JP4258939B2 - Non-contact power transmission device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスを備え、１次巻線が巻回されたコアと２次巻線が巻回されたコアとが非接触の状態でトランスの１次側から２次側へ電力を伝達する非接触電力伝達装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、１次巻線が巻回された１次側コアと２次巻線が巻回された２次側コアとで、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスを構成し、１次側コアと２次側コアとが非接触の状態で電磁誘導を利用してトランスの１次側から２次側へ電力を伝達する非接触電力伝達装置の実用化が各所で行われている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の非接触電力伝達装置は、トランスの２次側の出力端子間に接続される負荷が特定されているものが大半であり、出力端子間に接続可能な負荷として、複数種類の負荷を対象としたり、１種類の負荷であっても負荷電流が大きく変化するような負荷を対象とした非接触電力伝達装置の実用化例は見当たらない。
【０００４】
ところで、この種の非接触電力伝達装置は、電力供給側となる上記トランスの１次側と出力端子間に負荷が接続される２次側との間に電気的絶縁物が介在した状態で１次側から２次側へ電力を伝送するものであるから、トランスの磁気結合度が低く、２次巻線に鎖交する磁束が１次巻線で発生する総磁束よりも少なくなるとともに、漏れ磁束による漏れインダクタンスが生じている。
【０００５】
ここにおいて、この種のトランスの１次巻線へ供給される高周波交流電圧の周波数は一般に可聴域周波数以上の周波数（つまり、約２０ｋＨｚ以上の周波数）であるが、上記分離可能なトランスは磁気結合度が低く漏れインダクタンスがあるので、２次巻線の誘起電圧が低下するとともに漏れインダクタンスによる誘導リアクタンスでの電圧降下が生じるから、結果として、負荷へ供給される電圧（負荷電圧）が所望の負荷電圧よりも小さくなったり、負荷へ流れる電流（負荷電流）が所望の負荷電流よりも小さくなったりすることがある。
【０００６】
具体例で説明すると、負荷電圧が一定で負荷電流が種々異なる複数種類の機器を負荷の対象とする場合、負荷電流が大きな負荷ほど、負荷の両端電圧が低下してしまい、機器本来の性能を発揮できなくなる。
【０００７】
一例として、図２４（ａ）に示すように分離可能なトランスＴの２次側に設けた整流回路２及びチョークコイルＬＣＨを通して可変抵抗よりなる負荷５へ負荷電流Ｉを供給する回路について説明する。なお、整流回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。
【０００８】
両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士の接続点と２次巻線ｎ２のセンタタップ１０との間にはチョークコイルＬＣＨと負荷５との直列回路が接続され、負荷５にはコンデンサＣ３が並列接続されている。
【０００９】
図２４（ａ）に示す回路において、チョークコイルＬＣＨのインダクタンス値を１００μＨ、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３の容量値を１００μＦ、トランスＴの１次側コア８と２次側コア９との間のギャップｇを２ｍｍとし、１次巻線ｎ１に図２４（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を印加する場合、負荷５の抵抗値を種々変化させて負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特性と、負荷電力−負荷電流特性とを測定すると、図２６に示すような特性が得られる。ここに、図２６は横軸が負荷電流Ｉ、左側の縦軸が負荷電圧Ｖ５、右側の縦軸が負荷電力Ｐであって、同図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。
【００１０】
なお、トランスＴは、図２５に示すような構成を有し、１次巻線ｎ１がＵ型の１次側コア８の脚部２箇所に分けて巻回され、２次巻線ｎ２がＵ型の２次側コア９の脚部２箇所に分けて巻回され、２次巻線ｎ２の中点にセンタタップ１０が設けられている。ここに、このトランスＴの１次側のコイル端子Ａ−Ａ’側から見たインダクタンス値は１１２μＨ、２次側のコイル端子Ｂ−Ｂ’から見たインダクタンス値は４２μＨ、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との相互インダクタンス値は９１μＨである。
【００１１】
図２６から、負荷電流Ｉが増加すると負荷電圧Ｖ５はほぼ単調に減少し、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉが大きくなるにつれて増加量が小さくなっている（飽和している）ことが分かる。
【００１２】
また、負荷５への充電を行う非接触電力伝達装置では、トランスＴの漏れインダクタンスによる影響を打ち消し合ってトランスＴの１次側から２次側へ取り出す有効電力を増加させる（すなわち、負荷整合による力率の改善）ためにトランスＴの２次巻線ｎ２に並列若しくは直列にコンデンサ（整合用のコンデンサ）が接続されている。
【００１３】
このような整合用のコンデンサを設けることによって、一定の負荷に対しては、電力伝送効率が大幅に向上するので、装置の小型化を図ることができる。したがって、整合用のコンデンサは非接触電力伝達装置の実用化にあたっての重要な構成要素となっている。
【００１４】
しかしながら、上述の整合用のコンデンサを設けた非接触電力伝達装置では、負荷電流Ｉが大きく変化する負荷に対しては、整合用のコンデンサを設けていない場合に比べて負荷電圧Ｖ５が顕著に低下してしまうという不具合があった。
【００１５】
例えば、上述の図２４（ａ）と略同じ回路構成であって、図２７（ａ）に示すように、分離可能なトランスＴの２次巻線ｎ２に整合用のコンデンサＣ２を並列接続したものにおいて、トランスＴの１次巻線ｎ１へ図２７（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を供給し、可変抵抗よりなる負荷５の抵抗値を種々変化させると、図２９に示すような負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特性と負荷電力−負荷電流特性が得られる。ここに、図２９は横軸が負荷電流Ｉ、左側の縦軸が負荷電圧Ｖ５、右側の縦軸が負荷電力Ｐであって、同図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。なお、以下では、（負荷電圧Ｖ５の変化幅）／（負荷電流の変化幅）で求められる値を電圧変化率と称す。
【００１６】
図２９から、負荷電圧Ｖ５は負荷電流Ｉが増加するほど電圧変化率が大きくなっていることが分かる。また、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉが増加すると、ある負荷電流値でピークを持つ特性となっていることが分かる。さらに、負荷電流Ｉが非常に小さい負荷電流領域では、負荷電圧Ｖ５が大きくなっていることが分かる。
【００１７】
なお、図２７（ａ）に示す回路においてトランスＴの２次巻線ｎ２に誘起される電圧を使った２次側換算された等価回路は図２８に示すように表すことができる。ここで、図２７（ａ）における２次巻線ｎ２のダイオードＤ２が接続された一端とセンタタップ１０との間の部分が図２８における高周波交流電源１ａとインダクタンスＬ０３とで等価的に表され、２次巻線ｎ２の他端とセンタタップ１０との間の部分が図２８における高周波交流電源１ｂとインダクタンスＬ０４とで表されている。
【００１８】
図２９に示した特性を有する非接触電力伝達装置において、負荷電圧（入力電圧）が同じで電力が異なる複数種類の負荷、すなわち負荷電流が異なる負荷に対して負荷電圧を定電圧化（安定化）する方法としては、トランスＴの２次側で負荷電圧を検出し、該検出電圧と基準値とを比較して誤差増幅し、誤差増幅された信号をトランスＴの１次側に非接触で伝送し、トランスＴの１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の振幅や周波数、デューティなどを制御するフィードバック制御回路を設ける方法や、トランスＴの２次側に独立した安定化電源回路を設けてこれを負荷へ接続する方法などが考えられる。
【００１９】
しかしながら、このようなフィードバック制御回路や安定化電源回路を設けると、部品点数が増加するとともにコストが高くなってしまう。ここにおいて、フィードバック制御回路や安定化電源回路を設けていない状態での負荷電圧の安定度が良好なほど、これらの回路を設けたことによる効果が高まり、追加する部品点数の削減が期待できる。
【００２０】
このため、フィードバック制御回路を追加することなしに、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧（出力電圧）を一定化することができ比較的簡単な回路構成で安価な非接触電力伝達装置の開発が望まれていた。
【００２１】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、回路構成を複雑化することなく負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる安価な非接触電力伝達装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線に方形波状の高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致するように上記コンデンサの容量値が設定されてなることを特徴とするものであり、フィードバック制御回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化することなしに安価な回路構成で、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるから、負荷電流が大きく変化する負荷や負荷電圧が一定で負荷電流が異なる複数種類の負荷へ略一定の負荷電圧を供給することができる。
【００２３】
ここで、請求項１の発明は、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）１／２＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されているので、上記負荷電流範囲の最大値以下の負荷電流に対して出力電圧を定電圧化することができる。
【００２４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してあるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができる。
【００２５】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化するので、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００２６】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とし、請求項３の発明と同様の作用を奏する。
【００２７】
請求項５の発明は、請求項３または請求項４の発明において、上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化することにより上記高周波交流電圧の周波数が変化するので、請求項３または請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００２８】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共振電圧を利用して時間が決まるので、請求項５の発明と同様の作用を奏する。
【００２９】
請求項７の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の波形が変化するので、請求項１または請求項２の発明と同様の作用を奏する。
【００３０】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電圧波形が変化するので、請求項７の発明と同様の作用を奏する。
【００３１】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のインバータよりなるので、請求項１ないし請求項８の発明と同様の作用を奏する。
【００３２】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コンデンサを有する部分共振型のインバータであるので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００３３】
請求項１１の発明は、請求項６または請求項１０の発明において、上記駆動回路は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間において、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少なくとも一方が変化するので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００３４】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなる。
【００３５】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、プッシュプル型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなる。
【００３６】
請求項１４の発明は、請求項１２の発明において、上記インバータは、上記トランスの１次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる自励式のインバータなので、負荷電流に対応してスイッチング素子のオフ期間に生じる１次巻線の電圧の共振状態の変化を利用して電圧の立ち上がり時間と立ち下り時間と波形とが変化するから、広い負荷電流範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００３７】
請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項１４の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができ、すべての負荷電流領域において出力電圧を自動的に定電圧化することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１に本実施形態の非接触電力伝達装置の要部回路図を示す。本実施形態の非接触電力伝達装置の構成は図２７（ａ）に示した従来構成と同じであり、図１に示すように、分離可能なトランスＴの２次側に２次巻線ｎ２の出力を全波整流する整流回路２が設けられ、整流回路２の出力端間にチョークコイルＬＣＨと抵抗よりなる負荷５との直列回路が接続され、負荷５にコンデンサＣ３が並列接続されている。また、トランスＴの２次巻線ｎ２には、整合用のコンデンサＣ２が並列接続されている。ここに、トランスＴの１次巻線ｎ１には図示しない駆動回路から高周波交流電圧が供給される。
【００３９】
なお、整流回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。また、トランスＴの構成は図２５で説明した従来構成と同じである。
【００４０】
ところで、本願発明者は、図２７（ａ）に示す回路において、負荷５の抵抗値を種々変化させて上述の図２９に示すような負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特性、負荷電力−負荷電流特性などの出力特性を測定するにあたって、コンデンサＣ２の容量値を変化させると、出力特性がいろいろな形をとるが、コンデンサＣ２の容量値を適宜選択することにより、負荷電流の変化に対する負荷電圧（出力電圧）の変動を小さくできる領域がある（つまり、上述の電圧変化率を小さくできる領域がある）ことを発見した。このような出力特性の例を図２、図３にそれぞれ示す。
【００４１】
図２、図３は、図２７（ａ）に示す回路において、チョークコイルＬＣＨのインダクタンス値を１００μＨ、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３の容量値を１００μＦ、トランスＴの１次側コア８と２次側コア９との間のギャップｇを２ｍｍとし、１次巻線ｎ１に上述の図２４（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を印加し、負荷５の抵抗値を種々変化させて得られた出力特性である。ここに、図２及び図３は、横軸が負荷電流、左側の縦軸は負荷電圧Ｖ５、右側の縦軸は負荷電力Ｐであり、各図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。
【００４２】
図２及び図３からは、上述の図２９の出力特性に比べて上述の電圧変化率（負荷電圧Ｖ５の変化幅／負荷電流Ｉの変化幅）が比較的小さな負荷電流範囲が存在している。ここにおいて、図２及び図３それぞれでは、上述の電圧変化率が比較的小さな負荷電流範囲における負荷電流Ｉの最大値（以下、最大負荷電流値と称す）をＩmax、該負荷電流範囲における負荷電流Ｉの最小値（以下、最小負荷電流値と称す）をＩminとして表記してある。
【００４３】
図２及び図３それぞれの負荷電圧−負荷電流特性において最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲における電圧変化率は約０．６Ｖ／Ａである。これに対して、上述の図２９の負荷電圧−負荷電流特性では、負荷電流値が１〜４Ａの負荷電流範囲における電圧変化率が約２．５Ｖ／Ａ程度であるから、図２及び図３に示す負荷電圧−負荷電流特性は図２９に示す負荷電圧−負荷電流特性に比べて電圧変化率が十分小さくなっていることが分かる。つまり、図２及び図３に示す負荷電圧−負荷電流特性では、最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲において負荷電圧Ｖ５が略安定しているので、この負荷電流範囲において負荷電圧を定電圧化することができる。
【００４４】
そこで、本願発明者は、鋭意研究の結果、負荷電圧−負荷電流特性において負荷電圧Ｖ５が略安定する負荷電流範囲が得られる場合において、図４〜図６を参照しながら説明する以下のような共通の特徴を有することを見出した。なお、図４〜図６は、図２８に示した図２７（ａ）の回路の２次側換算の等価回路における各部の動作波形説明図であって、図４〜図６の（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓ、（ｂ）は電源部１ａの両端電圧Ｅ３Ｓ、（ｃ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２、（ｄ）はインダクタンスＬ０３の両端電圧ＶＬ０３、（ｅ）はインダクタンスＬ０４の両端電圧ＶＬ０４、（ｆ）は整流回路２の出力端間の電圧ＥＬ、（ｇ）はインダクタンスＬ０３に流れる電流ＩＬ０３、（ｈ）はインダクタンスＬ０４に流れる電流ＩＬ０４、（ｉ）はコンデンサＣ２に流れる電流ＩＣ２、（ｊ）はダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２、（ｋ）はダイオードＤ３に流れるＩｄ３、（ｌ）は負荷５に流れる負荷電流Ｉ、をそれぞれ示す。
【００４５】
まず、負荷電流Ｉの大きさが最大負荷電流値Ｉmaxのときの回路状態では、図４（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧ＥＳ１の極性反転時点（例えば時刻ｔ１，ｔ３）と、図４（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が極大値、極小値になる時点（時刻ｔ１，ｔ３）とが略一致する。なお、この条件が非接触電力伝送における負荷整合条件になることは、既に特願平１１−４５４２２号に提案している。
【００４６】
