JP4240783B2

JP4240783B2 - Non-contact power transmission device

Info

Publication number: JP4240783B2
Application number: JP2000256643A
Authority: JP
Inventors: 秀明安倍
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-08-28
Filing date: 2000-08-28
Publication date: 2009-03-18
Anticipated expiration: 2020-08-28
Also published as: JP2002078248A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非接触電力伝達装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電磁誘導を利用した非接触電送の実用化がさかんに行われている。これらは、負荷が特定されているものが大半であり、複数の負荷を対象としたり、単独負荷であってもその負荷電流が大きく変わる場合の実用化例は見当たらない。非接触の電力伝達では電力供給側となる１次側と負荷を有する２次側との間に電気絶縁物があり、電力供給側の１次コイルと負荷側の２次コイルとが分離着脱自在な構成を有するトランスによって電力を伝達する。そのためトランスの磁気結合度は低下し、１次コイルで発生する総磁束のうち２次コイルに鎖交する磁束は少なくなるとともに、必然的に漏れ磁束による漏れインダクタンスが生じている。一般にトランスに印加される交流の周波数は約２０ＫＨｚ以上であり、このような高周波交流で駆動され、磁気結合度が低く漏れインダクタンスを有するトランスを介して負荷へ電力を供給する場合、２次コイルの誘起電圧は低下し、漏れインダクタンスによる誘導リアクタンスは電圧降下をひきおこす。その結果負荷に供給される出力端子電圧（負荷端子電圧）は低下し、出力電流も小さくなる。具体的には、一定入力電圧且つ異なる負荷電流で動作する機器を各々接続した場合、負荷電流が大きい機器ほど出力端子電圧が低下し機器本来の性能を発揮できなくなることを意味している。この問題に対する対策として例えば、出力端子電圧を検出し、無接点信号を使って２次側から１次側に信号をフィードバックして制御を行えば、出力端子電圧を広範囲に安定化することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし前記従来の技術では、図１３の負荷に供給される負荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性図に示すように、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子電圧Ｖｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるものの、無負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしまう特性を有する。非接触の充電や電力伝達では、分離着脱自在なトランスの２次側に少しでも多くの有効電力を取り出すために負荷整合を目的とした整合用コンデンサを２次コイル側に設ける場合が多い。この整合用コンデンサを設けることにより、無負荷・微小負荷時には通常の接点結合によるスイッチング電源とは異なる特有の前記電圧上昇が起こると考えられる。この出力端子電圧の上昇を抑制するために、出力端子にダミー抵抗などのダミー負荷を並列接続し、常時損失を発生させることで対応できるが、この方法ではダミー負荷での電力損失が数Ｗ以上にもなり、効率低下及び温度上昇の対策のために回路サイズの大型化やコストが増大するという問題点があった。
【０００４】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることのできる非接触電力伝達装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、１次コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電流平滑用リアクトルと、電流平滑用リアクトルに並列接続した第２のコンデンサと、電流平滑用リアクトルを介した出力を供給する出力端子に接続された負荷とから構成され、前記第２のコンデンサの静電容量値は、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負荷電流値が最も小さくなる値に設定され、前記負荷の大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【０００６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負荷を出力端子に設けたことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができる。
【０００７】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、抵抗であることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができる。
【０００８】
請求項４の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、また通常時の出力端子電圧の安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定値に抑制することができる。
【０００９】
請求項５の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、発光素子であることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、またダミー負荷と電力伝達報知用の部品とを発光素子が兼用することで、サイズの大型化を防ぐことができる。
【００１０】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１１】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダクタンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１２】
請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれかの発明において、２次コイルはセンタータップを備え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイオードの一端を前記２次コイルのセンタータップではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を構成することを特徴とし、整流回路を小型化することができる。
【００１３】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ構成であることを特徴とし、ハーフブリッジ構成のインバータ回路を用いて、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１４】
請求項１０の発明は、請求項１乃至９いずれかの発明において、インバータ回路は、共振インバータ回路であることを特徴とし、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができる。
【００１５】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０いずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の波形は、台形波状であることを特徴とし、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができる。
【００１６】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１に示す回路構成は、交流電源１と、交流電源１を整流、平滑する入力整流平滑回路２と、入力整流平滑回路２の出力を高周波電力に変換する電力変換部４、電力変換部４から高周波電力を入力される電力供給用の１次コイル５ａ及びセンタータップ５ｅを有し１次コイル５ａによって電圧を誘起される電力受電用の２次コイル５ｂからなるインバータ回路３と、２次コイル５ｂ側の負荷整合のため２次コイル５ｂに並列に接続された第１のコンデンサ６と、２次コイル５ｂの誘起電圧を全波整流する整流回路７と、整流回路７の出力電流Ｉ７を平滑するための電流平滑用リアクトル８と、電流平滑用リアクトル８の出力端と２次コイル５ｂのセンタータップ５ｅとに接続された負荷である可変抵抗１０と、可変抵抗１０に並列に接続されたコンデンサ１１とから構成される非接触電力伝達装置の１例である。ここで、１次コイル５ａと２次コイル５ｂとは分離着脱自在なトランス５を構成する。整流回路７はダイオード７ａ、７ｂからなり、ダイオード７ａ、７ｂの各一端を２次コイル５ｂのセンタータップ５ｅではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、ダイオード７ａ、７ｂの各他端同士を互いに接続して構成される。コンデンサ１１は、可変抵抗１０に供給される出力端子電圧の平滑用コンデンサ、ノイズ対策用コンデンサだけでなく、素子や基板による容量及び可変抵抗１０内部における入力部の容量も含んでいる。
【００１９】
図２は、分離着脱自在なトランス５の構成を示し、１次側は１次コイル５ａを磁性体からなるコア５ｃに巻回し、２次側は２次コイル５ｂをコア５ｄに巻回しセンタータップ５ｅを設けたもので、１次側と２次側とはギャップＧを介して対向配置している。
【００２０】
ここで図２に示すような分離着脱自在なトランス５を用いたときの可変抵抗１０に供給される負荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性は、前記従来例と同様に図１３のように示され、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子電圧Ｖｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるものの、無負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしまう特性を有している。無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて出力端子電圧Ｖｏを図１３の点Ｄの電圧に抑制するには、点Ｃにおける負荷電流Ｉを常時流せる抵抗などのダミー負荷を可変抵抗１０に並列に接続しなければならない。しかしダミー負荷での損失が数Ｗ以上になると大きな容量のダミー負荷が必要となり、回路サイズが大きくなり、コストが増大してしまう。
【００２１】
図１３における無負荷〜微小負荷領域Ａに相当する負荷電流Ｉを流したとき、及び軽負荷〜全負荷領域Ｂに相当する負荷電流Ｉを流したときの２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コイル５ｂの一端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６１と、２次コイル５ｂの他端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リアクトル８の入力端とセンタータップ５ｅ間の電圧（リアクトルの入力部電圧）Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、整流回路７の出力電流（整流回路出力電流）Ｉ７との各波形を図３（ａ）及び図３（ｂ）に各々示す。図３（ａ）、（ｂ）に示すように２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前電圧Ｖ６１、整流前電圧Ｖ６２は、無負荷〜微小負荷領域Ａ、軽負荷〜全負荷領域Ｂともに同様の正弦波状の交流波形である。しかし、整流回路出力電流Ｉ７は、無負荷〜微小負荷領域Ａでは電流が流れている期間と流れていない期間とを交互に繰り返す不連続状態となり、軽負荷〜全負荷領域Ｂでは常に電流が流れている連続状態となっている。また、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、軽負荷〜全負荷領域Ｂでは正弦波状交流電圧が重畳された波形になっているが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳されて波形が乱れている。このときの出力端子電圧Ｖｏは、軽負荷〜全負荷領域Ｂよりも無負荷〜微小負荷領域Ａのほうが大きくなっており、無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて出力端子電圧Ｖｏが急に大きくなるのはこの整流回路出力電流Ｉ７及びリアクトルの入力部電圧Ｖ８に起因するものであることが推測できる。
【００２２】
軽負荷〜全負荷領域Ｂでは、全ての負荷電流Ｉに対して、整流回路出力電流Ｉ７が連続状態となり、整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形がリアクトルの入力部電圧Ｖ８としてそのまま現れている。リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に正弦波状交流電圧が交流電圧成分として重畳された波形となっており、この正弦波状交流電圧の振幅Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくなっている。したがって、各波形がこれらの特徴を満たしておれば、そのときの負荷電流Ｉにおいて出力端子電圧Ｖｏの上昇を防ぐことができると考えられる。
【００２３】
ところが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは、リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形は整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形とはならず、整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳されて波形が乱れている。この整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間は、可変抵抗１０の抵抗値が大きいほど（可変抵抗１０が負荷として軽いほど）長くなる。そして整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間が長くなるほど、リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形は軽負荷〜全負荷領域Ｂのときの波形に対し大きく形を変えており、このことにともない出力端子電圧Ｖｏも上昇していると考えられる。整流回路出力電流Ｉ７の不連続度の増加（整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間の増加）は、リアクトルの入力部電圧Ｖ８においては、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に重畳される正弦波状交流電圧の振幅Ｖｌ´が振幅Ｖｏ´に比べて減少していくことに対応している。完全な無負荷状態においては、出力端子電圧Ｖｏは整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）のピーク電圧付近にまで上昇し、振幅Ｖｌ´はゼロに近づく。無負荷〜微小負荷領域Ａでの出力端子電圧Ｖｏの上昇を対策し、回路サイズを小型化するには、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉをできるだけ小さくし、且つダミー負荷を併用することが必要と考えられる。なお、このダミー負荷は、場合によっては既使用回路部品の自己損失で代用することも可能である。
