JP4255488B2

JP4255488B2 - Power saving circuit, switching power supply

Info

Publication number: JP4255488B2
Application number: JP2006298400A
Authority: JP
Inventors: 幸夫山▲崎▼
Original assignee: エコパワー・デザイン株式会社
Priority date: 2006-11-02
Filing date: 2006-11-02
Publication date: 2009-04-15
Anticipated expiration: 2026-11-02
Also published as: JP2008118755A

Description

本発明は、電気機器の待機電力や起動時電力を低減する省電力回路、及びこの省電力回路を備えたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a power saving circuit that reduces standby power and start-up power of an electric device, and a switching power supply device including the power saving circuit.

電気機器の待機電力等を低減するための省電力回路は、例えばスイッチング電源装置に広く用いられている。従来のスイッチング電源装置の回路を図６に示す。このスイッチング電源装置は、交流電源ＣＮ１、交流電源ＣＮ１に接続される第１整流ブリッジＤ１、主スイッチング素子Ｑ１、第１次巻線及び第２次巻線を備えて変圧回路として機能するトランスＴ１、主スイッチング素子Ｑ１にスイッチング信号を出力するパルス発振回路ＩＣ１等を備える。 A power saving circuit for reducing standby power and the like of electrical equipment is widely used in, for example, switching power supply devices. A circuit of a conventional switching power supply device is shown in FIG. This switching power supply device includes an AC power supply CN1, a first rectification bridge D1 connected to the AC power supply CN1, a main switching element Q1, a primary winding and a secondary winding, and a transformer T1 functioning as a transformer circuit, A pulse oscillation circuit IC1 for outputting a switching signal to the main switching element Q1 is provided.

トランスＴ１の第１次巻線の一端にはスイッチング素子Ｑ１のドレインが直列接続される。第１次巻線の他端は第１整流ブリッジＤ１の直流正極に接続される。また第１整流ブリッジＤ１の直流負極は、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続される。第１整流ブリッジＤ１の直流正極・直流負極間には、平滑コンデンサＣ４が接続されており、平滑化により直流電源の役割をするようになっている。 The drain of the switching element Q1 is connected in series to one end of the primary winding of the transformer T1. The other end of the primary winding is connected to the DC positive electrode of the first rectification bridge D1. The DC negative electrode of the first rectification bridge D1 is connected to the source of the switching element Q1. A smoothing capacitor C4 is connected between the direct current positive electrode and direct current negative electrode of the first rectification bridge D1, and serves as a direct current power source by smoothing.

交流電源ＣＮ１側には、更に、第２整流ブリッジＤ２が接続されており、この第２整流ブリッジＤ２の直流極間には、整流コンデンサＣ５及びパルス発振回路ＩＣ１がそれぞれ接続される。また、交流電源ＣＮ１の各端子と第２整流ブリッジＤ２の交流極の間には、直列コンデンサＣ２、Ｃ３がそれぞれ直列接続されており、交流電流を第２整流ブリッジＤ２に導くようにしている。この結果、第２整流ブリッジＤ２で整流された電流が整流コンデンサＣ５に充電され、これによりパルス発振回路ＩＣ１に電圧が供給されて起動する。また、トランスＴ１の第３巻線の両端は、パルス発振回路ＩＣ１に接続されており、このトランスＴ１からも電力が供給されるようになっている。 A second rectification bridge D2 is further connected to the AC power supply CN1 side, and a rectification capacitor C5 and a pulse oscillation circuit IC1 are connected between the DC poles of the second rectification bridge D2. In addition, series capacitors C2 and C3 are connected in series between each terminal of the AC power source CN1 and the AC pole of the second rectification bridge D2, so that an AC current is guided to the second rectification bridge D2. As a result, the current rectified by the second rectification bridge D2 is charged in the rectification capacitor C5, whereby a voltage is supplied to the pulse oscillation circuit IC1 to start. Further, both ends of the third winding of the transformer T1 are connected to the pulse oscillation circuit IC1, and power is also supplied from the transformer T1.

主スイッチング素子Ｑ１のゲートには、スイッチング信号の状態を検出するためのパルス検出回路Ｐが設けられている。このパルス検出回路Ｐは、スイッチング信号の電荷を蓄積するコンデンサＣ８及びこのコンデンサＣ８に並列接続される抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を備えており、このパルス検出回路Ｐがスイッチング信号を直流信号レベルに変換する。この直流信号レベルをパルス発振回路ＩＣ１のＶＩＮ端子に導入することで、スイッチング信号の周波数が決定される。 A pulse detection circuit P for detecting the state of the switching signal is provided at the gate of the main switching element Q1. The pulse detection circuit P includes a capacitor C8 for accumulating the charge of the switching signal and resistors R11 and R12 connected in parallel to the capacitor C8. The pulse detection circuit P converts the switching signal into a DC signal level. By introducing this DC signal level into the VIN terminal of the pulse oscillation circuit IC1, the frequency of the switching signal is determined.

パルス発振回路ＩＣ１の出力端子ＯＵＴは、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、また、パルス発振回路ＩＣ１の電流検出端子ＩＳＮＦは、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続される。
特開２００５−１５１６５９号公報 The output terminal OUT of the pulse oscillation circuit IC1 is connected to the gate of the switching element Q1, and the current detection terminal ISNF of the pulse oscillation circuit IC1 is connected to the source of the switching element Q1.
JP 2005-151659 A

従来の省電力回路では、第２整流ブリッジＤ２が４つのダイオードで構成されている為に、部品点数が増大し、回路サイズが大きくなるという問題があった。また、この第２整流ブリッジＤ２に交流電流を導入するために２個の直列コンデンサＣ２、Ｃ３を必要とするため、これによっても部品点数が増大するという問題があった。また、これらの各部品が電力を消費するという問題があった。 In the conventional power saving circuit, since the second rectification bridge D2 is composed of four diodes, there is a problem that the number of components increases and the circuit size increases. In addition, since two series capacitors C2 and C3 are required to introduce an alternating current into the second rectifying bridge D2, there is a problem that the number of parts increases. In addition, each of these components has a problem of consuming electric power.

更に、この省電力回路では、パルス発振回路ＩＣ１のスイッチング信号の周波数が高周波からスタートして、目的の周波数に収束するので、待機モード時の消費電力が増大するという問題があった。具体的に起動時は、コンデンサＣ８に電荷が蓄積されていないので、パルス検出回路Ｐにおける時定数が低くなり、高周波スタートとなる。省電力回路では、待機モード（省電力モード）時に、パルス発振回路ＩＣ１が一定の間隔でＯＮ（起動）・ＯＦＦ（停止）を繰り返すように設定されるので、起動する度に高周波スタートすると、電力消費が増大してしまうという問題があった。 Further, this power saving circuit has a problem that the power consumption in the standby mode increases because the frequency of the switching signal of the pulse oscillation circuit IC1 starts from a high frequency and converges to the target frequency. Specifically, at the time of start-up, since no charge is accumulated in the capacitor C8, the time constant in the pulse detection circuit P becomes low, and a high frequency start is started. In the power saving circuit, the pulse oscillation circuit IC1 is set to repeat ON (start) and OFF (stop) at regular intervals in the standby mode (power saving mode). There was a problem that consumption would increase.

本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、部品点数を削減し、且つ消費電力の小さい省電力回路、及びこの省電力回路を用いたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power saving circuit that reduces the number of components and consumes less power, and a switching power supply device using the power saving circuit. .

上記目的は、以下の手段によって達成されるものである。 The above object is achieved by the following means.

