JP4223575B2

JP4223575B2 - Remote calibration device

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Publication number: JP4223575B2
Application number: JP17696996A
Authority: JP
Inventors: セス・デイビッド・シルバースタイン; ロバート・レランド・ネビン; ウィリアム・アーニスト・エンジェレー
Original assignee: ロッキード・マーチン・コーポレーション
Priority date: 1995-07-07
Filing date: 1996-07-08
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2016-07-08
Also published as: JPH09121195A; EP0752736A1; EP0752736B1; CA2180051C; CA2180051A1

Description

【０００１】
【発明の背景】
能動フェーズドアレー（ｐｈａｓｅｄａｒｒａｙ）システム又はスマート（ｓｍａｒｔ）アンテナシステムは、異なるビーム形成シナリオに対処ためにフェーズドアレーシステムの夫々のエレメントによって送信並びに／又は受信されるエレメント信号の複素利得（振幅及び位相）のプログラム可能な変更を行なう能力を有する。フェーズドアレーシステムを備えた通信衛星は、普通の反射型アンテナを持つ衛星に比べて固有の性能の利点を備えているので望ましい。例えば、フェーズドアレーシステムを持つ通信衛星は、次に述べる様な利点を提供し得る。即ち、大陸全体にわたる広くて一様な範囲から約１°の３dB幅を持つ幅の狭いスポット・ビーム・パターンまでビーム・パターンが構成自在であること、多重通信チャンネルに於ける実効等方性放射電力（ＥＩＲＰ）のレベルを変える融通性があること、並びに部品の故障を補償する為にシステム性能の劣化を巧妙に行なう手段が得られることである。衛星におけるフェーズドアレーシステムに対する条件は予測し難い形で変化し得るから、最適なシステム性能を確実にする為には、位相及び振幅特性の様なシステムの特性を規則的に較正するように計画を立てる事が一般的に必要である。
【０００２】
フェーズドアレーシステムの各エレメントで夫々形成されるエレメント信号の夫々の複素利得の有意の推定値を得る為、較正過程は、各エレメントから送信される夫々のエレメント信号に対する複素利得が略準不動になる位に短い時間窓の中で行なわなければならない。典形的な静止衛星の用途では、この為の時間窓は時間的に変わり得る２つの効果によって支配される。即ち、送信されるエレメント信号が地球上にある適当な制御ステーションに向って伝搬する時に出会う変わり得る大気条件によるエレメント信号の変化と、フェーズドアレーシステムの各エレメントに対する夫々の回路部品の位相のオフセットや、フェーズドアレーを支持する為に用いられるパネル構造の物理的な反り等の様な衛星に熱によって誘起される効果による送信されるエレメント信号の相対的な位相の変化とである。熱によって誘起される効果は、主にフェーズドアレーのパネルに対する太陽放射束の密度の昼間変動が原因で起こる。
【０００３】
従来提案された較正方式は、本質的に、フェーズドアレーシステムの他の全てのエレメントをターンオフしておいて、フェーズドアレーシステムの各々の１個のエレメント（ＳＥ）の夫々の複素利得を、一度に１つずつ、個別に測定することに基づいたものである。こう云う較正方式（以下ＳＥ較正方式と呼ぶ）は、考えとしては単純であるが、都合の悪いことに或る基本的な問題があり、その為に、通信衛星に対する典形的なフェーズドアレーシステムの較正条件を満す点でその有用性に疑問がある。その１つの問題は、較正を受ける任意の１つのエレメントに適当な試験信号を差し向ける又は通す様に各エレメント信号の夫々の電気通路のフロントエンドに結合される多極マイクロ波スイッチング装置を実現するのが困難であることである。この多極スイッチング装置は、ＳＥ較正方式では典形的には、任意の所定の時点で較正を受ける任意の個別のエレメントに夫々形成されるエレメント信号に対する複素利得を測定する為に必要である。ＳＥ較正方式のもう１つの問題は、信号対雑音比（ＳＮＲ）が比較的低いことである。これは実効的には測定の積分時間が比較的長くなることになる。実用的な衛星の電力レベルでは、ＳＥ較正方式の為の較正測定値を抽出するのに要する積分時間は、前に述べた準不動の時間窓の基準を満すには長すぎる場合が多い。原理的には、各エレメントから送信される較正信号のエネルギーを増加することにより、ＳＥ過程の実効的なＳＮＲを高くすることができる。しかし、フェーズドアレーシステムの各々エレメントは、各エレメントにある回路部品に対する電力処理容量及び直線性の制約によって、最大電力に近いところで動作する様に設計されているのが普通であるから、電力レベルを更に勝手に増加することは典形的には実現できないことになる。この為、ＳＥ較正方式に伴なう問題を解決することのできる較正方法を提供することが望ましい。
【０００４】
【発明の要約】
全般的に云うと、上に述べた要望を満ため、本発明は、Ｎを正の整数として、複数Ｎ個のエレメントを持つシステムを遠隔較正する方法と装置を提供する。この方法は、相互に所定のスペクトル関係を持つ較正信号及び基準信号の様なコヒーレント信号を発生することを含む。複数Ｎ個のエレメントの各々に印加される較正信号は、２進アダマール（Ｈａｄｍａｒｄ）行列の様な所定の逆行列作成可能な符号化（ｅｎｃｏｄｉｎｇ）行列のエントリ（ｅｎｔｒｙ）に基づいて直交符号化されて、第１組及び第２の直交符号化信号を発生することができる。これらの第１組及び第２の符号化信号並びに基準信号は遠隔地へ送信される。送信された第１組及び第２組の符号化信号は遠隔地でコヒーレント検波される。その後、コヒーレント検波された第１組及び第２組の符号化信号は、所定の逆行列作成可能な符号化行列の逆行列を使って復号され、１組の復号信号を発生する。次に、この１組の復号信号は、システムの各エレメントに対する較正データを発生する為に処理される。
【０００５】
本発明の新規と考えられる特徴は、特許請求の範囲に具体的に記載してあるが、本発明自体の構成、作用、及びその他の目的並び利点は、以下図面について詳しく説明するところから最もよく理解されよう。図面に全体にわたり、同様な部分には同じ参照数字を用いている。
【０００６】
【発明の詳しい説明】
図１はフェーズドアレーシステム１２を用いて、無線周波（ＲＦ）信号１４を送信並び／又は受信する通信衛星１０を示す。例えば、フェーズドアレーシステム１２が送信モードで使われる場合、受信アンテナ２０を介して、地上の制御ステーションの様な遠隔の制御ステーション１８でＲＦ信号１４を受信することができる。当業者であれば分かる様に、フェーズドアレーシステムは、アレーのエレメントとから放出されるＲＦ信号の位相を選択的に調節して、フェーズドアレーの各エレメントから空間的に離れた地点で、所望の干渉パターンを作ると云う原理に基づいて動作する。Ｎ個のエレメントのフェーズドアレーシステムからの波長λのＲＦ送信を考える。例として、フェーズドアレーの中心を原点とする座標系を選ぶ。
【０００７】
【外１】

【０００８】
【数１】

【０００９】
【数２】

【００１０】
１組の係数｛ａ（ｎ）｝の相対的な値が、フェーズドアレーの各エレメントに対する移相器５０（図２）及び電力増幅器８０（図２）の様な夫々の回路部品に関係する相対的な複素利得になる。フェーズドアレーによって送信並びに／又は受信された（但し本発明よる符号化はしてない）任意の干渉パターンを単に空間的にサンプリングすることによって得られた情報は、送信ホーン９０（図２）の様なフェーズドアレーのエレメント・ホーンの相対的な位置ぎめによる位相のオフセットを容易に抽出することができないことを証明することができる。原理的には、各々の係数ａ（ｎ）の値は、Ｎ個の一次独立連立方程式が得られる様に特
【００１１】
【外２】

【００１２】
に於ける干渉パターンの振幅及び位相を測定又はサンプリングすることによって決定することができる。実際には、解を計算する為には、３つの異なるパラメータのＮ個の値が分っていなければならないので、この手順は実施するのが非常に
【００１３】
【外３】

【００１４】
上に述べた空間的なサンプリング較正方式と対照的に、エレメント信号のコヒ
【００１５】
【外４】

【００１６】
化ビーム・パターンを形成することができる様にする符号化信号を受信することができるので、劇的に単純化される。更に、１つの伝搬定数Ｋ₀ しかないので、各々の複素利得の相対的な値を決定するのにその値が分っている必要はない。更に、遠い場においては、関心のあるパラメータは、この１個の受信点までの距離が分っていなくても求めることができる。アレーの一様な位相平面に対する基
【００１７】
【外５】

