JP4242160B2

JP4242160B2 - ローパスフィルタ回路および高周波通信装置

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Publication number: JP4242160B2
Application number: JP2003003199A
Authority: JP
Inventors: 義久天野
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Filing date: 2003-01-09
Publication date: 2009-03-18
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ローパスフィルタ回路および高周波通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の第１ローパスフィルタ回路としては、図１１に示す最も基本的な構造のものがある(例えば、非特許文献１参照)。図１１において、このローパスフィルタ回路は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に直列に接続された３個のインダクタンス素子Ｌ1f,Ｌ2f,Ｌ3fと、各インダクタンス素子Ｌ1f,Ｌ2f,Ｌ3fの端のノードとグランドとの間に接続された４個のキャパシタンス素子Ｃ1f,Ｃ2f,Ｃ3f,Ｃ4fとを備えている。このローパスフィルタ回路は、非特許文献１に開示されている回路においてｎ＝３.５とした場合の回路、いわゆる「３.５段π型」の回路である。ここで、ｎ＝３.５としたのは、後に示す本発明の実施形態と回路素子の数を同じにすることで性能の優劣を容易に比較できるようにした配慮であり、本質的な問題ではない。
【０００３】
図１１に示す従来の第１のローパスフィルタ回路は基本形であるが、前記非特許文献１中でも示されているように、このようなローパスフィルタ回路においては、キャパシタンス素子とインダクタンス素子を交互に追加・削減することによって、段数を自由に増減させられることが知られている。説明を簡略化するため、本明細書中ではインダクタンス素子が４個でキャパシタンス素子が３個である回路についてのみ回路図やシミュレーション結果を示しているが、しかしながら本発明の趣旨は、このような特定の段数の回路に限定されるものではない。
【０００４】
図１１に示す従来の第１のローパスフィルタ回路は、通過帯域と減衰帯域の境界における急峻度があまり高くないという問題が知られている。この問題に関しては、同一条件下で実際に回路を設計してみなければ分かりにくい問題であるため、本明細書中では後に比較例１として実例を示している。
【０００５】
このような問題に対して、通過帯域近傍に減衰極を形成して急峻度を高めるような工夫が試みられてきた。
【０００６】
従来の第２のローパスフィルタ回路としては、図１３に示すものがある(例えば、特許文献１参照)。この第２のローパスフィルタ回路は、通過帯域近傍に減衰極を形成することによって急峻度が高められている。
【０００７】
また、従来の第３のローパスフィルタ回路としては、図１５に示すものがある(例えば、非特許文献１参照)。この第３のローパスフィルタ回路は、図１３の第２のローパスフィルタ回路とは異なる原理によって減衰極を形成することによって急峻度が高められている。これら図１３と図１５の第２,第３のローパスフィルタ回路の特性については、本明細書中では後に比較例２と比較例３として実例を示している。
【０００８】
【特許文献１】
特開平８−２３７０６１号公報
【非特許文献１】
小西良弘著、「通信用フィルタ回路の設計とその応用」、第１版、総合電子出版社、１９９４年２月、ｐ．１８
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の第１のローパスフィルタ回路(図１１)においては、通過帯域と減衰帯域の境界における急峻度が高くないという問題があった。また、減衰極を付与された従来の第２,第３のローパスフィルタ回路(図１３と図１５)においても、図１１の第１のローパスフィルタ回路と比べて一定の急峻度改善が見られるものの、まだまだ急峻度が十分ではなかった。
