JP4205473B2

JP4205473B2 - Stepping motor control method and stepping motor control device

Info

Publication number: JP4205473B2
Application number: JP2003108502A
Authority: JP
Inventors: 則夫榊原; 利明鈴木; 晃広山田
Original assignee: IAI Corp
Current assignee: IAI Corp
Priority date: 2003-04-14
Filing date: 2003-04-14
Publication date: 2009-01-07
Anticipated expiration: 2023-04-14
Also published as: JP2004320847A

Description

【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、例えば、電動アクチュエータの駆動源としてその使用が検討されているステッピングモータを制御するステッピングモータ制御方法とステッピングモータ制御装置に係り、特に、簡単な構成で、且つ、小さな容量で所望のトルク・回転速度制御ができるように工夫したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、電動アクチュエータの動力源として使用されている駆動モータは、多くの場合サーボモータである。しかしながら、近年、そのコストを低減させるためにステッピングモータを閉ループで使用することが提案されている。これは、まず、ステッピングモータ自体のコストがサーボモータに比べて廉価であり、又、ステッピングモータを使用する場合には、いわゆるＵ、Ｖ、Ｗ相信号に相当する出力を必要としないために、エンコーダのコストも低減されるからである。
【０００３】
又、上記ステッピングモータの駆動方法には大きく分け「定電圧駆動方式」と「定電流駆動方式」の２種類が挙げられる。この内、「定電圧駆動方式」は回路構成が簡単で、安価に実現可能であるが、高速域においてトルク特性が得にくいという欠点がある。その為、一般的にその採用頻度は低くなっている。一方、「定電流駆動方式」は現在広く使用されている駆動方式で、高速領域のトルク特性に比較的優れ、電力も少なくできる特徴を持っている。
【０００４】
しかし、「定電流駆動方式」を採用していても昨今のハイスピード化への要望はさらに厳しく、単にモータを高速回転させようとした場合、巻線インピーダンスの増加が伴い電流が減少するため所望の出力トルクが得られないことがあった。
【０００５】
又、ステッピングモータは、パルス状の指令に追従しながらモータコイルへの電流通電を「ＯＮ」、「ＯＦＦ」することで回転するため、その切換に伴う振動の発生及び脱調が問題となる。そこで、振動低減のためにＰＷＭ制御のインバータを用いて正弦波状に電流を滑らかに変化させる「マイクロステップ駆動」を採用することが一般的であり、更に脱調防止の為に回転角度を検出するエンコーダを搭載し脱調限界における適正な励磁条件を制御する方法が行われている。
【０００６】
又、ステッピングモータをＡＣサーボモータと同じモデルで扱えるものと捉えて、電流制御の構成として既にＡＣサーボモータの分野では広く採用されているベクトル制御の概念を導入し、ステッピングモータにエンコーダを接続し、電流制御、速度制御、位置制御の各閉ループ制御系を構成し、マイクロステップ機能と脱調防止実現の具体的手法も提案されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成によると次のような問題があった。
すなわち、ＡＣサーボモータの場合には極対数が１から５程度であるのに対してステッピングモータは極対数が５０（１００極）前後からそれ以上で構成されていることが大半である。このことはステッピングモータがＡＣサーボモータに比べ１０倍以上の電気角周波数を有することを意味する。このため、ステッピングモータをＡＣサーボモータと同様の制御回路で単に構成すると、演算処理の高速化が要求され、高価なハードウェア構成になってしまうという問題があった。
又、回転速度に比例して強大な逆起電力が発生してしまい、トルク電流を制御することができない事態に陥ってしまうという問題もあった。
又、電流制御系の応答限界から速度上昇とともに電流制御系ゲインが低下し、トルク電流の制御誤差が大きくなるという課題もあった。
上記のＡＣサーボモータと同様の制御回路とは、マイコンでソフトウェアサーボを構成することを指しております。
【０００８】
本発明はこのような点に基づいてなされたものでその目的とするところは、比較的簡単な構成で、且つ、小さな容量で所望のトルク・回転速度制御ができるように工夫したステッピングモータ制御方法とステッピングモータ制御装置を提供することにある。
【０００９】
上記目的を達成するべく本願発明の請求項１によるステッピングモータ制御方法は、次の式（Ｉ）によって弱め界磁補償出力領域を規定する設計出力（Ｐｍ）を算出し、
Ｐｍ＝ωｓ×Ｋｔ×Ｉ―――（Ｉ）
但し、
ωｓ：ステッピングモータの固有特性である境界回転速度（ｒａｄ／ｓｅｃ）
Ｋｔ：ステッピングモータの固有特性であるトルク定数（Ｎｍ／Ａ）
Ｉ：ステッピングモータの固有特性である定格電流（Ａ）
トルク電流指令値から指令出力（Ｐｃ）を算出し、
上記指令出力（Ｐｃ）と上記設計出力（Ｐｍ）の間にＰｃ＞Ｐｍの関係が成立しない場合には弱め界磁補償出力領域外であると判別し、通常通りの制御を行い、
上記指令出力（Ｐｃ）と上記設計出力（Ｐｍ）の間にＰｃ＞Ｐｍの関係が成立する場合には弱め界磁補償出力領域内であると判別し、弱め界磁電流を算出して弱め界磁電流制御を実行させるようにしたことを特徴とするものである。
又、請求項２によるステッピングモータ制御方法は、請求項１記載のステッピングモータ制御方法において、弱め界磁補償出力領域内であると判別した場合には、まず、弱め界磁電流を算出した後静止座標系電流に変換して所定の弱め界磁電流制御を実行させるようにしたことを特徴とするものである。