一方、負荷電流Ｉの大きさが最小負荷電流値Ｉminのときの回路状態では、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が図５（ｃ）に示すように充放電において放電が完了する時点（つまり、コンデンサＣ２の充放電においてコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が略ゼロボルトの状態からコンデンサＣ２の充電が開始してコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が極大値または極小値に達してコンデンサＣ２の放電が開始されコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が略ゼロボルトに戻った時点ｔ１、ｔ３）で図５（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓ（及び２次側換算の誘起電圧Ｅ３Ｓ）の極性が反転する。すなわち、負荷電流Ｉの大きさが最小負荷電流値Ｉminのときの回路状態では、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時点と、コンデンサＣ２の充放電においてコンデンサＣ２の放電が完了する時点（言い換えれば、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の振動波形の１周期が完了する時点）とが略一致する。なお、１周期が完了とは、図５（ｃ）に示すようにコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が略ゼロボルトから振動を開始して極大値または極小値を１回経過して再び略ゼロボルトに戻ることを意味している。
【００４７】
また、負荷電流Ｉの大きさが上述の最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの間の任意の電流値となるときの動作波形は、負荷電流Ｉが最小負荷電流値Ｉminとなる条件を満たすときの波形と負荷電流Ｉが最大負荷電流値Ｉmaxとなる条件を満たすときの波形との間の中間的な波形となる。ところで、負荷電圧Ｖ５の定電圧化が必要なのは、通常、負荷機器の無負荷時から全負荷時までの領域であるから、図３に示すような出力特性を持ち、負荷電流範囲を当該出力特性の最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの範囲とすることが望ましい。この場合、負荷電流Ｉが最小負荷電流値Ｉminに近い電流値となる回路状態（つまり、無負荷時に近い状態）において、１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の波形を方形波と見なせるとすると、各部の動作波形が図６に示すような特徴を有することを見出した。
【００４８】
図６の特徴は、図６（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の振動波形の振動が開始する時点が図６（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時（例えば時刻ｔ１、ｔ３）に略一致し、また図６（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時にコンデンサＣ２に流れる電流ＩＣ２が図６（ｉ）に示すように略ゼロになっていることにある。
【００４９】
コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の振動開始時点が、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時点に一致するだけであれば図３に示した出力特性以外に多様な形の出力特性が得られるが、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時にコンデンサＣ２の電流ＩＣ２も略ゼロとなる場合は唯一存在し、これらの特徴を持つときのみ図３に示すような略無負荷時の最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲に対して負荷電圧Ｖ５を定電圧化（安定化）できる。
【００５０】
このような特徴を満たす回路条件は、トランスＴの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に供給する高周波交流電圧の周波数（駆動周波数）をｆ、コンデンサＣ２の容量値をＣ２とすると、下記（１）式を満たす場合であることが分かった。
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）１／２＝１…（１）
ここに、漏れインダクタンスＬ０２は、図２８に示した等価回路における漏れインダクタンスＬ０３のインダクタンス値と漏れインダクタンスＬ０４のインダクタンス値との和であるから、図３に示すような特性を得るためのコンデンサＣ２の容量値は、下記（２）式で求めることができる。
Ｃ２＝（１／Ｌ０２）・｛１／（４・π・ｆ）｝２…（２）
また、上述のように２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けて整流を行う場合には、２次側換算の漏れインダクタンスが図２８に示すように漏れインダクタンスＬ０３と漏れインダクタンスＬ０４との２つに分けて表され、トランスＴの２次巻線ｎ２をセンタタップ１０に対して両側で均等に巻いた場合には、両漏れインダクタンスＬ０３，Ｌ０４のインダクタンス値は略等しく、図３に示すような出力特性を得るためのコンデンサＣ２の容量値は、下記（３）式で求めることができる。
Ｃ２＝｛１／（２・Ｌ０３）｝・｛１／（４・π・ｆ）｝２…（３）
なお、漏れインダクタンスＬ０２のインダクタンス値は、図２５に示すトランスＴの構成において、１次巻線ｎ１のコイル端子Ａ−Ａ’間を短絡して、２次巻線ｎ２のコイル端子Ｂ−Ｂ’側から見たインダクタンス値を測定することで得られる。また、図示していないが、１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の電圧波形が方形波と見なせない場合、例えば台形波状の電圧波形の場合でも、これらの式（１）〜（３）の関係を満たすように回路定数を設定することにより図３に示すような出力特性を得ることができる。ただし、この場合には必ずしも１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時にコンデンサＣ２の電流ＩＣ２が略ゼロになっている必要はない。
【００５１】
以上まとめると、本実施形態の非接触電力伝達装置の構成は図２７（ａ）に示した従来構成と同じであって、図１に示す回路において、負荷５へ供給する負荷電流範囲の最大値である最大負荷電流値Ｉmaxを規定するためにトランスＴの１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時点とコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷５へ供給する負荷電流範囲の最小値である最小負荷電流値Ｉminを規定するために１次巻線の両端電圧Ｅ１Ｓの極性反転時点とコンデンサＣ２の放電が完了する時点とが略一致するようにコンデンサＣ２の容量値を設定してある点に特徴がある。
【００５２】
しかして、本実施形態の非接触電力伝達装置では、図２７（ａ）に示した従来構成の非接触電力伝達装置に対して上述のフィードバック制御回路や安定化電源回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化することなしに安価な回路構成で、負荷電流Ｉの広い範囲にわたって負荷電圧Ｖ５を定電圧化することができるから、負荷電流Ｉが大きく変化する負荷５や負荷電圧Ｖ５が一定で負荷電流Ｉが異なる複数種類の負荷５へ略一定の負荷電圧Ｖ５を供給することができる。
【００５３】
ここにおいて、トランスＴの２次側換算された漏れインダクタンス値をＬ０２、コンデンサＣ２の容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）１／２＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されているので、最大負荷電流値Ｉmax以下の負荷電流Ｉに対して負荷電圧（出力電圧）Ｖ５を定電圧化することができる。
【００５４】
また、図１の回路の実用回路を考えた場合、無負荷領域では、負荷５にほとんど電流が流れないので、図２９に示したように負荷電圧Ｖ５が大きい領域が生じる場合がある。この対策としては、負荷５が接続される出力端子間にダミー抵抗を設け、無負荷状態でも確実に負荷最小電流値Ｉminの電流が流れるようにすればよい。要するに、言い換えれば、最小負荷電流値Ｉminより小さい負荷電流領域でも最小負荷電流値Ｉmin以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷５が接続される出力端子間に接続しておけば、最小負荷電流値Ｉminより小さい負荷電流領域でも最小負荷電流値Ｉmin以上の電流を流すことができる。
【００５５】
（実施形態２）
図７（ａ）に本実施形態の非接触電力伝達装置の要部回路図を示す。図７（ａ）に示した非接触電力伝達装置の構成は図１に示した実施形態１と同じであり、出力端子間に接続される負荷５として２次電池を用い、２次電池を充電する充電装置として利用される点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５６】
ところで、図７（ａ）に示す回路のように負荷５として２次電池のような定電圧負荷を接続した場合、２次巻線ｎ２に並列接続された整合用のコンデンサＣ２の容量値と負荷電流Ｉとの関係を表す特性は図８に示すような傾向を持つ。図８に示す特性において、コンデンサＣ２の容量値を変化させ負荷電流Ｉが最大になるときのコンデンサＣ２の容量値をＣ２maxと称す。要するに、コンデンサＣ２の容量値をＣ２maxとしたときに負荷電流（充電電流）Ｉの最大値を得ることができ、コンデンサＣ２の容量値をＣ２maxからずらすと充電電流Ｉが減少する。
【００５７】
ところで、図７（ａ）に示した回路構成において１次巻線ｎ１に供給する図７（ｂ）に示すような方形波の高周波交流電圧の周波数（以下、駆動周波数と称す）を変化すると、コンデンサＣ２の容量値に対する負荷電流特性は例えば図９中のイ、ロ、ハ、ニのように変化する。ここに、図９は、イ、ロ、ハ、ニの順に駆動周波数が低くなる（イ、ロ、ハ、ニの中ではニが最も駆動周波数が低い）。すなわち、駆動周波数を変化させるとＣ２maxも変化し、駆動周波数を高くするほどＣ２maxは小さな容量値となる。
【００５８】
したがって、図１０に示すように、駆動周波数が高いイの負荷電流特性でコンデンサＣ２の容量値がＣ２maxになるように選ぶと、駆動周波数を低い方から高い方へ変化させることにより、負荷５である２次電池への充電電流Ｉを増加させることができる。また、図１１に示すように、駆動周波数が低い条件でコンデンサＣ２の容量値がＣ２maxになるように選ぶと、駆動周波数を低い方から高い方へ変化させることにより、負荷５である２次電池への充電電流Ｉを減少させることができる。
【００５９】
上述の各特性は、負荷電圧Ｖ５が一定の場合における特性であるが、負荷５として図２７に示すような抵抗負荷や、平滑コンデンサを設けた負荷などのように、負荷電流Ｉが増加すると負荷電圧Ｖ５が低下するような負荷を用いる場合には、負荷電流Ｉの変化に対応させて駆動周波数を変化させれば、負荷電圧Ｖ５を略一定値に保つことができることを示している。
【００６０】
具体的には、全負荷条件（最大負荷条件）において駆動周波数を最も高くし且つ無負荷条件において駆動周波数を最も低くするような周波数制御を行う場合、全負荷条件において安定化したい（所望の）負荷電圧Ｖ５になるようにコンデンサＣ２の容量値をＣ２maxに設定し、負荷５が軽くなるに従い駆動周波数を低くしていくようにすれば無負荷から全負荷まで広範囲の負荷（状態）において負荷電圧Ｖ５を略一定に保つことができる。ここに、コンデンサＣ２の容量値Ｃ２maxは、１次巻線ｎ１の自己インダクタンス、２次巻線ｎ２の自己インダクタンス、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間の相互インダクタンス、駆動周波数（最も高い駆動周波数）に応じて設定される。したがって、駆動周波数を負荷電流Ｉに対応するように自動的に変化できる必要がある。
【００６１】
また、一般に、負荷電圧Ｖ５が一定の場合、１次巻線ｎ１の電圧振幅の大きさは負荷電流Ｉに比例する。したがって、負荷電圧（出力電圧）Ｖ５を定電圧化（安定化）させる方法として、負荷電流Ｉの変化による負荷電圧Ｖ５の変化に応じて１次巻線ｎ１の入力電圧（高周波交流電圧）の電圧振幅を制御する方法が考えられる。この具体的方法として、図１２（ａ）に示すような回路において、トランスＴの１次巻線ｎ１に供給する高周波交流電圧の電圧波形を、図１２（ｃ）に示すよう方形波の電圧波形から図１２（ｂ）に示すような台形波状の電圧波形（若しくは図示しない正弦波状の電圧波形）まで変化させる方法がある（ここにおける電圧波形を変化させるとは、高周波交流電圧の立ち上がり時および立ち下り時の傾きを変化させることを意味する）。
【００６２】
これは、図１３、図１４にそれぞれ示す電圧Ｅ１Ｓ（高周波交流電圧）のように最大振幅Ｅmaxが同じでも電圧波形が方形波から台形波になり立ち上がり及び立ち下りの傾きが小さくなるほど等価的な電圧平均振幅（等価振幅電圧）が小さくなる性質を利用するものである。ここに、図１３に示す方形波の電圧平均振幅Ｅｅ１は最大振幅Ｅmaxに等しく、図１４に示す台形波の電圧平均振幅Ｅｅ２は最大振幅Ｅmaxよりも小さい。すなわち、負荷電流Ｉが小さい時は１次巻線ｎ１の入力電圧を台形波状にして１次巻線ｎ１に印加される等価電圧振幅を小さくして負荷電圧Ｖ５の上昇を抑え、負荷電流Ｉが大きくなるほど方形波状の波形に近づけて１次巻線ｎ１に印加される等価電圧振幅を大きくして負荷電圧Ｖ５の低下を抑えることで、広い範囲の負荷電流Ｉに対して負荷電圧Ｖ５の定電圧化（安定化）を図れる。この方法は、最大振幅は同じで等価電圧振幅のみを変えることができればよいから、方形波から変化させる波形は台形波には限らない。したがって、この実用化には、負荷電流Ｉに対応させて自動的に波形を変化させ１次巻線ｎ１に印加される高周波交流電圧の等価電圧振幅が自動的に制御される手段が必要となる。
【００６３】
以下、駆動周波数と高周波交流電圧の電圧波形を負荷電流Ｉの変化に対応させて自動的に変化させることができる非接触電力伝達装置について説明する。
【００６４】
まず、図１５に示すように、トランスＴの１次巻線ｎ１へ高周波交流電圧を供給する駆動回路１をハーフブリッジ型のインバータにより構成した例について説明する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００６５】
図１５に示す構成の非接触電力伝達装置は、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間が分離可能なトランスＴと、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力端間に接続され直流電源Ｅの電圧を高周波交流電圧に変換してトランスＴの１次巻線ｎ１へ供給するハーフブリッジ型のインバータよりなる駆動回路１と、トランスＴの２次巻線ｎ２に並列接続された整合用のコンデンサＣ２と、トランスＴ２の２次巻線ｎ２に発生する電圧を整流して負荷５へ供給する整流回路２と、整流回路２と負荷５との間に挿入されたチョークコイルＬＣＨと、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３とを備えている。
【００６６】
駆動回路１は、上述のようにハーフブリッジ型のインバータであって、一対のコンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路と一対のパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とが直流電源Ｅの出力端間に互いに並列に接続されるとともに、両コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点と両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点との間にトランスＴの１次巻線ｎ１が挿入されている。なお、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に逆並列に接続された還流用ダイオードＤＳ１，ＤＳ２は各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２それぞれのＭＯＳＦＥＴのボディダイオードにより構成されるが、別途に設けてもよい。また、直流電源Ｅは、例えば、商用電源を整流平滑することにより得られる。
【００６７】
この駆動回路１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が図示しない制御回路により交互にオンオフされることでトランスＴの１次巻線ｎ１に方形波の高周波交流電圧を印加する。
【００６８】
整流回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。ここにおいて、ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士の接続点と負荷５の一端との間に上記チョークコイルＬＣＨが挿入され、センタタップ１０が負荷５の他端に接続されている。なお、チョークコイルＬＣＨは負荷電流Ｉの連続化、平滑化のために必要であるが、コンデンサＣ３は必ずしも設ける必要はない。
【００６９】
次に、図１５に示す回路構成の非接触電力伝達装置におけるトランスＴの１次巻線ｎ１に並列接続されたコンデンサＣ１を有する非接触電力伝達装置の回路図を図１６に示す。図１６に示す例では、コンデンサＣ１の容量値を比較的大きくとり、１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１など（実際は１次巻線ｎ１側から負荷５側を見た回路全体が対象であり、１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２、相互インダクタンス、さらには２次側のコンデンサＣ２、負荷５によって共振状態は変化する）との共振を利用する。なお、コンデンサＣ１は、必ずしも１次巻線ｎ１に並列接続する必要はなく、等価回路的にこれと同じ構成になるものは同様とみなす。例えば、図１６に示す回路では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２に並列にコンデンサを設けても等価回路的に同じである。図１７は図１６の回路の各部の動作波形を示し、（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧ＶＬ、（ｂ）は１次巻線ｎ１に流れる電流ＩＬ、（ｃ）はスイッチング素子Ｓ２の両端電圧ＶＤ２、（ｄ）はスイッチング素子Ｓ２に流れる電流（ドレイン電流）ＩＤ２、（ｅ）はスイッチング素子Ｓ１の両端電圧ＶＤ１、（ｆ）はスイッチング素子Ｓ１に流れる電流（ドレイン電流）ＩＤ１、（ｇ）はスイッチング素子Ｓ１のオンオフ、（ｈ）はスイッチング素子Ｓ２のオンオフ、をそれぞれ示す。
【００７０】
ところで、図１６に示す非接触電力伝達装置において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が交互にオンオフする間に図１７（ｇ），（ｈ）に示すように両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共にオフとなる期間（この期間の時間幅をデッドタイムと称す）を設けると、１次巻線ｎ１の両端電圧ＶＬは図１７（ａ）に示すようにデッドタイムの間に１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１などとコンデンサＣ１の共振回路により共振電圧が発生し、電源電圧やＧＮＤレベルになるまで電圧が変化し、電源電圧やＧＮＤレベルになると、還流用ダイオードＤＳ１，ＤＳ２により電圧がクランプされる。これは、部分共振技術またはソフトスイッチング技術として、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオン損失をなくすのに有効な周知の方法である。
【００７１】
しかし、この損失低減が目的であれば、コンデンサＣ１の容量値を大きくする必要はなく、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の寄生容量などを利用することで、コンデンサＣ１を省いても損失低減を実現できる。
【００７２】
これに対し、本発明は、比較的大きな容量値を持つコンデンサＣ１を利用して上記インダクタンス成分Ｌ１などとコンデンサＣ１による共振周期を大きくすることで、図１７（ａ）に示すように１次巻線ｎ１の両端電圧ＶＬの波形を台形波状とすることに特徴がある。そして、この台形波の立ち上がり、立ち下り（ともにデッドタイムの期間）を形成する共振電圧を得るためのコンデンサＣ１の容量値を特定の容量値に選ぶと、無負荷では、立ち上がり時間および立ち下り時間が比較的長く、全負荷では立ち上がり時間および立ち下り時間が比較的短く（ただし、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間は負荷範囲内で一定とする）なり、駆動周波数は無負荷時では低く全負荷では高くなり、負荷電圧Ｖ５を安定化させる方向に働く。また、１次巻線ｎ１の両端電圧ＶＬの波形が台形波〜方形波で変化することで、無負荷時の１次巻線ｎ１に印加される電圧の等価電圧振幅は方形波の場合よりも低下して、負荷電圧Ｖ５の上昇が抑えられる。
【００７３】