【００１８】
る。業者でてあれば分る様に、この投影角は、地球、月及び太陽センサの様な普通の天体センサからの容易に利用し得る姿勢測定値を使って、測定することができる。
遠い場では、任意のｍ番目のコヒーレント符号化送信の受信信号は、次の形である。
【００１９】
【数３】

【００２０】
ｔ（ｍ，ｎ）がユニタリ符号化行列の様な所定の逆行列作成可能な符号化行列
【００２１】
【外６】

【００２２】
値は、Ｎ個の一次独立連立方程式を解くことができる様にする行列Ｔの逆行列から直接的に求めことができる。一般的に、ユニタリ行列Ｕの逆行列は行列Ｕのエルミート共役Ｕ^* に等しい、即ちＵ^-1＝Ｕ^* である。当業者であれば分るが、行列Ｕの様なユニタリ行列の行及び列は、この行列Ｕが定義されているベクトル空間にわたる完全な正規直交する１組の基本ベクトルを形成する。一般的に、直交変換は、実ベクトル空間で定義されたユニタリ変換の部分集合と正式に定義されている。直交変換はイメージング用途に広く用いられており、例えばＰｒｏｃ．ＩＥＥＥ５７，Ｎｏ．１，５８−６８頁（１９６９年１月号）所載のダブリュ・ケイ・プラット，ジェイ・ケーン及びエッチ・シー・アンドリュースの論文「アダマール変換イメージ符号化（ＨａｄａｍａｒｄＴｒａｎｓｆｏｒｍＩｍａｇｅＣｏｄｉｎｇ）」を参照されたい。本明細書で用いる行列Ｔは、その関連するユニタリ行列とは正規化係数Ｎ^1/2だけ異なっている。従って、Ｔは再正規化ユニタリ行列と呼ばれる。
【００２３】
【数４】

