JP4221740B2 - Method and apparatus for controlling three-phase current - Google Patents

Description

【数２】

【０００５】
ここに、ωはベクトル回転器のためのスカラ可変信号である。（１）式の相変換器、（２）式のベクトル回転器に基づく、３軸（ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸）固定座標系、２軸（α軸、β軸）固定座標系、２軸（ｄ軸、ｑ軸）回転座標系の関係を、参考までに図２に示した。同図に明示しているように、３軸固定座標系のｕ軸と２軸固定座標系のα軸とは同一である。また、２軸回転座標系のｄ軸は、２軸固定座標系のα軸に対して、ある瞬時に位相θを成しており、かつその瞬時速度はスカラ可変信号と同一のωである。
【０００６】
電流制御器７ａは、１入力１出力用すなわち１ｘ１であり、一般には微分演算子ｓのｍ次有理多項式として次式のように表現される。
【数３】

実際的には、１次制御器の１種である次のＰＩ形が多用されている。
【数４】

ここに、ｃ_ｄ，ｉ，ｃ_ｎ，ｉ，ｋ_ｐ，ｋ_ｉは電流制御器のパラメータである。当業者には周知のように、１ｘ１Ｃ（ｓ）電流制御器７ａが２ｘ１ベクトル信号に作用すると言うことは、ベクトル信号の各成分に、１ｘ１Ｃ（ｓ）電流制御器が個別独立的に作用することを意味する。
【０００７】
本標準ベクトル制御法による３相電流制御システムの構造的特色は、図１より明白なように、電流制御を回転座標系上で遂行すべく、電流制御ループ内にベクトル回転器１対を内装している点にある。電流制御の観点からは、回転座標系上

ている点に特色がある。すなわち、
【数５】

既に説明したように、（５）式における１ｘ１Ｃ（ｓ）のベクトル信号に対する作用は、Ｃ（ｓ）がベクトル各成分に個別独立に作用することを意味している。
【０００８】
図３は、前記文献を参考に、簡易ベクトル制御法を装置化し、これによる３相電流制御システムの代表例を示したものである。本３相電流制御システムの構造は、大きくは制御対象部１とベクトル制御部（以下、簡易ベクトル制御部と略記）２ｂとから構成される点においては、標準ベクトル制御法によるシステムの構造と同様である。しかし、電流制御を３軸固定座標系上で行うべく電流制御ループ内にベクトル回転器１対、相変換器１対を有せず、これに代わって電流制御ループ外に電流指令値の変換に関連してベクトル回転器６ｂ、相変換器５ｂ各１個を有している点は、大きな違いである。１ｘ１Ｃ（ｓ）電流制御器７ｂは、（３）式で定義されたものと同一である。ここで、当業者には周知であるが、１ｘ１Ｃ（ｓ）電流制

ベクトル信号の各成分に、１ｘ１Ｃ（ｓ）電流制御器が個別独立的に作用することを意味していることを重ねて注意しておく。本３相電流制御システムでは、電流制御器の積分処理によるオフセット除去の効果は得られず、電流制御器としては次のゼロ次のＰ形が用いられることが多い。
【数６】

【０００９】
電流制御器７ｂは、ベクトル信号としての電流偏差に作用し、ベクトル信号とし

トル信号の３成分はｕ相、ｖ相、ｗ相の各相成分に対応していることを注意しておく。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の３相電流制御のための標準ベクトル制御法と簡易ベクトル制御法は、上記構造的特色に起因して、制御性能面において以下の特徴を有する。
【００１１】
（１）標準ベクトル制御法は、簡易ベクトル制御法に比し、より理想的な電流制御を遂行し得る。このため、制御法における電流制御ループ帯域が同一と言う条件下では、簡易ベクトル制御法に基づく制御性能は標準ベクトル制御法に基づく制御性能に劣る。
【００１２】
（２）２軸回転座標系上で電流制御器を構成する標準ベクトル制御法は、ＰＩ形など積分機能をもつ電流制御器を構成することにより、指令値・応答値間の定常オフセットを難なく除去することができる。一方、３軸固定座標系上で電流制御器を構成する簡易ベクトル制御法では、電流制御器に単に積分機能を持たせても指令値・応答値間の定常オフセットを除去することはできない。
【００１３】
（３）簡易ベクトル制御法による３相電流制御システムは、電流・電圧信号に対しディジタル的余弦正弦処理を行うベクトル回転器を電流制御ループ内に有しない簡易な構造であるため、アナログ的な電流制御を遂行できる。当然、電流のディジタル変換のためのＡ／Ｄ変換器も必要としない。このため、簡易ベクトル制御法によるシステムは、Ａ／Ｄ変換器の利用を前提としこの変換時間の制約を受ける標準ベクトル制御法によるシステムに比し、電流制御ループの広帯域化が可能である。この結果、簡易ベクトル制御法による場合には、外乱抑圧性、速応性の向上に代表される広帯域化メリットを享受できる。
【００１４】
上記従来法における特色は、解決すべき課題として、以下のように整理される。すなわち、標準ベクトル制御法は、外乱抑圧性、速応性の向上に効果がある電流制御ループの広帯域化を追求できないと言う課題を有し、一方で、簡易ベクトル制御法は、定常オフセットの除去に代表される理想的な電流制御を追求できないと言う課題を有する。
【００１５】
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、標準ベクトル制御法と同様に理想的な電流制御を追求でき、しかも、簡易ベクトル制御法と同様に外乱抑圧性、速応性の向上に効果がある電流制御ループの広帯域化を追求できる、３相電流の新規な制御方法を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、２軸または３軸の固定座標系上で動作しかつスカラ可変信号に応じて周波数特性を変化できる電流制御器を少なくとも用いたフィードバック電流制御工程を有する３相電流の制御方法であって、
２軸固定座標系上で動作する該電流制御器を、その入力と出力の関係が微分演算子ｓを対角的にかつ該スカラ可変信号ωを交代的に配した２ｘ２Ｄ因子

による有理行列多項式として記述されるように、構成したことを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明は、２軸または３軸の固定座標系上で動作しかつスカラ可変信号に応じて周波数特性を変化できる電流制御器を少なくとも用いたフィードバック電流制御工程を有する３相電流の制御方法であって、
３軸固定座標系上で動作する該電流制御器を、その入力と出力の関係が微分演算子ｓを対角的にかつ該スカラ可変信号ωの定倍値を交代的に配した３ｘ３Ｄ因子

による有理行列多項式として記述されるように、構成したことを特徴とする。
【００１９】
（削除）
【００２０】
次に本発明の作用について説明する。
【００２１】
（削除）
【００２２】
次に、本発明の請求項１の作用について説明する。先ず、本発明の請求項１による２ｘ２Ｄ因子を用いた電流制御器を説明する。２ｘ２Ｄ因子を用いた電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））は、スカラ可変信号ωを交代的に含む２ｘ２Ｄ因子Ｄ_２（ｓ，−ω）の有理行列多項式として、例えば１ｘ１電流制御器Ｃ（ｓ）のパラメータを使用すると、以下のように構成される。
【数７】