【００２４】
そこでまず方法の１つとして、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値を大きくすればよいことを見出した。図４は、回路条件を同一にし、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８のみを大・中・小と変化させたときの、負荷電流Ｉと出力端子電圧Ｖｏとの各特性を示し、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８を大きくしたほうが、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉが小さくなり、出力端子電圧Ｖｏの上昇が抑制される範囲を広げることができる。また、実用化するために出力端子部に並列接続するダミー負荷の損失も小さくすることができる。
【００２５】
次に、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉを小さくする２つ目の方法について説明する。図５はその回路図を示し、図１に示す回路図の電流平滑用リアクトル８に並列に第２のコンデンサ９を接続したもので、図１と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。第２のコンデンサ９の静電容量値を適当に選ぶと、図６に示すように無負荷〜微小負荷領域Ａにおいても出力端子電圧Ｖｏの上昇が抑制される範囲を図１３に比べて広げることができる。
【００２６】
また、図６の無負荷〜微小負荷領域Ａ内の点Ｅにおける２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コイル５ｂの一端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６１と、２次コイル５ｂの他端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リアクトル８の入力端とセンタータップ５ｅ間の電圧（リアクトルの入力部電圧）Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、整流回路出力電流Ｉ７（電流平滑用リアクトル８及び第２のコンデンサ９に流れこむ電流）との各波形を図７に示す。ここで、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前電圧Ｖ６１、整流前電圧Ｖ６２は、正弦波状の交流電圧波形となっている。そして第２のコンデンサ９の静電容量値を適当に選ぶと、整流回路出力電流Ｉ７のゼロ期間が短縮され、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、図３（ｂ）に示すリアクトルの入力部電圧Ｖ８に近づいていき、場合によっては整流回路出力電流Ｉ７が連続状態になり、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は正弦波状の交流電圧波形が重畳された波形になり、出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制することができる。
【００２７】
最も小さい負荷電流Ｉの値で、図７のように、整流回路出力電流Ｉ７を連続状態に近づけ、リアクトルの入力部電圧Ｖ８を整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形に近づけるための第２のコンデンサ９の静電容量値設定は、実験的にトライアンドエラーで各波形を確認しながら設定するのが確実であるが目安として数値設定の条件式も見出している。これは、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８と第２のコンデンサ９の静電容量値Ｃ９と、１次コイル５ａに印加される電圧の周波数ｆとが、
ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ８×Ｃ９）｝（１）
の関係を満たすように各値を設定することである。
【００２８】
式（１）の考え方を以下説明する。出力端子電圧Ｖｏが上昇しないためには、整流回路出力電流Ｉ７が連続状態で、リアクトル入力部電圧Ｖ８は整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形であることが必要である。そこで無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて、リアクトル入力部電圧Ｖ８が図３（ａ）のリアクトル入力部電圧Ｖ８の波形をしている場合に、なんらかの方法でこの波形を強制的に図３（ｂ）に示すリアクトル入力部電圧Ｖ８の波形に整形できれば、結果として出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制できるであろうと考えた。図３（ｂ）に示すリアクトル入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に交流電圧成分である正弦波状交流電圧が重畳された波形となっており、この正弦波状交流電圧の振幅Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくなっている。また、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６も正弦波状の交流電圧で、１次コイル５ａの印加電圧の周波数ｆと同一の周波数を有し、リアクトル入力部電圧Ｖ８の正弦波交流電圧は周波数ｆの２倍の周波数を有している。そこでリアクトル入力部電圧Ｖ８を強制的に、１次コイル５ａの印加電圧周波数ｆの２倍の周波数を有する正弦波状の交流電圧とするには、式（１）に示すように電流平滑用リアクトル８のインダクタンスＬ８と第２のコンデンサ９の静電容量Ｃ９とを１次コイル５ａの印加電圧の周波数ｆの２倍の周波数で共振させるように設定すれば、フィルタ効果で波形整形が実現できると考えた。検証の結果、式（１）はリアクトル入力部電圧Ｖ８の波形の最適な改善条件を与えて、整流回路出力電流Ｉ７のゼロ期間を最も短縮でき、無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて改善前よりも小さい負荷電流Ｉまで出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制することのできる第２のコンデンサ９の静電容量Ｃ９を推定することができる。
【００２９】
次に図８は、図５に示す回路をトランス５の２次側に換算した等価回路である。トランス５の１次コイル５ａの２本の端子を短絡した状態で２次コイル５ｂのセンタータップを除く２本の端子から測定したインダクタンス値が、トランス５の２次側換算された漏れインダクタンス値Ｌ５ｄである。漏れインダクタンス値Ｌ５ｄは、図８に示す２つの漏れインダクタンス５ｃのインダクタンス値Ｌ５ｃの和と等価である。このように２次コイル５ｂは、電圧源１２ａ、１２ｂと、２つの漏れインダクタンス５ｃとの直列回路と等価であり、電圧源１２ａ、１２ｂは各々整流前電圧Ｖ６１、Ｖ６２を発生させ、２次コイル５ｂのセンタータップの引き出し口は電圧源１２ａ、１２ｂの接続中点となる。ここで２次側換算の漏れインダクタンス値Ｌ５ｄと、２次コイル５ｂに並列接続されている第１のコンデンサ６の静電容量値Ｃ６と、１次コイル５ａに印加される電圧の周波数ｆとが、
ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ５ｄ×Ｃ６）｝（２）
の関係を満たすように各値を設定し、且つコンデンサ９を備えた前記実施例を組合せることにより、図１２の負荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏの特性に示すように、フィードバック制御を行わなくても、無負荷領域近くから全負荷までの広範囲な領域Ｆにおいて出力端子電圧Ｖｏの安定化を図ることができる。
【００３０】
図９は、１次側のインバータ回路３をハーフブリッジ構成とし、且つ１次コイル５ａに並列に共振コンデンサ３４を接続して部分共振型のインバータとしたもので、交流電源１と入力整流平滑回路２とは省略して直流電源３１で表している。インバータ回路３は、直流電源３１と、直流電源３１に並列に接続されたコンデンサ３２、３３の直列回路及びスイッチング素子３５、３６の直列回路と、スイッチング素子３５、３６に各々並列接続されたダイオード３７、３８と、コンデンサ３２、３３の接続中点とスイッチング素子３５、３６の接続中点とに接続された１次コイル５ａと共振コンデンサ３４との並列回路とから構成され、１次コイル５ａに印加される電圧波形は台形波状になり、スイッチング素子３５、３６のスイッチング損失が低減できるとともに、ノイズも低減できるため、２次側だけでなく１次側も小型化を行うことができ、無負荷領域近くから全負荷まで広範囲の負荷に対して出力端子電圧Ｖｏを安定化することのできる小型の非接触電力伝達装置を提供することができる。なお、図５の回路構成と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３１】
しかし、前記実施例のように出力端子電圧Ｖｏの抑制を行っても、図６に示すように無負荷領域近くでは出力端子電圧Ｖｏの上昇が起こるので、図６の点Ｅにおける負荷電流Ｉを常時流すことのできる抵抗、定電圧素子、発光素子、表示素子などのダミー負荷を出力端子に接続すれば（負荷に並列に接続すれば）、出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制することができる。このとき前記実施例によって、出力端子電圧Ｖｏが上昇するときの負荷電流Ｉは相当小さくなっているので、一般の小型電子部品を使用することができ、サイズの大型化を防ぐことができる。図１０は、ダミー負荷として発光ダイオード１３と抵抗１４との直列回路を出力端子に接続したもので、非接触電力伝達装置を実用化する場合、２次側に電力伝達できているかどうかをユーザに報知する機能が必要となるので、発光ダイオード１３をダミー負荷と電力伝達報知用の部品とに兼用させることでも、サイズの大型化を防ぐことができる。図１１は、ダミー負荷として定電圧素子１５を出力端子に接続したもので、通常時の出力端子電圧Ｖｏの安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧Ｖｏを一定値に抑制することができる。また、図９の回路構成と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３２】
なお、出力整流方式、１次側コイルに加えられる電圧の波形、１次側の回路方式、及び負荷の種類等、本発明の実施形態の構成手段に容易に置き換えられるものは本発明に属することはもちろんであり、また本発明の請求項目や実施形態において、回路的、メカニズム的に等価的に置き換えられる具体例も本発明に属する。
【００３３】
【発明の効果】
請求項１の発明は、１次コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電流平滑用リアクトルと、電流平滑用リアクトルに並列接続した第２のコンデンサと、電流平滑用リアクトルを介した出力を供給する出力端子に接続された負荷とから構成され、前記第２のコンデンサの静電容量値は、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負荷電流値が最も小さくなる値に設定され、前記負荷の大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００３４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負荷を出力端子に設けたので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができるという効果がある。
【００３５】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、抵抗であるので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができるという効果がある。
【００３６】
請求項４の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であるので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、また通常時の出力端子電圧の安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定値に抑制することができるという効果がある。
【００３７】
請求項５の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、発光素子であるので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、またダミー負荷と電力伝達報知用の部品とを発光素子が兼用することで、サイズの大型化を防ぐことができるという効果がある。
【００３８】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００３９】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダクタンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００４０】
請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれかの発明において、２次コイルはセンタータップを備え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイオードの一端を前記２次コイルのセンタータップではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を構成するので、整流回路を小型化することができるという効果がある。
【００４１】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ構成であるので、ハーフブリッジ構成のインバータ回路を用いて、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００４２】
請求項１０の発明は、請求項１乃至９いずれかの発明において、インバータ回路は、共振インバータ回路であるので、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができるという効果がある。
【００４３】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０いずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の波形は、台形波状であるので、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができるという効果がある。