（１）交流電源の交流端子に接続されて交流を直流に整流する整流ブリッジと、前記整流ブリッジで整流された電流を、スイッチング素子を利用してスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング素子に対してスイッチング信号を出力するパルス発振回路と、前記交流端子に対して自身の一端が接続される直列コンデンサと、前記直列コンデンサの他端に自身の単一交流極が接続される半波整流手段と、を備え、前記半波整流手段は、前記単一交流極と直流正極の間に配置されて、前記単一交流極から前記直流正極に電流を流す第１ダイオードと、前記単一交流極と直流負極の間に配置されて、前記直流負極から前記単一交流極に電流を流す第２ダイオードと、を有して構成され、前記半波整流手段の前記直流正極と前記直流負極の間に前記パルス発振回路が接続されると共に、前記半波整流手段の前記直流負極に前記整流ブリッジの直流負極が接続され、前記パルス発振回路は、起動電圧が高く且つ停止電圧が低くなるように、前記起動電圧と前記停止電圧に差が設けられており、前記半波整流手段の前記直流正極と前記直流負極の間に平滑コンデンサが接続され、前記平滑コンデンサが半波整流作用によって充電されて前記パルス発振回路に対する直流電圧を供給可能とされ、待機モード時において、前記半波整流手段により充電される前記平滑コンデンサの直流電圧が前記起動電圧に達することで、前記パルス発振回路の発振が開始されると共に、該発振による電力消費により前記平滑コンデンサの直流電圧が前記停止電圧を下回ることで、前記パルス発振回路の発振が停止され、前記パルス発振回路が断続的にＯＮ・ＯＦＦを繰り返す構造となっている、ことを特徴とする省電力回路。

(1) A rectifier bridge that is connected to an AC terminal of an AC power source and rectifies AC to DC, a switching circuit that switches current rectified by the rectifier bridge using a switching element, and the switching element A pulse oscillation circuit that outputs a switching signal; a series capacitor having one end connected to the AC terminal; and a half-wave rectifier having a single AC pole connected to the other end of the series capacitor; The half-wave rectifying means is disposed between the single AC pole and a DC positive electrode, and flows a current from the single AC pole to the DC positive electrode; the single AC pole and the DC And a second diode that is disposed between the negative electrodes and flows current from the direct current negative electrode to the single alternating current electrode, the direct current positive electrode and the direct current negative electrode of the half-wave rectifying means Wherein with pulse oscillation circuit is connected between the DC negative electrode of the DC the rectifier bridge to the negative pole of the half-wave rectifier means is connected, the pulse oscillation circuit, as high and stop voltage starting voltage is lowered A difference is provided between the starting voltage and the stop voltage, a smoothing capacitor is connected between the DC positive electrode and the DC negative electrode of the half-wave rectifying means, and the smoothing capacitor is charged by a half-wave rectifying action. A DC voltage can be supplied to the pulse oscillation circuit, and the oscillation of the pulse oscillation circuit starts when the DC voltage of the smoothing capacitor charged by the half-wave rectifier reaches the start-up voltage in the standby mode. In addition, the DC voltage of the smoothing capacitor is lower than the stop voltage due to power consumption due to the oscillation, so that the pulse oscillation circuit Vibration is stopped, the pulse oscillation circuit has a structure which intermittently repeats ON · OFF, it saving circuit according to claim.

（２）前記スイッチング回路でスイッチングされた電流によって、電圧を昇圧又は降圧するトランスを更に備え、前記トランスの補助巻線の両端間に前記パルス発振回路が接続されていることを特徴とする上記（１）記載の省電力回路。 (2) The apparatus further includes a transformer for stepping up or down a voltage according to a current switched by the switching circuit, and the pulse oscillation circuit is connected between both ends of the auxiliary winding of the transformer. 1) The power saving circuit described.

（３）更に、前記スイッチング回路のパルス出力を検出し、前記パルス出力の状態に基づいて抵抗を利用して抵抗値を変化させ、前記パルス発振回路における前記スイッチング信号の周波数を切替える周波数切替手段を備えることを特徴とする上記（１）又は（２）記載の省電力回路。 (3) A frequency switching means for detecting a pulse output of the switching circuit, changing a resistance value using a resistor based on a state of the pulse output, and switching a frequency of the switching signal in the pulse oscillation circuit. The power saving circuit according to the above (1) or (2), comprising:

（４）前記周波数切替手段が、前記スイッチング回路の前記パルス出力を検出する出力検出回路と、前記出力検出回路で検出された前記パルス出力を直流信号レベルに変換する直流信号レベル変換回路と、前記直流信号レベル変換回路で変換された前記直流信号レベルを基準電圧と比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて抵抗の抵抗値を変化させて、前記パルス発振回路における前記スイッチング信号の周波数を切替させる抵抗値変更回路と、を備えることを特徴とする上記（３）記載の省電力回路。 (4) The frequency switching means includes an output detection circuit that detects the pulse output of the switching circuit, a DC signal level conversion circuit that converts the pulse output detected by the output detection circuit into a DC signal level, and A comparison circuit that compares the DC signal level converted by the DC signal level conversion circuit with a reference voltage, and a resistance value of the resistor is changed based on a comparison result of the comparison circuit, and the switching signal in the pulse oscillation circuit is changed. A power-saving circuit according to (3), further comprising: a resistance value changing circuit that switches a frequency.

（５）上記（１）乃至（４）のいずれか記載の省電力回路を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。 (5) A switching power supply comprising the power saving circuit according to any one of (1) to (4).

本発明によれば、半波整流手段によって、省電力回路が部品点数の少ない簡易な構成で実現できるので、製造コストを低減することが可能になる。また、一つの直流コンデンサが単一交流極を介して第１ダイオードに電流を導入して半波整流を行なうと共に、第２ダイオードによってこの直流コンデンサを放電させて次の半波整流の準備を短時間に行なうので、効率が良く且つ時定数の小さい立ち上がりが可能となる。また、周波数切替手段が、抵抗によって抵抗値を変化させて周波数を切り替えるので、起動時において低周波スタートが可能となり、パルス発振回路ＩＣ１の繰り返し起動時において、消費電力を低減することが可能になる。 According to the present invention, since the power saving circuit can be realized with a simple configuration with a small number of parts, the manufacturing cost can be reduced by the half-wave rectifying means. One DC capacitor introduces current to the first diode through a single AC pole to perform half-wave rectification, and the second diode discharges the DC capacitor to shorten preparation for the next half-wave rectification. Since it is performed in time, it is possible to start up efficiently and with a small time constant. Further, since the frequency switching means switches the frequency by changing the resistance value with the resistor, it is possible to start at a low frequency at the time of startup, and to reduce power consumption at the time of repeated startup of the pulse oscillation circuit IC1. .

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は本発明の実施の形態に係る省電力回路を用いたスイッチング電源装置１の回路図である。このスイッチング電源装置１は、交流電源ＣＮ１、交流電源ＣＮ１に接続されて交流を直流に整流する全波整流ブリッジＢ１、全波整流ブリッジＢ１で整流された電流をスイッチングするスイッチング回路１０、スイッチング回路１０でスイッチングされた直流電流によって電圧を昇圧又は降圧するトランスＴ１、スイッチング回路１０に対してスイッチング信号を出力するパルス発振回路ＩＣ７１、交流電源ＣＮ１に接続されて交流を直流に半波整流して、この直流をパルス発振回路ＩＣ７１に供給する半波整流手段Ｂ２、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号の周波数を切り替える周波数切替手段１５を備える。なお図中の記号において、ＰＣはフォトカプラ、Ｃはコンデンサ、Ｄはダイオード、Ｒは抵抗である。 FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 1 using a power saving circuit according to an embodiment of the present invention. The switching power supply device 1 includes an AC power supply CN1, a full-wave rectification bridge B1 that is connected to the AC power supply CN1 and rectifies alternating current into direct current, a switching circuit 10 that switches current rectified by the full-wave rectification bridge B1, and a switching circuit 10 The transformer T1 that boosts or lowers the voltage by the DC current switched in step S1, the pulse oscillation circuit IC71 that outputs a switching signal to the switching circuit 10, and the AC power source CN1 is connected to the AC power source CN1 to rectify AC to DC half-wave. Half-wave rectifying means B2 for supplying direct current to the pulse oscillation circuit IC71, and frequency switching means 15 for switching the frequency of the switching signal of the pulse oscillation circuit IC71 are provided. In the symbols in the figure, PC is a photocoupler, C is a capacitor, D is a diode, and R is a resistor.