又、請求項３によるステッピングモータ制御方法は、請求項１又は請求項２の何れかに記載のステッピングモータ制御方法において、ステッピングモータは電動アクチュエータの駆動源として使用されるものであることを特徴とするものである。
又、請求項４によるステッピングモータ制御装置は、次の式（Ｉ）によって弱め界磁補償出力領域を規定する設計出力（Ｐｍ）を算出する設計出力算出手段と、
Ｐｍ＝ωｓ×Ｋｔ×Ｉ―――（Ｉ）
但し、
ωｓ：ステッピングモータの固有特性である境界回転速度（ｒａｄ／ｓｅｃ）
Ｋｔ：ステッピングモータの固有特性であるトルク定数（Ｎｍ／Ａ）
Ｉ：ステッピングモータの固有特性である定格電流（Ａ）
トルク電流指令値から指令出力（Ｐｃ）を算出する指令出力算出手段と、
上記指令出力（Ｐｃ）と上記設計出力（Ｐｍ）の間にＰｃ＞Ｐｍの関係が成立しない場合には弱め界磁補償出力領域外であると判別し、通常通りの制御を行い、上記指令出力（Ｐｃ）と上記設計出力（Ｐｍ）の間にＰｃ＞Ｐｍの関係が成立する場合には弱め界磁補償出力領域内であると判別し、弱め界磁電流を算出して弱め界磁電流制御を実行させる制御手段と、
を具備したことを特徴とするものである。
又、請求項５によるステッピングモータ制御装置は、請求項４記載のステッピングモータ制御装置において、上記制御手段は、上記設計出力（Ｐｍ）と指令出力（Ｐｃ）との間にＰｃ＞Ｐｍの関係が成立する場合に弱め界磁補償出力領域内であると判別する判別手段と、上記判別手段による判別の結果弱め界磁補償出力領域内であると判別した場合に弱め界磁電流を算出する弱め界磁電流算出手段と、上記弱め界磁電流算出手段によって算出された弱め界磁電流を静止座標系電流に変換する静止座標系変換手段と、から構成されていることを特徴とするものである。
又、請求項６によるステッピングモータ制御装置は、請求項４又は請求項５記載のステッピングモータ制御装置において、ステッピングモータは電動アクチュエータの駆動源として使用されるものであることを特徴とするものである。
【００１０】
すなわち、本願発明によるステッピングモータ制御方法は、ステッピングモータの固有特性に応じた弱め界磁補償出力領域を予め設定しておき、トルク電流指令値から指令出力を算出し、上記指令出力が上記弱め界磁補償領域内の値であるか否かを判別し、弱め界磁補償出力領域外であると判別した場合には通常通りの制御を行い、弱め界磁補償出力領域内であると判別した場合には弱め界磁電流を算出して弱め界磁電流制御を実行させるようにしたものであり、つまり、ステッピングモータ固有の特性より決定される弱め界磁補償出力領域の内側か外側かを判別して、内側である場合には、所定の弱め界磁電流制御を実行するものである。つまり、ステッピングモータの場合は、前述したように、回転速度に比例して強大な逆起電力が発生してしまい、該逆起電力が原因して所望のトルク・回転速度御ができないという事情があった。そこで、この逆起電力による作用を緩和させるために弱め界磁電流を流し、それによって、所望のトルク・回転速度制御を可能にしようとするものである。
その際、弱め界磁補償出力領域内であると判別した場合には、まず、弱め界磁電流を算出し、次いで、静止座標系電流に変換して所定の弱め界磁電流制御を実行させるようにすることが考えられる。
又、上記ステッピングモータの固有特性により決定される所定の設計出力（Ｐｍ）と指令出力（Ｐｃ）との間にＰｃ＞Ｐｍの関係が成立する場合に上記弱め界磁補償領域内であると判別することが考えられる。
又、ステッピングモータの用途についてこれを特に限定するものではないが、例えば、電動アクチュエータの駆動源として使用される場合が想定される。
又、請求項５〜請求項８は本願発明を装置としてクレームしたものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図１乃至図４を参照して本発明の一実施の形態を説明する。まず、図１を参照して本発明によるステッピングモータ制御方法を採用した一軸タイプの電動アクチュエータの概略の構成を説明する。まず、ハウジング１があり、該ハウジング１にはモーターカバ３が連結されている。上記モーターカバ３内にはステッピングモータ５が収容・配置されている。
【００１２】
上記ステッピングモータ５の回転軸５ａには、ジョイント部材７を介してボールネジ９が連結されている。上記ボールネジ９にはボールナット１１が螺合していて、このボールナット１１には中空ロッド１３が固着されている。また、上記中空ロッド１３の先端にはロッド１５が連結されている。又、上記ジョイント部材７は軸受部材８、１０によって回転可能に支持されている。
【００１３】
そして、上記ステッピングモータ５が回転・駆動されることによりボールネジ９が回転し、このボールネジ９の回転によってその回転を規制されているボールナット１１が軸方向に移動する。このボールナット１１の移動によって、中空ロッド１３ひいてはロッド１５が軸方向に移動することになる。
【００１４】
上記構成をなす電動アクチュエータには磁気式エンコーダ２１が取り付けられている。この磁気式エンコーダ２１は、円板型マグネットの外周面又はスラスト方向面に多極着磁が施されていると共に、該多極着磁部に対して微細なギャップを介して磁気抵抗素子等の磁気検出素子が対向・配置されている。そして、上記マグネットが回転することにより微細磁束の変化を磁気検出素子によって検出して多パルス信号として出力するものである。
尚、エンコーダとしては磁気式エンコーダ以外にも光学式エンコーダの使用も考えられる。
【００１５】
又、上記ステッピングモータ５は、制御手段２３によって制御されるように構成されている。すなわち、制御手段２３は、上記磁気式エンコーダ２１からの検出信号及び別途入力される指令信号に基づいて、ステッピングモータ５を制御するものである。
【００１６】
次に、上記制御手段２３の構成を図２を参照して説明する。まず、第１減算器２５があり、この第１減算器２５には位置指令情報を意味する角度指令信号（θｃ）が入力されると共に、磁気式エンコーダ２３より実際の位置情報を意味する角度検出信号（θ）が入力される。第１減算器２５はこれら角度指令信号（θｃ）と角度検出信号（θ）とを減算してその差（目標値に対する差）を算出する。第１減算器２５によって算出された差は位置制御器２７に入力される。