【００４４】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１を示す回路構成図である。
【図２】本発明の分離着脱自在なトランスを示す構成図である。
【図３】本発明の実施例１の動作を説明するための波形図である。
【図４】本発明の実施例１の動作を説明するための特性図である。
【図５】本発明の実施例２を示す回路構成図である。
【図６】本発明の実施例２の動作を説明するための特性図である。
【図７】本発明の実施例２の動作を説明するための波形図である。
【図８】本発明の実施例３を示す回路構成図である。
【図９】本発明の実施例４を示す回路構成図である。
【図１０】本発明の実施例５を示す回路構成図である。
【図１１】本発明の実施例６を示す回路構成図である。
【図１２】本発明の実施例３の動作を説明するための特性図である。
【図１３】本発明の従来例の動作を説明する特性図である。
【符号の説明】
３インバータ回路
５トランス
５ａ１次コイル
５ｂ２次コイル
６第１のコンデンサ
７整流回路
８電流平滑用リアクトル
１０可変抵抗
Ｖｏ出力端子電圧
Ｖ６２次コイル５ｂの誘起電圧
Ｉ負荷電流
Ｉ７整流回路７の出力電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a non-contact power transmission device.
[0002]
[Prior art]
  Practical application of non-contact power transmission using electromagnetic induction has been carried out. In most cases, the load is specified, and there are no practical examples in which a plurality of loads are targeted, or even if the load current changes greatly even if the load is a single load. In non-contact power transmission, there is an electrical insulator between the primary side on the power supply side and the secondary side having the load, and the primary coil on the power supply side and the secondary coil on the load side can be separated and attached. Electric power is transmitted by a transformer having a different configuration. Therefore, the magnetic coupling degree of the transformer is lowered, and the magnetic flux interlinked with the secondary coil is reduced out of the total magnetic flux generated in the primary coil, and the leakage inductance due to the leakage magnetic flux inevitably occurs. In general, the frequency of alternating current applied to a transformer is about 20 KHz or more. When power is supplied to a load via a transformer having a low magnetic coupling and leakage inductance, the secondary coil is driven by such high-frequency alternating current. The induced voltage decreases and the inductive reactance due to leakage inductance causes a voltage drop. As a result, the output terminal voltage (load terminal voltage) supplied to the load decreases and the output current also decreases. Specifically, when devices that operate with a constant input voltage and different load currents are connected to each other, it means that as the load current increases, the output terminal voltage decreases and the original performance of the device cannot be exhibited. As a countermeasure against this problem, for example, if the output terminal voltage is detected and the control is performed by feeding back the signal from the secondary side to the primary side using a non-contact signal, the output terminal voltage can be stabilized over a wide range. .
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
  However, in the conventional technique, the load power P is approximately proportional to the load current I as shown in the characteristic diagram of the output terminal voltage Vo and the load power P with respect to the load current I supplied to the load in FIG. Although the output terminal voltage Vo can be stabilized in the light load to the full load region B, the output terminal voltage Vo has a characteristic of suddenly increasing in the no load to the minute load region A. In non-contact charging and power transmission, a matching capacitor for load matching is often provided on the secondary coil side in order to extract as much active power as possible on the secondary side of a transformer that can be separated and attached. By providing this matching capacitor, it is considered that the above-mentioned characteristic voltage rise different from that of the switching power supply by the normal contact coupling occurs at no load / micro load. In order to suppress this increase in output terminal voltage, a dummy load such as a dummy resistor can be connected in parallel to the output terminal to generate a loss at all times. However, this method has a power loss of several watts or more at the dummy load. As a result, there is a problem that the circuit size is increased and the cost is increased in order to take measures against efficiency reduction and temperature rise.
[0004]
  The present invention has been made in view of the above reasons, and its purpose is to suppress an increase in output terminal voltage even when there is no load or a minute load, and to reduce loss even when a dummy load is connected. An object of the present invention is to provide a non-contact power transmission device that can be used.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
  According to the first aspect of the present invention, there is provided an inverter circuit including a transformer having a structure in which a primary coil and a secondary coil whose voltage is induced by the primary coil can be separated and attached, and for load matching on the secondary coil side. A first capacitor, a rectifier circuit for rectifying the induced voltage of the secondary coil, a current smoothing reactor for smoothing the output current of the rectifier circuit, and a second connected in parallel to the current smoothing reactor. And a load connected to an output terminal that supplies an output through a current smoothing reactor, and the capacitance value of the second capacitor is:When the load is gradually increased from no load, the load current value becomes the smallest when the zero period when the output current of the rectifier circuit is zero disappearsWhen the load is changed, the load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state when the load size is changed is reduced, so that the load is no load or a minute load The rise of the output terminal voltage is suppressed, the rise of the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load, and the loss can be reduced even when a dummy load is connected.
[0006]
  The invention of claim 2 is characterized in that, in the invention of claim 1, a dummy load is provided at the output terminal capable of constantly flowing a load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state. As a result, an increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load.
[0007]
  According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the dummy load is a resistor, and an increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load.
[0008]
  The invention of claim 4 is characterized in that, in the invention of claim 2, the dummy load is a constant voltage element, and can suppress an increase in the output terminal voltage even when there is no load or a minute load. In addition to stabilizing the output terminal voltage at the time, the output terminal voltage can be suppressed to a constant value even if a transient abnormal voltage occurs on the secondary side for some reason.
[0009]
  The invention of claim 5 is characterized in that, in the invention of claim 2, the dummy load is a light emitting element, and an increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load. And the power transmission notification component can be combined with the light-emitting element to prevent an increase in size.