【００２４】
これに制限するつもりはないが、例として云うと、各々の行列の要素が単位の大きさを持つ場合、即ち｜ｔ（ｍ，ｎ）｜＝１である場合、再正規化ユニタリ行列を使うと、最小分散符号化方式を達成することができることを示すことができる。大きさが等しい再正規化ユニタリ行列の注目すべき幾つかの例は、２次元（２Ｄ）離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）及びアダマール行列の種類である。
【００２５】
図２は、Ｎ個のエレメントのフェーズドアレーシステム１２に対する一例のアナログ式アーキテクチャの略図である。ディジタル式ビーム形成アーキテクチャでも本発明の考えの利点が容易に得られるから、本発明がアナログ式アーキテクチャに制限される必要がないことが理解されよう。更に、レーダ、ライダ、通信システム等に用いられるコヒーレント電磁信号、又はソナー、超音波装置等に用いられるコヒーレント音波信号の様なコヒーレント信号を用いる任意のシステムが、本発明の考えから容易に利点が得られるので、本発明がフェーズドアレーシステムに制限される必要がないことが理解されよう。
【００２６】
フェーズドアレーシステム１２は、各々がｐビットのビーム形成能力を持つＮ個の移相器５０₁−５０_N で構成されたビーム形成マトリックス４０を含む。各々のエレメントに対する各々の移相器はｐ個の独立の遅延回路６０で構成され、これらは適当なスイッチ６５を介して、各々のエレメント信号に対する電気通路に選択的に接続状態に切換えられ、即ち作動されて、ｍ＝０，１，……（２^p−１）として、２πｍ／２^p の移相に対応する２^p 個の量子化位相レベルを作ることができる。更に図２は、コヒーレント信号発生器１００が、フェーズドアレーの各エレメントに印加される較正信号に対して所定のスペクトル関係を持つ基準トーン又は信号を供給することを示す。例えば、基準信号は、較正信号から所定の倍数だけ周波数がずれていてよい。基準信号及び較正信号は夫々の帯域フィルタ７２を通過し、これらの帯域フィルタは基準信号及び較正信号に対する夫々の周波数を大体中心とする所定の通過帯域を持つ。図２では、コヒーレント信号発生器１００が、１つの基準信号を供給するものとして示されているが、希望によっては、コヒーレント信号発生器１００から追加の基準信号を容易に得ることができることが理解されよう。
【００２７】
図２に示す様に、フェーズドアレーの各々のエレメントが、夫々の電力増幅器８０及びホーン９０を含む。図２は、基準信号が別個のホーン９０′から送信されることを示しているが、基準信号が移相器によって行なわれる任意の符号化手順の影響を受けない様に、基準信号が任意の移相器５０₁−５０_N の後の電気通路に注入される限り、基準信号をフェーズドアレーの任意のエレメントから送信してもよく、結果は同等である。図２は、システムの通常の動作中、任意の所望のビーム・パターンを形成する為のスイッチング指令を出すことのできる制御装置３００を示している。
【００２８】
本発明の好ましい一実施例では、制御装置３００は更に較正指令モジュール３０２を含む。較正指令モジュールは、フェーズドアレーシステムのＮ個のエレメントによって制御ステーション１８（図１）の様な遠隔地へ送信される対応する第１組及び第２組の信号を遅延回路６０で符号化することができる様にする第１組及び第２組のスイッチング信号を供給する。
【００２９】
前に述べた様に、制御されたスイッチング、即ち符号化は、所定の逆行列作成可能な２進行列の要素又はエントリによって定められる。特に、２進行列またはバイポーラ・アダマール行列の様な或る種の直交行列は、推定較正パラメータに対する統計的な分散を極く小さくすると云う意味で最適である。符号化行列は、Ｎがアダマール行列を作ることができる偶数であるとすれば、Ｎ×Ｎの寸法を持つ様に選ぶことができる。次数Ｎのアダマール行列を構成することができない場合、符号化の為に、次に高い次数のアダマール構成を便利に使うことができる。例えば、次に高い次数は、Ｑを正の整数として、好便にＫ＝Ｎ＋Ｑに選ぶことができる。Ｑは、存在しないエレメントに対応する余分の送信を表わし、この為、この様な余分の送信は実効的にはゼロの値の信号で構成されているものとして扱われる。当業者であれば、この行列構成方法が、例えば高速フーリエ変換に使われる「ゼロを埋める」方式に似ていることが理解されよう。従って、以下の説明では、これに制限するつもりはないが、簡単の為、制御されたスイッチング（ＣＳ）手順に、アダマール行列だけを考え、これをＨで表わす。遠隔地で適当なコヒーレント検波及び復号を実施した時、第１組及び第２組の直交符号化信号が、遅延回路の夫々の複素利得の任意の変化を表わし、且つどの遅延回路も接続状態に切換えられてない時のフェーズドアレーの各々のエレメントに関連する夫々の信号｛ｓ（ｍ，ｎ＝１，２……Ｎ）｝、即ち、夫々の電力増幅器及びホーンを含むが、フェーズドアレーのどのエレメントにも遅延回路を全く含まない遅延なし即ち「直通」の電気通路に関係する各々の信号を含む較正データを決定することができる様にすることを後で示す。
【００３０】
アナログ式の実施例では、較正信号に対する電力レベルが十分低く、移相器を線形マイクロ波装置として扱うことができると仮定する。例えば、複素利得ｄμ（ｎ）を持つ任意のｎ番目の移相器内にあるμ番目の遅延回路の様な１個の遅延回路６０を接続状態に切換える即ち作動する効果は、図３ａに示す様に、単に入力信号ｘ（ｎ）に複素利得を掛けることである。多数の遅延回路６０及び６０′を接続状態に切換える即ち作動する効果は、接続状態に切換えられた多数の回路に対する夫々の複素利得の積を単に発生する。例えば、図３ｂに示す様に、複素利得ｄν（ｎ）を持つｎ番目の移相器に対するν番目の遅延回路と共に接続状態に切換えられた場合、入力信号ｘ（ｎ）に対する複素利得は図３ｂに示す様になる。
【００３１】
図４は、較正信号及び基準信号の様なコヒーレント信号を発生する為に使われるコヒーレント信号発生器１００の略図である。この明細書で云う「コヒーレント信号」と云う表現は、相互の間に略一定の相対的な位相関係を持つ信号を云う。図４に示す様に、局部発振器１０２が所定の周波数ｆ₀ を持つ発振器出力信号を夫々の周波数逓倍器１０４，１０６，１０８に供給し、発振器出力信号の周波数に夫々Ｎ₁ ，Ｎ₂ ，Ｎ₃ の様な夫々の乗数を乗ずる。図４に示す様に、逓倍器１０８，１０４の夫々の出力信号が第１のミキサ１１０で混合されて、周波数ｆ＝（Ｎ₂ ＋Ｎ₃ ）ｆ₀ を持つ第１のミキサ出力信号を供給する。同様に、逓倍器１０６，１０８の夫々の出力信号が第２のミキサ１１２で混合され、周波数ｆ＝（Ｎ₁ ＋Ｎ₃ ）ｆ₀ を持つ第２のミキサ出力信号を供給する。例として云うと、第１のミキサ出力信号が基準信号を構成し、第２のミキサ出力信号が較正信号を構成して、フェーズドアレーシステムの各エレメントに印加される。
【００３２】
図５は、制御ステーション１８（図１）に設けることのできるコヒーレント検波器４００及び較正プロセッサ４０２の簡単にしたブロック図である。これらは、フェーズドアレーシステムから送信される任意のシーケンスの符号化されたコヒーレント信号を検波及び復号し、これにより、電力増幅器、ホーン及び移相器の様な、フェーズドアレーシステムの各々のエレメントを構成する種々の部品の変化を補償する為に、衛星へ好便に「アップリンク」することのできる較正データを決定することが出来る。
【００３３】
図６は、コヒーレント検波器４００及び較正プロセッサ４０２を詳しく示す。図６に示す様に、受信された基準信号が第１のミキサ４０６及び移相器４０４に供給され、移相器は受信したコヒーレント基準信号に略９０°の移相を加える。更に図６に示す様に、各々の直交符号化信号が第１のミキサ４０６及び第２のミキサ４０８に供給される。第１のミキサ４０６は、受信した符号化信号を基準信号と混合して、該受信した符号化信号の内、基準信号と同相である成分の複製である第１のミキサ出力信号を供給する。これに対し、第２ミキサ４０８は、受信した符号化信号を移相後の基準信号と混合して、該受信した符号化信号の内、基準信号に対して直角位相（９０°）である成分を複製した第２のミキサ出力信号を供給する。同相及び直角位相成分が、夫々のアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器４０９によってディジタル・データに変換される。図６に示す様に、較正プロセッサ４０２は、Ａ／Ｄ変換器４０９から供給された同相成分及び直角位相成分を夫々記憶する為のレジスタ・アレー４１０₁及び４１０₂を含むことができる。更に較正プロセッサ４０２はメモリ４１２を持ち、このメモリは、符号化信号の夫々の直角位相成分を復号する為に使われる逆行列Ｈ^-1のエントリを記憶することができる。更に、較正プロセッサ４０２は、符号化信号の夫々の直角位相成分を復号する為に使われる任意の適当な計算を行なう為の算術論理装置（ＡＬＵ）４１４を含む。例えば、ＡＬＵ４１４は、第１組及び第２組の直交符号化信号の各々の直角位相成分の間の差を計算する為、並びにこうして得られた差と逆行列Ｈ^-1との積を計算する為に使うことができる。
【００３４】
図７は、本発明による一例の較正方法のフローチャートを示す。工程２００で動作が開始された後、工程２０２で、コヒーレント信号発生器１００（図２及び４）によって発生される較正信号及び基準信号の様なコヒーレント信号を発生する。工程２０４で、図２のフェーズドアレーシステムの様なＮ個のエレメントを持つコヒーレント・システムの各エレメントに較正信号を印加する。工程２０６で、コヒーレント・システムの各エレメントに印加された較正信号を符号化して、例えば、第１組及び第２組の符号化信号を発生する。この符号化は、フェーズドアレーシステムの各エレメントにある遅延回路の制御されたスイッチング又はトグル動作を用いて行なうのが有利である。即ち、この符号化は、較正指令モジュール１１０（図２）からのスイッチング信号に応答して作動される特定の遅延回路に基づいて行なわれるので、追加の又は別個の符号化用ハードウェアを必要としない。フェーズドアレーシステムの各エレメントに印加された較正信号を直交符号化する為に、ユニタリ変換符号器を使う別の好ましい具体例については、１９９５年７月７日出願の米国特許出願第０８／４９９，７９６号、発明の名称「ユニタリ変換符号器を用いて衛星通信に使われるフェーズドアレーシステムを遠隔較正する方法」を参照されたい。次に工程２０８で、制御ステーション１８（図１）の様な遠隔地に第１組及び第２組の符号化信号及び基準信号を送信する。工程２１０で、送信されてきた第１組及び第２組の符号化信号を遠隔地でコヒーレント検波する。工程２１２で、検波された第１組及び第２組の符号化信号を復号して、１組の復号信号を発生する。この復号信号は、工程２１６の動作の終りより前の工程２１４で、フェーズドアレーシステムの各エレメントに対する較正データを発生する為に好便に処理することができる。
【００３５】
図８は、図２のフェーズドアレーシステムで符号化工程２０６（図７）を実施する為に好便に使うことのできるフローチャートを示す。工程２２２に示した動作の開始後、工程２２４で、逆行列作成可能な２進行列Ｈのエントリに基づいて、第１組のスイッチング信号を発生する。工程２２６で、第１組のスイッチング信号を印加して、フェーズドアレーシステムの各エレメントにあるｐ個の遅延回路の夫々を作動し、これにより第１組の符号化信号を発生する。これと対照的に、工程２２８に示す様に、第２組のスイッチング信号は制御されたスイッチングの為に−Ｈを使い、これによって第２組の符号化信号を発生する。工程２３２で示した動作の終りの前の工程２３０で、第２組のスイッチング信号を印加することにより、フェーズドアレーの各エレメントにあるｐ個の遅延回路の夫々を作動して第２組の符号化信号を発生する。アダマール制御行列を用いたこのスイッチング手順は実効的に、フェーズドアレーの各々のエレメントに印加された較正信号の正確なユニタリ（直交）変換符号化を作る。前に述べた様に、このスイッチング方式は、遅延回路自体が所望の符号化作用を行い、追加の符号化用ハードウェアを必要としないので、特に有利である。
【００３６】
図９は、検波工程２１０及び復号工程２１２（図７）を実施する為に使うことのできるフローチャートを示す。工程２４０で示した動作の開始後、第１組及び第２組の符号化信号が夫々第１組及び第２組の直交符号化信号で構成されていると仮定すると、工程２４２で、遠隔地で受信した第１組及び第２組の直交符号化信号の基準信号に対する夫々の同相成分及び直角位相成分を測定する。例えば、コヒーレント検波器４００（図６）により、任意の受信した符号化信号の同相成分及び直角位相成分の両方を測定する。更にこれは、遠隔地で受信した第１組及び第２組の直交符号化信号の夫々の基準信号に対する位相及び振幅を測定することを含むことができる。較正データは、位相及び振幅の相対的な測定値から得ることが出来る、即ち、基準信号の位相に対する、受信した各々の符号化信号の位相及び振幅の時間につれての変動の夫々の測定値から有効に得ることが出来るので、絶対値の測定値が重要ではないことが理解されよう。工程２４４で、遠隔地で受信した第１組及び第２組の直交符号化信号の夫々の測定された同相及び直角位相成分の間の夫々の差を計算する。工程２４８で示した動作の終りの前の工程２４６で、夫々の計算された差と、制御されたスイッチング符号化で使われる同じ２進直交行列の逆行列、即ちＨ^-1＝Ｈ^T／Ｎとの積を計算する。本発明の別の利点として、この場合の逆行列が単に係数１／Ｎによって正規化されたＨの転置行列であるから、逆行列Ｈ^-1の計算が簡単であることが理解されよう。
【００３７】
図１０は、送信する工程２０８（図７）について更に詳しく示したフローチャートであり、これによって、例えば図２のフェーズドアレーシステムのＮ個のエレメントに関連するＮ（ｐ＋１）個の状態変数の組全体を較正することができる。本発明の制御されたスイッチング較正基準が一般的に合計２Ｎ（ｐ＋２）回の個別の逐次的な送信を必要とすること、又はＮ（ｐ＋２）個の逐次的な送信の対、即ち第１組及び第２組の直交符号化信号のＮ（ｐ＋２）対を逐次的に送信することを必要とすることを示す。これは、本発明による較正手順によって、毎回の送信に同じ最大エレメント信号エネルギーを用いたＳＥ較正測定に比べて、信号対雑音比（ＳＮＲ）を実効的に［（ｐ＋１）／（ｐ＋２）］２Ｎ倍に高めた、ＳＥ較正測定に比肩し得る情報が得られるので有利である。
【００３８】
工程２６０で示した動作の開始の後、工程２６２で、第１組及び第２組の直交符号化信号に対応する様なＮ対の直交符号化信号を逐次的に送信する。このとき、各々のμ番目の遅延回路が、行列Ｈのエントリに基づく所定の符号化規則に従って接続状態に切換えられ、これに対して、フェーズドアレーシステムの各エレメントにある残りの各々の遅延回路は切り離し状態に切換えられる。逐次的に受信する各々の送信の対は、ベクトル形式で好便に次の様に表わされる。
【００３９】
【数５】

