JP4250377B2 - Power supply for EDM - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、微小な放電を安定に生じさせることができ、主に仕上げ用の放電加工機用電源に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図37は、例えば『放電加工技術』(斎藤、毛利、高鷲、古谷:日刊工業新聞社(1997)p.75)に示された従来の放電加工機用電源の基本的な回路構成を示す図である。また、図38は、図37の従来の放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0003】
図37に示すように、電極1、2間(ワイヤ加工機の場合はワイヤとワーク、形彫加工機の場合は型電極とワーク)が、スイッチング素子S(ここではFET(電界効果トランジスタ)を用いた)と抵抗Rsを介して、直流電源V0に接続されている。スイッチング素子SをON、OFFさせることによって、電極間にパルス状の電圧波形が印加される。基本的には、この回路でパルス電圧を印加できるのであるが、ここにいわゆるコンデンサ放電の考え方を加えて、電極間にコンデンサCsを並列に付加することもある。あるいは、コンデンサを付加しなくても、電極間には少なくとも放電ギャップと加工液の誘電率によって形成される静電容量が存在する。
【0004】
この場合、電流波形は、図38に示すように、放電開始直後にコンデンサCsからのピーク値の高い電流パルスが、その後直流電源V0から抵抗Rsを経由してピーク地の低い電流が流れることになる。
【0005】
したがって、放電の強さはコンデンサCsと抵抗Rs、および電圧値V0で決まる。今、放電の強さ、つまり移動する電荷量を小さくしようとする場合、これらの値を小さくしていけばよい。
【0006】
まず、印加電圧V0であるが、放電を生じさせるためにはある程度の電圧が必要であるので、この値はある一定値以下には小さくすることはできない。
【0007】
次に、抵抗Rsを大きくすると、この抵抗Rsを通って流れる電流は小さくなる。ここで、放電アークの持続にはある一定値以上の電流が必要であることがわかっており、したがって抵抗Rsをある一定値以上に大きくすると、抵抗Rsからの電流によってアークが持続することができなくなり、抵抗Rsからの放電電流はゼロになる。つまり、抵抗Rsからの放電電流は抵抗Rsの値を大きくすることによってゼロにすることができる。
【0008】
最後に、コンデンサCsの値であるが、これを小さくすればコンデンサCsからの放電電流は小さくなる。しかし、前述のように、電極間には電極間の静電容量など、浮遊の静電容量がある程度存在し、これを取り除くことはできない。したがって、コンデンサCsからの放電電流にはある下限値、つまり電極間の浮遊容量だけで放電するような下限値が存在することになる。つまり、抵抗Rsを小さくすることによって電極間に流れる放電の電荷量は小さくすることができるが、電極間の浮遊容量以下にはすることができない。
【0009】
電極間に存在するのは放電ギャップの静電容量だけではない。その他の機械的な構造に起因する静電容量や、あるいは加工に複数の電源を用いるため、他の回路が電極間に接続されている場合、その回路の浮遊容量などが電極間に並列に存在している。
【0010】
あるいは、形彫加工機で電極を回転させるためのモータに浮遊する静電容量が存在する。これを示したのが図39である。図39は、他の従来の放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0011】
一般には、これら電極1、2間の静電容量以外の静電容量は、機械的な構造あるいは他の電源基板までのフィーダ線などのインダクタンスLpを介して接続されている。このようなインダクタンスLpを介して存在している浮遊容量Cpの場合でも、電極間にDC的な電圧を印加する場合はコンデンサCsと同等であるため、Cs+Cpの静電容量に相当する放電電流が流れることになる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
つまり、いくら抵抗Rsを小さくしても、印加電圧をV0として、放電電流の電荷量は、V0×(Cs+Cp)より小さくすることはできない。これが従来の放電加工の面粗さの限界を決定していた。仮に少量の電荷量を放電極間に供給しても、電極間を短絡するような終端抵抗あるいはスイッチが存在しないので、電極間に電荷がどんどん溜まり、結果として大きな放電しか発生させることができなかった。
【0013】
場合によっては仕上げ加工の段階で電極間に接続されている他の加工電源をリレイ等によって切り離す、あるいはワークを保持するための定盤を電気的に絶縁することによって、浮遊容量Cpの値をできるだけ小さくして仕上げ加工を行うこともある。この場合、たしかに放電電荷量は小さくなり、面粗さは向上する。しかし、一連の加工手順の途中で電源の切り離しや絶縁といった煩雑な工程が必要であった。電源や機械系に特に変更を与えることなく(この状態を、「非絶縁」、と呼ぶ)、荒加工から仕上げ加工までを進めることができ、かつより良い面粗さを得ることのできる加工方法が必要とされていた。
【0014】
この発明は、前述した問題点を解決するためになされたもので、非絶縁の状態でもごく微小な放電を安定して生じさせることができ、ひいては細かい面粗さを得ることができる放電加工機用電源を得ることを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る放電加工機用電源は、電荷を蓄積する第1の電荷蓄積素子と、前記第1の電荷蓄積素子を充電する第1の直流電源と、オンオフ動作によって電極間隙に前記第1の電荷蓄積素子に蓄積された電荷を流してパルス状の放電を発生させる第1のスイッチング素子と、第2の直流電源と、前記第2の直流電源と直列に接続され、前記第1のスイッチング素子がオンしている期間にオンすることによって前記電極間隙又は電極間隙と並列に存在する電荷を前記第2の直流電源に引き抜く第2のスイッチング素子とを備えたものである。
【0026】
また、この発明に係る放電加工機用電源は、前記第2の直流電源と並列に電荷を蓄積するための第2の電荷蓄積素子をさらに備えたものである。
【0027】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
この発明の実施の形態1に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図1は、この発明の実施の形態1に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。なお、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【0028】
図1において、図39と同様、電極1、2間は、静電容量Csと水の抵抗Rwが存在する。図39との違いはまず、電荷を一端蓄えておくコンデンサCqがスイッチSuの前に存在することと、抵抗Rsは放電電流を制限するための抵抗ではなく、むしろコンデンサCqを充電するための抵抗の役割を果たしていること、である。
【0029】
また、コンデンサCqから放電間隙に至るまでの経路は、できるだけインピーダンスが少ないことが望ましい。放電用のスイッチSuが存在しているが、例えばこのスイッチとしてFETを用いる場合、ON時の抵抗は十分小さいと考えてよい。また実際には、その経路にはフィーダ線などのインダクタンスLsが存在している。さらに、この回路の特徴として、電極間に並列に、電極間を短絡するようなスイッチSlが設けられている。
【0030】
つぎに、この実施の形態1に係る放電加工機用電源の動作について図面を参照しながら説明する。図2は、この発明の実施の形態1に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0031】
図2において、(a)はスイッチ2つの動作タイミング、(b)はコンデンサCq両端の電圧の変化、(c)は電極間にかかる電圧をそれぞれ示す。
【0032】
ここで放電は生じなかったものとする。まず、時刻t=0ではコンデンサCqの両端には電圧Vsが印加され、電荷Cq×Vsが蓄積されているとする。また、スイッチSuおよびSlは共にOFFであるとする。この状態で、時刻t=t1にスイッチSuがONになる。すると、コンデンサCqに蓄積された電荷はインピーダンスの小さい経路を通って電極間に印加される。
【0033】
まず、経路のインピーダンスが十分小さい場合、電極間には瞬間的に、コンデンサCqに蓄えられていた電圧値Vsとほぼ同じ程度の電圧Vpが印加される。実際には、経路のインピーダンスLsの影響で、電圧VpはVsよりも小さくなる。
【0034】
その後、コンデンサCqに蓄えられた電荷Cq×Vsが、コンデンサCqと電極間のキャパシタンスCsに分圧された電圧値Vdに漸近する。つまり、最初に高いピークの電圧がかかり、だんだん低くなる。スイッチSuは電荷を吐き出した後、OFFするが、その後電極間が電圧Vdに漸近する間でスイッチSlをONにすると、電極間に溜まった電荷がこのスイッチSlを通って短絡され、電極間の電圧はゼロに戻る。
【0035】
ここで、電極間には水の抵抗Rwが存在するが、この値は一般に十分大きいので、抵抗Rwを介して電圧がゼロになるにはかなり時間がかかる。またスイッチSuがOFFになるとコンデンサCqは再び充電を始め、この充電の時定数はCq×Rsである。
【0036】
さて、ここで放電が生じた場合を考える。放電が生じると電極間のインピーダンスが急激に低下し、電極間電圧が低下して、あるアーク電圧になる。そして電極間に電流が流れる。このとき、流れる電流はスイッチSuがONされている間は、コンデンサCqあるいは抵抗Rsから供給され、図37のようなものになる。
【0037】
ここで、もし抵抗Rsが十分に大きな値であり、抵抗Rsからの電流ではアークが持続できない場合、流れる電流はコンデンサCqからの電流だけになる。このことはつまり、スイッチSuのタイミングによらず、放電で流れる電流の量を、回路上の既知のコンデンサCqによって制御できる、と言うことを意味する。前述のように、放電痕の深さは流れる電流の電荷量で決まる。つまり、加工の面粗さをコンデンサCqの値で制御することができる。
【0038】
例えば図37の場合では、スイッチSのON時間によって放電の電荷量を制御していた。しかし、目的とする電荷量の値が小さくなるとスイッチSのON時間が短くなり、スイッチS例えばFETの立ち上がり速度等の関係で、あまり短い時間のスイッチSの開閉は困難になる。図1のような回路構成の場合、スイッチSuのON時間ではなく、コンデンサCqおよび印加電圧Vsによって電荷量を制御できる。これが本発明の実施の形態1の特徴である。
【0039】
ここで、スイッチSlの必要性であるが、もしスイッチSlがなければ、放電が何回か連続して生じなかった場合、電極間の静電容量Csにどんどん電圧が蓄積されていき、例えばn回放電電荷の投入が行われた場合、電極間の電圧はVd×nとなる(但し、Vd×n<Vs)。従って、その後放電が生じた場合は、通常のn倍の電荷量が流れることになり、面粗さを悪くする。つまり、常に一定の電荷量を放電させる、という本発明の本来の目的を達することができなくなるからである。
【0040】
実施の形態2.
この発明の実施の形態2に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図3は、この発明の実施の形態2に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図4は、この発明の実施の形態2に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0041】
図3に示す回路構成は、図1と同様、電極間は静電容量Csと水の抵抗Rwが存在する。また、図39との違いは図1と同様、電荷を一端蓄えておくコンデンサCqが、スイッチSuの前に存在することと、抵抗Rsは放電電流を制限するための抵抗ではなく、むしろコンデンサCqを充電するための抵抗の役割を果たしていること、である。コンデンサCqから放電間隙に至るまでの経路は、できるだけインピーダンスが少ないことが望ましい。
【0042】
図1の場合と異なるのは、電極間に他の回路あるいは機械的構造に起因する浮遊の静電容量Cpが接続されていることである。多くの場合この浮遊の静電容量Cpと電極間の間にはインダクタンスLpが存在している。
【0043】
まず、時刻t=0でコンデンサCqの両端の電圧はVs、電極間の電圧はゼロであるとする。時刻t=t1でスイッチSuがONになる。すると、コンデンサCqから電極間に電流が流れ込む。ここで、その経路の抵抗成分が十分に小さい場合、電極間には短パルスで高ピークな電圧パルスが印加される。
【0044】
このとき電圧値のピークVpはこの経路のインダクタンスLsがインダクタンスLpと比較して十分小さければ、もともとコンデンサCqに充電されていた電圧値Vsと同じくらいになる。十分小さくなくても、おおよそVp=Lp/(Lp+Ls)×Vsの電圧が印加される。
【0045】
電圧パルスはしばらく共振して振動波形を示した後、ある一定値Vdになる。ここで、Vd=Vs×Cq/〔Cq+Cs+Cp〕である。今、コンデンサCqは浮遊の静電容量Cpと比較して十分に小さいものを想定しているので、Vdの値はVsと比較して十分に小さい。
【0046】
今、電源に接続されている抵抗Rsが、放電アークを維持することができない程度に十分大きいとする。このとき、時刻t=t1で電圧パルスが印加され、電極間に放電が生じた場合、電極間には電流が流れるが、抵抗Rsは十分大きく電流を供給できないので、電極間に流れる電荷量は最大でコンデンサCqに蓄積された電荷量である。つまり、電極間に流れる電荷量をコンデンサCqの値で制御することができる。
【0047】
そして、このコンデンサCqの値を小さくしても、放電の経路の抵抗が十分小さく、インダクタンスLsも十分小さければ、電極間に印加される電圧値は十分高くすることができる。したがって、十分小さいコンデンサCqで十分高い電圧パルスを印加して、放電を生じさせ、かつその放電の電荷量を十分小さく制限することができる。
【0048】
例えば、従来の回路では電荷を制限する素子Cqが存在せず、電極間に接続された容量あるいは寄生している容量Cp+Csに直接電荷を蓄積することによって電極間への電圧印加が行われていた。したがって、電極間の電圧値が放電できるまでに高くなった時には、ここに蓄積された電荷量もその分だけ大きくなり、その電荷量が放電によって電極間に流れるために弱い放電をさせることができなかった。今回の発明では電荷を蓄積する素子をスイッチング素子の外部に設けインピーダンスの小さい経路を介してこれを電極間に印加することで高いピーク値の電圧を瞬間的に印加することができる。ここで、電極間に寄生している大きな静電容量CpまでにはインダクタンスLpが存在するので、急激な電圧パルスに対しては静電容量Cpが見えなくなる。
【0049】
さて、図3では、図1のように電極間を短絡するスイッチSlが存在していない。これは、後述するように並列に接続されている電源あるいは機械的構造に、場合によっては抵抗成分Rp(点線)が存在し、もし放電が生じなかった場合は電極間に蓄積された電荷量Cq×Vsが抵抗成分Rpを通って流れ、極間の電位差がゼロに戻るからである。
【0050】
実施の形態3.