スイッチング回路１０は、ＥＦＴとなる主スイッチング素子Ｑ１を備えており、この主スイッチング素子Ｑ１によって全波整流ブリッジＢ１の直流電流をスイッチングする。また、パルス発振回路ＩＣ７１の出力端子ＯＵＴは、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。また、このパルス発振回路ＩＣ７１の電流検出端子ＩＳは、主スイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている。 The switching circuit 10 includes a main switching element Q1 serving as an EFT, and switches the direct current of the full-wave rectification bridge B1 by the main switching element Q1. The output terminal OUT of the pulse oscillation circuit IC71 is connected to the gate of the main switching element Q1. Further, the current detection terminal IS of the pulse oscillation circuit IC71 is connected to the source of the main switching element Q1.

トランスＴ１は、第１次巻線、第２次巻線及び補助巻線（第３巻線）を備えており、第１巻線と第２巻線間が絶縁状態となっている。トランスＴ１の第１次巻線の一端は、主スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、このスイッチング素子Ｑ１のソースは、全波整流ブリッジＢ１の直流負極ＭＴに接続される。トランスＴ１の第１次巻線の他端は、全波整流ブリッジＢ１の直流正極ＰＴに接続される。 The transformer T1 includes a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding (third winding), and the first winding and the second winding are in an insulated state. One end of the primary winding of the transformer T1 is connected to the drain of the main switching element Q1, and the source of the switching element Q1 is connected to the DC negative electrode MT of the full-wave rectification bridge B1. The other end of the primary winding of the transformer T1 is connected to the DC positive electrode PT of the full-wave rectification bridge B1.

全波整流ブリッジＢ１の２つの交流極Ｋ１、Ｋ２は、交流電源ＣＮ１の交流極１、３に夫々接続される。また、全波整流ブリッジＢ１の直流極ＰＴ−ＭＴ間には、平滑コンデンサＣ５が接続される。この結果、交流電源ＣＮ１の電流が、全波整流ブリッジＢ１で整流され、更に平滑化されて直流電源として機能するようになっている。 The two AC poles K1, K2 of the full-wave rectification bridge B1 are connected to the AC poles 1, 3 of the AC power source CN1, respectively. A smoothing capacitor C5 is connected between the DC poles PT-MT of the full-wave rectification bridge B1. As a result, the current of the AC power supply CN1 is rectified by the full-wave rectification bridge B1, and further smoothed to function as a DC power supply.

トランスＴ１の第２次巻線側のプラス極には、整流用のダイオードＤ２１及びリップルを平滑するリアクタンスＬ２１が直列接続されている。また、第２次巻線のプラス極・マイナス極間には、コンデンサＣ２１等が配置されて、電流の蓄積・放出を繰り返すようになっている。この結果、スイッチング電源装置１はフライバック式コンバータとして機能する。 A rectifier diode D21 and a reactance L21 for smoothing ripples are connected in series to the positive pole on the secondary winding side of the transformer T1. Further, a capacitor C21 or the like is disposed between the positive pole and the negative pole of the secondary winding so that current accumulation / discharge is repeated. As a result, the switching power supply device 1 functions as a flyback converter.

交流電源ＣＮ１の交流極１、３の一方（ここでは交流極１）には、直列コンデンサＣ６の一端が接続され、この直列コンデンサＣ６の他端には、半波整流手段Ｂ２の単一交流極Ｋ１が接続される。 One end of a series capacitor C6 is connected to one of the AC poles 1 and 3 (here, AC pole 1) of the AC power source CN1, and the other end of the series capacitor C6 is connected to a single AC pole of the half-wave rectifying means B2. K1 is connected.

この半波整流手段Ｂ２は、交流電源ＣＮ１に対して全波整流ブリッジＢ１と並列状態で配置されているが、４つのダイオードによるブリッジ構成ではなく、第１ダイオードＤ７１及び第２ダイオードＤ７２によって構成される。従って、この半波整流手段Ｂ２は単一交流極Ｋ１を備えており、既に述べたように、この単一交流極Ｋ１が直列コンデンサＣ６を介して交流電源ＣＮ１の一方の交流極１側に接続される。この結果、直列コンデンサＣ６は、交流電源ＣＮ１からの交流電流によって充放電を繰り返しながら、その電流を半波整流手段Ｂ２側に導入する機能を有する。 This half-wave rectifier B2 is arranged in parallel with the full-wave rectifier bridge B1 with respect to the AC power supply CN1, but is not a bridge configuration with four diodes, but is configured with a first diode D71 and a second diode D72. The Therefore, this half-wave rectification means B2 has a single AC pole K1, and as already described, this single AC pole K1 is connected to one AC pole 1 side of the AC power supply CN1 via the series capacitor C6. Is done. As a result, the series capacitor C6 has a function of introducing the current to the half-wave rectifying means B2 side while repeating charging and discharging with the alternating current from the alternating current power supply CN1.

半波整流手段Ｂ２の単一交流極Ｋ１には、直列コンデンサＣ６からの交流電流のみを流す第１ダイオードＤ７１が接続されている。従って、この第１ダイオードＤ７１における単一交流極Ｋ１の反対側端は直流正極ＰＴとなる。換言すると、単一交流極Ｋ１と直流正極ＰＴの間に第１ダイオードＤ７１が配置されることになり、第１ダイオードＤ７１が単一交流極Ｋ１から直流正極ＰＴに電流Ｓ１を流す。第２ダイオードＤ７２は、半波整流手段Ｂ２の上記単一交流極Ｋ１と直流負極ＭＴの間に配置され、直流負極ＭＴから単一交流極Ｋ１側に電流を流す。従って、この第２ダイオードＤ７２は、直列コンデンサＣ６の残留電荷を交流電源ＣＮ１側に放出する（矢印Ｅ１参照）。このように、直列コンデンサＣ６が、半波整流毎の残留電荷を放出することで、次の半波電流の充電に備えることができるので、効率的な整流が出来る。 Connected to the single AC pole K1 of the half-wave rectifying means B2 is a first diode D71 that allows only the AC current from the series capacitor C6 to flow. Therefore, the opposite end of the single AC pole K1 in the first diode D71 is the DC positive electrode PT. In other words, the first diode D71 is disposed between the single AC pole K1 and the DC positive electrode PT, and the first diode D71 causes the current S1 to flow from the single AC pole K1 to the DC positive electrode PT. The second diode D72 is disposed between the single AC pole K1 of the half-wave rectifying means B2 and the DC negative electrode MT, and allows a current to flow from the DC negative electrode MT to the single AC pole K1. Accordingly, the second diode D72 discharges the residual charge of the series capacitor C6 to the AC power supply CN1 side (see arrow E1). In this way, since the series capacitor C6 releases the residual charge for each half-wave rectification, it can prepare for the charging of the next half-wave current, so that efficient rectification can be performed.

半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴは、全波整流ブリッジＢ１の直流負極ＭＴに接続される。従って、この半波整流手段Ｂ２で半波整流されて、パルス発振回路ＩＣ７１に導入された電流は、矢印Ｓ２示されるように、半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴ、及び全波整流ブリッジＢ１の直流負極ＭＴをこの順に経て、交流電流ＣＮ１側に流れることになる。 The direct current negative electrode MT of the half wave rectification means B2 is connected to the direct current negative electrode MT of the full wave rectification bridge B1. Therefore, the half-wave rectified by the half-wave rectifying means B2 and the current introduced into the pulse oscillating circuit IC71, as indicated by the arrow S2, are the DC negative electrode MT of the half-wave rectifying means B2 and the full-wave rectifying bridge B1. After passing through the DC negative electrode MT in this order, it flows to the AC current CN1 side.

