化しないこととしている。また、offsetは0(零)とした。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] P_j [k] is separated and P_j [k] is known, so that the necessary transfer function h_ij [l ′ + Δ, k] is obtained. Here, Δ is an integer closest to (W−1) / 2, and h_ij [l, k] hardly changes between W transmission symbols. Moreover, offset was set to 0 (zero).

以上の説明は、パイロットキャリアを送信アンテナに毎に違えて、j番目の送信アンテナから出力されるk番目のパイロットキャリアをP_j〔k〕としてきたが、これを送信アンテナについては同じものとして、伝送シンボル毎に違える構成としてもよい。具体的には、次の通りである。   In the above description, the pilot carrier is different for each transmission antenna and the kth pilot carrier output from the jth transmission antenna is P_j [k]. A different configuration may be used for each symbol. Specifically, it is as follows.

まず、伝送シンボルl、キャリア番号kにおいて、送信されるパイロットキャリアをPt〔l,k〕とすると、上記(3)式の受信アンテナiで受信される信号r_i〔l,k〕は、次式のようになる。 First, assuming that a pilot carrier to be transmitted is Pt [l, k] in a transmission symbol l and a carrier number k, a signal r_i [l, k] received by the receiving antenna i of the above equation (3) is become that way.

なお、上記(5)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (5) is obtained with zero noise. なお、上記(5)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (5) is obtained with zero noise. なお、上記(5)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (5) is obtained with zero noise. なお、上記(5)式の受信信号は、雑音が0として得られるものである。 Note that the received signal of the above equation (5) is obtained with zero noise.

また、上記(5)式の結果は、上記(3)式と同様に、m_t式の送信アンテナから送信される全ての信号が、伝搬路応答に応じた配分で混信した状態で受信されることを示している。   Also, the result of the above expression (5) is received in a state in which all signals transmitted from the m_t transmission antenna are mixed and distributed according to the propagation path response, as in the above expression (3). Is shown.

上記(5)式において、Pt〔l,k〕は送信アンテナに依存しない。つまり、jに依存しない。そこで、伝送シンボルを特定されPt〔l,k〕が既知であることを利用して、各伝送シンボルにおいて、受信信号r_i〔l,k〕を既知のパイロットキャリアPt〔l,k〕で複素除算するプロセス(Pt〔l,k〕をBPSK変調波とすれば、1または−1の掛け算で実現できる。反転/非反転の操作も可)をこの時点で行う。その結果、上記(5)式は、次式に変形される。   In the above equation (5), Pt [1, k] does not depend on the transmitting antenna. That is, it does not depend on j. Therefore, using the fact that the transmission symbol is specified and Pt [l, k] is known, the received signal r_i [l, k] is complex-divided by the known pilot carrier Pt [l, k] in each transmission symbol. If Pt [l, k] is a BPSK modulated wave, it can be realized by multiplying by 1 or −1 (inversion / non-inversion operation is also possible). As a result, the above equation (5) is transformed into the following equation.

上記(6)式のR_i〔l,k〕に変換された受信信号から特定の伝搬路に対応する応答、例えば、送信アンテナjからこの受信アンテナiへ至る伝達関数を求めるためには、任意のW個の伝送シンボルl´,l´+1,・・・,l´+W−1に含まれる受信信号R_i〔l´,k〕,R_i〔l´+1,k〕,・・・,R_i〔l´+W−1,k〕と、該当する直交符号w_j〔mod(l´+offset,W)〕,w_j〔mod(l´+1+offset,W)〕,・・・,w_j〔mod(l´+W−1+offset,W)〕とを各伝送シンボルにおいて掛け合わせ、加算平均を求めてやればよい。つまり、 In order to obtain a response corresponding to a specific propagation path from the received signal converted into R_i [l, k] in the above equation (6), for example, a transfer function from the transmitting antenna j to the receiving antenna i, an arbitrary Receive signals R_i [l ′, k], R_i [l ′ + 1, k],..., R_i [l included in W transmission symbols l ′, l ′ + 1,. ′ + W−1, k] and the corresponding orthogonal code w_j [mod (l ′ + offset, W)], w_j [mod (l ′ + 1 + offset, W)],..., W_j [mod (l ′ + W−1 + offset) , W)] may be multiplied by each transmission symbol to obtain an addition average. That means In order to obtain a response corresponding to a specific propagation path from the received signal converted into R_i [l, k] in the above equation (6), for example, a transfer function from the transmitting antenna j to the receiving antenna i, an arbitrary Receive signals R_i [l ′, k], R_i [l ′ + 1, k], ..., R_i [l included in W transmission symbols l ′, l ′ + 1,. ′ + W−1, k] and the corresponding orthogonal code w_j [mod (l ′ + offset, W)], w_j [mod (l ′ + 1 + offset, W)], ..., W_j [mod (l ′ + W−1 + offset) , W)] may be multiplied by each transmission symbol to obtain an addition average. That means

というように、h_ij〔l´+Δ,k〕が分離する。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] is separated. というように、h_ij〔l´+Δ,k〕が分離する。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] is separated. というように、h_ij〔l´+Δ,k〕が分離する。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] is separated. というように、h_ij〔l´+Δ,k〕が分離する。 Thus, h_ij [l ′ + Δ, k] is separated.

ここで、上記(4)式での処理と同様に、offsetは0とし、h_ij〔l,k〕は、W個の伝送シンボルの間でほとんど変化しないこととしている。   Here, similarly to the processing in the above equation (4), offset is set to 0, and h_ij [l, k] is hardly changed among W transmission symbols.

なお、上記では、伝送シンボル毎に、k番目のパイロットキャリアPt〔l,k〕が全て異なるかのように説明してきたが、より好ましくは、1種類あるいは2、3種類のパイロットキャリアの組み合わせ(パイロットキャリアの本数が108本ならば、1種類当たり108個の既知情報の組み合わせ)を適宜繰り返して利用するのが望ましい。   In the above description, the k-th pilot carrier Pt [l, k] has been described as being different for each transmission symbol. However, more preferably, one type or a combination of two or three types of pilot carriers ( If the number of pilot carriers is 108, it is desirable to repeatedly use a combination of 108 known information per type) as appropriate.

1伝送シンボル分のパイロットキャリアの総数は、有限の値(例えば、108本)を取るため、その組み合わせもまた有限である。   Since the total number of pilot carriers for one transmission symbol takes a finite value (for example, 108), the combination is also finite.

また、多数の組み合わせのパイロットキャリアを送信機および受信機において記憶するのは経済的ではないが、上記のように、数種類のパイロットキャリアの組み合わせを利用すれば、大容量のメモリを必要とせず、装置の小型化、低コスト化が図れるという点で有効である。   In addition, it is not economical to store a large number of combinations of pilot carriers at the transmitter and the receiver, but as described above, if a combination of several types of pilot carriers is used, a large-capacity memory is not required. This is effective in that the size and cost of the apparatus can be reduced.

なお、具体的な複数組の既知パイロットキャリアPt〔l,k〕の例をいくつかあげると、次のようなものがある。 Some examples of a plurality of specific known pilot carriers Pt [l, k] are as follows.

(例1)生成多項式g(x)=x 11 +x +1で生成される擬似ランダム系列のうち、初期値の異なる複数組の符号パターンでBPSK変調された信号。 (Example 1) A signal that is BPSK-modulated with a plurality of sets of code patterns having different initial values from a pseudo-random sequence generated by a generator polynomial g (x) = x 11 + x 2 +1.

(例2)異なる生成多項式g(x)=x11+x+1,g(x)=x11+x+x+x+1,g(x)=x11+x10+x+x+x+x+x+1,g(x)=x11+x+x+x+x+x+x+x+1などを用いて生成される擬似ランダム系列による符号パターンでBPSK変調された信号。 (Example 2) Different generator polynomials g (x) = x 11 + x 2 +1, g (x) = x 11 + x 7 + x 3 + x 2 +1, g (x) = x 11 + x 10 + x 9 + x 7 + x 6 + x 4 + X 3 x 2 +1, g (x) = x 11 + x 9 + x 8 + x 7 + x 6 + x 5 x 4 + x 2 + x + 1 A signal BPSK-modulated with a code pattern of a pseudo-random sequence generated using, for example.

また、上記(3)式から(4)式または上記(5)式から(7)式において、既に明示的ではあるが、k番目のパイロットキャリアを全ての送信アンテナ、全ての伝送シンボルにおいて同じPt〔k〕としてもよい。   Further, in the above formulas (3) to (4) or the above formulas (5) to (7), although it is already explicit, the kth pilot carrier is set to the same Pt for all transmission antennas and all transmission symbols. [K] may be used.

このように本実施形態における上記操作は、単純な位相反転と加算平均のみで実現できるので、装置構成を簡易にすることができる。 As described above, the above-described operation in the present embodiment can be realized only by simple phase inversion and addition averaging, so that the apparatus configuration can be simplified.

また、従来と比して、平均化の効果の分、雑音に対し推定精度が向上するという効果を奏する。 Further, as compared with the conventional case, the estimation accuracy is improved with respect to the noise due to the averaging effect.

さらに、伝送シンボルがパイロットキャリアとデータキャリアをともに含む分、処理に要する伝送シンボル数が少なくて済むという効果を奏する。このことの効果については後述する。   Further, since the transmission symbols include both the pilot carrier and the data carrier, the number of transmission symbols required for processing can be reduced. The effect of this will be described later.

なお、本実施形態において伝搬路を認識するために、送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当てることは、受信側で各送信端末を認識することをも意味する。このことは、分散して存在する送信端末とそこから送信される情報を受信側で区別できることも意味し、マルチユーザのシステムにおけるユーザの認識など別の応用も期待できる。   Note that assigning a different orthogonal code to each transmission antenna in order to recognize a propagation path in the present embodiment also means that each transmission terminal is recognized on the reception side. This means that transmission terminals that exist in a distributed manner and information transmitted from the transmission terminals can be distinguished on the receiving side, and other applications such as user recognition in a multi-user system can be expected.

次に、伝送シンボルと伝搬路応答のサンプリングについて説明する。図2は、フェージングによる受信電力の変化と伝送シンボルによるサンプリングの関係を模式的に表した図である。ここで、縦軸の受信電力は、一対向、つまり1入力1出力の条件であるものとし、横軸は時間を表す。図2(a)は、時間の変化に対し伝搬路の伝達関数が激しく変化した場合に受信アンテナが受信する電力を表している。以下、この受信信号をOFDM信号の伝送シンボルに多重したパイロットキャリアにより、如何にサンプリングしていくかを説明する。   Next, sampling of transmission symbols and channel responses will be described. FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a relationship between a change in received power due to fading and sampling based on transmission symbols. Here, it is assumed that the received power on the vertical axis is one-facing, that is, one input and one output condition, and the horizontal axis represents time. FIG. 2A shows the power received by the receiving antenna when the transfer function of the propagation path changes drastically with time. Hereinafter, how the received signal is sampled by the pilot carrier multiplexed on the transmission symbol of the OFDM signal will be described.

図2(b)は、パイロットキャリア配置を有するOFDM信号により、フェージングの最大周波数に対し8倍のオーバーサンプリングができている状況を示している。同図に示すように、フェージングによる電力の変化を正確にサンプリングしている様子が確認できる。これに対し、図2(c)は、サンプリングした4伝送シンボル単位で分割して各単位で平均化した点を示している。この場合には、ピークレベルを必ずしも捕まえていないものの、4伝送シンボルの中心位置の単位では、ある程度のサンプリングができていると言える。しかしながら、受信信号から干渉を除くための復号処理を行うためには、各伝送シンボルにおいて各サンプル点を得る必要があり、補間処理が必要となる。   FIG. 2B shows a situation in which oversampling eight times the maximum fading frequency can be performed by an OFDM signal having a pilot carrier arrangement. As shown in the figure, it can be confirmed that the change in power due to fading is accurately sampled. On the other hand, FIG. 2 (c) shows points that are divided in units of four sampled transmission symbols and averaged in units. In this case, although the peak level is not necessarily captured, it can be said that sampling is performed to some extent in the unit of the center position of the four transmission symbols. However, in order to perform a decoding process for removing interference from the received signal, it is necessary to obtain each sample point in each transmission symbol, and an interpolation process is required.

また、変化が緩やかな場合には、単純に0次内挿(時間方向に結果をホールド)しても対応可能だが、同図のような変化がある場合には、FIR(Finite Impulse Response)フィルタを用いた内挿処理を行う。ピーク位置をある程度サンプリングしている場合には、事前にサンプリングの周波数応答を把握してサンプリング結果に重み付けを行えば、サンプリングは有効に機能すると考えられる。   If the change is slow, it can be handled by simply inserting the 0th order interpolation (holding the result in the time direction), but if there is a change as shown in the figure, the FIR (Finite Impulse Response) filter Interpolation processing using is performed. When the peak position is sampled to some extent, sampling is considered to function effectively if the sampling frequency response is grasped in advance and the sampling result is weighted.

しかしながら、ピーク位置をサンプリングできていない場合には、実際の状況をモニターできているとは言えない。そこで、同じ4伝送シンボル単位で平均化するとしても、平均化を行う4伝送シンボルの組み合わせを伝送シンボル毎にスライドさせながら平均化することで、サンプル点を補間する。図2(d)は、そのようにして平均化した結果を示す図である。同図に示されるように、サンプリングの周波数応答で重み付けを行うことで、ほぼ実際の状態をサンプリングできることがわかる。   However, when the peak position cannot be sampled, it cannot be said that the actual situation can be monitored. Therefore, even if averaging is performed in units of the same four transmission symbols, the sampling points are interpolated by averaging the combinations of four transmission symbols to be averaged while sliding each transmission symbol. FIG. 2D is a diagram showing the result of averaging in such a manner. As shown in the figure, it can be seen that the actual state can be sampled by weighting with the sampling frequency response.

なお、上述では、伝送シンボルの周期がフェージングの最大周波数に対し8倍のオーバーサンプリングに相当する場合を想定し説明したが、これを4倍に下げた時点で、伝送シンボル毎のサンプリングそのものがフェージング変動を十分に捉えることができなくなることを考えると、本発明におけるビット長4程度の直交符号によるパイロットキャリアの位相変調並びに復調時の平均化は、伝搬路を推定するための応答速度に対し大きな劣化を与えないと考えられる。一方、従来の技術では、トレーニングシーケンスとデータシーケンスとに分離しており、伝搬路応答をサンプリングしないデータシーケンスの間に変化した分を捕捉できない。このため、本発明のようなスライディング平均によるサンプリングの高速化を保証することは難しい。   In the above description, the case where the period of the transmission symbol corresponds to oversampling that is eight times the maximum frequency of fading has been described. However, when this is reduced to four times, the sampling for each transmission symbol itself is fading. Considering that fluctuations cannot be captured sufficiently, the phase modulation of pilot carriers using an orthogonal code with a bit length of about 4 in the present invention and the averaging during demodulation are large in response speed for estimating the propagation path. It is thought that it does not give deterioration. On the other hand, in the conventional technique, the training sequence and the data sequence are separated from each other, and it is impossible to capture the amount of change between the data sequences in which the channel response is not sampled. For this reason, it is difficult to guarantee the high speed sampling by the sliding average as in the present invention.