【００１０】
高周波通信装置においては、フィルタの急峻度が低い場合には、妨害波が除去できずに残留することになり、通信品質の劣化を引き起こす。しかしながら、従来の第１〜第３のローパスフィルタ回路(図１１、図１３、図１５)においては、急峻度を高めるためには回路の規模、即ちキャパシタンス素子やインダクタンス素子の段数を増やす以外に方法がなく、その結果、高周波通信装置全体の大型化・重量化・高コスト化を招く一因となってしまう。
【００１１】
本発明のローパスフィルタ回路は、このような従来技術の問題の解決を目的とするものであり、回路を大規模化させることなく、通過帯域と減衰帯域の境界における急峻度を改善することを目的とする。
【００１２】
また、本発明の高周波通信装置は、妨害波を効果的に除去して通信品質を高めることができ、超広帯域で小型・軽量の高周波通信装置を実現することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明のローパスフィルタ回路は、入力ポートと出力ポートとの間に直列に接続された３以上のインダクタンス成分と、前記インダクタンス成分の端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス成分とを備え、前記インダクタンス成分のうちの少なくとも１組のインダクタンス成分どうしが相互誘導磁界結合によって結合され、前記相互誘導磁界結合の方向が同じ方向であって、前記インダクタンス成分のうち相互誘導磁界結合される２個のインダクタンス成分が隣り合っていないことにより、通過帯域の近傍に減衰極を発生させることを特徴とする。ここで、インダクタンス成分とは、コイルだけでなくインダクタンスを有する素子であればよく、また、キャパシタンス成分とは、コンデンサだけでなくキャパシタンスを有する素子であればよい。
【００１４】
上記構成のローパスフィルタ回路によれば、この相互誘導磁界結合による結合の効果によって、通過帯域の近傍に減衰極が発生し、急峻度が改善することができる。また、最適なフィルタ特性が得られる減衰極を通過帯域の近傍に最適設定することができる。
【００１５】
また、一実施形態のローパスフィルタ回路は、前記相互誘導磁界結合が、所定の間隔をあけて略平行に配置された２本の高周波伝送線路の間の電磁界結合であることを特徴とする。
【００１６】
上記実施形態のローパスフィルタ回路によれば、１０ＧＨz以上のマイクロ波帯に対応できるローパスフィルタ回路を容易に実現することができる。
【００１７】
【００１８】
【００１９】
また、一実施形態のローパスフィルタ回路は、前記入力ポートと前記出力ポートとの間が、キャパシタンス成分によって飛越し結合されていることを特徴とする。
【００２０】
上記実施形態のローパスフィルタ回路によれば、このキャパシタンス成分による飛越し結合の効果によって、通過帯域の近傍に第２の減衰極が発生し、急峻度が更に改善する。
【００２１】
また、本発明の高周波通信装置は、本発明によるローパスフィルタ回路を、ベースバンドの帯域外ノイズ除去フィルタとして用いたことを特徴とする。
【００２２】
上記構成の高周波通信装置によれば、回路の大規模化・大型化・重量化を避けることができ、装置全体の小型化,軽量化だけでなく、通信品質の改善も図ることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いてさらに具体的に詳細に説明する。
【００２４】
なお、本明細書においては、ディジタル無線通信等の比較的高い周波数帯のシステムを想定しているために、フィルタ回路の特性は５０Ω系のＳパラメータのグラフで表しており、Ｓ１１パラメータは反射係数であり、Ｓ２１パラメータは透過係数である。
【００２５】
また、フィルタ特性のグラフは、実測結果のグラフではなく、シミュレーション結果のグラフに統一した。更に、全てのシミュレーション結果は、同一の市販回路シミュレータ(EAGLEWARE社GENESYS７.０)を用いて、同一の最適設計条件(表１)の下で最適設計を行った結果で統一した。
【００２６】
【表１】

【００２７】