この発明の実施の形態3に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図5は、この発明の実施の形態3に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図6は、この発明の実施の形態3に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0051】
抵抗成分Rpが存在しない場合、あるいは十分大きいため、高繰り返しに動作させるためにはスイッチによって電極間を短絡する必要がある場合は、上記実施の形態1のように、電極間を短絡するようなスイッチSlを設ければよい。このことを示したのが、図5および図6である。
【0052】
実施の形態1の場合と比較して、電極間の静電容量はCs+Cpと十分大きいので、一定値に達したときの電圧値Vdは図2よりも十分小さいが、それでも放電をしなかった場合には電荷がCpとCsに蓄積していく。このまま何度もスイッチSuをONして、そのたびに電荷量Cq×Vsを流し込んだ場合、電極間の電圧は徐々に上昇し、いつかは放電できるような電圧に達して、Cpに蓄えられた大量の電荷の流れる大きな放電が生じてしまうことになる。このため、この回路においてはCpやCsに蓄積した電荷を一回ごとにゼロにしてしまうことが望ましい。
【0053】
実施の形態4.
この発明の実施の形態4に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図7は、この発明の実施の形態4に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0054】
ここで、短絡させるためのスイッチSlであるが、短絡経路に存在するのがスイッチSlだけの場合、溜まった電荷のエネルギーを全てスイッチSlで消費させることになるので、スイッチSlにかかる熱的な負荷が問題となる。
【0055】
この場合、図7に示すように、スイッチSlに直列に抵抗器Rlを挿入すると、エネルギーの一部あるいはほとんどを抵抗器Rlで消費させることができるので、FETであるスイッチSlにかかる負荷は少なくなる。但し、繰り返しを十分に早くするためには、抵抗器Rlはある程度小さい値でなくてはならない。
【0056】
電荷が短絡してゼロになる時定数は、
(SlのON抵抗+Rl)×(Cs+Cp)
で決まるが、今、スイッチSlとしてFETを想定している場合、一般にON抵抗は十分小さいので、概ね、
Rl×(Cs+Cp)
と考えてよい。この値がスイッチSlのON時間以下である必要がある。
【0057】
実施の形態5.
この発明の実施の形態5に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図8は、この発明の実施の形態5に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0058】
さて、スイッチSuあるいはSlは、スイッチング速度が速く、高速、高繰り返しの動作を行う必要があることと、ON時の抵抗も十分小さいことなどから、FETを用いることが適当である。FETはドレイン−ソース間に電圧を印加すると、ON時にはドレインからソースへ電流が流れ、OFF時にはそれが遮断される。ここで、FETには通常、ソース−ドレイン方向にダイオードが寄生している。つまり、スイッチング素子のON、OFFにかかわらず、もしもソースがドレインよりも高電位になった場合はソースからドレインに向かって電流が流れる。
【0059】
本発明(実施の形態5)の場合、例えば図2や図4のような電流が流れるが、その波形は放電極間あるいは接続されている他の電源などによって変化し、複雑な共振波形となる。この場合、通常ドレインからソースに向かって電流が流れるはずのところが、波形のリンギングなどで逆に電圧がかかって、ソースがドレインよりも高電圧になって、電流が逆流する可能性がある。これを防ぐためには、FETに直列に、逆流を防ぐようなダイオードを挿入することがよく行われる。図8に、この場合の回路図を示す。この図8では、スイッチSu、Slの両方に直列なダイオード3、4を挿入しているが、かならずしも両方必要であるわけではない。目的とする波形あるいは目的とする性能を達成できるように調節するべきものである。
【0060】
実施の形態6.
この発明の実施の形態6に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図9は、この発明の実施の形態6に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0061】
上記実施の形態5では、FETでの電流の逆流を防ぐ意味でFETの寄生ダイオードと逆向きのダイオード3、4を挿入したが、この場合、逆流は防げるが、リンギングなどによってマイナスに振れた電極間電圧はそのままである。プラスマイナスに振動している波形を積極的にプラス方向に整流するためには、図9に示すように、電極間にダイオードDsを挿入すればよい。このとき、このダイオードDsは十分高速である必要がある。
【0062】
実施の形態7.
この発明の実施の形態7に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図10は、この発明の実施の形態7に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0063】
電荷量を一旦蓄えるコンデンサCqは、蓄えた電荷を高速に瞬間的に吐き出さなければならないので、その周波数応答性は十分高い必要がある。目的とするパルス幅は数十nsからμs程度であるので、少なくとも10kHz以上の、より望ましくは1MHz以上の周波数に対応できる必要がある。このような高速のコンデンサとして、例えばフィルムコンデンサが挙げられる。
【0064】
コンデンサCqから電荷が一気に放電する際、その経路のインダクタンスのために、リンギングが生じ、コンデンサCqの両端の電圧が一時マイナスになることがある。これを避けるために、図10に示すように、コンデンサCqに並列に高速なダイオード5を挿入する方法がある。
【0065】
実施の形態8.
この発明の実施の形態8に係る放電加工機用電源について説明する。
【0066】
さて、コンデンサCqが放電して、一旦、コンデンサCqの両端の電圧がゼロになった後、このコンデンサCqに再びVsだけの電圧が充電されるためにはある程度の時間がかかる。この時間は、例えばCqとVsが抵抗Rsで接続されている場合、Cq×Rsがその時定数になる。この値はあくまで時定数であって、充電が完了するまではこの倍以上の時間が必要である。
【0067】
従って、抵抗Rsの値が大きくなると高繰り返しの動作ができなくなる。コンデンサCqの値は、0.1〜10nF程度であることが多いので、抵抗Rsの値が、例えば100kΩ以上であれば、その時定数は1msと十分な繰り返しを得ることができなくなる。従って、抵抗Rsの値としては100kΩ以下、望ましくはkHz以上の繰り返しが可能なように10kΩ以下である必要がある。
【0068】
一方、抵抗Rsの下限値であるが、図37において、抵抗Rsからの電流が無くなるためには、アークの持続ができなくなる程度に抵抗Rsからの電流値が小さくなくてはならない。この電流は理想的には、アーク電圧をVaとすると、(Vs−Va)/Rsで見積もることができ、アークが維持できる最小の電流値は条件にも因るが1A前後である。従って、抵抗Rsの値は最も小さくても10Ω以上、望ましくは100Ω以上である必要がある。この場合、抵抗Rsからの電流供給ではアークは持続できなくなり、放電電荷量を最小限に抑えることができる。
【0069】
実施の形態9.
この発明の実施の形態9に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図11は、この発明の実施の形態9に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図12は、この発明の実施の形態9に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0070】
上記実施の形態8によれば、抵抗Rsの値にはある制限が存在する。実際には、抵抗Rsからの後続電流はゼロにしたいので、抵抗Rsはある値以上となり、かつ充電に必要な時間をできるだけ短くしたい、つまり放電の周波数をできるだけ高くしたいので、抵抗Rsは許容される一番小さな値に設定される。逆に言うと、アークを切るための抵抗Rsの値の下限が、最大動作周波数を決めてしまう。
【0071】
これ以上に動作周波数を上げる方法の一例を図11に示す。抵抗Rsと直列に、スイッチSrが挿入されている。このスイッチSrは、同じくFETなどの素子が用いられる。
【0072】
スイッチSrの動作タイミングを図12で示す。スイッチSuがONして、コンデンサCqから電荷が流入しているときはスイッチSrはOFFである。その後、スイッチSuがOFFするとスイッチSrがONして、抵抗Rsを経由した充電が始まる。
【0073】
つまり、充電経路の抵抗値を時間的に変化させることによって、コンデンサCqに充電するときには経路の抵抗値を低くして充電時間を短くし、コンデンサCqが放電するときは十分抵抗値を大きくして抵抗Rsからの後続電流がなくなるようにする。
【0074】
この方式の場合は、抵抗Rsとして抵抗値の十分小さなもの用いても構わないし、小さいだけ充電に要する時間は短くなるので高繰り返しの動作が可能になる。極端な場合、抵抗Rsは必要なく、スイッチSrのON抵抗だけでも構わない。但し、充電経路には多少のインダクタンスが存在し、抵抗があまりに小さいとリンギングなど波形の乱れが生じる可能性がある。
【0075】
また、熱の問題がある。一回の充電によって抵抗で損失されるエネルギーはCq×Vs /2であり、抵抗Rsの値によらない。従って、抵抗Rsの抵抗値が小さくなっても消費する熱量は同じである。一方、抵抗値があまりに小さくなり、スイッチSrのON抵抗と同程度になれば、スイッチSrのON抵抗によってスイッチでの発生熱が大きくなる、という問題が生じる。従って、抵抗Rsの値としては、繰り返し周波数の許す範囲で大きい値、例えば1kΩ以下が望ましい。
【0076】
尚、図12において、スイッチSu、スイッチSlを使用する回路構成におけるそれぞれの動作タイミングはON期間が重ならないように表現している。しかし、その必然性はなく、スイッチSuがスイッチSlよりも先にONしており、且つその時間内にコンデンサCqから電流が流しきれれば、それ以降両パルスのON期間が重なっていても問題はない。スイッチSuが十分長い時間ONしたとしても電極間に流れる電流形状はコンデンサCq、電極間までのインダクタンスLsによりおよそ規定されているし、この状態でスイッチSu、スイッチSlの両方がONしたとしても電源Vsとの間には大きな抵抗Rsが存在するため電流はほとんど流れない。
【0077】
スイッチSuとスイッチSlのON期間が重なるように設計すれば、スイッチSuを高速スイッチングする必要がなく、回路設計を容易に行うことができる。
【0078】
実施の形態10.
この発明の実施の形態10に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図13は、この発明の実施の形態10に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図14は、この発明の実施の形態10に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0079】
図13に、コンデンサCqの充電方法の他の例を示す。この図13では、抵抗Rsの代わりにインダクタンスLsが故意に挿入されている。この場合、スイッチSrがONになると、CとLの共振で振動しながら、コンデンサCq両端の電位差はVsに近づいていく。
【0080】
図14の点線で示すように、電圧がVs付近に達したときにスイッチSrをOFFにすると、コンデンサCqがVsに充電される。このとき、抵抗充電の場合に発生していたCq×Vs /2の損失エネルギーが発生しない。従って、効率の良い充電が可能になる。
【0081】
実施の形態11.
この発明の実施の形態11に係る放電加工機用電源について説明する。
【0082】
ここで、コンデンサCqの値について考える。コンデンサCqの値とはつまり、放電させる電荷量である。この電荷量の大きさは、仕上げ面の面粗さを決定する。本発明の目的は、従来の方法ではどうしても(Cs+Cp〕×Vsだけの電荷が入ってしまっていたのに、それをCq×Vsに制限して、より小さな電荷量を制御しつつ投入しようと言うものである。
【0083】
従って、コンデンサCqは、Cs+Cpよりも小さいものでなければ、本回路方式を用いる必要がない。もちろん、荒加工から順次仕上げ加工に移って行く間に、より大量の電荷を投入して、面粗さは悪くとも加工能力の高い加工を行う必要もある。今、コンデンサCpの値は、数十nF程度と見積もっているが、これは機械の構成等で大きく変化する。従って、コンデンサCqの値としては概ね1μF以下と考えてよい。なお、コンデンサCqの値を0FFにしても、回路の浮遊容量が必ず存在するが、実際には回路の浮遊容量だけでは十分な放電をさせることができないため、電荷蓄積用のコンデンサCqを挿入する必要がある。
【0084】
実施の形態12.
この発明の実施の形態12に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図15は、この発明の実施の形態12に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0085】
図15では、コンデンサCqとスイッチSuとの間に、故意にインダクタンスLuが挿入されている。これによって、放電極間に印加されるパルスのピーク値は低くなるが、そのパルス幅は広くなる。つまり、インダクタンスLuを調節することによって印加パルスのピーク値とパルス幅を調節することができる。
【0086】
放電には遅れ時間があり、電圧を印加して直ちに放電が生じるわけではなく、あまりに電圧パルスの幅が短いと放電が生じにくくなる。従って、ピーク値を多少低くしてもパルス幅を長くしたほうが放電が生じやすくなる場合もある。また、ピーク値が低くなることによって、FETのスイッチングにともなう損失が大幅に軽減される。
【0087】
実施の形態13.
この発明に係る放電加工機用電源を含むワイヤ放電加工機について図面を参照しながら説明する。図16は、この発明に係る放電加工機用電源を含むワイヤ放電加工機の構成を示す図である。
【0088】
上記実施の形態12では、インダクタンスを故意に挿入してパルス幅を調節する方法について述べたが、一般には回路と電極間を繋くインダクタンスLsが少なからず存在し、その結果、電極間にはVsと比較してかなり低い値の電圧パルスしかかからない場合が多い。この場合は、逆にできるだけ経路のインダクタンスを小さくする必要がある。
【0089】
図16はワイヤ放電加工機の場合について、本発明の電源を実際に搭載するときに、どのような形で放電極間や電源が接続されるかを示した図である。ここで、放電極間はワイヤ1とワーク2の間の間隙のことを指している。ワーク2は、一般に加工テーブル6の上に固定され、給電は加工テーブル6と給電端子7から行われる。従って、本発明の電源10のほかに、他の加工電源20がある場合は、図16のように加工テーブル6と給電端子7間に電圧を印加するような形になっている。
【0090】
本発明の電源10も、同様に何らかの給電フィーダ8を用いて加工テーブル6と給電端子7に電圧を印加する必要がある。一般に、この給電フィーダ8および給電点から放電ギャップ迄のインダクタンスがLsになる。
【0091】
まず、給電フィーダ8のインダクタンスをいかに小さくするかであるが、フィーダの長さをできるだけ短くする等のほかには、給電フィーダ8に同軸ケーブルを用いることが有効である。
【0092】
一方、同軸ケーブルはインダクタンスが少ない代わりに、ケーブルの浮遊容量が大きい、という特徴がある。この浮遊容量は、逆に、極間に印加される電圧値を低くするため、好ましくない。もしもインダクタンスが少なくなることによる効果よりも、ケーブルの浮遊容量による効果の方が大きくなると、同軸ケーブルを用いることは逆に不利となる。この場合はインダクタンスは同軸ケーブルよりも大きいが、浮遊容量の小さいツイストケーブルを用いるか、あるいはツイストケーブルを多数束ねて用いるなどの方法が有効である。
【0093】
実施の形態14.