【数８】

【数９】

【００２３】
本発明の２ｘ２Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））を用いたベクトル制御部２ｃを図４に示す。９が２ｘ２Ｄ因子を用いた電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））である。本ベクトル制御部には、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器は存在せず、これに代わって、フィードバック電流制御ループ外にベクトル回転器６ｂ１個が使用されている点には、特に注意されたい。本ベクトル制御部２ｃにおける相変換器５ａ、５ｂ及び積分器８は、従来の標準ベクトル制御法による標準ベクトル制御部２ａに使用されたものと同一である。また、本ベクトル制御部２ｃに接続される制御対象部１も、従来の制御法の説明の際に利用した図１、図３のものと同一である。このため、制御対象部１の描画は省略している。
【００２４】
２ｘ２電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））は、スカラ可変信号ωを含む２ｘ２Ｄ因子Ｄ_２（ｓ，−ω）の有理行列多項式として記述されるものであるが、本例では特に電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））のパラメータとして１ｘ１電流制御器Ｃ（ｓ）のパラメータを利用している。この結果、２ｘ２Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））は、Ｃ（ｓ）の周波数特性をスカラ可変信号ωに応じて線形的にシフトしたＣ（ｓ−ｊω）と言う周波数特性をもつことになる。ひいては、Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））は、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を使用しない２軸固定座標系上の電流制御器でありながら、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を必須とする２軸回転座標系上の電流制御と完全等価な応答を発生する、と言う作用が得られる。応答の完全等価性を、次に数式を用いて、厳密かつ詳しく説明する。
【００２５】
図４の２ｘ２Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））９を含むベクトル制御部２ｃの要点は、次の（１０）式〜（１２）式を用いて表現することができる。
【数１０】

【数１１】

【数１２】

【００２６】
（１２）式における２ｘ２Ｄ因子を用いた電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））の特性は、電流制御器Ｃ（ｓ）にベクトル回転器１対を同伴させることでも、等価的に得られることが下記文献を通じ明らかにされている。
新中新二：「３相信号処理のための可変特性多変数フィルタの提案、−ベクトル回転器同伴フィルタ効果の簡易発生−」，電気学会論文誌Ｄ、１２１、２、ｐｐ．２５３−２６０（２００１−２）
【００２７】
この結果を活用すると、（１２）式の関係は、以下のように展開することができる。
【数１３】

【００２８】
ここで、Ｉ_２を２ｘ２単位行列として、ベクトル回転器に関する次の関係を考慮すると、
【数１４】

（１３）式は更に次のように展開することができる。
【数１５】

（１５）式は、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を利用し、２軸回転座標系上で電流制御を遂行する、従来の標準ベクトル制御法による標準ベクトル制御部２ａそのものである（図１参照）。
【００２９】
（１２）式と（１５）式とによる応答等価性は、本発明のベクトル制御部２ｃにより発生した２軸固定座標系上での電圧指令値は、電流制御器に同一のパラメータが使用されるならば、従来の標準ベクトル制御法による標準ベクトル制御部２ａで発生した電圧指令値と、完全等価であることを意味している。
【００３０】
以上の説明より明白なように、請求項１の本発明によれば、従来の標準ベクトル制御法で設計された電流制御器のパラメメータを、単に２ｘ２Ｄ因子電流制御器に利用するだけで、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を用いることなく、従来の標準ベクトル制御法と完全等価な２軸固定座標系上の電圧指令値を簡単に発生できると言う作用が得られる。なお、２ｘ２Ｄ因子電流制御器の実現方法は、実施形態例を通じ、具体的かつ詳しく説明する。
【００３１】
次に、本発明の請求項２の作用について説明する。先ず、本発明の請求項２による３ｘ３Ｄ因子を用いた電流制御器を説明する。３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の構成は、（１２）式に使用した２ｘ２Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））と同様である。３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））を得るには、形式的に、２ｘ２Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））における２ｘ２Ｄ因子Ｄ_２（ｓ，−ω）を３ｘ３Ｄ因子Ｄ_３（ｓ，−ω）で置換すればよい。すなわち、３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））は、スカラ可変信号ωを交代的に含む３ｘ３Ｄ因子Ｄ_３（ｓ，−ω）の有理行列多項式として、例えば１ｘ１電流制御器Ｃ（ｓ）のパラメータを使用すると、以下のように構成される。
【数１６】

【数１７】

【数１８】

当然のことながら、３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の入力信号、出力信号は、３ｘ１ベクトルとなる。
【００３２】
本発明の３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））を用いたベクトル制御部２ｄを図５に示す。１０が３ｘ３Ｄ因子を用いた電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））である。本ベクトル制御部２ｄには、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器及び相変換器は存在せず、これに代わって、フィードバック電流制御ループ外にベクトル回転器６ｂ１個、相変換器５ｂ１個が使用されている点には、特に注意されたい。この点は、従来の簡易ベクトル制御法による簡易ベクトル制御部２ｂと同様である。なお、３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））を用いたベクトル制御部２ｄに接続される制御対象部は、従来の制御法の説明の際に利用した図１、図３のものと同一であるので、この描画は省略した。
【００３３】
３ｘ３電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））は、スカラ可変信号ωを含む３ｘ３Ｄ因子Ｄ_３（ｓ，−ω）の有理行列多項式として記述されものであるが、本例では特に電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））のパラメータとして１ｘ１電流制御器Ｃ（ｓ）のパラメータとを利用している。この結果、３ｘ３Ｄ因子電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））は、Ｃ（ｓ）の周波数特性をスカラ可変信号ωに応じて線形的にシフトしたＣ（ｓ−ｊω）と言う周波数特性をもつことになる。ひいては、Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））は、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対、相変換器１対を使用しない３軸固定座標系上の電流制御器でありながら、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を必須とする２軸回転座標系上の電流制御と完全等価な応答を発生する、と言う作用が得られる。応答の完全等価性を、次に数式を用いて、厳密かつ詳しく説明する。
【００３４】
図５のベクトル制御部は、次の（１９）〜（２１）式を用いて表現することができる。
【数１９】

【数２０】

【数２１】

【００３５】
（２１）式における３ｘ３Ｄ因子を用いた電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の特性は、電流制御器Ｃ（ｓ）にベクトル回転器１対、相変換器１対を同伴させることでも、等価的に得ることができることが下記文献を通じ明らかにされている。
新中新二：「３相信号直接処理のための３入出力可変特性Ｄ因子フィルタの提案」、電気学会論文誌Ｄ、１２２、６、ｐｐ．５８２−５９０（２００２−５）
【００３６】
この結果を活用すると、（２１）式の関係は、以下のように展開することができる。
【数２２】