(第１実施形態)
図１は、本発明の第１実施形態のローパスフィルタ回路の回路図であり、通称「３.５段π型」の場合の一例を示したものである。図１において、このローパスフィルタ回路は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に直列に接続されたインダクタンス成分の一例としての３個のインダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ2a,Ｌ3aと、各インダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ2a,Ｌ3aの端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス成分の一例としての４個のキャパシタンス素子Ｃ1a,Ｃ2a,Ｃ3a,Ｃ4aとを備えている。そして、インダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ2a,Ｌ3aのうちの２個(Ｌ1a,Ｌ3a)が、結合係数Ｋ13aの相互誘導インダクタンスを形成しており、この点が従来の第１のローパスフィルタ回路(図１１)と異なっている。ここで、インダクタンス素子Ｌ1aの一端(黒点側)を入力ポートＩＮに接続し、インダクタンス素子Ｌ1aの他端をインダクタンス素子Ｌ2aの一端に接続する一方、インダクタンス素子Ｌ3aの一端(黒点側)をインダクタンス素子Ｌ2aの他端接続し、インダクタンス素子Ｌ3aの他端を出力ポートＯＵＴに接続している。
【００２８】
また、上記第１実施形態のローパスフィルタ回路は、相互誘導インダクタンスを用いた従来の第２のローパスフィルタ回路(図１３)と比べると、次の２点で構造が違っている。即ち、第１の違いとして、従来の第２のローパスフィルタ回路図１３)では、相互誘導インダクタンスは隣接する２個のインダクタンス素子Ｌ1g,Ｌ2gによって形成されているのに対して、本発明の第１実施形態(図１)では、相互誘導インダクタンスは隣接しない２個のインダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ3aによって形成されている。また、第２の違いとして、従来の第２のローパスフィルタ回路図(図１３)では、結合される２個のインダクタンス素子Ｌ1g,Ｌ2gは、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴを結ぶ経路上で互いに逆方向に相互誘導磁界結合されている。それに対して本発明(図１)では、結合される２個のインダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ3aは、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴを結ぶ経路上で互いに同じ方向で相互誘導磁界結合されている。
【００２９】
なお、図１において、２個のインダクタンス素子Ｌ1g,Ｌ2gは黒点が同じ側にあり、インダクタンス素子Ｌ1g,Ｌ2gに流れる電流の向きが同じ向きの場合は相互インダクタンスは正となり、結合係数は正である。
【００３０】
図２は、図１のローパスフィルタ回路を表１の条件下で最適設計した際のシミュレーション結果である。通過帯域の近傍に減衰極が１個発生し、この効果によって、通過帯域と減衰帯域の境界(図中Ａ)の急峻度が改善している。この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1a＝Ｃ3a＝３.２７６ｐＦ、Ｃ2a＝６.６５４ｐＦ、Ｌ1a＝Ｌ3a＝１１.９２ｎＨ、Ｌ2a＝１０.１５４ｎＨ、Ｋ13a＝０.１６１であった。
【００３１】
