JP4269376B2

JP4269376B2 - Drive control device and drive control method for brushless motor

Info

Publication number: JP4269376B2
Application number: JP35750798A
Authority: JP
Inventors: 陽一宿里
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-12-16
Filing date: 1998-12-16
Publication date: 2009-05-27
Anticipated expiration: 2018-12-16
Also published as: JP2000184775A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、固定子巻線に誘導される誘導電圧のゼロクロスを検出することでロータの磁極位置検出し、起動の外部同期制御から定常のフィードバック制御への切替えるブラシレスモータの駆動制御装置及び駆動制御方法に関するものである。特に、高出力・高回転のブラシレスモータのセンサレス駆動を行うための駆動制御装置及び駆動制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、様々な機器の小型・軽量化の流れの中、特に機器組込み用のブラシレスモータの小型軽量化が望まれている。
【０００３】
このようなブラシレスモータを駆動する駆動制御装置としては、従来、ホールＩＣを使用した駆動制御装置が知られている。しかしながら、ホールＩＣ等を使った駆動制御装置では、ロータの磁極位置を検出できる位置にホールＩＣを取付けねばならず、ブラシレスモーターが大型化するとともに配線数も多くなるという問題点を有していた。
【０００４】
その解決手段の１つとして、固定子巻線に誘導される誘導電圧のゼロクロスを検出することでロータの磁極位置検出するブラシレスモータの駆動制御装置が提供されている。
【０００５】
図１４は従来のブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図である。
【０００６】
図１４において、１０１はブラシレスモータのステータ、１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗはステータ１０１内で駆動磁界を発生させる三相結線された固定子巻線、１０３は固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの発生する磁界により回転駆動される永久磁石回転子、１０４は固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの各端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続され各固定子巻線に流す駆動電流を生成するドライブ回路、１０５〜１１０は固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す駆動電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの切り換えを行うコミュテータ素子、１１１〜１１６はコミュテータ素子１０５〜１１０のスイッチングにより発生するサージ電圧を解放するフリーホイーリングダイオード、１１７はステータ１０１を駆動するための電圧を供給する駆動電源、１１８は駆動電源１１７の電圧に重畳するノイズを除去するバイパスコンデンサである。
【０００７】
コミュテータ素子１０５〜１０７はＮＰＮ型トランジスタが用いられ、コミュテータ素子１０８〜１１０はＰＮＰ型トランジスタが用いられる。固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの一端子Ｏは共通に接続され、他端子はそれぞれ、端子Ｕはコミュテータ素子１０５及び１０８の共通接続点（両素子のコレクタ側）に接続されており、端子Ｖはコミュテータ素子１０６及び１０９の共通接続点（両素子のコレクタ側）に接続されており、端子Ｗはコミュテータ素子１０７及び１１０の共通接続点（両素子のコレクタ側）に接続されている。バイパスコンデンサ１１８は駆動電源１１７の両極に接続されており、駆動電源１１７の負極側は接地されている。また、コミュテータ素子１０５〜１０７のエミッタ側は駆動電源１１７の正極側に接続され、コミュテータ素子１０８〜１１０のコレクタ側は接地されている。
【０００８】
１１９Ｕ、１１９Ｌは固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの端子に発生する電圧の中性点の電位（以下、中性電位Ｖ_Nと呼ぶ。）を生成する中性電位生成抵抗、１２０は固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wと中性電位Ｖ_Nとを比較することによりゼロクロス点検出信号Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0を生成し出力するゼロクロス点検出部、１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗはそれぞれ端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wと中性電位Ｖ_Nとが入力されゼロクロス点検出信号Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0を出力するコンパレータ、１２１はドライブ回路１０４を制御することにより永久磁石回転子１０３の回転数の制御を行う制御部である。
【０００９】
中性電位生成抵抗１１９Ｕ及び中性電位生成抵抗１１９Ｌとは一端が互いに接続されており、中性電位生成抵抗１１９Ｕの他端はバイパスコンデンサ１１８の正極に接続され、中性電位生成抵抗１１９Ｌの他端は接地されている。中性電位生成抵抗１１９Ｕと中性電位生成抵抗１１９Ｌとは、互いが接続する接続点Ｏ_Rにおいて中性電位Ｖ_Nを生成するように抵抗値が調整されている。コンパレータ１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの正入力側は、それぞれ、端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されており、各々の負入力側は接続点Ｏ_Rに接続されている。制御部１２１は、コミュテータ素子１０５〜１１０のベースに接続されており、ドライブ回路１０４を制御するための六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを生成し出力する。また、制御部１２１は、コンパレータ１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの出力側に接続されており、永久磁石回転子１０３の回転数がある一定値以上となると、ゼロクロス点検出部１２０より入力されるゼロクロス点検出信号Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0に基づき各六相制御信号を生成し出力するフィードバック制御に切り換わる。
【００１０】
以上のように構成された従来のブラシレスモータの駆動制御装置について、以下その動作を説明する。
【００１１】
図１５は図１４における各固定子巻線の端子電圧の時間変化を表す図である。
図１５において、Ａは端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wのゼロクロス点（中性電位Ｖ_Nを基準として、各端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wが正から負へ又は負から正へ遷移する点）、Ｂは各固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの電流を転流させる転流点である。
【００１２】
制御部１２１は、各々が電気角６０度の位相差をもつ六相制御信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを生成する。コミュテータ素子１０５〜１１０は六相制御信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬによりスイッチングが行われ、これにより、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗには永久磁石回転子１０３の回転運動に同期した駆動電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wが通電され、永久磁石回転子１０３に回転力が与えられる。
【００１３】
このような六相制御において、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗのうち、常時２つは電流が供給され残りの１つは解放された状態（１０５及び１０６、１０７及び１０８、１０９及び１１０の何れかの組が共にオフの状態）にある。この解放された固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの端子には、永久磁石回転子１０３の回転により発生する誘導電圧が生じる。従って、端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wは図１５に示したような波形となる。
【００１４】
ここで、例として固定子巻線１０２ｗにかかる端子電圧Ｖ_Wの波形ついて説明すると、区間Ｐ₁では、コミュテータ素子１１０がオン状態、コミュテータ素子１０７がオフ状態、コミュテータ素子１０５又は１０６がオン状態、コミュテータ素子１０９及び１０８がオフ状態であり、駆動電流ｉ_wは負方向（三相結線部Ｏから端子Ｗに向かう方向）に流れ、端子電圧Ｖ_WはＧＮＤ（電源の一端子の電位）の電位（０Ｖ）の一定値をとる。また、区間Ｐ₃では、コミュテータ素子１１０がオフ状態、コミュテータ素子１０７がオン状態、コミュテータ素子１０５及び１０６がオフ状態、コミュテータ素子１０９又は１０８がオン状態であり、駆動電流ｉ_wは正方向（端子Ｗから三相結線部Ｏに向かう方向）に流れ、端子電圧Ｖ_Wは電源電圧の一定値をとる。区間Ｐ₂及び区間Ｐ₄では、コミュテータ素子１０７及び１１０がともにオフ状態であり、端子Ｗには誘導電圧が現れる。このとき、固定子巻線１０２ｗに通電中は固定子巻線１０２ｗ内には磁場エネルギーが蓄積されているため、区間Ｐ₂及び区間Ｐ₄の最初の転流点Ｂにおいて、コミュテータ素子１０７又は１１０のスイッチングにより固定子巻線１０２ｗでサージ電圧が発生する。このサージ電圧はフリーホイーリングダイオード１１６又は１１３にサージ電流が流れることで解放され、その間、スイッチング前と逆極性の電圧パルスが発生する（区間Ｐ₅及び区間Ｐ₆）。
【００１５】
他の固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖにかかる端子電圧Ｖ_u、Ｖ_vの波形ついても互いに位相が電気角１２０度ずれて同様の波形が現れる。
【００１６】
制御信号生成部１２０は、上記端子電圧Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wの波形のうち、誘導電圧が現れる区間Ｐ₂及びＰ₄において、各端子電圧Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wを中性電位Ｖ_nと比較して、誘導電圧のゼロクロス点Ａを検出し、永久磁石回転子１０３の位置を検出することにより、永久磁石回転子１０３の回転に同期した三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cを生成し出力する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来のブラシレスモータでは、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流が大きい場合、各固定子巻線において蓄積される磁場エネルギーが大きく、ドライブ回路１０４〜１０９のスイッチングの際に発生する逆起電力も大きく、コミュテータ素子１１０〜１１５を通して放電しこの逆起電力を解放するために要する時間が長くなる。
【００１８】
図１６は駆動電流が大きい場合の図１４における各固定子巻線の端子電圧の時間変化を表す図である。
【００１９】
図１６において、Ｐ₁〜Ｐ₆は図１５において同符号を付せられた各区間に対応し、Ｂは各固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの電流を転流させる転流点である。
【００２０】
固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流が大きい場合、コミュテータ素子１１０〜１１５を通して放電しこの逆起電力を解放するために要する時間Ｐ₅及びＰ₆が長くなる。一方、逆起電圧は永久磁石回転子１０３の位置に対応して発生し、転流点Ｂから、次にその固定子巻線に駆動電流が供給されるまでの間に極性が反転する。放電時間Ｐ₅及びＰ₆が長いと、逆起電圧の極性が反転するまでの間に放電が終了せず、ゼロクロス点Ａはこの逆起電圧のパルス（区間Ｐ₅）に隠されて検出することができなくなる。従って、永久磁石回転子１０３の位置を検出することができなくなり、ブラシレスモータのセンサレス駆動ができないという課題を有していた。また、転流時に発生するサージ電圧の大きさがモータの電磁音の大きさを左右するという課題を有していた。
【００２１】
本発明のブラシレスモータの駆動制御装置は上記従来の課題を解決するもので、サージ電圧を抑え、モータの電磁音を低減し、ブラシレスモータの固定子巻線に流す電流が大きい場合においても、固定子巻線に発生するゼロクロス点を検出することができ、センサレス駆動制御が可能なブラシレスモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。
【００２２】
本発明のブラシレスモータの駆動制御方法は上記従来の課題を解決するもので、サージ電圧を抑え、モータの電磁音を低減し、ブラシレスモータの固定子巻線に流す電流が大きい場合においても、固定子巻線に発生するゼロクロス点を検出することができ、センサレス駆動制御が可能なブラシレスモータの駆動制御方法を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明のブラシレスモータの駆動制御装置は、一点で結線された複数の固定子巻線と、各固定子巻線の発生する磁界により回転駆動される永久磁石回転子とを備えたブラシレスモータの駆動制御装置であって、複数のコミュテータ素子を有し各コミュテータ素子の切り換えにより固定子巻線に通電する電流の切り換えを行うドライブ回路と、各固定子巻線の端子電圧からゼロクロス点を検出し固定子巻線の各々に対応したゼロクロス点検出信号を出力するゼロクロス点検出部と、永久磁石回転子の回転により固定子巻線に誘導される誘導電圧が端子電圧として検出される区間におけるゼロクロス点である誘導電圧ゼロクロス点を各ゼロクロス点検出信号から抽出し誘導電圧ゼロクロス点から一定の電気角遅延させて各コミュテータ素子を相切り換えする制御を行う帰還制御信号生成部と、コミュテータ素子の切り換えが行われる切換点の一定時間前から切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する制御を行う印可電力制御部と、ドライブ回路に加える電圧を供給する可変出力の電圧源又は前記ドライブ回路に加える電流を供給する可変出力の電流源とを備え、印可電力制御部は、切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又は電流源がドライブ回路に加える電流を抑制する制御を行うことを特徴とする。
【００２４】
この構成により、ブラシレスモータの固定子巻線に流す電流が大きい場合においても、モータの電磁音が低く、固定子巻線に発生するゼロクロス点を検出することができ、センサレス駆動制御が可能なブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。
【００２５】
上記課題を解決するために本発明のブラシレスモータの駆動制御方法は、一点で結線された複数の固定子巻線と、各固定子巻線の発生する磁界により回転駆動される永久磁石回転子と、を備えたブラシレスモータの駆動制御方法であって、複数の固定子巻線の端子電圧から各端子電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出過程と、永久磁石回転子の回転により固定子巻線に誘導される誘導電圧が端子電圧として検出される区間におけるゼロクロス点である誘導電圧ゼロクロス点を各端子電圧のゼロクロス点検出信号から抽出する磁極位置検出過程と、誘導電圧ゼロクロス点から一定の電気角遅延して固定子巻線に通電する電流の相切り換えを行う電流切換過程と、固定子巻線に通電される電流を切り換える切換点の一定時間前から切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する印可電力抑制過程と、固定子巻線に通電される電流を切り換える切換点の一定時間前から切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する印可電力抑制過程とを備え、前記印可電力抑制過程は、前記切換点の一定時間前に前記固定子巻線に印加する電力を正弦波に近似した波形により降下させることを特徴とする。
【００２６】
この構成により、ブラシレスモータの固定子巻線に流す電流が大きい場合においても、モータの電磁音が低く、固定子巻線に発生するゼロクロス点を検出することができ、センサレス駆動制御が可能なブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
この目的を達成するために本発明の請求項１に記載のブラシレスモータの駆動制御装置は、一点で結線された複数の固定子巻線と、各固定子巻線の発生する磁界により回転駆動される永久磁石回転子とを備えたブラシレスモータの駆動制御装置であって、複数のコミュテータ素子を有し前記各コミュテータ素子の切り換えにより固定子巻線に通電する電流の切り換えを行うドライブ回路と、各固定子巻線の端子電圧からゼロクロス点を検出し固定子巻線の各々に対応したゼロクロス点検出信号を出力するゼロクロス点検出部と、永久磁石回転子の回転により固定子巻線に誘導される誘導電圧が端子電圧として検出される区間におけるゼロクロス点である誘導電圧ゼロクロス点を各ゼロクロス点検出信号から抽出し誘導電圧ゼロクロス点から一定の電気角遅延させて各コミュテータ素子を相切り換えする制御を行う帰還制御信号生成部と、コミュテータ素子の切り換えが行われる切換点の一定時間前から切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する制御を行う印可電力制御部と、ドライブ回路に加える電圧を供給する可変出力の電圧源又はドライブ回路に加える電流を供給する可変出力の電流源とを備え、印可電力制御部は、切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又は電流源がドライブ回路に加える電流を抑制する制御を行うことを特徴とするものであり、この構成により、以下のような作用が得られる。
【００２８】
（１）各相において、通電されていない固定子巻線の端子電圧には永久磁石回転子の回転により誘導される誘導電圧が現れる。また、切換点において、コミュテータ素子のスイッチングにより固定子巻線を流れる電流が転流し固定子巻線に逆起電力が誘導され、この逆起電力がフリーホイーリングダイオードを通して解放されるため、サージ電圧のパルスが発生する。ゼロクロス点検出部は、上記誘導電圧のゼロクロス点（誘導電圧ゼロクロス点）とサージ電圧パルスのゼロクロス点とを検出する。誘導電圧ゼロクロス点は、切換点から一定の電気角（単相は９０度）だけ遅延する。サージ電圧のゼロクロス点は、切換点においてパルスの立ち上がりによりゼロクロス点が現れ、その後パルスの立ち下がりで再びゼロクロス点が現れる。帰還制御信号生成部はこれらのゼロクロス点から誘導電圧ゼロクロス点を抽出し、誘導電圧ゼロクロス点から一定の電気角遅延させて前記各コミュテータ素子を相切り換えし、永久磁石回転子の回転位置をフィードバックした相切り換え制御を行う。
【００２９】
（２）印可電力制御部は、切換点の一定時間前から切換点までの間、固定子巻線に印可する電力を抑制するため、切換点において固定子巻線に蓄積される磁場のエネルギーは抑制される。従って、高出力・高回転のブラシレスモータのように固定子巻線に流れる電流が大きい場合でも、切換点において固定子巻線に誘導される逆起電力は抑制され、サージ電圧のパルスの幅は減少する。これにより、誘導電圧のゼロクロス点の前にサージ電圧の解放が終了し、誘導電圧ゼロクロス点にサージ電圧のパルスが重畳することが防止され、帰還制御信号生成部が誘導電圧ゼロクロス点を検出することが可能となり、永久磁石回転子の回転位置をフィードバックしたコミュテータ素子の相切り換え制御が可能となる。
【００３０】
（３）サージ電圧のパルス幅が狭いことから相切り換え時の電磁音の低減が可能となる。
【００３１】
ここで、固定子巻線に印可する電力を抑制する方法としては、固定子巻線に通電する駆動電流を下げる方法や、固定子巻線に通電する駆動電流をパルス幅変調する方法等が用いられる。
【００３２】
また、印可電力制御部は、帰還制御信号生成部により抽出される誘導電圧ゼロクロス点、又は切換点において何れかの固定子巻線において発生するサージ電圧のパルスによるゼロクロス点を基準とし、その点から一定時間遅延した点から次の切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する制御を行う。
【００３３】
（４）印可電力制御部が切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又は電流源がドライブ回路に加える電流を抑制するため、固定子巻線に供給される駆動電流が抑制されるという作用が得られる。
【００３４】
本発明の請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のブラシレスモータの駆動制御装置であって、印可電力制御部は、切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又はドライブ回路に加える電流を正弦波に近似した波形により降下させる制御を行うことを特徴とする構成としたものであり、この構成により、以下のような作用が得られる。
【００３５】
（１）印可電力制御部は、永久磁石回転子が固定子巻線の内部に作る磁束密度の変化に対応して、切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又は電流源がドライブ回路に加える電流を抑制し、これにより、ブラシレスモータの電力効率の低下が抑えられ、かつ固定子巻線に供給される駆動電流が抑制される。
【００３６】
（２）サージ電圧がほとんど発生せず、ゼロクロス点を確実に検出することができる。
【００３７】
（３）サージ電圧に起因する電磁音が発生しない。
【００３８】
本発明の請求項３に記載の発明は、請求項１または２記載のブラシレスモータの駆動制御装置であって、固定子巻線に供給される全電流値又は相電流値を検出する電流検出部を備え、印可電力制御部は、電流検出部により検出される全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値に基づき各固定子巻線に印可する電力の抑制量を決定することを特徴とする構成としたものであり、この構成により、前記印可電力制御部は、全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値に基づき各固定子巻線に印可する電力の抑制量を最適化する事が可能であり、ブラシレスモータの電力効率が改善されるという作用が得られる。