【００３７】
ここで、ベクトル回転器、相変換器に関する次の関係を考慮すると、
【数２３】

（２２）式は以下のように展開することができる。
【数２４】

（２４）式は、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対、相変換器１対を利用し、２軸回転座標系上で電流制御を遂行する、従来の標準ベクトル制御法による標準ベクトル制御部２ａそのものである（図１参照）。
【００３８】
（２１）式と（２４）式とによる応答等価性は、本発明のベクトル制御部２ｄにより発生した３軸固定座標系上での電圧指令値は、電流制御器に同一のパラメータが使用されるならば、従来の標準ベクトル制御法による標準ベクトル制御部２ａで発生した電圧指令値と、完全等価であることを意味している。
【００３９】
以上の説明より明白なように、請求項２の本発明によれば、従来の標準ベクトル制御法で設計された電流制御器のパラメメータを、単に３ｘ３Ｄ因子電流制御器に利用するだけで、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対、相変換器１対を用いることなく、従来の標準ベクトル制御法と完全等価な３軸固定座標系上の電圧指令値を簡単に発生できると言う作用が得られる。なお、３ｘ３Ｄ因子電流制御器の実現方法は、実施形態例を通じ、具体的かつ詳しく説明する。
【００４０】
図１、３を利用した従来制御法の説明においては、スカラ可変信号ωを積分して、ベクトル回転器に使用する信号θを生成する例を示した。電流制御法によっては、先ず信号θを得え、これより信号ωを得ることもある。本発明による制御法及び制御装置の作用の説明においては、説明の簡明性を確保すべく、図１、３に対応した形で、スカラ可変信号ωを積分して、ベクトル回転器に使用する信号θを生成する例を示した。本発明による制御法及び装置においても、先ず信号θを得、これより信号ωを得る構成とすることも可能であることを指摘しておく。一般に、信号ωと信号θは、微分と積分の関係にあるので、一方から他方を得ることができる。
【００４１】
【実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。まず、本発明の電流制御器の実施形態例の１つとして、２ｘ２Ｄ因子による有理行列多項式として記述された電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））９の実現方法を例示をもって示す。説明の簡明性を確保すべく、（７）〜（９）式で記述した電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））の次数は３次とする。すなわち、ｍ＝３とする。図６に、３次の電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））の実現例

れた電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））の例である。
【００４２】
また、図６（ｃ）は、図６（ａ）、（ｂ）で使用した２ｘ２Ｄ因子の逆行列

中の１／ｓは積分器であり、Ｊ_２は次式に定めた２ｘ２交代行列である。
【数２５】

算器を意味している。同実現における２ｘ２交代行列Ｊ_２は、単に信号を交代的に接続するのみで、特別の乗算を必要とするものではない点には注意されたい。
【００４３】
図６の実施形態例より、外部からのスカラ可変信号ωに応じて、電流制御器Ｃ（Ｄ_２（ｓ，−ω））の周波数特性が変化することは容易に理解されよう。厳密には、図６（ａ）、（ｂ）の何れの実現においても、電流制御器は同一の周波数特性Ｃ（ｓ−ｊω）をもつ。ｍ＝３とした図６（ａ）、（ｂ）の実施形態例を利用して、これを一般のｍ次電流制御器に応用することは自明である。
【００４４】
次に、本発明の電流制御器の実施形態例の１つとして、３ｘ３Ｄ因子Ｄ_３（ｓ，−ω）による有理行列多項式として記述された電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））１０の実現方法を例示をもって示す。３ｘ３電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の実現に際しては、３ｘ３Ｄ因子Ｄ_３（ｓ，−ω）は、次の（２６）式のように構成した方が都合がよい。
【数２６】

ここに、Ｉ_３は３ｘ３単位行列であり、Ｊ_ｒは次の（２７）式で定義した３ｘ３交代行列である。
【数２７】

【００４５】
図７に、上記（２６）、（２７）式に基づく３ｘ３電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の実現例を示した。本例でも、説明の簡明性を確保すべく、（１６）〜（１８）式で記述した電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の次数は３次としている。すなわち、ｍ＝３としている。図７（ａ）、（

【００４６】

３ｘ１入力信号をｕ、３ｘ１出力信号をｙとして、示した。同図における１／ｓは積分器

乗算器である。本実現における３ｘ３交代行列Ｊ_ｒは、単に信号を交代的に接続するのみで、特別の乗算を必要とするものではない点には注意されたい。
【００４７】
図７の実施形態例より、外部からのスカラ可変信号ωに応じて、電流制御器Ｃ（Ｄ_３（ｓ，−ω））の周波数特性が変化することは容易に理解されよう。厳密には、図７（ａ）、（ｂ）の何れの実現においても、電流制御器は同一の周波数特性Ｃ（ｓ−ｊω）をもつ。ｍ＝３とした図７（ａ）、（ｂ）の実施形態例を利用して、これを一般のｍ次電流制御器に応用することは自明である。
【００４８】
次に、本発明の実施形態第３例として、本発明を誘導電動機の電流制御に応用した例を示す。すなわち、３相プラント３は３相誘導電動機とし、この電流制御を考える。表１に供試電動機の特性を示す。
【表１】

表１における電気的パラメータＲ_１、Ｌ_１、Ｌ_１ｔ、Ｗ_２は電動機の固定子抵抗、固定子インダクタンス、固定子総合漏れインダクタンス、回転子逆時定数（時定数の逆数）を各々意味している。
【００４９】
電流制御ループ帯域ω_ｉｃはω_ｉｃ＝２０００（ｒａｄ／ｓ）とし、１ｘ１電流制御器Ｃ（ｓ）は、産業界で多用されている（４）式の１次ＰＩ形とした。このときの電流制御器パラメータ（ＰＩパラメータ）は次式に従い定めた。
【数２８】

【数２９】

【００５０】
スカラ可変信号ωは、誘導電動機の滑り周波数形ベクトル制御法の考えに従い、以下のように電流指令値を利用し生成した。
【数３０】

【数３１】

【数３２】

【数３３】

【００５１】

発生するようにした。
【数３４】

【数３５】

ここに、Ｎ_ｐは電動機の極対数である。
【００５２】
同一の制御対象部１に対し、同一の（２８）〜（３５）式に基づき（すなわち、同一の設計仕様で）、標準ベクトル制御法による標準ベクトル制御部２ａ、簡易ベクトル制御法による簡易ベクトル制御部２ｂ、２ｘ２Ｄ因子電流制御器によるベクトル制御部２ｃ、３ｘ３Ｄ因子電流制御器によるベクトル制御部２ｄの４種を各々個別に構成した。本実施形態例における各ベクトル制御部における電流制御器の実現例を図８に示した。図８では、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順で、ベクトル制御部２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄにおける電流制御器の実現例を示している。ただし、電流制御器は、（２８）、（２９）式に基づく１次のＰＩ形である。図８（ｃ）、（ｄ）は、各々図６（ａ）、図７（ａ）に準拠して構成している。図８より明白なように、電流制御器を産業界で多用されている１次のＰＩ形とする場合には、本発明による電流制御器は、従来の電流制御器にわずか１個のベクトル乗算器を追加するだけで実現することができ、実現のための追加的負担は僅少である。この点を特に注意しておく。
【００５３】
供試電動機をこれに連結した負荷装置で定格速度３００（ｒａｄ／ｓ）に維持し（速度