【００１７】
上記位置制御器２７は、第１減算器２５より入力した差信号に基づいて、指令回転速度（ωｃ）を算出する。位置制御器２７によって算出された指令回転速度（ωｃ）は第２減算器２９に入力される。上記第２減算器２９は、入力した指令回転速度（ωｃ）と、エンコーダ２３より入力される回転速度検出信号（ω）を減算してその差を算出する。この第２減算器２９によって算出された差は速度制御器３１に入力される。
【００１８】
上記速度制御器３１は、第２減算器２９より入力した差信号に基づいて、トルク電流指令値（Ｉｃ）を算出し、そのトルク電流指令値（Ｉｃ）を弱め界磁補償器３３に入力する。上記弱め界磁補償器３３は、入力したトルク電流指令値（Ｉｃ）に基づいて、弱め界磁電流制御の必要性の有無を判別し、夫々の場合に応じた回転座標系の電流値信号（Ｉｑ）、（Ｉｄ）を座標変換器３５に出力する。
【００１９】
上記座標変換器３５は、弱め界磁補償器３３より出力した回転座標系の電流値信号（Ｉｑ）、（Ｉｄ）に基づいて、静止座標系に対応した電流値信号（α）、（β）を算出する。そして、算出した電流値信号（α）、（β）を電流制御器３７、３９に出力する。電流制御器３７、３９は、入力した電流値信号α、βに基づいて、ＰＷＭインバータ４１に制御信号を出力する。そして、ＰＷＭインバータ４１によってステッピングモータ５が制御されることになる。
尚、図２中符号４３、４５は電流検出器である。
【００２０】
ここで、上記弱め界磁電流による弱め界磁電流制御について説明する。図３（ａ）は、横軸にトルク（τ）をとり、縦軸に回転速度（ω）をとり、両者の関係を示した特性図である。図中一点鎖線で示す特性図ａは、本実施の形態による弱め界磁電流制御を実施しない場合の一例を示す特性図であり、具体的には、２相（Ａ相、Ｂ相）モータを定格電流通電によってフルステップ駆動した場合の特性を示すものである。
因みに、フルステップ駆動とは、回転子の位置情報が得られない状態で、２相（Ａ相、Ｂ相）のモータコイルに定格電流を通電し、位置指令パルスにしたがって通電電流の向きを交番させることにより、ステッピングモータを回転させる駆動法である。
そして、特性図ａに示すように、この種のフルステップ駆動の場合には、トルク（τ）及び回転速度（ω）に限界があり、特に、回転速度（ω）に対する限界は顕著である。
そして、このような現象は、前述したように、回転速度に比例して発生する強大な逆起電力が大きく原因しているものと考えられる。
【００２１】
これを改善するために上記弱め界磁電流制御を実行するものである。以下詳細に説明する。まず、弱め界磁補償出力領域を設定しておく。この弱め界磁補償出力領域とは、図３（ａ）において実線で示した反比例曲線（線図ｃ）の図中右側の領域である｛図３（ａ）中右上がり斜線で示す｝。
尚、上記線図ｃは機械出力が一定となる線図である。
そして、指令された出力値がこの弱め界磁補償出力領域内であれば、弱め界磁電流制御を実行することになり、一方、指令された出力値がこの弱め界磁補償出力領域外｛図３（ａ）中線図ｃの左側の白抜の部分｝であれば、弱め界磁電流制御を施す必要はなく、ステッピングモータ５が元々備えている特性に沿って駆動させることにより、必要な制御は可能である。これに対して、弱め界磁補償出力領域内｛図３（ａ）中右上がり斜線で示す部分｝である場合には、ステッピングモータ５が元々備えている特性によっては駆動不可能であり、そこで、その範囲については弱め界磁電流制御を実行するものである。
【００２２】
ここで、上記界磁補償領域内であるか否かを判別する手法を説明する。まず、上記弱め界磁補償出力領域を規定する値は次のようにして算出される。すなわち、弱め界磁補償出力領域を規定する設計出力（Ｐｍ）は次の式（Ｉ）によって算出される。
Ｐｍ＝ωｓ×Ｋｔ×Ｉ―――（Ｉ）
但し、
ωｓ：境界回転速度（ｒａｄ／ｓｅｃ）
Ｋｔ：トルク定数（Ｎｍ／Ａ）
Ｉ：定格電流（Ａ）
上記ωｓ：境界回転速度（ｒａｄ／ｓｅｃ）、Ｋｔ：トルク定数（Ｎｍ／Ａ）、Ｉ定格電流（Ａ）は、ステッピングモータ５が備えている固有の値であり、つまり、上記弱め界磁補償出力領域を規定する設計出力（Ｐｍ）は、ステッピングモータ５の夫々が固有に備えている値によって決定されるものである。
【００２３】
一方、このような上記弱め界磁補償出力領域を規定する設計出力（Ｐｍ）と比較されるのが実際の指令に基づいて算出される指令出力（Ｐｃ）である。この指令出力（Ｐｃ）は次の式（ＩＩ）によって算出される。
Ｐｃ＝ω×Ｋｔ×Ｉｃ―――（ＩＩ）
但し、
ω ：回転速度（ｒａｄ／ｓｅｃ）
Ｋｔ：トルク定数（Ｎｍ／Ａ）
Ｉｃ：指令電流値（Ａ）
【００２４】
そして、指令出力（Ｐｃ）と設計出力（Ｐｍ）とを対比して、Ｐｍ＜Ｐｃとなるとき、すなわち、図３（ａ）において線図ｃの右側の領域にあるときに弱め界磁電流制御を実行することになる。つまり、回転座標系のｄ軸電流（Ｉｄ）及びｑ軸電流（Ｉｑ）を次の式（ＩＩＩ）乃至（Ｖ）に基づいて算出するものである。
θ＝ｃｏｓ^-1（Ｐｍ／Ｐｃ）―――（ＩＩＩ）
Ｉｑ＝Ｉｃ×ｃｏｓθ―――（ＩＶ）
Ｉｄ＝Ｉｃ×ｓｉｎθ―――（Ｖ）
【００２５】
ここで、理解を容易にするために、具体例を挙げて説明する。例えば、図３（ａ）に示すｂ点の指令出力（Ｐｃ）が出た場合を想定する。この場合には、線図ｃの図中右側の領域、すなわち、弱め界磁補償出力領域の内側であるから、弱め界磁電流制御が必要になる。そして、そのときのトルク電流指令値（Ｉｃ）は、図３（ａ）の下部の図に示すようなものとなり、そのときの、ｄ軸電流（Ｉｄ）及びｑ軸電流（Ｉｑ）も図示するような値となる。この場合ｄ軸電流（Ｉｄ）がいわゆる「弱め界磁電流」であり、図示するように、（−）方向に発生していて、回転速度に比例して発生する逆起電力による作用を打ち消すような方向に作用するものである。
そして、それらを静止座標系（α−β）に座標変換すると、図３（ｂ）に示すようなものとなる。
又、このような弱め界磁電流制御を実行することにより、所望のトルク・回転速度制御が可能になる。
【００２６】