この発明に係る放電加工機用電源を含む他のワイヤ放電加工機について図面を参照しながら説明する。図17及び図18は、この発明に係る放電加工機用電源を含む他のワイヤ放電加工機の構成を示す図である。
【0094】
この実施の形態14では、給電フィーダの給電点から放電ギャップまでのインダクタンスをいかに減らすかについて述べる。例えば、図17では、給電点をできるだけワーク2に近くした例が示されている。この場合、ワーク2に直接給電しているので、ワーク2の取りつけ時に電極を取り付ける必要があるが、その分インダクタンスはかなり小さくなる。
【0095】
さらに極端には、図18のように、電源10自体を給電端子7に取り付け、そこからワーク2まで接続線を出すだけであれば、フィーダ線も必要なくなり、接続に伴うインダクタンスは大幅に抑えられる。
【0096】
実施の形態15.
この発明の実施の形態15に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図19は、この発明の実施の形態15に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0097】
もしインダクタンスLsを十分小さくすることが困難であれば、逆にLpを故意に大きくする、という方法が考えられる。電極間にはおおよそVp=Lp/(Lp+Ls)×Vsの電圧が印加されると、上記実施の形態2で述べたが、このLpを大きくすれば電極間にかかる電圧は高くなる。図19にその例を示す。Lpに加えて、インダクタンスLaが故意に挿入されている。
【0098】
ただし、この場合、この他の加工電源から電極間までのインダクタンスが増えることになり、この加工電源の加工性能が低下する恐れがある。例えば、この電源が荒加工に用いられるような、大電流を流して加工を行うような電源の場合、回路のインダクタンスは電極間にどれだけたくさんの電流を流せるかを制限するものなので、加工能力に直接影響する。従って、直列に接続したインダクタンスLaを短絡するようなスイッチSaを設けておき、加工の段階で切り替えればよい。このスイッチSaは、ON時には十分小さい抵抗値である必要があるので、FETなどの素子よりは、コンダクタのようなものが適当である。
【0099】
実施の形態16.
この発明の実施の形態16に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図20は、この発明の実施の形態16に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0100】
本発明の目的は面粗さを良くするために、できるだけ小さい電荷量の放電を発生させることにある。そのために、電荷量をコンデンサCqで制限するのであるが、しかし実際上はおのずと限界がある。まず、放電を生じさせるためにはある程度以上の電圧が電極間にかからなければいけない。コンデンサCqを小さくしていった場合、Vsを大きくすることも可能であるが、回路の耐圧などの関係でVsにもおのずと上限がある。実際の装置の構造上、Lsを小さくすることにも限界がある。
【0101】
図20では、Cq×Vsで決定された電荷量よりも更に小さい電荷量の放電を生じさせる方法について述べる。
【0102】
まず、本回路方式で、かつ外部に他の加工用の電源回路が接続されている場合、電圧波形は最初に電極間に印加されるパルス幅の短い急峻なパルスと、一旦、Cpに行ってから、反射して電極間に戻ってくる2つ目のパルスの、2つのパルスが観測されることが多い。これは、コンデンサCqのエネルギーの一部が、一旦、Cpまで行って戻ってきていることを示す。このときの電圧波形模式図を図21(a)に示す。
【0103】
ここで、図20に示すように、抵抗器RpでCpを短絡するような径路を設ける。抵抗器Rpの値は非常に小さいもので、あるいは抵抗値ゼロつまり直接短絡しても良い。なお、他の回路の動作のために、この短絡経路を切り離すスイッチSpを設けておく必要がある。
【0104】
これは実際の装置の構成では、他の回路と、放電極間を結ぶ、フィーダ線の根元を短絡することになる。あるいはまた他の回路の内部(図20における電源20の内部)にスイッチSp、抵抗器Rpを構成してもよい。スイッチSpは双方向スイッチなどを用いて電気的に開閉してもよいし、リレーを利用して機械的に開閉してもよい。双方向スイッチなど(あるいは電源20の種類によっては単方向スイッチ)を利用すれば電源20内部に容易にスイッチSp、抵抗器Rpを形成することができる。
【0105】
このように電極間と並列に短絡ループを設けたときの電圧波形模式図を図21(b)に示す。電圧波形は、1つ目の急峻なパルスだけになり、2つ目のパルスが観察されなくなる。フィーダ線の終端が短絡されているために、Cpまで行って反射してくるエネルギーが無くなるためである。従って、もし1つ目のパルスで放電が生じた場合、電荷量の一部が短絡経路を流れてしまうために、流れる電荷量はCqよりも小さくなり、従って、Cq×Vsで規定される電荷量よりも更に小さい電荷量の放電を生じさせることができる。
【0106】
尚、図20では、フィーダ線と他の加工用電源回路(浮遊の容量成分Cp)との間に抵抗器Rp及びスイッチSpが設けられているが、これらは放電極間とフィーダ線との間に設けてもよい。設置個所を極間に近づければ近づけるほど浮遊容量の影響を排除することができる。例えば、前述のごとくフィーダ線が同軸ケーブルで構成されている場合、これもまた浮遊容量として働くが、この影響をよりよく排除するためには抵抗器Rp及びスイッチSpの設置個所は放電極間とフィーダ線との間に設けた方がよい。尚、この場合、スイッチSpはリレーなどを用いた機械的なものが簡便であり望ましい。
【0107】
本実施の形態ではワイヤ放電加工機を主体に説明してきたが、形彫放電加工機をはじめとする他の構成においても適用は可能である。すなわち、浮遊容量Cpと極間とがフィーダ線で接続されていない場合においても抵抗器RpとスイッチSpとを電極間近くに形成することにより浮遊容量Cpの影響を軽減することができる。
【0108】
実施の形態17.
上記の実施の形態16では、抵抗器Rp及びスイッチSpを用いて浮遊容量Cpを短絡し浮遊容量の影響を軽減する方法について述べてきた。このときの抵抗器Rpは小さければ小さいほど浮遊容量Cpから電極間に入り込む電荷を抑えることができるが、極端に小さいと電極間に電圧がかかりにくくなり放電しなくなる可能性がある。従って、より理想的には放電する直前まではスイッチSpがOFF状態で電極間には十分な電圧が印加されており、放電する瞬間にスイッチSpがON状態となり浮遊容量Cpの電荷が終端抵抗により消費されることが望ましい。また、更に言えば、実施の形態16は浮遊容量Cpを抵抗Rpを介して接地していると言い換えることができるが、抵抗Rpを介して逆電位を印加すればより確実に浮遊容量Cpに蓄えられた電荷が排除できるということができる。つまり、タイミングを見計らって浮遊容量Cpに蓄えられた電荷を引き抜けば接地(短絡)以上の効果が期待できる。
【0109】
そこで、この実施の形態17では、上記の実施の形態16以上に積極的に浮遊容量Cpの影響を排除し、よりよい面粗さを得る加工電源、ならびに加工方法について述べる。
【0110】
この発明の実施の形態17に係る放電加工機用電源について図面を参照しつつ説明する。図22は、この発明の実施の形態17に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図23は、この発明の実施の形態17に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0111】
図22に示すように、抵抗Rs、電源Vs、コンデンサCq、スイッチSuならびにスイッチSlで構成される電源10は、上記の実施の形態16と同じである。ただし、後述の逆電源ブロック30からスイッチSlに電流が逆流しないようにダイオードD1を挿入している。給電フィーダ9と浮遊容量Cpとの間にリレーRe、スイッチSt、抵抗器Rp、電源Vtで構成される逆電源ブロック30が電極間と並列に接続されている。印加電圧の極性によってはスイッチStだけで構成してもよいが、荒加工、仕上げ加工と確実にそれぞれの回路の影響を排除するためにリレーも併用している。すなわち、荒加工時にはリレーReはOFFしており、仕上げ加工時にはリレーReはONするものとする。スイッチStはFETを使用するものとして図示しているが、それ以外の回路素子を利用してもよい。
【0112】
接続場所は実施の形態16で述べたように電極間と給電フィーダLpの間としてもよいし、逆電源ブロック30の設置場所がない場合は電極間(近辺)からツイスト線などを引き出して接続してもよい。
【0113】
スイッチSuがONするとコンデンサCqに蓄えられた電荷が電極間、浮遊容量Cpに移行し始める。それとともに電極間電圧も上昇し始め、およそピーク値となる時にスイッチStをONする。このときワーク2からみて電源Vsはプラス極性であり、電源Vtはマイナス極性となる。浮遊容量Cp、電極間容量Csに蓄えられた電荷は、スイッチSt、抵抗Rpを介して電源Vtに流れようとする。図23に示す電極間電圧波形において、点線は実施の形態16のように抵抗Rpを介して接地したときの波形、実線は本実施の形態17のように抵抗Rpを介して逆電圧を印加したときの波形である。逆電圧を印加して電荷を極間から引き抜くことにより電圧波形は実施の形態16以上に短パルスとなる。すなわち、浮遊容量から電極間への電荷の流入を抑えることができる。
【0114】
さて、逆電源ブロック30に電源Vtを設けてしまうとスイッチStの負担が大きくなる可能性もある。ある程度高速スイッチングしなければ電極間電圧が逆にマイナス側に高電圧となってしまう可能性があるからである。
【0115】
そこで、コンデンサCqを用いた電源10と同様に、逆電源ブロックにもコンデンサCrを用いた構成(逆電源ブロック40)について図24をもとに、またそのときの動作を図25のタイミングチャートをもとに説明する。
【0116】
図24に示すように、逆電源ブロック40は、電源Vt、電荷制限コンデンサCr、充電抵抗RrとスイッチSt、逆流防止ダイオードD3、D4、ならびに抵抗Rpで構成する。電源10にも、また逆流防止ダイオードD1、D2を付加する。あらかじめ、コンデンサCq、コンデンサCrには電荷が蓄えられているとする。このとき、スイッチSuをONするとコンデンサCqから電極間に電荷が移行し始める。図25に示すように、少し遅れたタイミングでスイッチStをONすれば、電極間には逆電圧が印加されることになるので電極間、ならびに浮遊容量Cpに蓄積しつつある電荷がコンデンサCrに向かって流れ込むように動作する。図23との違いは、スイッチStのON時間である。引き込む電荷量(電極間に印加される逆電圧)はコンデンサCrに依存しており、充電抵抗Rrが十分に大きければもはやスイッチStのON時間は関係なくなる。すなわち、スイッチStは高速スイッチングの必要性がなくなる。その後、スイッチSlをONすれば電極間に振動波形が残っていたとしてもすみやかに取り除くことができる。このように、電源10といわば反対向きに逆電源ブロック40を構成すれば、スイッチStの損失を少なくすることができ、回路構成を簡素化することができる。
【0117】
実施の形態18.
この発明の実施の形態18に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図26は、この発明の実施の形態18に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図27及び図28は、この発明の実施の形態18に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0118】
加工能力を上げるためには、放電の周波数を高くする必要がある。また、放電と放電との間の時間が短いと放電が生じやすくなるため、周波数を高くすることによって放電の確率を上げて、加工能力を更に向上させることも可能である。従って、この回路においてパルスの周波数をいかに上げるかは重要な技術である。
【0119】
この回路において周波数を上げるための障害となる要素は主に2つある。1つは、抵抗RsによるコンデンサCqの充電時間である。これは抵抗Rsからのアーク電流の供給を止めるために抵抗Rsをある程度以上大きくしなければいけない、という理由による。上記実施の形態8において述べたように、スイッチを抵抗Rsに直列に配して、抵抗Rs自体の値を小さくすることが、一つの解決策である。
【0120】
もう1つは、放電および電極間の短絡を行うFETである、スイッチSu、Slの発熱である。特に放電を行うFETである、スイッチSuは、非常に急峻な電流が流れるため、スイッチング時およびON時の抵抗損失が大きく、発熱する。これを避けるためには、FETを並列にいくつも配置して、一つ一つのFETの負荷を軽減させることが考えられる。
【0121】
図26は、これらの方法を用いて抵抗Rsにスイッチを配し、かつFETを上下とも4並列にした場合の回路構成図を示している。
【0122】
ここで、上下の、スイッチSu、SlであるFETのパラ数は必ずしも同じでなくても良い。また、場合によってはFETである、スイッチSrの熱負荷の問題も生じるので、この場合はスイッチSrを複数個並列にすればよい。例えば、図26では2パラになっている。
【0123】
次に、動作について、図27にまずその一例を示す。電流ピークが高い場合は複数のFETを同時にONすることによって、全体のON抵抗を減らし、FETでの損失を少なくする、ということがよく行われる。図27はそのような方式を用いた例であり、パルスの発生タイミングに上側のFET4個がすべて同時にONしている。電極間短絡時にも下側のFET4個が同時にONしている。充電用のFETについても同様である。電流値が高い場合、あるいは経路のON抵抗を十分小さくしたい場合にはこの方式が有効である。
【0124】
一方、図28ではこの動作方法の他の一例が示されている。ここでは、パルスの発生タイミングでどれかひとつのFETがONし、次のパルス発生時には別のFETがONする、というふうに、常にひとつずつのFETが放電にもちいられる。その間、他のFETには電流が流れないので、ひとつのFETにかかる実質的な周波数を、4分の1にすることができる。
【0125】
下側のFETについても同様な動作をしているので、下側のFETへの負荷も同様に4分の1になる。抵抗充電のためのFETについては2パラになっているので、負荷は2分の1になる。このように、各FETのONのタイミングをずらして周波数を上げる方法もある。この方法では、全ての電流が一つのFETに流れるため、電流値が大きくFETの定格以上であれば用いることができない。ただ、現在目的としているのは非常に小さな放電を生じさせることであり、電流値が高すぎるということはなく、またFETのON抵抗も一個で十分小さいと見なせるならば、図28のような方式が有効である。
【0126】
さらに、図27のように同時に複数のFETをONさせる場合、複数のFETを完全に同じタイミングで動作させることは一般に難しい。それぞれのゲート電圧のジッタなどで、それぞれのFETのONのタイミングが少しずれると、全体のターンオンの時間が長くなることになり、回路の特性と同時に素子への影響としても不利である。従って、この意味においても、図27のような動作よりは図28のような動作の方が有利である。
【0127】
もちろん、同時に動作するFETの数が少なければそれだけ同時駆動も容易になるので、図27と図28の中間方式、例えば2つずつのFETをタイミングをずらしてONさせる、ということも考えられる。つまり、回路の構成や要求性能、実際に用いる状況によって、駆動方法は最適化する必要がある。
【0128】
実施の形態19.