え、回転子磁束の立上がりに十分な時間経過後、５０、１００、１５０％定格のトルク指令を与えた場合の応答を図９に示す。なお、このときの電力変換器４は、指令通りの電圧を発生する理想的インバータとした。
【００５４】
図９（ａ）は、トルク指令と同応答値を示したものであり、上から、トルク指令、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を利用した標準ベクトル制御部２ａによる応答、２ｘ２Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部２ｃによる応答、３ｘ３Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部２ｄによる応答、簡易ベクトル制御部２ｂによる応答である。図９（ｂ）は、図９（ａ）に対応した形で、電流

る。すなわち、上から、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を利用した標準ベクトル制御部２ａによる指令、２ｘ２Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部２ｃによる指令、３ｘ３Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部２ｄによる指令、簡易ベクトル制御部２ｂによる指令となっている。
【００５５】
図９（ａ）、（ｂ）より、Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部２種は、同一の設計仕様の下では、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対を有する従来の標準ベクトル制御部と完全等価な応答を示していることが確認される。この完全等価な応答特性より、本発明によるＤ因子電流制御器を用いたベクトル制御部による場合、電流指令値と同応答値の間のオフセットは、従来のベクトル制御部と同様に速度の如何に拘わらず除去されていることも確認される。本実験結果より、本発明の作用に関する説明が正しいことも確認される。
【００５６】
従来技術の課題の説明に際し、同一設計仕様の下では、従来の簡易ベクトル制御法による応答は、従来の標準ベクトル制御法に劣り、定常でもオフセットを伴うことを述べたが、この特性が本実験結果からも確認される。
【００５７】
一方で、従来の標準ベクトル制御法は、フィードバック電流制御ループ内に離散時間的処理が不可避なベクトル回転器１対による処理を含んでおり、電流制御ループ帯域の広帯域化が困難である。これに対し、簡易ベクトル制御法は、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対による処理を含んでおらず、電流制御ループ帯域の広帯域化が可能である。すなわち、電流制御ループ帯域に関しては高い設計仕様を付与することができる。本発明による電流制御法は、簡易ベクトル制御法と同様に、フィードバック電流制御ループ内にベクトル回転器１対による処理を含んでおらず、電流制御ループ帯域の広帯域化が可能である。図９の応答比較では、４制御法の特性の定量的比較を簡明に行うべく同一設計仕様とした点を、重ねて注意しておく。本発明の制御法は、簡易ベクトル制御法と同様に、本実施形態例で採用した電流制御ループ帯域ω_ｉｃ＝２０００（ｒａｄ／ｓ）より高い帯域を難なく実現できる点を指摘しておく。
【００５８】
第３実施形態例では、３相プラントとして誘導電動機を対象にこの電流制御の１例を例示したが、本発明は、永久磁石同期電動機など他の電動機の電流制御にも、同様にして適用できることを指摘しておく。また、本発明は、３相プラントとして発電機を対象とする場合にも、その電流制御に同様に適用できることを指摘しておく。これは、発電機の運転が電動機の回生運転と等価であることより、明白である。本発明は、３相プラントとして、単なる３相負荷を対象とする場合にも、適用できることを指摘しておく。単なる３相負荷に対する電流制御は、３相プラントの電流制御の中でも最も単純であることを考慮するならば、本発明がこの種の電流制御に適用できることは自明である。
【００５９】
第３実施形態例で明瞭に確認されたように、本発明によれば、簡易ベクトル制御法の課題であった、定常オフセット除去などの理想的な電流制御を追求できると同時に、従来の標準ベクトル制御法の課題であった電流制御ループの広帯域化も追求できる。すなわち、本発明によれば、従来技術の課題を克服することができる。しかも、電流制御器を産業界で多用されている１次のＰＩ形とする場合には、本発明による電流制御器は、従来の電流制御器にわずか１個のベクトル乗算器の追加するだけで実現することができ、実現のための追加的負担は僅少である。以上、本発明による３相電流の制御方法及び同装置に関し、各種の図を利用しつつ複数の実施形態例を用いて具体的かつ詳しく説明した。
【００６０】
【発明の効果】
【００６１】
請求項１の本発明による効果を説明する。請求項１の本発明によれば、従来の標準ベクトル制御法、簡易ベクトル制御法の両者の長所を活かすと同時に短所を克服した制御性能と言う優れた総合制御性能を、達成できると言う効果が得られ、ひいては、３相電流制御の効果及び有用性を総合的に高めることができると言う効果が得られる。
【００６２】
続いて、請求項２の本発明による効果を説明する。請求項２の本発明によれば、従来の標準ベクトル制御法、簡易ベクトル制御法の両者の長所を活かすと同時に短所を克服した制御性能と言う優れた総合制御性能を、達成できると言う効果が得られ、ひいては、３相電流制御の効果及び有用性を総合的に高めることができると言う効果が得られる。
【００６３】
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の標準ベクトル制御装置の１基本構成例を示すブロック図
【図２】３つの座標系の関係を示す図
【図３】従来の簡易ベクトル制御装置の１基本構成例を示すブロック図
【図４】２ｘ２Ｄ因子ベクトル制御装置の１基本構成例を示すブロック図
【図５】３ｘ３Ｄ因子ベクトル制御装置の１基本構成例を示すブロック図
【図６】１実施形態例における２ｘ２Ｄ因子電流制御器の実現を示すブロック図
【図７】１実施形態例における２ｘ２Ｄ因子電流制御器の実現を示すブロック図
【図８】１実施形態例における標準ベクトル制御用電流制御器、簡易ベクトル制御用電流制御器、２ｘ２Ｄ因子電流制御器、３ｘ３Ｄ因子電流制御器の実現例を示すブロック図
【図９】１実施形態例における標準ベクトル制御部、簡易ベクトル制御部、２ｘ２Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部、３ｘ３Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部による応答比較図
【符号の説明】
１ 制御対象部
２ａ 標準ベクトル制御部
２ｂ 簡易ベクトル制御部
２ｃ ２ｘ２Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部
２ｄ ３ｘ３Ｄ因子電流制御器を用いたベクトル制御部
３ ３相プラント
４ 電力変換器
５ａ ３／２相変換器
５ｂ ２／３相変換器
６ａ ベクトル回転器
６ｂ ベクトル回転器
７ａ 標準ベクトル制御用電流制御器
７ｂ 簡易ベクトル制御用電流制御器
８ 積分器
９ ２ｘ２Ｄ因子電流制御器
１０ ３ｘ３Ｄ因子電流制御器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to three-phase current control of a three-phase system using a power converter, such as current control of an electric motor using an inverter and current control of a generator using a converter. In particular, the present invention relates to a current control method and apparatus capable of varying the frequency characteristics of a current controller that governs current control performance.
[0002]
[Prior art]
Conventional methods relating to current control of a three-phase system using a power converter, such as current control of an electric motor using an inverter and current control of a generator using a converter, are described in detail in, for example, the following documents.
(1) Tamura, Tanaka: “Energy Conversion Application System”, Maruzen, pp. 177-240 (2000-12)
(2) Sugimoto, Koyama, Tamai: “Theory and Design of AC Servo Systems”, General Electronic Publishing, pp. 72-134 (1990-5)
(3) Sugawara, Oyama, Arinaga, Shimizu: “Modeling of Wind Power Generation System Using Permanent Magnet Synchronous Generator”, 2001 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, 4, pp. 1425-1426 (2001-3)
[0003]
As a representative of the three-phase current control method using a power converter with reference to the above document, a standard vector control method is implemented and shown in FIG. FIG. 1 shows the entire three-phase current control system, in which 3 is a three-phase plant (three-phase motor, three-phase generator, etc.), 4 is a power converter, and 5a and 5b are 3 / A two-phase converter, a 2 / 3-phase converter (hereinafter abbreviated as phase converters), 6a and 6b are vector rotators, 7a is a current controller, and 8 is an integrator. In the figure, for the sake of simplicity, a scalar signal line is represented by a thin line, and a 2 × 1 vector signal (two-phase signal) line or a 3 × 1 vector signal (three-phase signal) line is represented by a thick line.
[0004]
As shown in the figure, the three-phase current control system based on the standard vector control method includes a control target unit 1 including a three-phase plant 3 and a power converter 4, phase converters 5a and 5b, and a vector rotator 6a. , 6b, a current controller 7a, etc., and a vector control unit (hereinafter abbreviated as standard vector control unit) 2a. Strictly speaking, the phase converters 5a and 5b and the vector rotators 6a and 6b in FIG.
[Expression 1]