以上の構成を基に図４のフローチャートを参照しながらその作用を説明する。まず、第１減算器２５において、位置指令情報を意味する角度指令信号（θｃ）と実際の位置情報を意味する角度検出信号（θ）が入力され、それら角度指令信号（θｃ）と角度検出信号（θ）との減算が実行されてその差が算出される（ステップＳ１）。次いで、第１減算器２５によって算出された差は位置制御器２７に入力され指令回転速度（ωｃ）が算出される（ステップＳ２）。
【００２７】
次に、位置制御器２７によって算出された指令回転速度（ωｃ）は第２減算器２９に入力される。上記第２減算器２９は、入力した指令回転速度（ωｃ）と、エンコーダ２３より入力される回転速度検出信号（ω）を減算してその差を算出する（ステップＳ３）。この第２減算器２９によって算出された差は速度制御器３１に入力され、上記速度制御器３１は、、第２減算器２９より入力した差信号に基づいて、トルク電流指令値（Ｉｃ）を算出する（ステップＳ４）。そして、そのトルク電流指令値（Ｉｃ）とエンコーダ２３からの回転速度（ω）を弱め界磁補償器３３に入力する（ステップＳ５）。
【００２８】
上記弱め界磁補償器３３は、入力したトルク電流指令値（Ｉｃ）とエンコーダ２３から入力した回転速度（ω）とに基づいて、指令出力量（Ｐｃ）を算出する（ステップＳ６）。次に、算出された指令出力量（Ｐｃ）と予め設定されている設計出力（Ｐｍ）とを対比して、弱め界磁電流制御の必要性の有無を判別する（ステップＳ７）。そして、弱め界磁電流制御が必要であると判別された場合には、ステップＳ８に移行して、回転座標系の弱め界磁電流（Ｉｑ）、（Ｉｄ）を算出する。次いで、ステップＳ９に移行して、回転直交座標系の電流として出力する。次いで、ステップＳ１０に移行して、座標変換器３５によって静止座標系に座標変換して、電流制御器３７、３９に出力し、ＰＭＷインバータ４１を介して所望の弱め界磁電流制御を実行するものである。
又、弱め界磁電流制御の必要なしと判別された場合は、ステップＳ１１、ステップＳ９、ステップＳ１０に順次移行して、特に、弱め界磁電流を算出することなく通常の制御を実行する。
【００２９】
以上本実施の形態によると次のような効果を奏することができる。
すなわち、回転速度に比例して発生する逆起電力の影響を緩和して、所望のトルク・回転速度制御を実行することが可能になった。これは、ステッピングモータ５固有の特性により決定される弱め界磁補償領域を予め設定して、該弱め界磁補償領域の内側に指令出力がある場合に、所定の弱め界磁電流制御を実行するようにしたからである。それによって、例えば、図３（ａ）中の線図ａに示すような場合に比べると、より大トルク、高速度制御が可能になり、特に、高速化に関しては顕著な効果を得ることができる。
又、このような制御を実行するために、複雑な制御装置を要することはなく、簡単な構成によって所望の制御を実行することができる。
そして、このような制御を採用することにより、ステッピングモータの電動アクチュエータへの適用も促進され、電動アクチュエータの構成の簡略化、コストの低減を図ることが可能になる。
【００３０】
尚、本発明は前記一実施の形態に限定されるものではない。
前記一実施の形態では、ステッピングモータを電動アクチュエータの駆動源として使用する場合を例に挙げて説明したが、それに限定されるものではなく、様々な用途が想定される。
又、前記一実施の形態の場合にはエンコーダとして磁気式エンコーダを例に挙げて説明したが、光学式エンコーダの使用も考えられる。
その他、図示した構成はあくまで一例である。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によるステッピングモータ制御方法とステッピングモータ制御装置によると、回転速度に比例して発生する逆起電力の影響を緩和して、所望のトルク・回転速度制御を実行することが可能になった。特に、高速化に関しては顕著な効果を得ることができるものである。これは、ステッピングモータ固有の特性により決定される弱め界磁補償出力領域を設定して、該弱め界磁補償出力領域の内側に指令出力がある場合に、所定の弱め界磁電流制御を実行するようにしたからである。
又、このような制御を実行するために、複雑な制御装置を要することはなく、簡単な構成によって所望の制御を実行することができる。
そして、このような制御を採用することにより、ステッピングモータの電動アクチュエータへの適用も促進され、電動アクチュエータの構成の簡略化、コストの低減を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態を示す図で、電動アクチュエータの全体の構成を示す断面図である。
【図２】本発明の一実施の形態を示す図で、制御手段の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施の形態を示す図で、図３（ａ）は弱め界磁補償領域を説明するための特性図であり、図３（ｂ）は座標変換を説明するための図である。
【図４】本発明の一実施の形態を示す図で、作用を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
５ステッピングモータ
２１磁気式エンコーダ
２３制御装置
３３弱め界磁補償器
３５座標変換器[0001]
[Technical field to which the invention belongs]
The present invention relates to a stepping motor control method and a stepping motor control device for controlling a stepping motor that is being considered for use as a drive source of an electric actuator, for example. In particular, the present invention relates to a desired configuration with a simple configuration and a small capacity. It relates to a device designed to allow torque / rotational speed control.