【００４０】
Ｙμ₀の最初の添字「μ」は、μ番目の遅延回路の様な所定の遅延回路が、アダマール行列Ｈのエントリに基づく所定の符号化規則に従ってトグル作動されることを示す。これらのベクトル信号の２番目の添字「０」は、これらが、μ番目の遅延回路以外の残りの各々の遅延回路が切り離し状態に切換えられる時に受信される信号であることを示す。較正過程のこの工程では、フェーズドアレーシステムのＮ個のエレメントに対応する直交符号化信号のＮ個の送信対が、逐次的に送信されて、遠隔地で受信される。
【００４１】
第１組及び第２組の直交符号化信号の逐次的に受信される任意のｍ番目の送信対は次の様に表わされる。
【００４２】
【数６】

【００４３】
符号化係数Ｄμ（ｍｎ），Ｄμ^R（ｍｎ）は、次のアダマール符号化規則に従って切換えられる遅延回路の状態によって定まる。
【００４４】
【数７】

【００４５】
符号化行列の差が成分及び行列の形で次の様に表わされる。
【００４６】
【数８】

【００４７】
前に述べた様に、復号は、受信した信号ベクトルＹμ₀，Ｙμ₀ ^R の差を計算し、この結果得られたベクトル差に、衛星上で行なわれた制御されたスイッチングに使われたのと同じアダマール行列の逆行列を乗ずることによって、遠隔地で好便に行なうことができる。雑音が存在しない場合、次の様に復号ベクトル信号Ｚμ₀が得られる。
【００４８】
【数９】

【００４９】
工程２６４で、直交符号化信号のＮ（ｐ−１）対を送信する。このとき、各々のμ番目の遅延回路は所定の符号化規則に従ってトグル作動され、これに対して、μ番目の遅延回路以外の別の所定の遅延回路、例えばν番目の遅延回路は、フェーズドアレーの各々のエレメントで永久的に接続状態に切換えられる。この場合、第１組及び第２組の直交符号化信号の受信された任意のｍ番目の送信対は次の様に表わされる。
【００５０】
【数１０】

【００５１】
こゝでも、任意の成分ｙμνの１番目の添字「μ」は、μ番目の遅延回路が所定のアダマール行列Ｈのエントリに基づく所定の符号化規則に従ってトグル作動され、これに対して、２番目の添字「ν」は、フェーズドアレーシステムの各々のエレメントでν番目の遅延回路が接続状態に切換えられることを示す。この場合、こうして得られる１組の復号信号が、復号ベクトルＺμνによってベクトル形式で次の様に表わされる。
【００５２】
【数１１】

【００５３】
Ｎ個の複素利得ｄν（ｎ）は次のように復号されたベクトル信号成分の比をとることによって容易に計算される。
【００５４】
【数１２】

【００５５】
所定のμ番目の遅延回路に制御されたスイッチングを使い、残りの他の各々の遅延回路を単独に接続状態に切換えて、ν≠μになる様な残りの全ての（ｐ−１）個の遅延回路に対する各々の複素利得ｄν（ｎ）を決定する為に、上に述べた手順を繰り返えすことができる。こうして、工程２６４で第１組及び第２組の直交符号化信号のＮ（ｐ−１）対を送信し、そこで所定のμ番目の遅延回路が所定の符号化規則に従ってトグル作動され、フェーズドアレーの各々の移相エレメントにある残りの各々のν番目の遅延回路が逐次的に接続状態に切換えられる。
【００５６】
工程２６６で、第１組及び第２組の直交符号化信号のＮ対を送信する。このとき、μ番目の遅延回路以外の任意の遅延回路、例えば、ξ番目の遅延回路（ξ≠μ）が所定の符号化規則に従ってトグル作動され、これに対して、フェーズドアレーシステムの各エレメントにある残りの各々の遅延回路は切り離し状態に切換えられる。この場合、こうして得られた１組の復号信号は、復号ベクトル信号Ｚξ₀によってベクトル形式で次の様に表わされる。
【００５７】
【数１３】

【００５８】
工程２６８で、第１組及び第２組の直交符号化信号のＮ対を送信する。このとき、ξ番目の遅延回路が所定の符号化規則に従ってトグル作動され、これに対して、フェーズドアレーシステムの各々の移相器にある所定のμ番目の遅延回路が接続状態に切換えられる。この場合、この結果得られる１組の復号信号が、復号ベクトル信号Ｚξμによってベクトル形式で次の様に表わされる。
【００５９】
【数１４】

【００６０】
Ｎ個の複素利得ｄμ （ｎ）は、復号されたベクトル信号成分の比を求めることによって容易に計算される。
【００６１】
【数１５】

【００６２】
一旦全てのγ＝１，２，……ｐ；ｎ＝１，２……Ｎに対して全ての夫々の複素利得ｄγ（ｎ）が決定されたら、「直通」信号すなわち遅延なしの信号｛ｓ（ｎ）｝が次の式から容易に決定される。
【００６３】
【数１６】

【００６４】
従って、Ｎ×ｐ個の遅延回路についての夫々の複素利得とＮ個の直通すなわち遅延なしの電気通路についての複素利得とに対する完全な較正データが、Ｎ（ｐ＋２）個の送信対を用いて求められ、これは次の様に好便にまとめることができる。
【００６５】
【表１】

【００６６】
［アダマール制御行列の数理］
Ｎ次アダマール行列２はＮ×Ｎの２進直交行列であって、各エントリ［Ｈ］_mn＝Ｈ（ｍｎ）が±１の何れかに等しい。Ｎ次アダマール行列は、行又は列の任意の置換によって別のＮ次アダマール行列ができるので、一意的ではない。アダマール行列は逆行列Ｈ^-1＝ＨT ／Ｎを持つ直交行列である。一例として、１組の基数２の自然形（ｎａｔｕｒａｌｆｏｒｍ）のアダマール行列の反復的作成を示す。次数Ｎ＝２の基本行列を考える。
【００６７】
【数１７】

【００６８】
Ｎ＝４次の自然形のアダマール行列は次の様に構成することができる。
【００６９】
【数１８】

【００７０】
次数２Ｎの「自然形」のアダマール行列は、次式を用いて、Ｎ次アダマール行列から構成することができる。
【００７１】
【数１９】

【００７２】
アダマール制御行列を用いる直交符号化は次の手順に基づいている。複素数の対角線行列ｄ、即ちｄ≡ｄｉａｇ［ｄ（１），ｄ（２），……ｄ（Ｎ）］を考える。その（ｍｎ）番目の行列要素又はエントリを次の規則に従って構成した任意の適当なアダマール行列に基づいて行列Ｄ，Ｄ^R を構成する。
【００７３】
【数２０】