半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴには、制限抵抗Ｒ７１が直列接続される。この制限抵抗Ｒ７１は、交流電源ＣＮ１から直列コンデンサＣ６及び第１ダイオードＤ７１を流れる電流を制限する。半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴと直流負極ＭＴの間には、平滑コンデンサＣ７１が接続されており、半波整流手段Ｂ２の整流作用により充電され、直流電源の役割をするようになっている。更に半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴと直流負極ＭＴの間には、パルス発振回路ＩＣ７１が接続される。具体的には、半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴがパルス発振回路ＩＣ７１の電源入力端子ＶＣＣに、半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴがパルス発振回路ＩＣ７１のＧＮＤ端子に、夫々接続される。従って、抵抗等を用いることなく、直列コンデンサＣ６、半波整流手段Ｂ２、平滑コンデンサＣ７１を介して生成された直流電圧がパルス発振回路ＩＣ７１に印加される。この半波整流手段Ｂ２は、２個のダイオードＤ７１、Ｄ７２で構成されるので、電力消費量が極めて小さくできる。また、直列コンデンサＣ６及び平滑コンデンサＣ７１の容量等を設定することで、電力の立ち上がりの時定数を自在に調整できる。また、ブリッジ構成と比較して部品点数も少なくて済み、製造コストを削減できる。 A limiting resistor R71 is connected in series to the DC positive electrode PT of the half-wave rectifier B2. The limiting resistor R71 limits the current flowing from the AC power supply CN1 through the series capacitor C6 and the first diode D71. A smoothing capacitor C71 is connected between the direct current positive electrode PT and the direct current negative electrode MT of the half-wave rectification means B2, and is charged by the rectification action of the half-wave rectification means B2, thereby serving as a direct current power source. . Further, a pulse oscillation circuit IC71 is connected between the DC positive electrode PT and the DC negative electrode MT of the half-wave rectifier B2. Specifically, the DC positive electrode PT of the half-wave rectifier B2 is connected to the power supply input terminal VCC of the pulse oscillation circuit IC71, and the DC negative electrode MT of the half-wave rectifier B2 is connected to the GND terminal of the pulse oscillation circuit IC71. Accordingly, a DC voltage generated through the series capacitor C6, the half-wave rectifying means B2, and the smoothing capacitor C71 is applied to the pulse oscillation circuit IC71 without using a resistor or the like. Since the half-wave rectifying means B2 is composed of two diodes D71 and D72, the power consumption can be made extremely small. Further, by setting the capacitances of the series capacitor C6 and the smoothing capacitor C71, the time constant of the power rise can be freely adjusted. In addition, the number of parts can be reduced as compared with the bridge configuration, and the manufacturing cost can be reduced.

トランスＴ１の補助巻線の一端は、ダイオードＤ３を介して半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴに接続され、トランスＴ１の補助巻線の他端は、半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴに接続される。従って、補助巻線によって発生する電流は、平滑コンデンサＣ７１に充電されることになる。補助巻線の電流は、負荷ＣＮ２の出力に比例するので、出力が高まるにつれて、補助巻線がパルス発振回路ＩＣ７１の電源として機能し、半波整流手段Ｂ２からの電力供給が自動的に停止する。 One end of the auxiliary winding of the transformer T1 is connected to the DC positive electrode PT of the half-wave rectifying means B2 via the diode D3, and the other end of the auxiliary winding of the transformer T1 is connected to the DC negative electrode MT of the half-wave rectifying means B2. Is done. Therefore, the current generated by the auxiliary winding is charged in the smoothing capacitor C71. Since the current of the auxiliary winding is proportional to the output of the load CN2, as the output increases, the auxiliary winding functions as a power source for the pulse oscillation circuit IC71, and the power supply from the half-wave rectifying means B2 is automatically stopped. .

周波数切替手段１５は、スイッチング回路１０のパルス出力を検出し、パルス出力の状態に基づいて抵抗値を変化させて、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号周波数を切替制御する。具体的に周波数切替手段１５は、出力検出回路２０、直流信号レベル変換回路３０、比較回路４０、抵抗値変更回路５０、外部制御回路６０を備える。 The frequency switching means 15 detects the pulse output of the switching circuit 10, changes the resistance value based on the state of the pulse output, and switches and controls the switching signal frequency of the pulse oscillation circuit IC71. Specifically, the frequency switching unit 15 includes an output detection circuit 20, a DC signal level conversion circuit 30, a comparison circuit 40, a resistance value change circuit 50, and an external control circuit 60.

出力検出回路２０は、抵抗Ｒ８３を備えており、入力側がパルス発振回路ＩＣ７１の出力端子ＯＵＴに接続されている。従って、この出力検出回路２０は、パルス発振回路ＩＣ７１から供給されるスイッチング信号（パルス出力）を検出することができる。一方、この出力検出回路２０の出力側は直流信号レベル変換回路３０に接続される。 The output detection circuit 20 includes a resistor R83, and the input side is connected to the output terminal OUT of the pulse oscillation circuit IC71. Therefore, the output detection circuit 20 can detect the switching signal (pulse output) supplied from the pulse oscillation circuit IC71. On the other hand, the output side of the output detection circuit 20 is connected to the DC signal level conversion circuit 30.

直流信号レベル変換回路３０は、抵抗Ｒ８２及びコンデンサＣ７６が並列接続されて構成される。既に述べたように、この直流信号レベル変換回路３０には、出力検出回路２０で検出されたパルス出力が入力されるので、そのパルス出力を、コンデンサＣ７６及び抵抗Ｒ８２によって直流信号レベルに変換する。実際には、パルス信号に基づくコンデンサＣ７６の充放電によって、図２（Ａ）に示されるような、鋸歯形状の波形となる直流信号レベルが生成される。なお、抵抗Ｒ８２やコンデンサＣ７６の回路配置、各素子の抵抗値、容量を任意に設定することにより、直流信号レベルの検出値を任意に設定することができる。この直流信号レベルは、後述する比較回路４０に出力される。 The DC signal level conversion circuit 30 is configured by connecting a resistor R82 and a capacitor C76 in parallel. As already described, since the pulse output detected by the output detection circuit 20 is input to the DC signal level conversion circuit 30, the pulse output is converted to a DC signal level by the capacitor C76 and the resistor R82. Actually, a DC signal level having a sawtooth waveform as shown in FIG. 2A is generated by charging and discharging the capacitor C76 based on the pulse signal. The detection value of the DC signal level can be arbitrarily set by arbitrarily setting the circuit arrangement of the resistor R82 and the capacitor C76, the resistance value of each element, and the capacitance. This DC signal level is output to the comparison circuit 40 described later.

比較回路４０は、比較器ＩＣ７２、基準抵抗Ｒ８１、バイアス回路として機能するバイアス抵抗Ｒ７９を備える。比較器ＩＣ７２は、直流信号レベル変換回路３０から入力された直流信号レベルと、基準抵抗Ｒ８１で生成された基準電圧と比較し、基準電圧よりも直流信号レベルが大きい場合にはＯＮ信号を出力する。比較回路４０の出力側は、ダイオードＤ７３を介して、抵抗値変更回路５０（詳細にはスイッチング素子Ｑ７１のベース）に接続されているので、上記ＯＮ信号がスイッチング素子Ｑ７１に出力される。一方、直流信号レベルが基準電圧よりも小さい場合は、ＯＦＦ信号（無出力）となり、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ５０に所定のベース電流が流れないようになっている。 The comparison circuit 40 includes a comparator IC72, a reference resistor R81, and a bias resistor R79 that functions as a bias circuit. The comparator IC72 compares the DC signal level input from the DC signal level conversion circuit 30 with the reference voltage generated by the reference resistor R81, and outputs an ON signal when the DC signal level is higher than the reference voltage. . Since the output side of the comparison circuit 40 is connected to the resistance value changing circuit 50 (specifically, the base of the switching element Q71) via the diode D73, the ON signal is output to the switching element Q71. On the other hand, when the DC signal level is smaller than the reference voltage, an OFF signal (no output) is generated, and a predetermined base current does not flow through the switching element Q50 of the resistance value changing circuit 50.

バイアス回路となるバイアス抵抗Ｒ７９は、比較器ＩＣ７２の出力側と直流信号レベル入力側に両端が連結されており、比較器ＩＣ７２がＯＮ信号を出力すると、それと同時に入力側の直流信号レベルにバイアス電圧を印加して電圧レベルを高める。この結果、一端、ＯＮ信号を出力すると、図２（Ｂ）に示されるように直流信号レベルが上昇することによって基準電圧よりも大きく上回る。この結果、バイアス回路によって、鋸歯形状の直流信号レベルによる比較器ＩＣ７２のチャタリング（ＯＮ、ＯＦＦが頻繁に繰り返される状況）を回避することが可能になる。 A bias resistor R79 serving as a bias circuit is connected at both ends to the output side of the comparator IC72 and the DC signal level input side. To increase the voltage level. As a result, when the ON signal is output at one end, the DC signal level increases as shown in FIG. As a result, the bias circuit can avoid chattering (situation in which ON and OFF are frequently repeated) of the comparator IC72 due to the sawtooth-shaped DC signal level.