[0010]
  The invention of claim 6 is the invention of any one of claims 1 to 5,The resonance frequency determined from the inductance value of the current smoothing reactor and the capacitance value of the second capacitor is equal to twice the frequency of the voltage applied to the primary coil. Even when the output terminal voltage rises, the loss can be suppressed even when a dummy load is connected.
[0011]
  The invention of claim 7 is the invention of any one of claims 1 to 6,The resonance frequency determined from the capacitance value of the first capacitor and the leakage inductance value converted to the secondary side of the detachable transformer is equal to twice the frequency of the voltage applied to the primary coil. Thus, an increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load, and a low loss can be achieved even when a dummy load is connected.
[0012]
  The invention of claim 8 is the invention according to any one of claims 1 to 7,The secondary coil includes a center tap, the rectifier circuit includes two diodes, and one end of each of the diodes is connected in series to both output ends that are not the center tap of the secondary coil in the opposite directions, The other end of each is connected to each other to form a full-wave rectifier circuit, and the rectifier circuit can be downsized.
[0013]
  The invention of claim 9 is the invention of any one of claims 1 to 8,The inverter circuit is characterized by a half-bridge configuration. Using an inverter circuit with a half-bridge configuration, an increase in output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load, and even when a dummy load is connected. Low loss can be achieved.
[0014]
  The invention of claim 10 is the invention of any one of claims 1 to 9,The inverter circuit is a resonant inverter circuit, and the switching loss and noise of the inverter circuit can be reduced to reduce the size of the device.
[0015]
  The invention of claim 11 is the invention of any one of claims 1 to 10,The waveform of the voltage applied to the primary coil is trapezoidal, and the switching loss and noise of the inverter circuit can be reduced to reduce the size of the device.
[0016]
  The invention of claim 12 is the invention of any one of claims 1 to 11,By increasing the inductance value of the current smoothing reactor, the load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state when the load size is changed is reduced, and the load It is characterized by suppressing an increase in output terminal voltage when there is no load or a minute load, and can suppress an increase in output terminal voltage even when there is no load or a minute load, and it also reduces loss even when a dummy load is connected. be able to.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0018]
  The circuit configuration shown in FIG. 1 includes an AC power source 1, an input rectifying / smoothing circuit 2 that rectifies and smoothes the AC power source 1, a power conversion unit 4 that converts the output of the input rectification smoothing circuit 2 into high-frequency power, and a power conversion unit 4. An inverter circuit 3 including a primary coil 5a for power supply to which high-frequency power is input from and a secondary coil 5b for power reception having a center tap 5e and a voltage induced by the primary coil 5a, and a secondary coil For load matching on the 5b side, the first capacitor 6 connected in parallel to the secondary coil 5b, the rectifier circuit 7 for full-wave rectification of the induced voltage of the secondary coil 5b, and the output current I7 of the rectifier circuit 7 are smoothed. A current smoothing reactor 8, a load connected to the output end of the current smoothing reactor 8 and the center tap 5 e of the secondary coil 5 b, and a variable resistor 10 connected in parallel to the variable resistor 10. It is an example of a non-contact power transmission device and a capacitor 11 Metropolitan. Here, the primary coil 5a and the secondary coil 5b constitute a detachable transformer 5. The rectifier circuit 7 is composed of diodes 7a and 7b. One end of each of the diodes 7a and 7b is connected in series to both output ends other than the center tap 5e of the secondary coil 5b and in the opposite direction to each other. The ends are connected to each other. The capacitor 11 includes not only a capacitor for smoothing the output terminal voltage supplied to the variable resistor 10 and a noise countermeasure capacitor, but also a capacitance due to an element and a substrate and a capacitance of the input section inside the variable resistor 10.
[0019]
  FIG. 2 shows the structure of the transformer 5 that can be separated and attached. On the primary side, the primary coil 5a is wound around the core 5c made of a magnetic material, and on the secondary side, the secondary coil 5b is wound around the core 5d and the center tap is wound. 5e is provided, and the primary side and the secondary side are arranged to face each other with a gap G interposed therebetween.
[0020]
  Here, the characteristics of the output terminal voltage Vo and the load power P with respect to the load current I supplied to the variable resistor 10 when using the detachable transformer 5 as shown in FIG. Although the load power P is substantially proportional to the load current I, the output terminal voltage Vo can be stabilized in the light load to the full load region B, but suddenly in the no load to the minute load region A. It has the characteristic of becoming larger. In order to suppress the output terminal voltage Vo to the voltage at the point D in FIG. 13 in the no-load to the minute load region A, a dummy load such as a resistor that can constantly flow the load current I at the point C must be connected to the variable resistor 10 in parallel. I must. However, if the loss at the dummy load exceeds several watts, a large capacity dummy load is required, which increases the circuit size and increases the cost.
[0021]