この１次巻線ｎ１の両端電圧ＶＬの立ち上がり時間、立ち下がり時間を決める共振は、上述のようにコンデンサＣ１とインダクタンス成分Ｌ１のみでは決まらず、コンデンサＣ１と、インダクタンス成分Ｌ１側から負荷側を見た１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２、相互インダクタンス、さらに２次側のコンデンサＣ２と負荷５を含むた回路との共振になる。さらに整流平滑方式にも影響を受ける。したがって、負荷５の状態変化（例えば、負荷５が抵抗の場合には、抵抗値の変化）が回路方式と相互作用することによって共振周期の変化として反映され、結果として立ち上がり時間および立ち下がり時間と波形を自動的に変化させられるものと考えられる。
【００７４】
（実施形態３）
図１８に本実施形態の非接触電力伝達装置の回路図を示す。実施形態２で説明した図１７の回路における駆動回路１は他励式のハーフブリッジ型のインバータであったが、本実施形態の非接触電力伝達装置における駆動回路１は、自励式の部分共振インバータにより構成されている。すなわち、本実施形態においてはＭＯＳＦＥＴのような電圧駆動型のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフするために発振回路を備えた制御回路を別に設ける必要がない。なお、トランスＴの構成およびトランスＴの２次巻線ｎ２の出力を整流する整流回路２の構成は実施形態２と同じなので、実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００７５】
駆動回路１は、一対のコンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路と一対のパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とが直流電源ＥとスイッチＳＷとの直列回路に互いに並列に接続されるとともに、両コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点と両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点との間にトランスＴの１次巻線ｎ１が挿入され、１次巻線ｎ１にコンデンサＣ１が並列接続されている。なお、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードよりなる還流用ダイオード（図示せず）が逆並列に接続される。また、直流電源Ｅは、例えば、商用電源を整流平滑することにより得られる。
【００７６】
また、駆動回路１は、トランスＴの１次巻線ｎ１にそれぞれ磁気結合した各２つの帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２及び補助巻線ｎｓ１，ｎｓ２を備えている。また、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の両端間には、抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５，Ｃ６との直列回路が接続されており、抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５，Ｃ６との接続点とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端との間に上記帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２と抵抗Ｒ１，Ｒ４との直列回路が挿入されている。要するに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は上記帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２を通して制御端へ入力電圧が与えられる。また、補助巻線ｎｓ１，ｎｓ２の両端間はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の入力電圧を制御する充放電回路が接続されている。ここに、補助巻線ｎｓ１の両端間に接続される充放電回路は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１０、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１６，Ｄ２１、コンデンサＣ７，Ｃ８、トランジスタＴｒ１により構成され、ダイオードＤ２１とトランジスタＴｒ１とが放電回路を構成している。また、補助巻線ｎｓ２の両端間に接続される充放電回路は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ１１、ダイオードＤ１３，Ｄ１４，Ｄ１７，Ｄ２２、コンデンサＣ９，Ｃ１０、トランジスタＴｒ２により構成され、ダイオードＤ２２とトランジスタＴｒ２とが放電回路を構成している。
【００７７】
以下、本実施形態の非接触電力伝達装置の動作について説明する。
【００７８】
スイッチＳＷを投入すると、抵抗Ｒ７，Ｒ８を介してコンデンサＣ５，Ｃ６が充電される。このコンデンサＣ５，Ｃ６の電圧はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲートに印加されており、コンデンサＣ５，Ｃ６のいずれかの電圧がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のしきい値電圧に達すると、例えば、コンデンサＣ５の電圧がスイッチング素子Ｓ１のしきい値電圧に達すると、スイッチング素子Ｓ１がオンし、１次巻線ｎ１に電流ＩＬが流れ始める。
【００７９】
すると、帰還巻線ｎｆ１にスイッチング素子Ｓ１のオンを継続する方向に誘起電圧が発生するので、スイッチング素子Ｓ１は安定なオン状態を保つ。この誘起電圧はコンデンサＣ６の電位に重畳される。このとき、抵抗Ｒ７とスイッチング素子Ｓ１との間に接続されたダイオードＤ２１によりコンデンサＣ５の電圧はグランドレベルまで放電されるが、帰還巻線ｎｆ１の誘起電圧だけでもスイッチング素子Ｓ１のオン状態を十分維持することができる。ところで、帰還巻線ｎｆ１の誘起電圧の発生とともに補助巻線ｎｓ１にも誘起電圧が発生する。この補助巻線ｎｓ１には、上述の充放電回路が接続されているから、補助巻線ｎｓ１に誘起電圧が発生すると、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ２を通してコンデンサＣ７が充電されるとともに、トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に接続されたコンデンサＣ８がダイオードＤ１５を通して充電される。
【００８０】
コンデンサＣ７，Ｃ８の充電が進み、やがてトランジスタＴｒ１がオンとなり、トランジスタＴｒ１がオンすると、スイッチング素子Ｓ１のゲート電圧が低下するので、スイッチング素子Ｓ１がオフになる。スイッチング素子Ｓ１がオフになると、それまで流れていた１次巻線ｎ１の電流ＩＬはその電流を維持しようとしてコンデンサＣ１へ転流し、ここでコンデンサＣ１と１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１側から負荷側を見た回路との自由振動（便宜上、共振と呼ぶ）を始める。この共振がはじまり、やがてスイッチング素子Ｓ１の両端電圧ＶＤ１が電源電圧ＶＥになるとスイッチング素子Ｓ２のボディダイオードよりなる還流用ダイオード（図示せず）を通じて電源電圧ＶＥにクランプされる。
【００８１】
一方、電圧ＶＬの極性反転、電流ＩＬの電流方向変換により、帰還巻線ｎｆ１および補助巻線ｎｓ１には逆電圧が誘起され、スイッチング素子Ｓ１のオフを維持するとともに、補助巻線ｎｓ１の逆誘起電圧はダイオードＤ１２と抵抗Ｒ３を通じてコンデンサＣ７の電荷を引き抜き略ゼロ電位にする。このときコンデンサＣ８の電荷も抵抗Ｒ１０を通して徐々に放電される。この動作と同時に帰還巻線ｎｆ２と補助巻線ｎｓ２には正の誘起電圧が発生する。帰還巻線ｎｆ２に誘起電圧が発生しても抵抗Ｒ４とスイッチング素子Ｓ２の入力容量とにより遅延時間が発生するのでスイッチング素子Ｓ２は遅れてオン状態となり、オン状態を維持する。この共振による電圧変化期間と上記遅延とにより、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが共にオフとなる期間、つまり、デッドタイムが設けられる。帰還巻線ｎｆ２に誘起した電圧はダイオードＤ１３と抵抗Ｒ５を通してコンデンサＣ９，Ｃ１０を充電していく。そして、コンデンサＣ１０の充電電圧が時間経過とともに増加してトランジスタＴｒ２がオンし、スイッチング素子Ｓ２がオフとなる。以後、同様の動作を繰り返し自励発振を継続する。この回路はデッドタイムが変化しても各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間の時間幅を略一定にできる。
【００８２】
本実施形態の非接触電力伝達装置においても、コンデンサＣ２の容量値は、上述の式（１）を満たすように設定されている。すなわち、コンデンサＣ２の容量値は、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）１／２＝１
の条件を満たすように設定されている。
【００８３】
図１８の回路においてコンデンサＣ２の容量値Ｃ２を０．０６２μＦ、コンデンサＣ１の容量値を０．０２２μＦとして負荷５の抵抗値を変化させて負荷電圧−負荷電流特性および負荷電力−負荷電流特性を測定した結果を図１９に示す。
【００８４】
図１９において負荷電流Ｉの最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲における電圧変化率は０．４Ｖ／Ａ程度であり、実施形態１で説明した図３の出力特性における電圧変化率（０．６Ｖ／Ａ）よりもさらに改善されていることが分かる。この改善に関与した無負荷に近い負荷電流時の波形例と全負荷近くの電流時の波形例とをそれぞれ図２０，図２１に示す。ここに、図２０、図２１の（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧ＶＬ、（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２、（ｃ）は負荷５に流れる負荷電流Ｉ、（ｄ）は負荷電圧Ｖ５、をそれぞれ示す。
【００８５】
図２０の無負荷に近い負荷電流Ｉでは１次巻線ｎ１の電圧波形は台形波状で周波数が約７０ｋＨｚであり、図２１の全負荷時では１次巻線ｎ１の電圧波形が台形波状で周波数が約８０ｋＨｚになっている。要するに、周波数が自動的に１０ｋＨｚ程度変化しており、また、波形も自動的に立ち上がり時および立ち上がり時の傾きなどの形状の変化を実現できている。なお、このときの各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間は略４μｓで一定であった。
【００８６】
本実施形態では、上述のようにデッドタイムを設け、その期間を、共振を利用してその共振電圧の立ち上がり時間、立ち下り時間（いずれも共振の開始時点から電源電圧またはグランド電位にクランプされる時点までの時間）やその電圧波形を負荷に応じて自動的に変化できるようにする各回路定数の組み合わせは試行錯誤で見つけることができる。具体的には無負荷に近い状態の負荷と全負荷の波形を各々観測すれば、周期的にまたは波形的に適当に変化する定数の組み合わせを見出すことができる。
【００８７】
図１９の出力特性において負荷電流Ｉが最小負荷電流値Ｉminよりも小さい電流領域では負荷電圧Ｖ５が大きくなっている。このようなことは実際よくあることなので、この最小負荷電流値Ｉminに相当する負荷電流が流れるように予めダミー負荷として抵抗などを出力端子（負荷接続端子）間に接続しておけばよい。
【００８８】
（実施形態４）
本実施形態の非接触電力伝達装置の基本構成は実施形態１および実施形態２と略同じであって、図２２に示すように、分離可能なトランスＴの１次巻線ｎ１へ高周波交流電圧を供給する駆動回路１としてプッシュプル型のインバータを用いた点に特徴がある。実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００８９】
（実施形態５）
本実施形態の非接触電力伝達装置の基本構成は実施形態１および実施形態２と略同じであって、図２３に示すように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に直列且つ還流用ダイオードＤＳ１，ＤＳ２に逆向きに接続されるダイオードＤｆ１，Ｄｆ２を設けて、１次巻線ｎ１の電圧が電源電圧やグランドレベルでクランプされないようにすることで共振電圧を正弦波状の波形として動作させる点に特徴がある。実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００９０】
なお、本願発明の技術思想は、磁気結合度が低く漏れインダクタンスが大きい特性を必然的に有する分離可能なトランスを電力伝達に用いる非接触電力伝達装置に関するものであるが、磁気結合度を低下させた状態で使う固定式のトランスを電力伝達に用いる場合にも適用することができ、フィードバック制御回路を設けることなしに、広い範囲の負荷電流変化に対して負荷電圧の安定化を図れ、フィードバック制御回路を設けてもその追加部品の数やコストアップを少なくすることができる。
【００９１】
【発明の効果】
請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線に方形波状の高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致するように上記コンデンサの容量値が設定されてなるものであり、フィードバック制御回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化することなしに安価な回路構成で、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるから、負荷電流が大きく変化する負荷や負荷電圧が一定で負荷電流が異なる複数種類の負荷へ略一定の負荷電圧を供給することができるという効果がある。
【００９２】
ここで、請求項１の発明は、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）１／２＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されているので、上記負荷電流範囲の最大値以下の負荷電流に対して出力電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【００９３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してあるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができるという効果がある。
【００９４】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化するので、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【００９５】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とし、請求項３の発明と同様の効果がある。
【００９６】
請求項５の発明は、請求項３または請求項４の発明において、上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化することにより上記高周波交流電圧の周波数が変化するので、請求項３または請求項４の発明と同様の効果がある。
【００９７】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共振電圧を利用して時間が決まるので、請求項５の発明と同様の効果がある。
【００９８】
請求項７の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の波形が変化するので、請求項１または請求項２の発明と同様の効果がある。
【００９９】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電圧波形が変化するので、請求項７の発明と同様の効果がある。
【０１００】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のインバータよりなるので、請求項１ないし請求項８の発明と同様の効果がある。
【０１０１】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コンデンサを有する部分共振型のインバータであるので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【０１０２】
請求項１１の発明は、請求項６または請求項１０の発明において、上記駆動回路は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間において、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少なくとも一方が変化するので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【０１０３】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなるという効果がある。
【０１０４】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、プッシュプル型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなるという効果がある。
【０１０５】
請求項１４の発明は、請求項１２の発明において、上記インバータは、上記トランスの１次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる自励式のインバータなので、負荷電流に対応してスイッチング素子のオフ期間に生じる１次巻線の電圧の共振状態の変化を利用して電圧の立ち上がり時間と立ち下り時間と波形とが変化するから、広い負荷電流範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【０１０６】
請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項１４の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができ、負荷の負荷電流領域において出力電圧を自動的に定電圧化することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１を示す要部回路図である。
【図２】 同上を説明するための出力特性図である。
【図３】 同上を説明するための出力特性図である。
【図４】 同上を説明するための動作説明図である。
【図５】 同上を説明するための動作説明図である。
【図６】 同上を説明するための動作説明図である。
【図７】 実施形態２を示す要部回路図である。
【図８】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図９】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図１０】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図１１】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図１２】 同上の他の構成例の要部回路図である。
【図１３】 同上の他の構成例の動作説明図である。
【図１４】 同上の他の構成例の動作説明図である。
【図１５】 同上の別の構成例の回路図である。
【図１６】 同上のさらに別の構成例の回路図である。
【図１７】 同上の動作説明図である。
【図１８】 実施形態３を示す回路図である。
【図１９】 同上の出力特性図である。
【図２０】 同上の動作説明図である。
【図２１】 同上の動作説明図である。
【図２２】 実施形態４を示す回路図である。
【図２３】 実施形態５を示す回路図である。
【図２４】 従来例を示す要部回路図である。
【図２５】 同上のトランスの概略構成図である。
【図２６】 同上の特性説明図である。
【図２７】 他の従来例を示す要部回路図である。
【図２８】 同上の等価回路図である。
【図２９】 同上の特性説明図である。
【符号の説明】
１ 駆動回路
２ 整流回路
５ 負荷
Ｃ２ コンデンサ
ｎ１ １次巻線
ｎ２ ２次巻線
Ｔ トランス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention includes a transformer in which a primary winding and a secondary winding can be separated, and a core around which the primary winding is wound and a core around which the secondary winding is wound are not in contact with each other. The present invention relates to a non-contact power transmission device that transmits power from a primary side to a secondary side of a transformer in a state.