[Expression 2]

[0005]
Here, ω is a scalar variable signal for the vector rotator. Three-axis (u-axis, v-axis, w-axis) fixed coordinate system, two-axis (α-axis, β-axis) fixed coordinate system based on the phase converter of equation (1) and the vector rotator of equation (2), 2 The relationship of the axis (d axis, q axis) rotational coordinate system is shown in FIG. 2 for reference. As clearly shown in the figure, the u-axis of the 3-axis fixed coordinate system and the α-axis of the 2-axis fixed coordinate system are the same. Further, the d-axis of the two-axis rotating coordinate system forms a phase θ at a certain moment with respect to the α-axis of the two-axis fixed coordinate system, and the instantaneous velocity is ω which is the same as the scalar variable signal.
[0006]
The current controller 7a is for 1 input and 1 output, that is, 1 × 1, and is generally expressed as the following equation as an m-order rational polynomial of the differential operator s.
[Equation 3]

In practice, the following PI type, which is a kind of primary controller, is frequently used.
[Expression 4]

Where c_{d, i}, C_{n, i}, K_p, K_iIs a parameter of the current controller. As is well known to those skilled in the art, the fact that the 1 × 1C (s) current controller 7a acts on the 2 × 1 vector signal means that the 1 × 1C (s) current controller acts independently on each component of the vector signal. Means.
[0007]
As is clear from FIG. 1, the structural features of the three-phase current control system based on this standard vector control method include a pair of vector rotators in the current control loop in order to carry out current control on a rotating coordinate system. There is in point. From the viewpoint of current control,

There is a special feature. That is,
[Equation 5]

As already described, the action on the 1 × 1C (s) vector signal in the equation (5) means that C (s) acts independently on each vector component.
[0008]
FIG. 3 shows a representative example of a three-phase current control system based on the simplified document control method implemented with reference to the above document. The structure of this three-phase current control system is largely the same as that of the system based on the standard vector control method in that it is composed of a control target unit 1 and a vector control unit (hereinafter simply referred to as a simple vector control unit) 2b. It is. However, in order to perform current control on the three-axis fixed coordinate system, there is no pair of vector rotators and one pair of phase converters in the current control loop, and instead of this, the current command value is converted outside the current control loop. It is a big difference that the vector rotator 6b and the phase converter 5b have one each in relation. The 1 × 1C (s) current controller 7b is the same as that defined by the equation (3). Here, as is well known to those skilled in the art, 1 × 1C (s) current regulation

Note again that it means that the 1 × 1 C (s) current controller acts independently on each component of the vector signal. In this three-phase current control system, the effect of offset removal by the integration process of the current controller cannot be obtained, and the following zero-order P type is often used as the current controller.
[Formula 6]

[0009]
The current controller 7b acts on the current deviation as a vector signal to generate a vector signal.

Note that the three components of the Toll signal correspond to the phase components of the u phase, the v phase, and the w phase.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
Conventional standard vector control methods and simple vector control methods for three-phase current control have the following characteristics in terms of control performance due to the above structural features.
[0011]
(1) The standard vector control method can perform more ideal current control than the simple vector control method. For this reason, under the condition that the current control loop bandwidth in the control method is the same, the control performance based on the simple vector control method is inferior to the control performance based on the standard vector control method.
[0012]
(2) The standard vector control method that constitutes the current controller on the two-axis rotating coordinate system eliminates the steady offset between the command value and the response value without difficulty by constructing a current controller with integral function such as PI type. can do. On the other hand, in the simple vector control method in which the current controller is configured on the three-axis fixed coordinate system, the steady offset between the command value and the response value cannot be removed even if the current controller is simply provided with an integration function.
[0013]
(3) Since the three-phase current control system based on the simple vector control method has a simple structure that does not have a vector rotator for performing digital cosine sine processing on current / voltage signals in the current control loop, an analog current Can carry out control. Of course, an A / D converter for digital conversion of current is not required. For this reason, the system based on the simple vector control method can widen the current control loop compared to the system based on the standard vector control method that assumes the use of an A / D converter and is subject to this conversion time constraint. As a result, in the case of using the simple vector control method, it is possible to enjoy the benefits of widening the bandwidth represented by the improvement of disturbance suppression and speed response.
[0014]
The features of the conventional method are arranged as follows as problems to be solved. In other words, the standard vector control method has a problem that it is not possible to pursue a wide band of the current control loop that is effective in improving disturbance suppression and speed response, while the simple vector control method is used to remove the steady offset. There is a problem that the ideal current control as represented cannot be pursued.
[0015]
The present invention has been made under the above background, and the object thereof is to pursue ideal current control as in the case of the standard vector control method, and in addition to disturbance suppression and rapid response as in the case of the simple vector control method. It is an object of the present invention to provide a novel three-phase current control method capable of pursuing a broader current control loop that is effective for improvement.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
[0017]
To achieve the above object, the invention of claim 1 provides feedback current control using at least a current controller that operates on a two-axis or three-axis fixed coordinate system and can change a frequency characteristic in accordance with a scalar variable signal. A method for controlling a three-phase current having a process, comprising:
The current controller that operates on a two-axis fixed coordinate system has a 2 × 2D factor in which the input-output relationship is such that the differential operator s is diagonally arranged and the scalar variable signal ω is alternately arranged.

It is constructed so that it is described as a rational matrix polynomial.
[0018]
The invention of claim 2 is a three-phase current control having a feedback current control step using at least a current controller that operates on a two-axis or three-axis fixed coordinate system and can change a frequency characteristic in accordance with a scalar variable signal. A method,
The current controller that operates on a three-axis fixed coordinate system has a 3 × 3D factor in which the relation between the input and output is a differential operator s diagonally and a fixed multiple of the scalar variable signal ω is alternately arranged.