[0002]
[Prior art]
For example, a drive motor used as a power source for an electric actuator is often a servo motor. However, in recent years, it has been proposed to use a stepping motor in a closed loop in order to reduce its cost. This is because the cost of the stepping motor itself is lower than that of the servo motor, and when using a stepping motor, an output corresponding to a so-called U, V, W phase signal is not required. This is because the cost of the encoder is also reduced.
[0003]
The stepping motor driving methods can be broadly classified into two types: a “constant voltage driving method” and a “constant current driving method”. Among these, the “constant voltage driving method” has a simple circuit configuration and can be realized at low cost, but has a drawback that it is difficult to obtain torque characteristics in a high speed range. Therefore, the frequency of adoption is generally low. On the other hand, the “constant current driving method” is a driving method that is widely used at present, and has characteristics that it is relatively excellent in torque characteristics in a high speed region and can reduce power.
[0004]
However, even if the “constant current drive method” is adopted, the recent demand for higher speed is more severe, and it is desirable to simply rotate the motor at a high speed because the current decreases as the winding impedance increases. Output torque may not be obtained.
[0005]
In addition, since the stepping motor rotates by turning on and off the current to the motor coil while following the pulse-like command, generation of vibration and step-out due to the switching become a problem. Therefore, it is common to use “micro-step drive” that uses a PWM-controlled inverter to smoothly change the current in a sinusoidal manner to reduce vibration, and to detect the rotation angle to prevent step-out. A method for controlling an appropriate excitation condition at the step-out limit by mounting an encoder has been used.
[0006]
Also, assuming that the stepping motor can be handled with the same model as the AC servo motor, the concept of vector control that has already been widely adopted in the AC servo motor field is introduced as a current control configuration, and an encoder is connected to the stepping motor. In addition, a closed loop control system for current control, speed control, and position control is configured, and a specific method for realizing a microstep function and step-out prevention has been proposed.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional configuration has the following problems.
That is, in the case of an AC servo motor, the number of pole pairs is about 1 to 5, whereas the stepping motor is mostly composed of around 50 (100 poles) or more. This means that the stepping motor has an electrical angular frequency 10 times or more that of the AC servomotor. For this reason, if the stepping motor is simply configured with a control circuit similar to the AC servomotor, there is a problem that a high-speed arithmetic processing is required, resulting in an expensive hardware configuration.
Further, there is a problem that a strong counter electromotive force is generated in proportion to the rotation speed and the torque current cannot be controlled.
Another problem is that the current control system gain decreases as the speed increases from the response limit of the current control system, and the torque current control error increases.
The control circuit similar to the above AC servo motor indicates that a software servo is configured with a microcomputer.
[0008]
The present invention has been made based on these points, and the object of the present invention is to provide a stepping motor control method devised so that desired torque / rotational speed control can be performed with a relatively simple configuration and a small capacity. And a stepping motor control device.
[0009]
In order to achieve the above object, a stepping motor control method according to claim 1 of the present invention calculates a design output (Pm) that defines a field-weakening compensation output region by the following equation (I):
Pm = ωs × Kt × I --- (I)
However,
ωs: Boundary rotational speed (rad / sec) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Kt: Torque constant (Nm / A), which is a characteristic characteristic of a stepping motor
I: Rated current (A) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Command output (Pc) is calculated from the torque current command value,
If the relationship Pc> Pm is not established between the command output (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the field is outside the field-weakening compensation output region, and the normal control is performed.
When the relationship of Pc> Pm is established between the command output (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the current is within the field weakening compensation output region, and the field weakening current is calculated to calculate the field weakening. The magnetic current control is executed .
Further, in the stepping motor control method according to claim 2, when it is determined in the stepping motor control method according to claim 1 that the current is within the field-weakening compensation output region, first, the field-weakening current is calculated and then the stationary The present invention is characterized in that a predetermined field weakening current control is executed by converting into a coordinate system current.
A stepping motor control method according to claim 3 is the stepping motor control method according to claim 1 or 2 , wherein the stepping motor is used as a drive source of the electric actuator. To do.