[0002]
[Prior art]
  Conventionally, a transformer in which a primary winding and a secondary winding can be separated by a primary side core around which a primary winding is wound and a secondary side core around which a secondary winding is wound. Of non-contact power transmission devices that transmit power from the primary side to the secondary side of the transformer using electromagnetic induction in a state where the primary side core and the secondary side core are not in contact with each other. It is done in
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
  However, most of the conventional non-contact power transmission devices specify a load connected between the output terminals on the secondary side of the transformer, and a plurality of types of loads can be connected between the output terminals. There is no practical application example of a non-contact power transmission device that targets a load whose load current changes greatly even with one type of load.
[0004]
  By the way, this kind of non-contact power transmission apparatus is a state in which an electrical insulator is interposed between a primary side of the transformer on the power supply side and a secondary side to which a load is connected between output terminals. Since the power is transmitted from the secondary side to the secondary side, the magnetic coupling degree of the transformer is low, and the magnetic flux interlinked with the secondary winding is less than the total magnetic flux generated in the primary winding, and leakage occurs. Leakage inductance due to magnetic flux occurs.
[0005]
  Here, the frequency of the high-frequency AC voltage supplied to the primary winding of this type of transformer is generally a frequency that is higher than the audible frequency (that is, a frequency that is higher than about 20 kHz). Since the degree of leakage and inductance is low, the induced voltage of the secondary winding decreases and a voltage drop occurs in the inductive reactance due to the leakage inductance. As a result, the voltage supplied to the load (load voltage) becomes the desired load. The voltage may be smaller than the voltage, or the current flowing to the load (load current) may be smaller than the desired load current.
[0006]
  As a specific example, when multiple types of equipment with different load currents with a constant load voltage are used as loads, the load at both ends of the load decreases as the load current increases. Cannot be demonstrated.
[0007]
  As an example, the rectifier circuit 2 and the choke coil L provided on the secondary side of the separable transformer T as shown in FIG.CHA circuit for supplying the load current I to the load 5 made of a variable resistor through the circuit will be described. The rectifier circuit 2 is a known full-wave rectifier circuit, and is provided with a center tap 10 in the secondary winding n2 of the transformer T, and both ends of the secondary winding n2 are connected to the anodes of the diodes D2 and D3, respectively. The cathodes of both diodes D2, D3 are connected to each other.
[0008]
  A choke coil L is connected between the connection point between the cathodes of the diodes D2 and D3 and the center tap 10 of the secondary winding n2.CHAnd a load 5 are connected in series, and a capacitor C3 is connected in parallel to the load 5.
[0009]
  In the circuit shown in FIG.CHThe primary winding n1 has an inductance value of 100 μH, a capacitance value of the capacitor C3 connected in parallel to the load 5 of 100 μF, and a gap g between the primary core 8 and the secondary core 9 of the transformer T of 2 mm. 24B, when applying a square-wave high-frequency AC voltage having a maximum amplitude of 70 V and a frequency of approximately 97 kHz, the resistance value of the load 5 is changed variously to change the load voltage (output voltage) -load current. When the characteristics and the load power-load current characteristics are measured, characteristics as shown in FIG. 26 are obtained. Here, in FIG. 26, the horizontal axis represents the load current I, and the left vertical axis represents the load voltage V.5The right vertical axis represents the load power P. In the figure, “a” represents the load voltage, and “b” represents the load power.
[0010]
  The transformer T has a configuration as shown in FIG. 25, and the primary winding n1 is wound in two portions of the leg portion of the U-shaped primary core 8, and the secondary winding n2 is U-shaped. The mold is wound separately on two legs of the secondary core 9 of the mold, and a center tap 10 is provided at the midpoint of the secondary winding n2. Here, the inductance value viewed from the primary coil terminal AA ′ side of the transformer T is 112 μH, the inductance value viewed from the secondary coil terminal BB ′ is 42 μH, and the primary winding n1. The mutual inductance value with the secondary winding n2 is 91 μH.
[0011]
  From FIG. 26, when the load current I increases, the load voltage V5It is understood that the load power P decreases almost monotonically, and the increase amount of the load power P decreases (saturates) as the load current I increases.
[0012]
  Further, in the non-contact power transmission device that charges the load 5, the effective power extracted from the primary side to the secondary side of the transformer T is increased by canceling the influence of the leakage inductance of the transformer T (that is, by load matching). In order to improve the power factor, a capacitor (matching capacitor) is connected in parallel or in series to the secondary winding n2 of the transformer T.
[0013]
  By providing such a matching capacitor, the power transmission efficiency is greatly improved for a certain load, so that the apparatus can be miniaturized. Therefore, the matching capacitor is an important component in putting the non-contact power transmission device into practical use.
[0014]
  However, in the non-contact power transmission device provided with the matching capacitor described above, the load voltage V is larger than the case where the matching capacitor is not provided for the load in which the load current I changes greatly.5There was a problem that the remarkably decreased.
[0015]
  For example, the circuit configuration is substantially the same as that shown in FIG. 24A, and as shown in FIG. 27A, a matching capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding n2 of the separable transformer T. In FIG. 27B, a square-wave high-frequency AC voltage having a maximum amplitude of 70 V and a frequency of approximately 97 kHz is supplied to the primary winding n1 of the transformer T as shown in FIG. When various changes are made, load voltage (output voltage) -load current characteristics and load power-load current characteristics as shown in FIG. 29 are obtained. Here, in FIG. 29, the horizontal axis represents the load current I, and the left vertical axis represents the load voltage V.5The right vertical axis represents the load power P. In the figure, “a” represents the load voltage, and “b” represents the load power. Hereinafter, a value obtained by (change width of load voltage V5) / (change width of load current) is referred to as a voltage change rate.
[0016]
  From FIG. 29, the load voltage V5It can be seen that the voltage change rate increases as the load current I increases. Further, it can be seen that the load power P has a characteristic having a peak at a certain load current value when the load current I increases. Furthermore, in the load current region where the load current I is very small, the load voltage V5It can be seen that is increasing.
[0017]
  In the circuit shown in FIG. 27A, an equivalent circuit converted to the secondary side using the voltage induced in the secondary winding n2 of the transformer T can be expressed as shown in FIG. Here, a portion between one end of the secondary winding n2 connected to the diode D2 of the secondary winding n2 and the center tap 10 in FIG. 27A is equivalently represented by the high-frequency AC power source 1a and the inductance L03 in FIG. A portion between the other end of the secondary winding n2 and the center tap 10 is represented by a high frequency AC power source 1b and an inductance L04 in FIG.
[0018]
  In the non-contact power transmission device having the characteristics shown in FIG. 29, the load voltage is made constant (stabilized) for a plurality of types of loads having the same load voltage (input voltage) and different power, that is, loads having different load currents. ), The load voltage is detected on the secondary side of the transformer T, the detected voltage is compared with a reference value, error amplification is performed, and the error amplified signal is contacted to the primary side of the transformer T without contact. A method of providing a feedback control circuit that controls the amplitude, frequency, duty, etc. of the high-frequency AC voltage that is transmitted and supplied to the primary winding n1 of the transformer T, or an independent stabilized power supply circuit on the secondary side of the transformer T A method of providing and connecting this to a load is conceivable.