次に、上記OFDM伝送方式を採用するシステムに用いられる送信装置及び受信装置について説明する。なお、上記送信装置と受信装置を含んで構成されるシステムは、図15に示すMIMO通信用伝送システムの構成例と同じである。前述したように、このMIMO通信用伝送システムは、複数の送信アンテナ1001〜1001m_tと複数の受信アンテナ1101〜1101m_rを用いて、MIMO伝搬路を構成し、複数の異なるデータ信号を、同一の周波数帯上あるいは周波数帯が重なる状態の電波により、複数の伝搬路を経て送受信する。なお、1系統のデータを符号ユニット1010による符号化あるいは直並列変換(S/P)を通じて複数の異なる信号としてもよい。 Next, a transmission device and a reception device used in a system that employs the OFDM transmission method will be described. Note that the system configured to include the transmitting device and the receiving device is the same as the configuration example of the MIMO communication transmission system shown in FIG. As described above, this MIMO communication transmission system includes a plurality of transmission antennas 1001 1 to 1001 m_t and a plurality of reception antennas 1101 1 to 1101 m_r to form a MIMO propagation path, and a plurality of different data signals are Transmission / reception is performed via a plurality of propagation paths using radio waves in the same frequency band or in a state where the frequency bands overlap. One system of data may be converted into a plurality of different signals through encoding by the encoding unit 1010 or serial-parallel conversion (S / P).

また、送信ユニット1002〜1002m_t、受信ユニット1102〜1102m_rを用いて送受信される複数系統のOFDM信号には、各送信アンテナ1001〜1001m_tと各受信アンテナ1101〜1101m_rとの間の各伝搬路を分離するために必要となる伝搬路の応答特性を推定するために、お互いが直交関係にあり送信アンテナ毎に異なる直交符号を用いて位相変調されたパイロットキャリアが各々について多重される。 Also, a plurality of OFDM signals transmitted / received using the transmission units 1002 1 to 1002 m_t and the reception units 1102 1 to 1102 m_r include the transmission antennas 1001 1 to 1001 m_t and the reception antennas 1101 1 to 1101 m_r . In order to estimate the response characteristics of the propagation paths necessary to separate the propagation paths between them, pilot carriers that are orthogonal to each other and phase-modulated using different orthogonal codes for each transmission antenna are multiplexed for each. Is done.

受信装置の復号化ユニット1110内においては、多重されたパイロットキャリアを抜き出して、図1の説明を通じて示した原理により各伝搬路を推定し、推定された伝搬路応答を基に受信された信号から個々の送信アンテナ1001〜1001m_tから送信された信号を分離する操作がなされる。その後、送信された信号の復調が行なわれる。 In the decoding unit 1110 of the receiving apparatus, the multiplexed pilot carrier is extracted, each propagation path is estimated according to the principle shown through the description of FIG. 1, and the received signal is based on the estimated propagation path response. operation of separating the signals transmitted from the individual transmitting antennas 1001 1 ~1001 m_t is made. Thereafter, the transmitted signal is demodulated.

なお、復号化ユニット1110に実装される復号アルゴリズムや符号化ユニット1010に実装される符号アルゴリズムは、大容量化あるいはダイバーシティ効果によるロバスト化を図るかに応じて任意に選択される。図15に示すMIMO通信用伝送システムでは、単方向の態様が例示されているが、送信時の符号化のために、受信装置側からフィードバックが受けられるように双方向のシステムを構成する場合もある。   Note that the decoding algorithm implemented in the decoding unit 1110 and the coding algorithm implemented in the encoding unit 1010 are arbitrarily selected depending on whether the capacity is increased or the robustness is achieved by the diversity effect. In the MIMO communication transmission system shown in FIG. 15, a unidirectional mode is illustrated, but there may be a case where a bidirectional system is configured so that feedback can be received from the receiving device side for encoding at the time of transmission. is there.

次に、上記MIMO通信用伝送システムを構成する送信装置及び受信装置の詳細について説明する。その前に、本発明に係る送信装置及び受信装置の動作の理解を助けるために、OFDM伝送方式に使用する送受信装置の基本構成を、図3を参照して説明する。   Next, details of the transmission device and the reception device that constitute the transmission system for MIMO communication will be described. Before that, in order to help understand the operations of the transmission apparatus and the reception apparatus according to the present invention, the basic configuration of the transmission / reception apparatus used in the OFDM transmission scheme will be described with reference to FIG.

図3は、OFDM伝送方式に使用する送受信装置の基本構成を示す図である。同図(a)は送信装置の構成を、同図(b)は受信装置の構成を表している。この送受信装置の構成は、例えば、ARIB規格STD−B33「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬型OFDM方式デジタル無線伝送システム」に基づくものである。   FIG. 3 is a diagram showing a basic configuration of a transmission / reception apparatus used for the OFDM transmission scheme. FIG. 4A shows the configuration of the transmission device, and FIG. 4B shows the configuration of the reception device. The configuration of this transmission / reception apparatus is based on, for example, the ARIB standard STD-B33 “Portable OFDM digital wireless transmission system for transmitting television broadcast program material”.

同図(a)に示す送信装置10は、送信するデータ(ここでは、MPEG2システムのトランスポートストリーム(TS)を想定する)に対し、エネルギー拡散処理や誤り訂正符号の付加、インターリーブなどの符号化処理(符号化回路11)を施した後、各種変調方式(DQPSK、QPSK、16QAM、64QAMなど)でデータキャリア化(マッピング回路12)し、パイロットキャリアなどともに伝送フレームを作成(フレーム構成回路13)する。   The transmission apparatus 10 shown in FIG. 6A encodes data to be transmitted (here, assuming a transport stream (TS) of the MPEG2 system) such as energy spreading processing, addition of an error correction code, and interleaving. After performing the processing (encoding circuit 11), it is converted into a data carrier (mapping circuit 12) by various modulation methods (DQPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, etc.), and a transmission frame is created together with a pilot carrier (frame configuration circuit 13) To do.

その後、その伝送フレームに対しIFFT(Inverse
FFT、IFFT回路14)を施し、ガードインターバルを付加(GI付加回路15)してアナログ信号に変換(同図では、デジタル−アナログ変換回路を省略している)した後、送信する周波数帯に変換(周波数変換回路16)し、送信アンテナ17から送信する。
After that, IFFT (Inverse
FFT, IFFT circuit 14), guard interval is added (GI addition circuit 15) and converted to an analog signal (the digital-analog conversion circuit is omitted in the figure), and then converted to a transmission frequency band (Frequency conversion circuit 16) and transmit from the transmission antenna 17.

一方、受信装置20は、受信アンテナ21で信号を受信した後、周波数変換により中間周波数帯に変換(周波数変換回路22)し、それをデジタル信号に変換(同図では、アナログ−デジタル変換回路を省略している)する。そして、ガードインターバルを除去(GI除去回路23)した後、FFT(FFT回路24)し、データキャリア並びにパイロットキャリアを抽出(フレーム分離回路25)する。パイロットキャリアは、伝搬路応答の情報を含んでおり、必要な処理により、伝搬路応答の推定値を算出(伝搬路応答推定回路26)する。この結果を利用して、受信したデータキャリアに対し干渉除去や波形等化(波形等価回路27)を行い、送信されたデータに復調(デマッピング回路28)、復号(復号化回路29)する。なお、以上の操作では、周波数/位相同期、サンプリング周波数同期、タイミング同期、クロック変換などの各種同期ならびにその回路については説明を省略したが、実際の回路には組み込まれている。   On the other hand, after receiving the signal with the receiving antenna 21, the receiving device 20 converts the signal into an intermediate frequency band by frequency conversion (frequency conversion circuit 22) and converts it into a digital signal (in the figure, an analog-digital conversion circuit is converted). Omitted). Then, after removing the guard interval (GI removal circuit 23), FFT (FFT circuit 24) is performed, and a data carrier and a pilot carrier are extracted (frame separation circuit 25). The pilot carrier includes information on the propagation path response, and calculates the estimated value of the propagation path response (propagation path response estimation circuit 26) by necessary processing. Using this result, interference removal and waveform equalization (waveform equivalent circuit 27) are performed on the received data carrier, and the transmitted data is demodulated (demapping circuit 28) and decoded (decoding circuit 29). In the above operations, the description of various synchronizations such as frequency / phase synchronization, sampling frequency synchronization, timing synchronization, clock conversion, and the circuit thereof is omitted, but it is incorporated in an actual circuit.

次に、本発明に係るパイロットキャリアの多重と分離、伝搬路推定と復調に関わる部分について説明する。   Next, parts related to multiplexing and demultiplexing of pilot carriers, propagation path estimation and demodulation according to the present invention will be described.

図4は、図3に図示の送信装置におけるフレーム構成回路を本発明に適用した場合の回路構成を示すブロック図である。本実施形態におけるフレ一ム構成回路は、信号をMIMO伝搬路において送信アンテナ毎に分離可能とするために図1に示すパイロット配置方法を実現するとともに、配置された各キャリアをIFFT回路へ受け渡す機能を有する。   FIG. 4 is a block diagram showing a circuit configuration when the frame configuration circuit in the transmitting apparatus shown in FIG. 3 is applied to the present invention. The frame configuration circuit according to the present embodiment implements the pilot arrangement method shown in FIG. 1 in order to make the signal separable for each transmission antenna in the MIMO propagation path, and delivers each arranged carrier to the IFFT circuit. It has a function.

同図において、このフレーム構成回路は、直交符号化パイロットキャリア生成回路40、フレーム構成パターンメモリ50並びに伝送フレーム多重回路60により構成される。さらに、直交符号化パイロットキャリア生成回路40は、パイロットキャリア生成部41、直交符号生成部42、直交符号化用位相変調回路43を備え、伝送フレーム多重回路60は、スイッチ61とスイッチ制御部62とを備えている。   In this figure, this frame configuration circuit includes an orthogonal coding pilot carrier generation circuit 40, a frame configuration pattern memory 50, and a transmission frame multiplexing circuit 60. Further, the orthogonal coding pilot carrier generation circuit 40 includes a pilot carrier generation unit 41, an orthogonal code generation unit 42, and an orthogonal encoding phase modulation circuit 43. The transmission frame multiplexing circuit 60 includes a switch 61, a switch control unit 62, and the like. It has.

上記直交符号化パイロットキャリア生成回路40は、図1に示す伝送フレーム構成におけるビット長Wで送信アンテナ毎に固有の直交符号を反映したパイロットキャリアの伝送シンボル毎の位相変化を与える。   The orthogonal coded pilot carrier generation circuit 40 gives a phase change for each transmission symbol of a pilot carrier reflecting a unique orthogonal code for each transmission antenna with the bit length W in the transmission frame configuration shown in FIG.

パイロットキャリア生成部41は、送受信装置の間で既知となるパイロットキャリアの1伝送シンボル分の組(パイロットキャリアの本数が108本ならば、108個の既知情報の組み合わせ)を1伝送シンボル時間の間に生成する。ここで、上記送受信装置がARIB規格STD−B33に従うとすると、予め規定された初期値の下、生成多項式g(x)=x11+x+1により、パイロットキャリアパターンが生成される。そして、同部41では、擬似ランダム系列の出力ビットをBPSK変調して割り当てる。このような操作を行うことにより、パイロットキャリアは送受信装置間で既知となる。 The pilot carrier generation unit 41 generates a set of one transmission symbol of a pilot carrier that is known between transmitting and receiving apparatuses (a combination of 108 known information if the number of pilot carriers is 108) during one transmission symbol time. To generate. Here, assuming that the transmitting / receiving apparatus conforms to the ARIB standard STD-B33, a pilot carrier pattern is generated by a generator polynomial g (x) = x 11 + x 2 +1 under a predetermined initial value. In the same unit 41, the output bits of the pseudo-random sequence are BPSK modulated and assigned. By performing such an operation, the pilot carrier becomes known between the transmitting and receiving apparatuses.

また、パイロットキャリア生成部41は、既知のパターンを有することから、予めパターンメモリに記憶させておき、所定の読み出し速度で繰り返し読み出すようにしてもよい。   Further, since the pilot carrier generating unit 41 has a known pattern, it may be stored in advance in a pattern memory and repeatedly read at a predetermined reading speed.

直交符号生成部42は、送信アンテナ毎に固有に割り当てられる直交符号を生成する回路である。例えば、図1の伝送フレーム構成の実施例に対応させるとすると、ビット長Wが4の直交符号{1,−1,−1,1}が、付属するパターンメモリに予め記憶させてあり、その符号列に従って伝送シンボル毎に変化させて、4伝送シンボルで1周期となるように繰り返し出力される。この場合には、送信アンテナの数m_tは4以下の整数である。   The orthogonal code generation unit 42 is a circuit that generates an orthogonal code that is uniquely assigned to each transmission antenna. For example, if it corresponds to the embodiment of the transmission frame configuration of FIG. 1, the orthogonal code {1, -1, -1, 1} having a bit length W of 4 is stored in advance in the attached pattern memory, It is changed for each transmission symbol in accordance with the code string, and is repeatedly output so that one transmission period is composed of four transmission symbols. In this case, the number m_t of transmission antennas is an integer of 4 or less.

また、直交符号生成部42は、予めパターンメモリに記憶させてある既知のパターンを有することから、そのメモリに記憶された内容を所定の読み出し速度で繰り返し読み出すようにしてもよい。   In addition, since the orthogonal code generation unit 42 has a known pattern stored in advance in the pattern memory, the content stored in the memory may be repeatedly read at a predetermined reading speed.

直交符号化用位相変調回路43は、パイロットキャリア生成部41により出力されるパイロットキャリアを直交符号生成部42から出力される直交符号により伝送シンボル単位で位相変調する回路である。ここで、送受信装置間で既知とされるパイロットキャリアを、図1の伝送フレーム構成の実施例にあるように、送受信装置間で既知とされる直交符号に従って伝送シンボル毎に反転または非反転させる。   The orthogonal coding phase modulation circuit 43 is a circuit that phase-modulates the pilot carrier output from the pilot carrier generation unit 41 in units of transmission symbols using the orthogonal code output from the orthogonal code generation unit 42. Here, the pilot carrier that is known between the transmitting and receiving apparatuses is inverted or non-inverted for each transmission symbol according to the orthogonal code that is known between the transmitting and receiving apparatuses as in the embodiment of the transmission frame configuration of FIG.