抵抗値変更回路５０は、スイッチング素子Ｑ７１と、２つの抵抗Ｒ７４、Ｒ７６を備えている。スイッチング素子Ｑ７１のベースには、比較回路４０のＯＮ・ＯＦＦ信号が入力される。抵抗Ｒ７６とスイッチング素子Ｑ７１（コレクタ・エミッタ）は直列接続されており、この抵抗Ｒ７６とスイッチング素子Ｑ１の直列回路に対して、もう一つの抵抗Ｒ７４が並列接続されている。 The resistance value changing circuit 50 includes a switching element Q71 and two resistors R74 and R76. The ON / OFF signal of the comparison circuit 40 is input to the base of the switching element Q71. The resistor R76 and the switching element Q71 (collector / emitter) are connected in series, and another resistor R74 is connected in parallel to the series circuit of the resistor R76 and the switching element Q1.

従って、スイッチング素子Ｑ７１のベースにＯＦＦ信号が入力され、コレクタ・エミッタ間に電流が流れない場合、並列接続される抵抗Ｒ７６が機能しないので、抵抗Ｒ７４が独立した単体として作用する。一方、同スイッチング素子Ｑ７１のベースにＯＮ信号が入力され、コレクタ・エミッタ間に電流が流れる場合は、抵抗Ｒ７６が機能して、抵抗Ｒ７４及び抵抗Ｒ７６が並列状態になり、合成抵抗値が下がる。従って、スイッチング素子Ｑ７１のスイッチング状態に応じて、この抵抗値変更回路５０の抵抗値を抵抗によって変化させて、ＲＴ端子に印加する電圧レベルを切り替えることができる。パルス発振回路ＩＣ７１では、ＲＴ端子の電圧レベルによってスイッチング信号の周波数が一義的に決定するので、ここでは周波数が２段階で制御できることになる。 Accordingly, when an OFF signal is input to the base of the switching element Q71 and no current flows between the collector and the emitter, the resistor R76 connected in parallel does not function, so that the resistor R74 acts as an independent unit. On the other hand, when an ON signal is input to the base of the switching element Q71 and a current flows between the collector and the emitter, the resistor R76 functions, the resistor R74 and the resistor R76 are in parallel, and the combined resistance value decreases. Therefore, the voltage level applied to the RT terminal can be switched by changing the resistance value of the resistance value changing circuit 50 according to the resistance in accordance with the switching state of the switching element Q71. In the pulse oscillation circuit IC71, since the frequency of the switching signal is uniquely determined by the voltage level of the RT terminal, the frequency can be controlled in two steps here.

外部制御回路６０は直流信号レベル変換回路３０に対して並列接続されており、外部信号を受信して、直流信号レベル変換回路３０のコンデンサＣ７６を短絡するようになっている。具体的には、外部制御回路６０はスイッチング素子Ｑ９０を備えており、そのコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ７６が接続され、ゲートに外部信号が入力されるように構成される。ゲートに信号が入力されると、コレクタ・エミッタ間が導通し、コンデンサＣ７６を短絡する。これにより、強制的に直流信号レベルが零になるので、後述するようにパルス発振回路ＩＣ７１が低周波状態に移行し、省電力モード又は待機モードに移行させることができる。 The external control circuit 60 is connected in parallel to the DC signal level conversion circuit 30, receives an external signal, and shorts the capacitor C76 of the DC signal level conversion circuit 30. Specifically, the external control circuit 60 includes a switching element Q90, and a capacitor C76 is connected between its collector and emitter, and an external signal is input to the gate. When a signal is input to the gate, the collector and the emitter are brought into conduction to short-circuit the capacitor C76. As a result, the DC signal level is forcibly reduced to zero, so that the pulse oscillation circuit IC71 can shift to the low frequency state and shift to the power saving mode or standby mode as will be described later.

比較回路４０の出力がＯＦＦ信号となって、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ７１に電流が流れない場合、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号が低周波に設定され、具体的には１７ｋＨｚ以上、２５ｋＨｚ以下の周波数に設定される。比較回路４０の出力がＯＮ信号となって、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ７１に電流が流れる場合、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号が高周波に設定され、具体的に７０ｋＨｚ以上１００ｋＨｚ以下に設定される。以上のように、周波数切替手段１５によれば、２段階の抵抗値変化によって、２種類の周波数を固定的に利用することが可能になる。 When the output of the comparison circuit 40 becomes an OFF signal and no current flows through the switching element Q71 of the resistance value changing circuit 50, the switching signal of the pulse oscillation circuit IC71 is set to a low frequency, specifically 17 kHz or more, 25 kHz The following frequencies are set. When the output of the comparison circuit 40 becomes an ON signal and a current flows through the switching element Q71 of the resistance value changing circuit 50, the switching signal of the pulse oscillation circuit IC71 is set to a high frequency, specifically set to 70 kHz or more and 100 kHz or less. The As described above, according to the frequency switching means 15, two types of frequencies can be fixedly used by changing resistance values in two stages.

また、抵抗値変更回路５０は、抵抗Ｒ７４、Ｒ７６の組み合わせによる抵抗値変化を利用しているので、スイッチング電源装置１の起動時において、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号を低周波から開始させることができる。また、負荷側の電力上昇によって直流信号レベルが高まると、比較回路４０の出力と略同タイミングで抵抗値を切り替えることができ、すばやく高周波に移行可能になる。 Further, since the resistance value changing circuit 50 uses the change in resistance value due to the combination of the resistors R74 and R76, the switching signal of the pulse oscillation circuit IC71 can be started from a low frequency when the switching power supply device 1 is started. it can. Further, when the DC signal level is increased due to the increase in power on the load side, the resistance value can be switched at substantially the same timing as the output of the comparison circuit 40, and the high frequency can be quickly shifted.

以上のように構成されるスイッチング電源装置１は以下のように作用する。 The switching power supply device 1 configured as described above operates as follows.

