JP4184265B2 - ２つの遅延コイルからの光信号を処理してサニャックベース光ファイバセンサアレイのダイナミックレンジを増大させる装置および方法 - Google Patents

２つの遅延コイルからの光信号を処理してサニャックベース光ファイバセンサアレイのダイナミックレンジを増大させる装置および方法 Download PDF

Info

Publication number
JP4184265B2
JP4184265B2 JP2003519358A JP2003519358A JP4184265B2 JP 4184265 B2 JP4184265 B2 JP 4184265B2 JP 2003519358 A JP2003519358 A JP 2003519358A JP 2003519358 A JP2003519358 A JP 2003519358A JP 4184265 B2 JP4184265 B2 JP 4184265B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
light
array
fiber
polarization
wavelength
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2003519358A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2004537734A (ja
Inventor
バコック，ベンジャミン・ジェイ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Leland Stanford Junior University
Original Assignee
Leland Stanford Junior University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Leland Stanford Junior University filed Critical Leland Stanford Junior University
Publication of JP2004537734A publication Critical patent/JP2004537734A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4184265B2 publication Critical patent/JP4184265B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01H—MEASUREMENT OF MECHANICAL VIBRATIONS OR ULTRASONIC, SONIC OR INFRASONIC WAVES
    • G01H9/00—Measuring mechanical vibrations or ultrasonic, sonic or infrasonic waves by using radiation-sensitive means, e.g. optical means
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01H—MEASUREMENT OF MECHANICAL VIBRATIONS OR ULTRASONIC, SONIC OR INFRASONIC WAVES
    • G01H9/00—Measuring mechanical vibrations or ultrasonic, sonic or infrasonic waves by using radiation-sensitive means, e.g. optical means
    • G01H9/004—Measuring mechanical vibrations or ultrasonic, sonic or infrasonic waves by using radiation-sensitive means, e.g. optical means using fibre optic sensors
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/26—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light
    • G01D5/32—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light
    • G01D5/34—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light the beams of light being detected by photocells
    • G01D5/353—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light the beams of light being detected by photocells influencing the transmission properties of an optical fibre
    • G01D5/35306—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light the beams of light being detected by photocells influencing the transmission properties of an optical fibre using an interferometer arrangement
    • G01D5/35322—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light the beams of light being detected by photocells influencing the transmission properties of an optical fibre using an interferometer arrangement using interferometer with one loop with several directions of circulation of the light, e.g. Sagnac interferometer

Description

発明の分野
この発明は、光がアレイ内を伝播し、アレイから戻ってくる光に対する音響信号の効果を分析して音響信号の特性を判定する、光ファイバ音響センサアレイの分野における。
関連技術の説明
光ファイバベースの音響センサは、従来の電子センサの代替物として有望である。それらの利点の中には、高感度、大ダイナミックレンジ、軽量性およびコンパクトなサイズがある。多数の光ファイバセンサを共通バスに容易に多重化する能力も、光ファイバセンサを大規模アレイにとって魅力的なものとしている。近年、複数の、利得の小さいエルビウムドープトファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）を光ファイバセンサアレイにうまく組込んで、単一のファイバ対によってサポートできるセンサの数を増大させることで、大規模光ファイバセンサアレイはさらにより競争力がつくようになった。
音検出のために、選択された光ファイバセンサはマッハ・ツェンダー干渉センサであった。いずれの干渉センサにおいても、累乗された余弦関数により位相変調が強度変調に対応付けられる。この非線形伝達関数のために、正弦波位相変調はより高次の高調波を生成する。直角位相でバイアスされる（π／２位相をずらしてビームを干渉する）干渉計は、１次高調波で最大の応答を有しかつ２次高調波で最小の応答を有する。この理由のために、直角位相が好ましいバイアス点である。バイアス点が直角位相からドリフトすると（たとえば、外部温度変化による）、１次高調波での応答は減少し２次高調波での応答が増大する。干渉計が０でまたはπ位相をずらしてバイアスされると、１次高調波は完全に消滅する。１次高調波でのこの応答の減少（バイアス点が直角位相から離れた結果として生じる）は信号フェージングと呼ばれる。
マッハ・ツェンダー干渉センサは不安定なバイアス点を有するので、それらは前述の信号フェージングの問題を特に受けやすい。信号フェージングを克服するために、戻り信号の復調が必要とされる。典型的な復調技術は、経路不整合マッハ・ツェンダー干渉センサを必要とする位相生成搬送波（Phase-Generated Carrier）（ＰＧＣ）方式である。（たとえば、アンソニー・ダンドリッジ（Anthony Dandridge）らによる位相搬送波技術を用いる干渉センサの多重化（Multiplexing of Interferometric Sensors Using Phase Carrier Techniques、Journal of Lightwave Technology）第ＬＴ−５巻、第７号、１９８７年７月、第９４７〜９５２頁を参照）この経路不均衡はまた、レーザ位相ノイズの強度ノイズへの変換をもたらすが、これは、低周波でのマッハ・ツェンダー干渉センサアレイの性能を制限し、かつソースの線幅に厳しい要求を課す。この狭い線幅要求は、１．５５μｍの増幅されたマッハ・ツェンダー干渉センサの開発を遅らせている。
サニャック干渉計が光ファイバジャイロスコープにおいて広範に使用されていることがわかっている。（たとえば、Ｂ．カルショー（B. Culshaw）らによる、光ファイバジャイロスコープ（Fibre optic gyroscopes）、Journal of Physics E（Scientific Instruments）第１６巻、第１号、１９８３年、第５−１５頁を参照。）サニャック干渉計を用いて音波を検出し得ることが提案されている。（たとえば、Ｅ．ウド（E. Udd）によるサニャック干渉計に基づく光ファイバ音響センサ（Fiber-optic acoustic sensor based on the
Sagnac interferometer）、Proceedings of the SPIE-The International Society for Optical Engineering、第４２５巻、１９８３年、第９０〜９１頁；キエール・クロカン
ス（Kiell Krakenes）らによる、水中音検出のためのサニャック干渉計；ノイズ特性（Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties）、OPTICS LETTERS、第１４巻、第２０号、１９８９年１０月１５日、第１１５２〜１１４５頁；およびスベール・クナドセン（Sverre Knudsen）らによる、サニャック干渉計にプッシュプルトランスデューサを組込む超音波光ファイバハイドロホン（An Ultrasonic Fiber-Optic Hydrophone Incorporating a Push-Pull Transducer in a Sagnac Interferometer）、JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY、第１２巻、第９号、１９９４年９月、第１６９６〜１７００頁を参照。）そのコモンパス設計のために、サニャック干渉計は相反しておりそのため安定したバイアス点を有するが、このことは信号フェージングをなくしソース位相ノイズの強度ノイズへの変換を防ぐ。したがって、サニャック干渉計は、低い周波数でマッハ・ツェンダー干渉センサを制限する位相ノイズの影響を受けない。
発明の概要
この発明の１つの局面は、光源と、光源から光を受ける第１のカプラとを含むセンサアレイである。第１のカプラは、光の第１の部分を第１のカプラポートに結合し、光の第２の部分を第２のカプラポートに結合する。干渉計ループの第１の端は、第１のカプラポートに結合されて光の第１の部分を受け、その第２の端は第２のカプラポートに結合されて光の第２の部分を受ける。干渉計ループは、第１の方向の光の第１の部分を第２のカプラポートに伝播し、第１の方向と反対の第２の方向の光の第２の部分を第１のカプラポートに伝播する。干渉計ループは、干渉計ループの第１の端と干渉計ループの第２の端との間に並列に結合される複数のセンサを含む。センサは、感知されたパラメータ（たとえば音響信号）に応答して、センサを通過する光を摂動させる。第１の複数のカプラは、光の第１の部分をセンサの各々にほぼ等しく分配し、センサの各々から光の第２の部分を集め、集めた光を干渉計ループの第１の端に伝播する。第２の複数のカプラは、光の第２の部分をセンサの各々にほぼ等しく分配し、センサの各々から光の第１の部分を集め、集めた光を干渉計ループの第２の端に伝播する。少なくとも１つの第１の増幅器は、干渉計ループの第１の端と第１の複数のカプラとの間に結合される。少なくとも１つの第２の増幅器は、干渉計ループの第２の端と第２の複数のカプラとの間に結合される。複数の遅延部は、干渉計ループの第１および第２の端とセンサとの間に接続される。遅延部は、各々のセンサを通過する光が他のセンサを通過する光とは異なる量だけ遅延されるように選択される遅延を有する。好ましくは、第１の複数のカプラは、第１の増幅器から光の第１の部分を受け、光の第１の部分を、第１の分配カプラと第１の複数の内部カプラとの間に結合される第１の複数の内部増幅器に分配する第１の分配カプラをさらに含む。第１の分配カプラは、第１の複数の内部増幅器から光の第２の部分を集め、光の第２の部分を第１の増幅器に伝播する。また好ましくは、第２の複数のカプラは、第２の増幅器から光の第２の部分を受け、光の第２の部分を、第２の分配カプラと第２の複数の内部カプラとの間に結合される第２の複数の内部増幅器に分配する第２の分配カプラをさらに含む。第２の分配カプラは、第２の複数の内部増幅器から光の第１の部分を集め、光の第１の部分を第２の増幅器に伝播する。第１の複数の内部カプラは、光の第１の部分を複数のセンサに分配し、複数のセンサから光の第２の部分を集める。第２の複数の内部カプラは、光の第２の部分を複数のセンサに分配し、複数のセンサから光の第１の部分を集める。有利には、光源は、たとえば超蛍光ファイバ源などの広帯域源である。また有利には、第１および第２の増幅器ならびに第１および第２の複数の内部増幅器はエルビウムドープトファイバ増幅器であり、第１および第２の分配カプラならびに第１および第２の複数の内部カプラは４×４カプラを含む。
この発明の別の局面は、パラメータを感知する方法であって、光のほぼ等しい部分がループの中で第１および第２の方向に逆に伝播するように光源からの光を干渉計ループを通
って伝播させるステップを含む方法である。干渉計ループの第１の方向に伝播する光は、第１の方向に伝播する光のほぼ等しい部分がセンサの各々を通過するように増幅されかつ複数のセンサに結合される。干渉計ループの第２の方向に伝播する光は、第２の方向に伝播する光のほぼ等しい部分がセンサの各々を通過するように増幅されかつ複数のセンサに結合される。第１の方向に伝播する光は第２の方向に伝播する光と干渉するようにされ、第１および第２の方向に各々のセンサを通過する光に応答して複数の出力信号を生成する。センサの各々は、感知されたパラメータ（たとえば音響信号）に応答して、それを通過する光を摂動させ、センサの各々は、第１の方向に伝播する光が第２の方向に伝播する光と同時に干渉するように、唯一の光路長を有する。
この発明の別の局面は、第１および第２のダイナミックレンジにわたって摂動を感知するセンサシステムである。センサシステムは、第１の波長の入力光パルス源と、第２の波長の入力光パルス源とを含む。システムは、センサのアレイ、第１の波長の第１の光遅延経路、および第２の波長の第２の光遅延経路を含む。第１の検出システムは第１の波長の光に応答し、第２の検出システムは第２の波長の光に応答する。入力／出力システムは、第１の波長および第２の波長の入力光パルスを受ける。入力／出力システムは、第１の偏光を有する第１の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第１の光遅延経路を通り、次に第１の検出システムに達するようにする。入力／出力システムは、第１の偏光に直交する第２の偏光の第１の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第１の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通り、次に第１の検出システムに達するようにする。第１の検出システムは、第１のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす受光の変化を検出する。入力／出力システムは、第１の偏光を有する第２の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第２の光遅延経路を通り、次に第２の検出システムに達するようにする。入力／出力システムは、第１の偏光に直交する第２の偏光の第２の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第２の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通り、次に第２の検出システムに達するようにする。第２の検出システムは、第２のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす受光の変化を検出する。
この発明の別の局面は、第１および第２のダイナミックレンジにわたって音響信号を感知する音響センサシステムである。音響センサシステムは、第１の波長の入力光パルス源と、第２の波長の入力光パルス源とを含む。音響センサシステムは、音響センサのアレイ、第１の波長の第１の光遅延経路、および第２の波長の第２の光遅延経路をさらに含む。第１の検出システムは第１の波長の光に応答する。第２の検出システムは第２の波長の光に応答する。入力／出力システムは、第１の波長および第２の波長の入力光パルスを受ける。入力／出力システムは、第１の偏光を有する第１の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向の音響センサのアレイを通り、次に第１の光遅延経路を通り、次に第１の検出システムに達するようにする。入力／出力システムは、第１の偏光と直交する第２の偏光の第１の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第１の光遅延経路を通り、次に第２の方向の音響センサのアレイを通り、次に第１の検出システムに達するようにする。第１の検出システムは、第１のダイナミックレンジにわたって変化する音響信号が引起こす受光の変化を検出する。入力／出力システムは、第１の偏光を有する第２の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向の音響センサのアレイを通り、次に第２の光遅延経路を通り、次に第２の検出システムに達するようにする。入力／出力システムは、第１の偏光と直交する第２の偏光の第２の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第２の光遅延経路を通り、次に第２の方向の音響センサのアレイを通り、次に第２の検出システムに達するようにする。第２の検出システムは、第２のダイナミックレンジにわたって変化する音響信号が引起こす受光の変化を検出する。