この発明の実施の形態19に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図29は、この発明の実施の形態19に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図30は、この発明の実施の形態19に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0129】
図26ではFETのみを並列にしたが、コンデンサCqおよび抵抗Rsも複数個を並列に配することも考えられる。これを示したのが図29である。
【0130】
図29では、放電側のFETである、スイッチSu、およびコンデンサCqと抵抗Rsの組み合わせが4並列に、短絡用のスイッチSlも4並列なっている。
【0131】
この方式の特長は、4つのコンデンサCqを、時間をずらして充電することによって、コンデンサCqの充電時間を実質4倍長くすることができることである。抵抗Rsの値として十分大きな値を選ぶことができるため、スイッチSrが不要になる。このため、スイッチSrのコスト、およびスイッチSrの誤動作など動作上の困難を解決することができる。
【0132】
次に、図30に動作の例を示す。図28の動作と同様、各放電タイミングで一つずつのFETがONするようになっている。このときに、4つあるコンデンサCqのうちの対応する一つが放電する。4つのFETがタイミングをずらしながらパルスを発生していく過程での、各コンデンサCqの電圧変化は、したがって図30のようになる。各時間において各コンデンサCqの電位差は異なるので、逆流を防ぐためにコンデンサCqと抵抗Rsの間にダイオードが必要である。
【0133】
図29では、短絡側のFETである、スイッチSlも4つ配されているが、これも同様に何個でも構わないし、各FETの熱負荷を考慮して決められるべきものである。
【0134】
実施の形態20.
この発明の実施の形態20に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図31は、この発明の実施の形態20に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。なお、この実施の形態20に係る放電加工機用電源の構成は、上記実施の形態19と同様である。
【0135】
さて、図29に示す放電加工機用電源であるが、図30では一回の放電で一つのコンデンサを放電していた。
【0136】
今、仮に、4つのコンデンサCqあるいは抵抗Rsの値は同じであるとする。このとき、コンデンサCqの充電が間に合えば(間に合わなければスイッチSrをつけることが考えられる)、同時に2つあるいは複数のスイッチをONにして、複数のコンデンサから放電させることも可能である。
【0137】
例えば、図31のように動作させることを考える。図30よりは、コンデンサCqの充電時間が半分になっているが、そのように抵抗Rsを選んだとする。一回の放電で2つのスイッチがONになり、2つのコンデンサCqからの電荷が流れる。従って、このような駆動の方法では、図30のような駆動と比較して、2倍の電荷量の放電を生じさせることができる。
【0138】
従来の技術において述べたように、放電加工では面粗さを上げながら何度かの加工を繰り返すことが多く、始めは高速に加工するために大電流を流し、次第に電荷量を小さくして面粗さを上げていく。図30および図31のような動作を行えば、放電の電荷量を2段階にコントロールすることができ、仕上げの段階に応じた投入電荷量の切り替えを行うことができ、実用上非常に有意義である。
【0139】
今、同じパルスを高周波で出力する、という前提で説明を行ったため、図29の各コンデンサCqの値および抵抗Rsの値は同じである。この場合は、上述のようにそのうち2つないし複数を同時に放電させることによって放電の電荷量を変化させることができることを示した。あるいは、コンデンサCqの値を変化させても、放電の大きさを変化させることができる。
【0140】
実施の形態21.
この発明の実施の形態21に係る放電加工機用電源について説明する。
【0141】
コンデンサCqの値を変化させて放電の強さを変化させることを考えた場合、異なるCqと複数のスイッチを同時にONさせて組み合わせる場合、下記のような方法をとれば少ないコンデンサの数で多段階の出力が可能である。
【0142】
例えば、図29において、各電荷量の比がCq1:Cq2:Cq3:Cq4=1:2:4:8であるとする。この場合、スイッチSu1〜Su4のOnおよびOFFの組み合わせによって、2の4乗、つまり0を含め16段階の電荷量の組み合わせができることになる。
【0143】
つまり、たった4つのコンデンサを用いることによって、15段階の出力が得られる。このように比較的簡単な回路構成によって、電荷量の値を自由に変化させることができる。
【0144】
実施の形態22.
この発明の実施の形態22に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図32は、この発明の実施の形態22に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【0145】
図32は、図26および図29を組み合わせたものである。各コンデンサCqに一つのFETである必要はなく、FETの熱負荷が高くなるようであれば図32のように並列に配せばよい。つまり、コンデンサCqのパラ数、スイッチSuのパラ数、スイッチSlのパラ数はそれぞれ別の理由で決められるべきであり、つまりコンデンサCqのパラ数はおそらく充電時間との兼ね合い、あるいは上記実施の形態20、20などのような場合には出力したい電荷量のパターンに従って決められるべきである。
【0146】
スイッチSu、Sl各FETのパラ数は熱負荷によって決められるべきであり、これは回路の構成や放熱の方法、実際の波形などによって最適化されるべきである。図32では、コンデンサCqは3パラ、スイッチSuはそれぞれに対して2パラで合計6パラ、スイッチSlは2パラ、という構成になっている。
【0147】
実施の形態23.
この発明の実施の形態23に係る放電加工機用電源について説明する。
【0148】
これまでパルスを出力する、あるいは高周波化する、という議論を行っていたが、単純にパルスを高周波化するのではなく、パルスをバースト(間欠的に)出力する事も考えられる。
【0149】
つまり、パルスを群パルスとして何発か連続して発生させ、しばらくの休止の後にまた群パルスを印加する、という方法である。もちろん、休止が全くない場合がパルスの数が最も多くなり加工能力は最大になるが、放電加工には面精度や真直性といった問題も生じ、またパルスの間隔が放電のしやすさと密接に関連しているため、バースト出力にはさまざまな利点がある。
【0150】
まず、放電のしやすさはパルスの間隔が短いほど高いので、パルスの間隔はできるだけ短くした方が良い。パルスの間隔は、コンデンサCqの充電時間など回路の制限条件で決まることが多い。
【0151】
一方、面精度を高くするためには、面の真直性が大きな問題となる。真直性はワイヤとワーク間に働く力、放電反力と静電気力の兼ね合いで生じると考えられている。静電気力はパルスの印加時間で決まるので、パルスの印加時間を調節することによって真直度を調節できる可能性がある。従って、むやみやたらにパルス数を多くするのではなく、真直度が良くなるように単位時間内のパルスの回数を調節する必要があることがわかる。
【0152】
このように、バーストでパルスを発生させることは放電加工での、とくに仕上げ加工の段階において非常に有益な手法であるが、本発明の回路は基本的にFETのスイッチングによってパルスの発生タイミングを自由にコントロールできるので、こういった制御にはまさにふさわしい回路方式である、ということができる。
【0153】
実施の形態24.
この発明の実施の形態24に係る放電加工機用電源について図面を参照しながら説明する。図33は、この発明の実施の形態24に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。また、図34は、この発明の実施の形態24に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【0154】
以上の実施の形態では、全て、ワイヤ側にプラス極のパルスを印加するような回路を示してきた。これは本回路の目的は仕上げ加工が主であり、ワイヤ側にプラス極性のパルスを印加するほうが、面粗さが良くなる、という傾向があり、従ってワイヤ側にプラスのパルスを印加するほうが実用性が高いためである。
【0155】
ただこの場合、電蝕効果の問題が生じる。つまり、電極間にDC的に電圧を印加することによって、電気分解が生じ、ワークや加工基本体が腐食する、という問題がある。これを避けるためには、片極性のパルスではなく、プラスマイナス両極のパルスを出力し、全体としてDC的な電圧成分がなくなるようにすればよい。
【0156】
本発明の、図5の回路方式に対して、プラス、マイナス両方のパルスを出力できるような回路構成を図33に示す。図33において、4つのFETによるHブリッジ回路を基本としている。
【0157】
これの動作を図34で説明する。図34に示すように、各スイッチSu1、Su2、Sl1、Sl2をON、OFFすることにより、プラス方向、マイナス方向両方に自由にパルスを印加することが可能である。
【0158】
実施の形態25.
上記の実施の形態24では、Hブリッジ回路構成を用いて電極間に両極性のパルスを印加する方法について述べた。本実施の形態25では、フルブリッジ回路構成を用いて両極性パルスを印加する方法について説明する。
【0159】
この発明の実施の形態25に係る放電加工機用電源について、図35をもとに説明する。およその回路構成は実施の形態17で説明したものと等しく、ワークに対してワイヤが正極となるパルスを発生させるためのコンデンサCq、スイッチSuとワークに対してワイヤが負極となるパルスを発生させるためのコンデンサCr、スイッチSt、コンデンサCq、コンデンサCrに充電するための抵抗Rs、Rr、逆電流防止用のダイオードD1、D2、D3、D4からなる。
【0160】
上記の実施の形態17との違いの一つに電極間への配線方法がある。実施の形態17は、浮遊容量Cpに入り込む電荷をいわば浮遊容量Cpの直前で抵抗Rpを介して消費させるという概念であった。すなわち、電極間に電荷を供給する電源10との配線と、浮遊容量Cpあるいは電極間から電荷を引き抜く電源40との配線は異なるようにしていた。しかし、本実施の形態25は、どちらかといえば電極間へ印加する電圧波形を制御するという意味合いが強いため、電極間への電荷の供給も、電極間からの電荷の引き抜きも同一配線で行うようにしている。また、同じ理由から抵抗Rpは使用していない。
【0161】
図36は、この発明の実施の形態25に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。上記の実施の形態24と同様に、正極側、負極側をそれぞれ片側だけ単独に動作させ交流波形を作成してもよいが、本実施の形態25では、実施の形態17と同様に途中で電荷を引き抜き、電圧波形の短パルス化を図る方法について説明する。
【0162】
図36に示すように、スイッチSuのONとともにコンデンサCqからダイオードD2、スイッチSuを通り電極間に電荷が移行する。それとともに極間電圧は上昇する。少し遅れてスイッチStがONすると電極間の電荷はダイオードD3、スイッチStを通ってコンデンサCrに引き抜かれる。これとともに電極間電圧も低下する。スイッチSl、スイッチSvは電極間に電圧が残っていた場合、あるいは波形が振動していた場合に初期状態(0V)に戻すために使われる。理想的に容量移行が行われた場合、これらのスイッチは必ずしも必要ではない。また、スイッチSl、スイッチSvの変わりに抵抗を挿入してもよい。これにより電極間に電圧が残っていたとしても放電極間容量Cs、浮遊容量Cpの合成容量と挿入する抵抗との時定数で簡単に0Vにすることができる。
【0163】
通常、放電加工機は、安全面からワーク2がGNDとなるように設計するのが基本である。上記の実施の形態24で述べたようなHブリッジ構成にしてしまうと、電源がフローティングとなるため他の回路との影響を考えると必ずしも望ましい構成とはいえない。しかし、本実施の形態25のように、フルブリッジ構成とすれば電源Vs、Vtは接地することができ、GND基準で回路設計することができる。また、これらは上記実施の形態18〜22で示したように複数のスイッチング素子を並列に配置し、組み合わせてもよい。
【0164】
【発明の効果】
この発明に係る放電加工機用電源は、第1の電荷蓄積素子と、前記第1の電荷蓄積素子を充電する第1の直流電源と、オンオフ動作によって電極間隙に前記第1の電荷蓄積素子に蓄積された電荷を流してパルス状の放電を発生させる第1のスイッチング素子と、第2の直流電源と、前記第2の直流電源と直列に接続され、前記第1のスイッチング素子がオンしている期間にオンすることによって前記電極間隙又は電極間隙と並列に存在する電荷を前記第2の直流電源に引き抜く第2のスイッチング素子とを備えたので、非絶縁の状態でもごく微小な放電を安定して生じさせることができ、ひいては細かい面粗さを得ることができるという効果を奏する。
【0175】
また、この発明に係る放電加工機用電源は、前記第2の直流電源と並列に電荷を蓄積するための第2の電荷蓄積素子をさらに備えたので、簡単な回路構成で非絶縁の状態でもごく微小な放電を安定して生じさせることができ、ひいては細かい面粗さを得ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図2】 この発明の実施の形態1に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図3】 この発明の実施の形態2に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図4】 この発明の実施の形態2に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図5】 この発明の実施の形態3に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図6】 この発明の実施の形態3に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図7】 この発明の実施の形態4に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図8】 この発明の実施の形態5に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図9】 この発明の実施の形態6に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図10】 この発明の実施の形態7に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図11】 この発明の実施の形態9に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図12】 この発明の実施の形態9に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図13】 この発明の実施の形態10に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図14】 この発明の実施の形態10に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図15】 この発明の実施の形態12に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図16】 この発明の実施の形態13に係る、放電加工機用電源を含むワイヤ放電加工機の構成を示す図である。
【図17】 この発明の実施の形態14に係る、放電加工機用電源を含む他のワイヤ放電加工機の構成を示す図である。
【図18】 この発明の実施の形態14に係る、放電加工機用電源を含む別の他のワイヤ放電加工機の構成を示す図である。
【図19】 この発明の実施の形態15に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図20】 この発明の実施の形態16に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図21】 この発明の実施の形態16に係る放電加工機用電源の放電極間に印加される電圧波形を説明するための模式図である。
【図22】 この発明の実施の形態17に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図23】 この発明の実施の形態17に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図24】 この発明の実施の形態17に係る別の放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図25】 この発明の実施の形態17に係る別の放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図26】 この発明の実施の形態18に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図27】 この発明の実施の形態18に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図28】 この発明の実施の形態18に係る放電加工機用電源の他の動作を示すタイミングチャートである。
【図29】 この発明の実施の形態19に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図30】 この発明の実施の形態19に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図31】 この発明の実施の形態20に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図32】 この発明の実施の形態22に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図33】 この発明の実施の形態24に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図34】 この発明の実施の形態24に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図35】 この発明の実施の形態25に係る放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図36】 この発明の実施の形態25に係る放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図37】 従来の放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【図38】 従来の放電加工機用電源の動作を示すタイミングチャートである。
【図39】 他の従来の放電加工機用電源の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
1 電極(ワイヤ)、2 電極(ワーク)、3 ダイオード、4 ダイオード、5 ダイオード、6 加工テーブル、7 給電端子、8 給電フィーダ、9 給電フィーダ、10 電源、20 電源、Cs 静電容量、Cq コンデンサ、Ls インダクタンス、Rs 抵抗、Rw 水の抵抗、Sl スイッチ、Su スイッチ、Vs 電源、Sv スイッチ、St スイッチ、Vt 電源。
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power source for an electric discharge machine for finishing, which can stably generate a minute electric discharge.