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a stepping motor control device comprising : a design output calculating means for calculating a design output (Pm) for defining a field-weakening compensation output region by the following equation (I):
Pm = ωs × Kt × I --- (I)
However,
ωs: Boundary rotational speed (rad / sec) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Kt: Torque constant (Nm / A), which is a characteristic characteristic of a stepping motor
I: Rated current (A) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Command output calculating means for calculating a command output (Pc) from the torque current command value;
If the relationship of Pc> Pm is not established between the command output (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the field is outside the field-weakening compensation output region, control is performed as usual, and the command output When the relationship of Pc> Pm is established between (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the current is within the field-weakening compensation output region, the field-weakening current is calculated, and field-weakening current control is performed. Control means for executing
It is characterized by comprising .
The stepping motor control device according to claim 5 is the stepping motor control device according to claim 4, wherein the control means has a relationship of Pc> Pm between the design output (Pm) and the command output (Pc). A discriminating means for discriminating that the current is within the field-weakening compensation output region when the condition is satisfied; and It comprises magnetic current calculation means and static coordinate system conversion means for converting the field weakening current calculated by the field weakening current calculation means to a static coordinate system current .
A stepping motor control device according to claim 6 is the stepping motor control device according to claim 4 or 5, wherein the stepping motor is used as a drive source of the electric actuator. .
[0010]
That is, in the stepping motor control method according to the present invention, a field-weakening compensation output region corresponding to the inherent characteristics of the stepping motor is set in advance, the command output is calculated from the torque current command value, and the command output is the weak field. When it is determined whether the value is within the magnetic compensation region, and when it is determined that the value is outside the field-weakening compensation output region, normal control is performed, and when the value is within the field-weakening compensation output region The field weakening current is calculated and field weakening current control is executed.In other words, it is determined whether it is inside or outside the field-weakening compensation output region determined by the characteristic of the stepping motor. If it is inside, predetermined field-weakening current control is executed. That is, in the case of a stepping motor, as described above, a strong counter electromotive force is generated in proportion to the rotation speed, and the desired torque / rotation speed cannot be controlled due to the counter electromotive force. there were. Therefore, a field weakening current is passed in order to alleviate the action caused by the counter electromotive force, thereby enabling desired torque / rotational speed control.
At this time, if it is determined that the current is within the field-weakening compensation output region, first, the field-weakening current is calculated and then converted into a static coordinate system current to execute predetermined field-weakening current control. Can be considered.
Further, when a relationship of Pc> Pm is established between a predetermined design output (Pm) determined by the characteristic characteristic of the stepping motor and the command output (Pc), it is determined that the current is within the field weakening compensation region. It is possible to do.
Moreover, although this is not specifically limited about the use of a stepping motor, For example, the case where it uses as a drive source of an electric actuator is assumed.
Further, claims 5 to 8 claim the present invention as an apparatus.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. First, a schematic configuration of a single-axis type electric actuator that employs the stepping motor control method according to the present invention will be described with reference to FIG. First, there is a housing 1, and a motor cover 3 is connected to the housing 1. A stepping motor 5 is accommodated in the motor cover 3.
[0012]
A ball screw 9 is connected to the rotating shaft 5 a of the stepping motor 5 through a joint member 7. A ball nut 11 is screwed to the ball screw 9, and a hollow rod 13 is fixed to the ball nut 11. A rod 15 is connected to the tip of the hollow rod 13. The joint member 7 is rotatably supported by bearing members 8 and 10.
[0013]
When the stepping motor 5 is rotated and driven, the ball screw 9 rotates, and the ball nut 11 whose rotation is restricted by the rotation of the ball screw 9 moves in the axial direction. The movement of the ball nut 11 causes the hollow rod 13 and thus the rod 15 to move in the axial direction.
[0014]
A magnetic encoder 21 is attached to the electric actuator having the above configuration. This magnetic encoder 21 is multipolar magnetized on the outer peripheral surface or the thrust direction surface of a disk-type magnet, and the magnetoresistive element or the like via a fine gap with respect to the multipolar magnetized portion. Magnetic detection elements are arranged opposite to each other. Then, when the magnet rotates, a change in fine magnetic flux is detected by a magnetic detection element and output as a multi-pulse signal.
In addition to the magnetic encoder, an optical encoder may be used as the encoder.
[0015]
The stepping motor 5 is configured to be controlled by the control means 23. That is, the control means 23 controls the stepping motor 5 based on the detection signal from the magnetic encoder 21 and the command signal input separately.
[0016]
Next, the configuration of the control means 23 will be described with reference to FIG. First, there is a first subtracter 25. An angle command signal (θc) indicating position command information is input to the first subtractor 25, and angle detection indicating actual position information is performed by the magnetic encoder 23. A signal (θ) is input. The first subtracter 25 subtracts the angle command signal (θc) and the angle detection signal (θ) to calculate the difference (difference with respect to the target value). The difference calculated by the first subtracter 25 is input to the position controller 27.
[0017]
The position controller 27 calculates a command rotational speed (ωc) based on the difference signal input from the first subtracter 25. The command rotational speed (ωc) calculated by the position controller 27 is input to the second subtractor 29. The second subtractor 29 subtracts the input command rotational speed (ωc) and the rotational speed detection signal (ω) input from the encoder 23 to calculate the difference. The difference calculated by the second subtractor 29 is input to the speed controller 31.
[0018]
The speed controller 31 calculates a torque current command value (Ic) based on the difference signal input from the second subtractor 29, and inputs the torque current command value (Ic) to the field weakening compensator 33. . The field weakening compensator 33 determines whether or not the field weakening current control is necessary based on the input torque current command value (Ic), and the current value signal (in the rotating coordinate system corresponding to each case ( Iq) and (Id) are output to the coordinate converter 35.
[0019]
The coordinate converter 35 generates current value signals (α) and (β) corresponding to the stationary coordinate system based on the current value signals (Iq) and (Id) of the rotating coordinate system output from the field weakening compensator 33. Is calculated. Then, the calculated current value signals (α) and (β) are output to the current controllers 37 and 39. The current controllers 37 and 39 output control signals to the PWM inverter 41 based on the input current value signals α and β. Then, the stepping motor 5 is controlled by the PWM inverter 41.