また、図３は、本発明の図１のローパスフィルタ回路を、一部分布定数回路で置き換えた場合の実現形態の模式図である。図３において、このローパスフィルタ回路は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に、順に直列に接続された高周波伝送線路ＴＬ1a,インダクタンス素子Ｌ1b,高周波伝送線路ＴＬ2aと、入力ポートＩＮとグランドとを接続するキャパシタンス素子Ｃ1bと、インダクタンス素子Ｌ1bの両端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス素子Ｃ2b, キャパシタンス素子Ｃ3bと、出力ポートＯＵＴとグランドとの間に接続されたキャパシタンス素子Ｃ4bとを備えている。このうち２本の高周波伝送線路ＴＬ1a,ＴＬ2aの相互誘導磁界結合の方向は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴを結ぶ経路上で互いに同じ方向になるようにしている。
【００３２】
一般的に単体の高周波伝送線路は、特に特性インピーダンスが高目の線路の場合、インダクタンス素子として特性を近似できることが知られている。そのため、図３の２本の高周波伝送線路ＴＬ1a,ＴＬ2aは、図１の２個のインダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ3aを置き換える働きをしている。
【００３３】
図１における相互誘導インダクタンス(２個のインダクタンス素子Ｌ1a,Ｌ3aから成る。)もやはり、図３においては２本の高周波伝送線路ＴＬ1a,ＴＬ2aの対(図中１)によって実現されている。図４は、このような高周波伝送線路対の間の結合を表す模式図である。図４において、１１はガラスエポキシやセラミック等の誘電体基板、１２は誘電体基板１１の裏面に形成されたグランドパターンである。１３と１４は、誘電体基板１１の表面に形成された金属配線パターンであり、マイクロストリップ線路と呼ばれる種類の高周波伝送線路を形成している。２本の高周波伝送線路を、図中の１５に示す電磁結合部分のように、所定の間隔をあけて略平行に配置した場合、その個所では磁界結合を主体とする電磁界結合が起こることが知られている。その理由は、この部分の構造を見れば明らかな通り、極めて寸法が短いながらも、コイル対から成るトランス回路と同じ構造をしているためである。
【００３４】
以上のように、本発明の第１実現形態のローパスフィルタ回路は、図１のような集中定数回路形式に限定されるものではない。図３および図４を用いて説明したように、分布定数回路を取り込んで実現することも可能である。
【００３５】
(第２実施形態)
図５は、本発明の第２実施形態のローパスフィルタ回路の回路図であり、通称「４.５段π型」の場合の一例を示したものである。図５において、このローパスフィルタ回路は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に直列に接続されたインダクタンス成分の一例としての４個のインダクタンス素子Ｌ1c,Ｌ2c,Ｌ3c,Ｌ4cと、各インダクタンス素子Ｌ1c,Ｌ2c,Ｌ3c,Ｌ4cの端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス成分の一例としての５個のキャパシタンス素子Ｃ1c,Ｃ2c,Ｃ3c,Ｃ4c,Ｃ5cとを備えている。そして、４個のインダクタンス素子Ｌ1c,Ｌ2c,Ｌ3c,Ｌ4cのうち、互いに隣接しないインダクタンス素子Ｌ1c,Ｌ3cが結合係数Ｋ13cの相互誘導インダクタンスを形成すると共に、互いに隣接しないインダクタンス素子Ｌ2c,Ｌ4cが結合係数Ｋ24cの相互誘導インダクタンスを形成している。前記インダクタンス素子Ｌ1c,Ｌ3cの相互誘導磁界結合の方向および前記インダクタンス素子Ｌ2c,Ｌ4cの相互誘導磁界結合の方向は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴを結ぶ経路上で互いに同じ方向になるようにしている。
【００３６】
図６は、図５の回路を表１の条件下で最適設計した際のシミュレーション結果である。前述の相互誘導磁界結合に起因する減衰極によって、通過帯域の近傍(図中Ｃ1)において高い急峻度が実現されている。また、図１と比べて回路の段数が増えた効果であるが、帯域外の減衰量(特に図中Ｃ2付近)が高められている。この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1c＝Ｃ5c＝３.３４３ｐＦ、Ｃ2c＝Ｃ4c＝６.５６１ｐＦ、Ｃ3c＝７.０２２ｐＦ、Ｌ1c＝Ｌ4c＝１１.９６７ｎＨ、Ｌ2c＝Ｌ3c＝１１.８１１ｎＨ、Ｋ13c＝Ｋ24c＝０.０８２であった。