【００３９】
ここで、印加電力制御部は、電流検出部の出力をＡ／Ｄ変換し、その値と大きさに合わせて、印加電力の抑制量である、低減する印加電力の大きさと時間とを決定する。
【００４０】
本発明の請求項４に記載の発明は、請求項１または２記載のブラシレスモータの駆動制御装置であって、固定子巻線に供給される全電流値又は相電流値を検出する電流検出部と、電流検出部で検出される全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値がある一定値より大きい場合に各固定子巻線への印加電力の抑制を許可する判定を行う印加電力抑制判定部と、を備え、印可電力制御部は、印加電力抑制判定部により印加電力の抑制が許可されると切換点の一定時間前に各固定子巻線に印可する電力を抑制する制御を行うことを特徴とする構成としたものであり、この構成により、印加電力抑制判定部が、電流検出部で検出された全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値がある一定値より大きい場合にのみ固定子巻線に印加する電力の抑制が行うため、低出力・低回転でブラシレスモータを運転する場合の電力効率が改善されるという作用が得られる。
【００４７】
本発明の請求項５に記載のブラシレスモータの駆動制御方法は、一点で結線された複数の固定子巻線と、各固定子巻線の発生する磁界により回転駆動される永久磁石回転子と、を備えたブラシレスモータの駆動制御方法であって、複数の固定子巻線の端子電圧から各端子電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出過程と、永久磁石回転子の回転により固定子巻線に誘導される誘導電圧が端子電圧として検出される区間におけるゼロクロス点である誘導電圧ゼロクロス点を各端子電圧のゼロクロス点検出信号から抽出する磁極位置検出過程と、誘導電圧ゼロクロス点から一定の電気角遅延して固定子巻線に通電する電流の相切り換えを行う電流切換過程と、固定子巻線に通電される電流を切り換える切換点の一定時間前から切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する印可電力抑制過程とを備え、印可電力抑制過程は、切換点の一定時間前に固定子巻線に印加する電力を正弦波に近似した波形により降下させることを特徴とするものであり、この構成により、以下の作用が得られる。
【００４８】
（１）各相において、通電されていない固定子巻線の端子電圧には永久磁石回転子の回転により誘導される誘導電圧が現れる。また、切換点において、固定子巻線を流れる電流が転流し固定子巻線に逆起電力が誘導され、この逆起電力により、サージ電圧のパルスが発生する。従って、ゼロクロス点検出過程においては、各端子電圧には、上記誘導電圧のゼロクロス点（誘導電圧ゼロクロス点）とサージ電圧パルスのゼロクロス点とが検出される。誘導電圧ゼロクロス点は、切換点から一定の電気角だけ遅延する。サージ電圧のゼロクロス点は、切換点においてパルスの立ち上がりによりゼロクロス点が現れ、その後パルスの立ち下がりで再びゼロクロス点が現れる。磁極位置検出過程では、これらのゼロクロス点から誘導電圧ゼロクロス点を抽出する。その後、電流切換過程において、誘導電圧ゼロクロス点から一定の電気角遅延させて前記各コミュテータ素子を相切り換えすることにより、永久磁石回転子の回転位置をフィードバックした相切り換え制御を行う。
【００４９】
（２）印可電力抑制過程において、切換点の一定時間前から切換点までの間、固定子巻線に印可する電力を抑制するため、切換点において固定子巻線に蓄積される磁場のエネルギーは抑制される。従って、高出力・高回転のブラシレスモータのように固定子巻線に流れる電流が大きい場合でも、切換点において固定子巻線に誘導される逆起電力は抑制され、サージ電圧のパルスの幅は減少する。これにより、誘導電圧のゼロクロス点の前にサージ電圧の解放が終了し、誘導電圧ゼロクロス点にサージ電圧のパルスが重畳することが防止され、ゼロクロス点検出過程において、誘導電圧ゼロクロス点を検出することが可能となり、永久磁石回転子の回転位置をフィードバックしたコミュテータ素子の相切り換え制御が可能となる。
【００５０】
（３）ステータの磁極位置検出用の回路自体が不要となる。
ここで、固定子巻線に印可する電力を抑制する方法としては、固定子巻線に通電する駆動電流を下げる方法や、固定子巻線に通電する駆動電流をパルス幅変調する方法等が用いられる。
【００５１】
また、印可電力抑制過程では、磁極位置検出過程において抽出される誘導電圧ゼロクロス点、又は切換点において何れかの固定子巻線に発生するサージ電圧のパルスによるゼロクロス点を基準とし、その点から一定時間遅延した点から次の切換点までの間固定子巻線に印可する電力を抑制する制御を行う。
【００５２】
（４）永久磁石回転子が固定子巻線の内部に作る磁束密度の変化に対応して切換点の一定時間前に固定子巻線に印加する電力が抑制され、これにより、ブラシレスモータの電力効率の低下が抑えられ、かつ固定子巻線に供給される駆動電流が抑制される。
【００５３】
（５）サージ電圧がほとんど発生せず、ゼロクロス点を確実に検出することが可能となる。
【００５４】
（６）サージ電圧に起因する電磁音の発生を防止することができる。
【００５５】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項５に記載のブラシレスモータの駆動制御方法であって、固定子巻線に供給される全電流値又は相電流値を検出する電流検出過程を備え、印可電力抑制過程において、各固定子巻線に印可する電力の抑制量は、電流検出過程により検出される全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値に基づき決定することを特徴とする構成としたものであり、この構成により、全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値に基づき各固定子巻線に印可する電力の抑制量を最適化する事が可能であり、ブラシレスモータの電力効率が改善されるという作用が得られる。
【００５６】
本発明の請求項７に記載の発明は、請求項５に記載のブラシレスモータの駆動制御方法であって、固定子巻線に供給される全電流値又は相電流値を検出する電流検出過程と、電流検出過程で検出される全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値がある一定値より大きい場合に各固定子巻線への印加電力の抑制を許可する判定を行う印加電力抑制判定過程と、を備え、印可電力抑制過程は、印加電力抑制判定過程において各固定子巻線への印加電力を抑制が許可されると、切換点の一定時間前から切換点までの間、各固定子巻線に印可する電力を抑制することを特徴とする構成としたものであり、この構成により、電流検出部で検出された全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値がある一定値より大きい場合にのみ固定子巻線に印加する電力の抑制が行われ、これにより低出力・低回転でブラシレスモータを運転する場合の電力効率が改善されるという作用が得られる。
【００５９】
以下に本発明の基本の形態および実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（基本の形態１）
図１は本発明の基本の形態１におけるブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図である。
【００６０】
図１において、１０１はステータ、１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗは固定子巻線、１０３は永久磁石回転子、１０４はドライブ回路、１０５〜１１０はコミュテータ素子、１１１〜１１６はフリーホイーリングダイオード、１１７は駆動電源、１１８はバイパスコンデンサ、１２０はゼロクロス点検出部、１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗはコンパレータであり、これらは従来と同様のものであるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【００６１】
１１９ｕ、１１９ｖ、１１９ｗ、１１９Ｎは固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの端子に発生する電圧の中性点の電位（以下、中性電位Ｖ_Nと呼ぶ。）を生成する中性電位生成抵抗、Ｒ_Iは全電流値検出抵抗、Ｒ_UH1〜Ｒ_UHn、Ｒ_VH1〜Ｒ_VHn、Ｒ_WH1〜Ｒ_WHn、Ｒ_UL1〜Ｒ_ULn、Ｒ_VL1〜Ｒ_VLn、Ｒ_WL1〜Ｒ_WLnはそれぞれコミュテータ素子１０５、１０６、１０７、１０８、１０９、１１０のベース電圧を設定するためのベース電圧設定抵抗、１２１はドライブ回路１０４を制御することにより永久磁石回転子１０３の回転数の制御を行う制御部である。
【００６２】
本基本の形態においては、コミュテータ素子１０８〜１１０のエミッタ側は全電流値検出抵抗ＲIを介して接地されている。また、中性電位生成抵抗１１９ｕ、１１９ｖ、１１９ｗは一端が接続点Ｏ_Ｒにおいて接続されており、他端はそれぞれ、中性電位生成抵抗１１９ｕは端子Ｕに、中性電位生成抵抗１１９ｖは端子Ｖに、中性電位生成抵抗１１９ｗは端子Ｗに接続されている。また、中性電位生成抵抗１１９Ｎの一端は接続点Ｏ_Ｒに接続され、他端は接地されている。接続点Ｏ_Ｒにおいて中性電位Ｖ_Ｎが得られ、この接続点Ｏ_Ｒがコンパレータ１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの負入力側に接続されている。ベース電圧設定抵抗Ｒ_ＵＨ１〜Ｒ_ＵＨｎ、Ｒ_ＶＨ１〜Ｒ_ＶＨｎ、Ｒ_ＷＨ１〜Ｒ_ＷＨｎ、Ｒ_ＵＬ１〜Ｒ_ＵＬｎ、Ｒ_ＶＬ１〜Ｒ_ＶＬｎ、Ｒ_ＷＬ１〜Ｒ_ＷＬｎの一端は、それぞれ、コミュテータ素子１０５、１０６、１０７、１０８、１０９、１１０のベースに接続されており、他端は制御部１２１の各出力端子に接続されている。制御部１２１は、これらベース電圧設定抵抗を介してコミュテータ素子１０５〜１１０のベースに接続されており、ドライブ回路１０４を制御するための六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを生成し出力する。また、制御部１２１は、コンパレータ１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの出力側に接続されており、永久磁石回転子１０３の回転数がある一定値以上となると、ゼロクロス点検出部１２０より入力されるゼロクロス点検出信号Ｖ_Ｕ０、Ｖ_Ｖ０、Ｖ_Ｗ０に基づき各六相制御信号を生成し出力するフィードバック制御に切り換わる。
【００６３】
図２は図１の制御部の機能構成を表すブロック図である。
図２において、１３１はドライブ回路１０４の駆動電流の切り換えを制御するための三相制御信号である外部同期三相制御信号Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciを生成し出力する外部同期制御部、１３２はゼロクロス点検出部１２０より入力されるゼロクロス点検出信号Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0に基づき永久磁石回転子１０３の回転に同期した三相制御信号である帰還三相制御信号Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfを生成する帰還三相制御信号生成部、１３３は帰還三相制御信号生成部１３２において検出され出力される各固定子巻線に発生する誘導電圧のゼロクロス点の間隔に基づき永久磁石回転子１０３の回転数Ｎを検出する回転数検出部である。
【００６４】
帰還三相制御信号生成部１３２は、ゼロクロス点検出信号Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0から、永久磁石回転子１０３の回転により端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘導電圧のゼロクロス点（図１５のＡに対応する点）及びサージ電圧パルスのエッジを検出し、各相の何れかにおいて誘導電圧のゼロクロス点が検出されたことを通知する誘導電圧ゼロクロス点検出信号Ｖ_Z及び各相の何れかにおいてサージパルスのエッジが検出されたことを通知するエッジ検出信号Ｖ_sを生成すると共に、検出された各相における誘導電圧のゼロクロス点から電気角３０度遅延して反転する帰還三相制御信号Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfを生成する。回転数検出部１３３は、誘導電圧ゼロクロス点検出信号Ｖ_Zの時間間隔を測定し、各時点における永久磁石回転子１０３の回転数Ｎを算出する。
【００６５】
１３４は、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎがある一定値以下の場合は外部同期三相制御信号Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciを、回転数Ｎがある一定値より大きい場合は帰還三相制御信号Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして出力するような切り換え制御を行う三相制御信号切換部である。
【００６６】
１３５は三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cに基づきコミュテータ素子１０５〜１１０のスイッチングを行う六相制御信号ＵＨ₀、ＶＨ₀、ＷＨ₀、ＵＬ₀、ＶＬ₀、ＷＬ₀を生成し出力する六相制御信号生成部である。１３６は全電流値検出抵抗Ｒ_Iの両端電圧である全電流検出信号Ｖ_Iからドライブ回路１０４に供給される電流値Ｉを検出する電流検出部、１３７は電流検出部１３６で検出される電流値Ｉに基づき固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに印加する電力を抑制するか否かの閾値判定を行う印加電力抑制判定部、１３８は印加電力抑制判定部１３７により印加電力を抑制するという判定がされるとコミュテータ素子１０５〜１１０のベース電圧の切り換え制御を行うベース電圧制御部、１３９はベース電圧制御部１３８の制御によりコミュテータ素子１０５〜１１０のベース電圧を切り換えるベース電圧切換部である。
【００６７】
印加電力抑制判定部１３７は、エッジ検出信号Ｖ_sより誘導電圧のサージパルスの立ち上がり（以下、転流点と呼ぶ。）が検出されると、その直前に電流検出部１３６で検出された電流値Ｉ_fの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較し、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₁よりも小さい場合には、ベース電圧の抑制を行う制御を不許可とし、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₀以上の場合には、ベース電圧の抑制を行う制御を許可する。ベース電圧制御部１３８は、印加電力抑制判定部１３７によりベース電圧の抑制を行う制御が許可された場合、電流検出部１３６により検出された前記転流点の直前の電流値Ｉ_fから、ベース電圧の抑制量を決定し、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎによりその転流点から次の転流点までの時間を予測し、次の転流点の一定時間前にベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnを切り換えることによりベース電圧の抑制を行う。ベース電圧切換部１３９は、６×ｎ個の論理積演算部を備えており、各々の論理積演算部の出力がベース電圧設定抵抗Ｒ_UH1〜Ｒ_UHn、Ｒ_VH1〜Ｒ_VHn、Ｒ_WH1〜Ｒ_WHn、Ｒ_UL1〜Ｒ_ULn、Ｒ_VL1〜Ｒ_VLn、Ｒ_WL1〜Ｒ_WLnに接続されている。ベース電圧設定抵抗Ｒ_UH1〜Ｒ_UHnには六相制御信号ＵＨ₀とベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnとの正論理の論理積信号が入力され、ベース電圧設定抵抗Ｒ_VH1〜Ｒ_VHnには六相制御信号ＶＨ₀とベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnとの正論理の論理積信号が入力され、ベース電圧設定抵抗Ｒ_WH1〜Ｒ_WHnには六相制御信号ＷＨ₀とベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnとの正論理の論理積信号が入力され、ベース電圧設定抵抗Ｒ_UL1〜Ｒ_ULnには六相制御信号ＵＬ₀とベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnとの正論理の論理積信号が入力され、ベース電圧設定抵抗Ｒ_VL1〜Ｒ_VLnには六相制御信号ＶＬ₀とベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnとの正論理の論理積信号が入力され、ベース電圧設定抵抗Ｒ_WL1〜Ｒ_WLnには六相制御信号ＷＬ₀とベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnとの正論理の論理積信号が入力される。ベース電圧設定抵抗Ｒ_UHi、Ｒ_VHi、Ｒ_WHi、Ｒ_ULi、Ｒ_VLi、Ｒ_WLi（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）は、インデックスｉが同じものは同じ抵抗値であり、インデックスｉが大きくなるにつれ抵抗値は大きくなっている。六相制御信号ＵＨ₀、ＵＬ₀、ＶＨ₀、ＶＬ₀、ＷＨ₀、ＷＬ₀は、ベース電圧設定抵抗Ｒ_UHi、Ｒ_VHi、Ｒ_WHi、Ｒ_ULi、Ｒ_VLi、Ｒ_WLi（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）により電圧降下され、六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬとしてコミュテータ素子１０５〜１１０へ出力される。電圧降下はベース電圧設定抵抗Ｒ_UHi、Ｒ_VHi、Ｒ_WHi、Ｒ_ULi、Ｒ_VLi、Ｒ_WLi（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の抵抗値で決まるため、ベース電圧制御部１３８は、ベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnを切り換え上記ベース電圧設定抵抗の一つを選択することによりコミュテータ素子１０５〜１１０のベース電圧を制御することが可能である。
【００６８】
以上のように構成された本基本の形態のブラシレスモータの駆動制御装置について、以下その制御方法を説明する。
【００６９】
ブラシレスモータの起動時には、三相制御信号切換部１３４は、外部同期制御部１３１の生成する外部同期三相制御信号Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして出力し、ブラシレスモータは外部同期制御された状態（以下、外部同期制御状態と呼ぶ。）で駆動されている。このとき、電流検出部１３６は、ドライブ回路１０４に供給される全電流値を検出し続ける。回転数が上昇し、永久磁石回転子１０３の回転による誘導電圧がゼロクロス点検出部１２０で検出可能な程度に大きくなると、帰還三相制御信号生成部１３２は、誘導電圧ゼロクロス点検出信号Ｖ_Z及びエッジ検出信号Ｖ_sを出力し始める。エッジ検出信号Ｖ_sが入力されると、印加電力抑制判定部１３７は転流点の直前に電流検出部１３６により検出された電流値Ｉ_fと閾値Ｉ₀とを比較し、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₀より大きい場合には、印加電圧の抑制を行う制御を許可する。尚、このとき、初期状態では、印加電圧の抑制を行う制御は不許可の状態にあるとする。印加電力抑制判定部１３７により印加電圧の抑制を行う制御が許可されると、ベース電圧制御部１３８は、前記転流点の直前に電流検出部１３６により検出された電流値Ｉ_fに基づき、出力するベース電圧切換信号をＶ_b1〜Ｖ_bnの中から選択することにより、どの程度ベース電圧を抑制するかを決定する。それと共に、転流前にベース電流を切り換え、転流前に固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す電流値を抑える制御を行う。
【００７０】
回転数検出部１３３により検出される永久磁石回転子１０３の回転数Ｎが、一定の値以上になると、三相制御信号切換部１３４は、入力を帰還三相制御信号生成部１３２に切り換え、帰還三相制御信号Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして六相制御信号生成部１３５に出力し、フィードバック制御状態となる。このとき、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す電流値は、転流の前に抑えられているため、図１６のようにサージ電圧のパルス幅が広くゼロクロス点が検出されない状態となることが防止される。
【００７１】
次に、制御部のベース電圧の切り換え動作についてさらに詳細に説明する。
図３は図１の制御部のベース電圧の切り換え動作を表すフローチャートであり、図４は図１の各信号の時間変化とタイミングを表す図である。図４において、Ａは端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘導電圧のゼロクロス点、Ｂは各固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの電流を転流させる転流点、Ｃはベース電圧の切り換えが行われるベース電圧切換点である。
【００７２】
まず、印加電力抑制判定部１３７はエッジ検出信号Ｖ_sから転流点を検出する（Ｓ１０１）。
【００７３】
転流点が検出されると、ベース電圧を定常値（ベース電圧を抑制していないときの値）に設定し（Ｓ１０２）、ベース電圧制御部１３８は内部に有するタイマのカウント値ｔを０にリセットし、タイマのカウントをスタートさせる（Ｓ１０３）。
【００７４】
印加電力抑制判定部１３７は、その転流点の直前に電流検出部１３６により検出された電流値Ｉ_fの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較する（Ｓ１０４）。印加電力抑制判定部１３７は、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₁よりも小さい場合には、ベース電圧の抑制を行う制御を不許可としステップＳ１０１に戻り、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₀以上の場合には、ベース電圧の抑制を行う制御を許可する。Ｉ₁＜Ｉ_f＜Ｉ₀の時には現在の許可又は不許可の状態を維持しステップＳ１０１に戻る（Ｓ１０５）。
【００７５】
印加電力抑制判定部１３７によりベース電圧の抑制を行う制御が許可された場合、ベース電圧制御部１３８は、前記電流値Ｉ_fから、ベース電圧の抑制量を決定し、ベース電圧抑制時に出力する信号をベース電圧切換信号Ｖ_b1〜Ｖ_bnから選択する。それとともに、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎによりその転流点から次の転流点までの時間Ｔを予測し、転流点からベース電圧を抑えるまでの時間ｔ₁を決定（例えば、ｔ₁＝０．８Ｔのように決定。但し、０．５Ｔ＜ｔ₁＜Ｔ）する（Ｓ１０６）。
【００７６】
次に、ベース電圧制御部１３８はタイマのカウント値ｔがｔ₁以上になるまで待機し（Ｓ１０７）、タイマのカウント値ｔがｔ₁になった時点でベース電圧を切り換え、ベース電圧を抑制する（Ｓ１０８）。
【００７７】
以下、再びステップＳ１０１に戻り同様の動作を繰り返す。