Note that reference numerals 43 and 45 in FIG. 2 denote current detectors.
[0020]
Here, the field weakening current control by the field weakening current will be described. FIG. 3A is a characteristic diagram showing the relationship between torque (τ) on the horizontal axis and rotational speed (ω) on the vertical axis. A characteristic diagram a indicated by a one-dot chain line in the figure is a characteristic diagram showing an example when the field weakening current control according to the present embodiment is not performed. Specifically, a two-phase (A phase, B phase) motor is used. It shows the characteristics when full step drive is performed by energizing the rated current.
By the way, full-step drive means that the rated current is supplied to the two-phase (A-phase, B-phase) motor coil in a state where the rotor position information is not obtained, and the direction of the supplied current is changed according to the position command pulse. This is a driving method for rotating the stepping motor.
As shown in the characteristic diagram a, in the case of this type of full-step drive, there are limits on the torque (τ) and the rotational speed (ω), and particularly the limits on the rotational speed (ω) are significant.
Such a phenomenon is considered to be largely caused by the strong back electromotive force generated in proportion to the rotational speed, as described above.
[0021]
In order to improve this, the field weakening current control is executed. This will be described in detail below. First, a field weakening compensation output region is set. This field-weakening output region is the region on the right side of the inversely proportional curve (the diagram c) indicated by the solid line in FIG. 3A {indicated by the upward slanting line in FIG. 3A}.
The diagram c is a diagram in which the machine output is constant.
If the commanded output value is within this field-weakening compensation output region, field-weakening current control is executed, while the commanded output value is outside this field-weakening compensation output region {FIG. 3 (a) white portion on the left side of the middle diagram c}, it is not necessary to perform field-weakening current control, and it is necessary by driving along the characteristics that the stepping motor 5 originally has. Control is possible. On the other hand, when it is within the field-weakening-compensation output region {portion shown by the upward-sloping diagonal line in FIG. 3 (a)}, the stepping motor 5 cannot be driven depending on the characteristics originally provided. In this range, field weakening current control is executed.
[0022]
Here, a method for determining whether or not the field compensation region is within the field compensation region will be described. First, a value defining the field weakening compensation output region is calculated as follows. That is, the design output (Pm) that defines the field weakening compensation output region is calculated by the following equation (I).
Pm = ωs × Kt × I --- (I)
However,
ωs: boundary rotation speed (rad / sec)
Kt: Torque constant (Nm / A)
I: Rated current (A)
The ωs: boundary rotational speed (rad / sec), Kt: torque constant (Nm / A), and I rated current (A) are inherent values of the stepping motor 5, that is, the field weakening compensation. The design output (Pm) that defines the output region is determined by a value that each of the stepping motors 5 has.
[0023]
On the other hand, the command output (Pc) calculated based on the actual command is compared with the design output (Pm) that defines the field-weakening compensation output region. This command output (Pc) is calculated by the following equation (II).
Pc = ω × Kt × Ic --- (II)
However,
ω: rotational speed (rad / sec)
Kt: Torque constant (Nm / A)
Ic: Command current value (A)
[0024]
The command output (Pc) and the design output (Pm) are compared, and when Pm <Pc, that is, in the region on the right side of the diagram c in FIG. Will be executed. That is, the d-axis current (Id) and the q-axis current (Iq) in the rotating coordinate system are calculated based on the following formulas (III) to (V).
θ = cos ⁻¹ (Pm / Pc) --- (III)
Iq = Ic × cos θ --- (IV)
Id = Ic × sin θ —— (V)
[0025]
Here, in order to facilitate understanding, a specific example will be described. For example, it is assumed that a command output (Pc) at point b shown in FIG. In this case, since the region is on the right side of the diagram c, that is, inside the field weakening compensation output region, field weakening current control is required. The torque current command value (Ic) at that time is as shown in the lower part of FIG. 3A, and the d-axis current (Id) and the q-axis current (Iq) at that time are also illustrated. It becomes a value like this. In this case, the d-axis current (Id) is a so-called “field weakening current”, which is generated in the (−) direction, as shown in the figure, so as to cancel the action caused by the counter electromotive force generated in proportion to the rotation speed. Acting in any direction.
Then, when they are coordinate-converted into a stationary coordinate system (α-β), the result is as shown in FIG.
Further, by executing such field weakening current control, desired torque / rotational speed control can be performed.
[0026]
Based on the above configuration, the operation will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in the first subtracter 25, an angle command signal (θc) indicating position command information and an angle detection signal (θ) indicating actual position information are input, and these angle command signal (θc) and angle detection signal are input. Subtraction with (θ) is executed to calculate the difference (step S1). Next, the difference calculated by the first subtracter 25 is input to the position controller 27, and the command rotational speed (ωc) is calculated (step S2).
[0027]
Next, the command rotational speed (ωc) calculated by the position controller 27 is input to the second subtractor 29. The second subtractor 29 subtracts the input command rotational speed (ωc) from the rotational speed detection signal (ω) input from the encoder 23 and calculates the difference (step S3). The difference calculated by the second subtractor 29 is input to the speed controller 31. The speed controller 31 calculates the torque current command value (Ic) based on the difference signal input from the second subtractor 29. Calculate (step S4). Then, the torque current command value (Ic) and the rotational speed (ω) from the encoder 23 are input to the field weakening compensator 33 (step S5).