以上の説明では、直交符号化パイロットキャリア生成回路40をパイロットキャリア生成部41、直交符号生成部42、及び直交符号化用位相変調回路43の組み合わせによる構成としたが、W個の伝送シンボル単位で同じパイロットキャリアの組み合わせを繰り返し送信することから、上記の直交符号化したパイロットキャリアのパターンをパターンメモリ上に記憶しておいて読み出す構成としてもよい。この具体的な方法としては、W伝送シンボル分パイロットキャリアを記憶して有するものと、反転と非反転の2組のパイロットキャリアパターンとその各組を出力するW伝送シンボル分の順番を記憶して有するものが想定される。前者は、単純に、パターンを読み出せばよいので構成が簡単であるメリットがあり、後者は、別途制御回路が必要となるが、メモリ量を少なくできるメリットがある。   In the above description, the orthogonal coding pilot carrier generation circuit 40 is configured by combining the pilot carrier generation unit 41, the orthogonal code generation unit 42, and the orthogonal modulation phase modulation circuit 43, but in units of W transmission symbols. Since the same pilot carrier combination is repeatedly transmitted, the above-described orthogonally encoded pilot carrier pattern may be stored in the pattern memory and read out. As a specific method, there are stored pilot carriers for W transmission symbols, and two sets of inverted and non-inverted pilot carrier patterns and the order of W transmission symbols for outputting each set. What you have is assumed. The former has a merit that the configuration is simple because it is only necessary to read the pattern, and the latter requires a separate control circuit, but has the merit that the amount of memory can be reduced.

なお、直交符号のビット長Wは、図1に示す伝送フレームシンボル数Lの約数とすれば好適であるが、直交符号のビット長Wの連なりが途中で切れることなく繰り返されるのであれば、複数の伝送フレームにわたって配置される場合があっても構わない。   The bit length W of the orthogonal code is preferably a divisor of the transmission frame symbol number L shown in FIG. 1, but if the sequence of the bit length W of the orthogonal code is repeated without being interrupted, It may be arranged over a plurality of transmission frames.

フレーム構成パターンメモリ50は、データキャリア、パイロットキャリア、TMCCキャリア、並びにACキャリアの配置が予め記憶され格納されている記憶素子あるいは回路である。   The frame configuration pattern memory 50 is a storage element or circuit in which the arrangement of data carriers, pilot carriers, TMCC carriers, and AC carriers is stored and stored in advance.

伝送フレーム多重回路60は、フレーム構成パターンメモリ50に格納されている内容に従って、データキャリア、パイロットキャリア、TMCCキャリア、及びACキャリアを予め決められたキャリア配置位置に挿入する。   The transmission frame multiplexing circuit 60 inserts a data carrier, a pilot carrier, a TMCC carrier, and an AC carrier at a predetermined carrier arrangement position according to the contents stored in the frame configuration pattern memory 50.

スイッチ制御部62は、フレーム構成パターンメモリに格納されている内容に従って、データキャリア、パイロットキャリア、TMCCキャリア、及びACキャリアといった入力信号を切り替えるための制御信号を発生する回路である。   The switch control unit 62 is a circuit that generates a control signal for switching input signals such as a data carrier, a pilot carrier, a TMCC carrier, and an AC carrier in accordance with the contents stored in the frame configuration pattern memory.

スイッチ61は、上記スイッチ制御部の出力する制御信号を受けて入力信号を切り替え、データキャリア、パイロットキャリア、TMCCキャリア、及びACキャリアを予め決められたキャリア配置位置に挿入し、所望の伝送フレームを構成する。伝送フレーム多重回路の出力は、IFFT回路へ送られる。   The switch 61 receives the control signal output from the switch control unit, switches the input signal, inserts a data carrier, a pilot carrier, a TMCC carrier, and an AC carrier at a predetermined carrier arrangement position, and transmits a desired transmission frame. Constitute. The output of the transmission frame multiplexing circuit is sent to the IFFT circuit.

なお、上記した伝送フレーム多重回路60は、従来技術を適用することが可能であるが、同様な機能を有すれば、その他の構成例であってもよい。例えば、バッファメモリやレジスタなどの一時記憶回路に、フレーム構成パターンメモリ50に格納されている内容に従ってアドレス割当てして、データキャリア、パイロットキャリア、TMCCキャリア、及びACキャリアを順次配置し、並直列回路を経てあるいはそのままIFFT回路へ向けて伝送シンボルの周期で出力する構成例が考えられる。   The transmission frame multiplexing circuit 60 described above can apply the conventional technique, but may have other configuration examples as long as it has a similar function. For example, an address is assigned to a temporary storage circuit such as a buffer memory or a register according to the contents stored in the frame configuration pattern memory 50, and a data carrier, a pilot carrier, a TMCC carrier, and an AC carrier are sequentially arranged, and a parallel serial circuit A configuration example in which the signal is output to the IFFT circuit through the transmission symbol cycle as it is can be considered.

また、バッファメモリなどの一時記憶回路及び直並列回路、並びに並直列回路を組み合わせて、フレーム構成パターンメモリ50に格納されている内容に従って接続し、データキャリア、パイロットキャリア、TMCCキャリア、及びACキャリアを多重する構成例も考えられる。   In addition, a temporary storage circuit such as a buffer memory, a series-parallel circuit, and a parallel-serial circuit are combined and connected according to the contents stored in the frame configuration pattern memory 50, and the data carrier, pilot carrier, TMCC carrier, and AC carrier are connected. Multiple configuration examples are also conceivable.

上述した本実施形態におけるフレーム構成回路の構成例では、個々のハードウェアの構成例を示し、各ブロックの動作を説明したが、このフレーム構成回路を含む送信装置の各機能(アナログ回路で構成される部分を除く。除外される回路には、送信アンテナ、周波数変換回路、デジタル−アナログ変換回路などがある)をソフトウェアとして実現するプログラムとしてもよい。例えば、コンピュータやデジタルシグナルプロセッサによるソフトウェア構成やFPGA(Field Programmable Gate Array)などプログラマブルロジックにより動作する回路として実現することが可能である。   In the above-described configuration example of the frame configuration circuit in the present embodiment, the configuration example of each hardware is shown and the operation of each block has been described, but each function (configured by an analog circuit) of the transmission device including the frame configuration circuit is described. The circuit to be excluded may include a transmission antenna, a frequency conversion circuit, a digital-analog conversion circuit, and the like. For example, it can be realized as a circuit that operates by programmable logic such as a software configuration using a computer or a digital signal processor, or an FPGA (Field Programmable Gate Array).

次に、図5から図12を用いて、受信装置における伝搬路応答処理回路について説明する。上記伝搬路応答処理回路は、図3に図示の受信装置内の伝搬路応答推定回路に相当する。この伝搬路応答処理回路は、受信アンテナ毎(m_r式)に存在し、m_t本の送信アンテナ各々に対するキャリア本数(K本)分の伝搬路応答h_ij(複素数、i:受信アンテナの番号(i=1,2,・・・,m_r),j:送信アンテナの番号(j=1,2,・・・,m_t))を出力する。なお、伝搬路応答処理回路の出力は、後段の復調処理回路へ入力され、データキャリアの復調に利用される。   Next, a propagation path response processing circuit in the receiving apparatus will be described with reference to FIGS. The propagation path response processing circuit corresponds to the propagation path response estimation circuit in the receiving apparatus shown in FIG. This propagation path response processing circuit exists for each reception antenna (m_r formula), and propagation path responses h_ij (complex numbers, i: number of reception antennas) for the number of carriers (K) for each of m_t transmission antennas. 1, 2,..., M_r), j: The transmission antenna number (j = 1, 2,..., M_t)) is output. The output of the propagation path response processing circuit is input to the demodulation processing circuit at the subsequent stage and used for demodulating the data carrier.

最初に、伝搬路応答処理回路の第1実施例を、図5を用いて説明する。   First, a first embodiment of the propagation path response processing circuit will be described with reference to FIG.

同図において、FFT回路の出力からフレーム分離回路100に入力された受信信号は、ここで、データ抽出部101及びパイロット抽出部102を経てデータキャリア及びパイロットキャリアが各々分離出力される。このうち、パイロットキャリアを処理して、伝搬路応答を出力するものが、伝搬路応答処理回路110である。なお、フレーム分離回路100の出力には、TMCCキャリアやACキャリアなどもあるが、説明の都合上省略している。   In the figure, the received signal input from the output of the FFT circuit to the frame separation circuit 100 is separated and output from the data carrier and the pilot carrier through the data extraction unit 101 and the pilot extraction unit 102, respectively. Among these, the channel response processing circuit 110 processes the pilot carrier and outputs the channel response. The output of the frame separation circuit 100 includes a TMCC carrier and an AC carrier, but they are omitted for convenience of explanation.

図5に示す伝搬路応答処理回路110は、既知パイロット発生部111、複素除算回路112及びキャリア内挿回路113といった波形等化処理を行う部分と、MIMO伝搬路を分離するために付加されたm_t式の既知直交符号生成部114〜114m_t、m_t式の直交復号化用位相変調回路115〜115m_t及びm_t式の平均化演算回路116〜116m_tにより構成される。 The propagation path response processing circuit 110 shown in FIG. 5 includes m_t added to separate the MIMO propagation path from the part that performs waveform equalization processing, such as the known pilot generation unit 111, the complex division circuit 112, and the carrier interpolation circuit 113. formula known orthogonal code generator 114 1 to 114 m_t, constituted by the averaging calculation circuit 116 1 -116 m_t for quadrature decoding of m_t type phase modulation circuit 115 1 to 115 m_t and m_t expression.

図中、既知パイロット発生部111及び既知直交符号生成部114〜114m_tは、送信装置の直交符号化パイロットキャリア生成回路40(図3参照)におけるパイロットキャリア生成部41及び直交符号生成部42(図3参照)と各々同等のものである。 In the figure, a known pilot generation unit 111 and known orthogonal code generation units 114 1 to 114 m_t are a pilot carrier generation unit 41 and an orthogonal code generation unit 42 (in the orthogonal encoding pilot carrier generation circuit 40 (see FIG. 3) of the transmission apparatus ( (See FIG. 3).

既知パイロット生成部111は、送信装置で発生させるものと対の関係となっている送受信装置の間で既知となるパイロットキャリアの1伝送シンボル分の組(パイロットキャリアの本数が108本ならば、108個の既知情報の組み合わせ)を1伝送シンボル時間の間に生成する。送信装置の場合と同様に、ARIB規格のSTD−B33に従うとすると、パイロットキャリアのパターンとして、予め規定された初期値の下、生成多項式g(x)=x11+x+1で生成される擬似ランダム系列の出力ビットをBPSK変調して割り当てる。 Known pilot generation section 111 is a set of one transmission symbol of a pilot carrier that is known between transmission / reception apparatuses paired with those generated by the transmission apparatus (if the number of pilot carriers is 108, 108 A combination of known information) during one transmission symbol time. As in the case of the transmission apparatus, if the STD-B33 of the ARIB standard is followed, a pilot carrier pattern is generated with a generator polynomial g (x) = x 11 + x 2 +1 under a predefined initial value. The output bits of the pseudo random sequence are assigned after BPSK modulation.

上記した既知パイロットキャリア生成部111は、既知のパターンを有することから、予めパターンメモリに記憶させておき、所定の読み出し速度で繰り返し読み出すように構成してもよい。   Since the above-described known pilot carrier generation unit 111 has a known pattern, the known pilot carrier generation unit 111 may be stored in advance in a pattern memory and repeatedly read at a predetermined reading speed.

一方、既知直交符号生成部114〜114m_tは、各送信アンテナに固有に割り当てられる直交符号を生成する。受信装置では、送信アンテナの個数分、つまり、m_t式のこの回路を有し、各々が該当する直交符号を各々に付属するパターンメモリに予め記憶している。 On the other hand, the known orthogonal code generator 114 1 to 114 m_t generates orthogonal codes uniquely assigned to each transmit antenna. The receiving apparatus has this number of transmission antennas, that is, m_t type circuits, and each of the corresponding orthogonal codes is stored in advance in a pattern memory attached thereto.

各既知直交符号生成部114〜114m_tは、その所有する符号列に従って出力を伝送シンボル毎に変化させて、W個の伝送シンボルで1周期となるように繰り返し出力する(図1に示す伝送フレーム構成の場合には、W=4)。また、既知直交符号生成部114〜114m_tは、予めパターンメモリに記憶させてある既知のパターンを有することから、所定の読み出し速度で繰り返し読み出すようにしてもよい。 Each known orthogonal code generator 114 1 to 114 m_t the output according to code sequence that owned by changing for each transmission symbol, repeatedly outputs so that one cycle W transmit symbols (transmission shown in FIG. 1 In the case of a frame configuration, W = 4). Further, the known orthogonal code generator 114 1 to 114 m_t, since with a known pattern which had been previously stored in the pattern memory, may be repeatedly read out at a predetermined reading speed.

複素除算回路112は、パイロットキャリア情報及びFFT回路出力並びに伝搬路応答出力がそれぞれ複素数であることに対応し、FFT回路出力から抜き出された受信パイロットキャリアPrを、送信したものと同一の既知のパイロットキャリアPtで複素除算(規格化、Pr/Pt)することにより、伝搬路を経てのパイロットキャリアの変化分を算出する回路である。つまり、この計算を全パイロットキャリアに適用することにより、各パイロットキャリア位置での伝搬路応答を求めることになる。   The complex division circuit 112 corresponds to the fact that the pilot carrier information, the FFT circuit output, and the propagation path response output are complex numbers, respectively, and the received pilot carrier Pr extracted from the FFT circuit output is the same known as that transmitted. This is a circuit for calculating the change of the pilot carrier through the propagation path by performing complex division (normalization, Pr / Pt) with the pilot carrier Pt. That is, by applying this calculation to all pilot carriers, the channel response at each pilot carrier position is obtained.

キャリア内挿回路113は、複素除算回路112において算出された各パイロットキャリア位置での伝搬路応答を基に、各パイロットキャリアの間にあるデータキャリア位置での伝搬路応答を補間(内挿)により算出する回路である。この内挿処理には、例えば、FIRローパスフィルタが用いられる。そして、キャリア内挿回路113を経て、OFDM信号全キャリアに対応する伝搬路応答が算出される。   Based on the propagation path response at each pilot carrier position calculated by the complex division circuit 112, the carrier interpolation circuit 113 interpolates (interpolates) the propagation path response at the data carrier position between the pilot carriers. It is a circuit to calculate. For this interpolation process, for example, an FIR low-pass filter is used. Then, through the carrier interpolation circuit 113, propagation path responses corresponding to all carriers of the OFDM signal are calculated.