このとき、図１の各部の信号の波形は図４に示したようになる。
【００７８】
コミュテータ素子１０５〜コミュテータ素子１１０のベース電圧である六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは、ベース電圧切換点Ｃにおいて切り換えられ抑制される。
【００７９】
これにより、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流は減少し、転流点Ｂにおける電流値が抑制され、転流点における固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗ内の磁場エネルギーは減少する。従って、転流点Ｂでコミュテータ素子１０５〜１１０のスイッチングを行ったときに発生するサージ電圧のパルス幅は減少し、端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wのゼロクロス点Ａの検出が可能となる（図４のＶ_U、Ｖ_V、Ｖ_W参照）。
【００８０】
転流点Ｂにおいて、六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは切り換えられ、再び元の電圧値に戻される。
【００８１】
尚、このとき、全電流値検出抵抗Ｒ_Iの両端に発生する電圧である全電流検出信号Ｖ_Iは、図４に示すようになる。印加電力抑制判定部１３７は、コミュテータ素子１０６により転流点の直前の点Ｄにおける全電流検出信号Ｖ_Iの値を検出することにより、転流点Ｂの直前の全電流値Ｉ_fを検出する。
【００８２】
また、本基本の形態において、ベース電圧の抑制を行うタイミングは、サージ電圧のパルスの立ち上がり（転流点Ｂ）をトリガーとしてタイマをスタートさせ一定時間だけ遅延させた時点として決めたが、サージ電圧のパルスの立ち下がり（図４の点Ｅ）又はゼロクロス点Ａをトリガーとしてタイマをスタートさせ一定時間だけ遅延させた時点として決めてもよい。
【００８３】
また、本基本の形態において、印加電力抑制判定部１３７は、転流点Ｂの直前の全電流値Ｉ_fを検出し、次の転流点の前の印加電力抑制の許可・不許可を決定することとしたが、印加電力抑制判定部１３７は、エッジ検出信号Ｖ_sにより転流点が検出される毎に１つ前の転流点からその転流点までの間に電流検出部１３６により検出される全電流値の平均値Ｉ_ｅｖ又は実効値Ｉ_ｅｆｆを計算し、その値により次の転流点の前の印加電力抑制の許可・不許可を決定するように構成してもよい。更に、この場合、ベース電圧制御部１３８は、印加電力抑制判定部１３７で計算される全電流値の平均値Ｉ_ｅｖ又は実効値Ｉ_ｅｆｆに基づきベース電圧の抑制量を決定するように構成してもよい。これにより、ノイズの影響が低減され、誤動作が防止され、ゼロクロス点を確実に検出できるようになる。
【００８４】
（基本の形態２）
図５は本発明の基本の形態２におけるブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図である。
【００８５】
図５において、１０１はステータ、１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗは固定子巻線、１０３は永久磁石回転子、１０４はドライブ回路、１０５〜１１０はコミュテータ素子、１１１〜１１６はフリーホイーリングダイオード、１１７は駆動電源、１１８はバイパスコンデンサ、１１９Ｕ及び１１９Ｌは中性電位生成抵抗、１２０はゼロクロス点検出部、１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗはコンパレータであり、これらは従来と同様のものであるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ、ＵＨ_０、ＵＬ_０、ＶＨ_０、ＶＬ_０、ＷＨ_０、ＷＬ_０は六相制御信号、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗは駆動電流、Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗは端子電圧、Ｖ_Ｕ０、Ｖ_Ｖ０、Ｖ_Ｗ０はゼロクロス点検出信号であり、これらは基本の形態１と同様のものであり、同一の符号を付して説明を省略する。
【００８６】
１０５ａ〜１１０ａはコミュテータ素子１０５〜１１０のスイッチングを行うためのスイッチング回路、１２１はドライブ回路１０４を制御することにより永久磁石回転子１０３の回転数の制御を行う制御部である。
【００８７】
制御部１２１は、ドライブ回路１０４を制御するための六相制御信号ＵＨ₀、ＵＬ₀、ＶＨ₀、ＶＬ₀、ＷＨ₀、ＷＬ₀を生成し出力する。また、制御部１２１は、コンパレータ１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの出力側に接続されており、永久磁石回転子１０３の回転数Ｎがある一定値以上となると、ゼロクロス点検出部１２０より入力されるゼロクロス点検出信号Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0に基づき各六相制御信号を生成し出力するフィードバック制御に切り換わる。
【００８８】
１４１はコミュテータ素子１０５〜１１０のベース電圧をパルス幅変調するパルス幅変調部、１４２はＦ／Ｖコンバータ、１４３は矩形波を発振し出力する発振器、１４４は発振器１４３から出力される矩形波を三角波に整形し出力する積分回路、１４５はＦ／Ｖコンバータ１４２の出力と積分回路１４４の出力とを比較しＰＷＭ信号Ｖ_PWMを出力するコンパレータ、１４６〜１５１はそれぞれ六相制御信号ＵＨ₀、ＵＬ₀、ＶＨ₀、ＶＬ₀、ＷＨ₀、ＷＬ₀とＰＷＭ信号Ｖ_PWMとの正論理の論理積であるパルス幅変調された六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを生成し出力する変調部、Ｒ_IU、Ｒ_IV、Ｒ_IWはそれぞれコミュテータ素子１０８、１０９、１１０に流れる相電流を検出する相電流検出抵抗である。
【００８９】
制御部１２１の六相制御信号ＵＨ₀、ＵＬ₀、ＶＨ₀、ＶＬ₀、ＷＨ₀、ＷＬ₀の出力端子は、変調部１４６、１４７、１４８、１４９、１５０、１５１の一方の入力側に接続され、コンパレータ１４５の出力は変調部１４６、１４７、１４８、１４９、１５０、１５１のもう一方の入力側に接続されている。コミュテータ素子１０８〜１１０のコレクタ側は、それぞれ、相電流検出抵抗Ｒ_IU、Ｒ_IV、Ｒ_IWを介して接地されている。相電流検出抵抗Ｒ_IU、Ｒ_IV、Ｒ_IWとコミュテータ素子１０８〜１１０のコレクタとの共通接続点は制御部１２１に接続されている。Ｆ／Ｖコンバータ１４２の入力側は制御部１２１に接続され、Ｆ／Ｖコンバータ１４２の出力側はコンパレータ１４５の正入力側に接続されており、Ｆ／Ｖコンバータ１４２は、制御部１２１から入力されるＰＷＭ制御信号Ｖ_Pを電圧信号に変換し、コンパレータ１４５に出力する。また、コンパレータ１４５の入力側は積分回路１４４に接続されており、コンパレータ１４５は、Ｆ／Ｖコンバータ１４２から入力される電圧信号を積分回路１４４から入力される三角波と比較することでＰＷＭ信号Ｖ_PWMを生成し、変調部１４６〜１５１に出力する。
【００９０】
図６は図５の制御部の機能構成を表すブロック図である。
図６において、１２１は制御部、１３１は外部同期制御部、１３２は帰還三相制御信号生成部、１３３は回転数検出部、１３４は三相制御信号切換部、１３５は六相制御信号生成部、１３６は電流検出部、１３７は印加電力抑制判定部、Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciは外部同期三相制御信号、Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfは帰還三相制御信号、Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cは三相制御信号、ＵＨ₀、ＵＬ₀、ＶＨ₀、ＶＬ₀、ＷＨ₀、ＷＬ₀は六相制御信号、Ｖ_Zは誘導電圧ゼロクロス点検出信号、Ｖ_sはエッジ検出信号、Ｖ_pはＰＷＭ制御信号であり、これらは図２及び図５と同様のものであるため、同符号を付して説明を省略する。
【００９１】
但し、電流検出部１３６は、相電流検出抵抗Ｒ_IU、Ｒ_IV、Ｒ_IWの両端電圧である相電流検出信号Ｖ_IU、Ｒ_IV、Ｒ_IWからコミュテータ素子１０８、１０９、１１０を通過する相電流を検出する。また、印加電力抑制判定部１３７は、エッジ検出信号Ｖ_sより誘導電圧のサージパルスの立ち上がり（以下、転流点と呼ぶ。）が検出されると、その転流点の直前に電流検出部１３６で検出された相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較し、相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWが閾値Ｉ₁よりも小さい場合には、印加電力の抑制を行う制御を不許可とし、相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWが閾値Ｉ₀以上の場合には、印加電力の抑制を行う制御を許可する。
【００９２】
１６１は印加電力制御部、１６２はＰＷＭ制御部である。
印加電力制御部１６１は、印加電力抑制判定部１３７により印加電力の抑制を行う制御が許可された場合、電流検出部１３６により検出された前記転流点の直前の相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWから、印加電力の抑制量を決定し、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎによりその転流点から次の転流点までの時間を予測し、次の転流点の一定時間前に印加電力切換信号Ｓ_QをＰＷＭ制御部１６２に出力することにより印加電力の抑制を行う。ＰＷＭ制御部１６２は、印加電力切換信号Ｓ_Qが入力されると、印加電力制御部１６１で決定された印加電力の抑制量に基づき、Ｆ／Ｖコンバータ１４２に対しＰＷＭ制御信号Ｖ_pを出力する。Ｆ／Ｖコンバータ１４２はＰＷＭ制御信号Ｖ_pを電圧信号に変換しコンパレータ１４５に出力し、コンパレータ１４５は入力された電圧信号と三角波からＰＷＭ信号Ｖ_PWMを生成し変調部１４６〜１５１に出力する。変調部１４６〜変調部１５１は六相制御信号ＵＨ₀、ＵＬ₀、ＶＨ₀、ＶＬ₀、ＷＨ₀、ＷＬ₀とＰＷＭ信号Ｖ_PWMとの積論理をとることによりＰＷＭ変調された六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを生成し、コミュテータ素子１０５〜１１０に出力する。これにより固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流はＰＷＭ変調され、印加電力が抑制されることになる。
【００９３】
以上のように構成された本基本の形態のブラシレスモータの駆動制御装置について、以下その制御方法を説明する。
【００９４】
ブラシレスモータの起動時には、三相制御信号切換部１３４は、外部同期制御部１３１の生成する外部同期三相制御信号Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして出力し、ブラシレスモータは外部同期制御状態で駆動されている。このとき、電流検出部１３６は、ドライブ回路１０４に供給される全電流値を検出し続ける。回転数が上昇し、永久磁石回転子１０３の回転による誘導電圧がゼロクロス点検出部１２０で検出可能な程度に大きくなると、帰還三相制御信号生成部１３２は、誘導電圧ゼロクロス点検出信号Ｖ_Z及びエッジ検出信号Ｖ_sを出力し始める。エッジ検出信号Ｖ_sが入力されると、印加電力抑制判定部１３７は転流点の直前に電流検出部１３６により検出された相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWと閾値Ｉ₀とを比較し、相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWが閾値Ｉ₀より大きい場合には、印加電力の抑制を行う制御を許可する。尚、このとき、初期状態では、印加電力の抑制を行う制御は不許可の状態にあるとする。印加電力抑制判定部１３７により印加電力の抑制を行う制御が許可されると、印加電力制御部１６１は、前記転流点の直前に電流検出部１３６により検出された相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWに基づき、どの程度印加電力を抑制するかを決定する。それと共に、転流前にＰＷＭ制御を切り換え、転流前に固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す電流値を抑える制御を行う。
【００９５】
回転数検出部１３３により検出される永久磁石回転子１０３の回転数Ｎが、一定の値以上になると、三相制御信号切換部１３４は、入力を帰還三相制御信号生成部１３２に切り換え、帰還三相制御信号Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして六相制御信号生成部１３５に出力し、フィードバック制御状態となる。このとき、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す電流値は、転流の前に抑えられているため、図１６のようにサージ電圧のパルス幅が大きくゼロクロス点が検出されない状態となることが防止される。
【００９６】
次に、制御部の印加電力の切り換え動作についてさらに詳細に説明する。
図７は図５の制御部の印加電力の切り換え動作を表すフローチャートであり、図８は図５の各信号の時間変化とタイミングを表す図である。図８において、Ａは端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘導電圧のゼロクロス点、Ｂは各固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの電流を転流させる転流点、Ｃ’は印加電力の切り換えが行われる印加電力切換点である。
【００９７】
まず、印加電力抑制判定部１３７はエッジ検出信号Ｖ_sから転流点を検出する（Ｓ２０１）。
【００９８】
転流点が検出されると、ＰＷＭ制御がされている場合にはＰＷＭ制御を停止し（Ｓ２０２）、印加電力制御部１６１は内部に有するタイマのカウント値ｔを０にリセットし、タイマのカウントをスタートさせる（Ｓ２０３）。
【００９９】
印加電力抑制判定部１３７は、その転流点の直前に六相制御信号ＵＬがＨＩＧＨ状態の場合（Ｓ２０４）、転流点の直前に電流検出部１３６により検出されたＵ相電流値Ｉ_fUと閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較する（Ｓ２０５）。また、前記転流点の直前に六相制御信号ＶＬがＨＩＧＨ状態の場合（Ｓ２０６）、転流点の直前に電流検出部１３６により検出されたＶ相電流値Ｉ_fVの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較する（Ｓ２０７）。また、前記転流点の直前に六相制御信号ＷＬがＨＩＧＨ状態の場合（Ｓ２０６）、転流点の直前に電流検出部１３６により検出されたＷ相電流値Ｉ_fWの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較する（Ｓ２０８）。印加電力抑制判定部１３７は、前記比較の結果、相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWが閾値Ｉ₁よりも小さい場合には、印加電力の抑制を行う制御を不許可としステップＳ２０１に戻り、相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWが閾値Ｉ₀以上の場合には、印加電力の抑制を行う制御を許可する。Ｉ₁＜Ｉ_fU，Ｉ_fV，Ｉ_fW＜Ｉ₀の時には現在の許可又は不許可の状態を維持し、不許可の場合はステップＳ２０１に戻り、許可の場合はステップＳ２１０へ進む（Ｓ２０９）。
【０１００】
印加電力抑制判定部１３７により印加電力の抑制を行う制御が許可された場合、印加電力制御部１６１は、前記相電流値Ｉ_fU又はＩ_fV若しくはＩ_fWから、印加電力の抑制量を決定する。それとともに、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎによりその転流点から次の転流点までの時間Ｔを予測し、転流点から印加電力を抑えるまでの時間ｔ₁を決定（例えば、ｔ₁＝０．８Ｔのように決定。但し、０．５Ｔ＜ｔ₁＜Ｔ）する（Ｓ２１０）。
【０１０１】
次に、印加電力制御部１６１はタイマのカウント値ｔがｔ₁以上になるまで待機し（Ｓ２１１）、タイマのカウント値ｔがｔ₁以上になった時点でＰＷＭ制御部１６２によるＰＷＭ制御に切り換え、印加電力を抑制する（Ｓ２１２）。
【０１０２】
以下、再びステップＳ２０１に戻り同様の動作を繰り返す。
このとき、図５の各部の信号の波形は図８に示したようになる。
【０１０３】
コミュテータ素子１０５〜コミュテータ素子１１０のベース電圧である六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは、印加電力切換点Ｃ’においてＰＷＭ制御に切り換えられ印加電力が抑制される。これにより、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに印加される電力は減少し、転流点Ｂにおける印加電力が抑制され、転流点における固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗ内の磁場エネルギーは減少する。従って、転流点Ｂでコミュテータ素子１０５〜１１０のスイッチングを行ったときに発生するサージ電圧のパルス幅は減少し、端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wのゼロクロス点Ａの検出が可能となる（図８のＶ_U、Ｖ_V、Ｖ_W参照）。
【０１０４】
転流点Ｂにおいて、六相制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬのＰＷＭ制御が終了され、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗには再び元の電力値が印加される。
【０１０５】
尚、このとき、ドライブ回路１０４に流れる全電流Ｉ及びＵ、Ｖ、Ｗ各相の相電流検出信号Ｖ_IU、Ｖ_IV、Ｖ_IWは、図８に示すようになる。印加電力抑制判定部１３７は、コミュテータ素子１０６により転流点の直前の点Ｄにおける相電流検出信号Ｖ_IU、Ｖ_IV、Ｖ_IWの値を検出することにより、転流点Ｂの直前の相電流値Ｉ_fU、Ｉ_fV、Ｉ_fWを検出する。
【０１０６】
また、本基本の形態において、印加電力の抑制を行うタイミングは、サージ電圧のパルスの立ち上がり（転流点Ｂ）をトリガーとしてタイマをスタートさせ一定時間だけ遅延させた時点として決めたが、ゼロクロス点Ａをトリガーとしてタイマをスタートさせ一定時間だけ遅延させた時点として決めてもよい。また、基本の形態１と同様にして、印加電力抑制判定部１３７は転流点Ｂの直前の全電流値Ｉを検出することにより印加電力の抑制を行う制御の許可・不許可を決定するように構成してもよい。
【０１０７】
また、本基本の形態において、印加電力抑制判定部１３７は、転流点Ｂの直前の全電流値Ｉ_ｆを検出し、次の転流点の前の印加電力抑制の許可・不許可を決定することとしたが、印加電力抑制判定部１３７は、エッジ検出信号Ｖ_ｓにより転流点が検出される毎に１つ前の転流点からその転流点までの間に電流検出部１３６により検出される全電流値の平均値Ｉ_ｅｖ又は実効値Ｉ_ｅｆｆを計算し、その値により次の転流点の前の印加電力抑制の許可・不許可を決定するように構成してもよい。更に、この場合、印加電力制御部１６１は、印加電力抑制判定部１３７で計算される全電流値の平均値Ｉ_ｅｖ又は実効値Ｉ_ｅｆｆに基づき印加電力の抑制量を決定するように構成してもよい。これにより、ノイズの影響が低減され、誤動作が防止され、ゼロクロス点を確実に検出できるようになる。
【０１０８】
（実施の形態）
図９は本発明の実施の形態におけるブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図である。
【０１０９】
図９において、１０１はステータ、１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗは固定子巻線、１０３は永久磁石回転子、１０４はドライブ回路、１０５〜１１０はコミュテータ素子、１１１〜１１６はフリーホイーリングダイオード、１１７は駆動電源、１１８はバイパスコンデンサ、１２０はゼロクロス点検出部、１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗはコンパレータ、Ｒ_Iは全電流値検出抵抗、ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは六相制御信号、ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wは駆動電流、Ｖ_Nは中性電位、Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wは端子電圧、Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0はゼロクロス点検出信号、Ｖ_Iは全電流検出信号であり、これらは図１と同様のものであるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、１１９Ｕ、１１９Ｌは中性電位生成抵抗であり、これらは図５と同様のものであるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１１０】
１７１は電源電流の調節を行う電流源、Ｑ₁〜Ｑ_mは駆動電源１１７の電流値の切り換えを行うためのＮＰＮ型トランジスタである電流スイッチング素子、Ｄ₁〜Ｄ_mはカソード側において一定電圧を得るためのツェナーダイオード、Ｒ_s1〜Ｒ_smは電流源１７１のベース電圧を得るための降圧抵抗である。
【０１１１】
電流源１７１はＰＮＰトランジスタで構成され、エミッタが電流源１７１の正極に接続され、コレクタがコミュテータ素子１０５〜１０７のエミッタ及び中性電位生成抵抗１１９ｕに接続されている。また、電流源１７１のベースには降圧抵抗Ｒ_s1〜Ｒ_smの一端が接続されており、降圧抵抗Ｒ_s1〜Ｒ_smの他端にはそれぞれツェナーダイオードＤ₁〜Ｄ_mのカソード側が接続されている。また、ツェナーダイオードＤ₁〜Ｄ_mのアノード側はそれぞれ電流スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ_mのコレクタ側に接続され、電流スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ_mのエミッタ側は抵抗器を介して制御部１２１に接続されている。降圧抵抗Ｒ_si（ｉ＝１，２，・・・，ｍ）は、インデックスｉの小さい順にその抵抗値が小さくなるように設定されている。
【０１１２】
図１０は図９の制御部の機能構成を表すブロック図である。
図１０において、１２１は制御部、１３１は外部同期制御部、１３２は帰還三相制御信号生成部、１３３は回転数検出部、１３４は三相制御信号切換部、１３５は六相制御信号生成部、１３６は電流検出部、１３７は印加電力抑制判定部、Ｖ_U0、Ｖ_V0、Ｖ_W0はゼロクロス点検出信号、Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciは外部同期三相制御信号、Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfは帰還三相制御信号、Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cは三相制御信号、Ｖ_Iは全電流検出信号、ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは六相制御信号、Ｖ_Zは誘導電圧ゼロクロス点検出信号、Ｖ_sはエッジ検出信号であり、これらは図２と同様のものであり、同符号を付して説明を省略する。