It is constructed so that it is described as a rational matrix polynomial.
[0019]
(Delete)
[0020]
Next, the operation of the present invention will be described.
[0021]
(Delete)
[0022]
Next, claims of the present invention1The operation of will be described. First, the claims of the present invention1A current controller using a 2 × 2D factor will be described. Current controller C (D using 2x2D factor₂(S, −ω)) is a 2 × 2D factor D that alternately contains the scalar variable signal ω.₂As a rational matrix polynomial of (s, −ω), for example, when the parameters of the 1 × 1 current controller C (s) are used, the configuration is as follows.
[Expression 7]

[Equation 8]

[Equation 9]

[0023]
The 2 × 2D factor current controller C (D₂FIG. 4 shows a vector control unit 2c using (s, −ω)). 9 is a current controller C (D using a 2 × 2D factor.₂(S, -ω)). Special attention should be paid to the fact that there is no vector rotator in the feedback current control loop in this vector control unit, and instead, one vector rotator 6b is used outside the feedback current control loop. . The phase converters 5a and 5b and the integrator 8 in the vector control unit 2c are the same as those used in the standard vector control unit 2a according to the conventional standard vector control method. The control target unit 1 connected to the vector control unit 2c is the same as that shown in FIGS. 1 and 3 used in the description of the conventional control method. For this reason, drawing of the control target unit 1 is omitted.
[0024]
2 × 2 current controller C (D₂(S, −ω)) is a 2 × 2D factor D including the scalar variable signal ω.₂Although described as a rational matrix polynomial of (s, −ω), in this example, the current controller C (D₂The parameter of 1 × 1 current controller C (s) is used as the parameter of (s, −ω)). As a result, the 2 × 2D factor current controller C (D₂(S, −ω)) has a frequency characteristic of C (s−jω) obtained by linearly shifting the frequency characteristic of C (s) according to the scalar variable signal ω. Eventually, C (D₂(S, −ω)) is a current controller on a two-axis fixed coordinate system that does not use a pair of vector rotators in the feedback current control loop, but a pair of vector rotators is essential in the feedback current control loop. The action of generating a response that is completely equivalent to the current control on the two-axis rotating coordinate system is obtained. The complete equivalence of responses will now be explained strictly and in detail using equations.
[0025]
The 2 × 2D factor current controller C (D₂The main points of the vector control unit 2c including (s, −ω)) 9 can be expressed using the following equations (10) to (12).
[Expression 10]

## EQU11 ##

[Expression 12]

[0026]
The current controller C (D using the 2 × 2D factor in the equation (12)₂It has been clarified through the following literature that the characteristic of (s, −ω)) can be obtained equivalently even when a pair of vector rotators is accompanied with the current controller C (s).
Shinji Shinnaka: “Proposal of variable-characteristic multivariable filter for three-phase signal processing, -Easy generation of filter effect accompanied by vector rotator-”, IEEJ Transactions D, 121, 2; 253-260 (2001-2)
[0027]
If this result is utilized, the relationship of Formula (12) can be developed as follows.
[Formula 13]

[0028]
Where I₂Is a 2 × 2 unit matrix and considering the following relationship for the vector rotator:
[Expression 14]

Equation (13) can be further expanded as follows.
[Expression 15]

Equation (15) is a standard vector control unit 2a by a conventional standard vector control method that uses a pair of vector rotators in a feedback current control loop and performs current control on a two-axis rotational coordinate system ( (See FIG. 1).
[0029]
The response equivalence between the expressions (12) and (15) is the same as that of the voltage command value on the two-axis fixed coordinate system generated by the vector control unit 2c of the present invention. Then, it means that the voltage command value generated in the standard vector control unit 2a by the conventional standard vector control method is completely equivalent.
[0030]
As is clear from the above description, the claims1According to the present invention, a pair of vector rotators is used in a feedback current control loop by simply using a current controller parameter designed by a conventional standard vector control method for a 2 × 2D factor current controller. In addition, the voltage command value on the two-axis fixed coordinate system that is completely equivalent to the conventional standard vector control method can be easily generated. In addition, the realization method of a 2x2D factor current controller is demonstrated concretely and in detail through an embodiment.
[0031]
Next, claims of the present invention2The operation of will be described. First, the claims of the present invention2A current controller using a 3 × 3D factor is described. 3 × 3D factor current controller C (D₃The configuration of (s, −ω)) is the same as the 2 × 2D factor current controller C (D₂(S, −ω)). 3 × 3D factor current controller C (D₃To obtain (s, -ω)) formally, a 2x2D factor current controller C (D₂2 × 2D factor D in (s, −ω))₂(S, −ω) is a 3 × 3D factor D₃Substitution may be made with (s, -ω). That is, the 3 × 3D factor current controller C (D₃(S, −ω)) is a 3 × 3D factor D that alternately contains the scalar variable signal ω.₃As a rational matrix polynomial of (s, −ω), for example, when the parameters of the 1 × 1 current controller C (s) are used, the configuration is as follows.
[Expression 16]

[Expression 17]

[Formula 18]

Naturally, the 3 × 3D factor current controller C (D₃The input signal and output signal of (s, −ω)) are 3 × 1 vectors.
[0032]
3 × 3D factor current controller C (D₃FIG. 5 shows a vector control unit 2d using (s, −ω)). 10 is a current controller C using a 3 × 3D factor (D₃(S, -ω)). In this vector control unit 2d, there is no vector rotator and phase converter in the feedback current control loop. Instead, the vector rotator 6b1 and the phase converter 5b1 are used outside the feedback current control loop. Special attention should be paid to these points. This is the same as the simple vector control unit 2b based on the conventional simple vector control method. Note that the 3 × 3D factor current controller C (D₃Since the control target unit connected to the vector control unit 2d using (s, −ω)) is the same as that in FIGS. 1 and 3 used in the description of the conventional control method, this drawing is Omitted.
[0033]
3x3 current controller C (D₃(S, −ω)) is a 3 × 3D factor D including the scalar variable signal ω.₃Although described as a rational matrix polynomial of (s, −ω), the current controller C (D₃The parameter of 1 × 1 current controller C (s) is used as the parameter of (s, −ω)). As a result, the 3 × 3D factor current controller C (D₃(S, −ω)) has a frequency characteristic of C (s−jω) obtained by linearly shifting the frequency characteristic of C (s) according to the scalar variable signal ω. Eventually, C (D₃(S, -ω)) is a current controller on a three-axis fixed coordinate system that does not use a pair of vector rotators and a pair of phase converters in the feedback current control loop, but a vector in the feedback current control loop. An effect is obtained that a response equivalent to current control on a two-axis rotating coordinate system requiring a pair of rotators is generated. The complete equivalence of responses will now be explained strictly and in detail using equations.
[0034]
The vector control unit in FIG. 5 can be expressed using the following equations (19) to (21).
[Equation 19]

[Expression 20]

[Expression 21]

