JP4214574B2

JP4214574B2 - Sensor circuit

Info

Publication number: JP4214574B2
Application number: JP27213998A
Authority: JP
Inventors: 一夫栗原
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-09-25
Filing date: 1998-09-25
Publication date: 2009-01-28
Anticipated expiration: 2018-09-25
Also published as: JP2000098010A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサを用いたセンサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサは、産業用や民生用として広く使用されている。
【０００３】
例えば外部磁界を探知する磁気探知装置は、磁場の検出器や測定器などの計測用から始まり、近年では、磁気式スイッチ、磁気式ロータリ・エンコーダ、地磁気センサなどが使用されている。この磁気探知装置としては、ホール素子を用いた磁気探知装置、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置、磁気抵抗効果素子を用いた磁気探知装置などがある。
【０００４】
ホール素子を用いた磁気探知装置は、図１３に示すように、両端に電極１０１，１０２を設けたホール素子１０３のホール効果を応用して外部磁界を検出するものである。すなわち、ホール素子を用いた磁気探知装置では、外部磁界の変化によってホール素子１０３に発生するホール電圧Ｖｈの変化に基づいて外部磁界を検出する。ここで、ホール素子１０３の厚さをｄとし、ホール素子１０３を流れる電流をＩとし、ホール素子１０３を通る磁束をＢとすると、ホール電圧Ｖｈは、下記式（１−１）のようになる。
【０００５】
Ｖｈ＝Ｒｈ・Ｉ・Ｂ／ｄ・・・（１−１）
しかし、このようなホール電圧Ｖｈは非常に小さいため、ホール素子を用いた磁気探知装置では、例えば、約０．３ガウス程度の地磁気のような微弱な磁界を検出することは困難である。
【０００６】
また、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置は、図１４に示すように、外部磁界によってヒステリシス曲線がシフトする特殊な高透磁率材料からなる環状の磁気コア１１０に、励磁用コイル１１１及び検出用コイル１１２を巻回してなるものである。
【０００７】
この磁気探知装置で外部磁界を検出する際には、磁気コア１１０が過飽和状態にまで励磁されるような高周波電流を励磁用コイル１１１に流しておく。このとき、外部からの磁界が磁気コア１１０に作用していなければ、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂからの出力は同じ出力波形となる。そして、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂは逆相に接続されているので、検出用コイル１１２の左側のコイル１１２ａからの出力と、検出用コイル１１２の右側のコイル１１２ｂからの出力とが互いに打ち消し合って検出用コイル１１２全体からは何も出力されないこととなる。
【０００８】
一方、例えば、励磁用コイル１１１によって右回りの磁束Ｂが磁気コア１１０内に発生しているときに、図１４中のＮからＳに至る方向より外部磁界Ｈｅが加わると、外部磁界Ｈｅがバイアス磁界として作用して、磁気コア１１０の右側が早く飽和し、磁気コア１１０の左側が逆に遅れて飽和する。そして、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂは逆相に接続されているので、検出用コイル１１２の左側のコイル１１２ａからの出力と、検出用コイル１１２の右側のコイル１１２ｂからの出力との差分が、外部磁界Ｈｅの大きさに対応して出力されることとなる。
【０００９】
しかし、このような磁気探知装置では、検出用コイル１１２によって磁気信号を電気信号に変換するため、感度を上げるには検出用コイル１１２の巻き数を多くしたり、外部磁界Ｈｅの集束効果を高めるために磁気コア１１０の形状を大きくする必要がある。したがって、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置では、小型化や低価格化が非常に困難であった。
【００１０】
また、磁気抵抗効果素子を用いた磁界探知装置は、磁気抵抗効果素子の磁気抵抗効果を利用して外部磁界を検出するものである。ここで、磁気抵抗効果素子とは、Ｎｉ合金等からなる強磁性薄膜の磁気抵抗効果を応用した磁電変換素子であり、印加された磁界の強さに応じて、その抵抗値が変化する特性を持っている。そして、図１５に示すように、磁気抵抗効果素子１２０を流れる電流Ｉの方向と、外部磁界Ｈｅによる磁気抵抗効果素子１２０の磁化Ｍの方向とのなす角をθとし、電流Ｉの方向と磁化Ｍの方向とが同一のときの磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値をＲａとし、電流Ｉの方向と磁化Ｍの方向とのなす角θが９０°のときの磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値をＲｂとすると、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値Ｒは、下記式（１−２）のようになる。
【００１１】
Ｒ＝Ｒｂ＋（Ｒａ−Ｒｂ）・ｃｏｓ²θ ・・・（１−２）
また、上記式（１−２）で示される磁気抵抗効果素子１２０の磁気抵抗効果特性は図１６のようになる。ここで、縦軸は、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値Ｒであり、横軸は、磁気抵抗効果素子１２０を流れる電流Ｉの方向と、外部磁界Ｈｅによる磁気抵抗効果素子１２０の磁化Ｍの方向とのなす角度θである。
【００１２】
しかし、このような磁気抵抗効果素子１２０において、抵抗変化率の最大値は２〜３％程度と非常に小さいため、適当な大きさのバイアス磁界を加えて感度の良いところを使用したとしても、地磁気のような微弱な磁界では０．０５％程度しか抵抗変化が得られない。したがって、磁気抵抗効果素子１２０を用いた磁気探知装置も感度が不十分であり、地磁気のような微弱な磁界の検出には適してない。さらに、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗変化率は、０．３％／℃程度の大きな温度係数を持っているため、磁気抵抗効果素子１２０を用いた磁気探知装置では、温度ドリフト等の問題もある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来から知られている磁気探知装置では、感度が不十分であったり、小型化や低価格化が難しいという問題があった。
【００１４】
そこで、本件出願人は、小型化や低価格化が容易で、高い感度が得られる磁気探知装置として、例えば特願平９−１０６４１８号において、磁性体にコイルが巻かれてなる磁気センサを備え、上記磁気センサのコイルに発振電圧が供給されたときに上記コイルに流れる発振電流について、外部磁界により変化する発振電流のピーク値を検出し、この発振電流のピーク値の変化によって外部磁界を探知するようにした磁気探知装置を先に提案している。
【００１５】
この磁気探知装置に用いられる磁気センサは、図１に示すように、リボン状やワイヤー状に形成された細長いアモルファス等からなる磁性体１と、この磁性体１の長手方向に巻回された銅線等からなるコイル２とから構成される。ここで、磁性体１には、数ガウス程度の微弱な磁界で急峻な透磁率変化を示す角形特性に優れた磁性材料を用いる。そして、この磁気センサ３のコイル２からは、２つの端子４，５が導出される。
【００１６】
つぎに、このような磁気センサ３を用いて外部磁界Ｈｅの大きさを検出するときの原理について、図２を参照しながら説明する。図２は、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓを磁気センサ３に供給したときに、磁気センサ３に流れる電流ｉ０１及び電流ｉ０１を反転させた電流ｉ０２が磁気センサ３に流れているときの状態について、磁気センサ３のインダクタンスＬの変化と対応させて示したものである。
【００１７】
このとき、電流ｉ０１及び電流ｉ０２を直流バイアス成分を含んだ交流電流とすることが好ましい。このように、電流ｉ０１及び電流ｉ０２に直流バイアス成分を含ませることにより、これら電流ｉ０１及び電流ｉ０２からは直流バイアス成分を有する交流磁界が発生し、磁性体１がその長手方向に磁化されることになる。ここで、供給される電流ｉ０１及び電流ｉ０２は、外部磁界Ｈｅが加わって交流磁界がシフトしたとしても、交流磁界が、磁気センサ３のインダクタンスＬが急峻な変化を示す範囲を包括するように設定する。
【００１８】
以下の説明において、先ず、磁気センサ３に電流ｉ０１が流れる場合に関して説明し、次に、磁気センサ３に電流ｉ０２が流れる場合に関して説明する。
【００１９】
ここで、磁気センサ３に加わる外部磁界ＨｅがＨｅ＝０の場合、図２に示すように、磁気センサ３のコイル２に流れる電流ｉ０１が０からＩｈまで変化するように設定すると、磁気センサ３のインダクタンスＬはＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する。すなわち、この場合、電流ｉ０１のピーク値はＩｈであり、そのときのインダクタンスＬはＬｍｉｎである。また、このインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値をＩｃとすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−１）のように表される。
【００２０】
Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・Ｉｃ＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｈ−Ｉｃ）・・・（２−１）
そして、磁気センサ３に対して外部磁界Ｈｅが加わる場合、図２に示すように、電流ｉ０１が供給された磁気センサ３には、直流バイアス成分が外部磁界Ｈｅ分だけシフトすることとなり、その結果、図２中Ｉｅで示す分だけシフトした電流ｉｅ１が流れることになる。そして、電流ｉｅ１のピーク値をＩｅ１とすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−２）のように表される。