【０１１３】
１８１は印加電力抑制判定部１３７により印加電力を抑制するという判定がされると電流源１７１のベース電圧の切り換え制御を行う電源電流制御部である。
【０１１４】
印加電力抑制判定部１３７は、エッジ検出信号Ｖ_sより誘導電圧のサージパルスの立ち上がり（以下、転流点と呼ぶ。）が検出されると、その直前に電流検出部１３６で検出された電流値Ｉ_fの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較し、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₁よりも小さい場合には、印加電力の抑制を行う制御を不許可とし、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₀以上の場合には、印加電力の抑制を行う制御を許可する。電源電流制御部１８１は、印加電力抑制判定部１３７により印加電力の抑制を行う制御が許可された場合、電流検出部１３６により検出された前記転流点の直前の電流値Ｉ_fから、電流源１７１のベース電圧の抑制量を決定し、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎによりその転流点から次の転流点までの時間を予測し、次の転流点の一定時間前にベース電圧切換信号Ｐ₁〜Ｐ_mを切り換えることにより電流源１７１のベース電圧の抑制を行う。電流源１７１のベース電圧が切り換わると、ドライブ回路１０４に供給される電流量が減少し、その結果、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流量も減少し印加電力が抑制される。
【０１１５】
以上のように構成された本実施の形態のブラシレスモータの駆動制御装置について、以下その制御方法を説明する。
【０１１６】
ブラシレスモータの起動時には、三相制御信号切換部１３４は、外部同期制御部１３１の生成する外部同期三相制御信号Ｖ_Ai、Ｖ_Bi、Ｖ_Ciを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして出力し、ブラシレスモータは外部同期制御状態で駆動されている。このとき、電流検出部１３６は、ドライブ回路１０４に供給される全電流値を検出し続ける。回転数が上昇し、永久磁石回転子１０３の回転による誘導電圧がゼロクロス点検出部１２０で検出可能な程度に大きくなると、帰還三相制御信号生成部１３２は、誘導電圧ゼロクロス点検出信号Ｖ_Z及びエッジ検出信号Ｖ_sを出力し始める。エッジ検出信号Ｖ_sが入力されると、印加電力抑制判定部１３７は転流点の直前に電流検出部１３６により検出された電流値Ｉ_fと閾値Ｉ₀とを比較し、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₀より大きい場合には、印加電圧の抑制を行う制御を許可する。尚、このとき、初期状態では、印加電圧の抑制を行う制御は不許可の状態にあるとする。印加電力抑制判定部１３７により印加電圧の抑制を行う制御が許可されると、電源電流制御部１８１は、前記転流点の直前に電流検出部１３６により検出された電流値Ｉ_f及び回転数検出部１３３により検出された回転数Ｎに基づき、転流前に印加電力を抑制し始める開始時間を決定し、転流前にベース電圧切換信号Ｐ₁〜Ｐ_mをＰ₁からインデックスの降順に一定時間Δｔ毎に切り換えることで電流源１７１のベース電圧を一定時間Δｔ毎に低下させ、転流前に固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す電流値を抑える制御を行う。
【０１１７】
回転数検出部１３３により検出される永久磁石回転子１０３の回転数Ｎが、一定の値以上になると、三相制御信号切換部１３４は、入力を帰還三相制御信号生成部１３２に切り換え、帰還三相制御信号Ｖ_Af、Ｖ_Bf、Ｖ_Cfを三相制御信号Ｖ_A、Ｖ_B、Ｖ_Cとして六相制御信号生成部１３５に出力し、フィードバック制御状態となる。このとき、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流す電流値は、転流の前に抑えられているため、図１６のようにサージ電圧のパルス幅が広くゼロクロス点が検出されない状態となることが防止される。
【０１１８】
次に、制御部の印加電力の切り換え動作についてさらに詳細に説明する。
図１１は図９の制御部の印加電力の切り換え動作を表すフローチャートであり、図１２は図９の各信号の時間変化とタイミングを表す図である。図１２において、Ａは端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘導電圧のゼロクロス点、Ｂは各固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗの電流を転流させる転流点、Ｃは電流源１７１のベース電圧の切り換えが行われるベース電圧切換点である。
【０１１９】
まず、印加電力抑制判定部１３７はエッジ検出信号Ｖ_sから転流点を検出する（Ｓ３０１）。
【０１２０】
転流点が検出されると、電源電流制御部１８１は、Ｐ₁をＨＩＧＨ状態、Ｐ₂〜Ｐ_mをＬＯＷ状態とし電流源１７１のベース電圧を定常値（電源電流を抑制していないときの値）に設定し（Ｓ３０２）、内部に有するタイマのカウント値ｔを０にリセットし、タイマのカウントをスタートさせる（Ｓ３０３）。
【０１２１】
次に、印加電力抑制判定部１３７は、前記転流点の直前に電流検出部１３６により検出された電流値Ｉ_fの値と閾値Ｉ₀及び閾値Ｉ₁（Ｉ₀＞Ｉ₁）とを比較する（Ｓ３０４）。このとき、印加電力抑制判定部１３７は、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₁よりも小さい場合には、印加電力の抑制を行う制御を不許可としステップＳ３０１に戻り、電流値Ｉ_fが閾値Ｉ₀以上の場合には、印加電力の抑制を行う制御を許可する。Ｉ₁＜Ｉ_f＜Ｉ₀の時には現在の許可又は不許可の状態を維持しステップＳ３０１に戻る（Ｓ３０５）。
【０１２２】
印加電力抑制判定部１３７により印加電力の抑制を行う制御が許可された場合、電源電流制御部１８１は、前記電流値Ｉ_fから、次の転流点の直前の電流源１７１のベース電圧を決定し、転流前にベース電圧切換信号Ｐ₁〜Ｐ_mを切り換える時の切り換え間隔Δｔを決定する。それとともに、回転数検出部１３３で検出される回転数Ｎによりその転流点から次の転流点までの時間Ｔを予測し、転流点から電流源１７１のベース電圧を抑えるまでの時間ｔ₁を決定（例えば、ｔ₁＝０．８Ｔのように決定。但し、０．５Ｔ＜ｔ₁＜Ｔ）する（Ｓ３０６）。
【０１２３】
次に、電源電流制御部１８１はタイマのカウント値ｔがｔ₁以上になるまで待機し（Ｓ３０７）、タイマのカウント値ｔがｔ₁以上になった時点で、ＨＩＧＨ状態をＰ₁からインデックスの降順（Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃、・・・の順）にΔｔの時間間隔で順次切り換えることにより、電流源１７１のベース電圧の抑制を開始し、電源電流を抑制することにより印加電力を抑制する（Ｓ３０８）。
【０１２４】
以下、再びステップＳ３０１に戻り同様の動作を繰り返す。
このとき、図９の各部の信号の波形は図１２に示したようになる。
【０１２５】
コミュテータ素子１０５〜コミュテータ素子１０７のエミッタ側の接地電位に対する電圧Ｖ₀’は、ベース電圧切換点Ｃにおいて降下を開始し、Δｔの間隔で転流点Ｂまで段階的に降下する。これにより、全電流値Ｉは転流点前から降下し始め、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流は減少し、転流点における固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗ内の磁場エネルギーは減少する。従って、転流点Ｂでコミュテータ素子１０５〜１１０のスイッチングを行ったときに発生するサージ電圧のパルス幅は減少し、端子電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wのゼロクロス点Ａの検出が可能となる（図１２のＶ_U、Ｖ_V、Ｖ_W参照）。
【０１２６】
転流点Ｂにおいて、ベース電圧切換信号はＰ₁に切り換えられ、電源電流は再び元の電流値に戻される。
【０１２７】
尚、このとき、全電流値検出抵抗Ｒ_Iの両端に発生する電圧である全電流検出信号Ｖ_Iは、図１２に示すようになる。印加電力抑制判定部１３７は、コミュテータ素子１０６により転流点の直前の点Ｄにおける全電流検出信号Ｖ_Iの値を検出することにより、転流点Ｂの直前の全電流値Ｉ_fを検出する。
【０１２８】
また、本実施の形態において、ベース電圧の抑制を行うタイミングは、サージ電圧のパルスの立ち上がり（転流点Ｂ）をトリガーとしてタイマをスタートさせ一定時間だけ遅延させた時点として決めたが、サージ電圧のパルスの立ち下がり（図１２の点Ｅ）又はゼロクロス点Ａをトリガーとしてタイマをスタートさせ一定時間だけ遅延させた時点として決めてもよい。
【０１２９】
また、本実施の形態において、印加電力抑制判定部１３７は、転流点Ｂの直前の全電流値Ｉ_fを検出し、次の転流点の前の印加電力抑制の許可・不許可を決定することとしたが、印加電力抑制判定部１３７は、エッジ検出信号Ｖ_sにより転流点が検出される毎に１つ前の転流点からその転流点までの間に電流検出部１３６により検出される全電流値の平均値Ｉ_ev又は実効値Ｉ_effを計算し、その値により次の転流点の前の印加電力抑制の許可・不許可を決定するように構成してもよい。更に、この場合、電源電流制御部１８１は、印加電力抑制判定部１３７で計算される全電流値の平均値Ｉ_ev又は実効値Ｉ_effに基づき印加電力の抑制量を決定するように構成してもよい。これにより、ノイズの影響が低減され、誤動作が防止され、ゼロクロス点を確実に検出できるようになる。
【０１３０】
また、本実施の形態において、転流点の前に電流源１７１のベース電圧を降下させる際に、一定時間Δｔ毎に順次降下させるようにしたが、前記ベース電圧を降下させる方法としては、正弦波に近似した波形により降下させるようにしてもよい。図１３（ａ）は磁束の変化により各相に誘起される電圧の時間変化を表す図であり、図１３（ｂ）は電圧Ｖ₀’の時間変化を表す図である。図１３（ａ）に示したように、ステータ１０１内の磁束の変化によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に誘起される電圧は正弦波状となる（実際に端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する電圧は、この誘起電圧に、コミュテータ素子より供給される電流により発生する電圧とサージ電圧とが重なった波形となる）。従って、電源電流制御部１８１は、ベース電圧切換点Ｃ後の全電流値Ｉの降下を、図１３（ｂ）の区間Ｔ_UにおいてはＵ相の誘起電圧の形状に合わせ正弦波に近似した波形により降下させ、区間Ｔ_VにおいてはＶ相の誘起電圧の形状に合わせた正弦波に近似した波形により降下させ、区間ＴＷにおいてはＷ相の誘起電圧の形状に合わせた正弦波に近似した波形により降下させる。これにより、固定子巻線１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗに流れる電流が永久磁石回転子１０３により作られる磁束密度の変化に対応したものとなり、ブラシレスモータの効率の低下を抑えながら転流点直前の印加電力を抑える制御が可能となる。
【０１３１】
【発明の効果】
以上のように、本発明のブラシレスモータの駆動制御装置によれば以下のような効果が得られる。
【０１３２】
請求項１に記載の発明によれば、印可電力制御部は、切換点の一定時間前から切換点までの間、固定子巻線に印可する電力を抑制するため、切換点において固定子巻線に蓄積される磁場のエネルギーは抑制される。従って、サージ電圧のパルスの幅を減少することができるため、高出力・高回転のブラシレスモータのように固定子巻線に流れる電流が大きい場合でも、ゼロクロス点検出部は誘導電圧ゼロクロス点を検出することが可能となり、永久磁石回転子の回転位置をフィードバックしたコミュテータ素子の相切り換えのセンサレス制御が可能なブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。また、サージ電圧のパルス幅が狭いので、相切り換え時の電磁音が低減されたブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。また、印可電力制御部が切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又は電流源がドライブ回路に加える電流を抑制することにより、固定子巻線に供給される駆動電流を抑制することの可能なブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。
【０１３３】
請求項２に記載の発明によれば、印可電力制御部が永久磁石回転子が固定子巻線の内部に作る磁束密度の変化に対応して切換点の一定時間前に電圧源がドライブ回路に加える電圧又は電流源がドライブ回路に加える電流を抑制するため、ブラシレスモータの電力効率の低下が抑えられ、かつ固定子巻線に供給される駆動電流が抑制されたブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。また、サージ電圧がほとんど発生せず、ゼロクロス点を確実に検出することが可能で、サージ電圧に起因する電磁音の発生を防止することのできるブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。
【０１３４】
請求項３に記載の発明によれば、前記印可電力制御部は、全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値に基づき各固定子巻線に印可する電力の抑制量を最適化する事により、電力効率が高いブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。
【０１３５】
請求項４に記載の発明によれば、印加電力抑制判定部が電流検出部で検出された全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値がある一定値より大きい場合にのみ固定子巻線に印加する電力の抑制が行うため、低出力・低回転で運転する場合の電力効率の高いブラシレスモータの駆動制御装置を提供することができる。
【０１３９】
また、本発明のブラシレスモータの駆動制御方法によれば以下のような効果が得られる。
【０１４０】
請求項５に記載の発明によれば、切換点の一定時間前から切換点までの間、固定子巻線に印可する電力を抑制するため、切換点において固定子巻線に蓄積される磁場のエネルギーは抑制される。従って、サージ電圧のパルスの幅を減少することができるため、高出力・高回転のブラシレスモータのように固定子巻線に流れる電流が大きい場合でも、ゼロクロス点検出部は誘導電圧ゼロクロス点を検出することが可能となり、固定子巻線に流れる電流の相切り換えにおいて、永久磁石回転子の回転位置をフィードバックしたセンサレス制御が可能なブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。また、永久磁石回転子が固定子巻線の内部に作る磁束密度の変化に対応して切換点の一定時間前に固定子巻線に印加する電力が抑制されるため、ブラシレスモータの電力効率の低下が抑えられ、かつ固定子巻線に供給される駆動電流が抑制されたブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。また、サージ電圧がほとんど発生せず、ゼロクロス点を確実に検出することが可能で、サージ電圧に起因する電磁音の発生を防止することのできるブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。
【０１４１】
請求項６に記載の発明によれば、全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値に基づき各固定子巻線に印可する電力の抑制量を最適化する事により、電力効率が高いブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。
【０１４２】
請求項７に記載の発明によれば、印加電力抑制判定部が電流検出部で検出された全電流値若しくは相電流値又はそれらの平均値若しくは実効値がある一定値より大きい場合にのみ固定子巻線に印加する電力の抑制が行うため、低出力・低回転で運転する場合の電力効率の高いブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。
【０１４３】
請求項１１に記載の発明によれば、永久磁石回転子が固定子巻線の内部に作る磁束密度の変化に対応して切換点の一定時間前に固定子巻線に印加する電力が抑制されるため、ブラシレスモータの電力効率の低下が抑えられ、かつ固定子巻線に供給される駆動電流が抑制されたブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。また、サージ電圧がほとんど発生せず、ゼロクロス点を確実に検出することが可能で、サージ電圧に起因する電磁音の発生を防止することのできるブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。
【０１４４】
請求項１２に記載の発明によれば、切換点の一定時間前に各コミュテータ素子のベース電圧又はドライブ回路に加える電圧をパルス幅変調することにより、固定子巻線に印加される電力が抑制されるブラシレスモータの駆動制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本の形態１におけるブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図
【図２】図１の制御部の機能構成を表すブロック図
【図３】図１の制御部のベース電圧の切り換え動作を表すフローチャート
【図４】図１の各信号の時間変化とタイミングを表す図
【図５】本発明の基本の形態２におけるブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図
【図６】図５の制御部の機能構成を表すブロック図
【図７】図５の制御部の印加電力の切り換え動作を表すフローチャート
【図８】図５の各信号の時間変化とタイミングを表す図
【図９】本発明の実施の形態におけるブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図
【図１０】図９の制御部の機能構成を表すブロック図
【図１１】図９の制御部の印加電力の切り換え動作を表すフローチャート
【図１２】図９の各信号の時間変化とタイミングを表す図
【図１３】（ａ）磁束の変化により各相に誘起される電圧の時間変化を表す図
（ｂ）電圧Ｖ₀’の時間変化を表す図
【図１４】従来のブラシレスモータの駆動制御装置の装置構成を示すブロック図
【図１５】図１４における各固定子巻線の端子電圧の時間変化を表す図
【図１６】駆動電流が大きい場合の図１４における各固定子巻線の端子電圧の時間変化を表す図
【符号の説明】
１０１ステータ
１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗ固定子巻線
１０３永久磁石回転子
１０４ドライブ回路
１０５、１０６、１０７、１０８、１０９、１１０コミュテータ素子
１０５ａ、１０６ａ、１０７ａ、１０８ａ、１０９ａ、１１０ａスイッチング回路
１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６フリーホイーリングダイオード
１１７駆動電源
１１８バイパスコンデンサ
１１９ｕ、１１９ｖ、１１９ｗ、１１９Ｕ、１１９Ｌ、１１９Ｎ中性電位生成抵抗
１２０ゼロクロス点検出部
１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗコンパレータ
１２１制御部
１３１外部同期制御部
１３２帰還三相制御信号生成部
１３３回転数検出部
１３４三相制御信号切換部
１３５六相制御信号生成部
１３６電流検出部
１３７印加電力抑制判定部
１３８ベース電圧制御部
１３９ベース電圧切換部
１４１パルス幅変調部
１４２Ｆ／Ｖコンバータ
１４３発振器
１４４積分回路
１４５コンパレータ
１４６、１４７、１４８、１４９、１５０、１５１変調部
１６１印加電力制御部
１６２ＰＷＭ制御部
１７１電流源
１８１電源電流制御部
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ駆動電流
Ｖ_Ｎ中性電位
Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗ端子電圧
Ｖ_Ｕ０、Ｖ_Ｖ０、Ｖ_Ｗ０ゼロクロス点検出信号
Ｖ_Ａｉ、Ｖ_Ｂｉ、Ｖ_Ｃｉ外部同期三相制御信号
Ｖ_Ａｆ、Ｖ_Ｂｆ、Ｖ_Ｃｆ帰還三相制御信号
Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、Ｖ_Ｃ三相制御信号
Ｖ_Ｉ全電流検出信号
Ｖ_ＩＵ、Ｖ_ＩＶ、Ｖ_ＩＷ相電流検出信号
ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ、ＵＨ_０、ＵＬ_０、ＶＨ_０、ＶＬ_０、ＷＨ_０、ＷＬ_０六相制御信号
Ｖ_Ｚ誘導電圧ゼロクロス点検出信号
Ｖ_ｓエッジ検出信号
Ｖ_ｂ１、Ｖ_ｂ２、Ｖ_ｂｎベース電圧切換信号
Ｖ_ｐＰＷＭ制御信号
Ｖ_ＰＷＭＰＷＭ信号
Ｓ_Ｑ印加電力切換信号
Ｒ_Ｉ全電流値検出抵抗
Ｒ_ＩＵ、Ｒ_ＩＶ、Ｒ_ＩＷ相電流検出抵抗
Ｒ_ＵＨ１、Ｒ_ＵＨ２、Ｒ_ＵＨｎ、Ｒ_ＶＨ１、Ｒ_ＶＨ２、Ｒ_ＶＨｎ、Ｒ_ＷＨ１、Ｒ_ＷＨ２、Ｒ_ＷＨｎ、Ｒ_ＵＬ１、Ｒ_ＵＬ２、Ｒ_ＵＬｎ、Ｒ_ＶＬ１、Ｒ_ＶＬ２、Ｒ_ＶＬｎ、Ｒ_ＷＬ１、Ｒ_ＷＬ２、Ｒ_ＷＬｎベース電圧設定抵抗
Ｒ_ｓ１、Ｒ_ｓ２、Ｒ_ｓｍ降圧抵抗
Ｑ_１、Ｑ_２、Ｑ_ｍ電流スイッチング素子
Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_ｍツェナーダイオード
Ｐ_１、Ｐ_２、Ｐ_ｍベース電圧切換信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive control device and a drive control for a brushless motor that detects a magnetic pole position of a rotor by detecting a zero cross of an induced voltage induced in a stator winding and switches from external synchronization control of startup to steady feedback control. It is about the method. In particular, the present invention relates to a drive control device and a drive control method for performing sensorless drive of a high-output, high-rotation brushless motor.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in the trend of reducing the size and weight of various devices, it has been desired to reduce the size and weight of brushless motors for incorporating devices.