[0035]
Current controller C (D using 3 × 3D factor in equation (21)₃It is clarified through the following literature that the characteristics of (s, −ω)) can be equivalently obtained by bringing a pair of vector rotators and a pair of phase converters into the current controller C (s). ing.
Shinji Shinnaka: “Proposal of a three-input / output variable characteristic D-factor filter for three-phase signal direct processing”, IEEJ Transactions D, 122, 6, pp. 11-28. 582-590 (2002-5)
[0036]
Using this result, the relationship of equation (21) can be developed as follows.
[Expression 22]

[0037]
Here, considering the following relations regarding the vector rotator and the phase converter:
[Expression 23]

Equation (22) can be expanded as follows.
[Expression 24]

Equation (24) is a standard vector control based on a conventional standard vector control method that uses a pair of vector rotators and a pair of phase converters in a feedback current control loop to perform current control on a two-axis rotating coordinate system. The part 2a itself (see FIG. 1).
[0038]
The response equivalence between the equations (21) and (24) is based on the voltage command value on the three-axis fixed coordinate system generated by the vector control unit 2d of the present invention, and the same parameter is used for the current controller. Then, it means that the voltage command value generated in the standard vector control unit 2a by the conventional standard vector control method is completely equivalent.
[0039]
As is clear from the above description, the claims2According to the present invention, the parameter of the current controller designed by the conventional standard vector control method is simply used for the 3 × 3D factor current controller, and a pair of vector rotators and phase conversion are provided in the feedback current control loop. Thus, there is obtained an effect that a voltage command value on a three-axis fixed coordinate system that is completely equivalent to the conventional standard vector control method can be easily generated without using a pair of devices. A method for realizing the 3 × 3D factor current controller will be described specifically and in detail through the embodiment.
[0040]
In the description of the conventional control method using FIGS. 1 and 3, an example in which the scalar variable signal ω is integrated to generate the signal θ used for the vector rotator is shown. Depending on the current control method, the signal θ may first be obtained, and the signal ω may be obtained therefrom. In the description of the operation of the control method and the control apparatus according to the present invention, in order to ensure the simplicity of the description, a signal used for the vector rotator by integrating the scalar variable signal ω in a form corresponding to FIGS. An example of generating θ is shown. It should be pointed out that the control method and apparatus according to the present invention can also be configured to first obtain the signal θ and obtain the signal ω therefrom. In general, the signal ω and the signal θ are in a relationship between differentiation and integration, so that one can be obtained from the other.
[0041]
[Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. First, as one embodiment of the current controller of the present invention, a current controller C (D described as a rational matrix polynomial with 2 × 2D factors is used.₂(S, -ω)) 9 will be described by way of example. In order to ensure the simplicity of explanation, the current controller C (D described by the equations (7) to (9)₂The order of (s, −ω)) is third order. That is, m = 3. FIG. 6 shows a third-order current controller C (D₂Realization example of (s, -ω))

Current controller C (D₂This is an example of (s, −ω)).
[0042]
FIG. 6C shows the inverse matrix of the 2 × 2D factor used in FIGS. 6A and 6B.

1 / s is an integrator, and J₂Is a 2 × 2 alternating matrix defined by the following equation.
[Expression 25]

Means arithmetic. 2x2 alternating matrix J in the realization₂Note that is simply connecting signals alternately, and does not require special multiplication.
[0043]
According to the embodiment of FIG. 6, the current controller C (D₂It will be easily understood that the frequency characteristic of (s, −ω)) changes. Strictly speaking, the current controller has the same frequency characteristic C (s−jω) in both the realizations of FIGS. It is self-evident that this is applied to a general m-order current controller using the embodiment shown in FIGS. 6A and 6B where m = 3.
[0044]
Next, as one example embodiment of the current controller of the present invention, a 3 × 3D factor D₃Current controller C (D, described as a rational matrix polynomial by (s, −ω)₃(S, -ω)) 10 realization method is shown by way of example. 3x3 current controller C (D₃When realizing (s, −ω)), 3 × 3D factor D₃It is more convenient to configure (s, −ω) as in the following equation (26).
[Equation 26]

Where I₃Is a 3x3 identity matrix and J_rIs a 3 × 3 alternating matrix defined by the following equation (27).
[Expression 27]

[0045]
FIG. 7 shows a 3 × 3 current controller C (D) based on the above equations (26) and (27).₃An example of realizing (s, −ω)) is shown. Also in this example, in order to ensure the simplicity of the explanation, the current controller C (D₃The order of (s, −ω)) is assumed to be the third order. That is, m = 3. 7 (a), (

[0046]

The 3 × 1 input signal is shown as u, and the 3 × 1 output signal as y. 1 / s in the figure is an integrator

It is a multiplier. 3x3 alternating matrix J in this realization_rNote that is simply connecting signals alternately, and does not require any special multiplication.
[0047]
According to the embodiment in FIG. 7, the current controller C (D₃It will be easily understood that the frequency characteristic of (s, −ω)) changes. Strictly speaking, the current controller has the same frequency characteristic C (s−jω) in both the realizations of FIGS. 7A and 7B. It is self-evident that this is applied to a general m-order current controller using the embodiment of FIGS. 7A and 7B where m = 3.
[0048]
Next, as a third embodiment of the present invention, an example in which the present invention is applied to current control of an induction motor will be described. That is, the three-phase plant 3 is a three-phase induction motor, and this current control is considered. Table 1 shows the characteristics of the test motor.
[Table 1]

Electrical parameter R in Table 1₁, L₁, L_1t, W₂Represents the stator resistance, stator inductance, stator total leakage inductance, and rotor inverse time constant (reciprocal of time constant), respectively.
[0049]
Current control loop bandwidth ω_icIs ω_ic= 2000 (rad / s), and the 1 × 1 current controller C (s) is a primary PI type of Formula (4) that is widely used in the industry. The current controller parameter (PI parameter) at this time was determined according to the following equation.
[Expression 28]

[Expression 29]

[0050]
The scalar variable signal ω was generated using the current command value as follows in accordance with the idea of the slip frequency vector control method of the induction motor.
[30]

[31]

[Expression 32]

[Expression 33]

[0051]

It was made to occur.
[Expression 34]

[Expression 35]

Where N_pIs the number of pole pairs of the motor.
[0052]
Based on the same equations (28) to (35) (that is, with the same design specifications) for the same control target unit 1, the standard vector control unit 2a based on the standard vector control method, the simple vector control based on the simple vector control method Four types of unit 2b, vector control unit 2c by 2x2D factor current controller, and vector control unit 2d by 3x3D factor current controller were individually configured. An implementation example of the current controller in each vector control unit in the present embodiment is shown in FIG. FIG. 8 shows an implementation example of the current controller in the vector controllers 2a, 2b, 2c, and 2d in the order of (a), (b), (c), and (d). However, the current controller is a primary PI type based on the equations (28) and (29). 8C and 8D are configured in accordance with FIGS. 6A and 7A, respectively. As is clear from FIG. 8, when the current controller is a first-order PI type that is widely used in the industry, the current controller according to the present invention has only one vector multiplication compared to the conventional current controller. This can be realized simply by adding a vessel, and the additional burden for realization is small. Pay particular attention to this point.
[0053]
Maintain the rated speed of 300 (rad / s) with the load device connected to the test motor (speed)

FIG. 9 shows the response when a torque command rated at 50, 100, or 150% is given after a sufficient time has elapsed for the rise of the rotor magnetic flux. In addition, the power converter 4 at this time was an ideal inverter that generates a commanded voltage.
[0054]
FIG. 9A shows the same response value as that of the torque command. From the top, the response by the standard vector control unit 2a using a pair of vector rotators in the torque command and feedback current control loop, 2 × 2D factor A response by the vector controller 2c using the current controller, a response by the vector controller 2d using the 3 × 3D factor current controller, and a response by the simple vector controller 2b. FIG. 9B shows a current corresponding to FIG.