[0002]
[Prior art]
A conventional power supply for an electric discharge machine will be described with reference to the drawings. FIG. 37 is a diagram showing a basic circuit configuration of a conventional power source for an electric discharge machine shown in, for example, “Electrical discharge machining technology” (Saito, Mori, Takatsuki, Furuya: Nikkan Kogyo Shimbun (1997) p. 75). It is. FIG. 38 is a timing chart showing the operation of the conventional power supply for an electric discharge machine shown in FIG.
[0003]
As shown in FIG. 37, between the electrodes 1 and 2 (in the case of a wire processing machine, a wire and a work, in the case of a sculpture processing machine, a die electrode and a work) are connected to a switching element S (here, an FET (field effect transistor)). Used) and a resistor Rs. By turning on and off the switching element S, a pulsed voltage waveform is applied between the electrodes. Basically, a pulse voltage can be applied in this circuit, but a capacitor Cs may be added in parallel between the electrodes by adding a so-called capacitor discharge concept. Alternatively, even if no capacitor is added, there is a capacitance formed between the electrodes by at least the discharge gap and the dielectric constant of the working fluid.
[0004]
In this case, as shown in FIG. 38, the current waveform is such that a current pulse having a high peak value from the capacitor Cs immediately after the start of discharge, and then a current having a low peak point flows from the DC power source V0 via the resistor Rs. Become.
[0005]
Therefore, the strength of discharge is determined by the capacitor Cs, the resistance Rs, and the voltage value V0. Now, when it is intended to reduce the strength of the discharge, that is, the amount of moving electric charge, these values should be reduced.
[0006]
First, although the applied voltage is V0, a certain amount of voltage is required to cause discharge, and therefore this value cannot be reduced below a certain value.
[0007]
Next, when the resistance Rs is increased, the current flowing through the resistance Rs is decreased. Here, it is known that a current of a certain value or more is necessary for sustaining the discharge arc. Therefore, when the resistance Rs is increased to a certain value or more, the arc can be sustained by the current from the resistance Rs. The discharge current from the resistor Rs becomes zero. That is, the discharge current from the resistor Rs can be made zero by increasing the value of the resistor Rs.
[0008]
Finally, it is the value of the capacitor Cs. If this value is reduced, the discharge current from the capacitor Cs is reduced. However, as described above, there is some floating capacitance between the electrodes, such as capacitance between the electrodes, and this cannot be removed. Therefore, the discharge current from the capacitor Cs has a certain lower limit value, that is, a lower limit value that discharges only with the stray capacitance between the electrodes. That is, by reducing the resistance Rs, the amount of electric charge of the discharge flowing between the electrodes can be reduced, but cannot be less than the stray capacitance between the electrodes.
[0009]
It is not only the capacitance of the discharge gap that exists between the electrodes. Capacitance due to other mechanical structures, or because multiple power supplies are used for processing, when other circuits are connected between the electrodes, stray capacitance of the circuit exists in parallel between the electrodes is doing.
[0010]
Alternatively, there is a floating capacitance in a motor for rotating the electrodes by the profiler. This is shown in FIG. FIG. 39 is a diagram showing a circuit configuration of another conventional power source for an electric discharge machine.
[0011]
Generally, electrostatic capacity other than the electrostatic capacity between the electrodes 1 and 2 is connected via an inductance Lp such as a mechanical structure or a feeder line to another power supply board. Even in the case of the stray capacitance Cp existing through such an inductance Lp, when a DC voltage is applied between the electrodes, it is equivalent to the capacitor Cs. Therefore, a discharge current corresponding to the capacitance of Cs + Cp is generated. Will flow.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
That is, no matter how small the resistance Rs is, the applied voltage is V0, and the charge amount of the discharge current cannot be smaller than V0 × (Cs + Cp). This determined the limit of surface roughness of the conventional electric discharge machining. Even if a small amount of charge is supplied between the discharge electrodes, there is no termination resistor or switch that short-circuits the electrodes, so that charge accumulates between the electrodes, and as a result, only a large discharge can be generated. It was.
[0013]
In some cases, the value of the stray capacitance Cp can be reduced as much as possible by disconnecting other processing power sources connected between the electrodes by a relay or the like at the stage of finishing processing, or by electrically insulating the surface plate for holding the workpiece. The finishing process may be performed with a smaller size. In this case, the discharge charge amount is surely reduced and the surface roughness is improved. However, in the middle of a series of processing procedures, complicated steps such as disconnecting the power source and insulation are necessary. A machining method that can proceed from roughing to finishing without giving any special changes to the power supply or mechanical system (this state is called “non-insulated”) and can achieve better surface roughness. Was needed.
[0014]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and can stably generate a very small electric discharge even in a non-insulated state, and thus can obtain a fine surface roughness. The purpose is to obtain a power source.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
  A power supply for an electric discharge machine according to the present invention includes a first charge storage element that stores electric charge, a first DC power supply that charges the first charge storage element,By on / off operationA first switching element for causing a charge accumulated in the first charge storage element to flow through the electrode gap to generate a pulsed discharge, a second DC power supply, and the second DC power supply are connected in series. ,By turning on during the period when the first switching element is onAnd a second switching element that draws out the electric charge existing in parallel with the electrode gap or the electrode gap to the second DC power supply.
[0026]
  AlsoThisThe electric power source for an electric discharge machine according to the invention further includes a second charge storage element for storing electric charges in parallel with the second DC power supply.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention. In addition, in each figure, the same code | symbol shows the same or equivalent part.
[0028]
In FIG. 1, as in FIG. 39, a capacitance Cs and a water resistance Rw exist between the electrodes 1 and 2. The difference from FIG. 39 is that the capacitor Cq for storing the charge once exists in front of the switch Su, and the resistor Rs is not a resistor for limiting the discharge current, but rather a resistor for charging the capacitor Cq. Is playing a role.
[0029]
Further, it is desirable that the path from the capacitor Cq to the discharge gap has as little impedance as possible. Although a discharge switch Su exists, for example, when an FET is used as this switch, it may be considered that the resistance when ON is sufficiently small. In practice, an inductance Ls such as a feeder line exists in the path. Further, as a feature of this circuit, a switch Sl for short-circuiting the electrodes is provided in parallel between the electrodes.
[0030]
Next, the operation of the electric discharge machine power supply according to Embodiment 1 will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the power supply for the electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention.
[0031]
2, (a) shows the operation timing of the two switches, (b) shows the change in voltage across the capacitor Cq, and (c) shows the voltage applied between the electrodes.
[0032]
Here, it is assumed that no discharge has occurred. First, at time t = 0, it is assumed that the voltage Vs is applied to both ends of the capacitor Cq and the charge Cq × Vs is accumulated. Further, both the switches Su and Sl are assumed to be OFF. In this state, the switch Su is turned on at time t = t1. Then, the electric charge accumulated in the capacitor Cq is applied between the electrodes through a path having a small impedance.
[0033]
First, when the impedance of the path is sufficiently small, a voltage Vp approximately equal to the voltage value Vs stored in the capacitor Cq is instantaneously applied between the electrodes. Actually, the voltage Vp becomes smaller than Vs due to the influence of the impedance Ls of the path.
[0034]
Thereafter, the charge Cq × Vs stored in the capacitor Cq gradually approaches the voltage value Vd divided by the capacitance Cs between the capacitor Cq and the electrode. In other words, a high peak voltage is first applied and gradually decreases. The switch Su discharges the charge and then turns OFF. When the switch S1 is turned ON while the voltage between the electrodes gradually approaches the voltage Vd, the charge accumulated between the electrodes is short-circuited through the switch S1 and the voltage between the electrodes is reduced. The voltage returns to zero.
[0035]
Here, a resistance Rw of water exists between the electrodes, but since this value is generally sufficiently large, it takes a considerable time for the voltage to become zero through the resistance Rw. When the switch Su is turned off, the capacitor Cq starts charging again, and the time constant of this charging is Cq × Rs.
[0036]
Now, consider the case where a discharge occurs. When discharge occurs, the impedance between the electrodes rapidly decreases, the voltage between the electrodes decreases, and a certain arc voltage is obtained. A current flows between the electrodes. At this time, the flowing current is supplied from the capacitor Cq or the resistor Rs while the switch Su is ON, and is as shown in FIG.
[0037]
Here, if the resistance Rs is sufficiently large and the arc cannot be sustained with the current from the resistance Rs, the current that flows is only the current from the capacitor Cq. This means that the amount of current flowing by discharge can be controlled by a known capacitor Cq on the circuit regardless of the timing of the switch Su. As described above, the depth of the discharge trace is determined by the amount of charge of the flowing current. That is, the processing surface roughness can be controlled by the value of the capacitor Cq.
[0038]
For example, in the case of FIG. 37, the discharge charge amount is controlled by the ON time of the switch S. However, when the target charge amount value is reduced, the ON time of the switch S is shortened, and it becomes difficult to open and close the switch S for a very short time due to the switch S, for example, the rising speed of the FET. In the case of the circuit configuration as shown in FIG. 1, the amount of charge can be controlled not by the ON time of the switch Su but by the capacitor Cq and the applied voltage Vs. This is a feature of the first embodiment of the present invention.
[0039]
Here, as for the necessity of the switch Sl, if there is no switch Sl, if the discharge does not occur several times continuously, the voltage is accumulated in the capacitance Cs between the electrodes. When the recharged charge is input, the voltage between the electrodes becomes Vd × n (where Vd × n <Vs). Therefore, when a discharge occurs after that, a normal n-fold charge amount flows and the surface roughness is deteriorated. In other words, it is impossible to achieve the original object of the present invention of always discharging a certain amount of charge.
[0040]
Embodiment 2. FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 4 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to Embodiment 2 of the present invention.
[0041]
In the circuit configuration shown in FIG. 3, the capacitance Cs and the water resistance Rw exist between the electrodes as in FIG. Also, the difference from FIG. 39 is that, similar to FIG. 1, the capacitor Cq for storing the charge is present before the switch Su, and the resistor Rs is not a resistor for limiting the discharge current, but rather the capacitor Cq. Is playing a role of resistance to charge. It is desirable that the path from the capacitor Cq to the discharge gap has as little impedance as possible.
[0042]
The difference from the case of FIG. 1 is that a floating capacitance Cp caused by another circuit or mechanical structure is connected between the electrodes. In many cases, an inductance Lp exists between the floating capacitance Cp and the electrode.
[0043]
First, it is assumed that the voltage across the capacitor Cq is Vs and the voltage between the electrodes is zero at time t = 0. At time t = t1, the switch Su is turned on. Then, current flows from the capacitor Cq between the electrodes. Here, when the resistance component of the path is sufficiently small, a short pulse and a high-peak voltage pulse are applied between the electrodes.
[0044]
At this time, the peak value Vp of the voltage value is approximately the same as the voltage value Vs originally charged in the capacitor Cq if the inductance Ls of this path is sufficiently smaller than the inductance Lp. Even if it is not sufficiently small, a voltage of approximately Vp = Lp / (Lp + Ls) × Vs is applied.
[0045]
The voltage pulse resonates for a while and shows a vibration waveform, and then reaches a certain value Vd. Here, Vd = Vs × Cq / [Cq + Cs + Cp]. Since the capacitor Cq is assumed to be sufficiently smaller than the floating capacitance Cp, the value of Vd is sufficiently smaller than Vs.
[0046]
Now, it is assumed that the resistance Rs connected to the power source is sufficiently large so that the discharge arc cannot be maintained. At this time, when a voltage pulse is applied at time t = t1 and a discharge occurs between the electrodes, a current flows between the electrodes, but the resistance Rs is not large enough to supply a current. This is the amount of charge accumulated in the capacitor Cq at the maximum. That is, the amount of charge flowing between the electrodes can be controlled by the value of the capacitor Cq.
[0047]
Even if the value of the capacitor Cq is decreased, the voltage value applied between the electrodes can be sufficiently increased if the resistance of the discharge path is sufficiently small and the inductance Ls is also sufficiently small. Therefore, a sufficiently high voltage pulse can be applied with a sufficiently small capacitor Cq to cause discharge and to limit the amount of charge of the discharge to be sufficiently small.
[0048]
For example, in the conventional circuit, there is no element Cq for limiting the charge, and voltage is applied between the electrodes by directly storing the charge in the capacitance connected between the electrodes or the parasitic capacitance Cp + Cs. . Therefore, when the voltage between the electrodes becomes high enough to be discharged, the amount of charge accumulated here also increases accordingly, and the amount of charge flows between the electrodes due to the discharge, so a weak discharge can be caused. There wasn't. In the present invention, a high peak voltage can be instantaneously applied by providing an element for accumulating charges outside the switching element and applying it between the electrodes via a path having a small impedance. Here, since the inductance Lp exists up to the large electrostatic capacitance Cp parasitic between the electrodes, the electrostatic capacitance Cp becomes invisible for a sudden voltage pulse.
