JP4226963B2 - Power converter - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、車両用補助電源装置等に使用する降圧チョッパを用いた電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力変換装置としては、例えば、車両用の補助電源装置用として、チョッパ用スイッチング素子と入力用フィルタコンデンサ及び出力用フィルタコンデンサとを有し高圧直流電源から供給される電圧を降圧するチョッパ回路と、入力用フィルタコンデンサの両端の電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段で検出した検出電圧が所定値以上のときは入力用フィルタコンデンサの電荷を放電する放電手段を備えており、直流電源電圧が上昇した場合においても、入力側に設けた高速度遮断器を一旦オフすることなく、連続して運転することができる補助電源装置が示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平７−３１１３５号公報（第２−３頁、図1）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の電力変換装置は、直流入力電圧が上昇した場合のチョッパ回路の保護については示されているが、例えばＧＴＯで構成するチョッパ用スイッチング素子の駆動回路でのＯＦＦ制御遅れや不点弧などの不良動作発生時、またはスイッチング素子の短絡モードでの破損時に、スイッチング素子の出力側に設けたチョッパ用直流リアクトルが飽和するとチョッパ出力側負荷に直流入力電圧がそのまま印加される等の恐れがあった。このための保護装置としては、負荷と並列に過電圧保護用抵抗や過電圧保護用サイリスタを用いた保護回路を設け、出力電圧が所定レベルを超えた場合は、過電圧保護用サイリスタのゲートにＯＮ信号を入力し、負荷を短絡保護する構成が知られている。しかしながらそのような対策を施しても、上記のような不具合時には入力側電圧がそのまま負荷側に印加されるので、チョッパ出力側の機器絶縁設計レベルを入力直流電圧に合わせる必要があり、相当の絶縁寸法が必要となる。このため、出力用フィルタコンデンサや過電圧保護用の抵抗及びサイリスタの寸法が大きくなっていた。また、過電圧ストレスがかかると機器の絶縁信頼性が落ちる等の問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、スイッチング素子の不具合時にも出力用フィルタコンデンサ及び負荷の絶縁レベルを低減でき、過電圧保護用抵抗及び過電圧保護用サイリスタ等の保護回路を不要にできる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる電力変換装置は、スイッチング素子と環流用ダイオードとを有する降圧チョッパ回路により直流電源からの入力を受けて負荷に直流電力を供給する電力変換装置において、出力側に設けた単巻変圧器の直列巻線と分路巻線とを環流用ダイオードに並列に接続し、分路巻線の一方の端子である中間端子にダイオードのアノードを接続し、ダイオードのカソードと分路巻線の他方の端子との間に平滑用コンデンサを接続し、平滑用コンデンサに並列に負荷を接続するように構成し、スイッチング素子のオン時間の最大値を限定する制御回路を備えて、単巻変圧器が飽和するのを防止するようにしたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置を示す回路図であり、図２は図１の回路動作を示す電圧電流波形図、図３は図1のスイッチング素子がオフ動作時（図２のモード２）における等価回路図である。図1において、直流電力を供給する直流架線１からパンタグラフ２および高速遮断器３を介して直流電力を入力する。入力した直流電力を降圧して直流出力を得るため、例えばＧＴＯからなるスイッチング素子４と環流用ダイオード５とを有する降圧チョッパ回路を設け、スイッチング素子４をＯＮ／ＯＦＦ制御する。スイッチング素子４の出力側には単巻変圧器６を設け、この高圧側すなわち直列巻線６ａと分路巻線６ｂとを環流用ダイオード５に並列に接続している。低圧側すなわち分路巻線６ｂの一方の端子である中間端子６ｃにはダイオード７のアノード側を接続し、ダイオード７のカソード側と分路巻線６ｂの他方の端子との間には平滑用コンデンサ８を接続し、この平滑用コンデンサ８に並列に負荷９を接続するように構成されている。このような構成により、直流架線１から入力した直流電力を降圧チョッパ回路と単巻変圧器６により降圧して負荷９へ供給する。
【０００８】
始めに、降圧チョッパとしての動作について、図２の電圧電流波形図及び図３の等価回路図を参照しながら説明する。
直流出力を得るために、スイッチング素子４をＯＮ／ＯＦＦ制御したとき供給電流が断続電流となるモードの場合について説明すると、図2のｔ０時点での初期電流は零である。また、平滑用コンデンサ８の充電電圧Ｖｃの値は所定の電圧Ｖｏに充電され、負荷９は一定負荷を取っている状態とし、直流入力電圧ｅiの値はＥｄで一定とする。