The That is, from the top, a command by a standard vector control unit 2a using a pair of vector rotators in a feedback current control loop, a command by a vector control unit 2c using a 2x2D factor current controller, and a 3x3D factor current controller were used. It is a command from the vector control unit 2d and a command from the simple vector control unit 2b.
[0055]
9 (a) and 9 (b), the two types of vector control units using the D-factor current controller have a conventional standard having a pair of vector rotators in the feedback current control loop under the same design specifications. It is confirmed that the response is completely equivalent to that of the vector control unit. From this completely equivalent response characteristic, in the case of the vector control unit using the D-factor current controller according to the present invention, the offset between the current command value and the response value depends on the speed as in the conventional vector control unit. Nevertheless, it is confirmed that it has been removed. From the results of this experiment, it is also confirmed that the explanation regarding the operation of the present invention is correct.
[0056]
In explaining the problems of the prior art, it was stated that under the same design specifications, the response by the conventional simple vector control method is inferior to the conventional standard vector control method and is accompanied by an offset even in the steady state. It is also confirmed from the results.
[0057]
On the other hand, the conventional standard vector control method includes processing by a pair of vector rotators, in which discrete time processing is unavoidable, in the feedback current control loop, and it is difficult to widen the current control loop bandwidth. On the other hand, the simple vector control method does not include processing by a pair of vector rotators in the feedback current control loop, and can widen the current control loop band. That is, a high design specification can be given for the current control loop band. Similar to the simple vector control method, the current control method according to the present invention does not include processing by a pair of vector rotators in the feedback current control loop, and can broaden the current control loop band. In the response comparison of FIG. 9, it should be noted that the same design specifications are used in order to simplify the quantitative comparison of the characteristics of the four control methods. The control method of the present invention is similar to the simple vector control method in that the current control loop band ω employed in the present embodiment is used._icIt should be pointed out that a band higher than 2000 (rad / s) can be realized without difficulty.
[0058]
In the third embodiment, an example of this current control is illustrated for an induction motor as a three-phase plant, but the present invention can be similarly applied to the current control of other motors such as a permanent magnet synchronous motor. Please point out. In addition, it should be pointed out that the present invention can be similarly applied to current control even when a generator is targeted as a three-phase plant. This is clear from the fact that the operation of the generator is equivalent to the regenerative operation of the electric motor. It should be pointed out that the present invention can be applied to a case where a simple three-phase load is targeted as a three-phase plant. It is obvious that the present invention can be applied to this kind of current control considering that the current control for a simple three-phase load is the simplest among the current controls of a three-phase plant.
[0059]
As clearly confirmed in the third embodiment, according to the present invention, it is possible to pursue ideal current control such as steady offset removal, which is a problem of the simple vector control method, and at the same time, the conventional standard vector. Broadening the current control loop, which was a problem with control methods, can also be pursued. That is, according to the present invention, the problems of the prior art can be overcome. Moreover, when the current controller is a primary PI type that is widely used in the industry, the current controller according to the present invention can be obtained by adding only one vector multiplier to the conventional current controller. It can be realized and the additional burden for realization is negligible. The three-phase current control method and apparatus according to the present invention have been described specifically and in detail using a plurality of embodiments using various drawings.
[0060]
【The invention's effect】
[0061]
Claim1The effect of the present invention will be described. Claim1According to the present invention,Using the advantages of both the conventional standard vector control method and the simple vector control method, at the same time, it is possible to achieve an excellent overall control performance that is a control performance that overcomes the disadvantages.As a result, the effect that the effect and usefulness of three-phase current control can be improved comprehensively is obtained.
[0062]
Followed by the claims2The effect of the present invention will be described. Claim2According to the present invention,Using the advantages of both the conventional standard vector control method and the simple vector control method, at the same time, it is possible to achieve an excellent overall control performance that is a control performance that overcomes the disadvantages.As a result, the effect that the effect and usefulness of three-phase current control can be improved comprehensively is obtained.
[0063]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a basic configuration of a conventional standard vector control apparatus.
FIG. 2 is a diagram showing the relationship between three coordinate systems.
FIG. 3 is a block diagram showing an example of a basic configuration of a conventional simple vector control device.
FIG. 4 is a block diagram showing an example of a basic configuration of a 2 × 2D factor vector control device.
FIG. 5 is a block diagram showing an example of a basic configuration of a 3 × 3D factor vector control device.
FIG. 6 is a block diagram illustrating an implementation of a 2 × 2D factor current controller in an example embodiment.
FIG. 7 is a block diagram illustrating an implementation of a 2 × 2D factor current controller in an example embodiment.
FIG. 8 is a block diagram illustrating an implementation example of a standard vector control current controller, a simple vector control current controller, a 2 × 2D factor current controller, and a 3 × 3D factor current controller in one embodiment.
FIG. 9 is a response comparison diagram by a standard vector control unit, a simple vector control unit, a vector control unit using a 2 × 2D factor current controller, and a vector control unit using a 3 × 3D factor current controller in one embodiment.
[Explanation of symbols]
1 Controlled part
2a Standard vector control unit
2b Simple vector controller
Vector control unit using 2c 2x2D factor current controller
Vector control unit using 2d 3x3D factor current controller
3 Three-phase plant
4 Power converter
5a 3/2 phase converter
5b 2/3 phase converter
6a vector rotator
6b vector rotator
7a Current controller for standard vector control
7b Current controller for simple vector control
8 integrator
9 2x2D factor current controller
10 3x3D factor current controller

Claims (2)

A control method for a three-phase current having a feedback current control step using at least a current controller that operates on a two-axis or three-axis fixed coordinate system and can change a frequency characteristic according to a scalar variable signal,
The current controller that operates on a two-axis fixed coordinate system has a 2 × 2D factor in which the input-output relationship is such that the differential operator s is diagonally arranged and the scalar variable signal ω is alternately arranged.

A method for controlling a three-phase current, characterized in that the three-phase current is configured to be described as a rational matrix polynomial. A control method for a three-phase current having a feedback current control step using at least a current controller that operates on a two-axis or three-axis fixed coordinate system and can change a frequency characteristic according to a scalar variable signal,
The current controller that operates on a three-axis fixed coordinate system has a 3 × 3D factor in which the relation between the input and output is a differential operator s diagonally and a fixed multiple of the scalar variable signal ω is alternately arranged.

A method for controlling a three-phase current, characterized in that the three-phase current is configured to be described as a rational matrix polynomial.

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