【００７４】
Ｄ，Ｄ^R の差の行列は、成分及び行列の形で次の様に表わされる。
【００７５】
【数２１】

【００７６】
こゝでＩは恒等行列である。式（２１）の各辺に逆行列Ｈ^-1を乗ずると、次のように対角線行列が得られる。
【００７７】
【数２２】

【００７８】
本発明の或る特定の特徴だけを例示し説明したが、当業者には種々の変更、置換、入替え及び均等物が容易に考えられよう。例えば、上に述べた数学的な背景は「自然形」のアダマール行列を使う場合を例示したが、全ての形式のアダマール行列を用いて直交符号化を実施することができ、従って、本発明が「自然形」のアダマール行列に制限されないことが理解されよう。従って、特許請求の範囲が、本発明の範囲内に属するこの様な全ての変更を包括することを承知されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】遠隔の制御ステーションから本発明に従って遠隔較正することのできるフェーズドアレーシステムを用いた通信衛星の簡略ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例に従ってコヒーレント信号発生器とフェーズドアレーシステムの各エレメント内の夫々の遅延回路を制御自在に切換える為の制御装置とを含む、図１のフェーズドアレーシステムの一例のアーキテクチャを示すブロック図である。
【図３】図２のフェーズドアレーシステムの任意の所定の１つのエレメントで、（ａ）１個の遅延回路が接続状態に切換えられた場合及び（ｂ）複数（２つ）の遅延回路が接続状態に切換えられた場合の利得特性を示す線図である。
【図４】図２のコヒーレント信号発生器のブロック図である。
【図５】図１の遠隔の制御ステーションに設けられたコヒーレント検波器及び較正プロセッサの簡略ブロック図である。
【図６】図５のコヒーレント検波器のブロック図である。
【図７】本発明による較正方法の実施例のフローチャートである。
【図８】図２のフェーズドアレーシステムの様なコヒーレントシステムで信号を直交符号化する為に使われる工程を示すフローチャートである。
【図９】直交符号化信号の同相及び直角位相成分を測定する為、並びに直交符号化信号の測定された同相及び直角位相成分を復号する為の工程を示すフローチャートである。
【図１０】図２のフェーズドアレーシステムを較正する為に使われる直交符号化信号を逐次的に送信する為の工程を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０通信衛星
１２フェーズドアレイシステム
１８制御ステーション
４０ビーム形成マトリックス
５０移相器
６０遅延回路
６５スイッチ
８０電力増幅器
９０送信ホーン
１００コヒーレント信号発生器
４００コヒーレント検波器
４０２較正プロセッサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
An active phased array system or smart antenna system is a complex gain (amplitude and phase) of the element signal transmitted and / or received by each element of the phased array system to handle different beamforming scenarios. With the ability to make programmable changes. Communication satellites with a phased array system are desirable because they offer inherent performance advantages over satellites with ordinary reflective antennas. For example, a communication satellite having a phased array system can provide the following advantages. That is, the beam pattern can be configured from a wide and uniform range across the continent to a narrow spot beam pattern with a 3 dB width of about 1 °, and effective isotropic radiation in multiple communication channels. The flexibility to change the level of power (EIRP), and the means to cleverly degrade system performance to compensate for component failures. Since conditions for phased array systems in satellites can vary in an unpredictable way, plans should be made to regularly calibrate system characteristics such as phase and amplitude characteristics to ensure optimal system performance. It is generally necessary to stand.
[0002]
In order to obtain a significant estimate of the respective complex gain of the element signal formed by each element of the phased array system, the calibration process makes the complex gain for each element signal transmitted from each element substantially semi-stationary. Must be done within a short time window. In typical geostationary satellite applications, the time window for this is governed by two effects that can vary in time. That is, the change in element signal due to changing atmospheric conditions encountered when the transmitted element signal propagates toward the appropriate control station on the earth, and the phase offset of each circuit component for each element of the phased array system, The relative phase change of the transmitted element signal due to the effects of heat induced in the satellite such as the physical warping of the panel structure used to support the phased array. Thermally induced effects are mainly due to daytime fluctuations in solar radiant flux density for phased array panels.
[0003]
Previously proposed calibration schemes essentially turned off all other elements of the phased array system and reduced the complex gain of each one element (SE) of the phased array system at a time. It is based on measuring one by one individually. These calibration schemes (hereinafter referred to as SE calibration schemes) are simple in concept, but unfortunately have some fundamental problems, and for this reason, a typical phased array system for communication satellites. There are doubts about its usefulness in satisfying the calibration conditions. One problem is to realize a multi-pole microwave switching device that is coupled to the front end of the respective electrical path of each element signal so as to direct or pass an appropriate test signal to any one element undergoing calibration. It is difficult. This multi-pole switching device is typically required in the SE calibration scheme to measure the complex gain for the element signal formed on any individual element that is calibrated at any given time. Another problem with the SE calibration scheme is that the signal to noise ratio (SNR) is relatively low. This effectively results in a relatively long measurement integration time. At practical satellite power levels, the integration time required to extract calibration measurements for the SE calibration scheme is often too long to meet the previously mentioned quasi-stationary time window criteria. In principle, the effective SNR of the SE process can be increased by increasing the energy of the calibration signal transmitted from each element. However, each element of a phased array system is usually designed to operate near maximum power due to power processing capacity and linearity constraints on the circuit components in each element, so power levels can be reduced. Furthermore, it would not be possible to achieve a regular increase. Therefore, it is desirable to provide a calibration method that can solve the problems associated with the SE calibration scheme.
[0004]
SUMMARY OF THE INVENTION
In general, to satisfy the above-described needs, the present invention provides a method and apparatus for remotely calibrating a system having multiple N elements, where N is a positive integer. The method includes generating a coherent signal such as a calibration signal and a reference signal that have a predetermined spectral relationship with each other. The calibration signal applied to each of the plurality of N elements is orthogonally encoded based on an entry of an encoding matrix that can generate a predetermined inverse matrix such as a binary Hadamard matrix. Thus, the first set and the second orthogonal encoded signal can be generated. These first and second encoded signals and the reference signal are transmitted to a remote location. The transmitted first set and second set of encoded signals are coherently detected at a remote location. Thereafter, the first set and the second set of encoded signals subjected to coherent detection are decoded using an inverse matrix of an encoding matrix capable of generating a predetermined inverse matrix to generate a set of decoded signals. This set of decoded signals is then processed to generate calibration data for each element of the system.
[0005]
The features believed to be novel of the invention are set forth with particularity in the appended claims, but the structure, operation, and other objects and advantages of the invention itself are best understood from the following detailed description of the drawings. It will be understood. Throughout the drawings, like reference numerals are used for like parts.
[0006]
Detailed Description of the Invention
FIG. 1 shows a communication satellite 10 that uses a phased array system 12 to transmit and / or receive radio frequency (RF) signals 14. For example, when the phased array system 12 is used in transmit mode, the RF signal 14 can be received via a receive antenna 20 at a remote control station 18 such as a ground control station. As will be appreciated by those skilled in the art, the phased array system selectively adjusts the phase of the RF signal emitted from the elements of the array to provide a desired spatial separation from each element of the phased array. It operates based on the principle of creating an interference pattern. Consider an RF transmission of wavelength λ from an N element phased array system. As an example, a coordinate system with the origin of the center of the phased array is selected.
[0007]
[Outside 1]

[0008]
[Expression 1]

[0009]
[Expression 2]

[0010]
The relative values of a set of coefficients {a (n)} are relative to each circuit component such as phase shifter 50 (FIG. 2) and power amplifier 80 (FIG. 2) for each element of the phased array. Complex gain. Information obtained by simply spatially sampling any interference pattern transmitted and / or received by the phased array (but not encoded according to the present invention) is similar to the transmission horn 90 (FIG. 2). It can be proved that the phase offset due to the relative positioning of the element horns of a simple phased array cannot be easily extracted. In principle, the value of each coefficient a (n) is special so that N linear independent simultaneous equations can be obtained.
[0011]
[Outside 2]

[0012]
Can be determined by measuring or sampling the amplitude and phase of the interference pattern. In practice, this procedure is very easy to implement because N values of three different parameters must be known to calculate the solution.
[0013]
[Outside 3]

[0014]
In contrast to the spatial sampling calibration scheme described above, the element signal
[0015]
[Outside 4]

[0016]
The coded signal that allows the beam pattern to be formed can be received, which simplifies dramatically. Furthermore, one propagation constant K₀ Therefore, it is not necessary to know the value to determine the relative value of each complex gain. Further, in a far field, the parameter of interest can be obtained without knowing the distance to this single reception point. The basis for the uniform phase plane of the array
[0017]
[Outside 5]

[0018]
The As will be appreciated by those skilled in the art, this projection angle can be measured using readily available attitude measurements from common celestial sensors such as the Earth, Moon and Sun sensors.
In the far field, the received signal of any mth coherent coded transmission is of the form
[0019]
[Equation 3]

[0020]
t (m, n) is a coding matrix capable of creating a predetermined inverse matrix such as a unitary coding matrix.
[0021]
[Outside 6]

[0022]
The value can be obtained directly from an inverse matrix of the matrix T that allows N linear simultaneous equations to be solved. In general, the inverse of unitary matrix U is Hermitian conjugate U of matrix U.^* Is equal to U^-1= U^* It is. As will be appreciated by those skilled in the art, the rows and columns of a unitary matrix, such as matrix U, form a complete orthonormal set of base vectors over the vector space in which matrix U is defined. In general, orthogonal transform is formally defined as a subset of unitary transform defined in real vector space. Orthogonal transformation is widely used for imaging applications, for example, see Proc. IEEE 57, no. See W. Kay Pratt, Jay Kane and Etch Sea Andrews, "Hadamard Transform Image Coding", pp. 1,58-68 (January 1969). . As used herein, a matrix T is a normalization factor N relative to its associated unitary matrix.^1/2Only different. Therefore, T is called a renormalized unitary matrix.
[0023]
[Expression 4]