【００２１】
Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・（Ｉｃ−Ｉｅ）＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｅ１＋Ｉｅ−Ｉｃ）・・・（２−２）
したがって、外部磁界Ｈｅが加わらない状態から外部磁界Ｈｅが加わった状態に変化したときの発振電圧信号Ｖｏｓのピーク値の変化量をΔＩ１とすると、変化量ΔＩ１は、上記式（２−１）及び上記式（２−２）より下記式（２−３）のように表される。
【００２２】
ΔＩ１＝Ｉｅ１−Ｉｈ
＝｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌｍｉｎ｝・Ｉｅ・・・（２−３）
上記式（２−３）から分かるように、見かけ上シフトしたこととなる電流Ｉｅとピーク値の変化量ΔＩ１とは比例関係にある。そして、この関係において、インダクタンスＬの変化量が大きいほどピーク値の変化量ΔＩ１が大きくなる。また、この関係において、インダクタンスＬの変化量が一定、すなわち、インダクタンスＬが直線的に変化すると、ピーク値の変化量ΔＩ１が電流Ｉｅに対してリニアリティをもって変化することとなる。
【００２３】
次に、磁気センサ３に対して電流ｉ０１を反転させた電流ｉ０２が供給された場合について説明する。
【００２４】
電流ｉ０２が供給された場合において、磁気センサ３に加わる外部磁界ＨｅがＨｅ＝０の場合、図５に示すように、磁気センサ３のコイル２に流れる電流ｉ０２が０から−Ｉｈまで変化するように設定すると、磁気センサ３のインダクタンスＬはＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する。すなわち、この場合、電流ｉ０１のピーク値は−Ｉｈであり、そのときのインダクタンスＬはＬｍｉｎである。また、このインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値を−Ｉｃとすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧−Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−４）のように表される。
【００２５】
−Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・−Ｉｃ＋Ｌｍｉｎ・（−Ｉｈ＋Ｉｃ）・・・（２−４）
そして、電流ｉ０２が供給された状態において、磁気センサ３に対して外部磁界Ｈｅが加わる場合、図２に示すように、電流ｉ０２が供給された磁気センサ３には、直流バイアス成分が外部磁界Ｈｅ分だけシフトすることとなり、その結果、図５中Ｉｅで示す分だけシフトした電流ｉｅ２が流れることになる。そして、電流ｉｅ２のピーク値をＩｅ２とすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−５）のように表される。
【００２６】
−Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・（−Ｉｃ−Ｉｅ）＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｅ−Ｉｅ２＋Ｉｃ）・・・（２−５）
したがって、外部磁界Ｈｅが加わらない状態から外部磁界Ｈｅが加わった状態に変化したときの発振電圧信号Ｖｏｓのピーク値の変化量をΔＩ２とすると、変化量ΔＩ２は、上記式（２−４）及び上記式（２−５）より下記式（２−６）のように表される。
【００２７】
ΔＩ２＝Ｉｅ２−Ｉｈ
＝−｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌｍｉｎ｝・Ｉｅ
＝−ΔＩ１・・・（２−６）
上記式（２−６）から分かるように、見かけ上シフトしたこととなる電流Ｉｅとピーク値の変化量ΔＩ２とは比例関係にある。そして、この関係においても、インダクタンスＬの変化量が大きいほどピーク値の変化量ΔＩ２が大きくなる。また、この関係において、インダクタンスＬの変化量が一定、すなわち、インダクタンスＬが直線的に変化すると、ピーク値の変化量ΔＩ２が電流Ｉｅに対してリニアリティをもって変化することとなる。また、このピーク値の変化量ΔＩ２は、上述したピーク値の変化量ΔＩ１と符号が逆で同じ大きさとなっている。すなわち、ピーク値の変化量ΔＩ１とピーク値の変化量ΔＩ２とは、差動の関係にある。
【００２８】
そこで、順方向に電流を流したとき、すなわち電流ｉ０１を供給したときのピーク値Ｉｅ１と、逆方向に電流を流したとき、すなわち電流ｉ０２を供給したときのピーク値Ｉｅ２とを測定し、これらの差動を取ることにより、外部磁界Ｈｅの変化に応じた信号を、一定の方向にだけ電流を流したときに比べて約２倍の出力として取り出すことができる。
【００２９】
また、ピーク値Ｉｅ１とピーク値Ｉｅ２との差動を取ることにより、外部磁界Ｈｅ＝０のときには、磁気センサ３に流れるピーク値が互いにキャンセルされるので、外部磁界Ｈｅがない状態である０点を容易に認識することができる。
【００３０】
さらに、磁気センサ３は温度等によってインダクタンスＬの大きさが変化して磁気センサに流れる電流のピーク値に変化が生じるが、磁気センサ３に流れる電流を短時間で反転させることにより、このような温度ドリフトや時間ドリフト等の影響を互いにキャンセルすることができる。したがって、この磁気センサ３では、温度ドリフトや時間ドリフト等の影響を受けることなく、高精度に外部磁界Ｈｅを検出することができる。
【００３１】
つぎに、以上のような磁気センサを用いて、外部磁界の大きさを電気信号に変換するためのセンサ回路について説明する。
【００３２】
このセンサ回路は、図３に示すように、アナログスイッチ回路６内に配された磁気センサ３と、このアナログスイッチ回路６に接続された抵抗７と発振電圧信号を供給するパルス信号発振器８とアナログスイッチ回路６を切り替えるための信号を供給する周波数分周器９を備えている。そして、上記磁気センサ３は、ブリッジ接続された４個のスイッチ６ａ〜６ｄを備えたアナログスイッチ回路６内に配されている。磁気センサ３に流れる電流方向は、これら４個のスイッチ６ａ〜６ｄをオン／オフ制御することによって反転させることができるようになっている。また、アナログスイッチ回路６に接続された抵抗７は、磁気センサ３に対して直列となるように接続されており、磁気センサ３とこの抵抗７によって積分回路を構成している。
【００３３】
この積分回路は、パルス信号発振器８に接続されており、このパルス信号発振器８からパルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓが供給されると、磁気センサ３および抵抗７に積分電流ｉｒが流れ、抵抗７には積分電圧Ｖｒが生じる。この積分電流ｉｒは、磁気センサ３に流れる電流の方向を交互に反転させた電流を時系列になるように配置している。
【００３４】
なお、アナログスイッチ回路６を切り替えるための信号Ｑ，Ｑ’は、パルス信号発生器８から供給される発振電圧信号Ｖｏｓを周波数分周器９で分周することによって生成する。これは、磁気センサと抵抗１７によって形成される積分回路に供給する発振電圧信号Ｖｏｓと上記アナログスイッチ回路６の切り替えタイミングを同期させることによって、このセンサ回路の動作の安定度を高めるためである。
【００３５】
このようなセンサ回路の動作について、各部の電圧波形のタイムチャートである図４を参照しながら説明する。
【００３６】
このセンサ回路では、パルス信号発振器８から、図４の（Ａ）に示すように、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓが周波数分周器９に供給され、図４の（Ｂ），（Ｃ）に示すように、アナログスイッチ回路６を切り替えるための信号Ｑ，Ｑ’が上記周波数分周器９により作られる。
【００３７】
また、上記パルス信号発振器８から発振電圧信号Ｖｏｓがアナログスイッチ回路６を介して磁気センサ３に供給される。これにより、磁気センサ３と抵抗７とからなる積分回路に積分電流が流れる。このとき、抵抗７に生じる積分電圧Ｖｒの波形は、図４の（Ｄ）に示すように、磁気センサ３に流れる電流の応答波形に対応するものであり、したがって、この積分電圧Ｖｒのピーク電圧値は、磁気センサ３に加わる外部磁界Ｈｅの大きさに応じて変化する。
【００３８】
ここで、切り替え信号Ｑが“Ｈ”で切り替え信号Ｑ’が“Ｌ”のときには、図３に示したスイッチ６ａおよびスイッチ６ｂがオンで、スイッチ６ｃおよびスイッチ６ｄがオフとなり、磁気センサ３には図３の矢印Ａの向きに電流が流れる。
【００３９】
また、切り替え信号Ｑが“Ｌ”で切り替え信号Ｑ’が“Ｈ”のときには、図３に示したスイッチ６ａおよびスイッチ６ｂがオフで、スイッチ６ｃおよびスイッチ６ｄがオンとなり、磁気センサ３には図３の矢印Ｂの向きに電流が流れる。
【００４０】
したがって、積分電圧Ｖｒは、図４の（Ｄ）に示すように、磁気センサ３に流れる各々の電流の方向に応じた積分電圧Ｖｒ１および積分電圧Ｖｒ２によって構成されるので、積分電圧Ｖｒ１のピーク値Ｖｅ１および積分電圧Ｖｒ２のピーク値Ｖｅ２は、外部磁界の大きさに対して差動の関係にある。
【００４１】
すなわち、この電圧信号Ｖｅ１と電圧信号Ｖｅ２は、磁気センサ３に発振電圧信号を供給したときに、磁気センサ３に流れる電流の方向を反転させたときの磁気センサ３に流れる発振電流の各々のピーク値を検出したものである。
【００４２】
このように、このセンサ回路では、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅが、磁気センサ３と直列に接続された抵抗７に生じるピーク電圧値として現れ、このピーク電圧値を検出することによって、外部磁界の大きさを探知する。
【００４３】
つぎに、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅが磁気センサ３と直列に接続された抵抗７に生じるピーク電圧値として現れる原理について、さらに詳細に説明する。
【００４４】
磁気センサ３と抵抗７が直列に接続された積分回路に流れる電流が立ち上がるときの状態をモデル化した回路図を図５に示す。このような回路において、スイッチ１０をオフからオンにすると、磁気センサ３と抵抗７からなる積分回路に直流電源１１から直流電圧が印加され、磁気センサ３に電流ｉが流れる。ここで、磁気センサ３に流れる電流ｉは、積分回路に印加される直流電圧をＶ、磁気センサ３のインダクタンスをＬ、抵抗７の抵抗値をＲ、電流ｉの立ち上がり時間をｔとすると、下記式（３−１）で表される。
【００４５】
【数１】