[0049]
Now, in FIG. 3, there is no switch Sl for short-circuiting the electrodes as in FIG. This is because, as will be described later, the power supply or mechanical structure connected in parallel has a resistance component Rp (dotted line) in some cases, and if no discharge occurs, the amount of charge Cq accumulated between the electrodes. This is because × Vs flows through the resistance component Rp and the potential difference between the poles returns to zero.
[0050]
Embodiment 3 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to Embodiment 3 of the present invention.
[0051]
When the resistance component Rp does not exist or is sufficiently large, if it is necessary to short-circuit between the electrodes with a switch in order to operate at high repetition, the electrodes are short-circuited as in the first embodiment. A switch S1 may be provided. This is shown in FIG. 5 and FIG.
[0052]
Compared to the case of the first embodiment, the capacitance between the electrodes is sufficiently large as Cs + Cp. Therefore, the voltage value Vd when reaching a certain value is sufficiently smaller than that in FIG. 2, but still does not discharge. Charge accumulates in Cp and Cs. When the switch Su is turned on many times as it is and a charge amount Cq × Vs is flown each time, the voltage between the electrodes gradually rises and reaches a voltage that can be discharged sometime, and is stored in Cp. A large discharge with a large amount of charge will occur. For this reason, in this circuit, it is desirable that the charge accumulated in Cp and Cs is zeroed every time.
[0053]
Embodiment 4 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 4 of the present invention.
[0054]
Here, the switch Sl for short-circuiting is used, but when only the switch Sl is present in the short-circuit path, all the accumulated charge energy is consumed by the switch Sl. Load becomes a problem.
[0055]
In this case, as shown in FIG. 7, if a resistor Rl is inserted in series with the switch Sl, a part or most of the energy can be consumed by the resistor Rl, so that the load on the switch Sl that is an FET is small. Become. However, in order to make the repetition sufficiently fast, the resistor Rl must have a small value to some extent.
[0056]
The time constant when the charge is shorted to zero is
(ON resistance of Sl + Rl) × (Cs + Cp)
However, when an FET is assumed as the switch Sl, the ON resistance is generally small enough.
Rl × (Cs + Cp)
You may think. This value needs to be less than the ON time of the switch Sl.
[0057]
Embodiment 5 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 5 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 5 of the present invention.
[0058]
The switch Su or S1 is appropriate to use an FET because it has a high switching speed, needs to be operated at high speed and with high repetition, and has a sufficiently small resistance at the time of ON. When a voltage is applied between the drain and the source of the FET, a current flows from the drain to the source when the FET is turned on, and is interrupted when the FET is turned off. Here, the FET usually has a diode parasitic in the source-drain direction. That is, regardless of whether the switching element is ON or OFF, if the source is at a higher potential than the drain, a current flows from the source to the drain.
[0059]
In the case of the present invention (Embodiment 5), for example, current flows as shown in FIG. 2 and FIG. . In this case, the current should flow from the drain to the source, but a reverse voltage may be applied due to the ringing of the waveform, the source becomes a higher voltage than the drain, and the current may flow backward. In order to prevent this, a diode that prevents backflow is often inserted in series with the FET. FIG. 8 shows a circuit diagram in this case. In FIG. 8, diodes 3 and 4 in series are inserted in both of the switches Su and Sl, but both are not necessarily required. Adjustments should be made to achieve the desired waveform or desired performance.
[0060]
Embodiment 6 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 6 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 6 of the present invention.
[0061]
In the fifth embodiment, the diodes 3 and 4 opposite to the parasitic diode of the FET are inserted in order to prevent the reverse current of the FET. The inter-voltage remains unchanged. In order to positively rectify the waveform oscillating positively or negatively in the positive direction, a diode Ds may be inserted between the electrodes as shown in FIG. At this time, the diode Ds needs to be sufficiently fast.
[0062]
Embodiment 7 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 7 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 7 of the present invention.
[0063]
The capacitor Cq that temporarily stores the amount of charge must discharge the stored charge instantaneously at a high speed, and therefore its frequency response must be sufficiently high. Since the target pulse width is about several tens ns to μs, it is necessary to cope with a frequency of at least 10 kHz, more preferably 1 MHz. An example of such a high-speed capacitor is a film capacitor.
[0064]
When electric charges are discharged from the capacitor Cq at once, ringing may occur due to the inductance of the path, and the voltage across the capacitor Cq may temporarily become negative. In order to avoid this, there is a method of inserting a high-speed diode 5 in parallel with the capacitor Cq as shown in FIG.
[0065]
Embodiment 8 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 8 of the present invention will be described.
[0066]
Now, after the capacitor Cq is discharged and the voltage across the capacitor Cq once becomes zero, it takes some time for the capacitor Cq to be charged again with the voltage of Vs. For example, when Cq and Vs are connected by a resistor Rs, Cq × Rs is the time constant. This value is only a time constant, and it takes more than twice as long until charging is completed.
[0067]
Therefore, when the value of the resistor Rs is increased, it is impossible to perform a high repetition operation. Since the value of the capacitor Cq is often about 0.1 to 10 nF, if the value of the resistor Rs is, for example, 100 kΩ or more, the time constant cannot be sufficiently repeated as 1 ms. Therefore, the value of the resistance Rs needs to be 100 kΩ or less, preferably 10 kΩ or less so that repetition of kHz or more is possible.
[0068]
On the other hand, it is the lower limit value of the resistance Rs. In FIG. 37, in order for the current from the resistance Rs to disappear, the current value from the resistance Rs must be so small that the arc cannot be sustained. Ideally, this current can be estimated by (Vs−Va) / Rs where the arc voltage is Va, and the minimum current value that can be maintained by the arc is around 1 A, although it depends on the conditions. Therefore, the value of the resistance Rs needs to be at least 10Ω, preferably at least 100Ω, at the minimum. In this case, the arc cannot be sustained by supplying current from the resistor Rs, and the amount of discharge charge can be minimized.
[0069]
Embodiment 9 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 9 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 9 of the present invention. FIG. 12 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power source according to Embodiment 9 of the present invention.
[0070]
According to the eighth embodiment, there is a certain limit on the value of the resistance Rs. Actually, since the subsequent current from the resistor Rs is desired to be zero, the resistor Rs is more than a certain value, and the time required for charging is desired to be as short as possible, that is, the discharge frequency is desired to be as high as possible. Is set to the smallest value. In other words, the lower limit of the value of the resistance Rs for cutting the arc determines the maximum operating frequency.
[0071]
An example of a method for increasing the operating frequency beyond this is shown in FIG. A switch Sr is inserted in series with the resistor Rs. Similarly, an element such as an FET is used for the switch Sr.
[0072]
The operation timing of the switch Sr is shown in FIG. When the switch Su is turned on and charge is flowing from the capacitor Cq, the switch Sr is turned off. Thereafter, when the switch Su is turned off, the switch Sr is turned on and charging via the resistor Rs starts.
[0073]
That is, by changing the resistance value of the charging path with time, when charging the capacitor Cq, the resistance value of the path is lowered to shorten the charging time, and when the capacitor Cq is discharged, the resistance value is sufficiently increased. The subsequent current from the resistor Rs is eliminated.
[0074]
In the case of this method, a resistor having a sufficiently small resistance value may be used as the resistor Rs. Since the time required for charging is shortened as much as the resistor Rs is small, a high repetition operation is possible. In an extreme case, the resistance Rs is not necessary, and only the ON resistance of the switch Sr may be used. However, there is some inductance in the charging path, and if the resistance is too small, waveform disturbance such as ringing may occur.
[0075]
  There is also a heat problem. The energy lost by the resistance by one charge is Cq ×Vs 2 / 2 and does not depend on the value of the resistance Rs. Therefore, the amount of heat consumed is the same even when the resistance value of the resistor Rs decreases. On the other hand, if the resistance value becomes too small and is about the same as the ON resistance of the switch Sr, there arises a problem that heat generated in the switch increases due to the ON resistance of the switch Sr. Therefore, the value of the resistor Rs is desirably a large value within the range allowed by the repetition frequency, for example, 1 kΩ or less.
[0076]
In FIG. 12, each operation timing in the circuit configuration using the switches Su and Sl is expressed so that the ON periods do not overlap. However, there is no necessity, and if the switch Su is turned on before the switch Sl and the current can flow from the capacitor Cq within that time, there is no problem even if the ON periods of both pulses overlap thereafter. . Even if the switch Su is turned on for a sufficiently long time, the shape of the current flowing between the electrodes is roughly defined by the capacitor Cq and the inductance Ls between the electrodes. In this state, even if both the switch Su and the switch Sl are turned on, the power source Since there is a large resistance Rs between Vs, almost no current flows.
[0077]
If the switch Su and the switch Sl are designed so that the ON periods thereof overlap, the switch Su need not be switched at high speed, and the circuit design can be easily performed.
[0078]
Embodiment 10 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 10 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 13 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 10 of the present invention. FIG. 14 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to Embodiment 10 of the present invention.
[0079]
FIG. 13 shows another example of a method for charging the capacitor Cq. In FIG. 13, an inductance Ls is intentionally inserted instead of the resistor Rs. In this case, when the switch Sr is turned ON, the potential difference between both ends of the capacitor Cq approaches Vs while oscillating by resonance between C and L.
[0080]
  As indicated by the dotted line in FIG. 14, when the switch Sr is turned OFF when the voltage reaches around Vs, the capacitor Cq is charged to Vs. At this time, Cq × that occurred in the case of resistance chargingVs 2 / 2 loss energy is not generated. Therefore, efficient charging becomes possible.
[0081]
Embodiment 11 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 11 of the present invention will be described.
[0082]
Here, the value of the capacitor Cq is considered. That is, the value of the capacitor Cq is the amount of charge to be discharged. The magnitude of this charge amount determines the surface roughness of the finished surface. The object of the present invention is that the charge of (Cs + Cp) × Vs is inevitably included in the conventional method, but the charge is limited to Cq × Vs, and a smaller amount of charge is controlled and input. Is.
[0083]
Therefore, it is not necessary to use this circuit system unless the capacitor Cq is smaller than Cs + Cp. Of course, it is necessary to perform a machining with a high machining capability even if the surface roughness is poor, by transferring a larger amount of electric charge while sequentially moving from the rough machining to the finishing machining. At present, the value of the capacitor Cp is estimated to be about several tens of nF, but this greatly varies depending on the machine configuration and the like. Therefore, the value of the capacitor Cq may be considered to be approximately 1 μF or less. Even if the value of the capacitor Cq is set to 0FF, there is always a stray capacitance of the circuit. However, since the discharge cannot be sufficiently performed only by the stray capacitance of the circuit, a capacitor Cq for charge accumulation is inserted. There is a need.
[0084]
Embodiment 12 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 12 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 15 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 12 of the present invention.
[0085]
In FIG. 15, an inductance Lu is intentionally inserted between the capacitor Cq and the switch Su. This lowers the peak value of the pulse applied between the discharge electrodes, but widens the pulse width. That is, the peak value and the pulse width of the applied pulse can be adjusted by adjusting the inductance Lu.
[0086]
There is a delay time in the discharge, and the discharge does not occur immediately after the voltage is applied. If the width of the voltage pulse is too short, the discharge is difficult to occur. Therefore, even if the peak value is slightly lowered, there are cases where discharge is more likely to occur when the pulse width is increased. Further, since the peak value is lowered, the loss due to switching of the FET is greatly reduced.
[0087]
Embodiment 13 FIG.
A wire electric discharge machine including a power supply for an electric discharge machine according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a wire electric discharge machine including a power supply for an electric discharge machine according to the present invention.
[0088]
In the twelfth embodiment, the method of adjusting the pulse width by intentionally inserting the inductance has been described. However, in general, there are not a few inductances Ls connecting the circuit and the electrodes, and as a result, there is a Vs between the electrodes. In many cases, only a voltage pulse having a considerably low value is applied. In this case, on the contrary, it is necessary to make the inductance of the path as small as possible.
[0089]
FIG. 16 is a diagram showing how the discharge electrodes and the power supply are connected when the power supply of the present invention is actually mounted in the case of a wire electric discharge machine. Here, the space between the discharge electrodes refers to the gap between the wire 1 and the workpiece 2. The workpiece 2 is generally fixed on the processing table 6 and power is supplied from the processing table 6 and the power supply terminal 7. Therefore, when there is another machining power supply 20 in addition to the power supply 10 of the present invention, a voltage is applied between the machining table 6 and the power supply terminal 7 as shown in FIG.
[0090]
Similarly, the power supply 10 of the present invention needs to apply a voltage to the machining table 6 and the power supply terminal 7 using some power supply feeder 8. Generally, the inductance from the feed feeder 8 and the feed point to the discharge gap is Ls.
[0091]
First, as to how to reduce the inductance of the power feeder 8, it is effective to use a coaxial cable for the power feeder 8, in addition to making the length of the feeder as short as possible.
[0092]
On the other hand, the coaxial cable has a feature that the cable has a large stray capacitance instead of a small inductance. On the contrary, this stray capacitance is not preferable because it lowers the voltage value applied between the electrodes. If the effect due to the stray capacitance of the cable is greater than the effect due to the reduced inductance, the use of the coaxial cable is disadvantageous. In this case, the inductance is larger than that of the coaxial cable, but it is effective to use a twisted cable having a small stray capacitance or a bundle of many twisted cables.
[0093]
Embodiment 14 FIG.
Another wire electric discharge machine including a power supply for an electric discharge machine according to the present invention will be described with reference to the drawings. 17 and 18 are diagrams showing the configuration of another wire electric discharge machine including the electric discharge machine power supply according to the present invention.
[0094]
In the fourteenth embodiment, how to reduce the inductance from the feeding point of the feeding feeder to the discharge gap will be described. For example, FIG. 17 shows an example in which the feeding point is as close to the work 2 as possible. In this case, since power is directly supplied to the work 2, it is necessary to attach an electrode when the work 2 is mounted, but the inductance is considerably reduced by that amount.
[0095]
Further, as shown in FIG. 18, if the power supply 10 itself is attached to the power supply terminal 7 and only the connection line is extended from there to the work 2, no feeder line is required, and the inductance associated with the connection can be greatly suppressed. .