[0019]
  However, when such a feedback control circuit and a stabilized power supply circuit are provided, the number of parts increases and the cost increases. Here, the better the stability of the load voltage in the state where the feedback control circuit and the stabilized power supply circuit are not provided, the higher the effect obtained by providing these circuits, and the reduction in the number of additional components can be expected.
[0020]
  For this reason, the development of an inexpensive non-contact power transmission device with a relatively simple circuit configuration that can make the load voltage (output voltage) constant over a wide range of load current without adding a feedback control circuit is desired. It was rare.
[0021]
  The present invention has been made in view of the above reasons, and its object is to provide an inexpensive non-contact power transmission device capable of making the load voltage constant over a wide range of load current without complicating the circuit configuration. Is to provide.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the invention of claim 1 includes a transformer capable of separating the primary winding and the secondary winding, and a capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer. , Transformer primary windingSquare wavy highA non-contact power transmission device for supplying a high-frequency alternating voltage and supplying power to a load through a secondary winding of a transformer, wherein in the circuit state in which the maximum value of the load current range supplied to the load flows as the load current, the primary In the circuit state in which the polarity reversal time of the voltage across the winding and the voltage across the capacitor reach the maximum value and the minimum value substantially coincide, and the minimum value of the load current range supplied to the load flows as the load current. The capacitance value of the capacitor is set so that the time of polarity reversal of the voltage across the primary winding and the time of completion of discharge of the capacitor are substantially the same. It is possible to make the load voltage constant over a wide range of load current with an inexpensive circuit configuration without providing it, that is, without complicating the circuit. Current can load and load voltage changes significantly supplying a substantially constant load voltage to a load of a plurality of types of load current is different constant.
[0023]
  Here, the invention of claim 1 is the above-mentionedWhen the leakage inductance converted to the secondary side of the transformer is L02, the capacitance value of the capacitor is C2, and the frequency of the high-frequency AC voltage is f,
4 ・ π ・ f ・ (L02 ・ C2)1/2= 1
Since the circuit constants are set so as to satisfy the conditional expression, the output voltage can be made constant with respect to the load current below the maximum value of the load current range.
[0024]
  Claim2The invention of claim1'sIn the invention, a dummy load for flowing a current equal to or higher than the minimum value is connected between the output terminals to which the load is connected even in a load current region smaller than the minimum value of the load current range. Even in a load current region smaller than the value, a current exceeding the minimum value can be passed.
[0025]
  Claim3The invention of claim1 or claim 2In the present invention, a drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit supplies the load on the secondary side of the transformer when the load current flowing to the load is within the load current range. Since the frequency of the high-frequency AC voltage automatically changes so that the supplied output voltage is made constant, the load voltage can be made constant over a wide range of load current.
[0026]
  Claim4The invention of claim3In the invention, the drive circuit is characterized in that the frequency of the high-frequency AC voltage automatically increases as the load current increases.3The same effect as that of the present invention is achieved.
[0027]
  Claim5The invention of claim3Or claims4In the invention, the drive circuit changes the frequency of the high-frequency AC voltage by automatically changing at least one of the rising time and the falling time of the high-frequency AC voltage so as to correspond to a change in load current. So claims3Or claims4The same effect as that of the present invention is achieved.
[0028]
  Claim6The invention of claim5In the invention, the drive circuit includes a resonance capacitor connected in parallel to the primary winding, and at least one of a rising period and a falling period of the high-frequency AC voltage has the resonance capacitor and the inductance. Since the time is determined by using the resonance voltage depending on the component,5The same effect as that of the present invention is achieved.
[0029]
  Claim7The invention of claim1 or claim 2In the present invention, a drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit has a constant output voltage supplied to the load on the secondary side of the transformer in the load current range. So that the waveform of the high-frequency AC voltage changes.1 or claim 2The same effect as the invention is achieved.
[0030]
  Claim8The invention of claim7In the present invention, the high-frequency AC voltage changes in voltage waveform so that the equivalent voltage amplitude of the high-frequency AC voltage increases or decreases corresponding to the increase or decrease of the load current.7Has the same effect as the invention of.
[0031]
  ContractClaim9The invention of claim 1 to claim 18In the invention, a drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit is composed of a resonance type inverter.8The same effect as that of the present invention is achieved.
[0032]
  Claim10The invention of claim9In the invention, a drive circuit for supplying the high-frequency alternating voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit is connected in parallel to the primary winding and causes resonance with the primary winding. Since it is a partial resonance type inverter having a capacitor, it is possible to make the load voltage constant over a wide range of load current while maintaining soft switching..
[0033]
  ContractClaim11The invention of claim6Or claimItem 10In the invention, the drive circuit has a constant on-time of a switching element switched in the drive circuit and a period in which partial resonance occurs, and a rising period and a falling period of the voltage waveform of the high-frequency AC voltage, In at least one of the periods, at least one of the time of the period and the voltage waveform in the period changes corresponding to the load current, so that the load voltage is defined over a wide range of the load current while maintaining soft switching. It can be turned into a voltage.
[0034]
  Claim12The invention of claim11In this invention, since the inverter is a half-bridge type inverter, the utilization efficiency of the transformer core is increased.
[0035]
  Claim13The invention of claim11In this invention, since the inverter is a push-pull type inverter, the utilization efficiency of the core of the transformer is increased.
[0036]
  Claim14The invention of claim12In the invention, the inverter includes a feedback winding and an auxiliary winding that are magnetically coupled to the primary winding of the transformer, a voltage-driven switching element that provides an input voltage to the control terminal through the feedback winding, and an auxiliary winding. A charge / discharge circuit connected between both ends of the winding to control the input voltage, and when the charging voltage due to the induced voltage of the auxiliary winding reaches a predetermined voltage, the input voltage is lowered to turn off the switching element. Since this is a self-excited inverter, the voltage rise time, fall time, and waveform change using the change in the resonance state of the voltage of the primary winding that occurs during the OFF period of the switching element in response to the load current. The load voltage can be made constant over a wide load current range.
[0037]
  Claim15The invention of claim 1 to claim 114In the present invention, a resistor for flowing a current equal to or higher than the minimum value is connected between the output terminals to which the load is connected even in a load current region smaller than the minimum value of the load current range. Even in a load current region smaller than the value, a current equal to or higher than the above minimum value can flow, and the output voltage can be automatically made constant in all load current regions.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  (Embodiment 1)
  FIG. 1 shows a circuit diagram of a main part of the non-contact power transmission apparatus of this embodiment. The configuration of the non-contact power transmission device of this embodiment is the same as the conventional configuration shown in FIG. 27A, and as shown in FIG. 1, the secondary winding n2 is provided on the secondary side of the separable transformer T. A rectifier circuit 2 for full-wave rectifying the output is provided, and a choke coil L is provided between the output terminals of the rectifier circuit 2.CHAnd a load 5 composed of a resistor are connected to each other, and a capacitor C3 is connected in parallel to the load 5. A matching capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding n2 of the transformer T. Here, a high-frequency AC voltage is supplied to the primary winding n1 of the transformer T from a drive circuit (not shown).
[0039]
  The rectifier circuit 2 is a known full-wave rectifier circuit, and is provided with a center tap 10 in the secondary winding n2 of the transformer T, and both ends of the secondary winding n2 are connected to the anodes of the diodes D2 and D3, respectively. The cathodes of both diodes D2, D3 are connected to each other. The configuration of the transformer T is the same as the conventional configuration described in FIG.
[0040]
  Incidentally, the inventor of the present application changes the resistance value of the load 5 in the circuit shown in FIG. 27A to change the load voltage (output voltage) -load current characteristic, load power-load as shown in FIG. When measuring the output characteristics such as the current characteristics, the output characteristics take various forms when the capacitance value of the capacitor C2 is changed. By appropriately selecting the capacitance value of the capacitor C2, the load voltage with respect to the change in the load current is selected. It has been found that there is a region where the variation in (output voltage) can be reduced (that is, there is a region where the above-mentioned voltage change rate can be reduced). Examples of such output characteristics are shown in FIGS.
[0041]
  2 and 3 show the choke coil L in the circuit shown in FIG.CHThe primary winding n1 has an inductance value of 100 μH, a capacitance value of the capacitor C3 connected in parallel to the load 5 of 100 μF, and a gap g between the primary core 8 and the secondary core 9 of the transformer T of 2 mm. FIG. 24B shows output characteristics obtained by applying a square-wave high-frequency AC voltage having a maximum amplitude of 70 V and a frequency of approximately 97 kHz, and varying the resistance value of the load 5 as shown in FIG. 2 and 3, the horizontal axis represents the load current, and the left vertical axis represents the load voltage V.5The vertical axis on the right is the load power P. In each figure, A indicates the load voltage, and B indicates the load power.
[0042]
  2 and 3, the voltage change rate (load voltage V) described above is compared with the output characteristics shown in FIG.5(Change width / change width of load current I) has a relatively small load current range. Here, in each of FIGS. 2 and 3, the maximum value of the load current I (hereinafter referred to as the maximum load current value) in the load current range in which the voltage change rate is relatively small is referred to as Imax, and the load current in the load current range. The minimum value of I (hereinafter referred to as the minimum load current value) is expressed as Imin.
[0043]
  2 and 3, the voltage change rate in the load current range from the minimum load current value Imin to the maximum load current value Imax in the load voltage-load current characteristics of FIG. 2 and FIG. 3 is about 0.6 V / A. On the other hand, in the load voltage-load current characteristic of FIG. 29 described above, the voltage change rate in the load current range where the load current value is 1 to 4 A is about 2.5 V / A. It can be seen that the voltage change rate of the load voltage-load current characteristic shown in FIG. 29 is sufficiently smaller than the load voltage-load current characteristic shown in FIG. That is, in the load voltage-load current characteristics shown in FIGS. 2 and 3, the load voltage V in the load current range from the minimum load current value Imin to the maximum load current value Imax.5Is substantially stable, the load voltage can be made constant in this load current range.
[0044]
  Therefore, as a result of earnest research, the inventor of the present application has determined that the load voltage V5Has been found to have the following common features described with reference to FIGS. 4 to 6. 4 to 6 are explanatory diagrams of operation waveforms of respective parts in the equivalent circuit converted to the secondary side of the circuit of FIG. 27A shown in FIG. 28. FIG. 4A to FIG. Voltage E across primary winding n11S, (B) is a voltage E between both ends of the power supply unit 1a.3S, (C) is the voltage V across the capacitor C2.C2, (D) is the voltage V across the inductance L03.L03, (E) is the voltage V across the inductance L04.L04, (F) is a voltage E between the output terminals of the rectifier circuit 2.L, (G) is the current I flowing through the inductance L03.L03, (H) is the current I flowing through the inductance L04.L04, (I) is the current I flowing through the capacitor C2.C2, (J) is the current I flowing through the diode D2.d2, (K) is I flowing through the diode D3.d3, (L) shows a load current I flowing through the load 5, respectively.
[0045]
  First, in the circuit state when the magnitude of the load current I is the maximum load current value Imax, the voltage E across the primary winding n1 shown in FIG.S1Polarity inversion time (for example, times t1, t3) and the voltage V across the capacitor C2 shown in FIG.C2Substantially coincides with the time (time t1, t3) at which becomes the maximum value and the minimum value. It has already been proposed in Japanese Patent Application No. 11-45422 that this condition becomes a load matching condition in non-contact power transmission.
[0046]
  On the other hand, in the circuit state when the magnitude of the load current I is the minimum load current value Imin, the voltage V across the capacitor C2C2As shown in FIG. 5C, when the discharge is completed in charging / discharging (that is, the voltage V across the capacitor C2 during charging / discharging of the capacitor C2).C2Starts charging from the state of approximately zero volts, and the voltage V across the capacitor C2C2Reaches the maximum value or the minimum value, the discharge of the capacitor C2 is started, and the voltage V across the capacitor C2 is started.C2Is the voltage E across the primary winding n1 shown in FIG.1S(And secondary side conversion induced voltage E3S) Polarity is reversed. That is, in the circuit state when the magnitude of the load current I is the minimum load current value Imin, the voltage E across the primary winding n11SAnd the time when the discharge of the capacitor C2 is completed in the charge / discharge of the capacitor C2 (in other words, the voltage V across the capacitor C2C2Is substantially the same as the time point when one cycle of the vibration waveform is completed. When one cycle is completed, as shown in FIG. 5 (c), the voltage VC2 across the capacitor C2 starts oscillating from approximately zero volts, and once the maximum or minimum value has passed, it returns to approximately zero volts again. Means.
[0047]
  The operation waveform when the magnitude of the load current I becomes an arbitrary current value between the above-mentioned minimum load current value Imin and the maximum load current value Imax is a condition that the load current I becomes the minimum load current value Imin. It is an intermediate waveform between the waveform when satisfying the condition and the waveform when satisfying the condition that the load current I becomes the maximum load current value Imax. By the way, the load voltage V5The constant voltage of the load device is usually required in the region from no load to full load of the load device. Therefore, the load device has an output characteristic as shown in FIG. 3, and the load current range is the minimum load current value of the output characteristic. It is desirable that the range be from Imin to the maximum load current value Imax. In this case, the waveform of the high-frequency AC voltage supplied to the primary winding n1 can be regarded as a square wave in a circuit state where the load current I is a current value close to the minimum load current value Imin (that is, a state close to no load). Then, it has been found that the operation waveform of each part has characteristics as shown in FIG.