この発明の別の局面は、摂動を感知する方法である。この方法は、第１の波長の光パルスを、第１の波長の第１の光遅延経路を含むセンサのアレイに入力するステップを含む。第２の波長の光パルスもセンサのアレイに入力される。センサのアレイは、第２の波長の第２の光遅延経路を含む。第２の光遅延経路は第１の光遅延経路とは異なる光路長を有する。第１の偏光を有する第１の波長の各光パルスの第１の部分は、第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第１の光遅延経路を通るように方向付けられる。第１の偏光と直交する第２の偏光の第１の波長の各光パルスの第２の部分は、第１の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通るように方向付けられる。第１のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす、第１の波長の各光パルスの第１および第２の部分の変化が検出される。第１の偏光を有する第２の波長の各光パルスの第１の部分は、第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第２の光遅延経路を通るように方向付けられる。第１の偏光に直交する第２の偏光の第２の波長の各光パルスの第２の部分は、第２の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通るように方向付けられる。第２のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす、第２の波長の各光パルスの第１および第２の部分の変化が検出される。この方法の特定の実施例では、摂動は音響信号である。
好ましい実施例の詳細な説明
この発明は、サニャックループにおける音響センサ（たとえばハイドロホン）のアレイと関連付けて以下に記載される。好ましい実施例を記載する前に、単一ループサニャック音響センサの動作を簡単に概観する。
単一ループサニャック音響センサ
簡素なサニャックベースの音響センサ１００が図１に示される。サニャックループは、遅延ループ１０２とハイドロホン１０４との２つの部分に分割される。遅延ループ１０２は単に、典型的には１ｋｍを超える長いファイバである。ハイドロホン１０４は、音波が、ファイバを伝播する光信号の位相変調に変換されるファイバの部分である。音波に対する高い応答性は典型的には、ハイドロホン１０４のファイバの区域に対して最適化された被覆を選択し、かつ好適な組成からなるマンドレルのまわりにファイバを巻付けることにより達成される。（たとえば、Ｊ．Ａ．ブカーロ（J.A. Bucaro）らによる、光ファイバセンサ被覆（Optical fibre sensor coatings）、 Optical Fiber Sensors, Proceedings
of the NATO Advanced Study Institute、１９８６年、第３２１〜３３８頁を参照。）ハイドロホン１０４のまわりに巻かれるファイバの長さは、典型的には、１０メートルから１００メートルである。たとえば超蛍光ファイバ源（ＳＦＳ）などのソース１１０からの光は、３×３カプラ１１２によって時計回り（ＣＷ）のビームと反時計回り（ＣＣＷ）のビームとに分けられる。３×３カプラ１１２の動作は周知であり、たとえばサン・Ｋ．シーム（Sang K. Sheem）による、［３×３］指向性カプラを有する光ファイバジャイロスコープ（Fiber-Optic gyroscope with［3x3］directional coupler）、Applied Physics Letters、第３７巻、第１０号、１９８０年１１月１５日、第８６９〜８７１頁に記載される。
ここでは３×３カプラ１１２を用いるものとして記載されるが、他のカプラ（たとえば、２×２カプラ、４×４カプラなど）を、この発明の代替の実施例で使用することができる。たとえば、２×２カプラを用いるために、一方側に両ポートを用いてサニャック干渉計を作製する。他方側の１つのポートが検出ポートである。残りのポートは、光をアレイに発射するために用いられ、カプラまたはサーキュレータが（光ファイバジャイロスコープでなされるのと同様の態様で）採用されるならば、検出ポートとしても使用可能である。一般的に、カプラの一方側に２つのポートを用いてサニャック干渉計を作製しかつカプラの他方側のポートを検出ポート、発射ポート、またはその両方として用いることにより任意のｎ×ｍカプラを採用することができる。
分かれた後、ＣＷビームはまず遅延ループ１０２を進み次にハイドロホン１０４を進み、ＣＣＷビームは、まずハイドロホン１０４を進み次に遅延ループ１０２を進む。ＣＷビームがハイドロホン１０４を進む時間とＣＣＷビームがハイドロホン１０４を進む時間との時間遅延Ｔdelayの間、ハイドロホン１０４における音響信号および同様に音響的に誘導される位相変調が変化する。位相変調におけるこの変化は、逆に伝播するビーム間の位相差に対応付けられ、これはビームが３×３カプラで再合成されるとき強度変調に変換される。この強度変調は次に、第１の検出器１２０および第２の検出器１２２またはこれら２つの検出器の一方のみによって検出される。
より明白には、音響信号がハイドロホン１０４のファイバにおいて位相変調φhｃｏｓ（Ωｔ）を誘導するならば、ハイドロホン１０４での干渉ビーム間の、得られた位相変調φint（ｔ）は以下によって与えられる。
Figure 0004184265
ただし、Ｔdelayは遅延ループでの進行時間である。したがって、φint（ｔ）は、ハイドロホン変調φhと、ループ遅延Ｔdelayと音響変調周波数Ωの積との関数である。これは、φint（ｔ）がハイドロホン変調φhのみの関数であるマッハ・ツェンダー干渉センサと異なっている。最大感度は、音響周波数Ωと時間遅延Ｔdelayとの積がπの奇数倍（方程式１の第１の正弦項の最大値）であるときサニャックループ音響センサにおいて達成される。この積πを作る音響周波数は、最大感度が達成される最低周波数である、ループの適切周波数と呼ばれる。大抵の水中センシングの応用は、１０ｋＨｚより低い音響周波数の検出に関する。適切ループ周波数が１０ｋＨｚより小さいものであるためには、少なくとも５０マイクロ秒の遅延時間および従って少なくとも１０ｋｍの遅延ループ長が必要とされる。したがって、サニャック音響センサ１００は、低い音響周波数（＜１０ｋＨｚ）の検出のために大量のファイバを必要とする。
サニャック干渉計に固有のコモンパス設計は、既に述べた安定したバイアス点と位相ノイズの除去とに加えてマッハ・ツェンダー干渉計よりも多くの利点を有する。サニャック干渉計は、拡大自然放出（ＡＳＥ）源の一例である超蛍光ファイバ源（ＳＦＳ）などのコヒーレンス長の短い広帯域源の使用を可能にする。そのような源は安価であり容易にハイパワーを提供することができる。３×３カプラの使用はサニャック音響センサを受動的に直角位相近傍でバイアスすることが示されている。（サン・Ｋ．シーム（Sang K. Sheem）による、［３×３］指向性カプラを有する光ファイバジャイロスコープ（Fiber-Optic gyroscope with［3x3］directional coupler）、Applied Physics Letters、第３７巻、第１０号、１９８０年１１月１５日、第８６８〜８７１頁；およびＨ．ポアゼル（H. Poisel）らによる、低コスト光ファイバジャイロスコープ（Low-cost fibre-optic gyroscope）、Electronics Letters、第２６巻、第１号、１９９０年１月４日、第６９〜７０頁を参照。）３×３カプラの２つの検出ポートからの信号を減じることにより、ＳＦＳ源の限定的なノイズ源であるソース過剰ノイズを減じることができ、ハイドロホンによる位相変調誘導の強度変動が加わる。これは、サニャック干渉計が、ショットノイズの限られた性能に近づくことを可能にする。（キエール・クロカンス（Kjell Krakenes）らによる、水中音検出のためのサニャック干渉計：ノイズ特性（Sagnac interferometer for underwat
er sound detection: noise properties）、OPTICS LETTERS、第１４巻、第２０号、１９８９年１０月１５日、第１１５２〜１１４５頁を参照。）
サニャックベースの音響センサに対する先の研究は、単一センサ構成に限られてきた。サニャック干渉計の固有の利点のために、出願人は、大規模アレイのマッハ・ツェンダー干渉センサをサニャックベースのセンサと置換することが望ましいと判断した。上に論じたサニャックセンサ１００の各々は、何キロメーターものファイバを必要とし、多くのそのようなセンサを大規模アレイに挿入することを非実際的でないものとしている。再循環遅延ループを用いてファイバ長の要求を低減する研究は、再循環ループ内にＥＤＦＡを組込むために使うファイバがかなり少なくてすむが高ノイズを被るセンサを生み出した。（たとえば、Ｊ．Ｔ．クリングルボット（J.T. Kringlebotn）らによる、エルビウムドープトファイバ増幅器を有する再循環リングを含むサニャック干渉計（Sagnac Interferometer Including A Recirculating Ring With An Erbium-doped Fibre Amplifier、OFS '92 Conference Proceedings、第６〜９頁を参照。）必要とされるファイバを減らすための新規なアプローチを以下に記載する。
サニャック干渉計に基づく新規なセンサアレイ
以下に述べるように、出願人は、複数のセンサを同じ遅延ループに多重化することによりサニャックベースの大規模アレイに必要とされるファイバの量を低減する新規なシステムを発見し、実際的なサニャックセンサアレイ（ＳＳＡ）をもたらした。図２に示すように、この発明に従うサニャックセンサアレイ２００は、単一の遅延ループ２１４につながれる、はしご構成のハイドロホン２１２（ｉ）のアレイ２１０を含む。たとえば、図２は、それぞれのラング２１６（１）、２１６（２）…２１６（Ｎ）にＮ個のハイドロホン２１２（１）、２１２（２）…２１２（Ｎ）を有するサニャックセンサアレイ２１０を示す。サニャックセンサアレイ２１０における各ラング２１６（ｉ）は、それぞれのハイドロホン２１２（ｉ）のまわりに巻かれた単一のファイバを含む。３×３カプラ２２０から遅延ループ２１４およびアレイ２１０を通ってカプラ２２０に戻るすべての経路が別個のサニャック干渉計を含む。したがって、Ｎ個のセンサ２１２のアレイについて、Ｎ個の別個のサニャック干渉計があり、その各々が図１に示す単一ループサニャックセンサ１００と同様に挙動する。各サニャック干渉計は、空間中の別個の点、すなわちハイドロホン２１２（ｉ）の場所で音響信号を測定する。たとえば、遅延ループ２１４およびラング２１６（１）を含むサニャック干渉計は、ハイドロン２１２（１）において音響信号を測定する。さらに、各サニャック干渉計は、ループの他のところでも音響信号（たとえばノイズ）をピックアップするが、このノイズは以下に論じられるように有利には低減される。
サニャックセンサアレイ２００は、時分割多重化（ＴＤＭ）構成において最も簡単に理解される（非ＴＤＭ方式は後に論じられる）。ソース２２２（これは有利には従来のパルス源を含んでもよく、または外部変調器とともにｃｗ源を含んでもよい）は、光パルスを生成し、光パルスは、図２に示すように、カプラ２２０の第３のポートを介してサニャックループに入りＣＷ方向とＣＣＷ方向との両方に伝播する。アレイ２１０に達すると、ＣＣＷパルスは一列のＮ個の別個のパルスに分けられる。この時点で、ＣＷ入力パルスはアレイ２１０にまだ達しておらず依然として単一パルスである。ＣＷパルスがアレイ２１０に達すると、それはまた一列のＮ個のパルスに分けられる。ＣＷ列における各パルスはそれぞれのラング２１６（ｉ）を進んだ後３×３カプラ２２０に戻り、反対方向に同じラング２１６（ｉ）を進んできたＣＣＷ列のパルスと干渉する。したがって、Ｎ個のパルスが第１の検出器２３０および第２の検出器２３２によって検出され、各パルスは、Ｎ個のサニャックループのうちの１つのＣＷパルスおよびＣＣＷパルス（すなわち、同じそれぞれのラング２１６（ｉ）を通って反対方向に進んできた２つのパルス）を含む。ラングの異なった組合せを通って進むパルスは同一の光路を進まないので、そのようなパルスは、カプラ２２０に同時に存在せず、そのためカプラ２２２において互いに干渉し合うことはない。パルス幅は、隣接したセンサからのパルスが重ならないように、隣接したセンサ間の
遅延差よりも小さいものであるべきである。
図３に示すように、利得の小さいエルビウムドープトファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）２４０が有利には、ＥＤＦＡがマッハ・ツェンダー干渉センサアレイに追加されるのと丁度同じようにアレイ部２１０に追加される。（たとえば、クレイグ・Ｗ．ホッジソン（Craig W. Hodgson）らによる複数の光増幅器を組込む大規模ファイバセンサアレイの最適化−第１部：信号ノイズ比（Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part I: Signal-to-Noise Ratio）、JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY、第１６巻、第２号、１９９８年２月、第２１８〜２２３頁；クレイグ・Ｗ．ホッジソンらによる、複数の光増幅器を組込む大規模ファイバセンサアレイの最適化−第２部：ポンプパワー（Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part II: Pump Power）、JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY、第１６巻、第２号、１９９８年２月、第２２４〜２３１頁；ジェファーソン・Ｌ．ワグナー（Jefferson L. Wagener）らによる、エルビウムドープトファイバ増幅器を用いる新規なファイバセンサアレイ（Novel Fiber Sensor Arrays Using Erbium-Doped Fiber Amplifiers）、JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY、第１５巻、第９号、１９９７年７月、第１６８１〜１６８８頁；およびＣ．Ｗ．ホッジソンらによる、複数の光増幅器を有する大規模干渉ファイバセンサアレイ（Large-Scale interferometric fiber sensor arrays with multiple optical amplifiers）、OPTICS LETTERS、第２２巻、第２１号、１９９７年１１月２１日、第１６５１〜１６５３頁を参照。）ＥＤＦＡ２４０は、結合損および散逸損に失われた信号出力を再生することにより単一のアレイ２１０によって支持可能であるセンサの数を増やす。ＥＤＦＡは、有利には、スプリッティングカプラ２４４を介してかつ第１の波長分割多重化（ＷＤＭ）カプラ２４６および第２のＷＤＭカプラ２４８を介して１つ以上のポンプレーザ源２４２によりポンピングされる。
それはサニャック構成を用いるので、サニャックセンサアレイ２００は、上に論じた単一ループサニャックベースのセンサ１００の利点のすべてを有する。コモンパス設計により、干渉カプラ２２０においてソース位相ノイズが強度ノイズに変換することがなくなる。ソース２２２は、１．５５μｍで安価にハイパワーを与えるファイバＡＳＥ（拡大自然放出）源（すなわち上に論じたＳＦＳ）であり得る。直角位相近傍の受動的バイアスが、３×３カプラ２２０を用いることによりすべてのセンサについて達成可能である。また、３×３カプラ２２０は、検出器２３０、２３２で２つの干渉出力を検出しかつ２つの検出器の出力を用いてソース過剰ノイズを減じるための便利な手段を提供する。（たとえばＫ．クロカンス（K. Krakenes）らによる、単一サニャック干渉計と組合される２つの検出器の使用を示す、水中音検出のためのサニャック干渉計：ノイズ特性（Sagnac interferometer for underwater sound detection: noise properties）、OPTICS LETTERS、第１４巻、１９８９年、第１１５２〜１１５４頁を参照。）
この新規なサニャックセンサアレイ２００の特性を以下により具体的に論じ、その後に、サニャック干渉計を使用することから得られる周波数応答およびダイナミックレンジをより詳細に論じる。その後に、非ハイドロホンファイバループセグメントからの分散ピックアップの大きさの計算を、このピックアップの大きさを減じるための技術とともに記載する。偏光も以下に扱われる。サニャック設計によって導入されるノイズの新しいソースを次に論じる。最後に、サニャックセンサアレイのためのＴＤＭ以外の多重化方式を提示する。
この発明は、アレイ２１０の各ラング２１６（ｉ）における単一センサに関して以上に記載されたが、各ラング２１６（ｉ）は、有利には、たとえばここに引用により援用される、１９９７年３月１１日に出願され特許付与された米国特許出願番号第０８／８１４，５４８号に記載されるものなどの、複数のセンサを有するサブアレイを含んでもよいことが理解される。（Ｃ．Ｗ．ホッジソンらによる、複数の光増幅器を有する大規模干渉ファ
イバセンサアレイ、Optics Letters、第２２巻、１９９７年、第１６５１〜１６５３頁；Ｊ．Ｗ．ワグナーらによる、エルビウムドープトファイバ増幅器を用いる新規なファイバセンサアレイ、Journal of Lightwave Technology、第１５巻、１９９７年、第１６８１〜１６８８頁；Ｃ．Ｗ．ホッジソンらによる、複数の光増幅器を組込む大規模ファイバセンサアレイの最適化、第１部：信号ノイズ比、Journal of Lightwave Technology、第１６巻、１９９８年、第２１８〜２２３頁；およびＣ．Ｗ．ホッジソンらによる、複数の光増幅器を組込む大規模ファイバセンサアレイの最適化、第２部：ポンプパワー、Journal of Lightwave Technology、第１６巻、１９９８年、第２２４〜２３１頁も参照されたい。）
周波数応答
以上に述べたように、サニャックセンサは、方程式１によって与えられる周波数依存応答を有する。１／（２・Ｔdelay）として定義される、ループの適切周波数をかなり下回る周波数では、最小検出可能音響信号は音響周波数の逆数に比例する。低周波数でのこの音響感度の低減は、サニャック音響センサについて主要な関心となっている。しかしながら、低周波数でのこの感度の低減は、幸運なことに海洋ノイズフロア関数（floor）の増大と一致していることが指摘されている。（たとえば、スベール・クナドセンによる、光ファイバ干渉音響センサにおける大気および光ノイズ（Ambient and Optical Noise in Fiber-Optic Interferometric Acoustic Sensors）、ノルウェー科学技術大学論文第３章、マイケルソン干渉計およびサニャック干渉計に基づく光ファイバセンサ：応答性およびノイズ特性（Fiber-Optic Sensors Based on the Michelson and Sagnac Interferometers: Responsivity and Noise Properties）、１９９６年、第３７〜４０頁を参照。）理想的には、所与の周波数でのアレイの最小検出可能音響信号がその周波数での海洋ノイズフロア関数を下回る一定の量であるとすれば望ましいであろう。したがって、最小検出可能音響信号も、海洋ノイズフロア関数の増大と一致するように、より低い周波数では増大するであろう。この発明のサニャックセンサアレイ２００の周波数応答は実際に、海洋ノイズフロア関数と音響感度との良好な整合をもたらす。これは、１０μｒａｄ／√Ｈｚの光ノイズフロア関数、３．２×１０-7ｒａｄ／μＰａのハイドロホン位相応答性、および２０ｋｍの遅延ループ長とすると、サニャックセンサアレイに対する最小検出可能音響信号は曲線２５０としてプロットされる。（垂直軸は、１μｒａｄ／√Ｈｚの基準線に対するｄＢである。）図４にさらにプロットされるのは、これらの周波数での３つの主な海洋ノイズ源に対する海洋ノイズフロア関数と、この３つの源からのノイズから得られる合計とである。曲線２５２は、海の荒れ、地震、火山噴火などからのノイズを表わす。曲線２５３は、光伝送ノイズを表わす。曲線２５４は、ＤＳＳ０（遠距離伝送および暴風雨）ノイズを表わす。曲線２５６は、３つの主な源からのノイズフロア関数の合計（すなわち、曲線２５２、２５３および２５４の合計）を表わす。（たとえば、ロバート・Ｊ．ユリック（Robert J. Urick）による、海のノイズ背景：大気ノイズレベル（The noise background of the sea: ambient noise level）、Principles of Underwater Sound、第３版、第７章、マグローヒル（McGraw-Hill）、１９８３年、第２０２〜２３６頁を参照。）サニャックセンサアレイ２００の最小検出可能音響信号は、１０ｋＨｚより下のすべての周波数で海洋ノイズフロア関数を下回るほぼ一定量の検出可能信号を与えるような態様で増大する。したがってサニャックセンサアレイ２００の周波数依存応答は、低周波数音響検出を妨げない。マッハ・ツェンダーアレイは、サニャックセンサアレイと同じ傾向、すなわち周波数が低くなるにつれ低減してゆく感度を示すが、マッハ・ツェンダーアレイにおいては、低減してゆく感度はサニャックベースのセンサにおいてよりも小さい。