[0028]
The field weakening compensator 33 calculates a command output amount (Pc) based on the input torque current command value (Ic) and the rotational speed (ω) input from the encoder 23 (step S6). Next, the calculated command output amount (Pc) is compared with a preset design output (Pm) to determine whether or not the field weakening current control is necessary (step S7). If it is determined that field-weakening current control is necessary, the process proceeds to step S8 to calculate field-weakening currents (Iq) and (Id) in the rotating coordinate system. Next, the process proceeds to step S9, where it is output as a current in the rotation orthogonal coordinate system. Next, the process proceeds to step S10, where the coordinate converter 35 converts the coordinates into a stationary coordinate system, outputs the coordinates to the current controllers 37 and 39, and executes the desired field weakening current control via the PMW inverter 41. It is.
If it is determined that field weakening current control is not necessary, the process proceeds to step S11, step S9, and step S10 in sequence, and normal control is executed without calculating the field weakening current.
[0029]
As described above, according to the present embodiment, the following effects can be obtained.
That is, it is possible to execute desired torque / rotational speed control while reducing the influence of the counter electromotive force generated in proportion to the rotational speed. This is because a field-weakening compensation region determined by the characteristics unique to the stepping motor 5 is set in advance, and when a command output is present inside the field-weakening compensation region, predetermined field-weakening current control is executed. It was because it did so. As a result, for example, compared to the case shown in the diagram a in FIG. 3A, greater torque and higher speed control can be achieved, and in particular, a significant effect can be obtained with respect to speeding up. .
Moreover, in order to execute such control, a complicated control device is not required, and desired control can be executed with a simple configuration.
By adopting such control, application of the stepping motor to the electric actuator is also promoted, and the configuration of the electric actuator can be simplified and the cost can be reduced.
[0030]
The present invention is not limited to the one embodiment.
In the above-described embodiment, the case where the stepping motor is used as the drive source of the electric actuator has been described as an example. However, the present invention is not limited thereto, and various applications are assumed.
In the case of the above-described embodiment, a magnetic encoder has been described as an example of the encoder. However, an optical encoder may be used.
In addition, the illustrated configuration is merely an example.
[0031]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the stepping motor control method and the stepping motor control device according to the present invention, the desired torque / rotational speed control is executed by reducing the influence of the counter electromotive force generated in proportion to the rotational speed. Became possible. In particular, a significant effect can be obtained with regard to speeding up. This is to set a field-weakening compensation output region determined by the characteristic of the stepping motor, and execute a predetermined field-weakening current control when there is a command output inside the field-weakening compensation output region. It was because it did so.
Moreover, in order to execute such control, a complicated control device is not required, and desired control can be executed with a simple configuration.
By adopting such control, application of the stepping motor to the electric actuator is also promoted, and the configuration of the electric actuator can be simplified and the cost can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention, and is a cross-sectional view showing the overall configuration of an electric actuator.
FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of the present invention, and is a block diagram showing a configuration of a control means.
3A and 3B are diagrams showing an embodiment of the present invention, in which FIG. 3A is a characteristic diagram for explaining a field-weakening compensation region, and FIG. 3B is a diagram for explaining coordinate transformation; FIG.
FIG. 4 shows an embodiment of the present invention and is a flowchart for explaining the operation.
[Explanation of symbols]
5 Stepping Motor 21 Magnetic Encoder 23 Controller 33 Weak Field Compensator 35 Coordinate Converter

Claims

The design output (Pm) that defines the field-weakening compensation output region is calculated by the following equation (I):
Pm = ωs × Kt × I --- (I)
However,
ωs: Boundary rotational speed (rad / sec) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Kt: Torque constant (Nm / A), which is a characteristic characteristic of a stepping motor
I: Rated current (A) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Command output (Pc) is calculated from the torque current command value,
If the relationship Pc> Pm is not established between the command output (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the field is outside the field-weakening compensation output region, and the normal control is performed.
When the relationship of Pc> Pm is established between the command output (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the current is within the field weakening compensation output region, and the field weakening current is calculated to calculate the field weakening. A stepping motor control method characterized in that magnetic current control is executed .

The stepping motor control method according to claim 1,
If it is determined that it is within the field-weakening compensation output region,
First, a stepping motor control method characterized in that a field weakening current is calculated and then converted into a stationary coordinate system current to execute predetermined field weakening current control.

In the stepping motor control method according to claim 1 or 2 ,
A stepping motor control method, wherein the stepping motor is used as a drive source of an electric actuator .

Design output calculation means for calculating a design output (Pm) that defines the field-weakening compensation output region by the following equation (I);
Pm = ωs × Kt × I --- (I)
However,
ωs: Boundary rotational speed (rad / sec) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Kt: Torque constant (Nm / A), which is a characteristic characteristic of a stepping motor
I: Rated current (A) which is a characteristic characteristic of a stepping motor
Command output calculating means for calculating a command output (Pc) from the torque current command value;
If the relationship of Pc> Pm is not established between the command output (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the field is outside the field-weakening compensation output region, control is performed as usual, and the command output When the relationship of Pc> Pm is established between (Pc) and the design output (Pm), it is determined that the current is within the field-weakening compensation output region, the field-weakening current is calculated, and field-weakening current control is performed. Control means for executing
A stepping motor control device comprising:

In the stepping motor control device according to claim 4,
The control means includes
Discriminating means for discriminating that the current is within the field-weakening compensation output region when a relationship of Pc> Pm is established between the design output (Pm) and the command output (Pc);
Field weakening current calculation means for calculating field weakening current when it is determined that the current is within the field weakening compensation output region as a result of determination by the determination means;
A stationary coordinate system conversion means for converting the field weakening current calculated by the field weakening current calculation means into a stationary coordinate system current;
Stepping motor control apparatus characterized by being composed.

In the stepping motor control device according to claim 4 or 5,
A stepping motor control apparatus, wherein the stepping motor is used as a drive source of an electric actuator .