[0048]
  6 is characterized by the voltage V across the capacitor C2 shown in FIG.C2Is the voltage E across the primary winding n1 shown in FIG.1SOf the primary winding n1 shown in FIG. 6A, and substantially coincides with the polarity inversion (for example, times t1 and t3).1SCurrent I flowing in the capacitor C2 when the polarity ofC2Is substantially zero as shown in FIG.
[0049]
  Voltage V across capacitor C2C2Is the voltage E across the primary winding n1.1SIn addition to the output characteristics shown in FIG. 3, various forms of output characteristics can be obtained as long as it coincides with the time of polarity inversion, but the voltage E across the primary winding n11SCurrent I of capacitor C2 when the polarity ofC2Is only zero, and only when it has these characteristics, the load voltage with respect to the load current range from the minimum load current value Imin to the maximum load current value Imax at substantially no load as shown in FIG. V5Can be made constant voltage (stabilized).
[0050]
  The circuit conditions satisfying such characteristics are: the leakage inductance converted to the secondary side of the transformer T is L02, the frequency (drive frequency) of the high-frequency AC voltage supplied to the primary winding n1 of the transformer T1 is f, and the capacitor C2 Assuming that the capacitance value is C2, the following equation (1) is satisfied.
4 ・ π ・ f ・ (L02 ・ C2)1/2= 1 ... (1)
  Here, since the leakage inductance L02 is the sum of the inductance value of the leakage inductance L03 and the inductance value of the leakage inductance L04 in the equivalent circuit shown in FIG. 28, the leakage inductance L02 of the capacitor C2 for obtaining the characteristics shown in FIG. The capacitance value can be obtained by the following equation (2).
C2 = (1 / L02) · {1 / (4 · π · f)}2... (2)
  Further, when the center tap 10 is provided in the secondary winding n2 as described above to perform rectification, there are two leakage inductances converted to the secondary side, that is, a leakage inductance L03 and a leakage inductance L04 as shown in FIG. In the case where the secondary winding n2 of the transformer T is evenly wound on both sides of the center tap 10, the inductance values of both the leakage inductances L03 and L04 are substantially equal, as shown in FIG. The capacitance value of the capacitor C2 for obtaining the output characteristics can be obtained by the following equation (3).
C2 = {1 / (2 · L03)} · {1 / (4 · π · f)}2... (3)
  The inductance value of the leakage inductance L02 is short-circuited between the coil terminals AA ′ of the primary winding n1 and the coil terminal BB ′ of the secondary winding n2 in the configuration of the transformer T shown in FIG. It is obtained by measuring the inductance value seen from the side. Although not shown, even if the voltage waveform of the high-frequency AC voltage supplied to the primary winding n1 cannot be regarded as a square wave, for example, in the case of a trapezoidal waveform, these equations (1) to ( By setting circuit constants so as to satisfy the relationship 3), output characteristics as shown in FIG. 3 can be obtained. In this case, however, the voltage E across the primary winding n1 is not necessarily limited.1SCurrent I of capacitor C2 when the polarity ofC2Need not be nearly zero.
[0051]
  In summary, the configuration of the non-contact power transmission device of this embodiment is the same as the conventional configuration shown in FIG. 27A, and the maximum value of the load current range supplied to the load 5 in the circuit shown in FIG. In order to define the maximum load current value Imax, the voltage E across the primary winding n1 of the transformer T1SPolarity inversion time and the voltage V across the capacitor C2C2Is substantially the same as the maximum value and the minimum value, and in order to define the minimum load current value Imin that is the minimum value of the load current range supplied to the load 5, the voltage E across the primary winding E1SThis is characterized in that the capacitance value of the capacitor C2 is set so that the time of polarity inversion and the time when the discharge of the capacitor C2 is completed substantially coincide.
[0052]
  Therefore, in the non-contact power transmission device of the present embodiment, the above-described feedback control circuit and stabilized power supply circuit are not provided to the conventional non-contact power transmission device shown in FIG. The load voltage V over a wide range of load current I with an inexpensive circuit configuration without complicating the circuit5Can be made constant, the load 5 and the load voltage V where the load current I changes greatly.5To a plurality of types of loads 5 having a constant load current I and a substantially constant load voltage V5Can be supplied.
[0053]
  Here, when the leakage inductance value converted to the secondary side of the transformer T is L02, the capacitance value of the capacitor C2 is C2, and the frequency of the high-frequency AC voltage is f,
4 ・ π ・ f ・ (L02 ・ C2)1/2= 1
Since the circuit constants are set so as to satisfy the conditional expression, the load voltage (output voltage) V with respect to the load current I that is equal to or less than the maximum load current value Imax.5Can be constant voltage.
[0054]
  Further, when considering a practical circuit of the circuit of FIG. 1, in the no-load region, almost no current flows through the load 5, so that the load voltage V5An area with a large may occur. As a countermeasure, a dummy resistor may be provided between the output terminals to which the load 5 is connected so that the current having the minimum load current value Imin flows even in a no-load state. In short, in other words, if a dummy load for flowing a current equal to or greater than the minimum load current value Imin even in a load current region smaller than the minimum load current value Imin is connected between the output terminals to which the load 5 is connected, the minimum load current Even in a load current region smaller than the value Imin, a current greater than the minimum load current value Imin can flow.
[0055]
  (Embodiment 2)
  FIG. 7A shows a circuit diagram of a main part of the non-contact power transmission apparatus according to this embodiment. The configuration of the non-contact power transmission device shown in FIG. 7A is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, and a secondary battery is used as the load 5 connected between the output terminals, and the secondary battery is charged. It is different in that it is used as a charging device. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component similar to Embodiment 1, and description is abbreviate | omitted.
[0056]
  When a constant voltage load such as a secondary battery is connected as the load 5 as in the circuit shown in FIG. 7A, the capacitance value of the matching capacitor C2 connected in parallel to the secondary winding n2 and the load The characteristic representing the relationship with the current I has a tendency as shown in FIG. In the characteristics shown in FIG. 8, the capacitance value of the capacitor C2 when the capacitance value of the capacitor C2 is changed and the load current I becomes maximum is referred to as C2max. In short, the maximum value of the load current (charging current) I can be obtained when the capacitance value of the capacitor C2 is C2max, and the charging current I decreases when the capacitance value of the capacitor C2 is shifted from C2max.
[0057]
  By the way, in the circuit configuration shown in FIG. 7A, when the frequency of the high frequency AC voltage of square wave as shown in FIG. 7B supplied to the primary winding n1 (hereinafter referred to as drive frequency) is changed, The load current characteristic with respect to the capacitance value of the capacitor C2 changes, for example, as a, b, c, and d in FIG. Here, in FIG. 9, the driving frequency decreases in the order of a, b, c, and d (d is the lowest driving frequency among a, b, c, and d). That is, when the drive frequency is changed, C2max also changes, and the higher the drive frequency, the smaller the capacitance value C2max.
[0058]
  Therefore, as shown in FIG. 10, when the drive current is selected so that the capacitance value of the capacitor C2 becomes C2max with the load current characteristic with a high drive frequency, the load 5 is changed by changing the drive frequency from low to high. A charging current I to a certain secondary battery can be increased. Further, as shown in FIG. 11, when the capacitance value of the capacitor C2 is selected to be C2max under the condition where the drive frequency is low, the secondary battery as the load 5 is changed by changing the drive frequency from low to high. The charging current I can be reduced.
[0059]
  Each of the above-mentioned characteristics indicates the load voltage V5When the load current I increases, such as a resistance load as shown in FIG. 27 or a load provided with a smoothing capacitor, the load voltage V5When using a load that decreases, the load voltage V can be changed by changing the drive frequency in response to the change in the load current I.5Is able to be maintained at a substantially constant value.
[0060]
  Specifically, when frequency control is performed such that the drive frequency is the highest under the full load condition (maximum load condition) and the drive frequency is the lowest under the no-load condition, it is desired to stabilize at the full load condition (desired). Load voltage V5If the capacitance value of the capacitor C2 is set to C2max so that the drive frequency becomes lower as the load 5 becomes lighter, the load voltage V can be applied to a wide range of loads (states) from no load to full load.5Can be kept substantially constant. Here, the capacitance value C2max of the capacitor C2 is the self-inductance of the primary winding n1, the self-inductance of the secondary winding n2, the mutual inductance between the primary winding n1 and the secondary winding n2, the drive frequency ( The highest drive frequency). Therefore, it is necessary that the drive frequency can be automatically changed so as to correspond to the load current I.
[0061]
  In general, the load voltage V5Is constant, the magnitude of the voltage amplitude of the primary winding n1 is proportional to the load current I. Therefore, load voltage (output voltage) V5As a method of making the voltage constant (stabilized), the load voltage V due to the change of the load current I5A method of controlling the voltage amplitude of the input voltage (high-frequency AC voltage) of the primary winding n1 in accordance with the change in the frequency can be considered. As a specific method, in the circuit as shown in FIG. 12A, the voltage waveform of the high-frequency AC voltage supplied to the primary winding n1 of the transformer T is changed to a square-wave voltage waveform as shown in FIG. To a trapezoidal voltage waveform (or a sinusoidal voltage waveform not shown) as shown in FIG. 12B (the voltage waveform here is changed when the high-frequency AC voltage rises and rises). Meaning changing the slope when going down).
[0062]
  This is the voltage E shown in FIGS. 13 and 14, respectively.1SUtilizing the property that the equivalent voltage average amplitude (equivalent amplitude voltage) becomes smaller as the rising and falling slopes become smaller as the voltage waveform changes from a square wave to a trapezoidal wave even when the maximum amplitude Emax is the same as in (High Frequency AC Voltage) To do. 13 is equal to the maximum amplitude Emax, and the trapezoidal voltage average amplitude Ee2 shown in FIG. 14 is smaller than the maximum amplitude Emax. That is, when the load current I is small, the input voltage of the primary winding n1 is trapezoidal and the equivalent voltage amplitude applied to the primary winding n1 is reduced to reduce the load voltage V1.5As the load current I increases, the equivalent voltage amplitude applied to the primary winding n1 increases as the load current I increases, and the load voltage V increases.5By suppressing the decrease in the load voltage V over a wide range of load current I5It is possible to achieve constant voltage (stabilization). In this method, the maximum amplitude is the same and only the equivalent voltage amplitude can be changed. Therefore, the waveform changed from the square wave is not limited to the trapezoidal wave. Therefore, this practical application requires means for automatically changing the waveform in accordance with the load current I and automatically controlling the equivalent voltage amplitude of the high-frequency AC voltage applied to the primary winding n1. .
[0063]
  Hereinafter, a non-contact power transmission device capable of automatically changing the drive frequency and the voltage waveform of the high-frequency AC voltage in accordance with the change of the load current I will be described.
[0064]
  First, as shown in FIG. 15, an example in which the drive circuit 1 that supplies a high-frequency AC voltage to the primary winding n1 of the transformer T is configured by a half-bridge inverter will be described. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component similar to Embodiment 1. FIG.
[0065]
  The non-contact power transmission device having the configuration shown in FIG. 15 is connected between the transformer T that can separate the primary winding n1 and the secondary winding n2, the DC power source E, and the output terminal of the DC power source E. A drive circuit 1 composed of a half-bridge inverter that converts the voltage of the DC power source E into a high-frequency AC voltage and supplies it to the primary winding n1 of the transformer T, and a matching connected in parallel to the secondary winding n2 of the transformer T Capacitor C2, rectifier circuit 2 for rectifying the voltage generated in secondary winding n2 of transformer T2 and supplying it to load 5, and choke coil L inserted between rectifier circuit 2 and load 5CHAnd a capacitor C3 connected in parallel to the load 5.
[0066]
  The drive circuit 1 is a half-bridge type inverter as described above, and a series circuit of a pair of capacitors Ca and Cb and a series circuit of switching elements S1 and S2 composed of a pair of power MOSFETs are output terminals of the DC power source E. The primary winding n1 of the transformer T is inserted between the connection points of the capacitors Ca and Cb and the connection points of the switching elements S1 and S2. Note that the freewheeling diode D connected in antiparallel to the switching elements S1 and S2.S1, DS2Is composed of a MOSFET body diode of each of the switching elements S1 and S2, but may be provided separately. The DC power source E can be obtained, for example, by rectifying and smoothing a commercial power source.
[0067]
  In the drive circuit 1, the switching elements S1 and S2 are alternately turned on and off by a control circuit (not shown) to apply a square-wave high-frequency AC voltage to the primary winding n1 of the transformer T.
[0068]
  The rectifier circuit 2 is a well-known full-wave rectifier circuit, provided with a center tap 10 in the secondary winding n2 of the transformer T, and connected to the anodes of the diodes D2 and D3 at both ends of the secondary winding n2, respectively. The cathodes of both diodes D2, D3 are connected to each other. Here, the choke coil L is connected between a connection point between the cathodes of the diodes D2 and D3 and one end of the load 5.CHIs inserted, and the center tap 10 is connected to the other end of the load 5. Choke coil LCHIs necessary for the continuation and smoothing of the load current I, but the capacitor C3 is not necessarily provided.