【０００９】
まず、モード１として、スイッチング素子４がオンであるｔon期間（ｔ０〜ｔ１）について説明する。
直流電源である直流架線１から単巻変圧器６の直列巻線６ａを通じ電流ｉ1が負荷９側に供給される。直列巻線６ａ及び分路巻線６ｂのそれぞれの巻数と漏れインダクタンスをＮ１，Ｌ１及びＮ２，Ｌ２とすると、単巻変圧器６の入力電圧ｅｏ＝Ｅd、負荷電圧Ｖｃ＝Ｖｏなので、ダイオード７での電圧降下を無視するとｔ秒後のｉ1は式１となる。
ｉ１＝｛（Ｅd−Ｖo）／Ｌ１｝×ｔ・・・・・・・・・（１）
【００１０】
一方、分路巻線６ｂからダイオード７→平滑用コンデンサ８及び負荷９→分路巻線６ｂの経路で電流ｉ２が流れる。この電流ｉ２は変圧器作用により等アンペアターンの法則が成り立つので、下記の式２で求められる。
ｉ２＝（Ｎ１／Ｎ２）×ｉ１ ・・・・・・・・・・・・・・・（２）
そして、出力電流ｉｏはｉ１とｉ２を合成したものなので式３で表される。
ｉＯ＝ｉ１＋ｉ２＝｛（Ｅd−Ｖo）／Ｌ１｝×（１＋Ｎ１／Ｎ２）×ｔ
・・・・（３）
また、直列巻線６ａと分路巻線６ｂの接続点である中間端子６ｃにおける出力電圧ｅＯＭは巻数比に比例するので、前述のように単巻変圧器６の入力電圧ｅｏ＝Ｅｄ（一定）とすると、次式４となる。
ｅＯＭ＝｛Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）｝×Ｅｄ・・・・・（４）
【００１１】
次に、モード２として、スイッチング素子４がオフであるｔoff期間（ｔ１〜ｔ２）の場合について説明する。
負荷９は平滑用コンデンサ８に比べインピーダンスが大きく回路動作に影響をほとんど与えないものとして計算から省略する。ｔ１時点ではスイッチング素子４がオフとなるので直流架線１から供給される電流は０となり、電流ｉ1は、スイッチング素子４から環流用ダイオード５に転流することになる。この電流経路は、単巻変圧器６の直列巻線６ａ→ダイオード７→平滑用コンデンサ８及び負荷９→環流用ダイオード５→直列巻線６ａとなる。このとき、直列巻線６ａでの電磁エネルギーが平滑用コンデンサ８及び負荷９に供給される。
【００１２】
図３の等価回路において、ダイオード７、環流用ダイオード５での電圧降下を無視し、ｔ１時点を起点にして（すなわちｔ＝０とおき）単巻変圧器６の直列巻線６ａに流れる初期電流をＩｍ１、分路巻線６ｂに流れる初期電流をＩｍ２、平滑用コンデンサ８における充電電圧Ｖｃの初期充電電圧をＶｏとすると、この回路は下記の式５から式８のように表される。
【００１３】
【数１】
この回路方程式を解くと、ｔ１時点からｔ秒後の電流ｉＯは、式９となる。
【００１５】
【数２】
式９より、ｉＯ＝０となるのはβｔ＋α＝π／２のときであるので、その時刻ｔをＴxとすれば、Ｔxは式１０となる。
Ｔx＝｛（π／２）−α｝×（１／β）・・・・（１０）
そして、このときの平滑用コンデンサ８での電圧上昇分ΔＶは、式１１となる。
【００１７】
【数３】
なお、Ｔx後は、ダイオード７がコンデンサ８の電圧により、逆バイアスされ、電流ｉ０＝０のままとなる。
【００１９】
モード１およびモード２の全区間についての各部の電圧電流波形を図２に示す。図２の（a）は中間端子６ｃの出力電圧ｅＯＭ、（ｂ）は出力電流ｉＯ、（ｃ）は直列巻線６ａに流れる電流ｉ１、（ｄ）は分路巻線６ｂに流れる電流ｉ２である。全区間における中間端子６ｃの出力電圧ｅＯＭの平均電圧Ｅaveは式１２となる。
【００２０】
【数４】
以上のように、ｔon期間とｔoff期間を制御することにより、負荷９への供給電圧を制御することができる。
【００２２】
次に、不具合時の動作について説明する。スイッチング素子４の駆動回路のＯＦＦ制御遅れや不点弧等不良動作が発生した場合、またはスイッチング素子４の短絡モードでの破損等のような不具合が発生した場合、中間端子６ｃの電圧ｅＯＭは、前述の式４から分かるように、ｅＯＭ＝｛Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）｝×Ｅｄ以上にならないことが分かる。従って、上記不具合発生時もｅＯＭに異常過電圧が発生することはない。なお、この電圧が単巻変圧器６に印加され続けると単巻変圧器６が飽和するため、ｅＯＭ＝０となり、過大電流が直流電源よりパンタグラフ２を通じて流れるので、その場合は図示しない保護回路により高速遮断器３を作動させ回路を遮断して保護するように構成している。
【００２３】
本実施の形態の発明による各構成要素の具体設計例を下記に示す。
Ｅｄ＝１２００Ｖ、ｔon＋ｔoff＝２ｍｓ、ｔon＝１ｍｓ、Ｎ１＝Ｎ２、Ｌ１＝Ｌ２＝１２ｍＨ、Ｃ＝５０００μＦ、Ｖｃ＝６００Ｖ＝Ｖo（初期電圧）とすると、式２よりｉ１＝ｉ２、式１よりｉ１＝１００〔Ａ〕、またＩｍ１＝Ｉｍ２＝５０Ａ、Ｉｍ＝１００〔Ａ〕、式１０よりＴx＝０．９８５ｍｓ、また電圧上昇分は式１１をもとに電流の三角波形近似で計算するとΔＶ≒９．８５Ｖであり、この値はＶｃ＝６００Ｖに比べ無視できる程小さい。そして、式４よりｅＯＭの最大値は６００Ｖであり、式１２よりＥave≒６００Ｖとなる。すなわち、平滑用コンデンサおよび負荷に印加される最大電圧は６００Ｖと、入力電圧１２００Ｖに対して低い値であり、そのぶん、絶縁が低減できることが分かる。