なお、キャリア内挿回路113出力時点では、各伝搬路応答は、全送信アンテナからの全ての伝搬路の特性を反映し、かつ各送信アンテナに対応する直交符号化が施された状態で混合されたものとなっている。そこで、それに続く直交復号化用位相変調回路115〜115m_tは、該当する送信アンテナからの伝搬路応答を求めるために、復号したい直交符号、つまり、該当する送信アンテナに各々対応する既知直交符号生成部114〜114m_tから出力される直交符号の符号列を用いて伝送シンボル毎に再度位相変調する。これにより、キャリア内挿回路113により出力される全キャリア分の伝搬路応答のうち復号したい送信アンテナからの伝搬路応答のみが復号され、図1に示す伝送フレーム構成の事例のような伝送シンボル毎に反転または非反転された状態から図17のような元のパイロットキャリアの位相状態に戻される。なお、それ以外の送信アンテナからの伝搬路応答は、ビット長Wの間、加算平均がとられ0に保たれるよう動作する。 At the time of output of the carrier interpolation circuit 113, each propagation path response reflects the characteristics of all propagation paths from all transmission antennas and is mixed in a state where orthogonal coding corresponding to each transmission antenna is performed. It has become. Therefore, subsequent quadrature decoding phase modulation circuits 115 1 to 115 m_t obtain orthogonal codes to be decoded, that is, known orthogonal codes respectively corresponding to the corresponding transmission antennas, in order to obtain propagation path responses from the corresponding transmission antennas. again phase modulation for each transmission symbol with the code sequence of the orthogonal code outputted from the generating unit 114 1 to 114 m_t. Thus, only the propagation path response from the transmission antenna to be decoded is decoded among the propagation path responses for all carriers output from the carrier interpolation circuit 113, and each transmission symbol as in the transmission frame configuration example shown in FIG. From the inverted or non-inverted state to the original pilot carrier phase state as shown in FIG. The propagation path responses from other transmitting antennas operate so as to be averaged and maintained at 0 during the bit length W.

平均化演算回路116〜116m_tは、直交復号化用位相変調回路115〜115m_tから出力された各キャリア位置における直交復号化された伝搬路応答を、直交符号のビット長Wに対応するOFDM信号の伝送シンボルW個分平均化する。これにより、特定の伝搬路、つまり、復号したい送信アンテナからの伝搬路の周波数応答を分離抽出する。 Averaging arithmetic circuits 116 1 to 116 m_t correspond to orthogonally decoded channel responses at respective carrier positions output from orthogonal decoding phase modulation circuits 115 1 to 115 m_t , corresponding to the bit length W of the orthogonal code. Averaging is performed for W transmission symbols of the OFDM signal. As a result, the frequency response of the specific propagation path, that is, the propagation path from the transmission antenna to be decoded is separated and extracted.

各受信装置においては、上記した伝搬路応答をm_t組並列計算し、全送信アンテナに 対応する推定値を算出する。   In each receiving apparatus, m_t sets of the above-described propagation path responses are calculated in parallel, and estimated values corresponding to all transmitting antennas are calculated.

なお、キャリア内挿回路を直交復号処理の前に配置する場合、上記説明では、全キャリア分の伝搬路応答に対し、直交復号処理を行っているが、データキャリア位置のみを対象とするもので足りる。   When the carrier interpolation circuit is arranged before the orthogonal decoding process, in the above description, the orthogonal decoding process is performed on the channel responses for all carriers, but only the data carrier position is targeted. It ’s enough.

次に、伝搬路応答処理回路で使用される平均化演算回路について説明する。図6から図8は、平均化演算回路の第1実施例〜第3実施例の構成を示すブロック図である。図6〜図8に示す平均化演算回路は、図2で示した伝送シンボルによるフェージングのサンプリングと平均化の影響との対応関係により、使い分けられる。   Next, an averaging arithmetic circuit used in the propagation path response processing circuit will be described. 6 to 8 are block diagrams showing the configurations of the first to third embodiments of the averaging arithmetic circuit. The averaging arithmetic circuits shown in FIGS. 6 to 8 are selectively used depending on the correspondence between the fading sampling by the transmission symbols shown in FIG. 2 and the influence of the averaging.

図6は、比較的緩やかな変化をする伝搬路に対して適用される平均化演算回路の第1実施例の構成を示すブロック図である。同図に示すように、この平均化演算回路は、直交復号化用位相変調回路115〜115m_tからの出力信号を、直並列変換回路(S/P)151により、送信装置で適用した直交符号のビット長Wに対応するW出力で直並列変換を行い、並列化したW系列の各伝送シンボル(シンボル時間は、元の「OFDM伝送シンボル」のW倍)を加算回路152により加算して1系列の信号とし、除算回路153によりWで割る操作を行う。なお、Wで割る除算回路153は、利得1/Wの増幅器でよい。この結果、W個のOFDM伝送シンボル毎に、送信アンテナと受信アンテナが特定された各キャリア位置の伝搬路応答の平均値が算出される。これは、図2(c)で示したフェージングのサンプリングに相当するため、比較的緩やかな伝搬路の変化にのみ対応する。 FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of an averaging arithmetic circuit applied to a propagation path that changes relatively slowly. As shown in the figure, this averaging operation circuit is an orthogonal circuit in which the output signals from the orthogonal decoding phase modulation circuits 115 1 to 115 m_t are applied by the serial-parallel conversion circuit (S / P) 151 in the transmission apparatus. A serial-parallel conversion is performed with a W output corresponding to the bit length W of the code, and each parallel transmission symbol of the W sequence (symbol time is W times the original “OFDM transmission symbol”) is added by the adder circuit 152. A signal of one series is used, and the division circuit 153 performs an operation of dividing by W. The division circuit 153 for dividing by W may be an amplifier having a gain of 1 / W. As a result, for each W OFDM transmission symbols, the average value of the propagation path response at each carrier position where the transmission antenna and the reception antenna are specified is calculated. Since this corresponds to the fading sampling shown in FIG. 2C, it corresponds only to a relatively gradual change in the propagation path.

上記のようにしてOFDM伝送シンボルのW個毎に計算された伝搬路応答は、シンボル内挿回路154により全伝送シンボルに内挿される。シンボル内挿手段としては、0次内挿、直線補間、FIRローパスフィルタの3種類が適宜利用される。本実施形態では、緩やかな伝搬路の変化を対象とするため、回路構成の簡略化を考慮すると、0次内挿か直線補間のどちらかを主に利用する。重み付け回路155は、平均化によるサンプリングの劣化を補償するために、周波数特性による利得調整を行う回路であるが、本実施形態の場合には、省略されることが多い。なお、平均化演算回路の出力は、伝搬路応答処理回路の出力となる。   The propagation path response calculated for every W OFDM transmission symbols as described above is interpolated into all transmission symbols by the symbol interpolation circuit 154. As the symbol interpolation means, three types of zero-order interpolation, linear interpolation, and FIR low-pass filter are appropriately used. In the present embodiment, since a gradual change in the propagation path is targeted, in consideration of simplification of the circuit configuration, either zero-order interpolation or linear interpolation is mainly used. The weighting circuit 155 is a circuit that performs gain adjustment based on frequency characteristics in order to compensate for sampling deterioration due to averaging, but is often omitted in this embodiment. The output of the averaging arithmetic circuit is the output of the propagation path response processing circuit.

図7は、平均化演算回路の第2実施例の構成を示すブロック図である。本実施形態における平均化演算回路は、より回路を簡略化することをねらって、図5に示した既知直交符号生成部114〜114m_tと直交復号化用位相変調回路115〜115m_tを組み込んだ整合フィルタ回路161を適用している。 FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the averaging arithmetic circuit. Averaging calculation circuit in the present embodiment, aims to simplify the more circuits, the known orthogonal code generator 114 1 to 114 m_t orthogonal decoding the phase modulating circuit 115 1 to 115 m_t shown in FIG. 5 The built-in matched filter circuit 161 is applied.

同図に示すように、この平均化演算回路では、キャリア内挿回路からの出力信号は、直交復号化用位相変調回路を経ることなく、直接この回路に入力される。図6と同様に、S/P162で直並列化された信号は、直交符号パターンメモリ163に格納され、並列化されたW系列の各伝送シンボルに各々該当する直交符号により反転または非反転の変換を施された後、加算回路164により出力される。この結果、図5において既知直交符号生成部114〜114m_tと直交復号化用位相変調回路115〜115m_tと平均化演算回路116〜116m_tの3回路で構成された機能が、平均化演算回路1つで実現できる。 As shown in the figure, in this averaging operation circuit, the output signal from the carrier interpolation circuit is directly input to this circuit without passing through the orthogonal decoding phase modulation circuit. As in FIG. 6, the signal serialized in parallel at S / P 162 is stored in orthogonal code pattern memory 163, and is inverted or non-inverted by the orthogonal code corresponding to each parallel transmission symbol of the W sequence. Is output from the adder circuit 164. As a result, the ability was composed of three circuits of the known orthogonal code generator 114 1 to 114 m_t orthogonal decoding the phase modulating circuit 115 1 to 115 m_t the averaging calculation circuit 116 1 -116 m_t 5, average This can be realized with a single arithmetic operation circuit.

なお、除算回路165、シンボル内挿回路166及び重み付け回路167の動作は、図6に示したものにおける動作と同様であるため、その説明は省略する。   The operations of the division circuit 165, the symbol interpolation circuit 166, and the weighting circuit 167 are the same as those shown in FIG.

図8は、平均化演算回路の第3実施例の構成を示すブロック図である。本実施形態における平均化演算回路は、高速フェージング環境においても、伝搬路応答がその変化に追随することを意識した構成となっている。これは、図2(d)で示したフェージングのサンプリングに相当する。   FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the third embodiment of the averaging arithmetic circuit. The averaging arithmetic circuit in the present embodiment has a configuration in which the propagation path response follows the change even in a high-speed fading environment. This corresponds to the fading sampling shown in FIG.

同図に示すように、本実施形態における平均化演算回路では、OFDM伝送シンボルW個分のスライド平均を得るために、図6において直並列回路とした部分に(W−1)個のシンボル遅延回路172〜172W−1を利用している。これにより、各OFDM伝送シンボルにおいて、最大シンボル差(W−1),W系列の伝搬路応答信号が加算回路173に入力され、図2(d)で示したような応答で、伝搬路応答の平均化出力が得られる。なお、本実施形態の場合には、シンボル内挿回路は不要である。 As shown in the figure, in the averaging arithmetic circuit in the present embodiment, in order to obtain a slide average for W OFDM transmission symbols, (W−1) symbol delays are provided in the portion of the series-parallel circuit in FIG. Circuits 172 1 to 172 W-1 are used. Thereby, in each OFDM transmission symbol, the maximum symbol difference (W−1) and the W-sequence propagation path response signal are input to the addition circuit 173, and the response of the propagation path response is as shown in FIG. An averaged output is obtained. In the case of this embodiment, a symbol interpolation circuit is not necessary.

また、除算回路174及び重み付け回路175の動作は、図6に示した除算回路153及び重み付け回路155の動作と基本的に同様であるが、図8の平均化演算回路では、重み付け回路175の動作は重要である。すなわち、より高速なフェージングを反映した伝搬路応答を求めるためには、実際の周波数応答を正確に再現するように、劣化する高周波数域の特性を持ち上げたり、変化する伝搬路応答により不十分となる伝搬路応答の分離特性(上記(4)または(7)式の右辺を得るためには加算平均を行うWシンボル内で、伝搬路応答がほぼ一定となる必要がある)を補償したりする必要がある。   The operations of the division circuit 174 and the weighting circuit 175 are basically the same as the operations of the division circuit 153 and the weighting circuit 155 shown in FIG. 6, but the operation of the weighting circuit 175 is performed in the averaging operation circuit of FIG. Is important. In other words, in order to obtain a propagation path response that reflects faster fading, it is not sufficient to raise the characteristics of the high frequency range that deteriorates or to change the propagation path response so that the actual frequency response is accurately reproduced. Compensation characteristic of the propagation path response (the propagation path response needs to be substantially constant within the W symbol for averaging) in order to obtain the right side of the above equation (4) or (7). There is a need.

かかる必要性から、実際にはOFDM伝送シンボルの3個毎の変化量を基準に利得を変化させるアルゴリズムを組み込んだ回路や、この3個毎の伝送シンボルで平均化演算を行う追加のスライド平均化演算回路、あるいはその両方を組み合わせた回路が用いられる。   Because of this need, a circuit incorporating an algorithm that changes the gain based on the amount of change in every three OFDM transmission symbols, and an additional slide averaging that performs an averaging operation on every three transmission symbols. An arithmetic circuit or a combination of both is used.

図9から図12は、図5に示した伝搬路応答処理回路の変形例を示す構成図である。以下、伝搬路応答処理回路の変形例を順次説明するが、図5に示した同一の構成(フレーム分離回路100)には、同じ符号を付して詳細な説明を省略する。   9 to 12 are configuration diagrams showing modifications of the propagation path response processing circuit shown in FIG. Hereinafter, modifications of the propagation path response processing circuit will be described in order, but the same configuration (frame separation circuit 100) shown in FIG.

図9は、図6で示した伝搬路応答処理回路の構成において、キャリア内挿回路を最終段に移して接続した第1変形例の構成を示す図である。本実施形態では、キャリア内挿回路216〜216m_tは、m_t式必要となるが、ここまでの処理はパイロットキャリアにのみ適用されるので、このキャリア内挿回路216〜216m_tが実質的にFIRフィルタであることを考慮すると、複雑な信号処理を行う並列数を減らすことが可能となる。 FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a first modification in which the carrier interpolation circuit is moved to the final stage and connected in the configuration of the propagation path response processing circuit illustrated in FIG. 6. In the present embodiment, the carrier interpolation circuits 216 1 to 216 m_t require the m_t equation, but the processing up to this point is applied only to the pilot carrier, so the carrier interpolation circuits 216 1 to 216 m_t are substantially used. In consideration of the fact that it is an FIR filter, it is possible to reduce the number of parallel processes for performing complicated signal processing.

本実施形態の場合、図6から図8に示す平均化演算回路は、その出力がキャリア内挿回路に接続されることを除いて、図5の場合と同様に利用できる。なお、図7の平均化演算回路への入力には、複素除算回路の出力が接続される。   In the case of the present embodiment, the averaging arithmetic circuit shown in FIGS. 6 to 8 can be used in the same manner as in FIG. 5 except that the output is connected to the carrier interpolation circuit. Note that the output of the complex division circuit is connected to the input to the averaging arithmetic circuit of FIG.

また、本実施形態の伝搬路応答処理回路のように、キャリア内挿回路216〜216m_tを平均化演算回路215〜215m_tの後段に接続する場合には、図7の平均化演算回路における直交符号パターンメモリ163に格納される内容を既知パイロットキャリアの逆数に直交符号を掛け合わせたパターンとすることにより、既知パイロット発生部211と複素除算回路212を省略することも可能である。 When the carrier interpolation circuits 216 1 to 216 m_t are connected to the subsequent stage of the averaging operation circuits 215 1 to 215 m_t as in the propagation path response processing circuit of the present embodiment, the averaging operation circuit of FIG. The known pilot generation unit 211 and the complex division circuit 212 can be omitted by making the content stored in the orthogonal code pattern memory 163 in FIG.