[0003]
As a drive control device for driving such a brushless motor, a drive control device using a Hall IC is conventionally known. However, a drive control device using a Hall IC or the like has a problem that the Hall IC has to be mounted at a position where the magnetic pole position of the rotor can be detected, and the brushless motor becomes larger and the number of wires increases. .
[0004]
As one of the means for solving the problem, there is provided a drive control device for a brushless motor that detects a magnetic pole position of a rotor by detecting a zero cross of an induced voltage induced in a stator winding.
[0005]
FIG. 14 is a block diagram showing a device configuration of a conventional brushless motor drive control device.
[0006]
In FIG. 14, 101 is a stator of a brushless motor, 102u, 102v, and 102w are three-phase-connected stator windings that generate a driving magnetic field in the stator 101, and 103 is generated by stator windings 102u, 102v, and 102w. A permanent magnet rotor 104 driven to rotate by a magnetic field is connected to each terminal U, V, W of the stator windings 102u, 102v, 102w, and a drive circuit for generating a driving current to be passed through each stator winding, 105- Reference numeral 110 denotes a drive current i that flows through the stator windings 102u, 102v, and 102w._u, I_v, I_wCommutator elements that perform switching, 111 to 116 are freewheeling diodes that release a surge voltage generated by switching of the commutator elements 105 to 110, 117 is a drive power supply that supplies a voltage for driving the stator 101, and 118 is a drive This is a bypass capacitor that removes noise superimposed on the voltage of the power supply 117.
[0007]
The commutator elements 105 to 107 are NPN type transistors, and the commutator elements 108 to 110 are PNP type transistors. One terminal O of the stator windings 102u, 102v, 102w is connected in common, and the other terminal is connected to the common connection point (collector side of both elements) of the commutator elements 105 and 108, respectively. V is connected to a common connection point (collector side of both elements) of the commutator elements 106 and 109, and a terminal W is connected to a common connection point of the commutator elements 107 and 110 (collector side of both elements). The bypass capacitor 118 is connected to both electrodes of the drive power supply 117, and the negative electrode side of the drive power supply 117 is grounded. The emitter sides of the commutator elements 105 to 107 are connected to the positive electrode side of the drive power source 117, and the collector sides of the commutator elements 108 to 110 are grounded.
[0008]
Reference numerals 119U and 119L denote potentials at neutral points of voltages generated at the terminals of the stator windings 102u, 102v, and 102w (hereinafter referred to as neutral potential V)._NCall it. ), And a terminal voltage V generated at terminals U, V, and W of the stator windings 102u, 102v, and 102w._U, V_V, V_WAnd neutral potential V_NAnd the zero cross point detection signal V_U0, V_V0, V_W0The zero-crossing point detection units 120u, 120v, and 120w that generate and output_U, V_V, V_WAnd neutral potential V_NIs input and the zero-cross point detection signal V_U0, V_V0, V_W0, 121 is a control unit that controls the rotational speed of the permanent magnet rotor 103 by controlling the drive circuit 104.
[0009]
One end of the neutral potential generating resistor 119U and the neutral potential generating resistor 119L is connected to each other, the other end of the neutral potential generating resistor 119U is connected to the positive electrode of the bypass capacitor 118, and other than the neutral potential generating resistor 119L. The end is grounded. The neutral potential generating resistor 119U and the neutral potential generating resistor 119L are connected to each other at a connection point O at which they are connected._RNeutral potential V_NThe resistance value is adjusted to generate The positive input sides of the comparators 120u, 120v, and 120w are connected to terminals U, V, and W, respectively, and each negative input side is connected to a connection point O._RIt is connected to the. The control unit 121 is connected to the bases of the commutator elements 105 to 110, and generates and outputs six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL for controlling the drive circuit 104. The control unit 121 is connected to the output side of the comparators 120u, 120v, and 120w, and detects the zero cross point input from the zero cross point detection unit 120 when the rotation speed of the permanent magnet rotor 103 exceeds a certain value. Signal V_U0, V_V0, V_W0Is switched to feedback control that generates and outputs each six-phase control signal based on
[0010]
The operation of the conventional brushless motor drive controller configured as described above will be described below.
[0011]
FIG. 15 is a diagram showing the time change of the terminal voltage of each stator winding in FIG.
In FIG. 15, A is the terminal voltage V._U, V_V, V_WZero cross point (neutral potential V_NTerminal voltage V_U, V_V, V_WB is a commutation point where the current of each stator winding 102u, 102v, 102w is commutated.
[0012]
The control unit 121 generates six-phase control signals UH, VH, WH, UL, VL, and WL each having a phase difference of 60 electrical degrees. The commutator elements 105 to 110 are switched by the six-phase control signals UH, VH, WH, UL, VL, and WL, whereby the stator windings 102u, 102v, and 102w are driven to rotate by the permanent magnet rotor 103. Synchronized drive current i_u, I_v, I_wIs energized, and a rotational force is applied to the permanent magnet rotor 103.
[0013]
In such six-phase control, two of the stator windings 102u, 102v, 102w are always supplied with current and the other one is released (105 and 106, 107 and 108, 109 and 110). Either set is in the off state). An induced voltage generated by the rotation of the permanent magnet rotor 103 is generated at the terminals of the released stator windings 102u, 102v, and 102w. Therefore, the terminal voltage V_U, V_V, V_WHas a waveform as shown in FIG.
[0014]
Here, as an example, the terminal voltage V applied to the stator winding 102w_WThe waveform of P is explained as follows.₁Then, the commutator element 110 is on, the commutator element 107 is off, the commutator element 105 or 106 is on, the commutator elements 109 and 108 are off, and the drive current i_wFlows in the negative direction (the direction from the three-phase connection portion O toward the terminal W), and the terminal voltage V_WTakes a constant value of the potential (0 V) of GND (potential of one terminal of the power supply). In addition, section P_ThreeThe commutator element 110 is off, the commutator element 107 is on, the commutator elements 105 and 106 are off, the commutator element 109 or 108 is on, and the drive current i_wFlows in the positive direction (direction from the terminal W toward the three-phase connection portion O), and the terminal voltage V_WTakes a constant value of the power supply voltage. Section P₂And section P_FourThen, the commutator elements 107 and 110 are both in the off state, and an induced voltage appears at the terminal W. At this time, since the magnetic field energy is accumulated in the stator winding 102w while the stator winding 102w is energized, the section P₂And section P_FourAt the first commutation point B, a surge voltage is generated in the stator winding 102w by switching of the commutator element 107 or 110. This surge voltage is released when a surge current flows through the freewheeling diode 116 or 113, and during this time, a voltage pulse having a polarity opposite to that before switching is generated (section P)._FiveAnd section P₆).
[0015]
Terminal voltage V applied to other stator windings 102u and 102v_u, V_vThe same waveform appears even when the waveforms are shifted from each other in phase by 120 electrical degrees.
[0016]
The control signal generator 120 generates the terminal voltage V_u, V_v, V_wAmong the waveforms of P₂And P_FourEach terminal voltage V_u, V_v, V_wIs neutral potential V_n3 phase control signal V synchronized with the rotation of the permanent magnet rotor 103 by detecting the zero cross point A of the induced voltage and detecting the position of the permanent magnet rotor 103._A, V_B, V_CIs generated and output.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional brushless motor, when the current flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w is large, the magnetic field energy accumulated in each stator winding is large, and is generated when the drive circuits 104 to 109 are switched. The back electromotive force is also large, and it takes a long time to discharge through the commutator elements 110 to 115 and release the back electromotive force.
[0018]
FIG. 16 is a diagram showing a time change of the terminal voltage of each stator winding in FIG. 14 when the drive current is large.
[0019]
In FIG. 16, P₁~ P₆Corresponds to each section given the same reference numeral in FIG. 15, and B is a commutation point where the current of each of the stator windings 102u, 102v, 102w is commutated.
[0020]
When the current flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w is large, the time P required to discharge through the commutator elements 110 to 115 and release the counter electromotive force._FiveAnd P₆Becomes longer. On the other hand, the counter electromotive voltage is generated corresponding to the position of the permanent magnet rotor 103, and the polarity is reversed from the commutation point B until the drive current is next supplied to the stator winding. Discharge time P_FiveAnd P₆Is long, the discharge does not end until the polarity of the back electromotive voltage is reversed, and the zero cross point A is a pulse of this back electromotive voltage (section P_Five) Is hidden and cannot be detected. Accordingly, the position of the permanent magnet rotor 103 cannot be detected, and there is a problem that sensorless driving of the brushless motor cannot be performed. Moreover, the magnitude | size of the surge voltage which generate | occur | produces at the time of commutation had the subject that the magnitude of the electromagnetic sound of a motor was influenced.
[0021]
The drive control device for a brushless motor according to the present invention solves the above-described conventional problems, suppresses surge voltage, reduces electromagnetic noise of the motor, and is fixed even when the current flowing through the stator winding of the brushless motor is large. An object of the present invention is to provide a drive control device for a brushless motor capable of detecting a zero cross point generated in a child winding and capable of sensorless drive control.
[0022]
The drive control method of the brushless motor of the present invention solves the above-mentioned conventional problems, suppresses the surge voltage, reduces the electromagnetic noise of the motor, and is fixed even when the current flowing through the stator winding of the brushless motor is large. It is an object of the present invention to provide a brushless motor drive control method capable of detecting a zero-cross point generated in a child winding and capable of sensorless drive control.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above problems, a drive control device for a brushless motor according to the present invention includes a plurality of stator windings connected at one point and a permanent magnet rotor that is rotationally driven by a magnetic field generated by each stator winding.AndA drive control device for a brushless motor provided with a drive circuit having a plurality of commutator elements and switching a current to be supplied to a stator winding by switching each commutator element, and a terminal voltage of each stator winding A zero-cross point detector that detects the zero-cross point and outputs a zero-cross point detection signal corresponding to each of the stator windings, and an induced voltage that is induced in the stator windings by the rotation of the permanent magnet rotor is detected as a terminal voltage. A feedback control signal generator for controlling the phase switching of each commutator element by extracting an induced voltage zero cross point that is a zero cross point in each section from each zero cross point detection signal and delaying a certain electrical angle from the induced voltage zero cross point, and a commutator Suppresses the power applied to the stator winding from a certain time before the switching point where the element is switched to the switching point. And applying the power control unit for performing control to,A variable output voltage source for supplying a voltage to be applied to the drive circuit, or a variable output current source for supplying a current to be applied to the drive circuit;WithThe applied power control unit performs control to suppress the voltage applied by the voltage source to the drive circuit or the current applied by the current source to the drive circuit a predetermined time before the switching point.
[0024]
With this configuration, even when the current flowing through the stator winding of the brushless motor is large, the electromagnetic noise of the motor is low, the zero-cross point generated in the stator winding can be detected, and the brushless capable of sensorless drive control A motor drive control device can be provided.
[0025]
  In order to solve the above-described problems, a drive control method for a brushless motor according to the present invention includes a plurality of stator windings connected at one point, a permanent magnet rotor that is rotationally driven by a magnetic field generated by each stator winding, and A method for controlling the driving of a brushless motor, comprising: a zero-cross point detection process for detecting a zero-cross point of each terminal voltage from terminal voltages of a plurality of stator windings; and a stator winding by rotating a permanent magnet rotor The magnetic pole position detection process for extracting the induced voltage zero-cross point, which is the zero-cross point in the interval in which the induced voltage induced at the terminal is detected as the terminal voltage, from the zero-cross point detection signal of each terminal voltage, and a constant electrical angle from the induced voltage zero-cross point The current switching process that switches the phase of the current that is applied to the stator winding with a delay, and the switching is performed from a certain time before the switching point that switches the current that is applied to the stator winding. And suppressing applied power suppression process the power to be applied between the stator windings to,An applied power suppression process that suppresses power applied to the stator winding during a period from a predetermined time before the switching point for switching the current to be passed through the stator winding to the switching point, the applied power suppression process, The power applied to the stator winding is lowered by a waveform approximating a sine wave a predetermined time before the switching point..
[0026]
With this configuration, even when the current flowing through the stator winding of the brushless motor is large, the electromagnetic noise of the motor is low, the zero-cross point generated in the stator winding can be detected, and the brushless capable of sensorless drive control A motor drive control method can be provided.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  In order to achieve this object, a brushless motor drive control device according to claim 1 of the present invention is rotationally driven by a plurality of stator windings connected at one point and a magnetic field generated by each stator winding. Permanent magnet rotorAndA drive control device for a brushless motor provided with a drive circuit having a plurality of commutator elements for switching a current supplied to a stator winding by switching each of the commutator elements, and a terminal voltage of each stator winding Zero cross point detection unit that detects the zero cross point from each other and outputs a zero cross point detection signal corresponding to each of the stator windings, and an induction voltage induced in the stator windings by the rotation of the permanent magnet rotor is detected as a terminal voltage A feedback control signal generator that performs control for phase switching of each commutator element by extracting an induced voltage zero-cross point that is a zero-cross point in each section to be extracted from each zero-cross point detection signal and delaying a certain electrical angle from the induced voltage zero-cross point; Electric power applied to the stator winding from a certain time before the switching point where the commutator element is switched to the switching point And applying the power control unit that performs control to suppress,A variable output voltage source for supplying a voltage to be applied to the drive circuit or a variable output current source for supplying a current to be applied to the drive circuit;WithThe applied power control unit performs control to suppress a voltage applied by the voltage source to the drive circuit or a current applied by the current source to the drive circuit a predetermined time before the switching point.With this configuration, the following effects can be obtained.
[0028]
(1) In each phase, an induced voltage induced by the rotation of the permanent magnet rotor appears in the terminal voltage of the stator winding that is not energized. Also, at the switching point, the current flowing through the stator winding is commutated by switching of the commutator element, and a back electromotive force is induced in the stator winding, and this back electromotive force is released through the freewheeling diode, so that the surge voltage The pulse is generated. The zero cross point detector detects the zero cross point of the induced voltage (inductive voltage zero cross point) and the zero cross point of the surge voltage pulse. The induced voltage zero cross point is delayed from the switching point by a certain electrical angle (90 degrees for a single phase). The zero cross point of the surge voltage appears at the switching point due to the rise of the pulse, and then appears again at the fall of the pulse. The feedback control signal generator extracts the induced voltage zero-cross point from these zero-cross points, delays a certain electrical angle from the induced voltage zero-cross point, switches the commutator elements, and feeds back the rotational position of the permanent magnet rotor. Perform phase switching control.
[0029]
(2) The applied power control unit suppresses the power applied to the stator winding from a certain time before the switching point to the switching point, so that the energy of the magnetic field accumulated in the stator winding at the switching point is It is suppressed. Therefore, even when the current flowing through the stator winding is large, such as a high-power, high-speed brushless motor, the back electromotive force induced in the stator winding at the switching point is suppressed, and the pulse width of the surge voltage is Decrease. As a result, the release of the surge voltage is terminated before the zero cross point of the induced voltage, the surge voltage pulse is prevented from being superimposed on the induced voltage zero cross point, and the feedback control signal generator detects the induced voltage zero cross point. It becomes possible to control the phase switching of the commutator element that feeds back the rotational position of the permanent magnet rotor.
[0030]
(3) Since the pulse width of the surge voltage is narrow, it is possible to reduce electromagnetic noise during phase switching.
[0031]
Here, as a method of suppressing the power applied to the stator winding, a method of reducing the drive current supplied to the stator winding or a method of pulse width modulating the drive current supplied to the stator winding is used. It is done.
[0032]
In addition, the applied power control unit is based on the zero cross point induced by the surge voltage pulse generated in any stator winding at the switching point or the induced voltage zero cross point extracted by the feedback control signal generation unit. Control is performed to suppress the power applied to the stator winding from the point delayed for a certain time to the next switching point.
[0033]
  (4) Since the applied power control unit suppresses the voltage applied by the voltage source to the drive circuit or the current applied by the current source to the drive circuit before the switching point, the drive current supplied to the stator winding is suppressed. The effect that
[0034]
  According to a second aspect of the present invention, there is provided the brushless motor drive control device according to the first aspect, wherein the applied power control unit is configured to apply a voltage or a voltage applied to the drive circuit by the voltage source a predetermined time before the switching point. Control is performed to drop the current applied to the drive circuit with a waveform approximating a sine wave. With this configuration, the following operation is obtained.
[0035]
  (1) The applied power control unit determines whether a voltage or current source that the voltage source applies to the drive circuit a predetermined time before the switching point in response to a change in magnetic flux density that the permanent magnet rotor creates in the stator winding. The current applied to the drive circuit is suppressed, so that a reduction in the power efficiency of the brushless motor is suppressed, and the drive current supplied to the stator winding is suppressed.
[0036]
  (2) Almost no surge voltage is generated, and the zero cross point can be reliably detected.
[0037]
  (3) No electromagnetic noise caused by surge voltage is generated.
[0038]
  The invention according to claim 3 of the present invention is the drive control device for the brushless motor according to claim 1 or 2, wherein the current detection unit detects the total current value or the phase current value supplied to the stator winding. The applied power control unit determines an amount of suppression of power applied to each stator winding based on the total current value or phase current value detected by the current detection unit, or an average value or effective value thereof. With this configuration, the applied power control unit controls the amount of power applied to each stator winding based on the total current value, the phase current value, or the average value or effective value thereof. Can be optimized, and the power efficiency of the brushless motor can be improved.
[0039]
  Here, the applied power control unit performs A / D conversion on the output of the current detection unit, and determines the magnitude and time of the applied power to be reduced, which is the amount of suppression of the applied power, according to the value and the size. .