マッハ・ツェンダー干渉計もサニャックセンサアレイ２００も同様の周波数依存応答を有するが、それらの周波数応答のソースは基本的に異なっている。マッハ・ツェンダー干渉計センサアレイにおける最小検出可能信号の増大は、光ノイズフロア関数の増大によるものである。この光ノイズフロア関数の増大の原因は、経路不均衡なマッハ・ツェンダー干渉計によって導入される位相ノイズである。したがって、ノイズフロア関数は１０ｋＨ
ｚでは１０μｒａｄ／√Ｈｚであるが、それは周波数がより低くなるにつれ増大する。サニャックセンサアレイ２００において、最小検出可能音響信号の増大は、方程式１のｓｉｎ（ΩＴdelay／２）項によるものであり、光ノイズフロア関数の増大によるものでない。光ノイズフロア関数は、全周波数範囲にわたって一定の１０μｒａｄ／√Ｈｚである。
この差の重大さは、図５に示されるマッハ・ツェンダー干渉センサアレイとサニャックセンサアレイ２００とのダイナミックレンジを調べることによりわかる。センサのダイナミックレンジは、最小検出可能位相シフトと最大検出可能位相シフトとにより限界を設けられる。干渉センサについて、最大検出可能位相シフトは干渉計の非線形応答によって、最小検出可能位相シフトは光ノイズフロア関数によって限界が設けられる。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイもサニャックセンサアレイも、音響周波数範囲にわたって一定である最大検出可能位相シフトを有する。しかしながら、サニャックセンサアレイ２００はまた、横ばいの光ノイズフロア関数を有するので、横ばいの最小検出可能位相シフトを有するが、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイは、経路不均衡干渉計によって導入される位相ノイズにより生じる光ノイズフロア関数の増大のために最小検出可能位相シフトが増大する。したがって、サニャックセンサアレイ２００は全音響周波数において一定のダイナミックレンジを有するが、マッハ・ツェンダー干渉センサアレイは、低音響周波数で減少するダイナミックレンジを有する。これは図５において表わされ、（ｄＢ任意単位における）最小および最大検出可能音響信号がサニャックセンサアレイ２００およびマッハ・ツェンダー干渉センサアレイについてプロットされている。図５に示すように、どちらのアレイも１ｋＨｚより上では約１００ｄＢのダイナミックレンジを有し、位相ノイズはマッハ・ツェンダー干渉センサアレイを制限しない。１０Ｈｚで、位相ノイズはマッハ・ツェンダー干渉センサアレイに影響し、そのダイナミックレンジが約７４ｄＢに減じられる。一方で、サニャックセンサアレイ２００のダイナミックレンジは約１００ｄＢのままである。
遅延ループ長とハイドロホン応答性との関数としてループ適切周波数をかなり下回る周波数でのサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を調べると興味深い。これらの周波数では、方程式１のｓｉｎ（ΩＴdelay／２）因数はΩＴdelay／２として近似し得、サニャックセンサアレイ２００の応答性がφhとＴdelayとの積に比例することを示している。φh自体は各ハイドロホン２１２（ｉ）のファイバの量に比例し、Ｔdelayは遅延ループ２１４におけるファイバの量に比例する。したがって、ループ適切周波数をかなり下回る周波数での応答性は、ハイドロホンファイバ長と遅延ファイバ長との積に比例する。図６は、いくつかのサニャックセンサアレイ構成に対する最小検出可能音響信号をプロットしたものであって、各ハイドロホン２１２（ｉ）におけるファイバの長さと遅延ループ２１４におけるファイバの長さとの積は一定であるが、遅延ループ２１４と各ハイドロホン２１２（ｉ）とのファイバの相対的配分が変化している。たとえば、曲線２６０は、その遅延ループ２１４における４５ｋｍのファイバと各ハイドロホン２１２（ｉ）における１００メートルのファイバとを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わし、曲線２６２は、その遅延ループ２１４における３０ｋｍのファイバと各ハイドロホン２１２（ｉ）における１５０メートルのファイバとを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わし、曲線２６４は、その遅延ループ２１４における１５ｋｍのファイバと各ハイドロホン２１２（ｉ）における３００メートルのファイバとを有するサニャックセンサアレイ２００の周波数応答を表わす。図示のとおり、各サニャックセンサアレイ２００は、低周波数で同じ感度を有するが、それらそれぞれのループ適切周波数によって与えられる異なった周波数で最大の感度に近づく。したがって、低周波数での所与の最小検出可能音響信号について、遅延ループ２１４およびハイドロホン２１２（ｉ）のファイバ長さを選択することになおもいくらかの自由がある。必要とされるファイバの総量を最小にしたり遅延ループ長を最小にしたりするなど、サニャックセンサアレイ２００が他の基準を満足させるのに役立つようにこの自由を用いることができる。
サニャックセンサアレイのダイナミックレンジの増大
上に論じたように、サニャックセンサアレイ２００は、低い音響周波数でマッハ・ツェンダー干渉センサアレイよりも大きいダイナミックレンジを有する、なぜならそれは位相ノイズの影響を受けないからである。理想的には、アレイ２００は、発生する可能性の高い最強および最弱の音響信号を検出するのに十分なダイナミックレンジを与える。この要求はしばしば、約１５０ｄＢの必要とされるダイナミックレンジに至る。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイにおいてそのように大きなダイナミックレンジを達成するためには、各々が合計１５０ｄＢのダイナミックレンジの一部を検出し異なった位相応答性を有する２つの別個のセンサが必要とされる。この方式に対する明らかな不利益は、それが２つのセンサアレイ（すなわち、２倍の多さのハイドロホン、ラング、ソースおよび検出器）を必要とすることである。実際上、Ｎ個のハイドロホンを支持できるアレイが音響信号を検出できるのはＮ／２点においてのみである。
サニャックセンサアレイ２００では、さらなるハイドロホン２１２を使用することなしに大きなダイナミックレンジを達成することができる。サニャックセンサアレイにおける位相応答性は、方程式１に示すように、ハイドロホン応答性と遅延ループ長との関数であるので、ハイドロホンのアレイ全体の位相応答性は、遅延ループ長を修正することにより変更可能である。図７に修正されたセンサアレイ２６６に示すように、それぞれ長さＬ1およびＬ2の２つの別個の遅延ループ２１４（１）および２１４（２）を同時に用いることにより、アレイ２６６の検出範囲を劇的に増大させることができる。アレイ２６６は今や２Ｎ個の別個のサニャックループを有する。各ハイドロホン２１２（ｉ）は、２つの遅延ループ経路の各々について別個の信号を戻し、各遅延ループ２１４（１）、２１４（２）の長さが、その信号の音響検出範囲を決定する。各ハイドロホン２１２（ｉ）の音響検出範囲合計は、ハイドロホン２１２（ｉ）を取囲む２つのサニャックループセンサの各々の検出範囲の結合である。Ｌ1およびＬ2の長さが音響検出範囲を設定する。長さＬ1＋Ｌ2は、アレイ２６６が問題の最小音響信号を検出することが可能であるように選択される。そして、遅延ループ２１４（１）の長さＬ1は、このより短い遅延ループのみを進む信号の検出範囲を遅延ループ２１４（１）、２１４（２）の両方を進む信号の検出範囲の上に位置付けるように選択される。ＴＤＭシステムにおいては、第２のループの挿入の結果として、ソースパルスの繰返し周波数は、２Ｎ個のパルスが戻るための時間を見込んで半分にされ、遅延ループ２１４（１）、２１４（２）の長さは、パルスの重なりがないように選択される。繰返し周波数が半分にされるので、各個々の信号のダイナミックレンジは３ｄＢだけ減少する。この減少は、２つの別個の信号のダイナミックレンジをピギーバックすることにより達成される全体のダイナミックレンジの増大によって十二分に相殺される。図７において、第２の遅延ループ２１４（２）は、第２の遅延ループ２１４（２）を通過するすべての光が第１の遅延ループ２１２（１）を通過するように位置決めされる。代替的に、２つの遅延ループ２１４（１）、２１４（２）は、第２の遅延ループ２１４（２）を通過する光が第１の遅延ループ２１４（１）を通過しないように光学的に並列であってもよいことが理解される。そのような場合には、第２の遅延ループ２１４（２）のファイバ長さは、第１の長さおよび第２の長さの合計（すなわちＬ1＋Ｌ2）でなければならないだろう。しかし、Ｌ1はＬ2よりもかなり短いので、この調節は必須ではない。図７の実施例は、第１の遅延ループの長さを第２の遅延ループに加えることにより全体のファイバ要求を低減する。
図８は、アレイ２６６において２つの遅延ループ２１４（１）、２１４（２）を用いることにより可能にされる拡大したダイナミックレンジであって、各信号のダイナミックレンジは１００ｄＢでありかつＬ１／Ｌ２の比は５０００に設定されていることを示す。図示のように、アレイ２６６は今や、ハイドロホンの数を増やすことなしに、問題のダイナミックレンジ（約１６０ｄＢのレンジ）全体を検出することができる。
分散センシング
サニャックセンサアレイ２６６においては、干渉計におけるいずれの位相変調も、干渉する３×３カプラ２２０で強度変調に転送され得る。サニャックループ全体にわたるこの分散センシングは、音響センサアレイに対しては不利益である。実際的であるためには、音響センサアレイは空間内のいくつかの離散点で（すなわちハイドロホンで）音響信号をサンプリングし、これらの信号を独立して返すべきである。マッハ・ツェンダー干渉センサアレイがこれを達成するのは、干渉計が小さな空間に制限されており、よってそのポイントでしかセンシングしないからである。サニャックセンサアレイ２６６が実際的であるためには、サニャックループの分散センシングは減じられねばならない。
干渉計のファイバの大部分は遅延ループ２１４を構成するが、これは２つの位置に配置され得る。第１のものは、図９Ａに示すように、乾いた端（すなわち、水の外）におけるソース２２２および検出電子部品（すなわち、検出器２３０および検出器２３２）を備える。ここで遅延ループ２１４は、どのような外部変調をも最小化するために環境的に遮断され得る。しかしながら、濡れた端をアレイ部分２１０に接続するダウンリードファイバ２７０、２７２は干渉計の一部である。第２の可能性は、図９Ｂに示すように、遅延ループ２１４を濡れた端（すなわち、水中）に位置決めすることである。よって、遅延ループ２１４は乾いた端に位置決めされた場合と同じ程度には分離不可能であるが、ダウンリードファイバ２７０、２７２、２７４は干渉計の外部にあるのでセンシングしない。ダウンリードと遅延ループ分散ピックアップとの相対的な大きさが、特定の用途に対してどの構成が最適であるかを決定する。もし遅延ループ２１４が乾いた端（図９Ａ）に場所決めされていれば、ダウンリードファイバ２７０、２７２は静止したままで、非常に大きな位相変調を誘引するおそれがあるこれらのファイバの曲げや振動などの物理的な動きを防がなければならないことに留意されたい。これらは、音響的に誘導される位相変調に対して、ファイバの動きに誘導される位相変調である。（そのような物理的運動は、曳航アレイにおいては問題であるが、静置アレイにおいては顕著な問題ではない）。こうして、もし遅延ループ２１４が乾いた端に位置決めされていれば（図９Ａ）、サニャックセンサアレイ２１０の濡れた端全体が静止していなければならない。しかしながら、遅延ループ２１４が濡れた端に場所決めされていると（図９Ｂ）、図９Ｂの３×３カプラ２２０の右部分だけが静止したままでべきであるが、これはダウンリードファイバ２７０、２７２、２７４が干渉計の一部ではないからである。遅延ループが濡れた端に場所決めされている場合（図９Ｂ）、遅延ループファイバは感度を抑制されねばならない。遅延ループ２１４は、遅延ループファイバを感度抑制シリンダ（図示せず）の周りに巻きつけることにより静止させることができ、こうしてファイバの動きをなくして主要な分散ピックアップ信号源の音響ピックアップを行なう。運動誘導位相変調に対するファイバの感度抑制よりも、音響誘導位相変調に対するファイバの感度抑制のほうが容易であるので、遅延ループ２１４を濡れた端に場所決めする構成（図９Ｂ）が曳航アレイ用途に対して好ましく、これを以下に詳述する。
遅延ループにおいて誘導される音響ピックアップノイズの計算
このセクションにおいては、図９（ｂ）のサニャックセンサアレイ２１０における音響誘導ハイドロホン位相変調と比較した音響誘導分散ピックアップノイズの大きさに対する推定値が導出される。遅延ループおよびバスファイバ（各ハイドロホンを遅延ループおよび３×３カプラに接続するファイバ）における音響信号のピックアップから生じる分散位相変調による強度変調は、ノイズ源と考えられる。以下の説明においては、サニャックセンサアレイの１つのループが、図１０に示すように、長さＬdの唯一の遅延ファイバ、長さＬbのバスファイバ、長さＬhのハイドロホンファイバ、および全長Ｌを含むと考える。また、ＬdはＬbおよびＬhよりも長いと仮定する。音響信号に対するファイバの位相応答性は、圧力依存伝搬定数βから生じる。一般的に、位置ｌおよび時間ｔでの伝搬定数の圧
力依存成分は、以下のように表し得る：
β（ｌ，ｔ）＝β0Ｒ（ｌ）Ｐ（ｌ，ｔ） （２）
ここでβ0はゼロ圧力伝搬定数であり、Ｒ（ｌ）は正規化されたファイバの位相応答性であり、Ｐ（ｌ，ｔ）は空間および時間の関数としての圧力である。
Figure 0004184265
ここでＰ0は定常状態圧力であり、Ｐmは圧力変調の振幅であり（ｌからは独立していると仮定する）、θ（ｌ）は音響波の空間位相変動を含む。一般的に、ｌ＝ｌ1からｌ＝ｌ2への音響誘導位相変調によるサニャックループにおける干渉ビーム間の誘導位相差は、次の積分から得られる：
Figure 0004184265
ここでｖはファイバ内の光の速度であり、Ｌはループの長さである。方程式３を方程式４に代入すると、以下が得られる：
Figure 0004184265
方程式５は、ハイドロホン、バス、および遅延ファイバの音響変調による干渉ビーム間の位相差を求めるために用い得る。
ハイドロホンファイバに対して、方程式５はｌ1＝ｌd＋ｌb／２からｌ2＝ｌd＋ｌb／２＋ｌhまで積分し得る。θ（ｌ）はこの範囲をわたって一定であると仮定する（すなわち、音響波長はハイドロホンのダイメンションよりも大きい）。また、正規化されたファイバの位相応答性Ｒ（ｌ）は一定であり、この範囲におけるＲhに等しいと仮定する。方程式５により、ハイドロホンファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅が求められる：
Figure 0004184265
方程式２は方程式１で与えられる数式に適合することに留意されたい。
バスファイバに対しては、上下のバスラインの両方を含むよう、方程式５は第１にｌ1＝ｌdからｌ2＝ｌd＋ｌb／２、次いでｌ1＝Ｌ−ｌb／２からｌ2＝Ｌまで積分する。再び、Ｒ（ｌ）は一定でありすべてのバスファイバに対してＲbと等しいと仮定され、よってθ（ｌ）は方程式５の積分において一定である。ファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅は以下のようになる：
Figure 0004184265
遅延ファイバに対しては、方程式５はｌ1＝０からｌ2＝ｌdに積分され、かつ上と同様に、θ（ｌ）はこの範囲をわたって一定であり（すなわち、遅延ループコイルは音響波長よりも小さい）、Ｒ（ｌ）は一定であり、積分をわたってＲdと等しい。方程式５により、遅延ファイバ変調による干渉ビーム間の位相差振幅が、以下のように求められる：
Figure 0004184265
方程式６から方程式８により、これらの位相変調振幅の相対的な大きさが計算できる。第１に、たとえばＪ・Ａ・ブカーロ（J. A. Bucaro）他の「光ファイバセンサ被覆（Optical fibre sensor coatings）」、Optical Fiber Sensors、Proceedings of NATO Advanced Study Institute、１９８６年、pp.321-338に説明されるように、標準のプラスチック被覆ファイバは、−３２８ｄＢ ｒｅ １／μＰａの、正規化された位相応答性Ｒを有することに留意されたい。一方、たとえばＣ・Ｃ・ワン（C. C. Wang）他の「商業用途の超高速応答光ファイバハイドロホン（Very high responsivity fiber optic hydrophones for commercial applications）」、Proceedings of the SPIE - The International Society for Optical Engineering、Ｖｏｌ．２３６０、１９９４年、pp.360-363に説明されるように、エアバックされた（air-backed）マンドレルから製作される、電流（current）ハイドロホンの周りに巻かれたファイバは、−２９８ｄＢ ｒｅ １／μＰａの正規化された位相応答性を有し、標準のファイバよりも３０ｄＢ増大する。遅延ループおよびバスファイバが標準プラスチック被覆ファイバの正規化位相応答性を有しハイドロホンファイバがエアバックされたマンドレルの周りに巻かれると想定すると、Ｒh対ＲbまたはＲdの比は約３０ｄＢである。したがって、方程式６から方程式８に到着するための簡略化された想定のもとで、以下が求められる：
Figure 0004184265
こうして、ハイドロホンファイバがサニャックループ全体の中では比較的少量を占めるという事実にも関わらず、ハイドロホンファイバにおける音響誘導位相変調は、最も遠いハイドロホンに対してさえも、遅延ループファイバおよびバスファイバにおける音響誘導位相変調よりも大きい。以下のセクションは、空のラングを用いてこのレベルの分散ピックアップノイズに対処するための手段を説明する。
遅延ループファイバに対する方程式５における積分を評価するために、Ｒ（ｌ）＝Ｒdであって、すべてのｌはＬdよりも小さいと仮定する。このＲ（ｌ）が一定であることにより、方程式５のｌ＝（ｌ−Ｌd）からＬdへの積分に対するどのような寄与もなくなる（被積分関数がＬ／２についての奇関数となるため）。しかしながら、長いファイバをコイル巻きするとＲ（ｌ）においてｌに対するいくらかの依存性が生じる（おそらく、ファイバの内層が外層とは異なったＲを有するため）。これらのＲ（ｌ）におけるばらつきは、遅延ループピックアップをｌ＝Ｌ−ＬdからＬdに増大させる。このピックアップを減じるために、Ｒ（ｌ）は、方程式５の被積分関数をＬ／２に対して奇関数にするために、Ｌ／２の周辺でのみ偶関数であればよいことを第１に留意されたい。図１１に示されるように、ファイバループの対称点を隣どうしに配置する態様で遅延ループを巻くことにより、Ｒ（ｌ）をＬ／２に対してより対照的にすることができる。そのような巻きは、遅延ループの対象点が互いに対して近傍に配置されることを確実にし、よってコイル上のファイバの位置によるＲ（ｌ）におけるどのようなばらつきもＬ／２に対して可能な限り対象的であり、よって遅延ピックアップは方程式８の数式に可能な限り近づく。サニャックセンサアレイにおける各サニャックループは、異なったＬ／２ポイントを有し、１つのループのみが図１１に示される通りに巻かれることができ、それによりサニャックループの１つを除くすべてにＲ（ｌ）において小さな奇数性（oddness）を導入することに留意されたい。
ハイドロホンでのファイバの音響感度を向上させることに加えて、特定の直径の金属被覆を付与することによりファイバの感度を抑制することも可能である。（たとえば、上で引用したＪ・Ａ・ブカーロの「光ファイバセンサ被覆」を参照のこと）。−３６６ｄＢ ｒｅ １／μＰａという低さの測定された正規化位相応答性が報告されている。そのようなファイバが遅延またはバスラインで用いられていれば、Ｒh対Ｒbの比またはＲh対Ｒdの比は６８ｄＢに近づき（プラスチック被覆遅延およびバスファイバでの３０ｄＢを除く）、ハイドロホン誘導信号を、遅延およびバス誘導信号より３８ｄＢ増大させる。