図10は、図9の伝搬路応答処理回路の構成から直交復号化用位相変調回路213〜213m_tを省略し、直交符号化既知パイロット生成回路230を組み込んだ伝搬路応答処理回路の第2変形例の構成を示す図である。本実施形態における伝搬路応答処理回路では、既知パイロット発生部221と既知直交符号生成部223〜223m_tとを直交符号化既知パイロット生成回路230内に移動し、直交符号化用位相変調回路222〜222m_tにより、各送信アンテナから送信されるものと同じ直交符号化された既知のパイロットキャリアを再生するものが、直交符号化既知パイロット生成回路230である。 Figure 10 is a channel response process is omitted orthogonal decoding the phase modulation circuit 213 1 ~213 m_t from the configuration of the circuit, the orthogonal encoding second known pilot incorporating generation circuit 230 channel response processing circuit of FIG. 9 It is a figure which shows the structure of a modification. In the channel response processing circuit in the present embodiment, a known pilot generating section 221 and the known orthogonal code generation unit 223 1 and to 223 m_t moved to orthogonal coding known pilot generating circuit 230, the orthogonal coding for phase modulating circuit 222 The orthogonally-coded known pilot generation circuit 230 regenerates the same orthogonally-coded known pilot carrier that is transmitted from each transmitting antenna by 1 to 222 m_t .

本実施形態の場合、フレーム分離回路100のパイロット抽出部102からの出力Prに対し、複素除算回路224〜224m_tにおいて、各パイロットキャリア位置における直交符号化既知パイロット生成回路230からの出力Pt’を用いて伝送シンボル毎に複素除算を行うことにより、伝搬路応答の算出と直交復号化の処理を同時に行う。 In the case of the present embodiment, the output Pt ′ from the orthogonal coding known pilot generation circuit 230 at each pilot carrier position in the complex division circuits 224 1 to 224 m_t with respect to the output Pr from the pilot extraction unit 102 of the frame separation circuit 100. By performing complex division for each transmission symbol using, channel response calculation and orthogonal decoding are performed simultaneously.

また、要求される伝搬路応答の変動速度に応じて図6と図8の平均化演算回路を選択的に適用する。この場合、平均化演算回路の入力は複素除算回路224〜224m_tの出力であり、平均化演算回路の出力はキャリア内挿回路226〜226m_tに送られる。キャリア内挿回路226〜226m_tの動作は、他の実施例と同じであるので、その説明は省略する。 Further, the averaging arithmetic circuit shown in FIGS. 6 and 8 is selectively applied according to the required fluctuation speed of the propagation path response. In this case, the input of the averaging arithmetic circuit is the output of the complex divider 224 1 to 224 m_t, the output of the averaging operation circuit are sent to the carrier interpolation circuit 226 1 ~226 m_t. Operation of interpolation circuits 226 1 ~226 m_t the carrier is the same as the other embodiments, and a description thereof will be omitted.

なお、本実施形態における伝搬路応答処理回路内の直交符号化既知パイロット生成回路230をパターンメモリとその内容を読み出す構成とすることで、回路構成を簡略化できる。   Note that the circuit configuration can be simplified by adopting a configuration in which the orthogonal coding known pilot generation circuit 230 in the propagation path response processing circuit in the present embodiment reads the pattern memory and its contents.

図11は、図9の伝搬路応答処理回路の構成において、直交復号化用位相変調回路251〜251m_tを入力段に移動した第3変形例の構成を示す図である。本実施形態では、複素除算回路253〜253m_tがm_t式となっている。本実施形態の場合、要求される伝搬路応答の変動速度に応じて図6と図8の平均化演算回路が選択的に適用される。また、複素除算回路253〜253m_tの出力を入力して、キャリア内挿回路256〜256m_tに出力する。 Figure 11 is the structure of the channel response processing circuit of FIG. 9 is a diagram showing a third modification of the configuration that has moved to the input stage phase modulation circuit 251 1 ~251 m_t for quadrature decoding. In this embodiment, the complex division circuits 253 1 to 253 m_t are m_t equations. In the case of this embodiment, the averaging arithmetic circuit of FIG. 6 and FIG. 8 is selectively applied according to the required fluctuation speed of the propagation path response. Furthermore, by entering the output of the complex divider 253 1 ~253 m_t, and outputs to the carrier interpolation circuit 256 1 to 256 m_t.

本実施形態において、図7に示す平均化演算回路が適用される場合には、その直交符号パターンメモリ163(図7参照)に格納される内容を既知パイロットキャリアの逆数に直交符号を掛け合わせたパターンとする実施例を適用すればよい。その場合には、直交復号化用位相変調回路251〜251m_tと複素除算回路253〜253m_tが省略されるので、当該平均化演算回路は、フレーム分離回路100のパイロット抽出部102出力に直接接続される。 In this embodiment, when the averaging arithmetic circuit shown in FIG. 7 is applied, the content stored in the orthogonal code pattern memory 163 (see FIG. 7) is multiplied by the inverse of the known pilot carrier and the orthogonal code. What is necessary is just to apply the Example made into a pattern. In this case, since the orthogonal decoding phase modulation circuits 251 1 to 251 m_t and the complex division circuits 253 1 to 253 m_t are omitted, the averaging calculation circuit is connected to the pilot extraction unit 102 output of the frame separation circuit 100. Connected directly.

図12は、図11の伝搬路応答処理回路の構成において、平均化演算回路と複素除算回
路の順番を交換した第4変形例の構成を示す図である。同図に示されるように、本実施形態では、複素除算の前に平均化演算を行うことで、雑音の影響を小さくし、ダイナミックレンジを改善した状態で複素除算が行われる。
FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a fourth modification example in which the order of the averaging arithmetic circuit and the complex division circuit is exchanged in the configuration of the propagation path response processing circuit of FIG. 11. As shown in the figure, in the present embodiment, complex division is performed in a state where the influence of noise is reduced and the dynamic range is improved by performing an averaging operation before complex division.

本実施形態の場合、図6から図8の平均化演算回路は、図9の伝搬路応答処理回路の場合と同様に利用できる。ただし、図7の平均化演算回路の入力はフレーム分離回路のパイロット抽出部出力に直接接続され、図6から図8の平均化演算回路の出力は複素除算回路に接続される。   In the case of this embodiment, the averaging arithmetic circuits of FIGS. 6 to 8 can be used in the same manner as the propagation path response processing circuit of FIG. However, the input of the averaging operation circuit in FIG. 7 is directly connected to the output of the pilot extraction unit of the frame separation circuit, and the output of the averaging operation circuit in FIGS. 6 to 8 is connected to the complex division circuit.

なお、上記の実施例の伝搬路応答処理回路において、送信アンテナから送信されるパイロットキャリアの取扱いおよび伝搬路応答の伝達関数の分離は、次のようになっている。まず、図5及び図9から図11に記載の伝搬路応答処理回路では、複素除算回路を平均化演算回路の前においている。これは、直交復号の前段で送信したパイロットキャリアにより規格化を行う伝送シンボル毎に全送信アンテナのパイロットキャリアを同じとする上記(5)式から(7)式の操作を用いている。   In the propagation path response processing circuit of the above-described embodiment, handling of pilot carriers transmitted from the transmission antenna and separation of propagation functions of propagation path responses are as follows. First, in the propagation path response processing circuits shown in FIGS. 5 and 9 to 11, the complex division circuit is placed in front of the averaging operation circuit. This uses the operations of the above formulas (5) to (7) in which the pilot carriers of all transmission antennas are made the same for each transmission symbol to be standardized by the pilot carrier transmitted in the previous stage of orthogonal decoding.

一方、図12に記載の伝搬路応答処理回路では、複素除算回路を平均化演算回路の後段に置いている。こちらは、送信アンテナ毎には異なってもよいが、伝送シンボルに対しては同一のパイロットキャリアを用いる上記(3)式から(4)式の操作を用いている。なお、全送信アンテナ、全伝送シンボルにわたり、同一のパイロットキャリアを用いる場合には、図5及び図9から図12に記載のいずれの伝搬路応答処理回路を適用してもかまわない。   On the other hand, in the propagation path response processing circuit shown in FIG. 12, the complex division circuit is placed after the averaging operation circuit. Although this may differ for each transmission antenna, for the transmission symbols, the operations of the above formulas (3) to (4) using the same pilot carrier are used. When the same pilot carrier is used for all transmission antennas and all transmission symbols, any of the propagation path response processing circuits described in FIGS. 5 and 9 to 12 may be applied.

これまで説明した伝搬路応答処理回路の実施例では、個々のハードウェアの構成で機能を実現する態様を例示したが、上記伝搬路応答処理回路を含む受信装置の各機能(アナログ回路で構成される部分を除く。なお、除外される回路には、受信アンテナ、周波数変換回路、アナログ−デジタル変換回路などがある)をソフトウェアとして実現するプログラムとしてもよい。例えば、コンピュータやデジタルシグナルプロセッサによるソフトウェア構成やFPGAなどプログラマブルロジックにより動作する回路として実現することが可能である。   In the embodiment of the propagation path response processing circuit described so far, the mode in which the function is realized by the configuration of each hardware is illustrated, but each function (configured by an analog circuit) of the receiving device including the propagation path response processing circuit is exemplified. Note that the circuit to be excluded may include a receiving antenna, a frequency conversion circuit, an analog-digital conversion circuit, and the like. For example, it can be realized as a circuit that operates by a programmable logic such as a software configuration such as a computer or a digital signal processor or an FPGA.

次に、本実施形態における受信装置において、伝搬路応答の推定処理を利用して、データキャリアの復調処理を行う動作を説明する。   Next, the operation of performing a data carrier demodulation process using the propagation path response estimation process in the receiving apparatus according to the present embodiment will be described.

図13及び図14は、各キャリア位置における各送信アンテナからのデータキャリアの
復調処理として、推定した各キャリアの伝搬路応答を用いて、逆行列による干渉除去を行って復調するための構成と、受信信号のレプリカを算出して最も受信信号と似ている信号
を送信した信号と判定する手法(最尤推定)による復調を行うための構成を、各々実施例としている。
FIGS. 13 and 14 show a configuration for performing demodulation by performing interference removal using an inverse matrix, using the estimated channel response of each carrier, as a demodulation process of the data carrier from each transmitting antenna at each carrier position, Configurations for performing demodulation by a technique (maximum likelihood estimation) for determining a replica of a received signal and determining that the signal most similar to the received signal is transmitted are described as examples.

まず、図13に示す実施例を説明する。図13は、本実施形態における受信装置に適用されるMIMO用干渉除去回路の構成を示すブロック図である。ここで、m_t本の送信アンテナから異なるOFDM信号が同時に伝送される場合を想定すると、受信装置は、m_r(m_rはm_t以上の整数)本の受信アンテナと、その受信アンテナにより受信した信号を処理するm_r式の図3に示す各回路を備え、かつこれまで図5及び図9から図12を用いて説明してきた伝搬路応答処理回路のいずれかをm_r式備える。   First, the embodiment shown in FIG. 13 will be described. FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a MIMO interference cancellation circuit applied to the receiving apparatus in the present embodiment. Here, assuming that different OFDM signals are simultaneously transmitted from m_t transmitting antennas, the receiving apparatus processes m_r (m_r is an integer equal to or larger than m_t) receiving antennas and signals received by the receiving antennas. 3 is provided, and any one of the propagation path response processing circuits described so far with reference to FIGS. 5 and 9 to 12 is provided.

本実施形態におけるMIMO用干渉除去回路では、m_r式のFFT回路から出力される周波数軸上にマッピングされた各OFDM信号(1OFDM信号当りK本のキャリアが多重されているとする)から、m_r式のフレーム分離回路301〜301m_rにより、各々P本のパイロットキャリアがパイロット抽出部303(代表)より、各々(K−P)本のデータキャリア(TMCCキャリア及びACキャリアなどの制御情報もこの中に含まれる)が、データ抽出部302(代表)より出力される。このうち、パイロットキャリアは、これまで述べてきた伝搬路応答処理回路311〜311m_rにおいて、各伝搬路応答処理回路311〜311m_rの入力でP本のパイロットキャリアから、全キャリア位置(K本)におけるm_t組の各送信アンテナと各受信アンテナを結ぶ各伝搬路の周波数応答の推定値として出力される。この出力h_ij〔k〕(複素数,i:受信アンテナの番号(i=1,2,・・・,m_r),j:送信アンテナの番号(j=1,2,・・・,m_t),k:キャリア番号)を行列化回路312で行列化すると、各キャリア位置においてm_r×m_tの次元を有する伝搬路応答の推定値行列Hが得られる。 In the MIMO interference cancellation circuit according to the present embodiment, m_r formula is calculated from each OFDM signal (K carriers are multiplexed per OFDM signal) mapped on the frequency axis output from the m_r FFT circuit. In the frame separation circuits 301 1 to 301 m_r, P pilot carriers are respectively transmitted from the pilot extraction unit 303 (representative) to control information such as (KP) data carriers (TMCC carrier and AC carrier). Are included in the data extraction unit 302 (representative). Among these, the pilot carriers in the propagation path response processing circuits 311 1 to 311 m_r described so far, from the P pilot carriers at the input of each propagation path response processing circuits 311 1 to 311 m_r , all the carrier positions (K In this case, it is output as an estimated value of the frequency response of each propagation path connecting each transmit antenna and each receive antenna of m_t sets. This output h_ij [k] (complex number, i: number of receiving antenna (i = 1, 2,..., M_r), j: number of transmitting antenna (j = 1, 2,..., M_t), k : Carrier number) is matrixed by the matrixing circuit 312, an estimated value matrix H of a propagation path response having a dimension of m_r × m_t at each carrier position is obtained.

なお、ここでは、伝搬路応答の推定値行列Hをm_r×m_tの次元を有し、h_ij〔k〕を成分とするとしたが、これは、送信信号ベクトルをTとしたとき、受信信号ベクトルDが(雑音がない場合)行列積HTに等しいことを背景としている。この転置の行列Hを用いても、Dは行列積(T
を用いて表せることから、h_ij〔k〕ではなく、h_ji〔k〕としてm_t×m_rの次元の伝搬路行列を求めて処理を行っても、結果は同じになる。 Since it can be expressed using H T ) T , the result is the same even if the propagation path matrix of the dimension m_t × m_r is obtained and processed as h_ji [k] instead of h_ij [k]. Here, the channel response estimated value matrix H has a dimension of m_r × m_t and has h_ij [k] as a component. However, when the transmission signal vector is T, this is a received signal vector D. Is equal to the matrix product HT (in the absence of noise). Even if this transposed matrix H T is used, D is a matrix product (T Here, the channel response estimated value matrix H has a dimension of m_r × m_t and has h_ij [k] as a component. However, when the transmission signal vector is T, this is a received signal vector D. Is equal to the matrix product HT (in the absence of noise). Even if this transposed matrix H T is used, D is a matrix product (T)
H T ) Since it can be expressed using T , the result is the same even if a channel matrix having a dimension of m_t × m_r is obtained as h_ji [k] instead of h_ij [k]. H T ) Since it can be expressed using T , the result is the same even if a channel matrix having a dimension of m_t × m_r is obtained as h_ji [k] instead of h_ij [k].