[0024]
While not intending to be limited to this, by way of example, if each matrix element has a unit size, ie, | t (m, n) | = 1, use a renormalized unitary matrix. It can be shown that the minimum variance coding scheme can be achieved. Some notable examples of renormalized unitary matrices of equal magnitude are the two-dimensional (2D) discrete Fourier transform (DFT) and Hadamard matrix types.
[0025]
FIG. 2 is a schematic diagram of an example analog architecture for an N element phased array system 12. It will be appreciated that the present invention need not be limited to an analog architecture, since a digital beamforming architecture can readily benefit from the idea of the present invention. Furthermore, any system that uses a coherent signal such as a coherent electromagnetic signal used in a radar, lidar, communication system, etc., or a coherent acoustic signal used in a sonar, ultrasonic device, etc. is easily advantageous from the concept of the present invention. It will be appreciated that the present invention need not be limited to a phased array system as obtained.
[0026]
The phased array system 12 includes N phase shifters 50 each having p-bit beamforming capability.₁-50_N The beam forming matrix 40 comprised by these is included. Each phase shifter for each element consists of p independent delay circuits 60, which are selectively switched into electrical paths for each element signal via appropriate switches 65, i.e. Activated, m = 0,1, ... (2^p-1) 2πm / 2^p 2 corresponding to the phase shift^p Quantized phase levels can be created. FIG. 2 further illustrates that the coherent signal generator 100 provides a reference tone or signal having a predetermined spectral relationship to the calibration signal applied to each element of the phased array. For example, the reference signal may be shifted in frequency by a predetermined multiple from the calibration signal. The reference signal and calibration signal pass through respective bandpass filters 72, which have predetermined passbands that are approximately centered at the respective frequencies for the reference signal and calibration signal. In FIG. 2, the coherent signal generator 100 is shown as providing one reference signal, but it will be understood that additional reference signals can be readily obtained from the coherent signal generator 100 if desired. Like.
[0027]
As shown in FIG. 2, each element of the phased array includes a respective power amplifier 80 and horn 90. FIG. 2 shows that the reference signal is transmitted from a separate horn 90 ', but the reference signal is arbitrary so that the reference signal is not affected by any coding procedure performed by the phase shifter. Phase shifter 50₁-50_N The reference signal may be transmitted from any element of the phased array as long as it is injected into the subsequent electrical path, and the results are comparable. FIG. 2 shows a controller 300 that can issue switching commands to form any desired beam pattern during normal operation of the system.
[0028]
In a preferred embodiment of the present invention, the controller 300 further includes a calibration command module 302. The calibration command module encodes in the delay circuit 60 the corresponding first and second sets of signals transmitted by the N elements of the phased array system to a remote location such as the control station 18 (FIG. 1). A first set and a second set of switching signals are provided to enable
[0029]
As previously mentioned, controlled switching, or encoding, is defined by a binary sequence element or entry that can be pre-determined by the inverse matrix. In particular, certain orthogonal matrices, such as a biad progression or bipolar Hadamard matrix, are optimal in the sense that the statistical variance for the estimated calibration parameters is very small. The coding matrix can be chosen to have a size of N × N, where N is an even number that can form a Hadamard matrix. If an order N Hadamard matrix cannot be constructed, the next higher order Hadamard structure can be conveniently used for encoding. For example, the next higher order can be conveniently chosen to be K = N + Q, where Q is a positive integer. Q represents an extra transmission corresponding to a non-existing element, so such extra transmission is effectively treated as consisting of a zero value signal. One skilled in the art will appreciate that this matrix construction method is similar to the “fill zero” scheme used, for example, in fast Fourier transforms. Therefore, in the following description, we do not intend to limit this, but for simplicity, only the Hadamard matrix is considered in the controlled switching (CS) procedure and this is denoted H. When appropriate coherent detection and decoding is performed at a remote location, the first and second sets of orthogonally encoded signals represent arbitrary changes in the respective complex gains of the delay circuits, and any delay circuits are connected. Each signal {s (m, n = 1,2,... N)} associated with each element of the phased array when not switched, ie, including each power amplifier and horn, It will be shown later that it is possible to determine calibration data including each signal related to a non-delayed or “direct” electrical path, in which the element also contains no delay circuit.
[0030]
In the analog embodiment, it is assumed that the power level for the calibration signal is low enough that the phase shifter can be treated as a linear microwave device. For example, complex gain dμThe effect of switching or operating one delay circuit 60, such as the μth delay circuit in any nth phase shifter with (n), is simply input as shown in FIG. 3a. The signal x (n) is multiplied by a complex gain. The effect of switching the multiple delay circuits 60 and 60 'to the connected state simply produces a product of the respective complex gains for the multiple circuits switched to the connected state. For example, as shown in FIG.When switched to the connected state with the ν th delay circuit for the n th phase shifter with (n), the complex gain for the input signal x (n) is as shown in FIG. 3b.
[0031]
FIG. 4 is a schematic diagram of a coherent signal generator 100 used to generate a coherent signal such as a calibration signal and a reference signal. In this specification, the expression “coherent signal” refers to signals having a substantially constant relative phase relationship between each other. As shown in FIG. 4, the local oscillator 102 has a predetermined frequency f.₀ Are supplied to the

respective frequency multipliers

104, 106, 108, and the frequency of the oscillator output signal is set to N.₁ , N₂ , N_Three Multiply each multiplier. As shown in FIG. 4, the output signals of the

multipliers

108 and 104 are mixed by the first mixer 110, and the frequency f = (N₂ + N_Three ) F₀ A first mixer output signal is provided. Similarly, the output signals of the