空のラングを用いた分散ピックアップノイズの減少
さらに分散ピックアップ信号をなくすために、図１２に示すようにアレイ２１０にハイドロホンを含まない空のラング３００を配置することにより、ハイドロホン誘導音響変調を分散ピックアップ変調から分離することができる。センシングラングと称するハイドロホン２１２（ｉ）を含む各ラング２１６（ｉ）の前には、１つの空のラング３００（ｉ）が配置される。各ループの空のラング（ｉ）を閉じ込める非センシングファイバは、ループの対応のセンシングラング２１２（ｉ）を閉じ込める非センシングファイバとほぼ同一であるという事実は、空のラング３００（ｉ）および対応のセンシングラング２１２（ｉ）がほぼ同じ分散ピックアップ信号を有するであろうことを意味する。この空のラング３００（ｉ）をアレイ２１０内の別のセンサとして扱い、空のラング３００（ｉ）およびセンシングラング２１２（ｉ）からオーバーラップしないよう適切にパルスをタイミング（ＴＤＭ方式で）することにより、各センシングラング２１２（ｉ）に現れる分散ピックアップ信号を測定することができる。検出の後に、この信号はセンシングラング信号から除去することができ、ハイドロホンファイバにおける位相変調によって生成された強度変調のみが残される。そのような方策を実現すると、Ｎセンサアレイ２１０に対して２Ｎラングが必要になるので、個々の信号のデューティサイクルが半分に減じられる。
もしアレイ２１０のバス部分の感度抑制が必要でなければ、単一の空ラング３００をアレイ２１０内に配置して、遅延ループ２１４に関連する分散ピックアップ信号を測定することができるので、Ｎセンサに対してＮ＋１ラング（Ｎセンシングラング２１２（ｉ）および１つの空ラング３００）しか必要にならない。もし１つの空ラング３００が十分にセンシングラング２１２（ｉ）ごとの分散ピックアップ信号を測定しなければ、各センシングラング２１２（ｉ）に現れる分散ピックアップ信号がこれらの空ラング３００のうち最も近いもので十分に測定できるようになるまで、定期的な間隔でアレイに沿ってさらに空ラング３００を加えることができる。より少ない空ラングを用いると、個々の信号に対してより高いデューティサイクルをもたらす。図１２は、すべてのセンシングラングごとに空ラングが加えられた極端な例を示す。
偏光
いずれの干渉計センサにおける最大コントラストに対しても、干渉ビームの偏光状態（ＳＯＰ）は、再合成された場合に同一でなければならない。もしこれらが直交するのであれば、干渉は起こらず、よって振幅変調信号も存在しない。これは、偏光誘導信号フェージングと呼ばれる。サニャックセンサアレイ内の各センサはサニャックループなので、サニャックファイバジャイロスコープ内の偏光誘導信号フェージングに対して行なわれた研究は、サニャックセンサアレイにも同様に当てはまる。１つの有望な解決策は、サニャックループ内に減偏光子を配置することである。（たとえば、Ｋ・ベーム（K. Boehm）他の「超蛍光ダイオードを用いた低ドリフトファイバジャイロ（LOW-DRIFT FIBRE GYRO USING
A SUPERLUMINESCENT DIODE）」、ELECTRONICS LETTERS、Vol.17、No.10、１９８１年５月１４日、pp.352-353、を参照のこと）。減偏光子は、光強度の少なくとも半分が常に正しいＳＯＰで３×３カプラに戻ってくることを確実にする。この一般的な方策は、ループ複屈折にかかわらず、一定の可視度をもたらす。（たとえば、ウィリアム・Ｋ・バーンズ（William K. Burns）他の「減偏光された光での光ファイバジャイロスコープ（Fiber-Optic Gyroscopes with Depolarized Light）」JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY、Vol. 10、No.7、１９９２年７月、pp.992-999、を参照のこと）。最も簡単な構成は、ファイバ超蛍光源のような非偏光源と減偏光子とをループ内に用いる。図１３に示されるように、サニャックセンサアレイ２００においては、１つの減偏光子３１０がすべてのサニャックループに共通であるポイントに配置される。減偏光子３１０は、各センサ２１２（ｉ）が、ループ複屈折が一定である限り、複屈折から独立したこの一定の可視度を持つことを確実にする。これは、偏光誘導信号フェージングの扱いがマッハ・ツェンダー干渉計センサアレイにおいて用いられる方法よりも、非常に簡略化されていることを示す。
複屈折のゆっくりとした変化は、サニャック干渉計の相反する性質によって十分に打ち消されるであろうが、関連の音響範囲における周波数での複屈折変調は、偏光ノイズをもたらす。これらの周波数でのほとんどの複屈折は、物理的なファイバの運動の結果として生じる。こうして、サニャックループは、偏光ノイズ（および分散ピックアップ信号）を減じるために静置を保つべきである。
サニャック干渉計の使用により導入されるノイズ源
熱的位相ノイズ
ファイバの屈折率は温度によって変化するので、ファイバにおける熱の変動は、その中を移動する光に位相変動をもたらす。これらの率のばらつきはファイバの長さにわたって相関されないので、結果として生じる位相変動は長さの平方根に比例する。マッハ・ツェンダー干渉計は典型的には各アームにおいて１００メートル未満のファイバを用いるので、この熱的位相ノイズの大きさは無視できる。サニャック干渉計は、干渉計内に非常により多くのファイバを有し、その結果熱的位相ノイズは制限的なノイズ源となり得る。サニャック干渉計におけるこの熱的位相ノイズの大きさは、理論的に説明され、実験により確認されている。（たとえば、スヴェール・クヌドセン（Sverre Knudsen）他の、「サニャック干渉計のファイバにおける基本的な熱的誘導位相変動の計測（Measurements of Fundamental Thermal Induced Phase Fluctuations in the Fiber of a Sagnac Interferometer）」、IEEE Photonics Technology Letters、Vol. 7、No.1、１９９５年、pp.90-93；および、キエール・クロケンス他の、「ファイバにおける熱処理に対する光ファイバサニャックおよびマッハ−ツェンダー干渉計の比較（Comparison of Fiber-Optic Sagnac and
Mach-Zehnder Interferometers with Respect to Thermal Processes in Fiber）」、JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY、Vol. 13、No. 4、１９９５年４月、pp.682-686を参照のこと）。２ｋｍより長いループについては熱的位相ノイズは関連の周波数範囲において１μrad√Hzを超える可能性があるが、これは必要なアレイ感度のオーダである。
熱的位相ノイズは、遅延ループに対する外部変調に類似して、分散ピックアップノイズ源として考えられ、よって上述のように空ラングを用いて減じることができる。熱的位相ノイズは、ループ長さを短縮することによっても減じることができる。上述のように、遅延ループが短縮される分だけハイドロホンファイバ長さを延長することにより、低周波数感度を変化させることなくループ長さを短縮させることができる。たとえば、５０メートルのハイドロホンファイバを備えた４０ｋｍの遅延ループは、１００メートルのファイバを備えた２０ｋｍの遅延ループと同じ低周波数応答性を有する。しかしながら後者の組合せは、ループ全長がほとんど２分の１と短いので、熱的位相ノイズがより少ない。
カー効果誘導位相ノイズ
サニャック干渉計で生じ得るカー誘導位相シフトは、光ファイバジャイロスコープに対して非常に注目されてきた。（たとえば、Ｒ・Ａ・バーグ（R. A. Bergh）他の、「光ファイバジャイロスコープにおけるソース統計とカー効果（Source statistics and the Kerr effect in fiber-optic gyroscopes）、OPTICS LETTERS、Vol7、 No. 11,、１９８２年１１月、pp.563-565；Ｒ・Ａ・バーグ他の、「光ファイバジャイロスコープにおける光カー効果の補償（Compensation of the optical Kerr effect in fiber-optic gyroscopes）OPTICS LETTERS、 Vol. 7、No. 6、１９８２年６月、pp.282-284；およびＮ・Ｊ・フリーゴ（N.J. Frigo）他の「ファイバジャイロスコープにおける光カー効果：非単色ソースの効果（Optical Kerr effect in fiber gyroscopes: effecs of nonmonochromatic sources）」、OPTICS LETTERS、Vol. 8、No. 2、１９８３年２月、pp.119-121、を参照のこと）。しかしながら、ジャイロスコープはＤＣレベルを測定するので、ジャイロスコープに対する要求と音響センサに対する要求とは異なる。ファイバジャイロスコープを制限し得るカー誘導位相シフトにより生成される小さなＤＣオフセットは、音響センサでは問題
にならない。カー誘導ＤＣ位相シフトは、これがバイアスポイントを直角位相から離しすぎない限り、問題ではない。光源での強度ノイズは、出力にカー誘導位相ノイズを生成し得る。しかしながら、このカー誘導ＡＣ位相ノイズは、カー誘導ＤＣ位相シフトが小さいままである限り、小さい。サニャックセンサアレイにおけるカー誘導位相シフトの発生源は、ファイバジャイロスコープにおけるものとは異なる。サニャックセンサアレイの非対称性は、公称対称ジャイロスコープよりも容易にそのようなカー位相シフトを引き起こす。その非対称性は、非対称なアレイ部分およびＥＤＦＡの配置から生じ、一方のビームが遅延ループを伝搬する前に利得を得、次いで損失を被るのに対し、反対に伝搬するビームは損失を被り、次いで利得を得る。遅延ループ内でＥＤＦＡに適切な位置を選択することにより、これらの非対称性のバランスをとり、カー誘導位相シフトをなくすことが可能である。特定のものは、正確なアレイ構成およびどの多重化方式が用いられるかに依存する。
ＥＤＦＡから生じる非線形位相変調
ＥＤＦＡにおいて生じる反転分布は、その中を通過する信号光に位相シフトを誘導する（たとえば、Ｍ・Ｊ・Ｆ・ディゴネ（M. J. F. Digonnet）他の、「低パワー全光スイッチングに対するドープファイバにおける共鳴的に強調された非線形性：概要（Resonantly
Enhanced Nonlinearity in Doped Fibers for Low-Power All-Optical Switching: A Review）、OPTICAL FIBER TECHNOLOGY、 Vol. 3、No. 1、pp.44-64、を参照のこと）。この現象は全光干渉計スイッチを製作するために用いられてきた。サニャックセンサアレイにおいては、干渉計内のＥＤＦＡは同じ機構を介して非線形位相シフトを生成する。ポンプまたは信号パワー変動による反転分布におけるばらつきは、強度ノイズに変換される位相変調をもたらす。
このノイズ源の大きさを推定するために、反転分布がポンプおよび信号パワー変動にどのように応答するかを第１に求めなければならない。これは、エルビウムシステムに対する速度方程式によって行なうよりも、比較的直接的である。
Figure 0004184265
ここで、Ｎ1およびＮ2はそれぞれより低い状態および励起状態の集団密度であり、Ｎ0は集団密度合計であり、Ｉは強度であり、σは断面であり、Ａeffはファイバ内の実効モード領域であり、τ2はレベル２の寿命である。下付きｐおよびｓはそれぞれポンプおよび信号を示し、上付きａおよびｅはそれぞれ吸収および放出を示す。
Ｎ1、Ｎ2、Ｉp、Ｉsをそれらの定常状態および時間変動成分に分割し、次いでこれを方程式１２に代入して方程式１２と方程式１１とを組合せると、結果は以下のようになる：
Figure 0004184265
ここで、上付きｓｓは定常状態値を示し、時間変動成分は時間の陽関数として書かれる（Ｎ2＝Ｎ2 ss＋Ｎ2（ｔ））。Ｎ2（ｔ）はＮ2 ssよりも小さいと仮定すると、方程式１３の最後の２つの項は無視できる。Ｉp（ｔ）＝Ｉp mｓｉｎ（ｆpｔ）およびＩs（ｔ）＝Ｉs mｓｉｎ（ｆsｔ）（ここでＩp mおよびＩs mはＩp（ｔ）およびＩs（ｔ）の変調振幅をそれぞれ示し、ｆpおよびｆsはそれぞれポンプおよび信号変調周波数を表す）を書き、結果として生じる微分方程式を解くことにより、以下が得られる：
Figure 0004184265
λp＝１４８０ｎｍ、λs＝１５５０ｎｍ、およびＩp ss＝１Ｗであって、典型的なエルビウム−シリカ断面を想定するのであれば、方程式１４と方程式１５とは次のように簡略化される：
Figure 0004184265
ポンプ誘導反転分布変動（方程式１７）が第１に解析される。もしＩs ss＝１ｍＷ、Ｉp ss＝１Ｗであって、Ｉp m／Ｉp ss＝１０-6／√Ｈｚ（１２０ｄＢ／√Ｈｚ電子的ＳＮＲ）であると仮定されれば、４．３ｋＨｚより十分下の周波数で｜Ｎ2（ｆp）｜Ｎ2 ss＝９×１０-10√Ｈｚ-1である。この数字を位相変調に変換するためには、エルビウムドープファイバに吸収される１０ｍＷのポンプパワーが１５５０ｎｍで約７ラジアンの位相シフトを誘導するという事実を用い得る。（たとえば、Ｍ・Ｊ・Ｆ・ディゴネ他の、「低パワー全光スイッチングに対するドープファイバにおける共鳴的に強調された非線形性：概要」、OPTICAL FIBER TECHNOLOGY、 Vol. 3、No. 1、１９９７年１月、pp.44-64、を参照のこと）。シミュレーションを用いると、典型的なエルビウムドープファイバに吸収された１０ｍＷのポンプパワーは、１５５０ｎｍで約６ｄＢの小さな信号利得をもたらすが、これは分散ＥＤＦＡを備えたアレイにおける各増幅器によって要求される利得に近いものである。（たとえば、クレイグ・Ｗ・ホッジソン（Craig W. Hodgson）他の「多数の光増幅器を組み入れた大規模ファイバセンサアレイの最適化−第１部：信号対ノイズ比（Optimization of Large-Scale Fiber Sensor Arrays Incorporating Multiple Optical Amplifiers-Part I: Singal-to-Noise Ratio）」；クレイグ・Ｗ・ホッジソン他の「多数の光増幅器を組み入れた大規模ファイバセンサアレイの最適化−第２部：ポンプパワー（Part II:
Pump Power）」；ジェファーソン・Ｌ・ワグナー（Jefferson L. Wagener）他の「エルビウムドープファイバ増幅器を用いた新規なファイバセンサアレイ（Novel Riber Sensor
Arrays Using Erbium-Doped Fiber Amplifiers）」；および上述のＣ・Ｗ・ホッジソン他の「多数の光増幅器を備えた大規模干渉計ファイバセンサアレイ）」を参照されたい）。したがって、各増幅器は約７ラジアンのＤＣ位相シフトをもたらす。非線形位相シフトがより高い状態の集団Ｎ2に比例するので、ΔＮ2／Ｎ2 ss＝Δφ／φssと書くことができる。この関係と方程式１７とを再びＩs ss＝１ｍＷ、Ｉp ss＝１Ｗ、Ｉp m／Ｉp ss＝１０-6／√Ｈｚおよびｆs＜＜４．３ｋＨｚに用いると、各ＥＤＦＡによって誘導される低周波数位相ノイズは（７ラジアン）×（９×１０-10）√Ｈｚ-1＝６．３×１０-9ｒａｄ／√Ｈｚとなる。このような増幅器が合計で５００あり、５００の増幅器のすべてからの位相変調がコヒーレントに加算されると仮定すると、ポンプノイズ誘導位相シフトの合計は３．２μｒａｄ／√Ｈｚであると推定される。目標となる位相ノイズフロア関数は典型的には１μｒａｄ／√Ｈｚであると設定され、ポンプパワー変動によってＥＤＦＡによって誘導される非線形位相ノイズは要求される位相ノイズフロア関数に近似するが、これよりも顕著に大きくはないことを示す。実際には、増幅器の位相変調はコヒーレントには加算しないので、３．２μｒａｄ／√Ｈｚの数値は低くなる。
信号パワー変動によって誘導される位相シフトの計算はより複雑であるが、これは信号パワーは強度ノイズを有するだけでなく、多重化方式によっても変調されるためである。再びＴＤＭの場合を考察すると、一般的に、所与のパルスが特定のＥＤＦＡを通って移動する間に、同時にそのＥＤＦＡを通って反対方向に伝搬するパルスがある場合も、ない場
合もあり得る。常に反対方向に伝搬するパルスがあるという最悪の場合を考えると、Ｉs mは各パルスの強度ノイズの２倍である。増幅器に対しては、Ｉs mは典型的には各パルスの強度ノイズの１．５から２倍である。信号光が音響周波数で１２０ｄＢ／√Ｈｚの電子ＳＮＲを有する（すなわちＩs m／Ｉs ss＝１０-6／√Ｈｚ）と仮定し、この数値をＩp ss＝１ＷおよびＩs m＝２ｍＷとともに方程式１８に挿入すると、４．３ｋＨｚよりも低い周波数で｜Ｎ2（ｆs）｜／Ｎ2 ssは約２．４×１０-9√Ｈｚ-1であると計算され、よって各ＥＤＦＡにおける信号強度ノイズによって誘導される位相ノイズは１．６８×１０-8ｒａｄ／√Ｈｚである。再び、５００の増幅器とすべてのＥＤＦＡ誘導位相変調のコヒーレントな加算とを想定すると、各パルスにおけるＥＤＦＡ誘導位相ノイズの合計は８．４μｒａｄ／√Ｈｚであり、これはやはりサニャックセンサアレイの性能を制限するおそれのあるレベルである。しかしながら、より正確な計算のためには、多重化方式およびアレイの正確なタイミングを考慮したより詳細な研究が必要となる。
サニャックアレイにおける多重化方式
時分割多重化
ここまで、サニャックセンサアレイはＴＤＭ構成において動作されると想定してきた。サニャックセンサアレイにおいては、そのようなＴＤＭシステムに対するソース要件は、ＴＤＭ構成におけるマッハ−ツェンダー干渉計センサアレイのものほどは厳しくないことに留意されたい。この理由は、サニャックセンサアレイにおいて用いられる広帯域ソースである。マッハ−ツェンダー干渉計センサアレイにおいては、隣接するラングからの光は狭い線幅ソースによってコヒーレントであり、したがってマルチパスコヒーレント干渉を防ぐためには入力パルスにおいて極度に高い消光比が必要となる。この高消光比要件は、多数の変調器を直列に配置することにより達成されるが、その結果、複雑で損失が多く高価であるソースとなる。サニャックセンサアレイにおいては、消光比はそれほど高い必要はないが、これは広帯域ソースがマルチパスコヒーレント干渉の可能性をなくすからである。さらに、マッハ−ツェンダー干渉計センサアレイによって要求される狭い線幅では、外部でニオブ酸リチウム強度変調器によって変調される持続波（ｃｗ）レーザソースの代わりにパルスレーザソースを用いることができない。サニャックセンサアレイにおいては、外部で変調される持続波ＡＳＥソース、パルス付けＡＳＥソース、またはそれらの何らかの組合せのいずれかを用いてソースを構築し得る。再び、この理由は、サニャックセンサアレイが狭い線幅ソースを必要としないためである。この発明は狭い線幅ソースを必要としないが、この発明のサニャックセンサアレイはたとえばレーザのような狭い線幅ソースとも用い得ることを理解されたい。
周波数分割多重化
広帯域ソースを用いることにより、サニャックセンサアレイはまた、設計の変更または付加的なソースを必要とすることなく、非ＴＤＭ構成において動作することもできる。周波数分割多重化（ＦＤＭ）は、位相生成キャリア（Phase-Generated Carrier、ＰＧＣ）方式を用いるマッハ−ツェンダー干渉計センサアレイで一般に用いられているが、サニャックセンサアレイにも適合する。図１４は、ＦＤＭ方式を用いる基本的なサニャックセンサアレイ４００を示す。ファイバ超蛍光源（ＳＦＳ）４０２（または、たとえばＬＥＤなどの他の広帯域ソース）が入力光を生成する。チャープ周波数生成器４０６によって制御される強度変調器４０４を介して、入力光にチャープ強度変調が加えられる。変調された光は３×３カプラ４１２を介してセンサアレイ４１０に入る。光は、遅延ループ４１４と、それぞれのセンサ４１８（ｉ）を有する複数のセンシングラング４１６（ｉ）とを通過する。所望であれば空のラング（図示せず）も含んでよい。遅延ループ４１４およびラング４１６（ｉ）を通過した後で、光はカプラ４１２を介してセンサアレイ４１０から出て、検出器４２０によって検出されるが、これは検出光に応答して光出力信号を生成する。検出器４２０からの電気的出力信号は、チャープ周波数を時間Δｔだけ遅延させる遅延４２４によって遅延された、同じチャープ周波数とミキサ４２２でミキシングされる。図１