【００２４】
なお、上記の説明では、チョッパ動作として、出力電流ｉ０を断続モード（ｔ２時点でｉ０＝０）の場合について述べたが、連続モードでも同様の動作となる。
【００２５】
以上のように、本実施の形態による発明によれば、降圧チョッパ回路の出力側に単巻変圧器を設け、この単巻変圧器の分路巻線にダイオードを介し設けた平滑用コンデンサに並列に負荷を接続するようにしたので、スイッチング素子の駆動回路のＯＦＦ制御遅れ、不点弧等不良動作、また短絡モードでの破損等のような不具合が発生した場合でも、平滑用コンデンサおよび負荷に入力側の電圧がそのまま印加されることはないので、平滑用コンデンサおよび負荷の絶縁を低減することができる。
また、電圧変換に単巻変圧器を利用しているため、直列巻線と分路巻線の巻き数を選定することにより、負荷に適した電圧を容易に選定することができる。
更に、平滑用コンデンサおよび負荷に対する過電圧保護のための保護回路が不要になる。
【００２６】
なお、上述の電力変換装置では、スイッチング素子４のオン時間限界を規定していなかったが、オン時間が所定時間より長くなれば単巻変圧器６が飽和し、スイッチング素子４に過大電流が流れるので、図示しないスイッチング素子のオン／オフ制御回路において、オンパルス幅を出力する回路に最大オンパルス幅リミット設定手段を設け、オン時間に制限をつけるように構成すれば、単巻変圧器６が飽和するのを防止することができる。
【００２７】
更に、初期電圧印加時に、図示しないスイッチング素子４のオン／オフ制御回路において、オンパルス幅を出力する回路に、平滑用コンデンサ８の充電電圧ｖｃが所定の電圧であるＶo付近に立ち上がるまで、最小オンパルス幅リミット設定手段を設けて所定の最小オン期間ｔonLを与えるように構成すれば、平滑用コンデンサ８の初期充電時においてもスイッチング素子４に過大な電流が供給されるのを防止することができる。具体的には、ｔonLを次のように決めれば良い。すなわち、｛（Ｅd−Ｖo）／Ｌ１｝×ｔonと（Ｅd／Ｌ１）×ｔonLが等しくなるようにすればｉoの最大値が同じになるので、ｔonLは式１３のようになる。
ｔonL＝｛（Ｅd−Ｖo）／Ｅd｝×ｔon ・・・・（１３）
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明の電力変換装置によれば、降圧チョッパ回路の出力側に設けた単巻変圧器の直列巻線と分路巻線を環流用ダイオードに並列に接続し、分路巻線にダイオードを介して設けた平滑用コンデンサに並列に負荷を接続するように構成し、スイッチング素子のオン時間の最大値を限定する制御回路を備えて、単巻変圧器が飽和するのを防止するようにしたので、スイッチング素子の駆動回路でのＯＦＦ制御遅れや不点弧などの不良動作発生、またはスイッチング素子の短絡モードでの破損等のような、スイッチング素子の不具合時でも平滑用コンデンサおよび負荷に入力側の電圧がそのまま印加されることはないので、平滑用コンデンサおよび負荷の絶縁を低減することができる。
また、平滑用コンデンサおよび負荷に対する過電圧保護のための保護回路が不要になる。
更に、スイッチング素子のオン時間が所定時間より長くならないので、単巻変圧器が飽和するのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路図である。
【図２】 図１の回路動作を示す電圧電流波形図である。
【図３】 図１のモード２における等価回路図である。
【符号の説明】
１ 直流架線 ４ スイッチング素子
５ 環流用ダイオード ６ 単巻変圧器
６ａ 直列巻線 ６ｂ 分路巻線
６ｃ 中間端子 ７ ダイオード
８ 平滑用コンデンサ ９ 負荷。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device using a step-down chopper used for a vehicle auxiliary power supply device or the like.
[0002]
[Prior art]