multipliers

106 and 108 are mixed by the second mixer 112, and the frequency f = (N₁ + N_Three ) F₀ To provide a second mixer output signal. By way of example, the first mixer output signal constitutes the reference signal and the second mixer output signal constitutes the calibration signal and is applied to each element of the phased array system.
[0032]
FIG. 5 is a simplified block diagram of a coherent detector 400 and calibration processor 402 that may be provided in the control station 18 (FIG. 1). They detect and decode any sequence of encoded coherent signals transmitted from the phased array system, thereby configuring each element of the phased array system, such as a power amplifier, horn and phase shifter Calibration data that can be conveniently "uplinked" to the satellite can be determined to compensate for various component changes.
[0033]
FIG. 6 details the coherent detector 400 and the calibration processor 402. As shown in FIG. 6, the received reference signal is supplied to a first mixer 406 and a phase shifter 404, which adds a phase shift of approximately 90 ° to the received coherent reference signal. Further, as shown in FIG. 6, each orthogonally encoded signal is supplied to the first mixer 406 and the second mixer 408. The first mixer 406 mixes the received encoded signal with the reference signal and supplies a first mixer output signal that is a duplicate of the component in phase with the reference signal in the received encoded signal. On the other hand, the second mixer 408 mixes the received encoded signal with the phase-shifted reference signal, and a component of the received encoded signal that is in quadrature (90 °) with respect to the reference signal. Is supplied as a second mixer output signal. In-phase and quadrature components are converted to digital data by respective analog-to-digital (A / D) converters 409. As shown in FIG. 6, the calibration processor 402 includes a register array 410 for storing the in-phase component and the quadrature component supplied from the A / D converter 409, respectively.₁And 410₂Can be included. Further, the calibration processor 402 has a memory 412 which is an inverse matrix H used to decode each quadrature component of the encoded signal.^-1Entries can be stored. In addition, the calibration processor 402 includes an arithmetic logic unit (ALU) 414 for performing any suitable calculations used to decode the respective quadrature components of the encoded signal. For example, the ALU 414 calculates the difference between the quadrature components of each of the first and second sets of orthogonally encoded signals, as well as the difference thus obtained and the inverse matrix H.^-1Can be used to calculate the product of
[0034]
FIG. 7 shows a flowchart of an exemplary calibration method according to the present invention. After operation begins at step 200, step 202 generates a coherent signal, such as a calibration signal and a reference signal, generated by coherent signal generator 100 (FIGS. 2 and 4). At step 204, a calibration signal is applied to each element of a coherent system having N elements, such as the phased array system of FIG. At step 206, the calibration signal applied to each element of the coherent system is encoded to generate, for example, a first set and a second set of encoded signals. This encoding is advantageously performed using controlled switching or toggle operation of delay circuits in each element of the phased array system. That is, this encoding is based on a specific delay circuit that is activated in response to a switching signal from the calibration command module 110 (FIG. 2), thus requiring additional or separate encoding hardware. do not do. For another preferred embodiment that uses a unitary transform encoder to orthogonally encode the calibration signal applied to each element of the phased array system, see US patent application Ser. No. 08/499, filed Jul. 7, 1995. No. 796, title of invention “Method of remotely calibrating a phased array system used for satellite communications using a unitary transform encoder”. Next, in step 208, the first and second sets of encoded and reference signals are transmitted to a remote location such as control station 18 (FIG. 1). In step 210, the transmitted first set and second set of encoded signals are coherently detected at a remote location. At step 212, the detected first and second sets of encoded signals are decoded to generate a set of decoded signals. This decoded signal can be conveniently processed to generate calibration data for each element of the phased array system at step 214 prior to the end of the operation of step 216.
[0035]
FIG. 8 shows a flowchart that can be conveniently used to perform the encoding step 206 (FIG. 7) in the phased array system of FIG. After the start of the operation shown in step 222, in step 224, a first set of switching signals is generated based on the entries in the two-progress sequence H that can be generated in an inverse matrix. At step 226, a first set of switching signals is applied to activate each of the p delay circuits in each element of the phased array system, thereby generating a first set of encoded signals. In contrast, as shown in step 228, the second set of switching signals uses -H for controlled switching, thereby generating a second set of encoded signals. In step 230, prior to the end of the operation indicated in step 232, each of the p delay circuits in each element of the phased array is activated by applying a second set of switching signals to generate a second set of codes. Generates a signal. This switching procedure using the Hadamard control matrix effectively produces an accurate unitary (orthogonal) transform coding of the calibration signal applied to each element of the phased array. As previously mentioned, this switching scheme is particularly advantageous because the delay circuit itself performs the desired encoding operation and does not require additional encoding hardware.
[0036]
FIG. 9 shows a flowchart that can be used to implement the detection step 210 and the decoding step 212 (FIG. 7). Assuming that the first set and the second set of encoded signals are composed of the first set and the second set of orthogonal encoded signals, respectively, after the start of the operation shown in step 240, in step 242, The in-phase component and the quadrature component with respect to the reference signal of the first set and the second set of quadrature encoded signals received in step 1 are measured. For example, the coherent detector 400 (FIG. 6) measures both in-phase and quadrature components of any received encoded signal. Further, this may include measuring the phase and amplitude of the first and second sets of orthogonally encoded signals received at the remote location relative to the respective reference signals. The calibration data can be obtained from relative measurements of phase and amplitude, i.e. valid from respective measurements of the variation in time of each received encoded signal phase and amplitude with respect to the phase of the reference signal. It will be appreciated that the absolute value is not important. At step 244, the respective differences between the respective measured in-phase and quadrature components of the first and second sets of orthogonally encoded signals received at the remote location are calculated. In step 246 prior to the end of the operation indicated in step 248, the respective computed difference and the inverse of the same binary orthogonal matrix used in the controlled switching encoding, ie H^-1= H^TCalculate the product with / N. Another advantage of the present invention is that the inverse matrix in this case is simply the transpose of H normalized by the factor 1 / N, so that the inverse matrix H^-1It will be understood that the calculation of is simple.
[0037]
FIG. 10 is a flowchart illustrating in more detail the transmitting step 208 (FIG. 7), whereby the entire set of N (p + 1) state variables associated with, for example, N elements of the phased array system of FIG. Can be calibrated. The controlled switching calibration standard of the present invention generally requires a total of 2N (p + 2) individual sequential transmissions, or N (p + 2) sequential transmission pairs, ie the first set And N (p + 2) pairs of the second set of orthogonal coded signals need to be transmitted sequentially. This effectively reduces the signal-to-noise ratio (SNR) [(p + 1) / (p + 2)] 2N compared to the SE calibration measurement using the same maximum element signal energy for each transmission by the calibration procedure according to the present invention. This is advantageous because it provides doubled information comparable to SE calibration measurements.
[0038]
After the start of the operation indicated in step 260, step 262 sequentially transmits N pairs of orthogonally encoded signals corresponding to the first and second sets of orthogonally encoded signals. At this time, each μ-th delay circuit is switched to a connected state according to a predetermined encoding rule based on the entry of the matrix H, while each remaining delay circuit in each element of the phased array system is Switch to disconnected state. Each transmission pair received sequentially is conveniently represented in vector form as follows:
[0039]
[Equation 5]

[0040]
Yμ₀The first subscript “μ” indicates that a predetermined delay circuit, such as the μ th delay circuit, is toggled according to a predetermined encoding rule based on the Hadamard matrix H entry. The second subscript “0” of these vector signals indicates that these are signals received when the remaining delay circuits other than the μ-th delay circuit are switched to the disconnected state. In this step of the calibration process, N transmit pairs of orthogonally encoded signals corresponding to the N elements of the phased array system are transmitted sequentially and received at a remote location.
[0041]
An arbitrary mth transmission pair received sequentially of the first set and the second set of orthogonally encoded signals is represented as follows.
[0042]
[Formula 6]

[0043]
Coding coefficient Dμ(Mn), Dμ^R(Mn) is determined by the state of the delay circuit switched according to the following Hadamard coding rule.
[0044]
[Expression 7]

[0045]
The difference between the encoding matrices is expressed in the form of components and matrices as follows.
[0046]
[Equation 8]

[0047]
As stated before, the decoding is based on the received signal vector Yμ₀, Yμ₀ ^R To obtain the vector difference and multiply the resulting vector difference by the inverse of the same Hadamard matrix that was used for the controlled switching performed on the satellite. Can do. When there is no noise, the decoded vector signal Zμ is as follows:₀Is obtained.
[0048]
[Equation 9]

[0049]
At step 264, N (p-1) pairs of orthogonal encoded signals are transmitted. At this time, each μ-th delay circuit is toggled according to a predetermined encoding rule, whereas another predetermined delay circuit other than the μ-th delay circuit, for example, the ν-th delay circuit, is a phased array. Each of the elements is permanently switched to a connected state. In this case, an arbitrary m-th transmission pair received for the first set and the second set of orthogonal coded signals is expressed as follows.
[0050]
[Expression 10]

[0051]
Again, the first subscript “μ” of the arbitrary component yμν is that the μth delay circuit is toggled according to a predetermined coding rule based on an entry of a predetermined Hadamard matrix H, whereas The subscript “ν” indicates that the ν th delay circuit is switched to the connected state in each element of the phased array system. In this case, a set of decoded signals obtained in this way is represented in vector form by the decoded vector Zμν as follows.
[0052]
## EQU11 ##

[0053]
N complex gains dν(N) is easily calculated by taking the ratio of the decoded vector signal components as follows.
[0054]
[Expression 12]

[0055]
Using controlled switching for a given μ-th delay circuit, each remaining other delay circuit is switched to the connected state alone, and all remaining (p−1) pieces such that ν ≠ μ. Each complex gain dν for the delay circuitThe procedure described above can be repeated to determine (n). Thus, in step 264, N (p-1) pairs of the first and second sets of orthogonal encoded signals are transmitted, where a predetermined μ th delay circuit is toggled according to a predetermined encoding rule, and a phased array. Each remaining ν-th delay circuit in each phase-shifting element is sequentially switched to the connected state.
[0056]
In step 266, N pairs of the first and second sets of orthogonal encoded signals are transmitted. At this time, an arbitrary delay circuit other than the μ-th delay circuit, for example, the ξ-th delay circuit (ξ ≠ μ) is toggled according to a predetermined encoding rule. Each remaining delay circuit is switched to a disconnected state. In this case, the set of decoded signals thus obtained is the decoded vector signal Zξ.₀Is expressed in vector form as follows.
[0057]
[Formula 13]

[0058]
At step 268, N pairs of the first and second sets of orthogonal encoded signals are transmitted. At this time, the ξ-th delay circuit is toggled according to a predetermined encoding rule, while the predetermined μ-th delay circuit in each phase shifter of the phased array system is switched to the connected state. In this case, a set of decoded signals obtained as a result is expressed in the vector format by the decoded vector signal Zξμ as follows.
[0059]
[Expression 14]

[0060]
N complex gains dμ (n) are easily calculated by determining the ratio of the decoded vector signal components.
[0061]
[Expression 15]

[0062]
Once all γ = 1, 2,... P; n = 1, 2,... N, all respective complex gains dγ.Once (n) is determined, the “direct” signal, ie the signal without delay {s (n)}, is easily determined from the following equation:
[0063]
[Expression 16]