交流電源ＣＮ１がＯＮとなって交流電圧が印加されると、まず、全波整流ブリッジＢ１において全波整流がなされ、その直流電流によって平滑コンデンサＣ５が充電される。これと同時に、交流電流が直列コンデンサＣ６を介して半波整流手段Ｂ２に流れ、この半波整流手段Ｂ２で半波整流を行う。このコンデンサＣ６の充放電及び半波整流手段Ｂ２の半波整流工程の繰り返しを経て、平滑コンデンサＣ７１が充電される。この平滑コンデンサＣ７１の両端間電圧が、パルス発振回路ＩＣ７１の起動電圧を上回った時点で、パルス発振回路ＩＣ７１が起動してスイッチング信号を出力する。この結果、スイッチング回路１０の主スイッチング素子Ｑ１が導通状態となる。全波整流ブリッジＢ１を経て平滑コンデンサＣ５に充電された直流電力は、この主スイッチング素子Ｑ１によって断続する一次電流となり、トランスＴ１の第１次巻線、主スイッチング素子Ｑ１及び一次電流検出抵抗Ｒ８の直列回路に沿って流れる。一次電流によってトランスＴ１の第２次巻線が誘起される。誘起された第２次巻線は、その後、エネルギーを放出することでコンデンサＣ２１等に電荷を蓄積し、更に、コンデンサＣ２１が電荷を放出することで、負荷ＣＮ２側に直流電源を印加する。なお、トランスＴ１の第２次巻線のプラス極側には、抵抗Ｒ２１を介してフォトカプラＰＣ２１Ｂが接続されており、このフォトカプラＰＣ２１Ｂによって、出力側の過電圧状態を検出するようになっている。この検出出力は、フォトカプラＰＣ２１Ａを介してパルス発振回路ＩＣ７１の過電圧制御端子ＣＳに入力されている。同様に第２次巻線のプラス極側には、抵抗Ｒ２２を介してフォトカプラＰＣ２２Ｂが接続されており、このフォトカプラＰＣ２２Ｂによって、電圧出力状態を検出するようになっている。この電圧出力は、フォトカプラＰＣ２２Ａを介してパルス発振回路ＩＣ７１の電圧フィードバック端子ＦＢに入力されるので、スイッチング信号の導通制御によって電圧を安定させることが可能になる。また、負荷ＣＮ２の出力が高まると、トランスＴ１の補助巻線に誘導される電流が、ダイオードＤ３で整流されて平滑コンデンサＣ７１を充電する。トランスＴ１の第３巻線側の出力が、半波整流手段Ｂ２の出力よりも上回ると、半波整流手段Ｂ２はその整流機能を停止する。これにより定常モードとなる。 When the AC power supply CN1 is turned on and an AC voltage is applied, first, full-wave rectification is performed in the full-wave rectification bridge B1, and the smoothing capacitor C5 is charged by the DC current. At the same time, an alternating current flows to the half-wave rectifier B2 via the series capacitor C6, and half-wave rectification is performed by the half-wave rectifier B2. The smoothing capacitor C71 is charged through the charging / discharging of the capacitor C6 and the half-wave rectification process of the half-wave rectification means B2. When the voltage across the smoothing capacitor C71 exceeds the activation voltage of the pulse oscillation circuit IC71, the pulse oscillation circuit IC71 is activated and outputs a switching signal. As a result, the main switching element Q1 of the switching circuit 10 becomes conductive. The DC power charged in the smoothing capacitor C5 through the full-wave rectifier bridge B1 becomes a primary current that is intermittently transmitted by the main switching element Q1, and the primary winding of the transformer T1, the main switching element Q1, and the primary current detection resistor R8. Flows along a series circuit. The secondary winding of the transformer T1 is induced by the primary current. Then, the induced secondary winding accumulates electric charge in the capacitor C21 and the like by releasing energy, and further, the capacitor C21 releases electric charge, thereby applying a DC power source to the load CN2 side. Note that a photocoupler PC21B is connected to the positive pole side of the secondary winding of the transformer T1 via a resistor R21. The photocoupler PC21B detects an overvoltage state on the output side. . This detection output is input to the overvoltage control terminal CS of the pulse oscillation circuit IC71 via the photocoupler PC21A. Similarly, a photocoupler PC22B is connected to the positive pole side of the secondary winding via a resistor R22, and the voltage output state is detected by this photocoupler PC22B. Since this voltage output is input to the voltage feedback terminal FB of the pulse oscillation circuit IC71 through the photocoupler PC22A, the voltage can be stabilized by controlling the conduction of the switching signal. When the output of the load CN2 increases, the current induced in the auxiliary winding of the transformer T1 is rectified by the diode D3 and charges the smoothing capacitor C71. When the output on the third winding side of the transformer T1 exceeds the output of the half-wave rectifying means B2, the half-wave rectifying means B2 stops its rectifying function. As a result, the steady mode is set.

一方、出力ＣＮ２側の負荷が零或いは極小さくなると、これに比例してトランスＴ１の補助巻線の出力が略零になり、この補助巻線による平滑コンデンサＣ７１の充電が停止する。この結果、直列コンデンサＣ６及び半波整流手段Ｂ２による、交流電源ＣＮ１を利用した平滑コンデンサＣ７１の充電が再び開始され、この電圧によってパルス発振回路ＩＣ７１が動作することになる。これが待機モードとなる。 On the other hand, when the load on the output CN2 side becomes zero or extremely small, the output of the auxiliary winding of the transformer T1 becomes substantially zero in proportion to this, and charging of the smoothing capacitor C71 by this auxiliary winding stops. As a result, charging of the smoothing capacitor C71 using the AC power source CN1 by the series capacitor C6 and the half-wave rectifying means B2 is started again, and the pulse oscillation circuit IC71 is operated by this voltage. This is the standby mode.

パルス発振回路ＩＣ７１の起動電圧と停止電圧には差が設けられている。具体的には起動電圧が高く設定され、停止電圧が低く設定される。従って、待機モードでは、図３に示されるように、コンデンサＣ６及び半波整流手段Ｂ２によって平滑コンデンサＣ７１が充電されてその電圧が高まり、起動電圧Ｖ１を上回ると、パルス発振回路ＩＣ７１が起動してスイッチング信号を発する。同時に、パルス発振回路ＩＣ７１の起動後はそれにより電力が消費されて、平滑コンデンサＣ７１の電圧が停止電圧Ｖ２を下回ると、パルス発振回路ＩＣ７１が停止する。停止後、再びコンデンサＣ６及び半波整流手段Ｂ２によって平滑コンデンサＣ７１が次第に充電されてその電圧が高まり、起動電圧Ｖ１を上回ると、パルス発振回路ＩＣ７２が起動してスイッチング信号を発する。これらの動作を繰り返すことで、パルス発振回路ＩＣ７１が断続的にＯＮ・ＯＦＦを繰り返すことになる。特に本実施形態では、半波整流手段Ｂ２は、交流極として単一交流極Ｋ１しか存在しない。従って、半波整流によって平滑コンデンサＣ７１を充電することから、コンデンサＣ６を適宜調整することにより、平滑コンデンサＣ７１の充電速度をより遅く設定することが出来、その時定数の調整範囲が広がる。この結果、パルス発振回路ＩＣ７１のＯＦＦ期間を長くすることが出来るので、待機モードの消費電力を極めて小さくすることが出来る。また、半波整流手段Ｂ２自体も、２個のダイオードＤ７１、Ｄ７２によって動作することから、その電力消費量が小さい。また後述するように、パルス発振回路ＩＣ７１は低周波スタートするようになっているので、繰り返し起動時の消費電力を小さくすることが可能になる。 There is a difference between the starting voltage and the stopping voltage of the pulse oscillation circuit IC71. Specifically, the start voltage is set high and the stop voltage is set low. Therefore, in the standby mode, as shown in FIG. 3, when the smoothing capacitor C71 is charged by the capacitor C6 and the half-wave rectifying means B2 and the voltage thereof increases and exceeds the starting voltage V1, the pulse oscillation circuit IC71 is started. Issue a switching signal. At the same time, after starting the pulse oscillation circuit IC71, power is consumed thereby, and when the voltage of the smoothing capacitor C71 falls below the stop voltage V2, the pulse oscillation circuit IC71 stops. After the stop, the smoothing capacitor C71 is gradually charged again by the capacitor C6 and the half-wave rectifying means B2 to increase its voltage. When the voltage exceeds the starting voltage V1, the pulse oscillation circuit IC72 is activated to generate a switching signal. By repeating these operations, the pulse oscillation circuit IC71 repeats ON / OFF intermittently. Particularly in the present embodiment, the half-wave rectifying means B2 has only a single AC pole K1 as an AC pole. Accordingly, since the smoothing capacitor C71 is charged by half-wave rectification, the charging speed of the smoothing capacitor C71 can be set slower by appropriately adjusting the capacitor C6, and the adjustment range of the time constant is expanded. As a result, since the OFF period of the pulse oscillation circuit IC71 can be lengthened, the power consumption in the standby mode can be extremely reduced. Further, since the half-wave rectifying means B2 itself is operated by the two diodes D71 and D72, its power consumption is small. As will be described later, since the pulse oscillation circuit IC71 starts at a low frequency, it is possible to reduce the power consumption at the time of repeated activation.

パルス発振回路ＩＣ７１が断続的に起動・停止を繰り返す待機モードにおいて、任意のタイミングで負荷ＣＮ２が大きくなると、次回の起動タイミングでトランスＴ１が立ち上がって補助巻線によるパルス発振回路ＩＣ７１への電力供給が再開され、定常モードに移行する。 In the standby mode in which the pulse oscillation circuit IC71 repeatedly starts and stops intermittently, when the load CN2 increases at an arbitrary timing, the transformer T1 rises at the next startup timing, and power is supplied to the pulse oscillation circuit IC71 by the auxiliary winding. It resumes and enters steady mode.