[0096]
Embodiment 15 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 15 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 19 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 15 of the present invention.
[0097]
If it is difficult to sufficiently reduce the inductance Ls, conversely, a method of intentionally increasing Lp can be considered. When a voltage of approximately Vp = Lp / (Lp + Ls) × Vs is applied between the electrodes as described in the second embodiment, the voltage applied between the electrodes increases as Lp is increased. An example is shown in FIG. In addition to Lp, an inductance La is intentionally inserted.
[0098]
However, in this case, the inductance from this other processing power source to the electrode increases, and there is a risk that the processing performance of this processing power source will be reduced. For example, if this power supply is used for roughing, such as a power supply that processes with a large current, the circuit inductance limits how much current can flow between the electrodes, so the processing capability Directly affect. Therefore, a switch Sa that short-circuits the inductance La connected in series may be provided and switched at the stage of processing. Since the switch Sa needs to have a sufficiently small resistance value when turned on, a switch such as a conductor is more suitable than an element such as an FET.
[0099]
Embodiment 16 FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 16 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 20 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 16 of the present invention.
[0100]
An object of the present invention is to generate a discharge with the smallest possible charge amount in order to improve surface roughness. Therefore, the amount of charge is limited by the capacitor Cq, but there is a limit in practice. First, in order to generate discharge, a certain level of voltage must be applied between the electrodes. When capacitor Cq is reduced, Vs can be increased, but Vs naturally has an upper limit due to the breakdown voltage of the circuit. There is a limit to reducing Ls due to the structure of an actual device.
[0101]
FIG. 20 describes a method for generating a discharge with a charge amount smaller than the charge amount determined by Cq × Vs.
[0102]
First, in the case of this circuit system and when another processing power supply circuit is connected to the outside, the voltage waveform is first applied to a sharp pulse with a short pulse width applied between the electrodes and once to Cp. Therefore, two pulses of the second pulse reflected and returned between the electrodes are often observed. This indicates that a part of the energy of the capacitor Cq has once returned to Cp. A voltage waveform schematic diagram at this time is shown in FIG.
[0103]
Here, as shown in FIG. 20, a path is provided to short-circuit Cp with a resistor Rp. The value of the resistor Rp is very small, or the resistance value may be zero, that is, it may be directly short-circuited. It is necessary to provide a switch Sp for disconnecting the short-circuit path for the operation of other circuits.
[0104]
In an actual apparatus configuration, the base of the feeder line connecting the other electrodes and the discharge electrode is short-circuited. Alternatively, the switch Sp and the resistor Rp may be configured inside another circuit (inside the power supply 20 in FIG. 20). The switch Sp may be electrically opened and closed using a bidirectional switch or the like, or may be mechanically opened and closed using a relay. If a bidirectional switch or the like (or a unidirectional switch depending on the type of the power supply 20) is used, the switch Sp and the resistor Rp can be easily formed inside the power supply 20.
[0105]
FIG. 21B shows a voltage waveform schematic diagram when the short-circuit loop is provided in parallel with the electrodes as described above. The voltage waveform is only the first steep pulse, and the second pulse is not observed. This is because the end of the feeder line is short-circuited, so that the energy that goes up to Cp and reflects is lost. Therefore, if a discharge occurs in the first pulse, a part of the charge amount flows through the short-circuit path, so that the amount of charge flowing is smaller than Cq, and therefore the charge defined by Cq × Vs. It is possible to generate a discharge with a charge amount smaller than that.
[0106]
In FIG. 20, a resistor Rp and a switch Sp are provided between the feeder line and another processing power supply circuit (floating capacitance component Cp), but these are provided between the discharge electrodes and the feeder line. May be provided. The closer the installation location is between the poles, the more the influence of stray capacitance can be eliminated. For example, when the feeder line is composed of a coaxial cable as described above, this also works as a stray capacitance. However, in order to better eliminate this effect, the installation location of the resistor Rp and the switch Sp is between the discharge electrodes. It is better to install between the feeder line. In this case, a mechanical switch using a relay or the like is simple and desirable.
[0107]
In the present embodiment, the wire electric discharge machine has been mainly described, but the present invention can also be applied to other configurations including a sculpted electric discharge machine. That is, even when the stray capacitance Cp and the pole are not connected by a feeder line, the influence of the stray capacitance Cp can be reduced by forming the resistor Rp and the switch Sp near the electrodes.
[0108]
Embodiment 17. FIG.
In the above sixteenth embodiment, the method of reducing the influence of the stray capacitance by short-circuiting the stray capacitance Cp using the resistor Rp and the switch Sp has been described. At this time, the smaller the resistor Rp is, the more the electric charge entering between the electrodes from the stray capacitance Cp can be suppressed. However, when the resistor Rp is extremely small, it is difficult to apply a voltage between the electrodes and there is a possibility that the discharge will not occur. Therefore, more ideally, the switch Sp is in the OFF state and a sufficient voltage is applied between the electrodes until immediately before the discharge, and the switch Sp is in the ON state at the moment of discharge, and the charge of the stray capacitance Cp is caused by the termination resistor. It is desirable to be consumed. Furthermore, in other words, Embodiment 16 can be rephrased as stray capacitance Cp being grounded via resistor Rp. However, if a reverse potential is applied via resistor Rp, it can be more reliably stored in stray capacitance Cp. It can be said that the generated charge can be eliminated. In other words, if the electric charge stored in the stray capacitance Cp is pulled out at the expected timing, an effect more than grounding (short circuit) can be expected.
[0109]
Therefore, in the seventeenth embodiment, a processing power source and a processing method for obtaining better surface roughness by positively eliminating the influence of the stray capacitance Cp as compared with the above-described sixteenth embodiment will be described.
[0110]
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 17 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 22 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 17 of the present invention. FIG. 23 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to the seventeenth embodiment of the present invention.
[0111]
As shown in FIG. 22, the power supply 10 including the resistor Rs, the power supply Vs, the capacitor Cq, the switch Su, and the switch Sl is the same as that in the above-described sixteenth embodiment. However, the diode D1 is inserted so that a current does not flow backward from the reverse power supply block 30 described later to the switch Sl. A reverse power supply block 30 including a relay Re, a switch St, a resistor Rp, and a power supply Vt is connected in parallel with the electrodes between the power feeder 9 and the stray capacitance Cp. Depending on the polarity of the applied voltage, the switch St may be used alone, but a relay is also used in combination with the roughing and finishing to reliably eliminate the influence of each circuit. That is, the relay Re is turned off during rough machining, and the relay Re is turned on during finishing machining. Although the switch St is illustrated as using a FET, other circuit elements may be used.
[0112]
As described in the sixteenth embodiment, the connection place may be between the electrodes and between the feeder feeders Lp. When there is no installation place of the reverse power supply block 30, a twist line or the like is drawn from between the electrodes (near) and connected. May be.
[0113]
When the switch Su is turned on, the electric charge stored in the capacitor Cq starts to move to the stray capacitance Cp between the electrodes. At the same time, the voltage between the electrodes starts to rise, and the switch St is turned on when the peak value is reached. At this time, the power source Vs has a positive polarity and the power source Vt has a negative polarity when viewed from the workpiece 2. The charges stored in the stray capacitance Cp and the interelectrode capacitance Cs tend to flow to the power supply Vt via the switch St and the resistor Rp. In the voltage waveform between the electrodes shown in FIG. 23, the dotted line is the waveform when grounded via the resistor Rp as in the sixteenth embodiment, and the solid line is the reverse voltage applied via the resistor Rp as in the seventeenth embodiment. It is a waveform of time. By applying a reverse voltage and extracting the charge from the gap, the voltage waveform becomes a shorter pulse than in the sixteenth embodiment. That is, the inflow of charges from the stray capacitance between the electrodes can be suppressed.
[0114]
Now, if the reverse power supply block 30 is provided with the power supply Vt, the burden on the switch St may be increased. This is because if the switching is not performed at a certain high speed, the inter-electrode voltage may become a high voltage on the negative side.
[0115]
Therefore, similarly to the power supply 10 using the capacitor Cq, the configuration using the capacitor Cr in the reverse power supply block (reverse power supply block 40) is based on FIG. 24 and the operation at that time is shown in the timing chart of FIG. Explained originally.
[0116]
As shown in FIG. 24, the reverse power supply block 40 includes a power supply Vt, a charge limiting capacitor Cr, a charging resistor Rr and a switch St, backflow prevention diodes D3 and D4, and a resistor Rp. The power supply 10 is also added with backflow prevention diodes D1 and D2. It is assumed that charges are stored in advance in the capacitors Cq and Cr. At this time, when the switch Su is turned on, the electric charge starts to move between the capacitor Cq and the electrodes. As shown in FIG. 25, if the switch St is turned on at a slightly delayed timing, a reverse voltage is applied between the electrodes, so that the charge that is being accumulated between the electrodes and in the stray capacitance Cp is applied to the capacitor Cr. It works to flow in. The difference from FIG. 23 is the ON time of the switch St. The amount of charge to be drawn (reverse voltage applied between the electrodes) depends on the capacitor Cr. If the charging resistance Rr is sufficiently large, the ON time of the switch St is no longer relevant. That is, the switch St eliminates the need for high-speed switching. Thereafter, if the switch Sl is turned on, even if a vibration waveform remains between the electrodes, it can be quickly removed. Thus, if the reverse power supply block 40 is configured in the opposite direction to the power supply 10, the loss of the switch St can be reduced, and the circuit configuration can be simplified.
[0117]
Embodiment 18 FIG.
An electric discharge machine power source according to Embodiment 18 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 26 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 18 of the present invention. 27 and 28 are timing charts showing the operation of the electric discharge machine power source according to Embodiment 18 of the present invention.
[0118]
In order to increase the processing capability, it is necessary to increase the discharge frequency. In addition, if the time between discharges is short, discharge tends to occur. Therefore, it is possible to increase the probability of discharge by increasing the frequency and further improve the machining capability. Therefore, how to increase the pulse frequency in this circuit is an important technique.
[0119]
In this circuit, there are mainly two factors that hinder the increase in frequency. One is the charging time of the capacitor Cq by the resistor Rs. This is because the resistance Rs has to be increased to some extent in order to stop the supply of the arc current from the resistance Rs. As described in the eighth embodiment, one solution is to reduce the value of the resistor Rs itself by arranging a switch in series with the resistor Rs.
[0120]
The other is the heat generation of the switches Su and Sl, which are FETs that perform discharge and short-circuit between the electrodes. In particular, the switch Su, which is an FET for discharging, has a very steep current, and therefore has a large resistance loss during switching and ON, and generates heat. In order to avoid this, it may be possible to reduce the load on each FET by arranging a number of FETs in parallel.
[0121]
FIG. 26 shows a circuit configuration diagram in the case where a switch is arranged on the resistor Rs using these methods and four FETs are arranged in parallel on the upper and lower sides.
[0122]
Here, the para numbers of the upper and lower FETs that are the switches Su and Sl are not necessarily the same. In some cases, there is a problem of the thermal load of the switch Sr, which is an FET. In this case, a plurality of switches Sr may be arranged in parallel. For example, in FIG. 26, there are two parameters.
[0123]
Next, FIG. 27 shows an example of the operation. When the current peak is high, it is often performed to simultaneously turn on a plurality of FETs, thereby reducing the overall ON resistance and reducing losses in the FETs. FIG. 27 shows an example using such a system, and all four upper FETs are simultaneously turned ON at the pulse generation timing. The four lower FETs are also turned on at the same time when the electrode is short-circuited. The same applies to the charging FET. This method is effective when the current value is high or when it is desired to sufficiently reduce the ON resistance of the path.
[0124]
On the other hand, FIG. 28 shows another example of this operation method. Here, one FET is always used for discharging, such that one of the FETs is turned ON at the generation timing of the pulse, and another FET is turned ON when the next pulse is generated. In the meantime, since no current flows through the other FETs, the substantial frequency applied to one FET can be reduced to a quarter.
[0125]
Since the lower FET performs the same operation, the load on the lower FET is also reduced to a quarter. Since the FET for resistance charging has two parameters, the load is halved. In this way, there is a method of increasing the frequency by shifting the ON timing of each FET. In this method, since all current flows through one FET, it cannot be used if the current value is large and the FET rating is exceeded. However, the current purpose is to generate a very small discharge, the current value is not too high, and if the single ON resistance of the FET can be regarded as sufficiently small, the method as shown in FIG. Is effective.
[0126]
Further, when a plurality of FETs are simultaneously turned on as shown in FIG. 27, it is generally difficult to operate the plurality of FETs at the same timing. If the ON timing of each FET is slightly shifted due to jitter of each gate voltage or the like, the entire turn-on time becomes longer, which is disadvantageous in terms of influence on the elements as well as circuit characteristics. Therefore, also in this sense, the operation shown in FIG. 28 is more advantageous than the operation shown in FIG.
[0127]
Of course, if the number of FETs operating simultaneously is small, simultaneous driving becomes easier, so it is conceivable that the intermediate method of FIGS. 27 and 28, for example, turning on two FETs at different timings. In other words, the driving method needs to be optimized according to the circuit configuration, required performance, and actual use conditions.
[0128]
Embodiment 19. FIG.
An electric discharge machine power supply according to Embodiment 19 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 29 shows a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 19 of the present invention. FIG. 30 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to the nineteenth embodiment of the present invention.
[0129]
In FIG. 26, only the FETs are arranged in parallel, but a plurality of capacitors Cq and resistors Rs may be arranged in parallel. This is shown in FIG.
[0130]
In FIG. 29, the combination of the switch Su, which is the FET on the discharge side, and the capacitor Cq and the resistor Rs is in parallel, and the short-circuit switch Sl is also in parallel.
[0131]
The feature of this method is that the charging time of the capacitor Cq can be made substantially four times longer by charging the four capacitors Cq at different times. Since a sufficiently large value can be selected as the value of the resistor Rs, the switch Sr becomes unnecessary. For this reason, operational difficulties such as the cost of the switch Sr and the malfunction of the switch Sr can be solved.