[0040]
  According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the brushless motor drive control device according to the first or second aspect, wherein the current detection unit detects the total current value or the phase current value supplied to the stator winding. And an application for performing a determination to permit suppression of applied power to each stator winding when the total current value or phase current value detected by the current detection unit, or an average value or effective value thereof is larger than a certain value. A power suppression determination unit, and the applied power control unit controls the power applied to each stator winding for a predetermined time before the switching point when suppression of applied power is permitted by the applied power suppression determination unit. With this configuration, the applied power suppression determination unit has a constant total current value or phase current value detected by the current detection unit, or an average value or effective value thereof. Greater than the value To perform the power suppression to be applied to the stator windings, the action that the power efficiency in the case of operating the brushless motor at low output and low-speed is improved is obtained.
[0047]
BookClaims of the invention5The brushless motor drive control method described in 1 is a brushless motor comprising: a plurality of stator windings connected at one point; and a permanent magnet rotor driven to rotate by a magnetic field generated by each stator winding. In the drive control method, a zero cross point detection process for detecting a zero cross point of each terminal voltage from terminal voltages of a plurality of stator windings, and an induced voltage induced in the stator winding by rotation of the permanent magnet rotor Magnetic pole position detection process that extracts the induced voltage zero-cross point, which is the zero-cross point in the interval detected as the terminal voltage, from the zero-cross point detection signal of each terminal voltage, and the stator winding with a certain electrical angle delay from the induced voltage zero-cross point The stator winding is marked between the current switching process for switching the phase of the current applied to the stator and the switching point for a certain time before the switching point for switching the current applied to the stator winding. Suppressing applied power restriction process the power toAndPreparationThe applied power suppression process is characterized in that the power applied to the stator winding is lowered by a waveform approximating a sine wave a predetermined time before the switching point.With this configuration, the following effects can be obtained.
[0048]
(1) In each phase, an induced voltage induced by the rotation of the permanent magnet rotor appears in the terminal voltage of the stator winding that is not energized. At the switching point, the current flowing through the stator winding is commutated to induce a back electromotive force in the stator winding, and a surge voltage pulse is generated by the back electromotive force. Therefore, in the zero cross point detection process, the zero cross point of the induced voltage (the induced voltage zero cross point) and the zero cross point of the surge voltage pulse are detected for each terminal voltage. The induced voltage zero cross point is delayed from the switching point by a certain electrical angle. The zero cross point of the surge voltage appears at the switching point due to the rise of the pulse, and then appears again at the fall of the pulse. In the magnetic pole position detection process, an induced voltage zero cross point is extracted from these zero cross points. Thereafter, in the current switching process, phase switching control is performed by feeding back the rotational position of the permanent magnet rotor by phase-switching the commutator elements with a certain electrical angle delay from the induced voltage zero cross point.
[0049]
(2) In the applied power suppression process, in order to suppress the power applied to the stator winding from a certain time before the switching point to the switching point, the magnetic field energy accumulated in the stator winding at the switching point is It is suppressed. Therefore, even when the current flowing through the stator winding is large, such as a high-power, high-speed brushless motor, the back electromotive force induced in the stator winding at the switching point is suppressed, and the pulse width of the surge voltage is Decrease. As a result, the release of the surge voltage is terminated before the zero cross point of the induced voltage, the surge voltage pulse is prevented from being superimposed on the induced voltage zero cross point, and the induced voltage zero cross point is detected in the zero cross point detection process. It becomes possible to control the phase switching of the commutator element that feeds back the rotational position of the permanent magnet rotor.
[0050]
(3) A circuit for detecting the magnetic pole position of the stator is not necessary.
Here, as a method of suppressing the power applied to the stator winding, a method of reducing the drive current supplied to the stator winding or a method of pulse width modulating the drive current supplied to the stator winding is used. It is done.
[0051]
In the applied power suppression process, the induced voltage zero-cross point extracted in the magnetic pole position detection process or the zero-cross point due to the surge voltage pulse generated in any stator winding at the switching point is used as a reference and constant from that point. Control is performed to suppress the power applied to the stator winding from the time delayed point to the next switching point.
[0052]
  (4) The electric power applied to the stator winding a predetermined time before the switching point is suppressed in response to the change in the magnetic flux density created by the permanent magnet rotor inside the stator winding, thereby reducing the power of the brushless motor. The reduction in efficiency is suppressed, and the drive current supplied to the stator winding is suppressed.
[0053]
  (5) Almost no surge voltage is generated, and the zero cross point can be reliably detected.
[0054]
  (6) Generation of electromagnetic noise due to surge voltage can be prevented.
[0055]
  According to a sixth aspect of the present invention, there is provided the brushless motor drive control method according to the fifth aspect, wherein the current detection process for detecting the total current value or the phase current value supplied to the stator winding is performed. In the applied power suppression process, the suppression amount of power applied to each stator winding is determined based on the total current value or phase current value detected in the current detection process, or the average value or effective value thereof. With this configuration, it is possible to optimize the amount of power suppression applied to each stator winding based on the total current value, phase current value, or their average value or effective value. Thus, the power efficiency of the brushless motor is improved.
[0056]
  A seventh aspect of the present invention is a brushless motor drive control method according to the fifth aspect of the present invention, comprising: a current detection process for detecting a total current value or a phase current value supplied to the stator winding; Applied power for determining whether to suppress the applied power to each stator winding when the total current value or phase current value detected in the current detection process or the average value or effective value thereof is larger than a certain value A suppression determination process, and the applied power suppression process, when suppression of the applied power to each stator winding is permitted in the applied power suppression determination process, from a certain time before the switching point to the switching point, The configuration is characterized in that the power applied to each stator winding is suppressed. With this configuration, the total current value or phase current value detected by the current detection unit, or the average value or effective value thereof. Is greater than a certain value Only suppression of power applied to the stator winding is performed when, thereby acting as the power efficiency in the case of operating the brushless motor at low output and low-speed is improved is obtained.
[0059]
  In the following, the present inventionBasic form andEmbodiments will be described with reference to the drawings.
  (BasicForm 1)
  FIG. 1 illustrates the present invention.BasicIt is a block diagram which shows the apparatus structure of the drive control apparatus of the brushless motor in the form 1.
[0060]
In FIG. 1, 101 is a stator, 102u, 102v and 102w are stator windings, 103 is a permanent magnet rotor, 104 is a drive circuit, 105 to 110 are commutator elements, 111 to 116 are freewheeling diodes, 117 is a drive A power supply, 118 is a bypass capacitor, 120 is a zero-cross point detector, 120u, 120v, and 120w are comparators.
[0061]
Reference numerals 119u, 119v, 119w, and 119N denote potentials at neutral points of voltages generated at the terminals of the stator windings 102u, 102v, and 102w (hereinafter referred to as neutral potential V)._NCall it. ) For generating a neutral potential, R_IIs the total current detection resistor, R_UH1~ R_UHn, R_VH1~ R_VHn, R_WH1~ R_WHn, R_UL1~ R_ULn, R_VL1~ R_VLn, R_WL1~ R_WLnIs a base voltage setting resistor for setting the base voltage of each of the commutator elements 105, 106, 107, 108, 109, 110, and 121 is a control of the rotational speed of the permanent magnet rotor 103 by controlling the drive circuit 104. It is a control unit.
[0062]
  BookBasicIn this embodiment, the emitter side of the commutator elements 108 to 110 is grounded via the total current value detection resistor RI. Further, the neutral potential generating resistors 119u, 119v, and 119w have one end connected to the connection point O._RThe other end is connected to the terminal U, the neutral potential generating resistor 119v is connected to the terminal V, and the neutral potential generating resistor 119w is connected to the terminal W, respectively. One end of the neutral potential generating resistor 119N is connected to the connection point O._RAnd the other end is grounded. Connection point O_RNeutral potential V_NIs obtained, and this connection point O_RAre connected to the negative input side of the comparators 120u, 120v, 120w. Base voltage setting resistor R_UH1~ R_UHn, R_VH1~ R_VHn, R_WH1~ R_WHn, R_UL1~ R_ULn, R_VL1~ R_VLn, R_WL1~ R_WLnOne end of each is connected to the bases of the commutator elements 105, 106, 107, 108, 109, and 110, and the other end is connected to each output terminal of the control unit 121. The control unit 121 is connected to the bases of the commutator elements 105 to 110 via these base voltage setting resistors, and receives the six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL for controlling the drive circuit 104. Generate and output. The control unit 121 is connected to the output side of the comparators 120u, 120v, and 120w, and detects the zero cross point input from the zero cross point detection unit 120 when the rotation speed of the permanent magnet rotor 103 exceeds a certain value. Signal V_U0, V_V0, V_W0Is switched to feedback control that generates and outputs each six-phase control signal based on
[0063]
FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of the control unit of FIG.
In FIG. 2, reference numeral 131 denotes an external synchronous three-phase control signal V which is a three-phase control signal for controlling switching of the drive current of the drive circuit 104._Ai, V_Bi, V_CiThe external synchronization control unit 132 generates and outputs the zero cross point detection signal V input from the zero cross point detection unit 120._U0, V_V0, V_W0Feedback three-phase control signal V which is a three-phase control signal synchronized with the rotation of the permanent magnet rotor 103 based on_Af, V_Bf, V_CfThe feedback three-phase control signal generation unit 133 generates the permanent magnet rotor 103 based on the interval between the zero cross points of the induced voltage generated in each stator winding detected and output by the feedback three-phase control signal generation unit 132. It is a rotation speed detection unit that detects the rotation speed N.
[0064]
The feedback three-phase control signal generator 132 generates a zero cross point detection signal V._U0, V_V0, V_W0From the zero-cross point (point corresponding to A in FIG. 15) of the induced voltage generated at the terminals U, V, and W due to the rotation of the permanent magnet rotor 103, and the edge of the surge voltage pulse are detected in any of the phases. Induction voltage zero-cross point detection signal V for notifying that the zero-cross point of the induction voltage has been detected._ZAnd edge detection signal V for notifying that the edge of the surge pulse has been detected in any of the phases._sAnd a feedback three-phase control signal V that is inverted with a delay of 30 electrical degrees from the zero cross point of the induced voltage in each detected phase._Af, V_Bf, V_CfIs generated. The rotation speed detection unit 133 generates an induced voltage zero cross point detection signal V._ZAre measured, and the rotational speed N of the permanent magnet rotor 103 at each time point is calculated.
[0065]
134 is an external synchronous three-phase control signal V when the rotational speed N detected by the rotational speed detector 133 is equal to or less than a certain value._Ai, V_Bi, V_CiIf the rotational speed N is greater than a certain value, the feedback three-phase control signal V_Af, V_Bf, V_CfThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CIt is a three-phase control signal switching unit that performs switching control to output as.
[0066]
135 is a three-phase control signal V_A, V_B, V_C6-phase control signal UH for switching commutator elements 105-110 based on₀, VH₀, WH₀, UL₀, VL₀, WL₀Is a six-phase control signal generator for generating and outputting. 136 is a total current value detection resistor R_ITotal current detection signal V which is the voltage across_ICurrent detection unit 137 for detecting the current value I supplied from the current to the drive circuit 104 suppresses the power applied to the stator windings 102u, 102v, 102w based on the current value I detected by the current detection unit 136. An applied power suppression determination unit that performs threshold determination of whether or not, and a base voltage control unit that performs switching control of the base voltage of the commutator elements 105 to 110 when the applied power suppression determination unit 137 determines that the applied power is suppressed. Reference numeral 139 denotes a base voltage switching unit that switches the base voltages of the commutator elements 105 to 110 under the control of the base voltage control unit 138.
[0067]
The applied power suppression determination unit 137 generates an edge detection signal V_sWhen the rise of the surge pulse of the induced voltage (hereinafter referred to as a commutation point) is detected, the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before that is detected._fValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) And current value I_fIs the threshold I₁Is smaller than the control value, the control for suppressing the base voltage is disallowed, and the current value I_fIs the threshold I₀In the above case, control for suppressing the base voltage is permitted. When the control to suppress the base voltage is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the base voltage control unit 138 has a current value I immediately before the commutation point detected by the current detection unit 136._fThen, the amount of suppression of the base voltage is determined, the time from the commutation point to the next commutation point is predicted based on the rotational speed N detected by the rotational speed detection unit 133, and a certain time before the next commutation point. Base voltage switching signal V_b1~ V_bnThe base voltage is suppressed by switching. The base voltage switching unit 139 includes 6 × n logical product operation units, and the output of each logical product operation unit is a base voltage setting resistor R._UH1~ R_UHn, R_VH1~ R_VHn, R_WH1~ R_WHn, R_UL1~ R_ULn, R_VL1~ R_VLn, R_WL1~ R_WLnIt is connected to the. Base voltage setting resistor R_UH1~ R_UHnHas a six-phase control signal UH₀And base voltage switching signal V_b1~ V_bnAnd a logical product signal of positive logic with the base voltage setting resistor R_VH1~ R_VHnHas a six-phase control signal VH₀And base voltage switching signal V_b1~ V_bnAnd a logical product signal of positive logic with the base voltage setting resistor R_WH1~ R_WHnHas a six-phase control signal WH₀And base voltage switching signal V_b1~ V_bnAnd a logical product signal of positive logic with the base voltage setting resistor R_UL1~ R_ULnHas a six-phase control signal UL₀And base voltage switching signal V_b1~ V_bnAnd a logical product signal of positive logic with the base voltage setting resistor R_VL1~ R_VLnHas a six-phase control signal VL₀And base voltage switching signal V_b1~ V_bnAnd a logical product signal of positive logic with the base voltage setting resistor R_WL1~ R_WLnHas a six-phase control signal WL₀And base voltage switching signal V_b1~ V_bnAnd a logical product signal of positive logic. Base voltage setting resistor R_UHi, R_VHi, R_WHi, R_ULi, R_VLi, R_WLiAs for (i = 1, 2,..., N), those having the same index i have the same resistance value, and the resistance value increases as the index i increases. Six-phase control signal UH₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀Is the base voltage setting resistor R_UHi, R_VHi, R_WHi, R_ULi, R_VLi, R_WLiThe voltage is dropped by (i = 1, 2,..., N) and output to the commutator elements 105 to 110 as six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL. The voltage drop is the base voltage setting resistor R_UHi, R_VHi, R_WHi, R_ULi, R_VLi, R_WLiSince it is determined by the resistance value (i = 1, 2,..., N), the base voltage control unit 138 generates the base voltage switching signal V._b1~ V_bnIt is possible to control the base voltage of the commutator elements 105 to 110 by selecting one of the base voltage setting resistors.
[0068]
  Book configured as aboveBasicA control method of the brushless motor drive control apparatus according to the embodiment will be described below.
[0069]
At the time of starting the brushless motor, the three-phase control signal switching unit 134 generates an external synchronization three-phase control signal V generated by the external synchronization control unit 131._Ai, V_Bi, V_CiThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CThe brushless motor is driven in a state in which external synchronization control is performed (hereinafter referred to as an external synchronization control state). At this time, the current detection unit 136 continues to detect all current values supplied to the drive circuit 104. When the rotational speed increases and the induced voltage due to the rotation of the permanent magnet rotor 103 increases to a level that can be detected by the zero-cross point detector 120, the feedback three-phase control signal generator 132 generates the induced voltage zero-cross point detection signal V._ZAnd edge detection signal V_sStarts to output. Edge detection signal V_sIs input, the applied power suppression determination unit 137 detects the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fAnd threshold I₀And the current value I_fIs the threshold I₀If it is larger, control to suppress the applied voltage is permitted. At this time, in the initial state, it is assumed that the control for suppressing the applied voltage is not permitted. When the control for suppressing the applied voltage is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the base voltage control unit 138 detects the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fBased on the above, the output base voltage switching signal is V_b1~ V_bnBy selecting from the above, it is determined how much the base voltage is suppressed. At the same time, the base current is switched before commutation, and control is performed to suppress the value of current flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w before commutation.
[0070]
When the rotational speed N of the permanent magnet rotor 103 detected by the rotational speed detection unit 133 exceeds a certain value, the three-phase control signal switching unit 134 switches the input to the feedback three-phase control signal generation unit 132 and performs feedback. Three-phase control signal V_Af, V_Bf, V_CfThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CIs output to the six-phase control signal generator 135, and a feedback control state is entered. At this time, since the current value flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w is suppressed before the commutation, the surge voltage has a wide pulse width and no zero-cross point is detected as shown in FIG. Is prevented.
[0071]
Next, the base voltage switching operation of the control unit will be described in more detail.
FIG. 3 is a flowchart showing the base voltage switching operation of the control unit in FIG. 1, and FIG. 4 is a diagram showing the time change and timing of each signal in FIG. In FIG. 4, A is a zero-crossing point of the induced voltage generated at terminals U, V, and W, B is a commutation point where the current of each stator winding 102u, 102v, 102w is commutated, and C is a base voltage switch. This is the base voltage switching point to be performed.
[0072]
First, the applied power suppression determination unit 137 receives the edge detection signal V_sFrom this, a commutation point is detected (S101).
[0073]
When the commutation point is detected, the base voltage is set to a steady value (a value when the base voltage is not suppressed) (S102), and the base voltage control unit 138 sets the count value t of the internal timer to 0. The timer is reset and starts counting the timer (S103).
[0074]
The applied power suppression determination unit 137 has a current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) Is compared (S104). The applied power suppression determination unit 137 has a current value I_fIs the threshold I₁If it is smaller than the threshold value, the control for suppressing the base voltage is not permitted, the process returns to step S101, and the current value I_fIs the threshold I₀In the above case, control for suppressing the base voltage is permitted. I₁<I_f<I₀At this time, the current permission or disapproval state is maintained, and the process returns to step S101 (S105).
[0075]
When the control to suppress the base voltage is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the base voltage control unit 138 determines that the current value I_fTo determine the amount of suppression of the base voltage, and the signal output when the base voltage is suppressed is the base voltage switching signal V_b1~ V_bnSelect from. At the same time, the time T from the commutation point to the next commutation point is predicted based on the rotational speed N detected by the rotational speed detection unit 133, and the time t from when the commutation point is suppressed to the base voltage.₁(E.g. t₁= Determined as 0.8T. However, 0.5T <t₁<T) (S106).
[0076]
Next, the base voltage control unit 138 determines that the timer count value t is t₁It waits until it becomes above (S107), and the count value t of the timer is t₁At this point, the base voltage is switched to suppress the base voltage (S108).
[0077]
Thereafter, the process returns to step S101 again and the same operation is repeated.
At this time, the waveform of the signal of each part in FIG. 1 is as shown in FIG.
[0078]
The six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL, which are base voltages of the commutator elements 105 to 110, are switched and suppressed at the base voltage switching point C.
[0079]
As a result, the current flowing through the stator windings 102u, 102v, 102w decreases, the current value at the commutation point B is suppressed, and the magnetic field energy in the stator windings 102u, 102v, 102w at the commutation point decreases. . Therefore, the pulse width of the surge voltage generated when the commutator elements 105 to 110 are switched at the commutation point B decreases, and the terminal voltage V_U, V_V, V_WThe zero-cross point A can be detected (V in FIG. 4)._U, V_V, V_Wreference).
[0080]
At the commutation point B, the six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL are switched and returned to the original voltage values again.
[0081]
At this time, the total current value detection resistor R_ITotal current detection signal V which is a voltage generated at both ends of_IIs as shown in FIG. The applied power suppression determination unit 137 uses the commutator element 106 to detect the total current detection signal V at the point D immediately before the commutation point._IBy detecting the value of the total current value I immediately before the commutation point B,_fIs detected.