パルス発振回路ＩＣ７１の出力端子ＯＵＴから出力されるパルス出力は、周波数切替手段１５における出力検出回路２０によって検出され、この回路２０の抵抗Ｒ８３を経て、直流信号レベル変換回路３０側に出力される。直流信号レベル変換回路３９では、送信されたパルス出力を直流信号レベルに変換する。具体的には、スイッチング信号となる矩形波信号の電荷が、コンデンサＣ７６に充電される。この際、パルス発振回路ＩＣ７１のオン時間が比較的長い場合（高デューティー比の場合）は、コンデンサＣ７６に電荷が充分に充電されるため、直流信号レベルが高くなる。一方、パルス発振回路ＩＣ７１のオン時間が比較的短い場合（低デューティー比の場合）は、コンデンサＣ７６に電荷が充分充電されないので、直流信号レベルが低くなる。直流信号レベルに変換された信号は、比較回路４０に出力される。 The pulse output output from the output terminal OUT of the pulse oscillation circuit IC71 is detected by the output detection circuit 20 in the frequency switching means 15, and is output to the DC signal level conversion circuit 30 side through the resistor R83 of this circuit 20. The DC signal level conversion circuit 39 converts the transmitted pulse output to a DC signal level. Specifically, the capacitor C76 is charged with a charge of a rectangular wave signal serving as a switching signal. At this time, if the on-time of the pulse oscillation circuit IC71 is relatively long (in the case of a high duty ratio), the capacitor C76 is sufficiently charged, and the DC signal level becomes high. On the other hand, when the on-time of the pulse oscillation circuit IC71 is relatively short (in the case of a low duty ratio), the capacitor C76 is not sufficiently charged, so that the DC signal level becomes low. The signal converted to the DC signal level is output to the comparison circuit 40.

比較回路４０の比較器ＩＣ７２では、上記直流信号レベルと基準電圧を比較し、直流信号レベルの方が大きい場合はＯＮ信号を発する。一方、直流信号レベルが基準電圧よりも小さい場合はＯＦＦ信号を発する。スイッチング電源装置１の起動時は、必ず、直流信号レベルが低い状態からスタートするので、この比較回路４０もＯＦＦ信号からスタートすることになる。 The comparator IC 72 of the comparison circuit 40 compares the DC signal level with a reference voltage, and generates an ON signal when the DC signal level is higher. On the other hand, when the DC signal level is smaller than the reference voltage, an OFF signal is issued. When the switching power supply device 1 is started up, it always starts from a state where the DC signal level is low, so that the comparison circuit 40 also starts from the OFF signal.

比較回路４０から出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号は、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ７１のベースに入力される。ＯＮ信号の場合は、スイッチング素子Ｑ７１のコレクタ・エミッタ間が導通されることで、２つの抵抗Ｒ７４、Ｒ７６が並列状態となって抵抗値が低下する。一方、ＯＦＦ信号の場合は、スイッチング素子Ｑ７１のコレクタ・エミッタ間が非導通状態になるので、抵抗Ｒ７４のみとなって抵抗値が増大する。既に述べたように、このスイッチング電源装置１においては、起動時はＯＦＦ信号からスタートすることから、抵抗値変更回路５０は抵抗値が大きい状態から必ずスタートし、ＯＮ信号に切り替わることで抵抗値が小さくなる。 The ON / OFF signal output from the comparison circuit 40 is input to the base of the switching element Q71 of the resistance value changing circuit 50. In the case of the ON signal, the collector-emitter of the switching element Q71 is made conductive, so that the two resistors R74 and R76 are in parallel and the resistance value is lowered. On the other hand, in the case of the OFF signal, the collector and the emitter of the switching element Q71 are in a non-conductive state, so that only the resistor R74 is provided and the resistance value is increased. As described above, in this switching power supply device 1, the resistance value changing circuit 50 always starts from a state in which the resistance value is large, and the resistance value is changed by switching to the ON signal. Get smaller.

パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号の周波数は、周波数変更端子ＲＴの入力電圧に対応して設定されるが、抵抗値変更回路５０の抵抗値が高い場合は低周波となり、抵抗値が低い場合は高周波となる。従って、起動時は、スイッチング信号が低周波から必ずスタートする。一方、負荷ＣＮ２が大きい場合は、消費電力の上昇にともなって直流信号レベルが高くなり、素早く高周波に切り替わる。つまり、図４に示されるように、このスイッチング電源装置１では、起動時のスイッチング信号は必ず低周波Ｌからスタートする。一方、負荷が高まってくると高周波Ｈに移行して電力を上げるようにする。この結果、出力電圧も滑らかに上昇させることができる。更に、周波数切替を抵抗で行うことから、切替タイミングの時間的な遅れが低減され、上昇途中の設定電圧に達した時点で、素早く高周波に切り替えることができる。この結果、定格電圧等の高電圧状態における周波数切替が回避され、定格電圧の落ち込みを抑制することができる。一方、その後に負荷が低くなれば、自動的に低周波に移行して電力を下げる。従って、待機モードを考えると、常に低周波状態を維持できることになる。 The frequency of the switching signal of the pulse oscillation circuit IC71 is set according to the input voltage of the frequency change terminal RT. However, when the resistance value of the resistance value change circuit 50 is high, the frequency is low, and when the resistance value is low, the frequency is high. It becomes. Therefore, at the time of start-up, the switching signal always starts from a low frequency. On the other hand, when the load CN2 is large, the DC signal level increases as the power consumption increases, and quickly switches to a high frequency. That is, as shown in FIG. 4, in this switching power supply device 1, the switching signal at the time of startup always starts from the low frequency L. On the other hand, when the load increases, the frequency is shifted to the high frequency H to increase the power. As a result, the output voltage can be increased smoothly. Furthermore, since the frequency switching is performed by a resistor, the time delay of the switching timing is reduced, and when the set voltage reaches the midway of rising, it can be quickly switched to a high frequency. As a result, frequency switching in a high voltage state such as a rated voltage is avoided, and a drop in the rated voltage can be suppressed. On the other hand, if the load subsequently decreases, the power is automatically shifted to a low frequency to reduce the power. Therefore, considering the standby mode, the low frequency state can always be maintained.

図５のグラフには、このスイッチング電源装置１の出力と効率の関係が示されている。低出力時は、常に一定の低い周波数Ｌ、例えば２０ｋＨｚの周波数Ｌに維持されることから、高い効率を維持することができる。また、高出力時においても、常に一定の高い周波数Ｈ、例えば８０ｋＨｚの周波数Ｈに維持されることから、常に高い効率を維持することができる。このように、低周波Ｌ側を１７ｋＨｚ以上、且つ２５ｋＨｚ以下の所定の範囲内に設定し、且つ高周波を７０ｋＨｚ以上且つ１００ｋＨｚ以下の所定の範囲内に設定していることで、点線に示されるように出力に応じて周波数を数ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度にまで無段階制御する場合と比較して、結果として効率を高めることが可能になる。特に、起動時や省電力モード（待機モード）等における低周波側（低出力側）の効率が大幅に高められていることから、半波整流手段Ｂ２が高効率であることも相乗的に作用し、装置全体としても消費電力を小さくすることができる。 The graph of FIG. 5 shows the relationship between the output of the switching power supply device 1 and the efficiency. At the time of low output, since it is always maintained at a constant low frequency L, for example, a frequency L of 20 kHz, high efficiency can be maintained. In addition, even at high output, a constant high frequency H, for example, a frequency H of 80 kHz, is always maintained, so that high efficiency can always be maintained. In this way, the low frequency L side is set within a predetermined range of 17 kHz or more and 25 kHz or less, and the high frequency is set within a predetermined range of 70 kHz or more and 100 kHz or less, as shown by a dotted line. In comparison with the case where the frequency is controlled steplessly from several kHz to about 100 kHz according to the output, the efficiency can be increased as a result. In particular, since the efficiency on the low frequency side (low output side) at the start-up and in the power saving mode (standby mode) is greatly enhanced, the high efficiency of the half-wave rectifying means B2 also works synergistically. However, the power consumption of the entire apparatus can be reduced.