  The induced voltage V6 of the secondary coil 5b when the load current I corresponding to the no load to the minute load region A in FIG. 13 is passed and when the load current I corresponding to the light load to the full load region B is passed, Voltage (before rectification) V61 between one end of the secondary coil 5b and the center tap 5e, voltage (voltage before rectification) V62 between the other end of the secondary coil 5b and the center tap 5e, and the input of the current smoothing reactor 8 Each waveform of the voltage between the end and the center tap 5e (reactor input voltage) V8, the output terminal voltage Vo, and the output current (rectifier circuit output current) I7 of the rectifier circuit 7 is shown in FIGS. Each is shown in (b). As shown in FIGS. 3A and 3B, the induced voltage V6, the pre-rectification voltage V61, and the pre-rectification voltage V62 of the secondary coil 5b are the same in both the no-load to minute load region A and the light load to full-load region B. This is a sinusoidal AC waveform. However, the rectifier circuit output current I7 is in a discontinuous state in which a current is flowing and a period in which it is not flowing in the no-load to minute load region A, and the current always flows in the light load to the full load region B. It is in a continuous state. The reactor input voltage V8 has a waveform in which a sinusoidal AC voltage is superimposed in the light load to full load region B, but the rectifier circuit output current I7 does not flow in the no load to minute load region A. During the zero period, ringing is superimposed and the waveform is disturbed. The output terminal voltage Vo at this time is larger in the no load to the minute load region A than in the light load to the full load region B, and the output terminal voltage Vo suddenly increases in the no load to the minute load region A. Can be presumed to be caused by the rectifier circuit output current I7 and the reactor input voltage V8.
[0022]
  In the light load to full load region B, the rectifier circuit output current I7 is continuous with respect to all the load currents I, and the rectified waveform of the pre-rectification voltage V61 (or V62) appears as it is as the reactor input voltage V8. Yes. The reactor input voltage V8 has a waveform in which a sinusoidal AC voltage is superimposed as an AC voltage component on the amplitude Vo ′ of the output terminal voltage Vo, and the amplitude Vl ′ of the sinusoidal AC voltage is the output terminal voltage Vo. It is equal to the amplitude Vo ′. Therefore, if each waveform satisfies these characteristics, it is considered that the output terminal voltage Vo can be prevented from increasing in the load current I at that time.
[0023]
  However, in the no load to minute load region A, the waveform of the reactor input voltage V8 does not become the rectified waveform of the pre-rectification voltage V61 (or V62), and ringing occurs during the zero period when the rectifier circuit output current I7 does not flow. Is superimposed and the waveform is disturbed. The zero period in which the rectifier circuit output current I7 does not flow becomes longer as the resistance value of the variable resistor 10 is larger (as the variable resistor 10 is lighter as a load). The longer the zero period during which the rectifier circuit output current I7 does not flow, the greater the waveform of the reactor input voltage V8 changes from the light load to full load region B waveform. It is considered that the terminal voltage Vo is also increasing. The increase in the discontinuity of the rectifier circuit output current I7 (the increase in the zero period during which the rectifier circuit output current I7 does not flow) is a sine superimposed on the amplitude Vo ′ of the output terminal voltage Vo at the reactor input voltage V8. This corresponds to the fact that the amplitude Vl ′ of the wavy AC voltage decreases compared to the amplitude Vo ′. In a complete no-load state, the output terminal voltage Vo rises to near the peak voltage of the pre-rectification voltage V61 (or V62), and the amplitude Vl ′ approaches zero. In order to prevent an increase in the output terminal voltage Vo in the no-load to minute load region A and to reduce the circuit size, the load current I when the rectifier circuit output current I7 starts to change from a discontinuous state to a continuous state is as much as possible. It is considered necessary to reduce the size and use a dummy load together. In some cases, the dummy load can be substituted by the self-loss of the used circuit component.
[0024]
  Therefore, as one of the methods, it has been found that the inductance value of the current smoothing reactor 8 may be increased. FIG. 4 shows characteristics of the load current I and the output terminal voltage Vo when the circuit conditions are the same and only the inductance value L8 of the current smoothing reactor 8 is changed to large, medium, and small. Increasing the inductance value L8 of the reactor 8 reduces the load current I when the rectifier circuit output current I7 starts to change from the discontinuous state to the continuous state, and widens the range in which the increase in the output terminal voltage Vo is suppressed. Can do. Moreover, the loss of the dummy load connected in parallel to the output terminal unit for practical use can be reduced.
[0025]
  Next, a second method for reducing the load current I when the rectifier circuit output current I7 starts to change from the discontinuous state to the continuous state will be described. FIG. 5 shows a circuit diagram thereof, in which a second capacitor 9 is connected in parallel to the current smoothing reactor 8 of the circuit diagram shown in FIG. 1, and the same elements as those in FIG. Description is omitted. When the capacitance value of the second capacitor 9 is appropriately selected, the range in which the increase in the output terminal voltage Vo is suppressed even in the no-load to minute load region A as shown in FIG. Can do.
[0026]
  Further, the induced voltage V6 of the secondary coil 5b at the point E in the no-load to minute load region A in FIG. 6, the voltage between the one end of the secondary coil 5b and the center tap 5e (voltage before rectification) V61, and the secondary The voltage between the other end of the coil 5b and the center tap 5e (voltage before rectification) V62, the voltage between the input end of the current smoothing reactor 8 and the center tap 5e (input voltage of the reactor) V8, and the output terminal voltage Vo FIG. 7 shows waveforms of the rectifier circuit output current I7 (current flowing into the current smoothing reactor 8 and the second capacitor 9). Here, the induced voltage V6, the pre-rectification voltage V61, and the pre-rectification voltage V62 of the secondary coil 5b are sinusoidal AC voltage waveforms. When the capacitance value of the second capacitor 9 is appropriately selected, the zero period of the rectifier circuit output current I7 is shortened, and the reactor input voltage V8 becomes the reactor input voltage V8 shown in FIG. In some cases, the rectifier circuit output current I7 becomes a continuous state, and the reactor input voltage V8 becomes a waveform in which a sinusoidal AC voltage waveform is superimposed, thereby suppressing an increase in the output terminal voltage Vo. Can do.
[0027]
  As shown in FIG. 7, the second load is used to bring the rectifier circuit output current I7 closer to the continuous state and the reactor input voltage V8 closer to the rectified waveform of the pre-rectification voltage V61 (or V62) with the smallest load current I. It is certain that the capacitance value of the capacitor 9 is set while experimentally checking each waveform by trial and error. This is because the inductance value L8 of the current smoothing reactor 8, the electrostatic capacitance value C9 of the second capacitor 9, and the frequency f of the voltage applied to the primary coil 5a are:
f = 1 / {4 × π × √ (L8 × C9)} (1)
Each value is set so as to satisfy the relationship.
[0028]
  The concept of formula (1) will be described below. In order to prevent the output terminal voltage Vo from increasing, it is necessary that the rectifier circuit output current I7 is continuous and the reactor input voltage V8 has a rectified waveform of the pre-rectification voltage V61 (or V62). Therefore, when the reactor input voltage V8 is the waveform of the reactor input voltage V8 in FIG. 3A in the no-load to very small load region A, this waveform is forcibly applied by some method in FIG. 3B. If the waveform of the reactor input section voltage V8 shown in FIG. 4 can be shaped, it was thought that the increase in the output terminal voltage Vo could be suppressed as a result. The reactor input voltage V8 shown in FIG. 3B has a waveform in which a sinusoidal AC voltage, which is an AC voltage component, is superimposed on the amplitude Vo ′ of the output terminal voltage Vo, and the amplitude Vl of this sinusoidal AC voltage. 'Is equal to the amplitude Vo' of the output terminal voltage Vo. The induced voltage V6 of the secondary coil 5b is also a sinusoidal AC voltage having the same frequency as the frequency f of the applied voltage of the primary coil 5a, and the sinusoidal AC voltage of the reactor input voltage V8 has the frequency f. It has twice the frequency. Therefore, in order to force the reactor input voltage V8 to be a sinusoidal AC voltage having a frequency twice the applied voltage frequency f of the primary coil 5a, a current smoothing reactor 8 is obtained as shown in equation (1). If the inductance L8 of the second capacitor 9 and the capacitance C9 of the second capacitor 9 are set to resonate at a frequency twice the frequency f of the voltage applied to the primary coil 5a, waveform shaping can be realized by the filter effect. It was. As a result of the verification, the formula (1) gives the optimum improvement condition of the waveform of the reactor input voltage V8, and the zero period of the rectifier circuit output current I7 can be shortened most. It is possible to estimate the capacitance C9 of the second capacitor 9 that can suppress the increase of the output terminal voltage Vo up to a small load current I.
[0029]
  Next, FIG. 8 is an equivalent circuit obtained by converting the circuit shown in FIG. 5 to the secondary side of the transformer 5. The inductance value measured from the two terminals excluding the center tap of the secondary coil 5b in a state where the two terminals of the primary coil 5a of the transformer 5 are short-circuited is a leakage inductance value L5d converted to the secondary side of the transformer 5. It is. The leakage inductance value L5d is equivalent to the sum of the inductance values L5c of the two leakage inductances 5c shown in FIG. Thus, the secondary coil 5b is equivalent to a series circuit of the voltage sources 12a and 12b and the two leakage inductances 5c, and the voltage sources 12a and 12b generate pre-rectification voltages V61 and V62, respectively. The outlet of the center tap 5b is a connection midpoint between the voltage sources 12a and 12b. Here, the secondary-side equivalent leakage inductance value L5d, the capacitance value C6 of the first capacitor 6 connected in parallel to the secondary coil 5b, and the frequency f of the voltage applied to the primary coil 5a. ,
f = 1 / {4 × π × √ (L5d × C6)} (2)
As shown in the characteristics of the output terminal voltage Vo with respect to the load current I in FIG. 12, the feedback control is not performed by setting each value so as to satisfy the relationship However, the output terminal voltage Vo can be stabilized in a wide range F from near the no-load region to the full load.
[0030]
  FIG. 9 shows a partial resonance type inverter in which the inverter circuit 3 on the primary side has a half-bridge configuration and a resonance capacitor 34 is connected in parallel to the primary coil 5a. 2 is abbreviated as DC power supply 31. The inverter circuit 3 includes a DC power supply 31, a series circuit of capacitors 32 and 33 connected in parallel to the DC power supply 31, a series circuit of switching elements 35 and 36, and a diode 37 connected in parallel to the switching elements 35 and 36, respectively. , 38, and a parallel circuit of a primary coil 5a and a resonant capacitor 34 connected to a connection midpoint of the capacitors 32 and 33 and a connection midpoint of the switching elements 35 and 36, and applied to the primary coil 5a. The voltage waveform is trapezoidal, and the switching loss of the switching elements 35 and 36 can be reduced and the noise can be reduced. Therefore, not only the secondary side but also the primary side can be downsized, and the no-load region Provided is a small non-contact power transmission device capable of stabilizing an output terminal voltage Vo for a wide range of loads from near to full load. Door can be. The same components as those in the circuit configuration of FIG.
[0031]
  However, even if the output terminal voltage Vo is suppressed as in the above embodiment, the output terminal voltage Vo rises near the no-load region as shown in FIG. 6, so the load current I at the point E in FIG. If a dummy load such as a resistor, a constant voltage element, a light emitting element, and a display element that can be flowed at all times is connected to the output terminal (connected in parallel to the load), an increase in the output terminal voltage Vo can be suppressed. At this time, according to the embodiment, the load current I when the output terminal voltage Vo rises is considerably small, so that a general small electronic component can be used and an increase in size can be prevented. FIG. 10 shows a dummy load in which a series circuit of a light emitting diode 13 and a resistor 14 is connected to an output terminal. When a non-contact power transmission device is put into practical use, whether or not power can be transmitted to the secondary side is shown to the user. Since a function for notifying is required, it is possible to prevent the size of the light emitting diode 13 from being increased by using the light emitting diode 13 as both a dummy load and a power transmission notification part. FIG. 11 shows a case where the constant voltage element 15 is connected to the output terminal as a dummy load. In addition to stabilization of the output terminal voltage Vo at the normal time, a transient abnormal voltage is generated on the secondary side for some reason. Also, the output terminal voltage Vo can be suppressed to a constant value. Also, the same elements as those in the circuit configuration of FIG.
[0032]