[0064]
Thus, complete calibration data for each complex gain for N × p delay circuits and complex gain for N direct or undelayed electrical paths is determined using N (p + 2) transmit pairs. This can be summarized as convenient:
[0065]
[Table 1]

[0066]
[Mathematics of Hadamard control matrix]
The Nth order Hadamard matrix 2 is an N × N binary orthogonal matrix, and each entry [H]_mn= H (mn) is equal to any of ± 1. An Nth order Hadamard matrix is not unique because any permutation of rows or columns can result in another Nth order Hadamard matrix. Hadamard matrix is inverse matrix H^-1= An orthogonal matrix with HT / N. As an example, the iterative generation of a set of radix-2 natural form Hadamard matrices is shown. Consider a basic matrix of order N = 2.
[0067]
[Expression 17]

[0068]
An N = 4th-order natural Hadamard matrix can be constructed as follows.
[0069]
[Formula 18]

[0070]
A “natural” Hadamard matrix of degree 2N can be constructed from an N-order Hadamard matrix using the following equation.
[0071]
[Equation 19]

[0072]
Orthogonal encoding using a Hadamard control matrix is based on the following procedure. Consider a complex diagonal matrix d, that is, d≡diag [d (1), d (2),... D (N)]. Matrix D, D based on any suitable Hadamard matrix whose (mn) th matrix element or entry is constructed according to the following rules:^R Configure.
[0073]
[Expression 20]

[0074]
D, D^R The difference matrix is expressed in the form of components and matrix as follows.
[0075]
[Expression 21]

[0076]
Where I is the identity matrix. Inverse matrix H on each side of equation (21)^-1Multiplying gives a diagonal matrix as follows:
[0077]
[Expression 22]

[0078]
While only certain specific features of the invention have been illustrated and described, various modifications, substitutions, substitutions, and equivalents will readily occur to those skilled in the art. For example, while the mathematical background described above illustrates the use of a “natural” Hadamard matrix, orthogonal coding can be performed using all types of Hadamard matrices, and thus the present invention is It will be understood that the invention is not limited to “natural” Hadamard matrices. Accordingly, it is to be understood that the appended claims encompass all such modifications which fall within the scope of the invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a simplified block diagram of a communication satellite using a phased array system that can be remotely calibrated according to the present invention from a remote control station.
2 illustrates an example of the phased array system of FIG. 1 including a coherent signal generator and a controller for controllably switching a respective delay circuit in each element of the phased array system in accordance with an embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows an architecture.
FIG. 3 is an arbitrary predetermined one element of the phased array system of FIG. 2; (a) when one delay circuit is switched to a connected state and (b) a plurality (two) of delay circuits are connected. It is a diagram which shows the gain characteristic at the time of switching to a state.
4 is a block diagram of the coherent signal generator of FIG.
FIG. 5 is a simplified block diagram of a coherent detector and calibration processor provided in the remote control station of FIG.
6 is a block diagram of the coherent detector of FIG.
FIG. 7 is a flowchart of an embodiment of a calibration method according to the present invention.
FIG. 8 is a flow chart illustrating the steps used to orthogonally encode a signal in a coherent system such as the phased array system of FIG.
FIG. 9 is a flowchart illustrating steps for measuring in-phase and quadrature components of a quadrature encoded signal and decoding measured in-phase and quadrature components of a quadrature encoded signal.
FIG. 10 is a flowchart illustrating a process for sequentially transmitting orthogonally encoded signals used to calibrate the phased array system of FIG. 2;
[Explanation of symbols]
10 Communication satellite
12 Phased array system
18 Control station
40 Beamforming Matrix
50 Phase shifter
60 delay circuit
65 switch
80 Power amplifier
90 Transmitting horn
100 coherent signal generator
400 coherent detector
402 Calibration Processor

Claims

N is a phased array system having a plurality of N elements is a positive integer, the phased array system comprising a phased array system including an apparatus for remotely calibrating,
A coherent signal generator for generating a calibration signal and a reference signal having a substantially constant relative phase relationship between each other;
Means for applying the calibration signal to each of the N elements;
Encoding means for encoding a calibration signal applied to each of the N elements based on a reversible orthogonal transform matrix entry to generate a first set and a second set of encoded signals;
Transmitting means for transmitting the first set and the second set of encoded signals and the reference signal to a remote location;
A coherent detector for detecting the transmitted first and second sets of encoded signals at the remote location;
Decoding means for decoding the coherently detected first set and second set of encoded signals to generate a set of decoded signals;
A signal processor adapted to generate calibration data for each element of the system based on the set of decoded signals ;
A system in which each of the N elements in the phased array system includes a plurality of p delay circuits .

The encoding means is
Means for generating a first set of calibration switching signals based on the entries of the reversible orthogonal transform matrix H;
Claim 1 and a means for applying a first set of calibration switching signals to actuate the respective p number of delay circuits in each of the N elements to generate a first set of encoded signals The described system .

The system according to claim 2, wherein the reversible orthogonal transformation matrix H is composed of two progressions having a dimension of at least N × N.

The system of claim 3 , wherein the two progressions are Hadamard matrices.

The encoding means further comprises:
(-1) means for generating a second set of calibration switching signals based on further reversible orthogonal transform matrix entries defined by the product of H;
Means for applying the second set of calibration switching signals to activate each of the p delay circuits in each of the N elements in a similar manner to generate a second set of encoded signals. The system of claim 3 comprising:

The decoding means measures the in-phase component measured for the first set of encoded signals and the second set of encoded signals for the first set and the second set of encoded signals received at the remote location. And the difference between the quadrature component measured for the first set of encoded signals and the quadrature component measured for the second set of encoded signals. Means to calculate each,
6. The system of claim 5 , comprising means for calculating a product of each of the calculated differences and the inverse matrix H ^-1 of the matrix H.

Means for measuring respective in-phase and quadrature components for a first set and a second set of quadrature encoded signals, said means comprising said first and second sets received at said remote location with respect to said reference signal. 7. A system according to claim 6 , comprising means for measuring the phase and amplitude of two sets of orthogonally encoded signals.

8. The system of claim 7, wherein said transmitting means transmits a total of N (p + 2) pairs of first and second sets of orthogonally encoded signals during operation.

Of the total N (p + 2) pairs transmitted of the first set and the second set of orthogonally encoded signals, N pairs of predetermined [mu] th delay circuits in each element of the phased array system are Hadamard matrices. Each of the remaining delay circuits in each element of the phased array system is toggled according to a predetermined encoding rule based on entries, and each pair is configured to be switched to a disconnected state. The system of claim 8 .

Of the total N (p + 2) pairs transmitted of the first set and the second set of orthogonally encoded signals, N (p−1) pairs are determined by the μth delay circuit in each element of the phased array system. Each of the remaining ν th circuits in each element of the phased array system is toggled according to a predetermined coding rule, whereas the μ th delay circuit is toggled according to the coding rule. 9. A system according to claim 8 , comprising a respective pair adapted to be permanently switched to a connected state.

Of the total N (p + 2) pairs transmitted of the first set and the second set of orthogonal coded signals, N pairs other than the μ th delay circuit in each element of the phased array system A respective ξ-th delay circuit is toggled according to a predetermined encoding rule, whereas each remaining delay circuit in each element of the phased array system is switched to a disconnected state. The system according to claim 8 , comprising:

Of the total N (p + 2) pairs transmitted of the first set and the second set of orthogonal coded signals, N pairs are determined by another predetermined ξ-th delay circuit in each element of the phased array system. of the toggle actuated according to the encoding rule, the phased array system system according to claim 8, wherein the μ-th circuit in each element is composed of such a have been respective pairs are switched to the connection to the contrary .

The first set of encoded signals generated by the encoding means is composed of a set of orthogonally encoded signals, and the coherent detector is received at the remote location with respect to the reference signal. and the system of claim 1 further comprising a means for measuring the phase and quadrature components of each of the second set of orthogonal coded signals.

It said decoding means, the system of claim 1 3 further comprising means for calculating the product of the inverse matrix T ^-1 of the difference between the matrix T of each between the respective measured phase and quadrature components of the.

The means for measuring the in-phase and quadrature components of the first set and the second set of quadrature encoded signals, respectively, are received at the remote location with respect to the reference signal. claim 1 3 system further comprising means for measuring the phase and amplitude of the quadrature encoded signals.

It said transmitting means, in operation, the system of claim 1 3 wherein the transmission quadrature encoded signals the sum N (p + 1) times.