[0132]
Next, FIG. 30 shows an example of the operation. As with the operation of FIG. 28, one FET is turned on at each discharge timing. At this time, a corresponding one of the four capacitors Cq is discharged. The voltage change of each capacitor Cq in the process in which the four FETs generate pulses while shifting the timing is thus as shown in FIG. Since the potential difference of each capacitor Cq is different at each time, a diode is required between the capacitor Cq and the resistor Rs to prevent backflow.
[0133]
In FIG. 29, four switches S1, which are FETs on the short-circuit side, are also arranged, but there may be any number as well, and should be determined in consideration of the thermal load of each FET.
[0134]
Embodiment 20. FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 20 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 31 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to the twentieth embodiment of the present invention. The configuration of the power supply for the electric discharge machine according to the twentieth embodiment is the same as that of the nineteenth embodiment.
[0135]
Now, in the power supply for the electric discharge machine shown in FIG. 29, in FIG. 30, one capacitor is discharged by one discharge.
[0136]
Now, it is assumed that the values of the four capacitors Cq or the resistance Rs are the same. At this time, if charging of the capacitor Cq is in time (it can be considered that the switch Sr is turned on if it is not in time), it is possible to simultaneously turn on two or a plurality of switches to discharge from the plurality of capacitors.
[0137]
For example, consider operation as shown in FIG. From FIG. 30, the charging time of the capacitor Cq is halved, but it is assumed that the resistor Rs is selected as such. Two switches are turned ON by one discharge, and electric charges from the two capacitors Cq flow. Therefore, in such a driving method, it is possible to generate a discharge with twice the amount of charge as compared with the driving as shown in FIG.
[0138]
As described in the prior art, electric discharge machining often repeats machining several times while increasing the surface roughness.In the beginning, a large current is applied to process at high speed, and the charge amount is gradually reduced to reduce the surface. Increase the roughness. When the operation as shown in FIGS. 30 and 31 is performed, the charge amount of the discharge can be controlled in two stages, and the input charge amount can be switched according to the finishing stage, which is very meaningful in practical use. is there.
[0139]
Since the description has been made on the assumption that the same pulse is output at a high frequency, the value of each capacitor Cq and the value of the resistor Rs in FIG. 29 are the same. In this case, it was shown that the charge amount of discharge can be changed by discharging two or more of them simultaneously as described above. Alternatively, the magnitude of the discharge can be changed by changing the value of the capacitor Cq.
[0140]
Embodiment 21. FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 21 of the present invention will be described.
[0141]
When considering changing the strength of the discharge by changing the value of the capacitor Cq, when different Cq and a plurality of switches are simultaneously turned on and combined, the following method is used to reduce the number of capacitors. Can be output.
[0142]
For example, in FIG. 29, it is assumed that the ratio of charge amounts is Cq1: Cq2: Cq3: Cq4 = 1: 2: 4: 8. In this case, a combination of On and OFF of the switches Su1 to Su4 makes it possible to make a combination of 16 levels of charges including 2 to the fourth power, that is, 0.
[0143]
In other words, 15 levels of output can be obtained by using only four capacitors. Thus, the value of the charge amount can be freely changed with a relatively simple circuit configuration.
[0144]
Embodiment 22. FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 22 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 32 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 22 of the present invention.
[0145]
FIG. 32 is a combination of FIG. 26 and FIG. Each capacitor Cq does not have to be one FET, and if the thermal load of the FET is increased, it may be arranged in parallel as shown in FIG. In other words, the number of capacitors Cq, the number of switches Su, and the number of switches S1 should be determined for different reasons. That is, the number of capacitors Cq probably balances the charging time or the above embodiment. In the case of 20, 20, etc., it should be determined according to the pattern of the charge amount to be output.
[0146]
The number of switches Su and S1 FETs should be determined by the thermal load, and this should be optimized by the circuit configuration, heat dissipation method, actual waveform, and the like. In FIG. 32, the capacitor Cq has 3 parameters, the switch Su has 2 parameters, and 6 switches in total, and the switch Sl has 2 parameters.
[0147]
Embodiment 23. FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 23 of the present invention will be described.
[0148]
Until now, discussions have been made on outputting pulses or increasing the frequency, but it is also possible to output pulses in bursts (intermittently) instead of simply increasing the frequency of the pulses.
[0149]
That is, this is a method in which several pulses are continuously generated as a group pulse, and the group pulse is applied again after a pause. Of course, when there is no pause at all, the number of pulses is the largest and the machining capacity is maximized, but electric discharge machining also has problems such as surface accuracy and straightness, and the pulse interval is closely related to the ease of discharge Therefore, burst output has various advantages.
[0150]
First, since the ease of discharge is higher as the pulse interval is shorter, it is better to make the pulse interval as short as possible. The pulse interval is often determined by circuit limit conditions such as the charging time of the capacitor Cq.
[0151]
On the other hand, in order to increase the surface accuracy, the straightness of the surface becomes a big problem. Straightness is thought to be caused by the balance between the force acting between the wire and the workpiece, the discharge reaction force, and the electrostatic force. Since the electrostatic force is determined by the pulse application time, the straightness may be adjusted by adjusting the pulse application time. Therefore, it is understood that it is necessary to adjust the number of pulses within a unit time so as to improve straightness, rather than increasing the number of pulses unnecessarily.
[0152]
As described above, generating pulses in bursts is a very useful technique in electrical discharge machining, especially in the finishing process, but the circuit of the present invention basically allows the pulse generation timing to be freely set by switching FETs. Therefore, it can be said that it is a circuit system suitable for such control.
[0153]
Embodiment 24. FIG.
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 24 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 33 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 24 of the present invention. FIG. 34 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to Embodiment 24 of the present invention.
[0154]
In the above embodiments, all the circuits have been shown that apply a positive pulse to the wire side. The main purpose of this circuit is finishing, and applying a positive polarity pulse to the wire side tends to improve surface roughness. Therefore, applying a positive pulse to the wire side is more practical. This is because the nature is high.
[0155]
However, in this case, there is a problem of the electrolytic corrosion effect. That is, there is a problem in that when a voltage is applied between the electrodes in a DC manner, electrolysis occurs and the workpiece and the basic workpiece are corroded. In order to avoid this, it is only necessary to output positive and negative bipolar pulses instead of unipolar pulses so that there is no DC voltage component as a whole.
[0156]
FIG. 33 shows a circuit configuration that can output both plus and minus pulses to the circuit system of FIG. 5 according to the present invention. In FIG. 33, an H-bridge circuit composed of four FETs is basically used.
[0157]
This operation will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 34, it is possible to freely apply pulses in both the plus direction and the minus direction by turning on and off the switches Su1, Su2, Sl1, and Sl2.
[0158]
Embodiment 25. FIG.
In the above-described twenty-fourth embodiment, the method of applying bipolar pulses between the electrodes using the H-bridge circuit configuration has been described. In the twenty-fifth embodiment, a method of applying a bipolar pulse using a full bridge circuit configuration will be described.
[0159]
A power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 25 of the present invention will be described with reference to FIG. The approximate circuit configuration is the same as that described in the seventeenth embodiment, and a capacitor Cq for generating a pulse with a positive polarity for the workpiece and a switch Su and a pulse with a negative polarity for the workpiece are generated. Capacitor Cr, switch St, capacitor Cq, resistors Rs and Rr for charging capacitor Cr, and diodes D1, D2, D3 and D4 for preventing reverse current.
[0160]
One of the differences from the above-described embodiment 17 is a wiring method between the electrodes. The seventeenth embodiment is based on the concept that the charge entering the stray capacitance Cp is consumed via the resistor Rp immediately before the stray capacitance Cp. That is, the wiring with the power source 10 for supplying electric charge between the electrodes and the wiring with the power source 40 for extracting electric charge from the stray capacitance Cp or between the electrodes are made different. However, since this embodiment 25 has a strong meaning of controlling the voltage waveform applied between the electrodes, the supply of charges between the electrodes and the extraction of charges from the electrodes are performed by the same wiring. I am doing so. For the same reason, the resistor Rp is not used.
[0161]
FIG. 36 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to the twenty-fifth embodiment of the present invention. As in the above-described twenty-fourth embodiment, the positive electrode side and the negative-electrode side may be operated independently on only one side, respectively, to create an AC waveform. A method of extracting the voltage and shortening the voltage waveform will be described.
[0162]
As shown in FIG. 36, when the switch Su is turned on, the charge is transferred from the capacitor Cq through the diode D2 and the switch Su between the electrodes. Along with this, the interelectrode voltage rises. When the switch St is turned on with a slight delay, the charge between the electrodes is extracted to the capacitor Cr through the diode D3 and the switch St. Along with this, the voltage between the electrodes also decreases. The switches Sl and Sv are used to return to the initial state (0 V) when a voltage remains between the electrodes or when the waveform vibrates. These switches are not always necessary when capacity is transferred ideally. A resistor may be inserted in place of the switch S1 and the switch Sv. As a result, even if a voltage remains between the electrodes, the time constant of the combined capacitance of the discharge electrode capacitance Cs and the stray capacitance Cp and the inserted resistance can be easily set to 0V.
[0163]
Usually, the electrical discharge machine is basically designed so that the workpiece 2 becomes GND for safety. If the H-bridge configuration as described in the above-mentioned twenty-fourth embodiment is adopted, the power supply becomes floating, so that it is not necessarily a desirable configuration considering the influence on other circuits. However, as in the twenty-fifth embodiment, if the full bridge configuration is used, the power sources Vs and Vt can be grounded, and the circuit can be designed based on the GND standard. In addition, as shown in the above-described eighteenth to twenty-second embodiments, a plurality of switching elements may be arranged in parallel and combined.
[0164]
【The invention's effect】
  A power supply for an electric discharge machine according to the present invention includes a first charge storage element, a first DC power supply for charging the first charge storage element,By on / off operationA first switching element for causing a charge accumulated in the first charge storage element to flow through the electrode gap to generate a pulsed discharge, a second DC power supply, and the second DC power supply are connected in series. ,By turning on during the period when the first switching element is onSince the second switching element that extracts the electrode gap or the electric charge existing in parallel with the electrode gap to the second DC power supply is provided, a very small discharge can be stably generated even in a non-insulated state. As a result, there is an effect that a fine surface roughness can be obtained.
[0175]
  AlsoThisThe electric power source for the electric discharge machine according to the present invention further includes the second charge storage element for storing electric charges in parallel with the second DC power supply, so that it is very small even in a non-insulated state with a simple circuit configuration. It is possible to generate a stable discharge stably and to obtain a fine surface roughness.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the electric discharge machine power supply according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 4 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a timing chart showing an operation of an electric discharge machine power supply according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 12 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 14 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 12 of the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a wire electric discharge machine including a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 13 of the present invention.
FIG. 17 is a diagram showing a configuration of another wire electric discharge machine including a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 14 of the present invention.
FIG. 18 is a diagram showing a configuration of another wire electric discharge machine including a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 14 of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 15 of the present invention.
FIG. 20 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 16 of the present invention.
FIG. 21 is a schematic diagram for explaining voltage waveforms applied between discharge electrodes of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 16 of the present invention;
FIG. 22 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 17 of the present invention.
FIG. 23 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 17 of the present invention.
FIG. 24 is a diagram showing a circuit configuration of another electric discharge machine power supply according to Embodiment 17 of the present invention;
FIG. 25 is a timing chart showing operation of another electric discharge machine power supply according to Embodiment 17 of the present invention;
FIG. 26 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to an eighteenth embodiment of the present invention.
FIG. 27 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 18 of the present invention.
FIG. 28 is a timing chart showing another operation of the power supply for the electric discharge machine according to Embodiment 18 of the present invention.
FIG. 29 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 19 of the present invention.
FIG. 30 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 19 of the present invention.
FIG. 31 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 20 of the present invention.
FIG. 32 shows a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 22 of the present invention.
FIG. 33 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 24 of the present invention.
FIG. 34 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 24 of the present invention.
FIG. 35 shows a circuit configuration of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 25 of the present invention.
FIG. 36 is a timing chart showing an operation of a power supply for an electric discharge machine according to Embodiment 25 of the present invention.
FIG. 37 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional power supply for an electric discharge machine.
FIG. 38 is a timing chart showing the operation of a conventional power supply for an electric discharge machine.
FIG. 39 is a diagram showing a circuit configuration of another conventional power source for an electric discharge machine.
[Explanation of symbols]
1 electrode (wire), 2 electrode (work), 3 diode, 4 diode, 5 diode, 6 processing table, 7 feed terminal, 8 feed feeder, 9 feed feeder, 10 power source, 20 power source, Cs capacitance, Cq capacitor , Ls inductance, Rs resistance, Rw water resistance, Sl switch, Su switch, Vs power supply, Sv switch, St switch, Vt power supply.

Claims (2)

電荷を蓄積する第1の電荷蓄積素子と、
前記第1の電荷蓄積素子を充電する第1の直流電源と、
オンオフ動作によって電極間隙に前記第1の電荷蓄積素子に蓄積された電荷を流してパルス状の放電を発生させる第1のスイッチング素子と、
第2の直流電源と、
前記第2の直流電源と直列に接続され、前記第1のスイッチング素子がオンしている期間にオンすることによって前記電極間隙又は電極間隙と並列に存在する電荷を前記第2の直流電源に引き抜く第2のスイッチング素子とを備えたことを特徴とする放電加工機用電源。
A first charge storage element for storing charge;
A first DC power supply for charging the first charge storage element;
A first switching element for generating a pulsed discharge by causing the charge accumulated in the first charge accumulation element to flow through the electrode gap by an on / off operation ;
A second DC power source;
The second DC power supply is connected in series with the second DC power supply, and is turned on while the first switching element is turned on, whereby the electrode gap or the electric charge existing in parallel with the electrode gap is extracted to the second DC power supply. A power supply for an electric discharge machine comprising a second switching element.
前記第2の直流電源と並列に電荷を蓄積するための第2の電荷蓄積素子をさらに備えたことを特徴とする請求項1記載の放電加工機用電源。  The power supply for an electric discharge machine according to claim 1, further comprising a second charge storage element for storing charges in parallel with the second DC power supply.
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