一方、データキャリアDr_j〔k〕は、ベクトル化回路321でベクトル化することにより、各キャリア位置においてm_r次元のベクトルDとなる。この時点では、Dは全送信アンテナから送信された信号が、各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号となっている。   On the other hand, the data carrier Dr_j [k] is vectorized by the vectorization circuit 321 to become an m_r-dimensional vector D at each carrier position. At this time point, D is a signal in a state where signals transmitted from all the transmitting antennas are mixed in response to responses in the respective propagation paths.

そこで、本実施形態では、Dから干渉を除いて元のm_t組の送信信号を再現するために、逆行列演算回路313において伝搬路応答Hの逆行列H−1を算出して、複素行列乗算回路323においてデータベクトルDとの複素行列積を求めている。 Therefore, in this embodiment, in order to reproduce the original m_t sets of transmission signals by removing interference from D, the inverse matrix calculation circuit 313 calculates the inverse matrix H −1 of the propagation path response H, and performs complex matrix multiplication. A circuit 323 obtains a complex matrix product with the data vector D.

なお、遅延時間調整回路322は、伝搬路応答の推定結果を得るのに要する遅延時間をデータ側に付加して、復調すべきデータと伝搬路応答が正しく対応するように調整する回路である。上述した復調処理の結果、キャリア毎にm_t式の復調データが出力され、m_t式のデマッピング回路へ送られる。   Note that the delay time adjustment circuit 322 is a circuit that adds a delay time required to obtain an estimation result of the propagation path response to the data side and adjusts so that the data to be demodulated and the propagation path response correspond correctly. As a result of the above-described demodulation processing, m_t type demodulated data is output for each carrier and sent to the m_t type demapping circuit.

続いて、図14に示す実施例を説明する。図14は、本実施形態における受信装置に適用されるMIMO用最尤推定復調回路の構成を示すブロック図である。   Next, the embodiment shown in FIG. 14 will be described. FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a MIMO maximum likelihood estimation demodulation circuit applied to the receiving apparatus in the present embodiment.

本実施形態におけるMIMO用最尤推定復調回路と、上記した図13のMIMO用干渉除去回路との違いは、受信アンテナ数m_rの値が必ずしもm_t以上である必要がないことと、逆行列演算回路の代わりに、送信データキャリア組み合わせパターンメモリ及びレプリカ演算回路が、複素行列乗算回路の代わりに、最尤推定回路が用いられている点である。   The difference between the MIMO maximum likelihood estimation demodulation circuit in the present embodiment and the MIMO interference cancellation circuit of FIG. 13 described above is that the value of the number m_r of reception antennas does not necessarily have to be greater than or equal to m_t, and the inverse matrix calculation circuit. Instead, the transmission data carrier combination pattern memory and the replica operation circuit are replaced with a maximum likelihood estimation circuit instead of the complex matrix multiplication circuit.

本実施形態では、送信データキャリア組み合わせパターンメモリ430は、多値数Mのデータキャリアの場合、Mのm_t乗の送信データキャリアの組み合わせパターンを記憶している。レプリカ演算回路413は、伝搬路応答行列Hと送信データキャリア組み合わせパターンメモリ430に格納されている全てのパターンの送信データキャリアRとの複素行列積(HR)を計算し、その結果を最尤推定回路423に送る。最尤推定回路423では、伝搬路応答を反映してレプリカ演算回路413から出力された全パターンの受信予定データDxと実際に受信したデータDとを比較して、最も近い結果となるレプリカを送信されたデータと判定する。その後、その送信データキャリア組み合わせパターンメモリ430上でのアドレスまたはインデックスを出力し、該当する送信データキャリアの組み合わせを送信データキャリア組み合わせパターンメモリ430から読み出して後段のデマッピング回路へ出力する。   In the present embodiment, the transmission data carrier combination pattern memory 430 stores a combination pattern of transmission data carriers of M raised to the m_t power in the case of a data carrier having a multilevel number M. The replica calculation circuit 413 calculates a complex matrix product (HR) of the propagation path response matrix H and the transmission data carrier R of all patterns stored in the transmission data carrier combination pattern memory 430, and estimates the result to the maximum likelihood. Send to circuit 423. The maximum likelihood estimation circuit 423 compares the reception scheduled data Dx of all patterns output from the replica calculation circuit 413 with the propagation path response reflected, and the actually received data D, and transmits the replica with the closest result. It is determined that the received data. Thereafter, the address or index on the transmission data carrier combination pattern memory 430 is output, and the corresponding transmission data carrier combination is read from the transmission data carrier combination pattern memory 430 and output to the subsequent demapping circuit.

以上の操作を行うことで、本実施形態におけるMIMO用最尤推定復調回路は、m_t本の送信アンテナからm_r本の受信アンテナヘm_t式のOFDM信号を送信するMIMO伝搬による伝送を実現することが可能である。   By performing the above operation, the MIMO maximum likelihood estimation demodulation circuit in the present embodiment can realize transmission by MIMO propagation in which m_t OFDM signals are transmitted from m_t transmission antennas to m_r reception antennas. It is.

これまで説明してきたように、本実施形態によれば、復調基準となる既知のパイロットキャリアを周波数軸上に所定間隔で配置するとともに時間軸上に連続して配置し、かつ上記パイロットキャリアに対し送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当て、OFDM信号の伝送フレームを構成し、データ伝送を行うことで、高い周波数帯の電波を用いて高速で移動するなど伝搬路の環境が高速に変動するような場合であっても、MIMO伝搬を構成する複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝搬路の応答に追随する速さで、各々伝搬路推定することが可能となる。   As described above, according to the present embodiment, known pilot carriers serving as a demodulation reference are arranged at predetermined intervals on the frequency axis and continuously arranged on the time axis, and with respect to the pilot carrier By assigning different orthogonal codes to each transmit antenna, constructing an OFDM signal transmission frame, and performing data transmission, the environment of the propagation path fluctuates at high speed, such as moving at high speed using radio waves in a high frequency band. Even in this case, it is possible to estimate each of the propagation paths at a speed that follows the response of the propagation path between the plurality of transmission antennas and the plurality of reception antennas constituting the MIMO propagation.

これにより、UHF帯のような低い周波数帯だけでなく、移動によるドップラー周波数
やフェージング変動速度が大きいマイクロ波帯やミリ波帯のような電波を用いてのより広帯域なMIMO−OFDM伝送方式による無線伝送が可能となる。その結果、ダイバーシティ効果の改善に加えて、より飛躍的な周波数利用効率の向上に寄与することができる。
As a result, not only a low frequency band such as the UHF band, but also a wireless by a wider-band MIMO-OFDM transmission system using a radio wave such as a microwave band or a millimeter wave band having a large Doppler frequency or fading fluctuation speed due to movement. Transmission is possible. As a result, in addition to improving the diversity effect, it is possible to contribute to a dramatic improvement in frequency utilization efficiency.

また、本実施形態によれば、復調のための平均化演算により雑音の影響を減らすことができるので、雑音成分を抑圧した高精度の伝搬路推定を実現することが可能である。   Further, according to the present embodiment, since the influence of noise can be reduced by the averaging operation for demodulation, it is possible to realize highly accurate propagation path estimation with the noise component suppressed.

上記の如く、本実施形態では、伝搬路を認識するために、送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当てる。このことは、受信側で各送信端末を認識することをも意味する。すなわち、分散して存在する送信端末とそこから送信される情報を受信側で区別できることも意味し、マルチユーザのシステムにおけるユーザの認識など別の応用も期待できる。   As described above, in the present embodiment, a different orthogonal code is assigned to each transmission antenna in order to recognize the propagation path. This also means that the receiving side recognizes each transmitting terminal. In other words, it means that the transmitting terminals existing in a distributed manner and the information transmitted from the transmitting terminals can be distinguished on the receiving side, and other applications such as user recognition in a multi-user system can be expected.

本発明のOFDM伝送方式におけるキャリアの配置方法が適用される伝送フレームの構成例を示す図である。 It is a figure which shows the structural example of the transmission frame with which the carrier arrangement | positioning method in the OFDM transmission system of this invention is applied. フェージングによる受信電力の変化と伝送シンボルによるサンプリングの関係を模式的に表した図である。 It is the figure which represented typically the relationship between the change of the received power by fading, and the sampling by a transmission symbol. OFDM伝送方式に使用する送受信装置の基本構成を示す図である。 It is a figure which shows the basic composition of the transmission / reception apparatus used for an OFDM transmission system. 図3に図示の送信装置におけるフレーム構成回路を本発明に適用した場合の回路構成を示すブロック図である。 FIG. 4 is a block diagram showing a circuit configuration when a frame configuration circuit in the transmitting apparatus shown in FIG. 3 is applied to the present invention. 伝搬路応答処理回路の第1実施例の構成を示す図である。 It is a figure which shows the structure of 1st Example of a propagation path response processing circuit. 平均化演算回路の第1実施例の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram which shows the structure of 1st Example of an averaging arithmetic circuit. 平均化演算回路の第2実施例の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram which shows the structure of 2nd Example of an averaging arithmetic circuit. 平均化演算回路の第3実施例の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram which shows the structure of 3rd Example of an averaging arithmetic circuit. 伝搬路応答処理回路の第1変形例の構成を示す図である。 It is a figure which shows the structure of the 1st modification of a propagation path response processing circuit. 伝搬路応答処理回路の第2変形例の構成を示す図である。 It is a figure which shows the structure of the 2nd modification of a propagation path response processing circuit. 伝搬路応答処理回路の第3変形例の構成を示す図である。 It is a figure which shows the structure of the 3rd modification of a propagation path response processing circuit. 伝搬路応答処理回路の第4変形例の構成を示す図である。 It is a figure which shows the structure of the 4th modification of a propagation path response processing circuit. 本実施形態における受信装置に適用されるMIMO用干渉除去回路の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram which shows the structure of the interference removal circuit for MIMO applied to the receiver in this embodiment. 本実施形態における受信装置に適用されるMIMO用最尤推定復調回路の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram which shows the structure of the maximum likelihood estimation demodulation circuit for MIMO applied to the receiver in this embodiment. MIMO通信システムの一例を示す図である。 It is a figure which shows an example of a MIMO communication system. 従来のパイロット信号多重例を示す図である。 It is a figure which shows the example of the conventional pilot signal multiplexing. OFDM伝送方式におけるキャリアの配置方法が適用される従来の伝送フレームの構成例を示す図である。 It is a figure which shows the structural example of the conventional transmission frame with which the carrier arrangement | positioning method in an OFDM transmission system is applied.