As a conventional power conversion device, for example, a chopper circuit that has a chopper switching element, an input filter capacitor, and an output filter capacitor and steps down a voltage supplied from a high-voltage DC power supply for an auxiliary power supply device for a vehicle. And a voltage detection means for detecting the voltage across the input filter capacitor, and a discharge means for discharging the charge of the input filter capacitor when the detection voltage detected by the voltage detection means is a predetermined value or more, An auxiliary power supply device is shown that can be operated continuously without turning off the high-speed circuit breaker provided on the input side even when the DC power supply voltage rises (see, for example, Patent Document 1). .
[0003]
[Patent Document 1]
Japanese Unexamined Patent Publication No. 7-31135 (page 2-3, FIG. 1)
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional power converter as described above has been shown to protect the chopper circuit when the DC input voltage rises. However, for example, there is a delay in OFF control in the drive circuit of the switching element for chopper composed of GTO or the like. When a faulty operation such as ignition occurs or when the switching element is damaged in short-circuit mode, if the DC reactor for the chopper provided on the output side of the switching element is saturated, the DC input voltage is directly applied to the load on the chopper output side. There was a fear. As a protection device for this purpose, a protection circuit using an overvoltage protection resistor or an overvoltage protection thyristor is provided in parallel with the load. When the output voltage exceeds a predetermined level, an ON signal is sent to the gate of the overvoltage protection thyristor. A configuration is known in which a load is input and a load is short-circuit protected. However, even if such measures are taken, the input side voltage is applied to the load side as it is in the case of the above problems, so it is necessary to match the equipment insulation design level on the chopper output side with the input DC voltage. Dimensions are required. For this reason, the dimensions of the output filter capacitor, the overvoltage protection resistor and the thyristor are large. In addition, when overvoltage stress is applied, there is a problem that the insulation reliability of the device is lowered.