【００３７】
(第３実施形態)
図７は、本発明の第３実施形態のローパスフィルタ回路の回路図であり、通称「５.５段π型」の場合の一例を示したものである。図７において、このローパスフィルタ回路は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に直列に接続されたインダクタンス成分の一例としての５個のインダクタンス素子素子Ｌ1d,Ｌ2d,Ｌ3d,Ｌ4d,Ｌ5dと、各インダクタンス素子Ｌ1d,Ｌ2d,Ｌ3d,Ｌ4d,Ｌ5dの端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス成分の一例としての６個のキャパシタンス素子Ｃ1d,Ｃ2d,Ｃ3d,Ｃ4d,Ｃ5d,Ｃ6dとを備えている。そして、５個のインダクタンス素子Ｌ1d,Ｌ2d,Ｌ3d,Ｌ4d,Ｌ5dのうち、互いに隣接しないインダクタンス素子Ｌ1d,Ｌ5dが結合係数Ｋ15dの相互誘導インダクタンスを形成すると共に、互いに隣接しないインダクタンス素子Ｌ2d,Ｌ4dが結合係数Ｋ24dの相互誘導インダクタンスを形成している。前記インダクタンス素子Ｌ1d,Ｌ5dの相互誘導磁界結合の方向および前記インダクタンス素子Ｌ2d,Ｌ4dの相互誘導磁界結合の方向は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴを結ぶ経路上で互いに同じ方向になるようにしている。
【００３８】
図８は、図７の回路を表１の条件下で最適設計した際のシミュレーション結果である。前述の相互誘導磁界結合に起因する減衰極によって、通過帯域の近傍(図中D)において高い急峻度が実現されている。この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1d＝Ｃ6d＝２.７５５ｐＦ、Ｃ2d＝Ｃ5d＝６.１６９ｐＦ、Ｃ3d＝Ｃ4d＝６.７７８ｐＦ、Ｌ1d＝Ｌ5d＝１１.２２９ｎＨ、Ｌ2d＝Ｌ4d＝１３.３８３ｎＨ、Ｌ3d＝１０.０６７ｎＨ、Ｋ15d＝０.０２１、Ｋ24d＝０.１５であった。
【００３９】
(第４実施形態)
以上説明してきた本発明のローパスフィルタ特性(図２、図６、図８)には、減衰極を１個のみ有するフィルタ特性であった。ところで、システムによっては、通過帯域のごく近傍において、特に大きな減衰量を要求される場合が珍しくない。表２は、そのようなシステムを想定して仮定した目標設計仕様であり、１.１〜１.３ＧＨzという狭い周波数帯だけ−４０ｄＢもの高い減衰量が要求されていると仮定した。このような仕様を満たすためには一般的に、減衰極が１個のフィルタ回路よりは、減衰極が２個あるフィルタ回路の方が有利である。
【００４０】
【表２】

【００４１】
本発明の第４実施形態のローパスフィルタ回路は、このような場合に対応するために考案したものであり、最小限の回路素子の追加だけで減衰極の個数を増やすことを目的としている。
【００４２】
図９は、本発明の第４実施形態ローパスフィルタ回路の回路図である。この第４実施形態では、図５のローパスフィルタ回路を基に、減衰極を増やす方法を説明している。図９において、点線で囲まれた部分(図中２)は図５と同じ回路構造であり、即ち、このローパスフィルタ回路は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に直列に接続されたインダクタンス成分の一例としての４個のインダクタンス素子Ｌ1e,Ｌ2e,Ｌ3e,Ｌ4eと、各インダクタンス素子Ｌ1e,Ｌ2e,Ｌ3e,Ｌ4eの端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス成分の一例としての５個のキャパシタンス素子Ｃ1e,Ｃ2e,Ｃ3e,Ｃ4e,Ｃ5eとを備えている。そして、４個のインダクタンス素子Ｌ1e,Ｌ2e,Ｌ3e,Ｌ4eのうち、互いに隣接しないインダクタンス素子Ｌ1e,Ｌ3eが結合係数Ｋ13eの相互誘導インダクタンスを形成すると共に、互いに隣接しないインダクタンス素子Ｌ2e,Ｌ4eが結合係数Ｋ24eの相互誘導インダクタンスを形成している。前記インダクタンス素子Ｌ1e,Ｌ3eの相互誘導磁界結合の方向および前記インダクタンス素子Ｌ2e,Ｌ4eの相互誘導磁界結合の方向は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴを結ぶ経路上で互いに同じ方向になるようにしている。また、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間が、キャパシタンス素子Ｃ15eによって飛越し結合されている。