４に示されるセットアップにおいては、ミキサ４２２の出力は、スペクトルアナライザ４２６に与えられる。動作の実施例においては、ミキサ４２２の出力は信号処理サブシステム（図示せず）に与えられ、これはミキサ４２２の出力を解析してアレイ４１０に入る音響信号を再生成する。
さまざまなラング４１６（ｉ）におけるセンサ４１８（ｉ）から戻ってくる信号は、遅延されたチャープ周波数に対してさらに遅延される。これを図１５におけるグラフに、元のチャープ周波数４５０、遅延４２４からの遅延されたチャープ周波数４５２、第１のラングからのチャープ戻り信号４６０、第２のラングからのチャープ戻り信号４６２、および第３のラングからのチャープ戻り信号４６４として示す。ミキサ４２２において、別々のビート周波数ｆb1４７０、ｆb2４７２、ｆb3４７４のそれぞれ（図１４に示す）が、ミキシングチャープ周波数４５２とサニャックセンサアレイ４１０におけるさまざまなラングから戻ってくる信号の各々との間で形成される。（たとえば、Ｓ・Ｆ・コリンズ（S. F. Collins）他の「ＦＭＣＷ生成キャリアを用いた光ファイバ干渉センサに対する多重化方式（A Multiplexing Scheme For Optical Fibre Interferometric Sensors Using An FMCW Generated Carrier）」OFS '92 Conference Proceedings, pp.209-211、を参照のこと）。図１５には３つのチャープ戻り信号４６０、４６２、４６４しか示されていないが、最大Ｎまでの戻り信号を提供し得ることが企図され、ここでＮはアレイ４１０におけるラングの数である。Ｎ番目のラングからのチャープ戻り信号は、ミキサ４２２においてビート周波数ｆbNをもたらす。
図１４のスペクトル出力の図形に示されるように、信号の音響変調はビート周波数に対して上側波帯４８０、４８１、４８２および下側波帯４８４、４８５、４８６として現われる。このＦＤＭ方式の利点は、アレイタイミングに対する要求が、ＴＤＭシステムでの要求よりも大幅に緩和されていることである。ＴＤＭシステムは、パルスのオーバーラップを防ぐために隣接するラングの間の特定の遅延を必要とするが、これは厳しい技術上の問題を提示し得る。ＦＤＭにおいては、ファイバ長さにおけるばらつきはビート周波数をシフトさせるが、これらのビート周波数が音響検出範囲の２倍だけ分離されている限り、信号の間のオーバーラップを引き起こさない。これは、適切なチャープレートを選択することにより達成される。ＴＤＭシステムとは異なって、すべての経路は常に光を返すが、これは異なった非コヒーレント信号間の位相ノイズをもたらし得る。広帯域ＡＳＥ光源は、この位相ノイズの大きさを最小化する。（たとえば、モスレー（Moslehi）の、「任意のコヒーレンス時間でレーザソースを用いた光ファイバシステムにおける光位相ノイズの解析（Analysis of Optical Phase Noise in Fiber-Optic Systems Employing a Laser Source with Arbitrary Coherence Time）」Journal of Lightwave Technology, Vol.LT-4, No.9, September 1986, pp.1334-1351、を参照のこと）。
符号分割多重化
符号分割多重化（ＣＤＭ）は、センサアレイでの使用について最近注目を集めている。（たとえば、Ａ・Ｄ・カーシー（A.D. Kersey）他の、「低減位相ノイズおよび低クロストークによる符号分割多重化干渉計アレイ（Code-division Multiplexed interferometric Array With Phase Noise Reduction And Low Crosstalk）」OFS '92 Conference Proceedings, pp. 266-269；およびＨ・Ｓ・アルラウェシディ（and H.S. Al-Raweshidy）他の「干渉計光ファイバセンサの受動的多重化に対する拡散スペクトル技術（Spread spectrum technique for passive multiplexing of interferometric optical fibre sensors）」SPIE, Vol. 1341 Fibre Optics '90, pp.342-347、を参照のこと）。図１６のサニャックセンサアレイ６００に示されるように、ＣＤＭにおいては、ファイバ超蛍光源６０２（またはたとえば、ＬＥＤのような他の広帯域ソース）からの入力光は、コードジェネレータ６０６によって生成される擬似ランダムコードに従って強度変調器６０４において変調される。変調された光は、３×３カプラ６１０を介して干渉計ループ６０８に与えられ、
アレイ６１２内の遅延ループ６１４および複数のラング６１６（ｉ）を通って伝搬する。示される実施例においては、各ラング６１６（ｉ）はそれぞれのセンサ６１８（ｉ）を含む。所望であれば空のラング（図示せず）をも含み得る。光は３×３カプラ６１０から戻り、検出器６２０によって検出される。検出器６２０の電気的出力はコードジェネレータ６０６の出力とともに相関器６２２に与えられ、この出力は遅延６２４によってτcor期間だけ遅延される。擬似ランダムコードに対するビット持続時間はアレイ６１２における隣接するラングの間の伝搬遅延よりも短い。τcorがそれぞれのラング６１６（ｉ）を通るループ移動時間τiの１つに等しい場合、ラング６１６（ｉ）におけるこのセンサから戻ってくる信号は遅延された擬似ランダムコードに相関される。
Figure 0004184265
相関プロセスは、たとえば相関コードがオンであるかオフであるかに依存して、検出された信号を１または−１で乗算する（または電子ゲート６３０における信号を、差動増幅器６３２の非反転および反転入力にゲート制御する）ことに関わる。ライン６３４における差動増幅器の出力は、相関された出力である。信号は次いで、コードの持続時間と等しい期間ｔavgをわたって時間平均される。非相関信号はゼロに時間平均され、それにより信号をセンサ６１８（ｉ）から分離する。τcorはスキャンされて、すべてのセンサから信号をシーケンシャルに検索する。
ＴＤＭに対するＣＤＭの利点は、センサ間の遅延を正確に制御する必要がないことである。｜τj−τj±１｜＞τbitであるどのようなループ遅延τjも受入れることができる（ここでτbitはコードにおけるパルスの持続時間である）。相関は、τjがわかっていることが必要であるが、これは容易に測定される。ＦＤＭにおいては、広帯域ソースの利用は、すべての信号を加算することにより生ずる位相ノイズを減じるという利点を有する。
上で、サニャック干渉計に基づく音響センサアレイに対する新規な設計を説明した。この設計の主要な利点は、コモンパス干渉計の使用である。これは、マッハ−ツェンダー干渉計センサにおいては一般的である、ソース位相ノイズの強度ノイズへの変換を防ぎ、安価で高パワーのＡＳＥソースまたは他の広帯域ソースを用いることを可能にする。音響周波数の関数としてのサニャックセンサアレイの応答は、海洋ノイズフロア関数（ocean noise floor）に整合するよう示される。この設計はまた、１つの付加的な非常に短い遅延ループを用いることにより、ハイドロホンを追加することなくダイナミックレンジを劇的に増大させることを可能にする。偏光誘導信号フェージングをなくすための技術は、上で説明した。サニャックセンサアレイはまた、標準のマッハ−ツェンダーアレイよりも簡単な形式で、いくつかの多重化方式を用いることをも可能にする。これらの特徴により、サニャックセンサアレイ設計は、マッハ−ツェンダー干渉計ベースのセンサアレイに対する非常に有望な代替物を提供する。
折り畳みサニャックセンサアレイ
図１７から図２０は、サニャック効果に基づく分散音響センサアレイの代替的な実施例を示すが、これはダウンリードファイバからの分散ピックアップを減じるよう変更されたアーキテクチャを有する。特に、図１７は、ソース７０２、第１の検出器７０４、および第２の検出器７０６を含む基本的な折り畳みサニャック音響ファイバセンサアレイ７００を示す。好ましくは、ソース７０２、第１の検出器７０４および第２の検出器７０６は、センサアレイ７００の乾いた端に位置決めされる（たとえば、海岸または船上）。
ソース７０２は光パルスを生成し、これはダウンリードファイバ７０８を介して３×３カプラ７１０と結合される。示されるように、３×３カプラは濡れた端（たとえば、海底の近傍）に位置決めされる。３×３カプラ７１０は第１の出力ポートを共通ファイバラング（ラング０）７１２の一方端に結合され、第２の出力ポートをアレイ７１６の第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４に結合され、第３の出力ポートは非反射的に終結される。ソース７０２からの光の約３３％が３×３カプラの第１および第２のポートの各々に結合され、こうして光の約３３％が共通ファイバラング７１２に伝搬し、光の約３３％がアレイ７１６に伝搬する。上述のように、ここでは３×３カプラ７１０として記されているが、他のｎ×ｍカプラ（たとえば、２×２カプラ、４×４カプラなど）を図１７の実施例および下に説明するこの発明の代替的な実施例に用いることができる。
アレイ７１６は、複数のラング７１８（ｉ）（すなわち、７１８（１）、７１８（２）…７１８（Ｎ））を含み、これは第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４と第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０との間に結合される。各ラング７１８（ｉ）は、それぞれの音響センサ（すなわちハイドロホン）７２２（ｉ）を含む。アレイ７１６は有利に、図３に関連して説明したような、分散エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）７２４を含む。（ＥＤＦＡ７２４に対するポンプソースは図１７には示さない）。ここではアレイ７１６に関して説明するが、この発明に他のアレイ構成をも有利に用いることができる。
第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０は、アレイ７１６を２×２カプラ７３０の第１のポートに結合する。共通ラング（ラング０）７１２の第２の端部は、２×２カプラ７３０の第２のポートに結合される。ここでアレイ７１６は複数のセンサ７２２（ｉ）を含むように説明されるが、この発明は単一のセンサ７２２のみを有するセンサシステムに対しても適用可能である。
２×２カプラ７３０の第３のポートは、終端部７３２で非反射的に終結される。２×２カプラ７３０の第４のポートは、遅延ループダウンリードファイバ７４０に結合される。遅延ループダウンリードファイバ７４０は、２×２カプラの第４のポートを遅延ループ７５０の第１の端部に結合する。遅延ループ７５０は、示されるように乾いた端に、または濡れた端のいずれかに位置決めされる。遅延ループ７５０の第２の端部はリフレクタ７５２に結合され、それにより遅延ループ７５０の第２の端部を出る光は遅延ループ７５０に反射され、遅延ループ７５０を伝搬し、遅延ループダウンリードファイバ７４０を伝搬して、２×２カプラ７３０の第４のポートに戻る。ループダウンリードファイバ７４０から戻った光は、２×２カプラ７３０によって分割され、実質的に等しい部分が共通ラング７１２およびアレイ７１６を通って伝搬し、両方の部分が３×３カプラ７１０に向かって伝搬する。２つの部分は３×３カプラ７１０において合成され、ここでアレイ７１６と共通ラング７１２とを同じ距離だけ移動した光パルスは干渉するが、異なった距離を移動した光パルスは干渉しない。干渉により生じた信号は３×３カプラ７１０から第１および第２の出力信号として出力され、それぞれ第１の検出器ダウンリードファイバ７７０を介して第１の検出器７０４に、第２の検出器ダウンリードファイバ７７２を介して第２の検出器７０６に向かって伝搬する。検出器７０４、７０６は電気的出力信号を生成し、これらは電子装置（図示せず）によって従来の態様で解析されて、センサ７２２（ｉ）に入る音響信号を再生成する。以下に説明するように、３×３カプラ７１０内で干渉する信号は各センサ７２２（ｉ）に異なった時間で戻るので、上述のように時分割多重化、周波数多重化、符号分割多重化などによって分けることができる。非干渉信号は検出できる出力信号を生成しないので無視される。
図１７の実施例は、減偏光子（図示せず）を、サニャック干渉計について上で説明したように、非偏光源とともに第１のセグメント７１２、７１４または７２０の１つに挿入す
ることにより、さらに変形することができる。そのような実施例は、図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃに関連して以下に説明する。
ここで、ソース７０２からの単一パルスにおける光をセンサアレイ７００を通って追跡する。ソース７０２からのソースパルスは、出力されてソースダウンリード７０８に向かって移動し、３×３カプラ７１０から共通ラング７１２とアレイ７１６とに移動する。共通ラング７１２およびアレイ７１６におけるＮラング７１８（ｉ）は合せて、ソースパルスが２×２カプラ７３０に移動するためのＮ＋１の別々の経路を提供する。ソースパルスが移動するためのＮ＋１の別々の経路があるので、ソースパルスはＮ＋１の別々のパルスに分割され、これらは２×２カプラ７３０を通り遅延ループダウンリード７４０を通って遅延ループ７５０に移動する。遅延ループ７５０を通過した後で、Ｎ＋１パルスはリフレクタ７５２によって反射され、次いで遅延ループ７５０を通って遅延ループダウンリード７４０を戻り、濡れた端の２×２カプラ７３０に、まだ別々のＮ＋１パルスとして到着する。再びＮ＋１パルスの各々は、共通ラング７１２およびＮラング７１８（ｉ）においてＮ＋１パルスに分割される。共通ラング７１２およびラング７１８（ｉ）を通過して戻った後で、（Ｎ＋１）2パルスは３×３カプラ７１０内で合成され、次いで検出器ダウンリード７７０、７７２を引き返して乾いた端に戻り、ここで第１および第２の検出器７０４、７０６によってパルスが検出されて解析される。
ソース７０２からリフレクタ７５２に向かい検出器７０４、７０６に戻る経路には可能な別々の組合せが（Ｎ＋１）2通りあるので、（Ｎ＋１）2の戻りパルスが存在する。使用可能な態様で干渉するパルスは、正確に同じ経路長さを反対の順序で移動するパルスの対のみである。以下の説明のために、パルスは２つの数字によって識別され、第１の数字はパルスがソース７０２からリフレクタ７５２に向かう経路を識別し、第２の数字はパルスがリフレクタ７５２から検出器７０４、７０６に戻る経路を識別する。たとえば、パルス０，１は共通ラング（ラング０）７１２を通って移動し、次いで遅延ループ７５０を通ってリフレクタ７５２に向かい、遅延ループ７５０を通って戻り、次いでラング７１８（１）を通過する。パルス１，０は、第１にラング７１８（１）を通り、次いで遅延ループ７５０を通ってリフレクタ７５２に向かい、遅延ループ７５０を通って戻り、次いで共通ラング（ラング０）７１２を通過する。パルス０，１が移動した距離はパルス１，０が移動した距離と同一であるので、パルス０，１とパルス１，０とは３×３カプラ７１０で合成されたときに干渉し、したがって上述のサニャック干渉計と同様の態様でコモンパス干渉計を規定する（すなわち、折り畳みサニャック干渉計）。音響センシングは、音響変調に応答するラング１に配置されるハイドロホン７２２（１）によって生じる。干渉パルス０，１および１，０は、異なった時間でハイドロホン７２２（１）を通り、こうしてハイドロホン７２２（１）の時間変動音響変調による位相差をピックアップする。３×３カプラ７１０において、この位相差は強度変調に変換されて、検出器ダウンリード７７０、７７２を通って検出器７０４、７０６に送られる。同じ効果が、パルス０，２および２，０、パルス０，３および３，０などに対しても生じる。
折り畳みサニャック干渉計がコモンパスであるので、ソース７０２は短いコヒーレント長さを有し得るが、これは干渉が、ほぼ同じ経路を通過したパルス間でのみ生じることを意味する。したがって、パルスｉ，ｊはパルスｊ，ｉとのみ干渉する。上述のように、関連のＮ個の干渉計がある（パルスｉ，０と干渉するパルス０，ｉ、ここでｉ＝１〜Ｎ）。共通ラング（ラング０）７１２を含まない他の多くの干渉計も存在する（たとえばパルス２，１と干渉するパルス１，２、パルス３，１と干渉するパルス１，３など）。そのような干渉パルスは有用なパルスにノイズを与え、ここではノイズパルスと称する。これらのノイズパルスは２種類のノイズを運ぶ。すべてのパルスと同様に、これらは付加的なショットノイズ、ＡＳＥ信号ビートノイズ（増幅されたアレイにおいて）、位相ノイズなどを運び得るが、これらは検出されるノイズを増大させる。不所望な干渉計を形成するノイズ
パルス（パルス２，１と干渉するパルス１，２など）もまた音響波の干渉計センシングによりやはり強度変調を運び得る。この強度変調は、不所望の信号であってノイズ源とみなし得る。これらの不所望の干渉計は、ラング７１８（１）〜７１８（Ｎ）がアレイ７１６の第１の入力／出力ファイバ７１４に結合される、カプラ７８０（１）〜７８０（Ｎ）を干渉ポイントとして有する一方、信号パルスは３×３カプラ７１０で干渉することに留意することは重要である。ノイズパルスは３×３カプラ７１０に到着する前に干渉するので、ノイズパルスの強度変調は検出器７０４および７０６の両方に対称的に提供される。しかしながら３×３カプラ７１０で干渉する信号パルスは、非対称強度変調をもたらす。したがって、検出器７０４、７０６からの電流を差分増幅することにより、信号パルスの強度変調は増大しノイズパルスの強度変調は減少するので、不所望の干渉計のノイズ寄与を減じることができる。
これらのノイズパルスによって加えられるすべてのノイズを完全に除去するために、時分割多重化方式を用い、かつ適切に遅延長さを選択することにより、ノイズパルスから関連のパルスを分離することができる。特に、３×３カプラ７１０から共通ラング７１２を通る２×２カプラ７３０への光路長は、伝搬時間τに対応するよう選択される。３×３カプラからカプラ７１０（１）と、第１のラング７１８（１）と、対応のカプラ７９０（１）とを通る２×２カプラ７３０へのファイバ部分の光路長は、（Ｎ＋１）τになるよう選択される。光路長の一部は、３×３カプラ７１０からカプラ７８０（１）への、およびカプラ７９０（１）から２×２カプラ７３０へのコモンパスであり、光路長の一部はラング７１８（１）を通過する。ラング７１８（ｉ）の各々を通過する光路長は、好ましくはほぼ等しくなるよう選択される。３×３カプラ７１０から第２のラング７１８（２）を通る２×２カプラ７３０への合計の光路長は、τ分だけ３×３カプラ７１０から第１のラング７１８（１）を通る２×２カプラ７３０への光路の全長よりも長くなるよう、カプラ７８０（１）からカプラ７８０（２）への光路長およびカプラ７９０（２）からカプラ７９０（１）までの光路の全長はτになるよう選択される。（すなわち、第２のラング７１８（２）を通る２つのカプラ７１０、７３０間の光路の全長は（Ｎ＋２）τである）。後続の各々の付加的な光路全長はτであるよう選択される。こうして、３×３カプラ７１０からラング７１８（ｉ）を通って２×２カプラ７３０への光の移動時間は、ラング７１８（ｉ）の遅延時間Ｔiとして規定される。
以上の説明に従って、Ｔiはラングを通る光路長によって次のように求められる：
Ｔi＝τ ｉ＝０（共通ラング７１２に対して）
Ｔi＝（Ｎ＋ｉ）τ １≦ｉ≦Ｎ（各センシングラング７１８（１）、７１８（２）などに対して）
以上から、最も遠いラングＮを通る光路長は（Ｎ＋Ｎ）τまたは２Ｎτであることがわかる。