【００４６】
上述したように、磁気センサ３のインダクタンスＬは、電流ｉが立ち上がっている間に、ＬｍａｘからＬｍｉｎへ変化する。ここで、電流ｉは、インダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎへの変化を示す範囲を包括するように設定しておく。
【００４７】
そして、磁気センサ３のインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎへ変化するため、磁気センサ３に流れる電流ｉは、図６に示すように、初めはインダクタンスＬがＬｍａｘの状態で立ち上がり、やがて、インダクタンスＬがＬｍｉｎの状態で立ち上がることとなる。
【００４８】
ここで、磁気センサ３に流れる電流ｉは、インダクタンスＬｍａｘの状態で電流値０から電流値Ｉｃまで立ち上がり、この立ち上がり時間をｔ１とする。つぎに、磁気センサ３に流れる電流ｉは、インダクタンスＬｍｉｎの状態で電流値Ｉｃから電流値Ｉｈまで立ち上がり、この立ち上がり時間をｔ２とする。これらの立ち上がり時間ｔ１と立ち上がり時間ｔ２との合計の立ち上がり時間をＴとし、この時間Ｔは一定であるとすると上記式（３−１）より、下記式（３−２）のように表される。
【００４９】
【数２】

【００５０】
そして、上記式（３−２）において、磁気センサ３に加わる外部磁界の大きさに応じて、インダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値Ｉｃがシフトするので、立ち上がり時間ｔ１と立ち上がり時間ｔ２の大きさも変化することになる。したがって、外部磁界の大きさに応じて、上述した立ち上がり時間Ｔの間に磁気センサ３に流れる立ち上がりの電流値Ｉｈも変化することとなる。
【００５１】
よって、上述の図３および図４に示したように、磁気センサ３と抵抗７によって構成された積分回路に、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓを供給したときに生じる積分電流のピーク値すなわち抵抗７に生じるピーク電圧Ｖｒは、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅの大きさに応じて変化することとなる。
【００５２】
しかし、このようなセンサ回路では、磁気センサ３と抵抗７との時定数でセンサに流れる電流が決まるため、上記式（３−２）に示したように積分電流のピーク値と外部磁界Ｈｅの大きさ（電流値Ｉｃ）の関係は直線的であるとはいえず、リニアリティを保証できる外部磁界検出範囲を拡げることは困難であった。
【００５３】
上述のように、従来から知られているセンサ回路ではリニアリティの保証が難しいという問題があった。
【００５４】
そこで、本発明は、このような従来の実情を鑑みて提案されたものであり、容易にリニアリティの確保ができ、高精度なセンサ回路を提供することを目的とする。
【００５５】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために完成された本発明に係るセンサ回路は、検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサと、各コレクタが互いに接続された第１のＮＰＮトランジスタ及び第２のＮＰＮトランジスタと、各コレクタが互いに接続された第１のＰＮＰトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタと、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの一端が非反転入力端に共通接続された第１の演算増幅器と、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの他端が非反転入力端に共通接続された第２の演算増幅器とを備え、上記第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端に電圧信号を供給し、上記センサのインピーダンス変化に応じて上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点の少なくともどちらか一方を流れる電流として検出信号を出力することを特徴する。
【００５６】
このセンサ回路は、対象物がもっている情報をセンサのインピーダンスの変化としてのみ検出できるので、容易にリニアリティを確保することができることとなる。例えば、上述した磁気センサ３に発振電圧信号を供給したときに、磁気センサに流れる電流の変化を検出することによって外部磁界の大きさを探知することができる。これは、外部磁界の大きさに応じて磁性体の磁化量が変化し、その結果、コイルのインピーダンス（インダクタンス）が変化するためである。
【００５７】
また、このセンサ回路では、第１のＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタおよび第２のＮＰＮトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタによるブリッジ回路を構成しているので、センサに流れる電流の方向を反転させることができる。それぞれの方向に応じた信号を時系列で、第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは第１のＰＮＰトランジスタと第２ＰＮＰのトランジスタの各コレクタに接続点を流れる電流として出力することとなる。
【００５８】
また、このセンサ回路では、第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端にパルス電圧を供給すると、センサに流れるピーク電流の変化を検出することによって外部磁界の大きさを探知することができる。
【００５９】
また、このセンサ回路では、センサに流れる電流の方向を短時間に反転させたときには、センサのインピータンスに温度ドリフトや時間的ドリフト等が生じても、これらの影響は互いにキャンセルされる。したがって、高精度に外部磁界の大きさを探知することができる。
【００６０】
さらに、このセンサ回路では、第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点に流れる電流を基準電位に接続された抵抗に流すことによって電圧信号として出力することができる。さらに、上記電流をカレントミラー回路を通して抵抗に流すことによって出力ダイナミックレンジを容易に拡げることができる。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は以下の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更が可能であることは言うまでもない。
【００６２】
本発明に係るセンサ回路は、例えば図７の回路図に示すような回路構成を有する。
【００６３】
この図７に示したセンサ回路は、外部磁界に応じてインピーダンスが変化するセンサ１２を備え、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各エミッタと演算増幅器１５ａの非反転入力端が上記センサ１２の一端に共通接続され、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂの各エミッタと演算増幅器１５ｂの非反転入力端が上記センサ１２の他端に共通接続されている。
【００６４】
ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＮＰＮトランジスタ１３ｂは、各コレクタが互いに接続されており、その接続点が抵抗１７を介して直流電源１８に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ１４ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂは、各コレクタが互いに接続されており、その接続点が接地されている。
【００６５】
演算増幅器１５ａは、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各ベースに出力端が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各エミッタに非反転入力端が接続されている。また、演算増幅器１５ｂは、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂの各ベースに出力端が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及び第２のＰＮＰトランジスタ１４ｂの各エミッタに非反転入力端が接続されている。
【００６６】
そして、演算増幅器１５ａ，１５ｂの各非反転入力端に発振器１６から図８に示すような電圧信号Ｖ１，Ｖ２が供給されるようになっている。