また、周波数を出力に応じて無段階制御する場合は、低周波を１７ｋＨｚ未満に移行してノイズ音が発生してしまうが、本実施形態では、２段階（或いは多段階）によって、低周波側を望みの周波数で固定することができるので、待機モード等におけるノイズ音の発生を回避することも可能になる。 Further, when the frequency is controlled steplessly according to the output, the low frequency is shifted to less than 17 kHz and noise noise is generated. In this embodiment, the low frequency side is divided into two steps (or multiple steps). Can be fixed at a desired frequency, so that it is possible to avoid the generation of noise sound in the standby mode or the like.

更に本実施形態では、低周波側の周波数、高周波側の周波数の双方を、抵抗値変更回路５０の抵抗を適宜選択することによって、容易に設定変更できるため、負荷側の要求に応じて、低格出力時（定常モード時）の周波数を２段階で柔軟に決定することができる。また、その切替タイミングも、比較回路４０の基準抵抗Ｒ８１や、直流信号レベル変換回路３０の抵抗Ｒ８２及びコンデンサＣ７６を設定変更することで柔軟に設定することが可能になる。従って、このスイッチング電源装置１では、負荷側の要求仕様に対応した設計変更が極めて容易となる。 Further, in the present embodiment, both the low frequency side frequency and the high frequency side frequency can be easily changed by appropriately selecting the resistance of the resistance value changing circuit 50. The frequency at the time of rating output (in steady mode) can be determined flexibly in two stages. In addition, the switching timing can be set flexibly by changing the setting of the reference resistor R81 of the comparison circuit 40, the resistor R82 of the DC signal level conversion circuit 30, and the capacitor C76. Therefore, in this switching power supply device 1, it is very easy to change the design corresponding to the required specifications on the load side.

なお、本実施形態では、変圧回路として、第１次巻線・第２次巻線間が絶縁されたトランスＴ１を用いているが、必ずしも絶縁型のスイッチング電源回路である必要はなく、変圧回路としてチョッパ方式等を採用した非絶縁型のスイッチング電源回路に応用することができる。 In this embodiment, the transformer T1 in which the primary winding and the secondary winding are insulated is used as the transformer circuit. However, the transformer T1 is not necessarily an insulated switching power supply circuit. It can be applied to a non-insulated switching power supply circuit employing a chopper method or the like.

また、本実施形態では、スイッチング電源装置１がフライバック式コンバータとして機能する場合に限って示したが、本発明はそれに限定されず、フォワードコンバータに応用することも可能である。この場合は、トランスＴ１の第２次巻線側のプラス極には、整流用のダイオードＤ２１及びエネルギーを蓄積するリアクタンスＬ２１が直列接続すると共に、このリアクタンスＬ２１を挟み込むようにして、第２次巻線のプラス極・マイナス極間には、フライホイール電流を導通させるダイオード及び電流を蓄積するコンデンサを配置することが好ましい。また、本実施形態では、省電力回路をスイッチング電源装置に適用した場合に限って示したが、本発明はそれに限定されず、他の用途に利用することも可能である。 In the present embodiment, the switching power supply device 1 is shown only when it functions as a flyback converter. However, the present invention is not limited to this, and can be applied to a forward converter. In this case, a rectifying diode D21 and a reactance L21 for storing energy are connected in series with the positive pole on the secondary winding side of the transformer T1, and the reactance L21 is sandwiched between the secondary windings. It is preferable to arrange a diode for conducting a flywheel current and a capacitor for accumulating current between the plus and minus poles of the line. In the present embodiment, the power saving circuit is shown only when applied to a switching power supply device. However, the present invention is not limited to this and can be used for other purposes.

なお、本発明の省電力回路及びスイッチング電源装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。 The power saving circuit and the switching power supply device of the present invention are not limited to the above-described embodiments, and various changes can be made without departing from the scope of the present invention.

本発明の省電力回路及びスイッチング電源装置は、省電力化が要求される電子機器等に適用することができる。 The power saving circuit and the switching power supply device of the present invention can be applied to electronic devices and the like that require power saving.

本発明の実施形態に係る省電力回路を用いたスイッチング電源装置を示す回路図The circuit diagram which shows the switching power supply device using the power saving circuit which concerns on embodiment of this invention 同スイッチング電源の直流信号レベルの状態を示すグラフGraph showing the DC signal level status of the switching power supply 同スイッチング電源の待機モードにおけるパルス発振回路の起動・停止状態を示すグラフGraph showing the start / stop status of the pulse oscillation circuit in standby mode of the switching power supply 同スイッチング電源の起動時の電圧の立ち上がり及び周波数状態を示すグラフGraph showing voltage rise and frequency state at the start of the switching power supply 同スイッチング電源の効率を示すグラフGraph showing the efficiency of the switching power supply 従来のスイッチング電源装置の回路図Circuit diagram of conventional switching power supply

Explanation of symbols

Ｑ１主スイッチング素子
Ｔ１トランス
ＩＣ７１パルス発振回路
Ｂ１全波整流ブリッジ
Ｂ２半波整流手段
１５周波数切替手段
２０出力検出回路
３０直流信号レベル変換回路
４０比較回路
５０抵抗値変更回路
６０外部制御回路 Q1 main switching element T1 transformer IC71 pulse oscillation circuit B1 full-wave rectification bridge B2 half-wave rectification means 15 frequency switching means 20 output detection circuit 30 DC signal level conversion circuit 40 comparison circuit 50 resistance value change circuit 60 external control circuit

Claims

A rectifier bridge connected to the AC terminal of the AC power source to rectify AC to DC;
A switching circuit that switches the current rectified by the rectifier bridge using a switching element;
A pulse oscillation circuit that outputs a switching signal to the switching element;
A series capacitor having one end connected to the AC terminal;
Half-wave rectification means having its own single AC pole connected to the other end of the series capacitor,
The half-wave rectifying means is
A first diode disposed between the single AC pole and the DC positive electrode and configured to flow current from the single AC pole to the DC positive electrode;
A second diode that is disposed between the single AC pole and the DC negative electrode and allows a current to flow from the DC negative electrode to the single AC pole.
The pulse oscillation circuit is connected between the DC positive electrode and the DC negative electrode of the half-wave rectifying means, and the DC negative electrode of the rectifier bridge is connected to the DC negative electrode of the half-wave rectifying means,
The pulse oscillation circuit is provided with a difference between the start voltage and the stop voltage so that the start voltage is high and the stop voltage is low.
A smoothing capacitor is connected between the direct current positive electrode and the direct current negative electrode of the half-wave rectifying means, and the smoothing capacitor is charged by a half-wave rectification action and can supply a direct-current voltage to the pulse oscillation circuit,
In the standby mode, when the DC voltage of the smoothing capacitor charged by the half-wave rectifying means reaches the starting voltage, oscillation of the pulse oscillation circuit is started, and power consumption due to the oscillation causes the smoothing capacitor When the DC voltage is lower than the stop voltage, the oscillation of the pulse oscillation circuit is stopped, and the pulse oscillation circuit repeats ON / OFF intermittently.
A power-saving circuit characterized by that.

A transformer for stepping up or down the voltage according to the current switched by the switching circuit;
2. The power saving circuit according to claim 1, wherein the pulse oscillation circuit is connected between both ends of the auxiliary winding of the transformer.

Furthermore, it comprises frequency switching means for detecting the pulse output of the switching circuit, changing the resistance value using a resistor based on the state of the pulse output, and switching the frequency of the switching signal in the pulse oscillation circuit. The power saving circuit according to claim 1 or 2, characterized in that

The frequency switching means is
An output detection circuit for detecting the pulse output of the switching circuit;
A DC signal level conversion circuit that converts the pulse output detected by the output detection circuit into a DC signal level;
A comparison circuit that compares the DC signal level converted by the DC signal level conversion circuit with a reference voltage;
A resistance value changing circuit that changes a resistance value of a resistor based on a comparison result of the comparison circuit, and switches a frequency of the switching signal in the pulse oscillation circuit;
The power saving circuit according to claim 3, further comprising:

A switching power supply comprising the power saving circuit according to claim 1.