符号の説明Explanation of symbols

10 送信装置
11 符号化回路
12 マッピング回路
13 フレーム構成回路
14 IFFT回路
15 GI付加回路
16、22 周波数変換回路
17 送信アンテナ
20 受信装置
21 受信アンテナ
23 GI除去回路
24 FFT回路
25、100、301〜301m_r、401〜401m_r フレーム分離回路
26 伝搬路応答推定回路
27 波形等化回路
28 デマッピング回路
29 復号化回路
40 直交符号化パイロットキャリア生成回路
41 パイロットキャリア生成部
42 直交符号生成部
43 直交符号化用位相変調回路
50 パターン構成パターンメモリ
60 伝送フレーム多重回路
61 スイッチ
62 スイッチ制御部
101、302、402 データ抽出部
102、303、403 パイロット抽出部
110、210、220、250、270、311〜311m_r、411〜411m_r 伝搬路応答処理回路
111、211、221、254、275 既知パイロット発生部
112、212、224〜224m_t、253〜253m_t、274〜274m_t 複素除算回路
113、216〜216m_t、226〜226m_t、256〜256m_t、276〜276m_t キャリア内挿回路
114〜114m_t、214〜214m_t、223〜223m_t、252〜252m_t、272〜272m_t 既知直交符号生成部
115〜115m_t、213〜213m_t、222〜222m_t、251〜251m_t、271〜271m_t 直交復号化用位相変調回路
116〜116m_t、215〜215m_t、225〜225m_t、255〜255m_t、273〜273m_t 平均化演算回路
151、162 直並列変換回路(S/P)
152、164、173 加算回路 153、165、174 除算回路 154、166 シンボル内挿回路 155、167、175 重み付け回路 161 整合フィルタ回路 163 直交符号パターンメモリ 171 スライディング平均演算回路 172 〜172 W−1シンボル遅延回路 312、412 行列化回路 313 逆行列演算回路 321、421 ベクトル化回路 322、422 遅延時間調整回路 323 複素行列乗算回路 413 レプリカ演算回路152, 164, 173 Addition circuit 153, 165, 174 Dividing circuit 154, 166 Symbol insertion circuit 155, 167, 175 Weighting circuit 161 Matching filter circuit 163 Walsh - Hadamard pattern memory 171 Sliding average calculation circuit 172 1 to 172 W-1 symbol Delay circuit 312, 412 Matrix circuit 313 Inverse matrix operation circuit 321, 421 Vectorization circuit 322, 422 Delay time adjustment circuit 323 Complex matrix multiplication circuit 413 Replica operation circuit
423 最尤推定判定回路 430 送信データキャリア組み合わせパターンメモリ 1000 MIMO通信用伝送システム 1001 〜1001 m_t送信アンテナ 1002 〜1002 m_t送信ユニット 1010 符号化ユニット(またはS/Pユニット) 423 Maximum likelihood estimation judgment circuit 430 Transmission data carrier combination pattern memory 1000 MIMO communication transmission system 1001 1 to 1001 m_t transmission antenna 1002 1 to 1002 m_t transmission unit 1010 Coding unit (or S / P unit)
1101 〜1101 m_r受信アンテナ 1102 〜1102 m_r受信ユニット 1110 復号化ユニットDESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Transmitter 11 Coding circuit 12 Mapping circuit 13 Frame configuration circuit 14 IFFT circuit 15 GI addition circuit 16, 22 Frequency conversion circuit 17 Transmitting antenna 20 Receiving device 21 Receiving antenna 23 GI removal circuit 24 FFT circuit 25, 100, 301 1 to 301 m_r , 401 1 to 401 m_r frame separation circuit 26 propagation path response estimation circuit 27 waveform equalization circuit 28 demapping circuit 29 decoding circuit 40 orthogonal coding pilot carrier generation circuit 41 pilot carrier generation unit 42 orthogonal code generation unit 43 orthogonal Coding phase modulation circuit 50 Pattern configuration pattern memory 60 Transmission frame multiplexing circuit 61 Switch 62 Switch control unit 101, 302, 402 Data extraction unit 102, 303, 403 Pilot extraction unit 110, 210 220,250,270,311 1 ~311 m_r, 411 1 ~411 m_r channel response processing circuit 111,211,221,254,275 know 1101 1 to 1101 m_r receiving antenna 1102 1 to 1102 m_r receiving unit 1110 Decoding unit DECRIPTION OF SYMBOLS 10 Transmitter 11 Coding circuit 12 Mapping circuit 13 Frame configuration circuit 14 IFFT circuit 15 GI addition circuit 16, 22 Frequency conversion circuit 17 Transmitting antenna 20 Receiving device 21 Receiving antenna 23 GI removal circuit 24 FFT circuit 25, 100, 301 1 to 301 m_r , 401 1 to 401 m_r frame separation circuit 26 propagation path response estimation circuit 27 waveform equalization circuit 28 demapping circuit 29 decoding circuit 40 decode coding pilot carrier generation circuit 41 pilot carrier generation unit 42 antenna code generation unit 43 orthogonal Coding phase modulation circuit 50 Pattern configuration pattern memory 60 Transmission frame multiplexing circuit 61 Switch 62 Switch control unit 101, 302, 402 Data extraction unit 102, 303, 403 Pilot extraction unit 110, 210 220,250,270,311 1 ~ 311 m_r, 411 1 ~ 411 m_r channel response processing circuit 111,211,221,254,275 know n pilot generator 112,212,224 1 ~224 m_t, 253 1 ~253 m_t 274 1 to 274 m_t complex division circuit 113, 216 1 to 216 m_t , 226 1 to 226 m_t , 256 1 to 256 m_t , 276 1 to 276 m_t carrier interpolation circuit 114 1 to 114 m_t , 214 1 to 214 m_t 223 1 ~223 m_t, 252 1 ~252 m_t, 272 1 ~272 m_t known orthogonal code generator 115 1 ~115 m_t, 213 1 ~213 m_t, 222 1 ~222 m_t, 251 1 ~251 m_t, 271 1 ~271 m_ t orthogonal decoding phase modulation circuit 116 1 to 116 m_t , 215 1 to 215 m_t , 225 1 to 225 m_t , 255 1 to 255 m_t , 273 1 to 273 m_t averaging arithmetic circuit 151, 162 serial parallel conversion circuit (S / P) n pilot generator 112,212,224 1 ~ 224 m_t, 253 1 ~ 253 m_t 274 1 to 274 m_t complex division circuit 113, 216 1 to 216 m_t , 226 1 to 226 m_t , 256 1 to 256 m_t , 276 1 to 276 m_t carrier interpolation circuit 114 1 to 114 m_t , 214 1 to 214 m_t 223 1 ~ 223 m_t, 252 1 ~ 252 m_t, 272 1 ~ 272 m_t known orthogonal code generator 115 1 ~ 115 m_t, 213 1 ~ 213 m_t, 222 1 ~ 222 m_t, 251 1 ~ 251 m_t, 271 1 ~ 271 m_ t orthogonal decoding phase modulation circuit 116 1 to 116 m_t , 215 1 to 215 m_t , 225 1 to 225 m_t , 255 1 to 255 m_t , 273 1 to 273 m_t averaging arithmetic circuit 151 , 162 serial parallel conversion circuit (S / P)
152, 164, 173 Adder circuit 153, 165, 174 Divider circuit 154, 166 Symbol interpolation circuit 155, 167, 175 Weighting circuit 161 Matched filter circuit 163 Orthogonal code pattern memory 171 Sliding average arithmetic circuit 172 1 to 172 W-1 symbols Delay circuit 312, 412 Matrix circuit 313 Inverse matrix operation circuit 321, 421 Vectorization circuit 322, 422 Delay time adjustment circuit 323 Complex matrix multiplication circuit 413 Replica operation circuit 152, 164, 173 Adder circuit 153, 165, 174 Divider circuit 154, 166 Symbol interpolation circuit 155, 167, 175 Weighting circuit 161 Matched filter circuit 163 Orthogonal code pattern memory 171 Sliding average arithmetic circuit 172 1 to 172 W-1 symbols Delay circuit 312, 412 Matrix circuit 313 Inverse matrix operation circuit 321, 421 Vectorization circuit 322, 422 Delay time adjustment circuit 323 Complex matrix multiplication circuit 413 Replica operation circuit
423 Maximum likelihood estimation determination circuit 430 Transmission data carrier combination pattern memory 1000 Transmission system for MIMO communication 1001 1 to 1001 m_t Transmit antenna 1002 1 to 1002 m_t transmission unit 1010 Encoding unit (or S / P unit) 423 Maximum likelihood estimation determination circuit 430 Transmission data carrier combination pattern memory 1000 Transmission system for MIMO communication 1001 1 to 1001 m_t Transmit antenna 1002 1 to 1002 m_t transmission unit 1010 Encoding unit (or S / P unit)
1101 1 to 1101 m_r receiving antenna 1102 1 to 1102 m_r receiving unit 1110 decoding unit 1101 1 to 1101 m_r receiving antenna 1102 1 to 1102 m_r receiving unit 1110 decoding unit

Claims (12)

  1. 復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたOFDM信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるMIMO伝搬環境下で伝送するOFDM伝送方式における送信装置であって、
    前記復調基準となる既知のパイロットキャリアの配置をフレーム構成パターンとして予め記憶するキャリア配置記憶手段と、
    複数の送信アンテナの数をm_tとし、m_t以上の整数をWと定義して、該送信アンテナ毎に割り当てられるビット長Wの直交符号を生成する直交符号生成手段と、
    前記直交符号生成手段により生成された直交符号を用いて前記パイロットキャリアを変調するパイロットキャリア直交符号化手段と、
    前記キャリア配置記憶手段に記憶されたフレーム構成パターンに従って、前記パイロットキャリアを所定のキャリア位置に挿入して伝送フレームを構成する伝送フレーム構成手段と、 A transmission frame construction means for forming a transmission frame by inserting the pilot carrier into a predetermined carrier position according to a frame configuration pattern stored in the carrier arrangement storage means.
    を備えることを特徴とする送信装置。 A transmitter characterized by comprising. OFDM transmission for transmitting an OFDM signal in which a known pilot carrier serving as a demodulation reference is periodically inserted in a MIMO propagation environment in which a plurality of antennas are provided on the transmission side and the reception side and data is transmitted and received wirelessly A transmission device in a system, OFDM transmission for transmitting an OFDM signal in which a known pilot carrier serving as a demodulation reference is periodically inserted in a MIMO propagation environment in which a plurality of antennas are provided on the transmission side and the reception side and data is transmitted and received wirelessly A transmission device in a system,
    Carrier arrangement storage means for preliminarily storing the arrangement of known pilot carriers as a demodulation reference as a frame configuration pattern; Carrier arrangement storage means for preliminarily storing the arrangement of known pilot carriers as a demodulation reference as a frame configuration pattern;
    An orthogonal code generation means for generating an orthogonal code having a bit length W assigned to each transmission antenna by defining the number of the plurality of transmission antennas as m_t and defining an integer greater than or equal to m_t as W; An orthogonal code generation means for generating an orthogonal code having a bit length W assigned to each transmission antenna by defining the number of the plurality of transmission antennas as m_t and defining an integer greater than or equal to m_t as W;
    Pilot carrier orthogonal encoding means for modulating the pilot carrier using the orthogonal code generated by the orthogonal code generation means; Pilot carrier orthogonal encoding means for modulating the pilot carrier using the orthogonal code generated by the orthogonal code generation means;
    Transmission frame configuration means for configuring the transmission frame by inserting the pilot carrier at a predetermined carrier position according to the frame configuration pattern stored in the carrier arrangement storage means; Transmission frame configuration means for configuring the transmission frame by inserting the pilot carrier at a predetermined carrier position according to the frame configuration pattern stored in the carrier arrangement storage means;
    A transmission device comprising: A transmission device comprising:
  2. 請求項1に記載の送信装置であって、
    前記直交符号生成手段は、前記ビット長Wの直交符号を記憶する直交符号記憶手段と、