各パルスの持続時間は、τ以下であるよう選択される。こうして、図１８に示されるように、３×３カプラ７１０に戻ってくる第１のパルス８００は、ソース７０２から共通ラング７１２（すなわちラング０）を通ってリフレクタ７５２に向かい、検出器７０４、７６０に戻るパルスである。このパルスは、２τの合計伝搬時間を有する。（伝搬時間の比較において、遅延ループ７５０を通りリフレクタ７５２に向かい、戻ってくる各パルスの伝搬時間は無視されるが、これは伝搬時間がすべてのパルスについて共通であり、図１８のタイミング図に対するオフセット（図示せず）としてのみ動作するからである）。検出器７０２、７０６に戻ってくる次のパルスの組８１０は、一方向で共通ラング７１２を通り、反対方向でセンシングラング７１８（ｉ）を通るパルスである（すなわち、パルス０，１および１，０；０，２および２，０；０，３および３，０から０，ＮおよびＮ，０）。これらはそれぞれの伝搬時間である２τ＋Ｎτ、３τ＋Ｎτ、４τ＋Ｎ＋τ、から（Ｎ＋１）τ＋Ｎτを有する。こうして、有用なパルスのすべては時間（Ｎ＋２）τと時間（
２Ｎ＋２）τとの間で受けられる（受信される最後のパルスの持続時間τを含む）。対照的に、センシングラング７１８（ｉ）を両方向で移動する干渉パルス（すなわちパルス１，１、１，２および２，１、１，３および３，１…２，２、２，３、および３，２…など）は、時間２（Ｎ＋２）τと時間（４Ｎ＋１）τとの間で１組のパルス８２０として受取られる。こうして、信号パルスはノイズパルスから分離される。
たとえば、図１８において、Ｎ＝５０に対して、時間の関数としての戻りパルスの数がプロットされている。示されるように、単一のパルスは時間２τで受けられる。その後、間隔３τから５２τの間に受けられるパルスは存在しない。次いで、５２τから１０２τの間に、２つのパルスが各時間間隔の間に受けられる。ノイズパルスが次いで時間１０２τから時間２０１τに戻る。この態様で、信号パルスは正しいタイミングでノイズパルスから分離され、こうしてノイズパルスが信号パルスにノイズを加えることを防ぐ。電子装置（図示せず）は時間５２τから時間１０２τの間で受けられるパルスのみを監視するよう容易に同期化される。
ソース７０２は、先行のパルスに対して１５０τの時間間隔で次のパルスを送るよう起動され得ることに留意されたいが、これは次のパルスに応答した０τから５０τの間隔は、先行のソースパルスに応答して戻ってくるノイズパルスの１５０τから２００τ間隔にオーバーラップする可能性があるためである。こうして、有用なパルスの次の組８３０が、時間２０１において到着し始めることができる。したがって、図１７および図１８の実施例は使用可能な信号情報の約３分の１の全体的なデューティサイクルを有する。
先行する図面に示されたサニャックループに対する折り畳みサニャック音響ファイバセンサ７００の利点は、遅延ファイバ７５０が変調を感知しないことである。ダウンリードはしばしば極めて長く、大きな運動と振動とを被るので、分散ダウンリードピックアップはサニャック音響ファイバセンサに対して潜在的に深刻な制限である。折り畳みサニャック音響ファイバセンサ７００においては、ソース７０８および検出器ダウンリード７７０、７７２は、干渉計の外に生じるので感知しない。遅延ループダウンリード７４０が感知しないのは、すべての干渉パルスが、小さな時間遅延（約１マイクロ秒）で分割されて同じファイバを移動するからであり、こうして同じ摂動を受けるからである。遅延ループダウンリードおよび遅延ループそれ自体に対するどのような低周波数（約１ＭＨｚよりも低い）変調も、両方の干渉パルスによって実質的に等しく見なされ、こうして位相差に寄与しない。アレイ部分７１６および共通ラング７１２が、干渉計７００における唯一の感知ファイバを構成する。
図１７に示されるように、遠隔ポンピング分散エルビウムドープファイバ増幅器（ＥＴＦＡ）７２４は上述のようにパワーを再生成するようアレイ７１６をわたって場所決めし得る。
３×３カプラ７１０を用いて、各センサ７２２（ｉ）を直角位相の近傍で受動的にバイアスさせ、かつソースノイズ除去を可能にする。ノイズ除去が生じるのは、各検出器７０４、７０６が（３×３カプラ７１０から出力される信号の態様が互いに対して段階的である（phased）ので）反対のスロープでバイアスされ、よって各検出器において位相変調が強度に非対称的に影響を与える一方で、ソース過剰ノイズは各検出器において強度に対称的に影響を与えるからである。したがって、検出器出力を差動増幅することにより、位相変調によって誘導される強度のばらつきが加えられ、ソースの強度ノイズは、不所望の干渉計から信号が除去されるのと同じ態様で除去される。
図１７および図１８に関して、共通ラング７１２を通るより長い光路長と、センシングラング７１８（ｉ）を通るより短い光路長とを設けることにより、同様の時分割多重化効
果が達成されることを理解されたい。たとえば、共通ラング７１２は、有利に光路長２Ｎτ（すなわち、Ｔ0＝２Ｎ）を有するよう選択することができ、ラングを通る光路長は有利にτ，２τ，３τ，…Ｎτであるよう選択し得る。これは次のように要約できる：
Ｔi＝２Ｎτ ｉ＝０（共通ラング７１２に対して）
Ｔi＝ｉτ １≦ｉ≦Ｎ（各センシングラング７１８（１）、７１８（２）などに対して）
こうして、戻るべき第１の信号は２τの光伝搬時間（ここでもすべての信号に共通である、遅延ループ７５０を通る伝搬時間を除く）を有するが、これは両方向で第１のラング７１８（１）を通過するために要求される時間である。両方向でセンシングラング７１８（ｉ）の１つを通過するいずれかの信号の最も長い遅延は、最も遠いセンシングラング７１８（Ｎ）を通って両方向に移動する信号パルスに対して２Ｎである。戻るべき第１の利用可能な信号は、共通ラング７１２からリフレクタ７５２を通り、第１のセンシングラング７１８（１）に戻る信号と、第１のセンシングラング７１８（１）からリフレクタ７５２を通り共通ラング７１２に戻る信号との干渉から生じる信号である。干渉信号は最後の不所望の信号よりも遅い時間（２Ｎ＋１）τで到着する。最後の利用可能な信号は時間（２Ｎ＋Ｎ）τ（すなわち、３Ｎτ）に到着する。最後に、共通ラング７１２においてリフレクタ７５２へ往復するパルスによって生成される信号は時間４Ｎτに到着するが、これは利用可能な干渉信号から十分に分離される。
音響センサが可能な限り大きなダイナミックレンジ（検出可能な音響変調振幅の範囲）を有することは望ましい。位相生成キャリア方式などの復調技術を用いることなく、アレイのノイズ性能によって最小限の検出可能な位相変調が設定され、干渉計の非線形応答関数によって最大の検出可能位相変調（約１ｒａｄ）が設定される。マッハ−ツェンダーセンサにおいては、音響変調からの位相変調へのマッピングは、ハイドロホンの応答性のみの関数である。こうして、検出可能位相変調および、この音響変調の位相変調へのマッピングに対する制限は、センサが検出可能である音響変調の範囲を決定する。
折り畳みサニャック音響ファイバセンサアレイにおいては、音響変調からの位相変調へのマッピングは、各ハイドロホン（センサ）７２２（ｉ）の応答性および遅延ループ７５０の長さの両方の関数である。こうして、遅延ループ７５０の長さを変えることにより、センサ７２２（ｉ）のダイナミックレンジは、ハイドロホン７２２（ｉ）自体を変更することなく調節可能である。さらに、もし２つのリフレクタ７５２（１）および７５２（２）が用いられると、各センサ７１８（ｉ）は、図１９のセンサ８５０に示されるように２つの異なった遅延ループ７５０（１）および７５２（２）を有し得る。これにより、各センサ７２２（ｉ）が異なったダイナミックレンジを有する２つの信号を、図７および図８を参照して上で説明したように返すことができ、これにより各センサ７２２（ｉ）の合計ダイナミックレンジを大きく増大させる。ペナルティは、各信号に対するデューティサイクルの、１／（遅延ループの数）のファクタでの減少である。
図２０は、ファイバジャイロスコープにおいて用いられてきた技術と同様の位相ヌル化技術を実現するセンサ９００を示す。図１７の遅延ループリフレクタ７５２は、図２０のセンサ９００においては用いられていない。そうではなく、パルスはダウンリード９１０を介して２×２カプラ７３０の以前に用いられていないポートに戻る。戻りダウンリード９１０に光アイソレータ９１２が挿入されて、光が両方向で遅延ループ７５０を移動することを防ぐ。図２０のセンサ９００は、リフレクタ７５２を備えた図１７のセンサ７００と同様に挙動する。しかしながら、センサ９００は、位相変調器９２０を加えて戻りダウンリード９１０に挿入することを可能にする。位相変調器９２０は、起動されると各パルスに位相シフトを個々に与える。検出されたパルスシフトを差動増幅器９２２を介して位相変調器９２０に与えることにより、位相変化はヌル化され、位相変調器９２０における必要な与えられた位相シフトは信号となる。この位相ヌル化方法において、アレイ９００
のダイナミックレンジは、位相変調器９２０が提供できる最大の位相シフトのみに制限される。
図２１は、図１９の実施例のさらなる代替例を示し、ここで２つの遅延ループ７５０（１）および７５０（２）は同じ遅延ループダウンリードには接続されていない。そうではなく、第１の遅延ループ７５０（１）の第１の端部は、第１の遅延ループダウンリード７４０（１）に接続され、これは図１９と同様に２×２カプラ７３０の第４のポートに接続される。第１の遅延ループ７５０（１）の第２の端部は、上述のように第１のリフレクタ７５２（１）に結合される。第２の遅延ループ７５０（２）の第１の端部は、第２の遅延ループダウンリード７４０（２）を介して２×２カプラ７３０の第３のポートに結合され、第２の遅延ループ７５０（２）の第２の端部は、第２のリフレクタ７５２（２）に結合される。２×２カプラ７３０からの光の約半分が、ダウンリード７４０（１）、７４０（２）の各々に結合される。各ダウンリード７４０（１）、７４０（２）の光は、それぞれの遅延ループ７５０（１）、７５０（２）において遅延され、反射されて上述のように２×２カプラ７３０に戻される。反射された光は共通ラング７１２およびアレイ７１６に結合される。遅延ループ７５０（１）、７５０（２）の遅延は、２×２カプラ７３０の第４のポートから第１の遅延ループ７５０（１）に伝搬するＮ＋１パルスのいずれも、２×２カプラ７３０の第３のポートから第２の遅延ループ７５０（２）に伝搬するＮ＋１のパルスのいずれとも同時にオーバーラップしないように選択される。こうして、図２１の実施例は、図１９の実施例と同様の機能を提供する；しかしながら、図２１の実施例は、図１９の２×２カプラ７３０の第３のポートで結合されて捨てられた光を利用する。
図２２は、折り畳みサニャックセンサアレイを用いる光ファイバ音響センサシステム１０００の代替的な実施例を示す。システム１０００においては、ソース１００４が、Ｘ偏光子１００８によって２×２偏光維持カプラ１００６の第１のポートに結合される。検出器１００２は、Ｘ偏光子１０１０によって２×２カプラ１００６の第２のポートに接続される。ソース１００４に向かうファイバからの光を結合することにより、図２２の実施例内に第２の検出器（図示せず）を有利に含んでもよい。Ｘ偏光子１００８は、第１の偏光（たとえば、Ｘ偏光）を有するソース１００４からの光のみを通過させる。こうして、偏光維持カプラ１００６は、ソース１００４からのＸ偏光を有する光を受け、光を第３のポートを介して共通ラング１０２０に、かつ第４のポートを介してセンサアレイ１０２２に結合する。センサアレイ１０２２は、図１７のセンサアレイ７１６と同様の構造を有し、同様の要素にはそれに従って符号が付与される。
２つのＸ偏光子１００８、１０１０は、システム１０００において代替的な位置に１つ以上のＸ偏光子によって置換されてもよいことに留意されたい。
共通ラング１０２０は、Ｘ偏光子１０３０を介して第２の偏光維持２×２カプラ１０３２の第１のポートに結合される。アレイ１０２２を伝搬する光は、第１に減偏光子１０３４を通過し、次いで第１の入力／出力ファイバ７１４を通過する。減偏光子１０３４は、実質的に等しい量のＸ偏光光をＸ偏光光とＹ偏光光とに結合する。こうして、アレイ１０２２を光の約５０％がＸ偏光光として伝搬し、アレイ１０２２を約５０％がＹ偏光光として伝搬する。
アレイ１０２２のラングを通過した後で、光は第２の入力／出力ファイバ７２０とＹ偏光子１０４０とを介して、第２のカプラ１０３２の第２のポートに向かう。Ｙ偏光子１０４０は、Ｙ偏光光のみを第２のカプラ１０３２に入れる。カプラ１０３２は、アレイ１０２２からの光と共通ラング１０２０からの光とを合成する。カプラ１０３２に入る光のほぼ半分が、カプラ１０３２の第３のポートを介して光吸収終結部１０４２に結合され、光の約半分がダウンリードファイバ１０５０に結合されて、遅延ループ１０５２の第１の端
部に光を伝搬する。
光は遅延ループ１０５２を通過してファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１０５４に向かう。ファラデー回転ミラー１０５４の動作は周知であり、ここでは詳述しない。基本的に、光が１つの偏光でファラデー回転ミラー１０５４に入射すると、これは直交偏光に反射される。こうして、共通ラング１０２０を通過するＸ偏光光はＹ偏光光として反射され、アレイを通って通過したＹ偏光光はＸ偏光光として反射される。
反射された光は遅延１０５２に戻り、カプラ１０３２の第４のポートに入る。光は、共通ラング１０２０およびアレイ１０２２に結合される。共通ラングにおけるＸ偏光子１０３０は、元はアレイ１０２２を伝搬したＸ偏光を有する光のみを通過させる。同様に、Ｙ偏光子１０４０は、元は共通ラング１０２０を伝搬したＹ偏光光のみを通過させる。
アレイ１０２２を通って伝播した後、Ｙ偏光された戻り光は、減偏光子１０３４で減偏光されて、Ｘ偏光された光とＹ偏光された光の両者を発生する。共通ラング１０２０からの光はカプラ１００６の第３のポートに入り、減偏光子１０３４からの光はカプラ１００６の第４のポートに入る。光はカプラの中で合成し、同じ光路長を進んだ、２つのポートからのＸ偏光された光は干渉しかつ第１および第２のポートに結合される。第２のポートに結合された部分はＸ偏光子１０１０を通って検出器１００２に伝播し、ここで干渉信号が検出される。
理解すべきなのは、元々ファラデー回転ミラー１０５４へおよびそこから異なる経路を進んだ光のみがカプラ１００６で干渉することである。反射された方向に共通ラング１０２０を通って伝播するのを許される光のみが、Ｙ偏光された光としてアレイ１０２２を元々伝播したＸ偏光された光である。同様に、反射された方向にアレイ１０２２のラングのいずれかを通って伝播することを許された光のみが、Ｘ偏光された光として共通ラング１０２０を元々伝播したＹ偏光された光である。潜在的に干渉する光はラングを通って両方向に進み、上述の実施例と関連して上述されたノイズ信号を発生することができない。したがって、元々共通ラング１０２０を進んだ反射パルスからアレイ１０２２において生成されたパルスの各々は、元々アレイ１０２２で生成されかつ、それが反射された後に共通ラング１０２０を伝播したパルスのうち単一のものとしか干渉することができない。したがって、図２２の実施例では、使用可能な信号パルスをノイズパルスから分離するためにさらなる遅延を含む必要はない。
図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃはこの発明のさらなる代替的な実施例を図示する。図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃの実施例のセンサアレイ１１００は図１７の実施例のセンサアレイ７００と同様であり、同じ要素にはこれに従って番号が与えられている。図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃの実施例は非偏光源１１０２を含む。図１７の２×２カプラ７３０は、図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃでは偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１１０４で置換えられる。偏光ビームスプリッタ１１０４を用いることにより、図１７のカプラ７３０および図２２のカプラ１１３０と比較して、約６ｄＢの電力が節約される。図１７のリフレクタ７５２は、図２２のファラデー回転ミラー１０５４と同様のファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１１０６と置換えられる。図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃの３×３カプラ７１０は偏光維持カプラである必要はない。
図２３Ａ、図２３Ｂおよび図２３Ｃの各々は減偏光子１１１０を含む。図２３Ａでは、減偏光子１１１０は第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４上に位置する。図２３Ｂでは、減偏光子１１１０は共通ラング７１２上に位置する。図２３Ｃでは、減偏光子１１１０は第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０上に位置する。
図２３Ａの実施例では、非偏光源１１０２からの光は３×３カプラ７１０に入り、ほぼ等しい部分が共通ラング７１２および第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４に結合される。図３および図１７と関連して上述されたように、３×３カプラを用いることにより、直角位相に近い受動バイアスが与えられる。第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４を伝播する光は減偏光子１１１０を通るが、これは、１つの偏光（たとえばＸ偏光）でアレイに入る光の実質的に半分が直交偏光（たとえばＹ偏光）に結合されかつ同様に、Ｙ偏光でアレイに入る光の半分がＸ偏光に結合されるようにする効果を有する。したがって、減偏光子１１１０の後では、Ｘ偏光の光の半分はＸ偏光で発生し、Ｘ偏光の光の他方の半分はＹ偏光で発生した。同様に、減偏光子１１１０の後では、Ｙ偏光の光の半分はＹ偏光で発生し、Ｙ偏光の光の他方の半分はＸ偏光で発生した。効果的には、減偏光子１１１０は非偏光の光にスクランブルをかける。
光は、他の実施例と関連して上述された態様でアレイ７１６を通る。アレイ７１６を出る光は、第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０を通って偏光ビームスプリッタ１１０４の第１のポート１１２１へ伝播する。偏光ビームスプリッタ１１０４は、入射光を２つの直交偏光（すなわち、Ｘ偏光およびＹ偏光）に分ける。この説明の目的のため、偏光ビームスプリッタ１１０４は４５°に向けられた偏光依存ミラーのように動作し、一方の偏光（たとえばＸ偏光）で第１のポート１１２１に入る光は第２のポート１１２２へ反射され、他方の偏光（たとえばＹ偏光）で第１のポート１１２１に入る光は第３のポート１１２３に伝送されると仮定する。示された実施例では、第２のポート１１２２を出る光は終端装置７３２によって無反射に吸収される。第３の端子１１２３を出るＹ偏光された光は、遅延ループダウンリードファイバ７４０を通り、遅延ループ７５０を通ってファラデー回転ミラー１１０６へ伝播する。アレイ部分７１６からのこのＹ偏光された光は減偏光子１１１０を通って進み、その半分は元はＸ偏光された光であり、その半分は元はＹ偏光された光であったことに留意されたい。上述のように、ファラデー回転ミラー１１０６は入射光を直交偏光に結合する。したがって、Ｙ偏光された光はＸ偏光に結合される。
ファラデー回転ミラー１１０６が反射したＸ偏光された光は遅延ループ７５０および遅延ループダウンリードファイバ７４０を通って偏光ビームスプリッタの第３のポート１１２３に戻る。光は現在Ｘ偏光にあるため、光は第１のポート１１２１に伝送されるのではなく、第４のポート１１２４に反射される。したがって、元々はアレイ７１６から偏光ビームスプリッタに入射したＹ偏光された光は共通ラング７１２に結合されて、Ｘ偏光で３×３カプラ７１０に戻る。
共通ラング７１２を介して３×３カプラ７１０から偏光ビームスプリッタ１１０４に伝播する非偏光の光は、第４のポート１１２４を介して偏光ビームスプリッタ１１０４に入る。Ｙ偏光の光の成分は第２のポート１１２２に伝送され、終端装置７３２によって無反射に終端される。Ｘ偏光の光の成分は第３のポート１１２３に反射され、遅延ループダウンリードファイバ７４０および遅延ループ７５０を介してファラデー回転ミラー１１０６に伝播する。（減偏光子１１１０を含む理由をここで理解することができる。遅延ループダウンリードファイバ７４０に結合されるのは、共通ラング７１２からのＸ偏光された光のみであるため、減偏光子１１１０により、アレイ７１６から遅延ループダウンリードファイバ７４０に結合された光が、元々Ｘ偏光された光もいくらか含むことが確実になる。）ファラデー回転ミラー１１０６はＹ偏光された光として光を反射し、Ｙ偏光された光は、遅延ループおよびダウンリードファイバを通って偏光ビームスプリッタ１１０４の第３のポート１１２３に伝播する。