  It should be noted that the output rectification method, the waveform of the voltage applied to the primary side coil, the circuit method on the primary side, the type of load, etc., which are easily replaced by the constituent means of the embodiment of the present invention belong to the present invention. Needless to say, specific examples which are equivalently replaced in terms of circuit and mechanism in the claims and embodiments of the present invention also belong to the present invention.
[0033]
【The invention's effect】
  According to the first aspect of the present invention, there is provided an inverter circuit including a transformer having a structure in which a primary coil and a secondary coil whose voltage is induced by the primary coil can be separated and attached, and for load matching on the secondary coil side. A first capacitor, a rectifier circuit for rectifying the induced voltage of the secondary coil, a current smoothing reactor for smoothing the output current of the rectifier circuit, and a second connected in parallel to the current smoothing reactor. And a load connected to an output terminal that supplies an output through a current smoothing reactor, and the capacitance value of the second capacitor is:When the load is gradually increased from no load, the load current value becomes the smallest when the zero period when the output current of the rectifier circuit is zero disappearsWhen the load is changed, the load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state when the load size is changed is reduced, so that the load is no load or a minute load Therefore, the increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load, and the loss can be reduced even when a dummy load is connected.
[0034]
  In the invention of claim 2, in the invention of claim 1, since the output terminal of the rectifier circuit is provided with a dummy load capable of constantly flowing a load current value when the output current of the rectifier circuit changes from the discontinuous state to the continuous state, There is an effect that an increase in the output terminal voltage can be suppressed even during a load or a minute load.
[0035]
  Since the dummy load is a resistor in the invention of claim 2, the invention of claim 3 has an effect of suppressing an increase in the output terminal voltage even when there is no load or a minute load.
[0036]
  According to a fourth aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, since the dummy load is a constant voltage element, an increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load. In addition to stabilizing the terminal voltage, there is an effect that the output terminal voltage can be suppressed to a constant value even if a transient abnormal voltage occurs on the secondary side for some reason.
[0037]
  According to the invention of claim 5, in the invention of claim 2, since the dummy load is a light emitting element, an increase in the output terminal voltage can be suppressed even when there is no load or a minute load, and the dummy load and power transmission Since the light emitting element is also used as a notification component, the size can be prevented from being increased..
[0038]
  The invention of claim 6 is the invention of any one of claims 1 to 5,The resonance frequency determined from the inductance value of the current smoothing reactor and the capacitance value of the second capacitor is equal to twice the frequency of the voltage applied to the primary coil. It is possible to suppress an increase in output terminal voltage and to reduce the loss even when a dummy load is connected.
[0039]
  The invention of claim 7 is the invention of any one of claims 1 to 6,The resonance frequency determined from the capacitance value of the first capacitor and the leakage inductance value converted to the secondary side of the separable / detachable transformer is equal to twice the frequency of the voltage applied to the primary coil. There is an effect that an increase in output terminal voltage can be suppressed even during a load or a minute load, and a loss can be reduced even when a dummy load is connected.
[0040]
  The invention of claim 8 is the invention according to any one of claims 1 to 7,The secondary coil includes a center tap, the rectifier circuit includes two diodes, and one end of each of the diodes is connected in series to both output ends that are not the center tap of the secondary coil in the opposite directions, Since the full-wave rectifier circuit in which the other ends are connected to each other is configured, the rectifier circuit can be reduced in size.
[0041]
  The invention of claim 9 is the invention of any one of claims 1 to 8,Since the inverter circuit has a half-bridge configuration, the half-bridge inverter circuit can be used to suppress an increase in output terminal voltage even when there is no load or a minute load, and low loss can be achieved even when a dummy load is connected. There is an effect that can be done.
[0042]
  The invention of claim 10 is the invention of any one of claims 1 to 9,Since the inverter circuit is a resonant inverter circuit, there is an effect that the switching loss and noise of the inverter circuit can be reduced and the device can be downsized.
[0043]
  The invention of claim 11 is the invention of any one of claims 1 to 10,Since the waveform of the voltage applied to the primary coil is trapezoidal, there is an effect that the switching loss and noise of the inverter circuit can be reduced and the device can be downsized.
[0044]
  The invention of claim 12 is the invention of any one of claims 1 to 11,By increasing the inductance value of the current smoothing reactor, the load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state when the load size is changed is reduced, and the load Suppresses the rise in output terminal voltage when there is no load or a minute load, so the rise in output terminal voltage can be restrained even when there is no load or minute load, and low loss can be achieved even when a dummy load is connected. There is an effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram showing a transformer of the present invention that can be separated and attached.
FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a characteristic diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 6 is a characteristic diagram for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 12 is a characteristic diagram for explaining the operation of the third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a characteristic diagram illustrating the operation of a conventional example of the present invention.
[Explanation of symbols]
  3 Inverter circuit
  5 transformer
  5a Primary coil
  5b Secondary coil
  6 First capacitor
  7 Rectifier circuit
  8 Current smoothing reactor
  10 Variable resistance
  Vo output terminal voltage
  Induced voltage of V6 secondary coil 5b
  I Load current
  I7 Output current of rectifier circuit 7