[0069]
  Next, FIG. 16 shows a circuit diagram of a non-contact power transmission device having a capacitor C1 connected in parallel to the primary winding n1 of the transformer T in the non-contact power transmission device having the circuit configuration shown in FIG. In the example shown in FIG. 16, the capacitance value of the capacitor C1 is relatively large, and the inductance component L1 of the primary winding n1 and the like (actually, the entire circuit is viewed from the primary winding n1 side to the load 5 side. The resonance of the primary winding n1, the secondary winding n2, the mutual inductance, the secondary capacitor C2, and the load 5 changes the resonance state). The capacitor C1 does not necessarily need to be connected in parallel to the primary winding n1, and those having the same configuration as the equivalent circuit are regarded as the same. For example, in the circuit shown in FIG. 16, even if a capacitor is provided in parallel with the switching element S1 and the switching element S2, the circuit is the same as the equivalent circuit. FIG. 17 shows the operation waveforms of each part of the circuit of FIG. 16, and (a) shows the voltage V across the primary winding n1.L, (B) shows the current I flowing through the primary winding n1.L(C) is a voltage VD2 across the switching element S2, (d) is a current (drain current) ID2 flowing through the switching element S2, (e) is a voltage VD1 across the switching element S1, and (f) is flowing through the switching element S1. Current (drain current) ID1, (g) indicates ON / OFF of the switching element S1, and (h) indicates ON / OFF of the switching element S2.
[0070]
  By the way, in the non-contact power transmission device shown in FIG. 16, a period in which both switching elements S 1 and S 2 are both turned off as shown in FIGS. 17 (g) and 17 (h) while switching elements S 1 and S 2 are alternately turned on and off. When the time width of this period is referred to as dead time, the voltage V across the primary winding n1LAs shown in FIG. 17A, during the dead time, a resonance voltage is generated by the inductance component L1 of the primary winding n1 and the resonance circuit of the capacitor C1, and the voltage changes until the power supply voltage or the GND level is reached. When the power supply voltage or GND level is reached, the freewheeling diode DS1, DS2This clamps the voltage. This is a well-known method effective for eliminating the turn-on loss of each of the switching elements S1 and S2 as a partial resonance technique or a soft switching technique.
[0071]
  However, if the purpose is to reduce this loss, it is not necessary to increase the capacitance value of the capacitor C1, and the loss can be reduced even if the capacitor C1 is omitted by using the parasitic capacitance of the switching elements S1 and S2 made of MOSFET. realizable.
[0072]
  On the other hand, the present invention uses the capacitor C1 having a relatively large capacitance value to increase the resonance period of the inductance component L1 and the capacitor C1 as shown in FIG. The voltage V across the line n1LIs characterized by a trapezoidal waveform. When the capacitance value of the capacitor C1 for obtaining the resonance voltage that forms the rise and fall of the trapezoidal wave (both dead time periods) is selected as a specific capacitance value, the rise time and the fall time are obtained when there is no load. The rise time and fall time are relatively short at full load (however, the ON period of each switching element S1, S2 is constant within the load range), and the drive frequency is low and low at no load. The load voltage becomes high and the load voltage V5Works in the direction of stabilizing. Also, the voltage V across the primary winding n1LChanges in a trapezoidal wave to a square wave, the equivalent voltage amplitude of the voltage applied to the primary winding n1 at no load is lower than that in the case of a square wave, and the load voltage V5Rise is suppressed.
[0073]
  The voltage V across this primary winding n1LAs described above, the resonance that determines the rise time and fall time of the capacitor is not determined only by the capacitor C1 and the inductance component L1, but the primary winding n1 and the secondary winding when the load side is viewed from the capacitor C1 and the inductance component L1 side. The resonance occurs in the circuit including the line n2, the mutual inductance, and the secondary side capacitor C2 and the load 5. It is also affected by the rectifying and smoothing method. Therefore, a change in the state of the load 5 (for example, a change in the resistance value when the load 5 is a resistor) is reflected as a change in the resonance period by interacting with the circuit system, resulting in a rise time and a fall time. It is considered that the waveform can be changed automatically.
[0074]
  (Embodiment 3)
  FIG. 18 shows a circuit diagram of the non-contact power transmission apparatus of this embodiment. Although the drive circuit 1 in the circuit of FIG. 17 described in the second embodiment is a separately-excited half-bridge type inverter, the drive circuit 1 in the non-contact power transmission device of the present embodiment is a self-excited partial resonance inverter. It is configured. That is, in this embodiment, it is not necessary to separately provide a control circuit including an oscillation circuit in order to turn on and off the voltage-driven switching elements S1 and S2 such as MOSFETs. Since the configuration of the transformer T and the configuration of the rectifier circuit 2 that rectifies the output of the secondary winding n2 of the transformer T are the same as those in the second embodiment, the same components as those in the second embodiment are denoted by the same reference numerals. Description is omitted.
[0075]
  In the drive circuit 1, a series circuit of a pair of capacitors Ca and Cb and a series circuit of switching elements S1 and S2 made of a pair of power MOSFETs are connected in parallel to a series circuit of a DC power source E and a switch SW. The primary winding n1 of the transformer T is inserted between the connection point of both capacitors Ca, Cb and the connection point of both switching elements S1, S2, and the capacitor C1 is connected in parallel to the primary winding n1. Each switching element S1, S2 is connected in reverse parallel with a free-wheeling diode (not shown) made of a MOSFET body diode. The DC power source E can be obtained, for example, by rectifying and smoothing a commercial power source.
[0076]
  In addition, the drive circuit 1 includes two feedback windings nf1 and nf2 and auxiliary windings ns1 and ns2 that are magnetically coupled to the primary winding n1 of the transformer T, respectively. A series circuit of resistors R7, R8 and capacitors C5, C6 is connected between both ends of each switching element S1, S2, and a connection point between the resistors R7, R8 and capacitors C5, C6 and the switching element S1. , S2 and a control circuit of the feedback windings nf1, nf2 and resistors R1, R4 are inserted in series. In short, the switching elements S1 and S2 are given an input voltage to the control terminal through the feedback windings nf1 and nf2. A charge / discharge circuit for controlling the input voltage of the switching elements S1, S2 is connected between both ends of the auxiliary windings ns1, ns2. Here, the charge / discharge circuit connected between both ends of the auxiliary winding ns1 includes resistors R2, R3, R10, diodes D11, D12, D16, D21, capacitors C7, C8, and a transistor Tr1, and the diode D21 and the transistor Tr1 forms a discharge circuit. The charging / discharging circuit connected between both ends of the auxiliary winding ns2 includes resistors R5, R6, R11, diodes D13, D14, D17, D22, capacitors C9, C10, and a transistor Tr2. The diode D22 and the transistor Tr2 Constitutes a discharge circuit.
[0077]
  Hereinafter, the operation of the non-contact power transmission apparatus of this embodiment will be described.
[0078]
  When the switch SW is turned on, the capacitors C5 and C6 are charged via the resistors R7 and R8. The voltages of the capacitors C5 and C6 are applied to the gates of the switching elements S1 and S2, and when one of the capacitors C5 and C6 reaches the threshold voltage of the switching elements S1 and S2, for example, When the voltage reaches the threshold voltage of the switching element S1, the switching element S1 is turned on, and the current I flows through the primary winding n1.LBegins to flow.
[0079]
  Then, an induced voltage is generated in the feedback winding nf1 in a direction in which the switching element S1 is kept on, so that the switching element S1 maintains a stable on state. This induced voltage is superimposed on the potential of the capacitor C6. At this time, the voltage of the capacitor C5 is discharged to the ground level by the diode D21 connected between the resistor R7 and the switching element S1, but the ON state of the switching element S1 is sufficiently maintained only by the induced voltage of the feedback winding nf1. can do. Incidentally, an induced voltage is generated in the auxiliary winding ns1 together with the generation of the induced voltage in the feedback winding nf1. Since the above-described charging / discharging circuit is connected to the auxiliary winding ns1, when an induced voltage is generated in the auxiliary winding ns1, the capacitor C7 is charged through the diode D11 and the resistor R2, and the base of the transistor Tr1 A capacitor C8 connected between the emitters is charged through the diode D15.
[0080]
  When the charging of the capacitors C7 and C8 progresses and the transistor Tr1 is turned on and the transistor Tr1 is turned on, the gate voltage of the switching element S1 is lowered, so that the switching element S1 is turned off. When the switching element S1 is turned off, the current I of the primary winding n1 that has been flowing so farLIs commutated to the capacitor C1 in an attempt to maintain the current, and starts free vibration (referred to as resonance for convenience) between the capacitor C1 and the circuit viewed from the inductance component L1 side of the primary winding n1. This resonance begins, and the voltage VD1 across the switching element S1 eventually becomes the power supply voltage VEThe power supply voltage V through a freewheeling diode (not shown) consisting of the body diode of the switching element S2.ETo be clamped.
[0081]
  On the other hand, voltage VLPolarity inversion, current ILAs a result, the reverse voltage is induced in the feedback winding nf1 and the auxiliary winding ns1, and the switching element S1 is kept off. The reverse induction voltage of the auxiliary winding ns1 is connected to the capacitor C7 through the diode D12 and the resistor R3. The electric charge of is pulled out to a substantially zero potential. At this time, the electric charge of the capacitor C8 is gradually discharged through the resistor R10. Simultaneously with this operation, a positive induced voltage is generated in the feedback winding nf2 and the auxiliary winding ns2. Even if an induced voltage is generated in the feedback winding nf2, a delay time is generated by the resistor R4 and the input capacitance of the switching element S2, so that the switching element S2 is turned on with a delay, and the on state is maintained. Due to the voltage change period due to the resonance and the delay, a period during which both the switching element S1 and the switching element S2 are turned off, that is, a dead time is provided. The voltage induced in the feedback winding nf2 charges the capacitors C9 and C10 through the diode D13 and the resistor R5. Then, the charging voltage of the capacitor C10 increases with time, the transistor Tr2 is turned on, and the switching element S2 is turned off. Thereafter, the same operation is repeated and the self-excited oscillation is continued. This circuit can make the time duration of the ON periods of the switching elements S1 and S2 substantially constant even if the dead time changes.
[0082]
  Also in the non-contact power transmission device of the present embodiment, the capacitance value of the capacitor C2 is set so as to satisfy the above-described formula (1). That is, the capacitance value of the capacitor C2 is
4 ・ π ・ f ・ (L02 ・ C2)1/2= 1
It is set to satisfy the conditions of
[0083]
  In the circuit of FIG. 18, the capacitance value C2 of the capacitor C2 is 0.062 μF, the capacitance value of the capacitor C1 is 0.022 μF, and the resistance value of the load 5 is changed to measure the load voltage-load current characteristics and the load power-load current characteristics. The results are shown in FIG.
[0084]
  In FIG. 19, the voltage change rate in the load current range from the minimum load current value Imin to the maximum load current value Imax of the load current I is about 0.4 V / A, and the voltage in the output characteristics of FIG. It can be seen that the rate of change is further improved than the rate of change (0.6 V / A). A waveform example at the time of a load current close to no load and a waveform example at the time of a current near the full load related to this improvement are shown in FIGS. 20 and 21, respectively. Here, (a) in FIG. 20 and FIG. 21 is the voltage V across the primary winding n1.L, (B) is the voltage V across the capacitor C2.C2, (C) is a load current I flowing through the load 5, and (d) is a load voltage V.5, Respectively.
[0085]
  20, the voltage waveform of the primary winding n1 is trapezoidal and has a frequency of about 70 kHz, and the voltage waveform of the primary winding n1 is trapezoidal and has a frequency in the full load state of FIG. Is about 80 kHz. In short, the frequency is automatically changed by about 10 kHz, and the waveform is also automatically changed in shape such as the rising edge and the inclination at the rising edge. In addition, the ON time of each switching element S1, S2 at this time was constant at about 4 μs.
[0086]
  In the present embodiment, the dead time is provided as described above, and the period is set to the rise time and the fall time of the resonance voltage using the resonance (both are clamped to the power supply voltage or the ground potential from the resonance start time). The combination of the circuit constants that allow the time waveform to change automatically according to the load can be found by trial and error. Specifically, by observing the waveform of the load close to no load and the waveform of the full load, it is possible to find a combination of constants that appropriately change periodically or in terms of waveform.
[0087]
  In the output characteristics of FIG. 19, in the current region where the load current I is smaller than the minimum load current value Imin, the load voltage V5Is getting bigger. Since this is often the case, a resistor or the like may be connected in advance between the output terminals (load connection terminals) as a dummy load so that a load current corresponding to the minimum load current value Imin flows.
[0088]
  (Embodiment 4)
  The basic configuration of the non-contact power transmission device of this embodiment is substantially the same as that of the first and second embodiments. As shown in FIG. 22, a high-frequency AC voltage is applied to the primary winding n1 of the separable transformer T. The drive circuit 1 to be supplied is characterized in that a push-pull inverter is used. Constituent elements similar to those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0089]
  (Embodiment 5)
  The basic configuration of the non-contact power transmission device of this embodiment is substantially the same as that of Embodiments 1 and 2, and as shown in FIG. 23, it is in series with switching elements S1 and S2 and reverse to freewheeling diodes DS1 and DS2. A characteristic is that the resonant voltage is operated as a sinusoidal waveform by providing diodes Df1 and Df2 connected in the direction so that the voltage of the primary winding n1 is not clamped at the power supply voltage or the ground level. Constituent elements similar to those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0090]
  The technical idea of the present invention relates to a non-contact power transmission device that uses a separable transformer having a characteristic of low magnetic coupling and low leakage inductance for power transmission. This can also be applied to the case where a fixed transformer used in the state is used for power transmission, and without providing a feedback control circuit, the load voltage can be stabilized against a wide range of load current changes, and feedback control can be achieved. Even if a circuit is provided, the number of additional parts and cost increase can be reduced.