【００４３】
図９の第４実施形態のローパスフィルタ回路の基になった図５のローパスフィルタ回路に対する特徴は、入力ポートＩＮと出力ポートＯＵＴとの間に、キャパシタンス素子Ｃ15eが付加されている点のみである。このように、本発明のローパスフィルタ回路では、僅か１個のキャパシタンス素子の追加のみで、減衰極の数を２個に増やすことができる。
【００４４】
図１０は、図９のローパスフィルタ回路を表２の条件下で最適設計した際のシミュレーション結果である。通過帯域の近傍に２個の減衰極が同時に発生し、この帯域(１.１〜１.３ＧＨz)における減衰量が大幅に改善している。この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1e＝Ｃ5e＝２.４７４ｐＦ、Ｃ2e＝Ｃ4e＝６.２３８ｐＦ、Ｃ3e＝６.９ｐＦ、Ｃ6e＝０.０８２ｐＦ、Ｌ1e＝Ｌ4e＝１１.０８５ｎＨ、Ｌ2e＝Ｌ3e＝１１.０８５ｎＨ、Ｋ13e＝Ｋ24e＝０.１２１であった。
【００４５】
(第５実施形態)
ヘテロダイン方式の無線通信機においては、信号の周波数変換を頻繁に行うために、フィルタ回路が多数必要になる。非常に厳しいフィルタ特性が要求されるシステムでは、フィルタ回路が大型化・重量化し、無線通信機全体を大きく重くしてしまう場合がある。例えば、現状のミリ波無線通信機の多くでは、装置全体の体積と重量について導波管型フィルタが無視できないほどの割合を占めている場合が珍しくない。従って、本発明のように、小規模な回路ながら効率良く減衰極を形成して性能改善できるローパスフィルタ回路は、装置全体の小型化・軽量化の観点からも必要とされているものである。
【００４６】
図１７は本発明の第５実施形態の高周波通信装置のヘテロダイン方式の送信回路のブロック図であり、図１８は上記高周波通信装置の信号の周波数配置の模式図である。図１７,図１８に示すように、変調器２１で発生した信号３１は、ベースバンドフィルタ２２(ベースバンドフィルタ特性は模式的に３３で表す)を通り、ローカル発振器２３が生成する高周波のローカル信号３４とミキサ２４において混合され、ＲＦ信号３５に周波数変換される。この後、ＲＦフィルタ２５(ＲＦフィルタ特性は模式的に３８で表す)とアンプ２６を経由し、アンテナ２７から送信される。変調波信号３１は直流成分を含む場合が多く、このような場合、ベースバンドフィルタ２２としてはローパスフィルタ回路が必要になる。
【００４７】
ところで、変調器２１においては、現実には純粋な変調波信号３１のみを作るのは難しく、半導体回路の僅かな非線形性等が原因で、不要なスプリアス成分３２が高域に重畳してしまっている場合が多い。このスプリアス成分３２が除去されずにそのまま周波数変換されると、図１８中の雑音成分３６(下側波帯成分)と雑音成分３７(上側波帯成分)のように、隣接チャネルへの妨害波の一因となることが知られている。一般的に、ＲＦフィルタ特性３８は、１チャンネル分の信号であるＲＦ信号３５の帯域幅に対してはかなり広く設計されるのが普通であり、そのため、ＲＦフィルタ２５によってこれら雑音成分３６と３７を除去するのは困難である。そのため、予めベースバンドフィルタ２２によってスプリアス成分３２除去しておく必要がある。
【００４８】
以上述べたような理由から、通信品質に対する要求が厳しいシステムにおいては、ローパスフィルタ回路から成るベースバンドフィルタ２２に対しても、非常に厳しい設計仕様が課せられる場合が珍しくない。一般的に、フィルタ回路の設計仕様の中で、特に重要な指標の一つが急峻度である。一般的にフィルタの急峻度は回路の段数を増やせば高まるのだが、このような方法では、回路の大規模化・大型化・重量化が避けられない。特にベースバンドのような低周波帯では、Ｌ素子やＣ素子の部品サイズ・重量が大きい傾向があるため、むやみに部品数を増やすことができない。