[0082]
  Also bookBasicIn this embodiment, the timing for suppressing the base voltage is determined as the time when the timer is started and delayed by a predetermined time triggered by the rise of the surge voltage pulse (commutation point B). It may be determined as a time point when the timer is started by delaying (point E in FIG. 4) or the zero cross point A as a trigger and delayed by a certain time.
[0083]
  Also bookBasicIn the embodiment, the applied power suppression determination unit 137 determines the total current value I immediately before the commutation point B._fAnd the permission / non-permission of the applied power suppression before the next commutation point is determined._sEvery time a commutation point is detected by the above, the average value I of all current values detected by the current detection unit 136 from the previous commutation point to the commutation point._evOr effective value I_effMay be configured to determine permission / non-permission of applied power suppression before the next commutation point based on the calculated value. Further, in this case, the base voltage control unit 138 has an average value I of all current values calculated by the applied power suppression determination unit 137._evOr effective value I_effThe base voltage suppression amount may be determined based on the above. Thereby, the influence of noise is reduced, malfunctions are prevented, and the zero cross point can be reliably detected.
[0084]
  (BasicForm 2)
  FIG. 5 illustrates the present invention.BasicIt is a block diagram which shows the apparatus structure of the drive control apparatus of the brushless motor in the form 2.
[0085]
  In FIG. 5, 101 is a stator, 102u, 102v and 102w are stator windings, 103 is a permanent magnet rotor, 104 is a drive circuit, 105 to 110 are commutator elements, 111 to 116 are freewheeling diodes, and 117 is a drive. Power supply, 118 is a bypass capacitor, 119U and 119L are neutral potential generating resistors, 120 is a zero-crossing point detection unit, 120u, 120v, and 120w are comparators. Therefore, the description is omitted. UH, UL, VH, VL, WH, WL, UH₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀Is a six-phase control signal, i_u, I_v, I_wIs the drive current, V_U, V_V, V_WIs the terminal voltage, V_U0, V_V0, V_W0Is the zero cross point detection signal, these areBasicThe first embodiment is the same as the first embodiment, and the same reference numerals are given and description thereof is omitted.
[0086]
Reference numerals 105 a to 110 a denote switching circuits for switching the commutator elements 105 to 110, and 121 denotes a control unit that controls the rotational speed of the permanent magnet rotor 103 by controlling the drive circuit 104.
[0087]
The control unit 121 controls the six-phase control signal UH for controlling the drive circuit 104.₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀Is generated and output. Further, the control unit 121 is connected to the output side of the comparators 120u, 120v, and 120w, and when the rotation speed N of the permanent magnet rotor 103 exceeds a certain value, the zero cross inspection input from the zero cross point detection unit 120 is performed. Output signal V_U0, V_V0, V_W0Is switched to feedback control that generates and outputs each six-phase control signal based on
[0088]
Reference numeral 141 denotes a pulse width modulation unit that performs pulse width modulation on the base voltage of the commutator elements 105 to 110, 142 denotes an F / V converter, 143 denotes an oscillator that oscillates and outputs a rectangular wave, and 144 denotes a triangular wave that is output from the oscillator 143. The integration circuit 145 converts the output of the F / V converter 142 and the output of the integration circuit 144 into a PWM signal V._PWMComparators 146 to 151 each output a six-phase control signal UH₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀And PWM signal V_PWMA modulation unit that generates and outputs a pulse width modulated six-phase control signal UH, UL, VH, VL, WH, WL that is a logical product of_IU, R_IV, R_IWAre phase current detection resistors for detecting phase currents flowing through the commutator elements 108, 109, and 110, respectively.
[0089]
Six-phase control signal UH of control unit 121₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀Is connected to one input side of the modulators 146, 147, 148, 149, 150, 151, and the output of the comparator 145 is the other input of the modulators 146, 147, 148, 149, 150, 151. Connected to the side. The collector sides of the commutator elements 108 to 110 are respectively connected to the phase current detection resistors R_IU, R_IV, R_IWIs grounded. Phase current detection resistor R_IU, R_IV, R_IWAnd a common connection point between the collectors of the commutator elements 108 to 110 are connected to the control unit 121. The input side of the F / V converter 142 is connected to the control unit 121, the output side of the F / V converter 142 is connected to the positive input side of the comparator 145, and the F / V converter 142 is input from the control unit 121. PWM control signal V_PIs converted into a voltage signal and output to the comparator 145. Further, the input side of the comparator 145 is connected to the integration circuit 144, and the comparator 145 compares the voltage signal input from the F / V converter 142 with the triangular wave input from the integration circuit 144, thereby generating the PWM signal V._PWMIs output to the modulation units 146 to 151.
[0090]
FIG. 6 is a block diagram showing a functional configuration of the control unit of FIG.
In FIG. 6, 121 is a control unit, 131 is an external synchronization control unit, 132 is a feedback three-phase control signal generation unit, 133 is a rotation speed detection unit, 134 is a three-phase control signal switching unit, and 135 is a six-phase control signal generation unit. 136 is a current detection unit, 137 is an applied power suppression determination unit, V_Ai, V_Bi, V_CiIs the external synchronous three-phase control signal, V_Af, V_Bf, V_CfIs the feedback three-phase control signal, V_A, V_B, V_CIs a three-phase control signal, UH₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀Is a six-phase control signal, V_ZIs the induced voltage zero cross point detection signal, V_sIs the edge detection signal, V_pIs a PWM control signal, and these are the same as those in FIGS.
[0091]
However, the current detection unit 136 includes a phase current detection resistor R_IU, R_IV, R_IWPhase current detection signal V which is the voltage across_IU, R_IV, R_IWTo detect the phase current passing through the commutator elements 108, 109 and 110. Further, the applied power suppression determination unit 137 receives the edge detection signal V_sWhen the rise of the surge pulse of the induced voltage (hereinafter referred to as a commutation point) is detected, the phase current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point is detected._fUOr I_fVOr I_fWValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) And the phase current value I_fUOr I_fVOr I_fWIs the threshold I₁Is smaller than the control value, the control for suppressing the applied power is not permitted, and the phase current value I_fUOr I_fVOr I_fWIs the threshold I₀In the above case, control for suppressing the applied power is permitted.
[0092]
161 is an applied power control unit, and 162 is a PWM control unit.
When the application power suppression determination unit 137 is allowed to control the applied power, the applied power control unit 161 allows the phase current value I immediately before the commutation point detected by the current detection unit 136._fUOr I_fVOr I_fWFrom the commutation point to the next commutation point based on the rotational speed N detected by the rotational speed detection unit 133, and a predetermined time before the next commutation point. Applied power switching signal S_QIs output to the PWM controller 162 to suppress the applied power. The PWM control unit 162 applies the applied power switching signal S._QIs input to the F / V converter 142 based on the amount of suppression of the applied power determined by the applied power control unit 161._pIs output. The F / V converter 142 outputs a PWM control signal V_pIs converted into a voltage signal and output to the comparator 145. The comparator 145 converts the PWM signal V from the input voltage signal and the triangular wave._PWMIs output to the modulation units 146 to 151. The modulation unit 146 to the modulation unit 151 are the six-phase control signals UH.₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀And PWM signal V_PWMIs used to generate PWM-modulated six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL and output them to commutator elements 105-110. As a result, the current flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w is PWM-modulated and the applied power is suppressed.
[0093]
  Book configured as aboveBasicA control method of the brushless motor drive control apparatus according to the embodiment will be described below.
[0094]
At the time of starting the brushless motor, the three-phase control signal switching unit 134 generates an external synchronization three-phase control signal V generated by the external synchronization control unit 131._Ai, V_Bi, V_CiThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CThe brushless motor is driven in the external synchronous control state. At this time, the current detection unit 136 continues to detect all current values supplied to the drive circuit 104. When the rotational speed increases and the induced voltage due to the rotation of the permanent magnet rotor 103 increases to a level that can be detected by the zero-cross point detector 120, the feedback three-phase control signal generator 132 generates the induced voltage zero-cross point detection signal V._ZAnd edge detection signal V_sStarts to output. Edge detection signal V_sIs input, the applied power suppression determination unit 137 detects the phase current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fUOr I_fVOr I_fWAnd threshold I₀And the phase current value I_fUOr I_fVOr I_fWIs the threshold I₀If it is larger, control for suppressing the applied power is permitted. At this time, in the initial state, it is assumed that the control for suppressing the applied power is in a disallowed state. When the control for suppressing the applied power is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the applied power control unit 161 detects the phase current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fUOr I_fVOr I_fWTo determine how much to suppress the applied power. At the same time, PWM control is switched before commutation, and control is performed to suppress the value of current flowing through the stator windings 102u, 102v, 102w before commutation.
[0095]
When the rotational speed N of the permanent magnet rotor 103 detected by the rotational speed detection unit 133 exceeds a certain value, the three-phase control signal switching unit 134 switches the input to the feedback three-phase control signal generation unit 132 and performs feedback. Three-phase control signal V_Af, V_Bf, V_CfThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CIs output to the six-phase control signal generator 135, and a feedback control state is entered. At this time, since the current value flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w is suppressed before commutation, the surge voltage has a large pulse width as shown in FIG. 16, and the zero cross point is not detected. Is prevented.
[0096]
Next, the switching operation of the applied power of the control unit will be described in more detail.
FIG. 7 is a flowchart showing the switching operation of the applied power of the control unit in FIG. 5, and FIG. 8 is a diagram showing the time change and timing of each signal in FIG. In FIG. 8, A is a zero crossing point of the induced voltage generated at terminals U, V, and W, B is a commutation point for commutating the currents of the stator windings 102u, 102v, and 102w, and C ′ is a switch of applied power. Is the applied power switching point at which.
[0097]
First, the applied power suppression determination unit 137 receives the edge detection signal V_sFrom this, a commutation point is detected (S201).
[0098]
When the commutation point is detected, if the PWM control is being performed, the PWM control is stopped (S202), the applied power control unit 161 resets the count value t of the timer included therein to 0, and the timer count Is started (S203).
[0099]
When the six-phase control signal UL is HIGH immediately before the commutation point (S204), the applied power suppression determination unit 137 detects the U-phase current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fUAnd threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) Is compared (S205). When the six-phase control signal VL is in the HIGH state immediately before the commutation point (S206), the V-phase current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fVValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) Is compared (S207). Further, when the six-phase control signal WL is in a HIGH state immediately before the commutation point (S206), the W-phase current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fWValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) Is compared (S208). As a result of the comparison, the applied power suppression determination unit 137 determines that the phase current value I_fUOr I_fVOr I_fWIs the threshold I₁If it is smaller than the threshold value, the control for suppressing the applied power is not permitted, and the process returns to step S201, where the phase current value I_fUOr I_fVOr I_fWIs the threshold I₀In the above case, control for suppressing the applied power is permitted. I₁<I_fU, I_fV, I_fW<I₀At this time, the current permission or non-permission state is maintained. If not, the process returns to step S201.
[0100]
When the control to suppress the applied power is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the applied power control unit 161 determines that the phase current value I_fUOr I_fVOr I_fWFrom this, the suppression amount of the applied power is determined. At the same time, a time T from the commutation point to the next commutation point is predicted based on the rotation speed N detected by the rotation speed detection unit 133, and the time t from when the commutation point is applied to the applied power is suppressed.₁(E.g. t₁= Determined as 0.8T. However, 0.5T <t₁<T) (S210).
[0101]
Next, the applied power control unit 161 determines that the count value t of the timer is t₁It waits until it becomes above (S211), and the count value t of the timer is t₁At the point of time, the control is switched to the PWM control by the PWM control unit 162, and the applied power is suppressed (S212).
[0102]
Thereafter, the process returns to step S201 again and the same operation is repeated.
At this time, the waveform of the signal of each part in FIG. 5 is as shown in FIG.
[0103]
The six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, and WL, which are base voltages of the commutator elements 105 to 110, are switched to PWM control at the applied power switching point C ′, and the applied power is suppressed. As a result, the power applied to the stator windings 102u, 102v, 102w is reduced, the applied power at the commutation point B is suppressed, and the magnetic field energy in the stator windings 102u, 102v, 102w at the commutation point is Decrease. Therefore, the pulse width of the surge voltage generated when the commutator elements 105 to 110 are switched at the commutation point B decreases, and the terminal voltage V_U, V_V, V_WCan be detected (V in FIG. 8)._U, V_V, V_Wreference).
[0104]
At the commutation point B, the PWM control of the six-phase control signals UH, UL, VH, VL, WH, WL is terminated, and the original power value is applied again to the stator windings 102u, 102v, 102w.
[0105]
At this time, the total current I flowing through the drive circuit 104 and the phase current detection signal V of each phase U, V, W_IU, V_IV, V_IWIs as shown in FIG. The applied power suppression determination unit 137 uses the commutator element 106 to detect the phase current detection signal V at the point D immediately before the commutation point._IU, V_IV, V_IWBy detecting the value of the phase current value I immediately before the commutation point B,_fU, I_fV, I_fWIs detected.
[0106]
  Also bookBasicIn this embodiment, the timing to suppress the applied power is determined as the time when the timer is started and delayed by a fixed time with the rise of the surge voltage pulse (commutation point B) as a trigger, but with the zero cross point A as a trigger. It may be determined that the timer is started and delayed by a certain time. Also,BasicIn the same manner as in the first embodiment, the applied power suppression determination unit 137 is configured to determine permission / non-permission of control for suppressing applied power by detecting the total current value I immediately before the commutation point B. May be.
[0107]
  Also bookBasicIn the embodiment, the applied power suppression determination unit 137 determines the total current value I immediately before the commutation point B._fAnd the permission / non-permission of the applied power suppression before the next commutation point is determined._sEvery time a commutation point is detected by the above, the average value I of all current values detected by the current detection unit 136 from the previous commutation point to the commutation point._evOr effective value I_effMay be configured to determine permission / non-permission of applied power suppression before the next commutation point based on the calculated value. Furthermore, in this case, the applied power control unit 161 has an average value I of all current values calculated by the applied power suppression determination unit 137._evOr effective value I_effThe amount of applied power suppression may be determined based on the above. Thereby, the influence of noise is reduced, malfunctions are prevented, and the zero cross point can be reliably detected.
[0108]
  (Form of implementationstate)
  FIG. 9 shows an embodiment of the present invention.StateIt is a block diagram which shows the apparatus structure of the drive control apparatus of the brushless motor in O.
[0109]
In FIG. 9, 101 is a stator, 102u, 102v and 102w are stator windings, 103 is a permanent magnet rotor, 104 is a drive circuit, 105 to 110 are commutator elements, 111 to 116 are freewheeling diodes, and 117 is a drive. Power supply, 118 is a bypass capacitor, 120 is a zero cross point detector, 120u, 120v and 120w are comparators, R_IIs a total current value detection resistor, UH, UL, VH, VL, WH, WL are six-phase control signals, i_u, I_v, I_wIs the drive current, V_NIs neutral potential, V_U, V_V, V_WIs the terminal voltage, V_U0, V_V0, V_W0Is the zero cross point detection signal, V_IAre all current detection signals, which are the same as those in FIG. Reference numerals 119U and 119L denote neutral potential generating resistors, which are the same as those shown in FIG.
[0110]
171 is a current source for adjusting the power source current, Q₁~ Q_mIs a current switching element which is an NPN transistor for switching the current value of the drive power supply 117, D₁~ D_mIs a Zener diode for obtaining a constant voltage on the cathode side, R_s1~ R_smIs a step-down resistor for obtaining the base voltage of the current source 171.
[0111]
The current source 171 is composed of a PNP transistor, the emitter is connected to the positive electrode of the current source 171, and the collector is connected to the emitters of the commutator elements 105 to 107 and the neutral potential generating resistor 119 u. The base of the current source 171 has a step-down resistor R_s1~ R_smOne end of the step-down resistor R_s1~ R_smThe other end of each is a Zener diode D₁~ D_mIs connected to the cathode side. Zener diode D₁~ D_mThe anode side of each is a current switching element Q₁~ Q_mConnected to the collector side of the current switching element Q₁~ Q_mIs connected to the control unit 121 via a resistor. Step-down resistor R_si(I = 1, 2,..., M) is set so that the resistance value decreases in ascending order of the index i.
[0112]
FIG. 10 is a block diagram showing a functional configuration of the control unit of FIG.
In FIG. 10, 121 is a control unit, 131 is an external synchronization control unit, 132 is a feedback three-phase control signal generation unit, 133 is a rotation speed detection unit, 134 is a three-phase control signal switching unit, and 135 is a six-phase control signal generation unit. 136 is a current detection unit, 137 is an applied power suppression determination unit, V_U0, V_V0, V_W0Is the zero cross point detection signal, V_Ai, V_Bi, V_CiIs the external synchronous three-phase control signal, V_Af, V_Bf, V_CfIs the feedback three-phase control signal, V_A, V_B, V_CIs the three-phase control signal, V_IAre all current detection signals, UH, UL, VH, VL, WH, WL are six-phase control signals, V_ZIs the induced voltage zero cross point detection signal, V_sAre edge detection signals, which are the same as those in FIG.
[0113]
Reference numeral 181 denotes a power supply current control unit that performs switching control of the base voltage of the current source 171 when it is determined that the applied power is suppressed by the applied power suppression determination unit 137.
[0114]
The applied power suppression determination unit 137 generates an edge detection signal V_sWhen the rise of the surge pulse of the induced voltage (hereinafter referred to as a commutation point) is detected, the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before that is detected._fValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) And current value I_fIs the threshold I₁Is smaller than the control value, the control for suppressing the applied power is disallowed, and the current value I_fIs the threshold I₀In the above case, control for suppressing the applied power is permitted. When the control for suppressing the applied power is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the power supply current control unit 181 has a current value I immediately before the commutation point detected by the current detection unit 136._fFrom this, the amount of suppression of the base voltage of the current source 171 is determined, the time from the commutation point to the next commutation point is predicted based on the rotational speed N detected by the rotational speed detection unit 133, and the next commutation point is determined. The base voltage switching signal P₁~ P_mIs switched to suppress the base voltage of the current source 171. When the base voltage of the current source 171 is switched, the amount of current supplied to the drive circuit 104 is reduced. As a result, the amount of current flowing through the stator windings 102u, 102v, 102w is also reduced, and the applied power is suppressed.
[0115]
A control method of the brushless motor drive control apparatus of the present embodiment configured as described above will be described below.
[0116]
At the time of starting the brushless motor, the three-phase control signal switching unit 134 generates an external synchronization three-phase control signal V generated by the external synchronization control unit 131._Ai, V_Bi, V_CiThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CThe brushless motor is driven in the external synchronous control state. At this time, the current detection unit 136 continues to detect all current values supplied to the drive circuit 104. When the rotational speed increases and the induced voltage due to the rotation of the permanent magnet rotor 103 increases to a level that can be detected by the zero-cross point detector 120, the feedback three-phase control signal generator 132 generates the induced voltage zero-cross point detection signal V._ZAnd edge detection signal V_sStarts to output. Edge detection signal V_sIs input, the applied power suppression determination unit 137 detects the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fAnd threshold I₀And the current value I_fIs the threshold I₀If it is larger, control to suppress the applied voltage is permitted. At this time, in the initial state, it is assumed that the control for suppressing the applied voltage is not permitted. When the control for suppressing the applied voltage is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the power supply current control unit 181 determines the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fBased on the rotational speed N detected by the rotational speed detection unit 133, a start time for starting to suppress the applied power before commutation is determined, and the base voltage switching signal P before commutation is determined.₁~ P_mP₁The base voltage of the current source 171 is decreased at every constant time Δt by switching in descending order from the index to the constant time Δt, and control is performed to suppress the current value flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w before commutation. .