【００６７】
つぎに、このセンサ回路の動作について説明する。
【００６８】
このセンサ回路において、発振器１６から供給される電圧信号Ｖ１，Ｖ２は、演算増幅器１５ａとＮＰＮトランジスタ１３ａとＰＮＰトランジスタ１４ａで構成する負帰還増幅回路および演算増幅器１５ｂとＮＰＮトランジスタ１３ｂとＰＮＰトランジスタ１４ｂで構成する負帰還増幅回路によって、それぞれセンサ１２の両端子間に伝えられる。
【００６９】
したがって、センサ１２のインピーダンスが対象物がもっている情報により変化すると当該センサ１２に流れる電流も変化することとなる。
【００７０】
また、センサ１２の端子間の電位差によって当該センサ１２に流れる電流の方向を反転させることができる。電流がｉ１のときは、ＮＰＮトランジスタ１３ａとＰＮＰトランジスタ１４ｂを通して流れる。電流がｉ２のときは、ＮＰＮトランジスタ１３ｂとＰＮＰトランジスタ１４ａを通して流れる。
【００７１】
したがって、この電流は流れる方向に応じてＮＰＮトランジスタ１３ａあるいはＮＰＮトランジスタ１３ｂのコレクタから供給されるので、これらのコレクタの接続点を介して流れる電流ｉｓは、センサ１２に流れる電流の方向を交互に反転させた電流ｉ１と電流ｉ２を時系列で出力したものとなる。
【００７２】
この電流ｉｓが抵抗１７に流れるので、センサ１２のインピーダンスの変化を抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして出力することとなる。したがって、対象物がもっている情報をセンサ１２のインピーダンスの変化としてのみ検出しているので、リニアリティが良好である。
【００７３】
つぎに、センサ１２の一例として上述した磁気センサ３を用いたときの上記センサ回路の動作について、各部の信号波形のタイムチャートである図８を参照しながら説明する。
【００７４】
上記センサ回路では、発振器１６から、図８の（Ａ），（Ｂ）に示すように、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖ１，Ｖ２が、上記の負帰還増幅回路によって磁気センサ３の両端子間に伝えられる。この端子間の電位差によって、電流の向きを反転させ、図８の（Ｃ），（Ｄ）に示すように、センサ１０のインピーダンスに応じた大きさの電流ｉ１，ｉ２を流す。電流の方向を交互に反転させた電流ｉ１のピーク電流値ｉｅ１と電流ｉ２のピーク電流値ｉｅ２は外部磁界の大きさに応じて変化し、差動の関係にある。
【００７５】
抵抗１７に流れる電流ｉｓは、図８の（Ｅ）に示すように、ピーク電流値ｉｅ１とピーク電流値ｉｅ２を時系列で出力したものとなる。この電流ｉｓが抵抗１７を通して流れることにより、抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして外部磁界の大きさに応じた信号が得られる。
【００７６】
ここで、抵抗１７の値をＲｓとすると、両端電圧信号Ｖｓは下記式（４−１）のように表される。
【００７７】
Ｖｓ＝Ｒｓ・ｉｓ・・・（４−１）
したがって、センサ回路の感度を上げるためにはＲｓを大きくすれば良いのであるが、回路の出力ダイナミックレンジが問題となる。図９に示すように、電流ｉｓをカレントミラー回路１９ａを介して抵抗１７に流すことによって出力ダイナミックレンジを拡げることができる。
【００７８】
また、図１０に示すように、ＮＰＮトランジスタ１３ａとＮＰＮトランジスタ１３ｂのコレクタが直流電源１８に接続され、ＰＮＰトランジスタ１４ａとＰＮＰトランジスタ１４ｂの各コレクタの接続点を抵抗１７を介して基準電位（接地）に接続するようにしても、センサ１０のインピーダンスの変化を抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして出力できることは言うまでもない。
【００７９】
さらに、図１１に示すように、電流ｉｓをカレントミラー回路１９ｂを介して抵抗１７に流すことによって出力ダイナミックレンジを拡げることができることも言うまでもない。
【００８０】
つぎに、上述した外部磁界の大きさを検出する磁気センサ３以外のセンサ回路の一例についても説明する。
【００８１】
図１２に示すように、コイル２０の中に高透磁率のコア２１を挿入するとコイルのインダクタンスが変化する。上記センサ１２として、このような変位を電気信号に変換する変位センサ２２を用いるようにしてもよい。
【００８２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、対象物がもっている情報をセンサのインピーダンスの変化としてのみ検出できるので、容易にリニアリティの確保ができ、高精度なセンサ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】磁気センサの一例を示す模式図である。
【図２】図１に示した磁気センサによる外部磁界検出の原理を説明するための図である。
【図３】センサ回路の一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示したセンサ回路の動作を示す各部における信号波形のタイムチャートである。
【図５】磁気センサと抵抗からなる積分回路に電流が立ち上がるときの状態をモデル化した回路図である。
【図６】図５に示した積分回路に流れる電流の立ち上がり時の様子を示す図である。
【図７】本発明に係るセンサ回路の一構成例を示す回路図である。
【図８】図７に示したセンサ回路の各部における信号波形のタイムチャートである。
【図９】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１０】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１１】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１２】本発明に係るセンサ回路におけるセンサとして用いられる変位センサの例を示す模式図である。
【図１３】ホール素子を用いた磁気探知装置の一例を示す模式図である。
【図１４】フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置の一例を示す模式図である。
【図１５】磁気抵抗効果素子の一例を示す模式図である。
【図１６】磁気抵抗効果素子の磁気抵抗効果特性を示す図である。
【符号の説明】
１２センサ、１３ａ，１３ｂＮＰＮトランジスタ、１４ａ，１４ｂＰＮＰトランジスタ、１５ａ，１５ｂ演算増幅器、１６発振器、１７抵抗、１８直流電源、１９ａ，１９ｂカレントミラー回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensor circuit using a sensor whose impedance changes according to information on a detection object.
[0002]
[Prior art]
A sensor whose impedance changes in accordance with information on a detection object is widely used for industrial use and consumer use.
[0003]
For example, a magnetic detection device that detects an external magnetic field starts from measurement of a magnetic field detector or measuring instrument, and in recent years, a magnetic switch, a magnetic rotary encoder, a geomagnetic sensor, or the like is used. Examples of the magnetic detection device include a magnetic detection device using a Hall element, a magnetic detection device using a fluxgate sensor, and a magnetic detection device using a magnetoresistive effect element.
[0004]
As shown in FIG. 13, the magnetic detector using the Hall element detects an external magnetic field by applying the Hall effect of the Hall element 103 having