[0005]
The present invention has been made to solve the above problems, and can reduce the insulation level of the output filter capacitor and the load even when the switching element is defective, such as an overvoltage protection resistor and an overvoltage protection thyristor. An object of the present invention is to obtain a power conversion device that can eliminate a protection circuit.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
A power conversion device according to the present invention is a power conversion device that receives input from a DC power supply by a step-down chopper circuit having a switching element and a circulating diode and supplies DC power to a load. The series winding and shunt winding of the capacitor are connected in parallel to the freewheeling diode, the anode of the diode is connected to the intermediate terminal, which is one terminal of the shunt winding, and the cathode of the diode and the shunt winding A winding transformer having a control circuit for connecting a smoothing capacitor to the other terminal and connecting a load in parallel to the smoothing capacitor and limiting the maximum on-time of the switching element, Is to prevent saturation .
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
1 is a circuit diagram showing a power converter according to Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is a voltage-current waveform diagram showing the circuit operation of FIG. 1, and FIG. 3 is when the switching element of FIG. 2 is an equivalent circuit diagram in mode 2). In FIG. 1, DC power is input via a pantograph 2 and a high-speed circuit breaker 3 from a DC overhead line 1 that supplies DC power. In order to step down the input DC power and obtain a DC output, for example, a step-down chopper circuit having a switching element 4 made of GTO and a
[0008]
First, the operation as a step-down chopper will be described with reference to the voltage / current waveform diagram of FIG. 2 and the equivalent circuit diagram of FIG.
In order to obtain a DC output, the mode in which the supply current becomes an intermittent current when the ON / OFF control of the switching element 4 is described. The initial current at time t 0 in FIG. 2 is zero. The value of the charging voltage Vc of the
[0009]
First, as mode 1, a ton period (t 0 to t 1 ) in which the switching element 4 is on will be described.
A current i 1 is supplied to the load 9 side through the series winding 6a of the autotransformer 6 from the DC overhead line 1 which is a DC power source. When the turns and leakage inductances of the series winding 6a and the shunt winding 6b are N 1 , L 1 and N 2 , L 2 , the input voltage e o = Ed and the load voltage Vc = Vo of the autotransformer 6 Therefore, if the voltage drop at the
i 1 = {(Ed−Vo) / L 1 } × t (1)
[0010]
On the other hand, a path from the shunt winding
i 2 = (N 1 / N 2 ) × i 1 (2)
Since the output current io is a combination of i 1 and i 2 , it is expressed by Equation 3.
i O = i 1 + i 2 = {(Ed-Vo) / L 1} × (1 + N 1 / N 2) × t
.... (3)
Further, since the output voltage e OM at the intermediate terminal 6c, which is the connection point between the series winding 6a and the shunt winding 6b, is proportional to the turn ratio, the input voltage e o = Ed (1) of the autotransformer 6 as described above. (Constant), the following equation 4 is obtained.
e OM = {N 2 / (N 1 + N 2 )} × Ed (4)
[0011]
Next, the case of the toff period (t 1 to t 2 ) in which the switching element 4 is off will be described as mode 2.
The load 9 is omitted from the calculation because it has a larger impedance than the
[0012]
In the equivalent circuit of FIG. 3, the
[0013]
[Expression 1]
When this circuit equation is solved, the current i O after t seconds from the time t 1 is expressed by Equation 9.
[0015]
[Expression 2]
From Equation 9, i O = 0 is obtained when βt + α = π / 2. Therefore, if the time t is Tx, then Tx becomes Equation 10.
Tx = {(π / 2) −α} × (1 / β) (10)
Then, the voltage increase ΔV in the smoothing
[0017]
[Equation 3]
After Tx, the
[0019]
FIG. 2 shows voltage / current waveforms at various parts in all sections of mode 1 and mode 2. 2A shows the output voltage e OM of the intermediate terminal 6c, FIG. 2B shows the output current i O , FIG. 2C shows the current i 1 flowing through the series winding 6a, and FIG. 2D flows through the shunt winding 6b. Current i 2 . The average voltage Eave of the output voltage e OM of the intermediate terminal 6c in all sections is expressed by Equation 12.
[0020]
[Expression 4]
As described above, the supply voltage to the load 9 can be controlled by controlling the ton period and the toff period.