[0091]
【The invention's effect】
  The invention according to claim 1 includes a transformer capable of separating the primary winding and the secondary winding, and a capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer, the primary winding of the transformerSquare wavy highA non-contact power transmission device for supplying a high-frequency alternating voltage and supplying power to a load through a secondary winding of a transformer, wherein in the circuit state in which the maximum value of the load current range supplied to the load flows as the load current, the primary In the circuit state in which the polarity reversal time of the voltage across the winding and the voltage across the capacitor reach the maximum value and the minimum value substantially coincide, and the minimum value of the load current range supplied to the load flows as the load current. The capacitance value of the capacitor is set so that the polarity reversal time of the voltage across the primary winding substantially coincides with the time when the discharge of the capacitor is completed, and without providing a feedback control circuit, In other words, the load voltage can be made constant over a wide range of load current with an inexpensive circuit configuration without complicating the circuit. Load current load and load voltage constant to the effect that it is possible to supply a substantially constant load voltage to a plurality of types of different loads.
[0092]
  Here, the invention of claim 1 is the above-mentionedWhen the leakage inductance converted to the secondary side of the transformer is L02, the capacitance value of the capacitor is C2, and the frequency of the high-frequency AC voltage is f,
4 ・ π ・ f ・ (L02 ・ C2)1/2= 1
Since the circuit constants are set so as to satisfy the conditional expression, there is an effect that the output voltage can be made constant with respect to the load current that is not more than the maximum value of the load current range.
[0093]
  Claim2The invention of claim1'sIn the invention, a dummy load for flowing a current equal to or higher than the minimum value is connected between the output terminals to which the load is connected even in a load current region smaller than the minimum value of the load current range. There is an effect that a current of the minimum value or more can flow even in a load current region smaller than the value.
[0094]
  Claim3The invention of claim1 or claim 2In the present invention, a drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit supplies the load on the secondary side of the transformer when the load current flowing to the load is within the load current range. Since the frequency of the high-frequency AC voltage automatically changes so that the supplied output voltage is constant, there is an effect that the load voltage can be constant over a wide range of load current.
[0095]
  Claim4The invention of claim3In the invention, the drive circuit is characterized in that the frequency of the high-frequency AC voltage automatically increases as the load current increases.3This has the same effect as the present invention.
[0096]
  Claim5The invention of claim3Or claims4In the invention, the drive circuit changes the frequency of the high-frequency AC voltage by automatically changing at least one of the rising time and the falling time of the high-frequency AC voltage so as to correspond to a change in load current. So claims3Or claims4This has the same effect as the present invention.
[0097]
  Claim6The invention of claim5In the invention, the drive circuit includes a resonance capacitor connected in parallel to the primary winding, and at least one of a rising period and a falling period of the high-frequency AC voltage has the resonance capacitor and the inductance. Since the time is determined by using the resonance voltage depending on the component,5This has the same effect as the present invention.
[0098]
  Claim7The invention of claim1 or claim 2In the present invention, a drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit has a constant output voltage supplied to the load on the secondary side of the transformer in the load current range. So that the waveform of the high-frequency AC voltage changes.1 or claim 2There are the same effects as the invention.
[0099]
  Claim8The invention of claim7In the present invention, the high-frequency AC voltage changes in voltage waveform so that the equivalent voltage amplitude of the high-frequency AC voltage increases or decreases corresponding to the increase or decrease of the load current.7Has the same effect as the invention.
[0100]
  ContractClaim9The invention of claim 1 to claim 18In the invention, a drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit is composed of a resonance type inverter.8This has the same effect as the present invention.
[0101]
  Claim10The invention of claim9In the invention, a drive circuit for supplying the high-frequency alternating voltage to the primary winding is provided, and the drive circuit is connected in parallel to the primary winding and causes resonance with the primary winding. Since it is a partial resonance type inverter having a capacitor, it is possible to make the load voltage constant over a wide range of load current while maintaining soft switching..
[0102]
  ContractClaim11The invention of claim6Or claimItem 10In the invention, the drive circuit has a constant on-time of a switching element switched in the drive circuit and a period in which partial resonance occurs, and a rising period and a falling period of the voltage waveform of the high-frequency AC voltage, In at least one of the periods, at least one of the time of the period and the voltage waveform in the period changes corresponding to the load current, so that the load voltage is defined over a wide range of the load current while maintaining soft switching. There is an effect that the voltage can be obtained.
[0103]
  Claim12The invention of claim11In this invention, since the inverter is a half-bridge type inverter, the utilization efficiency of the core of the transformer is increased.
[0104]
  Claim13The invention of claim11In this invention, since the inverter is a push-pull type inverter, the utilization efficiency of the core of the transformer is increased.
[0105]
  Claim14The invention of claim12In the invention, the inverter includes a feedback winding and an auxiliary winding that are magnetically coupled to the primary winding of the transformer, a voltage-driven switching element that provides an input voltage to the control terminal through the feedback winding, and an auxiliary winding. A charge / discharge circuit connected between both ends of the winding to control the input voltage, and when the charging voltage due to the induced voltage of the auxiliary winding reaches a predetermined voltage, the input voltage is lowered to turn off the switching element. Since this is a self-excited inverter, the voltage rise time, fall time, and waveform change using the change in the resonance state of the voltage of the primary winding that occurs during the OFF period of the switching element in response to the load current. The load voltage can be made constant over a wide load current range.
[0106]
  Claim15The invention of claim 1 to claim 114In the present invention, a resistor for flowing a current equal to or higher than the minimum value is connected between the output terminals to which the load is connected even in a load current region smaller than the minimum value of the load current range. Even in a load current region smaller than the value, a current equal to or greater than the above minimum value can flow, and there is an effect that the output voltage can be automatically made constant in the load current region of the load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main part circuit diagram showing a first embodiment;
FIG. 2 is an output characteristic diagram for explaining the above.
FIG. 3 is an output characteristic diagram for explaining the above.
FIG. 4 is an operation explanatory diagram for explaining the above.
FIG. 5 is an operation explanatory diagram for explaining the above.
FIG. 6 is an operation explanatory diagram for explaining the above.
FIG. 7 is a principal circuit diagram showing a second embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating the relationship between the capacitance value of a capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer and the load current.
FIG. 9 is a diagram illustrating the relationship between the capacitance value of a capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer and the load current.
FIG. 10 is an explanatory diagram of a relationship between a capacitance value of a capacitor connected in parallel to a secondary winding of a transformer and a load current.
FIG. 11 is an explanatory diagram of a relationship between a capacitance value of a capacitor connected in parallel to a secondary winding of a transformer and a load current.
FIG. 12 is a main part circuit diagram of another configuration example same as above.
FIG. 13 is an operation explanatory diagram of another configuration example same as above.
FIG. 14 is an operation explanatory diagram of another configuration example same as above.
FIG. 15 is a circuit diagram of another configuration example same as above.
FIG. 16 is a circuit diagram of still another configuration example.
FIG. 17 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a third embodiment.
FIG. 19 is an output characteristic diagram of the above.
FIG. 20 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 21 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 22 is a circuit diagram showing a fourth embodiment.
FIG. 23 is a circuit diagram showing a fifth embodiment.
FIG. 24 is a main part circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 25 is a schematic block diagram of the above transformer.
FIG. 26 is a characteristic explanatory diagram of the above.
FIG. 27 is a main part circuit diagram showing another conventional example.
FIG. 28 is an equivalent circuit diagram of the above.
FIG. 29 is a characteristic explanatory view of the above.
[Explanation of symbols]
  1 Drive circuit
  2 Rectifier circuit
  5 Load
  C2 capacitor
  n1 Primary winding
  n2 secondary winding
  T transformer

Claims (15)

１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線に方形波状の高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致するように上記コンデンサの容量値が設定されてなり、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２） １／２ ＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されてなることを特徴とする非接触電力伝達装置。Primary winding and the transformer during a possible separation of the secondary winding, and a capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer, high-frequency AC voltage of rectangular wave to the primary winding of the transformer In the circuit state where the maximum value of the load current range supplied to the load flows as the load current in the circuit state where the maximum value of the load current supplied to the load flows as the load current. In the circuit state where the polarity reversal time of the voltage at both ends substantially coincides with the time when the voltage at both ends of the capacitor reaches the maximum value and the minimum value, and the minimum value of the load current range supplied to the load flows as the load current, will be and the time discharge is completed the polarity inversion time and the capacitor voltage across the line is set capacitance value of the capacitor to be substantially coincident, L0 secondary side in terms has been leakage inductance of the transformer , The capacitance value of the capacitor C2, when the frequency of the high-frequency AC voltage is f,
4 · π · f · (L02 · C2) 1/2 = 1
A non-contact power transmission device , wherein circuit constants are set so as to satisfy the conditional expression: 上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してなることを特徴とする請求項１記載の非接触電力伝達装置。 2. The non-load according to claim 1, wherein a dummy load for flowing a current equal to or greater than the minimum value is connected between output terminals connected to the load even in a load current region smaller than the minimum value of the load current range. Contact power transfer device. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化することを特徴とする請求項１または請求項２記載の非接触電力伝達装置。 A drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding, and the drive circuit is supplied to the load on the secondary side of the transformer when a load current flowing to the load is within the load current range; The non-contact power transmission device according to claim 1 or 2, wherein the frequency of the high-frequency AC voltage is automatically changed so that the output voltage is made constant . 上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とする請求項３記載の非接触電力伝達装置。 The drive circuit, contactless power transmission apparatus of claim 3 Symbol mounting, characterized in that as the load current is large the frequency of the high-frequency AC voltage increases automatically. 上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化することにより上記高周波交流電圧の周波数が変化することを特徴とする請求項３または請求項４記載の非接触電力伝達装置。The drive circuit, characterized in that the frequency of the high-frequency AC voltage by at least one of the rise time and the fall time of the high-frequency AC voltage so as to correspond to a change in load current changes automatically changes The non-contact power transmission device according to claim 3 or 4 . 上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共振電圧を利用して時間が決まることを特徴とする請求項５記載の非接触電力伝達装置。The drive circuit includes a parallel-connected resonating capacitor to the primary winding, at least hand period between rising period and the falling period of the high-frequency AC voltage, and the resonance capacitor and an inductance component 6. The non-contact power transmission device according to claim 5, wherein the time is determined by using a resonance voltage generated by the power supply. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の波形が変化することを特徴とする請求項１または請求項２記載の非接触電力伝達装置。 A drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding, and the drive circuit is configured so that the output voltage supplied to the load on the secondary side of the transformer is constant in the load current range; the high frequency waveform of the alternating voltage, characterized in that changes claim 1 or claim 2 Symbol placement contactless power transmission device. 上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電圧波形が変化することを特徴とする請求項７記載の非接触電力伝達装置。 The high-frequency AC voltage, a contactless power transfer apparatus according to claim 7 Symbol mounting voltage waveform as equivalent voltage amplitude of the high-frequency AC voltage in response to the increase or decrease of the load current increases and decreases, characterized in that the change. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のインバータよりなることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の非接触電力伝達装置。 A drive circuit for supplying a high-frequency AC voltage to said primary winding, said drive circuit, the non-contact mounting serial to any one of claims 1 to 8, characterized by comprising the resonant type inverter Power transmission device. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コンデンサを有する部分共振型のインバータであることを特徴とする請求項９記載の非接触電力伝達装置。 A drive circuit for supplying the high-frequency AC voltage to the primary winding, the drive circuit having a resonance capacitor connected in parallel to the primary winding and causing resonance with the primary winding; The non-contact power transmission device according to claim 9, wherein the non-contact power transmission device is a resonance type inverter . 上記駆動回路は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間において 、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少なくとも一方が変化することを特徴とする請求項６または請求項１０記載の非接触電力伝達装置。The drive circuit is ON time of the switching element to be switched in the drive circuit is constant, the rising period of a period in which the partial resonance is occurring voltage waveform of the high-frequency AC voltage and the fall period at least between one period, corresponding to the non-contact power transfer time and at least one of that claim 6 or claim 10, wherein the change in the voltage waveform in the period of the period the load current apparatus. 上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバータであることを特徴とする請求項１１記載の非接触電力伝達装置。 The inverter is a contactless power transmission system according to claim 11 Symbol mounting characterized in that it is a half-bridge type inverter. 上記インバータは、プッシュプル型のインバータであることを特徴とする請求項１１記載の非接触電力伝達装置。 The non-contact power transmission device according to claim 11 , wherein the inverter is a push-pull type inverter . 上記インバータは、上記トランスの１次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる自励式のインバータであることを特徴とする請求項１２記載の非接触電力伝達装置。 The inverter includes a feedback winding and an auxiliary winding magnetically coupled to the primary winding of the transformer, a voltage-driven switching element that applies an input voltage to the control end through the feedback winding, and both ends of the auxiliary winding. And a charging / discharging circuit connected between them to control the input voltage, and when the charging voltage caused by the induced voltage of the auxiliary winding reaches a predetermined voltage, the input voltage is lowered to turn off the switching element. The contactless power transmission device according to claim 12, which is an inverter . 上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなることを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれかに記載の非接触電力伝達装置。 Claim, characterized in that formed by connecting between output terminals of the load resistance for the flow of the minimum value or current is connected, at a minimum value less than the load current regions of the load current range 1 to claim 14 a contactless power transmission system of the mounting serial to either.
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