electrodes

101 and 102 provided at both ends. That is, in a magnetic detection device using a Hall element, an external magnetic field is detected based on a change in Hall voltage Vh generated in the Hall element 103 due to a change in the external magnetic field. Here, when the thickness of the Hall element 103 is d, the current flowing through the Hall element 103 is I, and the magnetic flux passing through the Hall element 103 is B, the Hall voltage Vh is expressed by the following equation (1-1). .
[0005]
Vh = Rh · I · B / d (1-1)
However, since the Hall voltage Vh is very small, it is difficult to detect a weak magnetic field such as a geomagnetism of about 0.3 Gauss with a magnetic detection device using a Hall element.
[0006]
Further, as shown in FIG. 14, a magnetic detection device using a fluxgate sensor has an excitation coil 111 and a detection coil on an annular magnetic core 110 made of a special high permeability material whose hysteresis curve is shifted by an external magnetic field. The coil 112 is wound.
[0007]
When an external magnetic field is detected by this magnetic detector, a high-frequency current that causes the magnetic core 110 to be excited to a supersaturated state is passed through the exciting coil 111. At this time, if an external magnetic field does not act on the magnetic core 110, the outputs from the left and right coils 112a and 112b of the detection coil 112 have the same output waveform. Since the left and right coils 112a and 112b of the detection coil 112 are connected in opposite phases, the output from the left coil 112a of the detection coil 112 and the output from the right coil 112b of the detection coil 112 Cancel each other, and nothing is output from the entire detection coil 112.
[0008]
On the other hand, for example, when a clockwise magnetic flux B is generated in the magnetic core 110 by the exciting coil 111, if the external magnetic field He is applied from the direction from N to S in FIG. 14, the external magnetic field He is biased. Acting as a magnetic field, the right side of the magnetic core 110 is saturated early, and the left side of the magnetic core 110 is saturated later. Since the left and right coils 112a and 112b of the detection coil 112 are connected in opposite phases, the output from the left coil 112a of the detection coil 112 and the output from the right coil 112b of the detection coil 112 Is output corresponding to the magnitude of the external magnetic field He.
[0009]
However, in such a magnetic detection device, since the magnetic signal is converted into an electric signal by the detection coil 112, to increase the sensitivity, the number of turns of the detection coil 112 is increased or the focusing effect of the external magnetic field He is increased. Therefore, it is necessary to increase the shape of the magnetic core 110. Therefore, it is very difficult to reduce the size and the price of the magnetic detection device using the fluxgate sensor.
[0010]
A magnetic field detection device using a magnetoresistive effect element detects an external magnetic field using the magnetoresistive effect of the magnetoresistive effect element. Here, the magnetoresistive effect element is a magnetoelectric conversion element applying the magnetoresistive effect of a ferromagnetic thin film made of Ni alloy or the like, and has a characteristic that its resistance value changes according to the strength of the applied magnetic field. have. As shown in FIG. 15, the angle between the direction of the current I flowing through the magnetoresistive effect element 120 and the direction of the magnetization M of the magnetoresistive effect element 120 by the external magnetic field He is θ, and the direction of the current I and the magnetization The resistance value of the magnetoresistive effect element 120 when the direction of M is the same is defined as Ra, and the resistance value of the magnetoresistive effect element 120 when the angle θ formed by the direction of the current I and the direction of the magnetization M is 90 °. Assuming Rb, the resistance value R of the magnetoresistive effect element 120 is represented by the following formula (1-2).
[0011]
R = Rb + (Ra−Rb) · cos ² θ (1-2)
Further, the magnetoresistive effect characteristic of the magnetoresistive effect element 120 represented by the above formula (1-2) is as shown in FIG. Here, the vertical axis represents the resistance value R of the magnetoresistive effect element 120, and the horizontal axis represents the direction of the current I flowing through the magnetoresistive effect element 120 and the direction of the magnetization M of the magnetoresistive effect element 120 by the external magnetic field He. The angle θ formed by
[0012]
However, in such a magnetoresistive effect element 120, since the maximum value of the resistance change rate is as small as about 2 to 3%, even if an appropriate magnitude of a bias magnetic field is applied and a sensitive area is used, In a weak magnetic field such as geomagnetism, a resistance change of only about 0.05% can be obtained. Therefore, the magnetic detection device using the magnetoresistive effect element 120 has insufficient sensitivity, and is not suitable for detecting a weak magnetic field such as geomagnetism. Furthermore, since the rate of change in resistance of the magnetoresistive effect element 120 has a large temperature coefficient of about 0.3% / ° C., the magnetic detection device using the magnetoresistive effect element 120 also has problems such as temperature drift. .
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the conventionally known magnetic detectors have problems that the sensitivity is insufficient and it is difficult to reduce the size and the price.
[0014]
Accordingly, the applicant of the present application is provided with a magnetic sensor in which a coil is wound around a magnetic material in, for example, Japanese Patent Application No. 9-106418, as a magnetic detection device that can be easily downsized and reduced in price and obtain high sensitivity. The peak value of the oscillation current that changes due to the external magnetic field is detected for the oscillation current that flows through the coil when the oscillation voltage is supplied to the coil of the magnetic sensor, and the external magnetic field is detected by the change in the peak value of the oscillation current. The magnetic detector which made it do is proposed previously.
[0015]
As shown in FIG. 1, the magnetic sensor used in this magnetic detection device is composed of a magnetic body 1 made of an elongated amorphous material or the like formed in a ribbon shape or a wire shape, and a copper wound in the longitudinal direction of the magnetic body 1. And a coil 2 made of a wire or the like. Here, the magnetic material 1 is made of a magnetic material having excellent squareness characteristics that exhibits a steep change in magnetic permeability with a weak magnetic field of about several gauss. Two