[0117]
When the rotational speed N of the permanent magnet rotor 103 detected by the rotational speed detection unit 133 exceeds a certain value, the three-phase control signal switching unit 134 switches the input to the feedback three-phase control signal generation unit 132 and performs feedback. Three-phase control signal V_Af, V_Bf, V_CfThe three-phase control signal V_A, V_B, V_CIs output to the six-phase control signal generator 135, and a feedback control state is entered. At this time, since the current value flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w is suppressed before the commutation, the surge voltage has a wide pulse width and no zero-cross point is detected as shown in FIG. Is prevented.
[0118]
Next, the switching operation of the applied power of the control unit will be described in more detail.
FIG. 11 is a flowchart showing the switching operation of the applied power of the control unit in FIG. 9, and FIG. 12 is a diagram showing the time change and timing of each signal in FIG. In FIG. 12, A is a zero-cross point of the induced voltage generated at terminals U, V, and W, B is a commutation point for commutating the currents of the stator windings 102u, 102v, and 102w, and C is a base of current source 171 This is the base voltage switching point where the voltage is switched.
[0119]
First, the applied power suppression determination unit 137 receives the edge detection signal V_sFrom this, a commutation point is detected (S301).
[0120]
When the commutation point is detected, the power supply current control unit 181 determines that P₁HIGH state, P₂~ P_mIs set to the LOW state, the base voltage of the current source 171 is set to a steady value (value when the power supply current is not suppressed) (S302), the count value t of the internal timer is reset to 0, and the timer count is set. Start (S303).
[0121]
Next, the applied power suppression determination unit 137 detects the current value I detected by the current detection unit 136 immediately before the commutation point._fValue and threshold I₀And threshold I₁(I₀> I₁) Is compared (S304). At this time, the applied power suppression determination unit 137 determines the current value I_fIs the threshold I₁If it is smaller than the threshold value, the control for suppressing the applied power is not permitted, and the process returns to step S301, where the current value I_fIs the threshold I₀In the above case, control for suppressing the applied power is permitted. I₁<I_f<I₀At this time, the current permitted or disallowed state is maintained, and the process returns to step S301 (S305).
[0122]
When the control for suppressing the applied power is permitted by the applied power suppression determination unit 137, the power supply current control unit 181 determines that the current value I_fThe base voltage of the current source 171 immediately before the next commutation point is determined from the base voltage switching signal P before commutation.₁~ P_mThe switching interval Δt when switching is determined. At the same time, the time T from the commutation point to the next commutation point is predicted based on the rotation number N detected by the rotation number detection unit 133, and the time t from when the commutation point is suppressed to the base voltage of the current source 171.₁(E.g. t₁= Determined as 0.8T. However, 0.5T <t₁<T) (S306).
[0123]
Next, the power supply current control unit 181 determines that the timer count value t is t₁It waits until it becomes above (S307), and the count value t of the timer is t₁At this point, the HIGH state is changed to P₁To descending index (P₁, P₂, P_Three,...) Are sequentially switched at time intervals of Δt to start suppression of the base voltage of the current source 171 and suppress power supply current to suppress applied power (S308).
[0124]
Thereafter, the process returns to step S301 again and the same operation is repeated.
At this time, the waveform of the signal of each part in FIG. 9 is as shown in FIG.
[0125]
Voltage V with respect to the ground potential on the emitter side of commutator element 105 to commutator element 107₀'Starts to drop at the base voltage switching point C, and drops step by step to the commutation point B at intervals of Δt. As a result, the total current value I begins to drop before the commutation point, the current flowing through the stator windings 102u, 102v, 102w decreases, and the magnetic field energy in the stator windings 102u, 102v, 102w at the commutation point. Decrease. Therefore, the pulse width of the surge voltage generated when the commutator elements 105 to 110 are switched at the commutation point B decreases, and the terminal voltage V_U, V_V, V_WThe zero cross point A can be detected (V in FIG. 12)._U, V_V, V_Wreference).
[0126]
At the commutation point B, the base voltage switching signal is P₁The power supply current is returned to the original current value again.
[0127]
At this time, the total current value detection resistor R_ITotal current detection signal V which is a voltage generated at both ends of_IIs as shown in FIG. The applied power suppression determination unit 137 uses the commutator element 106 to detect the total current detection signal V at the point D immediately before the commutation point._IBy detecting the value of the total current value I immediately before the commutation point B,_fIs detected.
[0128]
Further, in this embodiment, the timing for suppressing the base voltage is determined as a point in time when the timer is started and delayed by a fixed time with the rising edge of the surge voltage pulse (commutation point B) as a trigger. Alternatively, it may be determined as the time when the timer is started and delayed by a predetermined time with the falling edge of the pulse (point E in FIG. 12) or the zero cross point A as a trigger.
[0129]
In the present embodiment, the applied power suppression determination unit 137 determines the total current value I immediately before the commutation point B._fAnd the permission / non-permission of the applied power suppression before the next commutation point is determined._sEvery time a commutation point is detected by the above, the average value I of all current values detected by the current detection unit 136 from the previous commutation point to the commutation point._evOr effective value I_effMay be configured to determine permission / non-permission of applied power suppression before the next commutation point based on the calculated value. Furthermore, in this case, the power supply current control unit 181 determines the average value I of all current values calculated by the applied power suppression determination unit 137._evOr effective value I_effThe amount of applied power suppression may be determined based on the above. Thereby, the influence of noise is reduced, malfunctions are prevented, and the zero cross point can be reliably detected.
[0130]
Further, in the present embodiment, when the base voltage of the current source 171 is lowered before the commutation point, it is sequentially lowered every certain time Δt. You may make it fall by the waveform approximated to the wave. FIG. 13A is a diagram showing the time change of the voltage induced in each phase due to the change of the magnetic flux, and FIG.₀It is a figure showing the time change of '. As shown in FIG. 13A, the voltage induced in each phase of the U phase, the V phase, and the W phase due to the change of the magnetic flux in the stator 101 is sinusoidal (actually applied to the terminals U, V, and W). The generated voltage has a waveform in which the voltage generated by the current supplied from the commutator element and the surge voltage are superimposed on this induced voltage). Accordingly, the power supply current control unit 181 determines the drop in the total current value I after the base voltage switching point C as the interval T in FIG._UIs lowered by a waveform approximating a sine wave in accordance with the shape of the U-phase induced voltage, and the interval T_VIn the period TW, the voltage is lowered by a waveform approximated to a sine wave matched to the shape of the V-phase induced voltage, and in the section TW, the voltage is lowered by a waveform approximated to a sine wave matched to the shape of the W-phase induced voltage. As a result, the current flowing through the stator windings 102u, 102v, and 102w corresponds to the change in magnetic flux density created by the permanent magnet rotor 103, and the applied power immediately before the commutation point while suppressing the reduction in the efficiency of the brushless motor. The control which suppresses is attained.
[0131]
【The invention's effect】
As described above, according to the drive control apparatus for a brushless motor of the present invention, the following effects can be obtained.
[0132]
  According to the first aspect of the present invention, the applied power control unit suppresses the power applied to the stator winding from a certain time before the switching point to the switching point. The energy of the magnetic field stored in is suppressed. Therefore, since the pulse width of the surge voltage can be reduced, the zero cross point detector detects the induced voltage zero cross point even when the current flowing through the stator winding is large, such as a high-power, high-speed brushless motor. Therefore, it is possible to provide a drive control device for a brushless motor capable of sensorless control of phase switching of a commutator element that feeds back the rotational position of a permanent magnet rotor. In addition, since the pulse width of the surge voltage is narrow, it is possible to provide a drive control device for a brushless motor in which electromagnetic noise during phase switching is reduced.The applied power control unit suppresses the drive current supplied to the stator windings by suppressing the voltage applied by the voltage source to the drive circuit or the current applied by the current source to the drive circuit a predetermined time before the switching point. It is possible to provide a drive control device for a brushless motor capable of this.
[0133]
  According to invention of Claim 2,A voltage applied by the voltage source to the drive circuit or a current applied by the current source to the drive circuit in response to a change in magnetic flux density generated by the permanent magnet rotor in the stator winding by the applied power control unit. Therefore, it is possible to provide a drive control device for a brushless motor in which a reduction in power efficiency of the brushless motor is suppressed and a drive current supplied to the stator winding is suppressed. Further, it is possible to provide a drive control device for a brushless motor that can hardly detect a surge voltage, can reliably detect a zero-cross point, and can prevent generation of electromagnetic noise caused by the surge voltage.
[0134]
  According to invention of Claim 3,The applied power control unit optimizes the amount of power suppression applied to each stator winding based on the total current value, the phase current value, or the average value or effective value thereof, so that the brushless motor with high power efficiency can be used. A drive control device can be provided.
[0135]
  According to invention of Claim 4,The applied power suppression determination unit suppresses the power applied to the stator winding only when the total current value or phase current value detected by the current detection unit, or the average value or effective value thereof is greater than a certain value. In addition, it is possible to provide a drive control device for a brushless motor with high power efficiency when operating at low output and low rotation.
[0139]
Further, according to the brushless motor drive control method of the present invention, the following effects can be obtained.
[0140]
  Claim5According to the invention described in the above, in order to suppress the power applied to the stator winding from a certain time before the switching point to the switching point, the magnetic field energy accumulated in the stator winding at the switching point is suppressed. Is done. Therefore, since the pulse width of the surge voltage can be reduced, the zero cross point detector detects the induced voltage zero cross point even when the current flowing through the stator winding is large, such as a high-power, high-speed brushless motor. Accordingly, it is possible to provide a brushless motor drive control method capable of performing sensorless control by feeding back the rotational position of the permanent magnet rotor in phase switching of the current flowing through the stator winding.In addition, since the power applied to the stator winding a certain time before the switching point is suppressed corresponding to the change in magnetic flux density generated by the permanent magnet rotor inside the stator winding, the power efficiency of the brushless motor is reduced. It is possible to provide a drive control method for a brushless motor in which the decrease is suppressed and the drive current supplied to the stator windings is suppressed. In addition, it is possible to provide a drive control method for a brushless motor that hardly generates a surge voltage, can reliably detect a zero-cross point, and can prevent generation of electromagnetic noise caused by the surge voltage.
[0141]
  Claim6According to the invention described inTo provide a drive control method for a brushless motor with high power efficiency by optimizing the amount of power suppression applied to each stator winding based on the total current value, phase current value, average value or effective value thereof. Can do.
[0142]
  Claim7According to the invention described inThe applied power suppression determination unit suppresses the power applied to the stator winding only when the total current value or phase current value detected by the current detection unit, or the average value or effective value thereof is greater than a certain value. In addition, it is possible to provide a drive control method for a brushless motor with high power efficiency when operating at low output and low rotation.
[0143]
According to the eleventh aspect of the present invention, the power applied to the stator winding a predetermined time before the switching point is suppressed in response to the change in the magnetic flux density created by the permanent magnet rotor in the stator winding. Therefore, it is possible to provide a drive control method for a brushless motor in which a reduction in power efficiency of the brushless motor is suppressed and a drive current supplied to the stator winding is suppressed. In addition, it is possible to provide a drive control method for a brushless motor that hardly generates a surge voltage, can reliably detect a zero-cross point, and can prevent generation of electromagnetic noise caused by the surge voltage.
[0144]
According to the twelfth aspect of the present invention, the power applied to the stator windings is suppressed by performing pulse width modulation on the base voltage of each commutator element or the voltage applied to the drive circuit a predetermined time before the switching point. A brushless motor drive control method can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 of the present inventionBasicThe block diagram which shows the apparatus structure of the drive control apparatus of the brushless motor in Embodiment 1
FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of the control unit in FIG.
FIG. 3 is a flowchart showing a base voltage switching operation of the control unit in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing a time change and timing of each signal in FIG.
FIG. 5 of the present inventionBasicThe block diagram which shows the apparatus structure of the drive control apparatus of the brushless motor in Embodiment 2
6 is a block diagram showing a functional configuration of the control unit in FIG. 5;
FIG. 7 is a flowchart showing a switching operation of applied power of the control unit in FIG.
FIG. 8 is a diagram showing a time change and timing of each signal in FIG.
FIG. 9 shows an embodiment of the present invention.StateThe block diagram which shows the apparatus structure of the drive control apparatus of the brushless motor in
10 is a block diagram showing the functional configuration of the control unit in FIG. 9;
11 is a flowchart showing switching operation of applied power of the control unit in FIG. 9;
FIG. 12 is a diagram showing a time change and timing of each signal in FIG. 9;
FIG. 13A is a diagram showing a time change in voltage induced in each phase by a change in magnetic flux.
  (B) Voltage V₀Diagram showing time change of ‘
FIG. 14 is a block diagram showing a device configuration of a conventional brushless motor drive control device.
FIG. 15 is a diagram showing the time change of the terminal voltage of each stator winding in FIG.
FIG. 16 is a diagram showing the time change of the terminal voltage of each stator winding in FIG. 14 when the drive current is large.
[Explanation of symbols]
  101 stator
  102u, 102v, 102w Stator winding
  103 Permanent magnet rotor
  104 Drive circuit
  105, 106, 107, 108, 109, 110 Commutator element
  105a, 106a, 107a, 108a, 109a, 110a switching circuit
  111, 112, 113, 114, 115, 116 Freewheeling diode
  117 Drive power supply
  118 Bypass capacitor
  119u, 119v, 119w, 119U, 119L, 119N Neutral potential generating resistor
  120 Zero cross point detector
  120u, 120v, 120w comparator
  121 Control unit
  131 External synchronization controller
  132 Feedback three-phase control signal generator
  133 Rotation speed detector
  134 Three-phase control signal switching section
  135 Six-phase control signal generator
  136 Current detector
  137 Applied power suppression determination unit
  138 Base voltage controller
  139 Base voltage switching unit
  141 Pulse width modulator
  142 F / V converter
  143 oscillator
  144 Integration circuit
  145 Comparator
  146, 147, 148, 149, 150, 151 Modulator
  161 Applied power control unit
  162 PWM controller
  171 Current source
  181 Power supply current controller
  i_u, I_v, I_w  Drive current
  V_N  Neutral potential
  V_U, V_V, V_W  Terminal voltage
  V_U0, V_V0, V_W0  Zero cross point detection signal
  V_Ai, V_Bi, V_Ci  External synchronous three-phase control signal
  V_Af, V_Bf, V_Cf  Feedback three-phase control signal
  V_A, V_B, V_C  Three-phase control signal
  V_I  Total current detection signal
  V_IU, V_IV, V_IW  Phase current detection signal
  UH, UL, VH, VL, WH, WL, UH₀, UL₀, VH₀, VL₀, WH₀, WL₀  Six-phase control signal
  V_Z  Inductive voltage zero cross point detection signal
  V_s  Edge detection signal
  V_b1, V_b2, V_bn  Base voltage switching signal
  V_p  PWM control signal
  V_PWM  PWM signal
  S_Q  Applied power switching signal
  R_I  Total current value detection resistor
  R_IU, R_IV, R_IW  Phase current detection resistor
  R_UH1, R_UH2, R_UHn, R_VH1, R_VH2, R_VHn, R_WH1, R_WH2, R_WHn, R_UL1, R_UL2, R_ULn, R_VL1, R_VL2, R_VLn, R_WL1, R_WL2, R_WLn  Base voltage setting resistor
  R_s1, R_s2, R_sm  Buck resistor
  Q₁, Q₂, Q_m  Current switching element
  D₁, D₂, D_m  Zener diode
  P₁, P₂, P_m  Base voltage switching signal

Claims

A drive control device for a brushless motor comprising a plurality of stator windings connected, and a permanent magnet rotor which is rotated by the magnetic field generated by the said stator coils at a point,
A drive circuit having a plurality of commutator elements and switching a current supplied to the stator winding by switching each commutator element; and detecting a zero cross point from a terminal voltage of each stator winding to detect the stator winding A zero-cross point detector that outputs a zero-cross point detection signal corresponding to each of the lines, and a zero-cross point in a section in which an induced voltage induced in the stator winding by the rotation of the permanent magnet rotor is detected as the terminal voltage A feedback control signal generator for controlling the phase of each commutator element by extracting the induced voltage zero-cross point from each zero-cross point detection signal and delaying a certain electrical angle from the induced voltage zero-cross point, and the commutator element The electric power applied to the stator winding from a certain time before the switching point is switched to the switching point. And applying the power control unit that performs control to suppress, and a current source of variable output for supplying a current applied to the voltage source or the drive circuit of a variable output for supplying a voltage applied to said drive circuit,
The applied power control unit performs control to suppress a voltage applied by the voltage source to the drive circuit or a current applied by the current source to the drive circuit a predetermined time before the switching point . Drive control device.

The applied power control unit performs control to drop a voltage applied by the voltage source to the drive circuit or a current applied to the drive circuit by a waveform approximating a sine wave a predetermined time before the switching point. The drive control apparatus of the brushless motor according to claim 1.

A current detection unit for detecting a total current value or a phase current value supplied to the stator winding;
The applied power control unit determines a suppression amount of power applied to each stator winding based on the total current value or the phase current value detected by the current detection unit, or an average value or effective value thereof. brushless motor drive control apparatus according to claim 1 or 2, wherein the.

A current detection unit that detects a total current value or a phase current value supplied to the stator winding, and the total current value or the phase current value detected by the current detection unit, or an average value or an effective value thereof. An applied power suppression determination unit that performs determination to allow suppression of applied power to each stator winding when greater than a certain value,
The applied power control unit performs control to suppress power applied to each stator winding for a predetermined time before the switching point when suppression of applied power is permitted by the applied power suppression determination unit. The brushless motor drive control apparatus according to claim 1 or 2 .

A brushless motor drive control method comprising a plurality of stator windings connected at one point and a permanent magnet rotor driven to rotate by a magnetic field generated by each stator winding,
A zero-cross point detection process for detecting a zero-cross point of each terminal voltage from a plurality of terminal voltages of the stator winding, and an induced voltage induced in the stator winding by the rotation of the permanent magnet rotor is the terminal voltage. A magnetic pole position detection process for extracting an induced voltage zero-cross point, which is a zero-cross point in a detected section, from the zero-cross point detection signal of each terminal voltage, and the stator winding with a certain electrical angle delay from the induced voltage zero-cross point The current switching process for switching the phase of the current applied to the stator and the power applied to the stator winding from a certain time before the switching point for switching the current applied to the stator winding to the switching point are suppressed. An applied power suppression process to
The brushless motor drive control method characterized in that, in the applied power suppression process, the power applied to the stator winding is lowered by a waveform approximating a sine wave a predetermined time before the switching point .

A current detection process for detecting a total current value or a phase current value supplied to the stator winding;
In the applied power suppression process, the amount of suppression of power applied to each stator winding is determined based on the total current value or the phase current value detected by the current detection process, or an average value or effective value thereof. The brushless motor drive control method according to claim 5 .

A current detection process for detecting a total current value or a phase current value supplied to the stator winding, and the total current value or the phase current value detected in the current detection process, or an average value or an effective value thereof. An applied power suppression determination process for performing determination to allow suppression of applied power to each stator winding when greater than a certain value,
In the applied power suppression process, when it is permitted to suppress the applied power to the stator windings in the applied power suppression determination process, the fixed power is suppressed from a predetermined time before the switching point to the switching point. 6. The drive control method for a brushless motor according to claim 5, wherein electric power applied to the child winding is suppressed.