偏光ビームスプリッタ１１０４の第３のポート１１２３に入射するＹ偏光された光は、第１のポート１１２１およびしたがって第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０に伝送される。Ｙ偏光された光はアレイ７１６を通って第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４に
伝播し、次に、減偏光子１１１０を通って３×３カプラ７１０に達する。減偏光子１１１０は、Ｙ偏光された光の約５０％をＸ偏光された光に変換するように動作する。減偏光子１１１０からのＸ偏光された光は、共通ラング７１２からのＸ偏光された光と干渉する。結果的に生じた合成光は、３×３カプラ７１０の干渉光信号間の位相関係に従って、検出器７０４または検出器７０６によって検出される。
減偏光子１１１０から３×３カプラ７１０に入射するＸ偏光された光と共通ラング７１２からのＸ偏光された光と同じ経路長を進むことに留意されたい。たとえば、共通ラング７１２を通って伝播する光はまず、共通ラング７１２を通ってＸ偏光で伝播し、次にアレイ７１６を通ってＹ偏光で伝播する。一方、アレイ７１６を通って伝播する光はまず、アレイ７１６を通ってＹ偏光で伝播し、次に、共通ラングを通ってＸ偏光で伝播する。２つの“逆に伝播する”光信号は、干渉経路の対応する部分を通って伝播するときに同じ偏光にあるため、アレイ７１６がセンシングする入射ノイズの影響を除いて、伝播長は同じである。
理解すべきなのは、偏光ビームスプリッタ１１０４の第２のポート１１２２に結合される終端装置７３２を第２の遅延ループ（図示せず）および第２のファラデー回転ミラー（図示せず）と置換えて、Ｙ偏光で干渉する光の第２の干渉経路を設けることが可能なことである。第２の遅延ループが与える遅延を調節することにより、第２の干渉経路からの戻り信号が第１の干渉経路からの戻り信号と重ならないようにすることができる。
図２３Ｂの実施例は、減偏光子１１１０が共通ラング７１２中に位置決めされることを除き、図２３Ａの実施例と同様である。図２３Ｂの減偏光子１１１０の効果は、（１）単一の偏光（たとえばＸ偏光）で偏光ビームスプリッタ１１０４から戻る共通ラング７１２中の光の一部を直交偏光に結合させることと、（２）３×３カプラ７１０から共通ラング７１２を通って偏光ビームスプリッタ１１０４に向かって進む非偏光の光にスクランブルをかけることとである。これにより、光が３×３カプラ７１０で再合成するときに確実に光が干渉するようになる（減偏光子１１１０を図２３Ａのファイバ７１４に加えたのと同じ理由）。
図２３Ｃの実施例も、減偏光子１１１０が第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０中に位置決めされることを除き、図２３Ａの実施例と同様である。図２３Ｃの実施例は、図２３Ａの実施例と機能的に同等である。なぜなら、光がアレイ部分７１６を通って、次に減偏光子１１１０を通るかまたは、減偏光子１１１０を通って、次にアレイ部分７１６を通るかは重要でないからである。したがって、図２３Ｃの実施例の機能は、上述のように、図２３Ａの実施例の機能と実質的に同じである。
図２４はこの発明のさらなる代替的な実施例を図示し、ここで、折り畳みサニャックセンサアレイ１２００は、図２３Ａのアレイ１１００に示されるように接続された、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１１０４、ファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１１０６および減偏光子１１１０を含む。図２３Ａの他の構成要素にも以前のように番号が与えられている。３×３カプラ７１０を有する図２３Ａのアレイ１１００とは異なり、折り畳みサニャックセンサアレイ１２００は、図２２の２×２カプラ１００６と同じ態様で接続される偏光維持（ＰＭ）２×２カプラ１２２０を有する。２×２カプラ１２２０の１つのポートは、第１の偏光子１２２４を介して光サーキュレータ１２２２の第１のポートに接続される。光サーキュレータ１２２２の第２のポートは第１の検出器１２２６に接続される。光サーキュレータ１２２２の第３のポートは、非偏光源１２２８（たとえば、強度変調ファイバ超蛍光源）に接続される。２×２カプラ１２２０の第２のポートは、第２の偏光子１２３２を介して第２の検出器１２３０に接続される。検出器１２２６および１２３０ならびに非偏光源１２２８は、（偏光維持ではない）標準的なファイバによってサーキュレータ１
２２２に接続される。偏光子１２２４および１２３２は、偏光子１２２４、１２３２が偏光維持２×２カプラ１２２０の同じ軸と整列されるように、偏光維持ファイバを介して偏光維持カプラ１２２０に結合される。これに代えて、非偏光源１２２８の代わりに偏光源を用いる場合、偏光源（図示せず）は偏光維持ファイバにより偏光維持サーキュレータ（図示せず）に接続されかつ、偏光維持サーキュレータは偏光維持ファイバにより偏光子１２２４に接続される。偏光維持構成要素は、ソースからの偏光された光が偏光子１２２４を通るように接続される。偏光維持サーキュレータから検出器１２２６および１２３０への接続は、（偏光維持ではない）標準的なファイバによってもたらされる。
折り畳みサニャックセンサアレイ１２００は、非相反位相シフタ１２５０をさらに含む。位相シフタ１２５０は、第１の端１２５４および第２の端１２５６を有する第１の光ファイバ１２５２を介してならびに第１の端１２６０および第２の端１２６２を有する第２の光ファイバ１２５８を介して共通ラング７１２に結合される。第１の光ファイバ１２５２の第１の端１２５４は、第１のカプラ１２６４を介して、２×２カプラ１２２０に近接する共通ラング７１２に結合される。第２の光ファイバ１２５８の第１の端１２６０は、第２のカプラ１２６６を介して、偏光ビームスプリッタ１１０４に近接する共通ラング７１２に結合される。第１および第２の光ファイバ１２５２、１２５８のそれぞれの第２の端１２５６、１２６２は、図２５および図２６と関連して後述されるように、位相シフタ１２５０に結合される。
好ましくは、共通ラング７１２、第１のファイバ１２５２および第２のファイバ１２５８は偏光維持（ＰＭ）ファイバであり、第１のカプラ１２６４、第２のカプラ１２６６および２×２カプラ１２２０は偏光維持（ＰＭ）カプラである。また好ましくは、第１のカプラ１２６４および第２のカプラ１２６６は、いずれかの方向で共通ラング７１２に入る光の約５０％を位相シフタ１２５０に結合しながら、光の約５０％が共通ラング中に留まる５０／５０カプラである。したがって、非相反位相シフタ１２５０および関連のファイバは、共通ラング７１２と平行に第２のラング１２６８を形成する。
好ましくは、ラング７１２、１２６８のうち１つ（たとえば共通ラング７１２）は、ラングを通って伝播するパルスが重ならないようにするのに十分な時間遅延を１つのラングに導入する遅延要素（たとえば遅延ループ１２６９）を含む。したがって、センサアレイ７１６から２×２カプラ１２２０に戻る光は、互いから時間の間隔をあけられる、各センサごとに２つのパルスを含む。一方のパルスは、各々の方向に共通ラング７１２を通る合成光を含む。他方のパルスは、各々の方向に非相反位相シフタ１２５０を通る合成光を含む。理解すべきなのは、一方方向に位相シフタ１２５０を通る光パルスと他方方向に共通ラング７１２を通る光パルスとは実質的に異なる伝播時間を有し、カプラ１２２０において重ならないことである。したがって、それらは干渉しない。
一方方向に共通ラング７１２を通る光は、他方方向に共通ラングを通る光に対して、共通ラング７１２内で位相シフトを全く受けない。したがって、両方向に共通ラング７１２を通る合成光の相対的位相バイアスは０である。しかしながら、後述されるように、非相反位相シフタ１２５０は、他方方向の光に対して一方方向への光のシフトを導入する。特に、好ましい実施例では、位相シフタ１２５０は２方向の光の間にπ／２の相対的位相シフトを導入する。したがって、両方向に位相シフタ１２５０を通って伝播した、カプラ１２２０に入る光は、カプラ１２２０においてπ／２位相バイアスと合成する。
当業者には、図２４に示される干渉構成中の５０％カプラ１２２０は、２つの入力ポートでの戻り光がカプラで干渉しかつその相対的な位相差が０、２π、４πなどであるときは、元の入力ポートに対応する出力ポートに戻り光を結合し、光の相対的な位相差がπ、３π、５πなどであるときは他方の出力ポートに戻り光を結合することが認められるであ
ろう。πの倍数ではない相対的位相差を戻り光が有するとき、戻り光の一部は両方のポートから出力される。たとえば、相対的位相差がπ／２の奇数倍（たとえば、π／２、３π／２など）であるとき、戻り光の約５０％が各出力ポートに結合される。独立した伝播経路を２つ設けることにより、各々の検出器１２２６、１２３０は、時間的に間隔をあけられる２つの信号を受け、したがってこれらを別個に検出可能である。１つの信号はゼロ位相バイアスを有し、１つの信号はπ／２位相バイアスを有するため、一方の信号がほとんど摂動を感知しない場合は、他方の信号が摂動に非常に敏感であり、またこの逆も当てはまる。理解すべきなのは、異なる位相バイアスをパルスに与えるため、共通ラング７１２と平行でありかつ異なる量の相対的位相シフトを有するさらなるラングを含むことが可能なことである。
図２５は、図２４の折り畳みサニャックセンサアレイ１２００と実質的に同様の折り畳みサニャックセンサアレイ１２００´の代替的な構成を図示する。図２５の折り畳みサニャックセンサアレイ１２００´では、減偏光子１１１０は、第１のアレイ入力/出力ファイバ７１４ではなく、第２のアレイ入力/出力ファイバ７２０に位置される。センサアレイ７１６の相反する構造のため、ファイバ７２０に減偏光子１１１０を再配置しても、折り畳みサニャックセンサアレイ１２００の動作に対して折り畳みサニャックセンサアレイ１２００´の全体的な動作は変化しない。したがって、折り畳みサニャックセンサアレイ１２００´の動作はここでは詳細に説明しない。
図２４および図２５の実施例は、詳細に前述されたセンサアレイ７１６を含む。図２４および図２５の実施例のセンサアレイ７１６の代わりに増幅センサアレイの他の構成も使用可能であることを理解されたい。
図２６は、図２４および図２５の非相反π／２位相シフタ１２５０の第１の好ましい実施例を図示する。図２６に図示されるように、位相シフタ１２５０は、第１のコリメーティングレンズ１２７０、第１の４５°ファラデー回転子１２７２、４分の１波長板１２７４、第２の４５°ファラデー回転子１２７６および第２のコリメーティングレンズ１２７８を含む。図示された実施例では、第１のファラデー回転子１２７２、第２のファラデー回転子１２７６および４分の１波長板１２７４は市販の大きな光学装置を含むが、有利には、光ファイバまたは他の導波管装置を含んでもよい。コリメーティングレンズ１２７０、１２７８はＰＭファイバ１２５２、１２５８の第２の端１２５６、１２６２に近接して位置決めされて、ファイバ端１２５６、１２６２からの光をそれぞれファラデー回転子１２７２、１２７６に焦点合わせしかつ、ファラデー回転子１２７２、１２７６からの光をファイバ端１２５６、１２６２に焦点合わせする。ファラデー回転子１２７２、１２７６の各々は、特定の角度をなしてその偏光でファラデー回転子に入力される光の偏光が回転され、それにより偏光が元の角度に対して予め定められた量だけ回転されて新たな角度をなすように、周知の態様で動作する。たとえば、好ましい実施例では、各ファラデー回転子１２７２、１２７６は、反時計回り（ｃｃｗ）の方向に４５°だけ入射光の偏光を回転させる。したがって、図２６に示されるように、偏光が水平方向に向いた、ＰＭファイバ１２５２の端１２５６から発せられた光は、第１のファラデー回転子１２７２で反時計回りに４５°だけ回転されるため、偏光は、第１のファラデー回転子１２７２から現われるときには、元の向きに対して時計回りの方向に４５°の角度をなす向きになる。
２つのファラデー回転子１２７２、１２７６の間に４分の１波長板１２７４が位置決めされる。４分の１波長板１２７４は、第１の複屈折軸１２８０および直交する第２の複屈折軸１２８２を有する。一方の複屈折軸（たとえば第１の複屈折軸１２８０）に沿った向きにされた偏光で伝播する光は、他方の複屈折軸（たとえば第２の複屈折軸１２８２）に沿った向きにされた偏光で伝播する光よりも遅い伝播速度を有する。４分の１波長板１２７４は、たとえば第１の複屈折軸１２８０が垂直方向に対して時計回りの方向に４５°を
なす向きにされ、したがって、第１のファラデー回転子１２７２から現われる光は第１の複屈折軸１２８０に沿った向きにされかつ、第２の複屈折軸１２８２に直交するような向きにされる。２つの軸に沿った伝播速度の差のために、４分の１波長板１２７４は、第２の複屈折軸１２８２に沿って偏光される光に対する、第１の複屈折軸１２８０に沿って偏光される光にπ／２または９０°の位相シフトを導入する。したがって、この例に従うと、第１の複屈折軸１２８０と整列するように回転された水平偏光で元々伝播した光は、第２の複屈折軸１２８２に沿って伝播するいかなる光に対しても９０°の相対的位相シフトを生じさせる。
４分の１波長板１２７４を通った後、光は第２のファラデー回転子１２７６を通り、反時計回りの方向に再び４５°回転される。第２のファラデー回転子１２７６から現われる光は第２のコリメーティングレンズ１２７８を通り、第２のＰＭ光ファイバ１２５８の第２の端１２６２に焦点合わせされる。以上の説明から理解すべきなのは、水平偏光で第１のＰＭ光ファイバ１２５２から出力されるいかなる光も垂直偏光で第２のＰＭ光ファイバ１２５８に入ることである。上述のように、垂直偏光で第２のＰＭ光ファイバ１２５８に入る光は、４分の１波長板１２７４の遅い複屈折軸１２８０に沿って伝播したであろうし、速い複屈折軸１２８２に沿って伝播する光に対してπ／２の相対的位相差を生じさせるであろう。
説明によって示されるように、非相反位相シフタ１２５０は、ファラデー回転子１２７２、１２７６の動作のために非相反的な態様で動作する。上述のように、第１のＰＭファイバ１２５２から第２のＰＭファイバ１２５８へファラデー回転子１２７２、１２７６を通る光は、図２５に示される光の伝播方向に対して、各回転子により反時計回りに４５°回転される。ファラデー回転子が相反型であれば、ファラデー回転子１２７２、１２７６を通って反対方向に伝播する光も、光の伝播方向に対して反時計回りの方向に回転される。しかしながら、ファラデー回転子が非相反型であるため、光は反対方向（すなわち、光の伝播方向に対して時計回り）に回転される。第２のＰＭファイバ１２５８の第２の端１２６２から非相反位相シフタ１２５０を通り、第１のＰＭファイバ１２５２の第２の端１２５６に達する光について、図２７に非相反効果が図示される。図２７で見ると、ここでも回転は反時計回りの方向にあるように思われるが、このとき、光は見ている人に向かって伝播していることに留意されたい。したがって、垂直偏光で第２のＰＭ光ファイバ１２５８の第２の端１２６２から発せられた光は、第２のコリメーティングレンズ１２７８および第２のファラデー回転子１２７６を通り、４分の１波長板１２７４の第２の（速い）複屈折軸１２８２と整列する向きに回転される。したがって、元々垂直偏光の光は、４分の１波長板１２７４を通って伝播する際に相対的遅延を経ない。４分の１波長板１２７４を通った後、光は第１のファラデー回転子１２７２を通り、それにより、水平偏光に対して光がさらに４５°回転される。次に光は、第１のコリメーティングレンズ１２７０を通って第１のＰＭ光ファイバ１２５２の第２の端１２５６上に焦点合わせされる。
以上から、第１のＰＭファイバ１２５２から第２のＰＭファイバ１２５８へ非相反位相シフタ１２５０を介して第１の方向に通る水平偏光された光が４分の１波長板１２７４の遅い複屈折軸１２８０を通って伝播しかつ、９０°またはπ／２の相対的位相遅延を経ることがわかる。第１の方向に伝播する水平偏光された光は、光が第２のＰＭファイバ１２５８に入るときに垂直偏光の向きにされるように回転される。反対に、第２のＰＭファイバ１２５８から第１のＰＭファイバ１２５２へ非相反位相シフタ１２５０を介して第２の方向に通る垂直偏光された光は、４分の１波長板１２７４の速い複屈折軸１２８２を通って伝播し、相対的位相遅延を経ない。第２の方向に伝播する垂直偏光された光は、光が第１のＰＭファイバ１２５２に入るときに水平偏光の向きにされるように回転される。以下により詳細に説明されるように、第２の方向に伝播する垂直偏光された光に対する、第１の方向に伝播する水平偏光された光の間の相対的位相シフトは、π／２の位相バイアスを
与える。
図２８および図２９は非相反位相シフタ１２５０の代替的な実施例を図示し、第１のファラデー回転子１２７２は、４分の１波長板１２７４（ここで第１の４分の１波長板と称する）と第２の４分の１波長板１２９４との間に位置決めされる。図２８で、第１のＰＭファイバ１２５２の第２の端１２５６からの光は、以前のように第１のコリメーティングレンズ１２７０によってコリメートされる。光は元は水平偏光にある。光が第１の４分の１波長板１２７４を通るとき、それは円偏光を有する光に変換される。円偏光された光は第１のファラデー回転子１２７２を通るため、円偏光された光はφの位相シフトを生じる。好ましい実施例では、π／４の位相シフトを引き起こすように第１のファラデー回転子１２７２が選択される。ファラデー回転子１２７２からの光は円偏光されたままであり、第２の４分の１波長板１２９４を通る。４分の１波長板は、円偏光された光を垂直偏光の向きの線形に偏光された光に変換する。垂直偏光になるだけでなく、光はφ（たとえばπ／４）の位相シフトを経た。
図２９は、反対方向に伝播する光についての非相反位相シフタ１２５０の代替的な実施例の動作を図示する。図２９で、第２のＰＭファイバ１２６０の第２の端１２６２からの垂直偏光された光は第２のコリメーティングレンズ１２７８によってコリメートされ、第２の４分の１波長板１２９４を通る。第２の４分の１波長板１２９４は、垂直偏光された光を、円偏光を有する光に変換する。円偏光された光は第１のファラデー回転子１２７２を通り、以前のように位相シフトを経る。光は第１のファラデー回転子１２７２を通って反対方向に伝播しているため、光は反対の位相シフト−φ（たとえば−π／４）を経る。次に、第１のファラデー回転子１２７２からの光は第１の４分の１波長板１２７４を通り、ここで、円偏光された光は、水平偏光を有する、線形に偏光された光に変換される。これにより、２方向に伝播する光は合計で２φ（たとえばπ／２）の相対的位相シフトを経る。これは、図２６および図２７に図示される非相反位相シフタ１２５０の第１の実施例と同じ効果を有する。
偏光の向きおよび位相遅延に対する非相反位相シフタ１２５０の効果は、上述され、図２４と関連して再説明されたバイアス効果を与える。図２４に示されるように、垂直偏光で第２のＰＭファイバ１２５８に入る光は、第２のＰＭカプラ１２６６で、第１のＰＭカプラ１２６４から第２のＰＭカプラ１２６６へ共通ラング７１２を通って伝播した光と合成される。以下の説明から明らかになる理由のために、共通ラング７１２から第２のＰＭカプラ１２６６に入る光は第２のＰＭファイバ１２５８から第２のＰＭカプラに入る光と同じ偏光を有することが望ましい。したがって、好ましい実施例では、第２のＰＭファイバ１２５８または共通ラング７１２のいずれかが９０°回転されることにより、第２のＰＭファイバ１２５８の垂直偏光の光は、共通ラング７１２の水平偏光の光と同じ方向に向けられる。これは、第２のコリメーティングレンズ１２７８に近接する第２のＰＭファイバ１２５８の第２の端１２６２を回転させることにより、垂直偏光された光が、第２のＰＭファイバ１２５８の水平偏光軸に沿う向きにされた偏光状態で第２の端１２６２に入ることによって容易に達成される。したがって、垂直偏光状態で非相反位相シフタ１２５０を出る光は、カプラ１２６６の偏光軸に対する水平偏光状態の光としてカプラ１２６６に適用される。したがって、非相反位相シフタ１２５０からの光は、共通ラング７１２からの光と同じ偏光状態を有する。