    前記直交符号記憶手段に記憶された直交符号を、シンボル数Wの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Wの直交符号が各々割り当たるようにOFDM信号の伝送シンボル毎に出力する直交符号発生手段と、 An orthogonal code generating means that outputs the orthogonal code stored in the orthogonal code storage means for each transmission symbol of the OFDM signal so that the orthogonal code having a bit length W is assigned to each transmission symbol having a number of symbols W for a continuous time. ,
    を備えることを特徴とする送信装置。 A transmitter characterized by comprising. The transmission device according to claim 1 , The transmission device according to claim 1 ,
    The orthogonal code generating means stores orthogonal code storage means for storing the orthogonal code of the bit length W; The orthogonal code generating means stores orthogonal code storage means for storing the orthogonal code of the bit length W;
    Orthogonal code generating means for outputting the orthogonal code stored in the orthogonal code storage means for each transmission symbol of the OFDM signal so that the orthogonal code having a bit length W is assigned to the transmission symbol having the number of symbols W continuous in time. , Orthogonal code generating means for outputting the orthogonal code stored in the orthogonal code storage means for each transmission symbol of the OFDM signal so that the orthogonal code having a bit length W is assigned to the transmission symbol having the number of symbols W continuous in time. ,
    A transmission device comprising: A transmission device comprising:
  3. 請求項1又は請求項2に記載の送信装置であって、The transmission device according to claim 1 or 2, wherein
    前記複数の送信アンテナ数m_tを2、及び前記ビット長Wを2とし、  The plurality of transmission antennas m_t is 2 and the bit length W is 2,
    前記直交符号生成手段は、前記直交符号として{1,1}及び{1,−1}を生成し、  The orthogonal code generation means generates {1, 1} and {1, -1} as the orthogonal code,
    前記パイロットキャリア直交符号化手段は、前記伝送シンボルに対し前記直交符号が各々割り当たるようにOFDM信号の伝送シンボル毎に前記パイロットキャリアを変調することを特徴とする送信装置。 The transmission apparatus characterized in that the pilot carrier orthogonal encoding means modulates the pilot carrier for each transmission symbol of the OFDM signal so that the orthogonal code is assigned to the transmission symbol.
  4. 請求項1又は請求項2に記載の送信装置であって、 The transmission device according to claim 1 or 2, wherein
    前記複数の送信アンテナ数m_tを4、及び前記ビット長Wを4とし、  The number m_t of the plurality of transmission antennas is 4, and the bit length W is 4,
    前記直交符号生成手段は、前記直交符号として{1,1,1,1}及び{1,−1,1,−1}及び{1,−1,−1,1}及び{1,1,−1,−1}を生成し、  The orthogonal code generating means includes {1, 1, 1, 1} and {1, -1,1, -1} and {1, -1, -1,1} and {1,1,1 as the orthogonal codes. −1, −1},
    前記パイロットキャリア直交符号化手段は、前記伝送シンボルに対し前記直交符号が各々割り当たるようにOFDM信号の伝送シンボル毎に前記パイロットキャリアを変調することを特徴とする送信装置。  The transmission apparatus characterized in that the pilot carrier orthogonal encoding means modulates the pilot carrier for each transmission symbol of the OFDM signal so that the orthogonal code is assigned to the transmission symbol.
  5. 復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたOFDM信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるMIMO伝搬環境下で伝送するOFDM伝送方式における送信装置であって、
    前記直交符号記憶手段、前記直交符号発生手段、前記パイロットキャリア直交符号化手段の代わりに、
    複数の送信アンテナの数をm_tとし、m_t以上の整数をWと定義して、送信アンテナ毎に割り当てられる直交符号により変調される前記パイロットキャリアを、該直交符号のビット長Wまたはその整数倍の周期に相当する伝送シンボル長にわたって記憶するパイロットキャリア記憶手段と、
    前記パイロットキャリア記憶手段により記憶された前記パイロットキャリアを、シンボル数Wの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Wの直交符号が各々割り当たるように読み出して、前記伝送フレーム構成手段に送る直交符号化パイロットキャリア制御手段と、 The pilot carrier stored by the pilot carrier storage means is read out so that a orthogonal code having a bit length W is assigned to each transmission symbol having a number of symbols W that is continuous for a time, and is sent to the transmission frame constituent means. Pilot carrier control means and
    を備えることを特徴とする送信装置。 A transmitter characterized by comprising. OFDM transmission for transmitting an OFDM signal in which a known pilot carrier serving as a demodulation reference is periodically inserted in a MIMO propagation environment in which a plurality of antennas are provided on the transmission side and the reception side and data is transmitted and received wirelessly A transmission device in a system, OFDM transmission for transmitting an OFDM signal in which a known pilot carrier serving as a demodulation reference is periodically inserted in a MIMO propagation environment in which a plurality of antennas are provided on the transmission side and the reception side and data is transmitted and received wirelessly A transmission device in a system,
    Instead of the orthogonal code storage means, the orthogonal code generation means, and the pilot carrier orthogonal encoding means, Instead of the orthogonal code storage means, the orthogonal code generation means, and the pilot carrier orthogonal encoding means,
    The number of a plurality of transmission antennas is defined as m_t, an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and the pilot carrier modulated by the orthogonal code assigned to each transmission antenna is set to the bit length W of the orthogonal code or an integral multiple of the bit length W Pilot carrier storage means for storing over a transmission symbol length corresponding to the period; The number of a plurality of transmission antennas is defined as m_t, an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and the pilot carrier modulated by the orthogonal code assigned to each transmission antenna is set to the bit length W of the orthogonal code or an integral multiple of the bit length W Pilot carrier storage means for storing over a transmission symbol length corresponding to the period;
    The pilot carrier stored in the pilot carrier storage means is read out so that orthogonal symbols having a bit length of W are assigned to transmission symbols of time number W, and sent to the transmission frame constituting means. Pilot carrier control means; The pilot carrier stored in the pilot carrier storage means is read out so that orthogonal symbols having a bit length of W are assigned to transmission symbols of time number W, and sent to the transmission frame therefore means. Pilot carrier control means;
    A transmission device comprising: A transmission device comprising:
  6. 請求項1ないし請求項5のいずれか一項に記載の送信装置から伝送されてくるOFDM信号を受信信号として受けるOFDM伝送方式における受信装置であって、
    複数の送信アンテナの数をm_tとし、m_t以上の整数をWと定義して、該m_t本の送信アンテナを介して前記送信装置より送信されたOFDM伝送シンボルを受信する場合に、
    所定シンボル数毎に受信したパイロットキャリアと既知のパイロットキャリアを用いてパイロットキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答推定手段と、
    前記伝搬路応答推定手段により求められる所定本毎のパイロットキャリア位置の伝搬路応答を内挿することにより、すべてのキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答内挿手段と、 Propagation path response interpolating means for obtaining the propagation path response of all carrier positions by interpolating the propagation path response of each predetermined pilot carrier position obtained by the propagation path response estimation means.
    前記伝搬路応答内挿手段により求めた該すべてのキャリア位置の伝搬路応答のうち少なくともデータキャリア位置の伝搬路応答について、ビット長W、m_t種類の直交符号で復号するm_t組の直交符号復号手段と、 Of the propagation path responses of all the carrier positions obtained by the propagation path response interpolation means, at least the propagation path response of the data carrier position is decoded by the orthogonal code of the bit length W and the m_t type of orthogonal code decoding means. When,
    前記m_t組の直交符号復号手段により直交復号化されたm_t組の該キャリア位置の伝搬路応答を平均化演算して分離する伝搬路応答分離手段と、 Propagation path response separation means for averaging and separating the propagation path response of the carrier position of the m_t set orthogonally decoded by the orthogonal code decoding means of the m_t set.
    を備え、 With
    前記m_t組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、データキャリアの復調に利用することを特徴とするOFDM伝送方式における受信装置。 A receiving device in an OFDM transmission system, characterized in that the propagation path response estimated at each carrier position of the m_t set is used for demodulation of a data carrier. A receiving apparatus in an OFDM transmission system that receives an OFDM signal transmitted from the transmitting apparatus according to any one of claims 1 to 5 as a received signal, A receiving apparatus in an OFDM transmission system that receives an OFDM signal transmitted from the transmitting apparatus according to any one of claims 1 to 5 as a received signal,
    When the number of a plurality of transmission antennas is m_t, an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and an OFDM transmission symbol transmitted from the transmission apparatus is received via the m_t transmission antennas, When the number of a plurality of transmission antennas is m_t, an integer greater than or equal to m_t is defined as W, and an OFDM transmission symbol transmitted from the transmission apparatus is received via the m_t transmission antennas,
    Channel response estimation means for obtaining a channel response of a pilot carrier position using a pilot carrier received every predetermined number of symbols and a known pilot carrier; Channel response estimation means for obtaining a channel response of a pilot carrier position using a pilot carrier received every predetermined number of symbols and a known pilot carrier;
    By interpolating the propagation path responses of the pilot carrier positions for each predetermined number obtained by the propagation path response estimation means, the propagation path response interpolation means for obtaining the propagation path responses of all the carrier positions; By interpolating the propagation path responses of the pilot carrier positions for each predetermined number obtained by the propagation path response estimation means, the propagation path response interpolation means for obtaining the propagation path responses of all the carrier positions;
    M_t sets of orthogonal code decoding means for decoding at least the propagation path response at the data carrier position among the propagation path responses at all the carrier positions obtained by the propagation path response interpolation means with bit length W and m_t types of orthogonal codes. When, M_t sets of orthogonal code decoding means for decoding at least the propagation path response at the data carrier position among the propagation path responses at all the carrier positions obtained by the propagation path response interpolation means with bit length W and m_t types of orthogonal codes. When ,
    Propagation path response separating means for averaging and separating the propagation path responses of the m_t sets of carrier positions orthogonally decoded by the m_t sets of orthogonal code decoding means; Propagation path response separating means for averaging and separating the propagation path responses of the m_t sets of carrier positions orthogonally decoded by the m_t sets of orthogonal code decoding means;
    With With
    A receiving apparatus in an OFDM transmission system, wherein propagation path responses estimated at each of the m_t sets of carrier positions are used for data carrier demodulation. A receiving apparatus in an OFDM transmission system, wherein propagation path responses estimated at each of the m_t sets of carrier positions are used for data carrier demodulation.
  7. 請求項記載の受信装置であって、
    前記所定シンボル数が1シンボルであることを特徴とする受信装置。
    The receiving device according to claim 6 ,
    The receiving apparatus according to claim 1, wherein the predetermined number of symbols is one symbol.
  8. 請求項7に記載の受信装置であって、 The receiving device according to claim 7,
    前記伝搬路応答推定手段は、スライディング平均演算回路を有して、シンボル毎に前記パイロットキャリア位置の伝搬路応答を求めることを特徴とする受信装置。 The receiving apparatus characterized in that the propagation path response estimation means has a sliding average calculation circuit and obtains a propagation path response of the pilot carrier position for each symbol.
  9. 請求項6ないし請求項8のいずれか一項に記載の受信装置であって、
    前記伝搬路応答内挿手段は、パイロットキャリア位置の伝搬路応答の直交復号並びに平均化演算を含む伝搬路応答処理における最終段に配置されることを特徴とする受信装置。 The receiving device characterized in that the propagation path response interpolation means is arranged at the final stage in the propagation path response processing including orthogonal decoding and averaging of the propagation path response at the pilot carrier position. The receiving device according to any one of claims 6 to 8 , The receiving device according to any one of claims 6 to 8 ,
    The receiving apparatus characterized in that the propagation path response interpolation means is arranged at the final stage in the propagation path response processing including orthogonal decoding and averaging of the propagation path response at the pilot carrier position. The receiving apparatus characterized in that the propagation path response interpolation means is arranged at the final stage in the propagation path response processing including alignment decoding and averaging of the propagation path response at the pilot carrier position.
  10. 請求項に記載の受信装置であって、
    前記伝搬路応答推定手段と、前記直交符号復号手段の代わりに、前記送信装置のm_t本の送信アンテナに割り当てられた直交符号により変調された既知のパイロットキャリアを、所定周期で記憶するパイロットキャリア記憶手段と、 Pilot carrier memory that stores known pilot carriers modulated by the orthogonal codes assigned to the m_t transmission antennas of the transmitter in place of the propagation path response estimation means and the orthogonal code decoding means at a predetermined cycle. Means and
    前記受信したパイロットキャリアを、前記パイロットキャリア記憶手段に記憶されている既知のパイロットキャリアを用いて除算して、パイロットキャリア位置の伝搬路応答を求めるm_t組の直交符号復号手段と、 The received pilot carrier is divided by a known pilot carrier stored in the pilot carrier storage means to obtain the propagation path response of the pilot carrier position, and the m_t set of orthogonal code decoding means.
    を備え、 With
    前記m_t組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、該m_t本の送信アンテナから個別に送信されるm_t式のデータキャリアの復調に利用することを特徴とするOFDM伝送方式における受信装置。 A receiving device in an OFDM transmission system, characterized in that the propagation path response estimated at each carrier position of the m_t set is used for demodulation of m_t type data carriers individually transmitted from the m_t transmission antennas. The receiving device according to claim 9 , wherein The receiving device according to claim 9 , respectively
    Pilot carrier storage for storing, in a predetermined cycle, known pilot carriers modulated by orthogonal codes assigned to m_t transmission antennas of the transmission apparatus instead of the propagation path response estimation means and the orthogonal code decoding means. Means, Pilot carrier storage for storing, in a predetermined cycle, known pilot carriers modulated by orthogonal codes assigned to m_t transmission antennas of the transmission apparatus instead of the propagation path response estimation means and the orthogonal code decoding means. Means,
    M_t sets of orthogonal code decoding means for dividing the received pilot carrier using a known pilot carrier stored in the pilot carrier storage means to obtain a channel response of the pilot carrier position; M_t sets of orthogonal code decoding means for dividing the received pilot carrier using a known pilot carrier stored in the pilot carrier storage means to obtain a channel response of the pilot carrier position;
    With With
    A receiving apparatus in an OFDM transmission system, wherein propagation path responses estimated at each of the m_t sets of carrier positions are used for demodulation of m_t-type data carriers individually transmitted from the m_t transmission antennas. A receiving apparatus in an OFDM transmission system, wherein propagation path responses estimated at each of the m_t sets of carrier positions are used for demodulation of m_t-type data carriers individually transmitted from the m_t transmission antennas.
  11. 請求項記載の受信装置であって、
    前記直交符号復号手段は、伝搬路応答処理における入力段に配置されることを特徴とする受信装置。 The receiving device characterized in that the orthogonal code decoding means is arranged in the input stage in the propagation path response processing. The receiving device according to claim 9 , comprising: The receiving device according to claim 9 , comprising:
    The receiving apparatus, wherein the orthogonal code decoding means is arranged at an input stage in a propagation path response process. The receiving apparatus, wherein the orthogonal code decoding means is arranged at an input stage in a propagation path response process.
  12. 請求項11に記載の受信装置であって、
    前記伝搬路応答分離手段による平均化演算処理と前記伝搬路応答推定手段による除算処理の順番を入れ替えて実行することを特徴とする受信装置。
    The receiving device according to claim 11 ,

    The receiving apparatus, wherein the order of the averaging calculation processing by the propagation path response separation means and the division processing by the propagation path response estimation means are exchanged and executed. The receiving apparatus, wherein the order of the averaging calculation processing by the propagation path response separation means and the division processing by the propagation path response estimation means are exchanged and executed.
JP2004100956A 2003-09-26 2004-03-30 Transmitting apparatus and receiving apparatus Active JP4287777B2 (en)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003335563 2003-09-26
JP2004100956A JP4287777B2 (en) 2003-09-26 2004-03-30 Transmitting apparatus and receiving apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004100956A JP4287777B2 (en) 2003-09-26 2004-03-30 Transmitting apparatus and receiving apparatus

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005124125A JP2005124125A (en) 2005-05-12
JP4287777B2 true JP4287777B2 (en) 2009-07-01

Family

ID=34622090

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004100956A Active JP4287777B2 (en) 2003-09-26 2004-03-30 Transmitting apparatus and receiving apparatus

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4287777B2 (en)

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4595667B2 (en) * 2005-05-17 2010-12-08 ソニー株式会社 Wireless communication system, wireless communication apparatus, wireless communication method, and computer program
CN1905427B (en) * 2005-07-25 2012-05-02 上海原动力通信科技有限公司 Wireless frame transmission method of TD SCDMA system based on OFDM
CN101233709A (en) * 2005-07-29 2008-07-30 松下电器产业株式会社 Wireless communication apparatus and wireless communication method
US8331463B2 (en) * 2005-08-22 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Channel estimation in communications
US7826555B2 (en) 2005-08-24 2010-11-02 Panasonic Corporation MIMO-OFDM transmission device and MIMO-OFDM transmission method
WO2007023917A1 (en) * 2005-08-24 2007-03-01 Sharp Kabushiki Kaisha Wireless communication method and receiver
WO2007034415A2 (en) * 2005-09-20 2007-03-29 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Method and system of diversity transmission of data
JP4657888B2 (en) * 2005-10-31 2011-03-23 シャープ株式会社 Transmitter and transmission method
JP4672557B2 (en) * 2006-01-11 2011-04-20 日本電信電話株式会社 Wireless communication apparatus and wireless communication system
JP4668080B2 (en) * 2006-02-02 2011-04-13 日本電信電話株式会社 Channel information feedback method and radio communication system
JP4749464B2 (en) * 2006-03-20 2011-08-17 富士通株式会社 Base station, mobile station, radio communication system, and communication method
JP4696012B2 (en) * 2006-03-27 2011-06-08 富士通東芝モバイルコミュニケーションズ株式会社 Wireless communication system and receiving apparatus
JP5159274B2 (en) * 2006-11-30 2013-03-06 パナソニック株式会社 Wireless transmission apparatus and wireless transmission method
WO2008069105A1 (en) * 2006-11-30 2008-06-12 Panasonic Corporation Radio transmission device, radio reception device, radio transmission method, and radio reception method
CN101534272B (en) * 2008-03-14 2011-11-30 中兴通讯股份有限公司 Method and device for re-arranging carrier wave in Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) system
JP5014293B2 (en) * 2008-09-16 2012-08-29 日本放送協会 MIMO-OFDM receiver
JP5286091B2 (en) * 2009-01-07 2013-09-11 日本放送協会 Spatial multiplexing transmission adapter and spatial multiplexing transmission receiver adapter
JP5138761B2 (en) * 2010-11-22 2013-02-06 シャープ株式会社 Transmitter and transmission method
US9136920B2 (en) 2011-12-22 2015-09-15 Kyocera Corporation Reception apparatus and reception method
EP2690812B1 (en) * 2012-07-25 2016-02-24 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and device for performing channel estimation and equalization for an optical OFDM signal
US10038507B2 (en) 2013-02-13 2018-07-31 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Optical transmission system, phase compensation method, and optical reception apparatus
JP6078392B2 (en) * 2013-03-26 2017-02-08 京セラ株式会社 Receiving apparatus and receiving method
JP6417178B2 (en) * 2014-10-10 2018-10-31 日本放送協会 OFDM transmitter
JP6412535B2 (en) * 2016-10-17 2018-10-24 日本放送協会 OFDM transmitter
WO2020217941A1 (en) * 2019-04-25 2020-10-29 日本電気株式会社 Modulation device and demodulation device

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005124125A (en) 2005-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20180062896A1 (en) Scattered Pilot Pattern And Channel Estimation Method For MIMO-OFDM Systems
US10009081B2 (en) Transmission method, transmitter, and receiver for multi antenna wireless communication system
JP5904495B2 (en) Transmission method, reception method, transmission device, reception device, transmission / reception system
Kim et al. An efficient frequency offset estimator for OFDM systems and its performance characteristics
Liu et al. Transmit antennae space-time block coding for generalized OFDM in the presence of unknown multipath
Li Space-time coded multi-transmission among distributed transmitters without perfect synchronization
CN1643867B (en) Device and method for estimating channels
US7254171B2 (en) Equaliser for digital communications systems and method of equalisation
US8130857B2 (en) Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system
RU2359419C2 (en) Temporal filtering for reduction of excessive delay in systems with ofdm
ES2691295T3 (en) Procedure and signaling apparatus in an OFDM multiple access system
US7639660B2 (en) Apparatus for OFDMA transmission and reception for coherent detection in uplink of wireless communication system and method thereof
JP5432232B2 (en) Multiple antenna transmission diversity method
CA2421768C (en) Cyclic delay diversity for mitigating isi in ofdm systems
US7292641B2 (en) Apparatus and method for transmitting/receiving preamble sequence in orthogonal frequency division multiplexing communication system using plurality of transmission antennas
EP1415427B1 (en) Diversity transmitter and diversity transmission method
US7580490B2 (en) Apparatus and method for channel estimation in an orthogonal frequency division multiplexing cellular communication system using multiple transmit antennas
US7218666B2 (en) Method and system for transmission and frequency domain equalization for wideband CDMA system
EP1617611B1 (en) Propagation path estimation method and apparatus
US7292651B2 (en) Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems
JP5286284B2 (en) Multi-antenna wireless data transmission method, transmitter and receiver using this method
DE60101304T2 (en) Diversity with an open control loop for systems with four transmit antennas
JP4181906B2 (en) Transmitter and receiver
US7430243B2 (en) Space-time-frequency coded OFDM communications over frequency-selective fading channels
US8194771B2 (en) Transmission method and apparatus in a multiple antenna communication system

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20060327

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20080811

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20080924

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20081119

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20090303

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20090327

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120403

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4287777

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120403

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130403

Year of fee payment: 4

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140403

Year of fee payment: 5

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250