terminals

4 and 5 are led out from the coil 2 of the magnetic sensor 3.
[0016]
Next, the principle of detecting the magnitude of the external magnetic field He using such a magnetic sensor 3 will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows that when an oscillating voltage signal Vos having a constant pulse width T and pulse voltage V is supplied to the magnetic sensor 3, a current i 01 flowing through the magnetic sensor 3 and a current i 02 obtained by inverting the current i 01 flow into the magnetic sensor 3. This state is shown in correspondence with the change in the inductance L of the magnetic sensor 3.
[0017]
At this time, the current i01 and the current i02 are preferably AC currents including a DC bias component. Thus, by including a DC bias component in the current i01 and the current i02, an AC magnetic field having a DC bias component is generated from the current i01 and the current i02, and the magnetic body 1 is magnetized in the longitudinal direction. become. Here, the supplied current i01 and current i02 are set so that the AC magnetic field covers a range in which the inductance L of the magnetic sensor 3 shows a steep change even if the AC magnetic field shifts due to the addition of the external magnetic field He. To do.
[0018]
In the following description, the case where the current i01 flows through the magnetic sensor 3 will be described first, and then the case where the current i02 flows through the magnetic sensor 3 will be described.
[0019]
Here, when the external magnetic field He applied to the magnetic sensor 3 is He = 0, as shown in FIG. 2, when the current i01 flowing through the coil 2 of the magnetic sensor 3 is set to change from 0 to Ih, the magnetic sensor 3 The inductance L changes from Lmax to Lmin. That is, in this case, the peak value of the current i01 is Ih, and the inductance L at that time is Lmin. When the current value at which the inductance L changes from Lmax to Lmin is Ic, the product of the pulse width T and the pulse voltage V of the oscillation voltage signal Vos is expressed by the following equation (2-1) according to Faraday's law. expressed.
[0020]
V · T = Lmax · Ic + Lmin · (Ih−Ic) (2-1)
When the external magnetic field He is applied to the magnetic sensor 3, as shown in FIG. 2, the DC bias component is shifted by the external magnetic field He to the magnetic sensor 3 to which the current i01 is supplied. As a result, The current ie1 shifted by the amount indicated by Ie in FIG. 2 flows. When the peak value of the current ie1 is Ie1, the product of the pulse width T and the pulse voltage V of the oscillation voltage signal Vos is expressed by the following equation (2-2) according to Faraday's law.
[0021]
V · T = Lmax · (Ic−Ie) + Lmin · (Ie1 + Ie−Ic) (2-2)
Therefore, if the amount of change in the peak value of the oscillation voltage signal Vos when the external magnetic field He is changed to the state where the external magnetic field He is applied is ΔI1, the amount of change ΔI1 is expressed by the above equation (2-1) and From the above formula (2-2), it is expressed as the following formula (2-3).
[0022]
ΔI1 = Ie1-Ih
= {(Lmax−Lmin) / Lmin} · Ie (2-3)
As can be seen from the above equation (2-3), the current Ie that is apparently shifted and the amount of change ΔI1 in the peak value are in a proportional relationship. In this relationship, the change amount ΔI1 of the peak value increases as the change amount of the inductance L increases. In this relationship, when the change amount of the inductance L is constant, that is, when the inductance L changes linearly, the change amount ΔI1 of the peak value changes with linearity with respect to the current Ie.
[0023]
Next, the case where the current i02 obtained by inverting the current i01 is supplied to the magnetic sensor 3 will be described.
[0024]
When the current i02 is supplied and the external magnetic field He applied to the magnetic sensor 3 is He = 0, the current i02 flowing through the coil 2 of the magnetic sensor 3 changes from 0 to -Ih as shown in FIG. Is set, the inductance L of the magnetic sensor 3 changes from Lmax to Lmin. That is, in this case, the peak value of the current i01 is -Ih, and the inductance L at that time is Lmin. When the current value at which the inductance L changes from Lmax to Lmin is −Ic, the product of the pulse width T of the oscillation voltage signal Vos and the pulse voltage −V is expressed by the following equation (2-4) according to Faraday's law. It is expressed as follows.
[0025]
−V · T = Lmax · −Ic + Lmin · (−Ih + Ic) (2-4)
When an external magnetic field He is applied to the magnetic sensor 3 in a state where the current i02 is supplied, the DC bias component is applied to the external magnetic field He in the magnetic sensor 3 supplied with the current i02 as shown in FIG. As a result, the current ie2 shifted by the amount indicated by Ie in FIG. 5 flows. When the peak value of the current ie2 is Ie2, the product of the pulse width T and the pulse voltage V of the oscillation voltage signal Vos is expressed by the following equation (2-5) according to Faraday's law.
[0026]
−V · T = Lmax · (−Ic−Ie) + Lmin · (Ie−Ie2 + Ic) (2-5)
Therefore, when the amount of change in the peak value of the oscillation voltage signal Vos when the external magnetic field He is not changed to the state where the external magnetic field He is applied is ΔI2, the amount of change ΔI2 is expressed by the above equation (2-4) and From the above formula (2-5), it is represented as the following formula (2-6).
[0027]
ΔI2 = Ie2-Ih
= − {(Lmax−Lmin) / Lmin} · Ie
= −ΔI1 (2-6)
As can be seen from the above equation (2-6), the current Ie that is apparently shifted and the amount of change ΔI2 in the peak value are in a proportional relationship. Also in this relationship, the amount of change ΔI2 in the peak value increases as the amount of change in inductance L increases. In this relationship, when the change amount of the inductance L is constant, that is, when the inductance L changes linearly, the change amount ΔI2 of the peak value changes with linearity with respect to the current Ie. The peak value change ΔI2 has the same sign and the same magnitude as the peak value change ΔI1 described above. That is, the peak value variation ΔI1 and the peak value variation ΔI2 are in a differential relationship.
[0028]
Therefore, when a current flows in the forward direction, that is, when the current i01 is supplied, a peak value Ie1 is measured, and when a current flows in the reverse direction, that is, when the current i02 is supplied, the peak value Ie2 is measured. By taking this differential, a signal corresponding to a change in the external magnetic field He can be taken out as an output that is about twice that of when a current is passed only in a certain direction.
[0029]
Further, by taking the difference between the peak value Ie1 and the peak value Ie2, when the external magnetic field He = 0, the peak values flowing through the magnetic sensor 3 are canceled each other, so that the zero point where there is no external magnetic field He. Can be easily recognized.
[0030]
Further, in the magnetic sensor 3, the magnitude of the inductance L changes depending on the temperature or the like, and the peak value of the current flowing through the magnetic sensor changes, but by reversing the current flowing through the magnetic sensor 3 in a short time, The influences of temperature drift and time drift can be canceled each other. Therefore, the magnetic sensor 3 can detect the external magnetic field He with high accuracy without being affected by temperature drift or time drift.
[0031]
Next, a sensor circuit for converting the magnitude of the external magnetic field into an electric signal using the magnetic sensor as described above will be described.
[0032]
As shown in FIG. 3, the sensor circuit includes a magnetic sensor 3 disposed in an analog switch circuit 6, a resistor 7 connected to the analog switch circuit 6, a pulse signal oscillator 8 for supplying an oscillation voltage signal, and an analog circuit. A frequency divider 9 for supplying a signal for switching the switch circuit 6 is provided. The magnetic sensor 3 is arranged in an analog switch circuit 6 having four switches 6a to 6d connected in a bridge. The direction of the current flowing through the magnetic sensor 3 can be reversed by on / off control of the four switches 6a to 6d. The resistor 7 connected to the analog switch circuit 6 is connected to the magnetic sensor 3 in series, and the magnetic sensor 3 and the resistor 7 constitute an integrating circuit.
[0033]
This integration circuit is connected to a pulse signal oscillator 8, and when an oscillation voltage signal Vos having a constant pulse width T and pulse voltage V is supplied from the pulse signal oscillator 8, an integration current is supplied to the magnetic sensor 3 and the resistor 7. Ir flows, and an integrated voltage Vr is generated in the resistor 7. The integral current ir is arranged so that the currents obtained by alternately reversing the direction of the current flowing through the magnetic sensor 3 are in time series.
[0034]
Signals Q and Q ′ for switching the analog switch circuit 6 are generated by dividing the oscillation voltage signal Vos supplied from the pulse signal generator 8 by the frequency divider 9. This is because the oscillation voltage signal Vos supplied to the integration circuit formed by the magnetic sensor and the resistor 17 is synchronized with the switching timing of the analog switch circuit 6 to increase the operation stability of the sensor circuit.
[0035]
The operation of such a sensor circuit will be described with reference to FIG. 4 which is a time chart of the voltage waveform of each part.
[0036]
In this sensor circuit, as shown in FIG. 4A, an oscillation voltage signal Vos having a constant pulse width T and pulse voltage V is supplied to the frequency divider 9 from the pulse signal oscillator 8, as shown in FIG. As shown in B) and (C), signals Q and Q ′ for switching the analog switch circuit 6 are generated by the frequency divider 9.
[0037]
An oscillation voltage signal Vos is supplied from the pulse signal oscillator 8 to the magnetic sensor 3 via the analog switch circuit 6. As a result, an integration current flows through an integration circuit including the magnetic sensor 3 and the resistor 7. At this time, the waveform of the integrated voltage Vr generated in the resistor 7 corresponds to the response waveform of the current flowing through the magnetic sensor 3 as shown in FIG. 4D, and therefore the peak voltage of the integrated voltage Vr. The value changes according to the magnitude of the external magnetic field He applied to the magnetic sensor 3.
[0038]
Here, when the switching signal Q is “H” and the switching signal Q ′ is “L”, the switch 6 a and the switch 6 b shown in FIG. 3 are turned on, the switch 6 c and the switch 6 d are turned off, and the magnetic sensor 3 A current flows in the direction of arrow A in FIG.
[0039]
When the switching signal Q is “L” and the switching signal Q ′ is “H”, the switch 6 a and the switch 6 b shown in FIG. 3 are turned off, the switch 6 c and the switch 6 d are turned on, and the magnetic sensor 3 A current flows in the direction of arrow B in FIG.
[0040]
Therefore, as shown in FIG. 4D, the integration voltage Vr is constituted by the integration voltage Vr1 and the integration voltage Vr2 corresponding to the direction of each current flowing through the magnetic sensor 3, and therefore the peak value of the integration voltage Vr1. The peak value Ve2 of Ve1 and the integration voltage Vr2 has a differential relationship with the magnitude of the external magnetic field.
[0041]
That is, the voltage signal Ve1 and the voltage signal Ve2 are the peaks of the oscillation currents flowing through the magnetic sensor 3 when the direction of the current flowing through the magnetic sensor 3 is reversed when the oscillation voltage signal is supplied to the magnetic sensor 3. The value is detected.
[0042]
As described above, in this sensor circuit, the external magnetic field He applied to the magnetic sensor 3 appears as a peak voltage value generated in the resistor 7 connected in series with the magnetic sensor 3, and by detecting this peak voltage value, the external magnetic field He is detected. Detect the magnitude of the magnetic field.
[0043]
Next, the principle that the external magnetic field He applied to the magnetic sensor 3 appears as a peak voltage value generated in the resistor 7 connected in series with the magnetic sensor 3 will be described in more detail.
[0044]
FIG. 5 shows a circuit diagram modeling the state when the current flowing in the integrating circuit in which the magnetic sensor 3 and the resistor 7 are connected in series rises. In such a circuit, when the switch 10 is turned from OFF to ON, a DC voltage is applied from the DC power supply 11 to the integrating circuit composed of the magnetic sensor 3 and the resistor 7, and a current i flows through the magnetic sensor 3. Here, the current i flowing through the magnetic sensor 3 is as follows, assuming that the DC voltage applied to the integrating circuit is V, the inductance of the magnetic sensor 3 is L, the resistance value of the resistor 7 is R, and the rise time of the current i is t. It is represented by Formula (3-1).
[0045]
[Expression 1]