Claims

An inverter circuit including a transformer having a structure in which a primary coil and a secondary coil whose voltage is induced by the primary coil can be separated and attached; a first capacitor for load matching on the secondary coil side; A rectifying circuit for rectifying the induced voltage of the secondary coil; a current smoothing reactor for smoothing the output current of the rectifying circuit; a second capacitor connected in parallel to the current smoothing reactor; And a load connected to an output terminal for supplying an output via a reactor, and the capacitance value of the second capacitor is determined by the output current of the rectifier circuit when the load is gradually increased from no load. There is set to the load current value becomes the smallest value when the zero period is zero disappears, the output current of the rectifier circuit when changing the size of the load or discontinuous By reducing the load current value when the change to continuous state, the non-contact power transmission apparatus characterized by suppressing an increase in the load output terminal voltage of no-load or minute-load.

2. The non-contact power transmission device according to claim 1, wherein a dummy load capable of constantly flowing a load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state is provided at the output terminal.

The non-contact power transmission device according to claim 2, wherein the dummy load is a resistor.

The non-contact power transmission device according to claim 2, wherein the dummy load is a constant voltage element.

The non-contact power transmission device according to claim 2, wherein the dummy load is a light emitting element.

6. The resonance frequency determined from the inductance value of the current smoothing reactor and the capacitance value of the second capacitor is equal to twice the frequency of the voltage applied to the primary coil. Any one of the non-contact electric power transmission apparatuses.

The resonance frequency determined from the capacitance value of the first capacitor and the leakage inductance value converted to the secondary side of the detachable transformer is equal to twice the frequency of the voltage applied to the primary coil. The non-contact power transmission device according to claim 1.

The secondary coil includes a center tap, the rectifier circuit includes two diodes, and one end of each of the diodes is connected in series to both output ends that are not the center tap of the secondary coil in the opposite directions. The non-contact power transmission device according to claim 1, wherein a full-wave rectifier circuit is configured in which the other ends of the two are connected to each other.

The non-contact power transmission device according to claim 1, wherein the inverter circuit has a half-bridge configuration.

The contactless power transmission device according to claim 1, wherein the inverter circuit is a resonant inverter circuit.

The non-contact power transmission device according to claim 1, wherein the waveform of the voltage applied to the primary coil is trapezoidal.

By increasing the inductance value of the current smoothing reactor, the load current value when the output current of the rectifier circuit changes from a discontinuous state to a continuous state when the load size is changed is reduced, and the load The non-contact power transmission device according to claim 1, wherein an increase in output terminal voltage during no load or minute load is suppressed.