【００４９】
そこで、この第５実施形態の高周波通信装置では、ベースバンドフィルタ２２に、本発明の急峻なフィルタ特性のローパスフィルタ回路を用いている。これによって、回路の大規模化・大型化・重量化を避けることができる。そのため、無線通信装置全体の小型化・軽量化だけでなく、通信品質の改善までも図ることができる。
【００５０】
(比較例１)
本発明の焦点であるローパスフィルタ回路の急峻度は、同程度の規模の回路を同一条件下で実際に設計して比較しなければ、正確に優劣を判断することが極めて難しい。またその際には、人為的なミス(半田付け不良コネクタ締め忘れ等)を排除するためには実験結果よりもシミュレーション結果の方が望ましく、更には、恣意的な誘導を排除するためにはコンピュータによる自動最適設計が望ましい。
【００５１】
このような事情から、従来の第１のローパスフィルタ回路(図１１)を、本発明と同じ表１の条件下で最適設計させたシミュレーション結果を示しておく。図１２がその結果であるが、通過帯域と減衰帯域の境界における急峻度(図１２中Ｆ)が、本発明の場合(図２中Ａ)と比べて、明らかに低いという結果になった。即ち、本発明のローパスフィルタ回路の急峻性がすぐれているのを確認できた。
【００５２】
この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1f＝Ｃ3f＝３.２３２ｐＦ、Ｃ2f＝Ｃ4f＝６.１９５ｐＦ、Ｌ1f＝Ｌ3f＝１１.４５４ｎＨ、Ｌ2f＝１２.９１４ｎＨであった。
【００５３】
(比較例２)
同様に、従来の第２のローパスフィルタ回路(図１３)を、本発明と同じ表１の条件下で最適設計させたシミュレーション結果を示しておく。図１４がその結果であるが、通過帯域と減衰帯域の境界における急峻度(図１４中Ｇ)が、本発明の場合(図２中Ａ)と比べて、明らかに低いという結果になった。即ち、本発明のローパスフィルタ回路の急峻性がすぐれているのを確認できた。
【００５４】
この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1g＝Ｃ3g＝３.２６５ｐＦ、Ｃ2g＝２.５９４ｐＦ、Ｌ1g＝Ｌ2g＝１４.２２９ｎＨ、Ｋ12g＝０.４４４であった。
【００５５】
(比較例３)
同様に、従来の第３のローパスフィルタ回路(図１５)を、本発明と同じ表１の条件下で最適設計させたシミュレーション結果を示しておく。図１６がその結果であるが、通過帯域と減衰帯域の境界における急峻度(図１６中Ｈ)が、本発明の場合(図２中Ａ)と比べて、明らかに低いという結果になった。即ち、本発明のローパスフィルタ回路の急峻性がすぐれているのを確認できた。
【００５６】
この結果を得た時の回路定数は、Ｃ1h＝Ｃ5h＝１.４４５ｐＦ、Ｃ2h＝Ｃ4h＝２.８９１ｐＦ、Ｃ3h＝３.６８１ｐＦ、Ｌ1h＝Ｌ2h＝５.３２９ｎＨであった。
【００５７】
上記第５実施形態では、ヘテロダイン方式の無線通信機について説明したが、この発明の無線通信装置は、通信機能を有する携帯機器などに適用してもよい。
【００５８】
【発明の効果】
以上より明らかなように、本発明のローパスフィルタ回路によれば、極めて単純な回路構成だけで、通過帯域の近傍に１以上の減衰極を有するローパスフィルタ回路が実現でき、この減衰極によって、通過帯域のごく近傍における減衰量が大幅に改善される。
【００５９】
このような、通過帯域近傍の減衰量が改善された小型のローパスフィルタ回路は、例えば、高周波通信装置のベースバンド部のスプリアス信号除去フィルタとして用いることにより、装置全体の通信品質改善と小型・軽量化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の第１実施形態のローパスフィルタ回路の回路図である。
【図２】図２は図１のローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図３】図３は図１のローパスフィルタ回路の別の実現形態の一例である