[0046]
As described above, the inductance L of the magnetic sensor 3 changes from Lmax to Lmin while the current i is rising. Here, the current i is set so as to cover a range in which the inductance L shows a change from Lmax to Lmin.
[0047]
Since the inductance L of the magnetic sensor 3 changes from Lmax to Lmin, as shown in FIG. 6, the current i flowing through the magnetic sensor 3 initially rises when the inductance L is Lmax, and eventually the inductance L becomes Lmin. It will stand up in the state of.
[0048]
Here, the current i flowing through the magnetic sensor 3 rises from the current value 0 to the current value Ic in the state of the inductance Lmax, and this rise time is t1. Next, the current i flowing through the magnetic sensor 3 rises from the current value Ic to the current value Ih in the state of the inductance Lmin, and this rise time is t2. If the total rise time of the rise time t1 and the rise time t2 is T, and this time T is constant, the following formula (3-2) is expressed from the above formula (3-1). .
[0049]
[Expression 2]

[0050]
In the above equation (3-2), the current value Ic at which the inductance L changes from Lmax to Lmin is shifted according to the magnitude of the external magnetic field applied to the magnetic sensor 3, so that the rise time t1 and the rise time t2 The size will also change. Therefore, the rising current value Ih flowing through the magnetic sensor 3 during the rising time T described above also changes according to the magnitude of the external magnetic field.
[0051]
Therefore, as shown in FIG. 3 and FIG. 4 described above, the integration that occurs when the pulse width T and the pulse voltage V are supplied to the integration circuit constituted by the magnetic sensor 3 and the resistor 7 is supplied to the integration circuit. The peak value Vr of the current, that is, the peak voltage Vr generated in the resistor 7 changes according to the magnitude of the external magnetic field He applied to the magnetic sensor 3.
[0052]
However, in such a sensor circuit, since the current flowing through the sensor is determined by the time constant of the magnetic sensor 3 and the resistor 7, as shown in the above equation (3-2), the peak value of the integrated current and the external magnetic field He The relationship of magnitude (current value Ic) is not linear, and it has been difficult to expand the external magnetic field detection range that can guarantee linearity.
[0053]
As described above, there is a problem that it is difficult to guarantee linearity with a conventionally known sensor circuit.
[0054]
Therefore, the present invention has been proposed in view of such a conventional situation, and an object thereof is to provide a highly accurate sensor circuit that can easily ensure linearity.
[0055]
[Means for Solving the Problems]
The sensor circuit according to the present invention completed to achieve the above object includes a sensor whose impedance changes in accordance with information of a detection target, a first NPN transistor and a second NPN transistor each connected to each other. An NPN transistor, a first PNP transistor and a second PNP transistor whose collectors are connected to each other, and bases of the first NPN transistor and the first PNP transistor are connected to an output terminal, and the first A first operational amplifier in which each of the emitters of one NPN transistor and the first PNP transistor and one end of the sensor are commonly connected to a non-inverting input terminal; and each base of the second NPN transistor and the second PNP transistor Is connected to the output terminal, and the second NPN transistor and the second PNP transistor A second operational amplifier in which each emitter of the transistor and the other end of the sensor are commonly connected to a non-inverting input terminal, and a voltage signal is applied to the non-inverting input terminal of the first operational amplifier and the second operational amplifier. And at least a connection point between the collectors of the first NPN transistor and the second NPN transistor or a connection point between the collectors of the first PNP transistor and the second PNP transistor according to a change in impedance of the sensor. It is characterized in that a detection signal is output as a current flowing through one of them.
[0056]
Since this sensor circuit can only detect information held by the object as a change in the impedance of the sensor, linearity can be easily ensured. For example, when an oscillation voltage signal is supplied to the magnetic sensor 3 described above, the magnitude of the external magnetic field can be detected by detecting a change in the current flowing through the magnetic sensor. This is because the amount of magnetization of the magnetic material changes according to the magnitude of the external magnetic field, and as a result, the impedance (inductance) of the coil changes.
[0057]
Further, in this sensor circuit, since a bridge circuit is configured by the first NPN transistor, the first PNP transistor, the second NPN transistor, and the second PNP transistor, the direction of the current flowing through the sensor is reversed. Can do. A signal corresponding to each direction is time-sequentially expressed as a current flowing through the connection point between the collectors of the first NPN transistor and the second NPN transistor or the collectors of the first PNP transistor and the second PNP transistor. Will be output.
[0058]
In this sensor circuit, when a pulse voltage is supplied to the non-inverting input terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier, the magnitude of the external magnetic field is detected by detecting a change in the peak current flowing through the sensor. be able to.
[0059]
Further, in this sensor circuit, when the direction of the current flowing in the sensor is reversed in a short time, even if a temperature drift or a time drift occurs in the sensor impedance, these influences are cancelled. Therefore, the magnitude of the external magnetic field can be detected with high accuracy.
[0060]
Further, in this sensor circuit, the current flowing through the connection point of each collector of the first NPN transistor and the second NPN transistor or the connection point of each collector of the first PNP transistor and the second PNP transistor is connected to the reference potential. It can be output as a voltage signal by flowing it through the resistor. Furthermore, the output dynamic range can be easily expanded by flowing the current through a resistor through a current mirror circuit.
[0061]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the following examples, and it goes without saying that modifications can be made without departing from the scope of the present invention.
[0062]
The sensor circuit according to the present invention has a circuit configuration as shown in the circuit diagram of FIG.
[0063]
The sensor circuit shown in FIG. 7 includes a sensor 12 whose impedance changes according to an external magnetic field, and the emitters of the NPN transistor 13a and PNP transistor 14a and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 15a are connected to one end of the sensor 12. The emitters of the NPN transistor 13b and the PNP transistor 14b and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 15b are commonly connected to the other end of the sensor 12.
[0064]
The collectors of the NPN transistor 13 a and the NPN transistor 13 b are connected to each other, and the connection point is connected to the DC power source 18 via the resistor 17. The collectors of the PNP transistor 14a and the PNP transistor 14b are connected to each other, and the connection point is grounded.
[0065]
The operational amplifier 15a has an output terminal connected to each base of the NPN transistor 13a and the PNP transistor 14a, and a non-inverting input terminal connected to each emitter of the NPN transistor 13a and the PNP transistor 14a. The operational amplifier 15b has an output terminal connected to each base of the NPN transistor 13b and the PNP transistor 14b, and a non-inverting input terminal connected to each emitter of the NPN transistor 13b and the second PNP transistor 14b.
[0066]
Then, voltage signals V1 and V2 as shown in FIG. 8 are supplied from the oscillator 16 to the non-inverting input terminals of the operational amplifiers 15a and 15b.
[0067]
Next, the operation of this sensor circuit will be described.
[0068]
In this sensor circuit, the voltage signals V1 and V2 supplied from the oscillator 16 are composed of a negative feedback amplifier circuit composed of an operational amplifier 15a, an NPN transistor 13a and a PNP transistor 14a, and an operational amplifier 15b, an NPN transistor 13b and a PNP transistor 14b. Are transmitted between both terminals of the sensor 12 by the negative feedback amplifier circuit.
[0069]