[0022]
Next, the operation at the time of malfunction will be described. When a malfunction such as OFF control delay or misfiring of the drive circuit of the switching element 4 occurs, or when a malfunction such as damage in the short-circuit mode of the switching element 4 occurs, the voltage e OM of the intermediate terminal 6c is As can be seen from Equation 4 above, it can be seen that e OM = {N 2 / (N 1 + N 2 )} × Ed or higher. Therefore, when the trouble occurs abnormal overvoltage to e OM does not occur. If this voltage continues to be applied to the autotransformer 6, the autotransformer 6 is saturated, so e OM = 0, and an excessive current flows from the DC power source through the pantograph 2, and in this case, a protection circuit (not shown) Thus, the high-speed circuit breaker 3 is operated to cut off and protect the circuit.
[0023]
A specific design example of each component according to the invention of the present embodiment is shown below.
Assuming that Ed = 1200 V, ton + toff = 2 ms, ton = 1 ms, N 1 = N 2 , L 1 = L 2 = 12 mH, C = 5000 μF, Vc = 600 V = Vo (initial voltage), i 1 = i 2 From equation 1, i 1 = 100 [A], Im 1 = Im 2 = 50 A, Im = 100 [A], from equation 10, Tx = 0.985 ms, and the voltage rise is based on equation 11 When calculated by the triangular waveform approximation, ΔV≈9.85V, which is negligibly small compared to Vc = 600V. From Equation 4, the maximum value of e OM is 600V, and from Equation 12, Eave≈600V. That is, it can be seen that the maximum voltage applied to the smoothing capacitor and the load is 600 V, which is a lower value than the input voltage 1200 V, and that the insulation can be reduced.
[0024]
In the above description, the case where the output current i 0 is in the intermittent mode (i 0 = 0 at time t 2 ) is described as the chopper operation, but the same operation is performed in the continuous mode.
[0025]
As described above, according to the invention according to the present embodiment, a single-turn transformer is provided on the output side of the step-down chopper circuit, and in parallel with a smoothing capacitor provided via a diode in the shunt winding of this single-turn transformer. Since the load is connected to the switching capacitor, the smoothing capacitor and the load can be connected to the smoothing capacitor and the load even if a malfunction such as a delay in the OFF control of the driving circuit of the switching element, a malfunction such as a non-firing, or a damage in the short-circuit mode occurs. Since the voltage on the input side is not applied as it is, the insulation of the smoothing capacitor and the load can be reduced.
In addition, since a single transformer is used for voltage conversion, a voltage suitable for the load can be easily selected by selecting the number of turns of the series winding and the shunt winding.
Furthermore, a protection circuit for overvoltage protection for the smoothing capacitor and the load becomes unnecessary.
[0026]
In the above-described power conversion device, the on-time limit of the switching element 4 is not specified. However, if the on-time is longer than a predetermined time, the autotransformer 6 is saturated and an excessive current flows through the switching element 4. Therefore, in the ON / OFF control circuit for the switching element (not shown), if the circuit for outputting the ON pulse width is provided with the maximum ON pulse width limit setting means to limit the ON time, the autotransformer 6 is saturated. Can be prevented.
[0027]
Further, in the on / off control circuit for the switching element 4 (not shown) when the initial voltage is applied, a minimum on-pulse is applied to the circuit that outputs the on-pulse width until the charging voltage vc of the smoothing
tonL = {(Ed−Vo) / Ed} × ton (13)
[0028]
【The invention's effect】
As described above, according to the power converter of the present invention, the series winding and shunt winding of the autotransformer provided on the output side of the step-down chopper circuit are connected in parallel to the recirculation diode, and the shunt A winding is connected in parallel to a smoothing capacitor provided via a diode, and a control circuit that limits the maximum on-time of the switching element is provided to saturate the autotransformer. The smoothing capacitor can be used even when the switching element malfunctions, such as the occurrence of defective operation such as OFF control delay or misfiring in the switching element drive circuit, or damage in the short-circuit mode of the switching element. Since the input side voltage is not applied to the load as it is, the insulation of the smoothing capacitor and the load can be reduced.
Further, a protection circuit for overvoltage protection for the smoothing capacitor and the load is not necessary.
Further , since the ON time of the switching element does not become longer than the predetermined time, it is possible to prevent the autotransformer from being saturated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
2 is a voltage / current waveform diagram showing the circuit operation of FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram in mode 2 of FIG. 1;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC overhead wire 4
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