【図４】図４は高周波伝送線路対の模式図である。
【図５】図５は本発明の第２実施形態のローパスフィルタ回路の回路図である。
【図６】図６は図５のローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図７】図７は本発明の第３実施形態のローパスフィルタ回路の回路図である。
【図８】図８は図７のローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図９】図９は本発明の第４実施形態のローパスフィルタ回路の回路図である。
【図１０】図１０は上記ローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図１１】図１１は従来の第１のローパスフィルタ回路の一例である。
【図１２】図１２は図１１のローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図１３】図１３は従来の第２のローパスフィルタ回路の一例である。
【図１４】図１４は図１３のローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図１５】図１５は従来の第３のローパスフィルタ回路の一例である。
【図１６】図１６は図１５のローパスフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図１７】図１７は本発明の第５実施形態の高周波通信装置の送信部のブロック図である。
【図１８】図１８は上記高周波通信装置における信号の周波数配置の模式図である。
【符号の説明】
１１…誘電体基板
１２…グランドパターン
１３,１４…高周波伝送線路
１５…電磁界結合部分
２１…変調器
２２…ベースバンドフィルタ
２３…ローカル発振器
２４…ミキサ
２５…ＲＦフィルタ
２６…アンプ
２７…アンテナ
３１…ベースバンド信号
３２…スプリアス成分
３３…ベースバンドフィルタ特性
３４…ローカル信号
３５…ＲＦ信号
３６,３７…雑音成分
３８…ＲＦフィルタ特性
Ｃ1a,Ｃ2a,Ｃ3a,Ｃ4a,Ｃ1b,Ｃ2b,Ｃ3b,Ｃ4b,Ｃ1c,Ｃ2c,Ｃ3c,Ｃ4c,Ｃ5c,Ｃ1d,Ｃ2d,Ｃ3d,Ｃ4d,Ｃ5d,Ｃ6d,Ｃ1e,Ｃ2e,Ｃ3e,Ｃ4e,Ｃ5e, Ｃ6e,Ｃ15e,Ｃ1f,Ｃ2f,Ｃ3f,Ｃ4f,Ｃ1g,Ｃ2g,Ｃ3g,Ｃ1h,Ｃ2h,Ｃ3h,Ｃ4h,Ｃ5h…キャパシタンス素子
Ｌ1a,Ｌ2a,Ｌ3a,Ｌ1b,Ｌ1c,Ｌ2c,Ｌ3c,Ｌ4c,Ｌ1d,Ｌ2d,Ｌ3d,Ｌ4d,Ｌ5d,Ｌ1e,Ｌ2e,Ｌ3e,Ｌ4e,Ｌ1f,Ｌ2f,Ｌ3f,Ｌ1g,Ｌ2g,Ｌ1h,Ｌ2h…インダクタンス素子
Ｋ13a,Ｋ13c,Ｋ24c,Ｋ15d,Ｋ24d,Ｋ13e,Ｋ24e,Ｋ12g…結合係数
ＴＬ1a,ＴＬ2a…高周波伝送線路

Claims

入力ポートと出力ポートとの間に直列に接続された３以上のインダクタンス成分と、
前記インダクタンス成分の端のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタンス成分とを備え、
前記インダクタンス成分のうちの少なくとも１組のインダクタンス成分どうしが相互誘導磁界結合によって結合され、前記相互誘導磁界結合の方向が同じ方向であって、前記インダクタンス成分のうち相互誘導磁界結合される２個のインダクタンス成分が隣り合っていないことにより、通過帯域の近傍に減衰極を発生させることを特徴とするローパスフィルタ回路。
請求項１に記載のローパスフィルタ回路において、
前記相互誘導磁界結合は、所定の間隔をあけて略平行に配置された２本の高周波伝送線路の間の電磁界結合であることを特徴とするローパスフィルタ回路。
請求項１または２に記載のローパスフィルタ回路において、
前記入力ポートと前記出力ポートとの間が、キャパシタンス成分によって飛越し結合されていることを特徴とするローパスフィルタ回路。
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のローパスフィルタ回路を、ベースバンドの帯域外ノイズ除去フィルタとして用いたことを特徴とする高周波通信装置。