Therefore, when the impedance of the sensor 12 changes according to information held by the object, the current flowing through the sensor 12 also changes.
[0070]
Further, the direction of the current flowing through the sensor 12 can be reversed by the potential difference between the terminals of the sensor 12. When the current is i1, the current flows through the NPN transistor 13a and the PNP transistor 14b. When the current is i2, the current flows through the NPN transistor 13b and the PNP transistor 14a.
[0071]
Therefore, since this current is supplied from the collector of the NPN transistor 13a or NPN transistor 13b depending on the flowing direction, the current is flowing through the collector connection point alternately reverses the direction of the current flowing through the sensor 12. The current i1 and the current i2 are output in time series.
[0072]
Since the current is flows through the resistor 17, the change in the impedance of the sensor 12 is output as the voltage signal Vs across the resistor 17. Therefore, since the information held by the object is detected only as a change in the impedance of the sensor 12, the linearity is good.
[0073]
Next, the operation of the sensor circuit when the magnetic sensor 3 described above is used as an example of the sensor 12 will be described with reference to FIG. 8 which is a time chart of signal waveforms of each part.
[0074]
In the sensor circuit, as shown in FIGS. 8A and 8B, oscillation voltage signals V1 and V2 having a constant pulse width T and pulse voltage V are magnetically generated from the oscillator 16 by the negative feedback amplifier circuit. It is transmitted between both terminals of the sensor 3. The direction of the current is reversed by the potential difference between the terminals, and currents i1 and i2 having a magnitude corresponding to the impedance of the sensor 10 are passed as shown in (C) and (D) of FIG. The peak current value ie1 of the current i1 and the peak current value ie2 of the current i2 obtained by alternately reversing the direction of the current change according to the magnitude of the external magnetic field and have a differential relationship.
[0075]
As shown in FIG. 8E, the current is flowing through the resistor 17 is obtained by outputting the peak current value ie1 and the peak current value ie2 in time series. When the current is flows through the resistor 17, a signal corresponding to the magnitude of the external magnetic field is obtained as the voltage signal Vs across the resistor 17.
[0076]
Here, assuming that the value of the resistor 17 is Rs, the both-end voltage signal Vs is expressed by the following equation (4-1).
[0077]
Vs = Rs · is (4-1)
Therefore, in order to increase the sensitivity of the sensor circuit, Rs should be increased, but the output dynamic range of the circuit becomes a problem. As shown in FIG. 9, the output dynamic range can be expanded by flowing the current is through the resistor 17 via the current mirror circuit 19a.
[0078]
As shown in FIG. 10, the collectors of the NPN transistor 13a and the NPN transistor 13b are connected to the DC power source 18, and the connection points of the collectors of the PNP transistor 14a and the PNP transistor 14b are connected to a reference potential (ground) via a resistor 17. Needless to say, the change in impedance of the sensor 10 can be output as the voltage signal Vs across the resistor 17 even if the sensor 10 is connected.
[0079]
Furthermore, as shown in FIG. 11, it goes without saying that the output dynamic range can be expanded by flowing the current is through the resistor 17 via the current mirror circuit 19b.
[0080]
Next, an example of a sensor circuit other than the magnetic sensor 3 for detecting the magnitude of the external magnetic field will be described.
[0081]
As shown in FIG. 12, when a core 21 having a high magnetic permeability is inserted into the coil 20, the inductance of the coil changes. As the sensor 12, a displacement sensor 22 that converts such a displacement into an electrical signal may be used.
[0082]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, according to the present invention, since information held by an object can be detected only as a change in the impedance of the sensor, linearity can be easily ensured and a highly accurate sensor circuit is provided. Can do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram showing an example of a magnetic sensor.
2 is a diagram for explaining the principle of external magnetic field detection by the magnetic sensor shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a sensor circuit.
4 is a time chart of signal waveforms at various parts showing the operation of the sensor circuit shown in FIG. 3; FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram modeling a state when a current rises in an integrating circuit including a magnetic sensor and a resistor.
6 is a diagram illustrating a state when a current flowing through the integration circuit illustrated in FIG. 5 rises. FIG.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of a sensor circuit according to the present invention.
8 is a time chart of signal waveforms at various parts of the sensor circuit shown in FIG. 7;
FIG. 9 is a circuit diagram showing another configuration example of the sensor circuit according to the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram showing another configuration example of the sensor circuit according to the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram showing another configuration example of the sensor circuit according to the present invention.
FIG. 12 is a schematic diagram showing an example of a displacement sensor used as a sensor in the sensor circuit according to the present invention.
FIG. 13 is a schematic diagram showing an example of a magnetic detection device using a Hall element.
FIG. 14 is a schematic diagram showing an example of a magnetic detection device using a fluxgate sensor.
FIG. 15 is a schematic diagram showing an example of a magnetoresistive element.
FIG. 16 is a diagram showing magnetoresistive effect characteristics of the magnetoresistive effect element.
[Explanation of symbols]
12 sensor, 13a, 13b NPN transistor, 14a, 14b PNP transistor, 15a, 15b operational amplifier, 16 oscillator, 17 resistor, 18 DC power supply, 19a, 19b current mirror circuit

Claims

A sensor whose impedance changes according to the information of the detection object;
A first NPN transistor and a second NPN transistor, each collector connected to each other;
A first PNP transistor and a second PNP transistor, each collector connected to each other;
The bases of the first NPN transistor and the first PNP transistor are connected to the output terminal, and the emitters of the first NPN transistor and the first PNP transistor and one end of the sensor are connected to the non-inverting input terminal. A first operational amplifier connected in common;
The bases of the second NPN transistor and the second PNP transistor are connected to an output terminal, and the emitters of the second NPN transistor and the second PNP transistor and the other end of the sensor are connected to a non-inverting input terminal. And a second operational amplifier commonly connected to
A voltage signal is supplied to the non-inverting input terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier, and a connection point between the collectors of the first NPN transistor and the second NPN transistor according to a change in impedance of the sensor. Alternatively, the sensor circuit outputs a detection signal as a current flowing through at least one of connection points of the collectors of the first PNP transistor and the second PNP transistor.

One of the connection points of the collectors of the first NPN transistor and the second NPN transistor or the connection points of the collectors of the first PNP transistor and the second PNP transistor is connected to a reference potential. The sensor circuit according to claim 1.

The current flowing through the connection point between the collectors of the first NPN transistor and the second NPN transistor or the connection point between the collectors of the first PNP transistor and the second PNP transistor is at least 2 output in time series. The sensor circuit according to claim 1, wherein the sensor circuit has two or more signals.

2. The sensor circuit according to claim 1, wherein the voltage signal is a pulse voltage.

The current flowing through the connection point between the collectors of the first NPN transistor and the second NPN transistor or the connection point between the collectors of the first PNP transistor and the second PNP transistor is passed through a resistor through a current mirror circuit. The sensor circuit according to claim 1, wherein the sensor circuit is converted into a voltage signal and output.

2. The sensor circuit according to claim 1, wherein the sensor is a magnetic sensor in which a coil is wound in a longitudinal direction.