共通ラング７１２を通る光と非相反位相シフタ１２５０を通る光とは次に、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１１０４のポート１１２４に入る。水平偏光の光はＰＢＳ１１０４のポート１１２３からファイバ７４０に出力される。ファイバ７４０は遅延ループ７５０を含み、ファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１１０６で終端される。遅延ループ７５０およびＦＲＭ１１０６は上述のように動作し、反射されかつ遅延されたパルスは垂直偏光でＰ
ＢＳ１１０４のポート１１２３に戻される。パルスはＰＢＳ１１０４のポート１１２１からアレイ７１６へファイバ７２０を介して出力され、アレイ７１６のセンサ７２２（ｉ）を通って時計回りの方向に伝播する。
パルスはアレイ７１６からファイバ７１４および減偏光子１１１０を介して２×２カプラ１２２０へ出力され、ここで、時計回りに伝播する光と反時計回りに伝播する光とが合成される。逆に伝播する光も水平偏光された光としてスタートする。光は減偏光され、センサアレイ７１６を通る。垂直偏光でセンサアレイ７１６から現われる光はＰＢＳ１１２３によって反射され、ポート１１２２および終端装置７３２を介して破棄される。水平偏光でセンサアレイ７１６から現われる光はＰＢＳ１１２３を通り、ループ７５０によって遅延され、ＦＲＭ１１０６により垂直偏光に回転される。垂直偏光にある戻り光はＰＢＳ１１２３によりポート１１２４へ反射され、こうして、第２のＰＭカプラ１２６６に方向付けられる。光の一部は共通ラング７１２の遅延ループ１２６９を通り、光の一部は非相反位相シフタ１２５０を通る。上述のように、垂直偏光で非相反位相シフタ１２５０に入る光は４分の１波長板１２７４（図２７）の速い複屈折軸１２８２を通って伝播し、相対的位相遅延を経ない。したがって、反時計回りの光の２つのパルスはカプラ１２２０に伝播し、ここでそれらは時計回りに伝播する光パルスと合成される。両方向に共通ラング７１２および遅延ループ１２６９を通った光信号は相対的位相シフトを経ず、上述のように合成する。両方向に非相反位相シフタ１２５０を通った光信号は時計回りに伝播する信号と反時計回りに伝播する信号との間にπ／２の相対的位相シフトを経るので、上述のようにπ／２の位相バイアスを有する。カプラ１２２０の両出力で、センサアレイ１２００から戻る光の２つのパルスの一部が偏光子１２２４に方向付けられ、残余の部分が偏光子１２３２に方向付けられる。２つの偏光子１２２４および１２３２の役割は、ループに入る光がループを離れる光と同じ偏光を有し、これにより相反性が保証されるのを確実にすることである。前述のように、検出器１２３０に達する２つのパルスは直角位相にあり、このことが、信号フェージングを回避するために技術分野で周知の多数の信号処理技術を用いるのを可能にする。同じことは検出器１２２６に当てはまる。図２４の実施例では、直角位相にある２つのパルスの生成が、非相反位相シフタ１２５０を含むラングを組入れる主な理由である。
図３０から図３６はこの発明のさらなる代替的な実施例を図示し、折り畳みサニャックセンサアレイは多数の検出器に対する偏光ベースバイアスを用い、各検出器は、他の検出器のバイアス点とは独立してセット可能なバイアス点を有する。図３０から図３６の実施例は、詳細に上述されたセンサアレイ７１６を含む。図３０から図３６の実施例のセンサアレイ７１６の代わりに増幅センサアレイの他の構成も使用可能であることを理解されたい。
図３０に図示された折り畳みサニャックセンサアレイ１３００では、偏光ファイバ超蛍光源（ＳＦＳ）１３１０がファイバ１３１４を介して偏光コントローラ１３１２に結合される。ファイバ１３１４は、偏光コントローラ１３１２を２×２カプラ１３１６の第１のポートにさらに結合する。カプラ１３１６の第２のポートは出力ポートであり、これは後述される。カプラ１３１６の第３のポートはファイバ１３１８を介して無反射終端装置１３２０に結合される。カプラ１３１６の第４のポートは共通のアレイ入力／出力ファイバ１３３４を介して偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１３３２の第１のポート１３３０に結合される。偏光ビームスプリッタ１３３２の第２のポート１３３６は第１の水平偏光子１３３８に結合される。第１の水平偏光子１３３８はアレイ７１６の第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０に結合される。偏光ビームスプリッタ１３３２の第３のポート１３４０は、遅延ループ１３４４の中に形成されかつファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１３４６で終端される共通の遅延ファイバ１３４２に接続される。偏光ビームスプリッタ１３３２の第４のポート１３４８は、第２の水平偏光子１３５０および次に減偏光子１３５２に結合
される。減偏光子１３５２は第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４に結合される。
カプラ１３１６の第２のポートは、ファイバ１３６２を介して検出器サブシステム１３６０に結合される。図３０の実施例では、検出器サブシステム１３６０は、カプラ１３１６の第２のポートから光を受ける単一の入力ポートを有する１×ｎカプラ１３６４を含む。１×ｎカプラ１３６４の第１の出力ポートは偏光コントローラ１３６６に結合される。偏光コントローラ１３６６は偏光子１３６８に結合され、これは次に第１の検出器１３７０に結合される。１×ｎカプラ１３６４の第２の出力ポートは偏光コントローラ１３７２に結合される。偏光コントローラ１３７２は偏光子１３７４に結合され、これは第２の検出器１３７６に結合される。さらなる偏光コントローラ、偏光子および検出器（図示せず）を１×ｎカプラ１３６４のさらなるポート（図示せず）に接続することができる。
図３０の折り畳みサニャックセンサアレイ１３００は以下の態様で動作する。偏光されたＳＦＳ１３１０は、ファイバ１３１４を介して偏光コントローラ１３１２を通る、偏光された出力信号を与える。偏光コントローラ１３１２は、偏光を所望の偏光状態に変えるように調節可能である。たとえば、図３０で、偏光状態は、偏光ビームスプリッタ１３３２への入力で垂直および水平軸に対して４５°に向けられる、線形に偏光された光を与えるように調節される。光はファイバ１３１４に留まり、カプラ１３１６への入力として与えられる。カプラ１３１６は、入来する光の約５０％を第１の出力ファイバ１３１８に結合し、これにより、無反射終端装置１３２０で破棄される。カプラ１３１６は入来する光の約５０％を共通のアレイ入力／出力ファイバ１３３４に結合する。
共通のアレイ入力／出力ファイバ１３３４は光を偏光ビームスプリッタ１３３０に導き、偏光ビームスプリッタは水平偏光された光を第２のポート１３３６へ反射しかつ、垂直偏光された光を第３のポート１３４０に通す。第２のポート１３３６からの反射され水平偏光された光は第１の水平偏光子１３３８を通って第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０に達しかつ、アレイ７１６を通って時計回りの方向に伝播する。時計回りに伝播する光は減偏光子１３５２およびアレイ入力／出力ファイバ７１４を介してアレイ７１６を出る。上述のように、減偏光子１３５２は、アレイ７１６中のセンサを通った後、出ていく光が水平偏光モードと垂直偏光モードとで実質的に等しく分布されるのを保証する。次に、時計回りに伝播する光は第２の水平偏光子１３５０を通り、水平偏光子は垂直偏光の光の一部を排除する。次に、時計回りに伝播する水平偏光の光は偏光ビームスプリッタ１３３０の第４のポート１３４８に入り、第３のポート１３４０へ反射されて共通遅延ファイバ１３４２に伝播する。時計回りの戻り光は遅延ループ１３４４を通ってファラデー回転ミラー１３４６に達し、ここで、垂直偏光された光として反射される。垂直偏光された光は偏光ビームスプリッタ１３３２の第３のポート１３４０に戻り、第１のポート１３３０に通される。
上述のように、元々偏光ビームスプリッタ１３３２の第１のポート１３３０に入射した光は水平および垂直偏光に対して約４５°をなす向きにされた。したがって、垂直偏光された光の成分に対応する光の約５０％は偏光ビームスプリッタ１３３２を通り、第３のポート１３４０へおよびしたがって共通遅延ファイバ１３４２へ達した。垂直偏光された光は遅延ループ１３４４を通って伝播し、水平偏光された光としてファラデー回転ミラー１３４６によって反射される。反射され水平偏光された光は遅延ループ１３４４を通り、偏光ビームスプリッタ１３３２の第３のポート１３４０に戻る。光は水平偏光されるため、光は偏光ビームスプリッタ１３３２の第４のポート１３４８へ反射され、こうして、第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４を介して第２の水平偏光子１３５０を通り、減偏光子１３５２を通ってアレイ７１６の中へ伝播し、その中で反時計回りの方向に伝播するようにされる。減偏光子１３５２は、反時計回りに伝播する光がアレイ７１６から現われるときに、光の少なくとも一部が水平偏光にあるように、反時計回りに伝播する光がすべての
偏光の成分を有するのを保証する。
反時計回りに伝播する光は第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０を介してアレイ７１６から現われ、水平偏光された光の成分は第１の水平偏光子１３３８を通る。水平偏光子は他の偏光の向きの光を排除する。反時計回りに伝播する光の部分から生じる水平偏光された光は、偏光ビームスプリッタ１３３２の第２のポート１３３６に入り、偏光ビームスプリッタ１３３２の第１のポート１３３０へ反射され、ここでそれは、時計回りに伝播する光の部分から生じた垂直偏光された光と合成される。
合成された光はカプラ１３１６の第４のポートに伝播し、ここで、合成光の約５０％が、ファイバ１３６２を介してカプラ１３１６の第２のポートにおよびしたがって検出器サブシステム１３６０に結合される。１×ｎカプラ１３６４は光をＮ個の部分に分ける。たとえば、図３０で、Ｎは２と等しく、光の第１の部分は偏光コントローラ１３６６に結合されて、偏光子１３６８を通って第１の検出器１３７０に伝播しかつ、光の第２の部分は偏光コントローラ１３７２に結合されて偏光子１３７４を通って第２の検出器１３７６に伝播する。偏光コントローラ１３６６、１３７２および偏光子１３６８、１３７４の向きは、異なる位相で第１の検出器１３７０および第２の検出器１３７６に入射する光信号をバイアスするように調節可能である。たとえば、第２の検出器１３７６に適用される信号は、第１の検出器１３７０に適用される信号と直角位相にあるようにバイアス可能であるため、一方の信号が最小限の感度しか有しない場合は、他方の信号が最大の感度を有し、またこの逆も当てはまる。
上述のように、２つの信号部分の各々は、アレイ７１６、共通遅延ファイバ１３４２および遅延ループ１３４４を通って同じ距離を進む。したがって、アレイ７１６中のセンサに当たる音響信号またはその他のノイズが引き起こす摂動がない場合、２つの部分は同相にあり、強め合うように干渉して、４５°の線形偏光を有する合成光信号を生成する。しかしながら、光は、元の偏光状態に直交する偏光状態を有する。したがって、元の偏光状態が＋４５°である場合、（ここでも位相摂動がなければ）、出力信号の偏光状態は−４５°である。
音響信号が存在する場合、時計回りに伝播する光と反時計回りに伝播する光とは相対的位相シフトを経る。相対的位相シフトが増大すると、２つの干渉ビームの偏光状態は、−４５°線形偏光から左円偏光へ、次に＋４５°偏光へ、次に右円偏光へと変化して、−４５°偏光に戻る。これら４つの偏光状態にわたる推移はポアンカレ球上の円を規定する。偏光ビームスプリッタ１３３２の出力での偏光状態は、ポアンカレ球上のこの円に沿った点に対応し、円上のその場所は音響誘導非相反位相シフトの関数である。
偏光ビームスプリッタ１３３２の出力から共通のアレイ入力／出力ファイバ１３３４を通りカプラ１３１６を通って検出器サブシステム１３６０へ進んだ後、合成信号の偏光状態は、ファイバ１３３４の未知の複屈折によって任意に変更される。第１の検出器１３７０の前の偏光子１３６８に近接する偏光コントローラ１３６６と第２の検出器１３７６の前の偏光子１３７４に近接する偏光コントローラ１３７２とを用いて、各検出器１３７０、１３７６ごとに、それぞれ選択された偏光状態に再び偏光状態を向ける。偏光コントローラ１３６６、１３７２は、たとえば、アレイ７１６に音響信号が適用されず、したがって、逆に伝播する光信号に相対的位相シフトが全く導入されない場合にセットされる。
たとえば、第１の検出器１３７０にバイアス点±９０°を与えるためには、偏光コントローラ１３７６は、偏光ビームスプリッタ１３３２の出力での合成光が左円偏光状態を有するときに、第１の検出器１３７０が光の最大強度または最小強度のいずれかを検出するようにセットされる。出力光の他の偏光状態については、第１の検出器１３７０は、最大
強度と最小強度との間の強度を有する光を検出する。
さらなる例として、第２の検出器１３７６は、たとえば０°および１８０°などの異なるバイアス点にセット可能であるのが有利である。このバイアス点については、偏光コントローラ１３７２は、偏光ビームスプリッタ１３３２の出力での光が−４５°の偏光状態を有するときに、第２の検出器１３７６が光の最大強度または最小強度のいずれかを検出するようにセットされる。出力光の他の偏光状態については、第２の検出器１３７６は、最大強度と最小強度との間の強度を有する光を検出する。
偏光ビームスプリッタ１３３２の入力に適用される光は±４５°以外の偏光状態を有し得ることを理解されたい。たとえば、入力光が元々左円偏光状態を有する場合、偏光コントローラ１３６６、１３７２は、第１の検出器１３７０および第２の検出器１３７６に適切なバイアス点を与えるようにこれに従ってセットされる。
図３１は、図３０の折り畳みサニャックセンサアレイ１３００と実質的に同様の折り畳みサニャックセンサアレイ１３００′の代替的な構成を図示する。図３１の折り畳みサニャックセンサアレイ１３００′では、減偏光子１３５２は、第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４ではなく、第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０中に位置する。センサアレイ７１６の相反する構造のために、ファイバ７２０に減偏光子１３５２を再配置しても、折り畳みサニャックセンサアレイ１３００の動作に対して折り畳みサニャックセンサアレイ１３００′の全体的な動作は変化しない。折り畳みサニャックセンサアレイ１３００′の動作は、折り畳みサニャックセンサアレイ１３００の動作と同様であり、ここで詳細に説明しない。
図３２は、図３０の折り畳みサニャックセンサアレイ１３００と同様の折り畳みサニャック音響センサアレイ１４００のさらなる代替的な実施例を図示し、同じ要素にはこれに従って番号が与えられる。折り畳みサニャックセンサアレイ１３００とは異なり、折り畳みサニャックセンサアレイ１４００は、２×２カプラ１３１６を偏光独立光サーキュレータ１４１０と置換える。光サーキュレータは２×２カプラ１３１６と同様の機能を果たすが、折り畳みサニャックセンサアレイ１３００では、入力光をカプラ１３１６で分けるときに入力光の約５０％が失われ、出力光をカプラ１３１６で分けるときに出力光の約５０％が失われる。実施例１４００では、実質的にすべての入力光が、偏光ＳＦＳ１３１０からサーキュレータ１４１０を通って偏光ビームスプリッタ１３３２へ達し、実質的にすべての出力光が、偏光ビームスプリッタ１３３２からサーキュレータ１４１０を通って検出器サブシステム１３６０へ達する。
図３３は、図３２の折り畳みサニャックセンサアレイ１４００と実質的に同様の折り畳みサニャックセンサアレイ１４００′の代替的な構成を図示する。図３３の折り畳みサニャックセンサアレイ１４００′では、減偏光子１３５２は、第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４ではなく、第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０中に位置する。センサアレイ７１６の相反する構造のために、ファイバ７２０に減偏光子１３５２を再配置しても、折り畳みサニャックセンサアレイ１４００の動作に対して実施例１４００′の全体的な動作は変化しない。したがって、折り畳みサニャックセンサアレイ１４００′の動作はここでは詳細に説明しない。
図３４は、この発明に従う折り畳みサニャックセンサアレイ１６００のさらなる代替的な実施例を図示し、これは、図３０から図３３と関連して上述されたのと同じ態様でアレイ７１６に結合される組合せ入力／出力サブシステム１６１０を含む。
図３４で、偏光源１６２０は、偏光維持ファイバ１６２２の軸に沿って、線形に偏光さ
れた入力光を与える。偏光維持ファイバ１６２２は、偏光軸が入力／出力システム１６１０の垂直偏光軸に対して±４５°に向けられるように回転される。ファイバ１６２２からの光は、第１のコリメーティングレンズ１６３０を介して入力／出力サブシステム１６１０に結合される。第１のコリメーティングレンズ１６３０は、第１の偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１６３２の第１のポート１６３４に向けて光を方向付ける。なお、偏光ビームスプリッタは第２のポート１６３６、第３のポート１６３８および第４のポート１６４０も有する。第２のポート１６３６は、第１の４５°ファラデー回転子（４５°ＦＲ）１６４２に向けて入力光の一部を方向付ける。第３のポート１６３８は、第２の４５°ファラデー回転子１６４４に向けて入力光の一部を方向付ける。後述されるように、第４のポート１６４０は、出力光の選択された部分を検出サブシステム１６５０に方向付ける。
第１のファラデー回転子１６４２を通る光は第２のコリメーティングレンズ１６６０によってコリメートされ、アレイ入力／出力ファイバ７２０の中に結合され、こうして、アレイ７１６のセンサ部分に伝播してその中を時計回り方向に伝播する。
第２のファラデー回転子１６４４を通る光は半波長（λ／２）板１６６２を通る。半波長板１６６２は第１および第２の複屈折軸（図示せず）を有する。複屈折軸の１つは、入来する光の垂直偏光軸に対して２２．５°の角度におよび、ソースからそれに向かって進む光の４５°の偏光に対して−２２．５°に向けられる（すなわち、軸は光の垂直と偏光との間に存在する）。この向きの目的は後述される。半波長板１６６２を通る光は、第２の偏光ビームスプリッタ１６７０の第１のポート１６７２に入る。なお偏光ビームスプリッタは第２のポート１６７４、第３のポート１６７６および第４のポート１６７８も有する。後述されるように、第２のポート１６７４はさらなる要素には結合されない。第３のポート１６７６から出力される光は第３のコリメーティングレンズ１６８０に方向付けられる。第４のポート１６７８から出力される光は第４のコリメーティングレンズ１６８２に方向付けられる。
第４のコリメーティングレンズ１６８２を通る光は第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４に結合され、減偏光子１３５２を通ってアレイ７１６のセンサ部分に達し、その中で反時計回りの方向に伝播する。
第３のコリメーティングレンズ１６８０を通る光は共通遅延ファイバ１３４２の端に焦点合わせされ、遅延ループ１３４４を通ってファラデー回転ミラー１３４６へ伝播し、遅延ループ１３４４を通ってコリメーティングレンズ１６８０に戻る。このように、反射された光は第２の偏光ビームスプリッタ１６７０の第３のポート１６７６に戻るように方向付けられる。
上述のように、第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第４のポート１６４０からの光は検出サブシステム１６５０に入る。検出サブシステム１６５０は、第１のビームスプリッタ１６９０、第２のビームスプリッタ１６９２、第１の複屈折要素１６９４、第２の複屈折要素１６９６、第１の検出器１６９８、第２の検出器１７００、第１の偏光子１７０２および第２の偏光子１７０４を含む。第４のポート１６４０からの光の第１の割合は第１のビームスプリッタ１６９０によって反射され、第１の複屈折要素１６９４および第１の偏光子１７０２を通って第１の検出器１６９８に達する。第４のポート１６４０からの光の残余の部分は第１のビームスプリッタ１６９０を通り、第２のビームスプリッタ１６９２に入射する。ここで、光の第２の割合が第２のビームスプリッタ１６９２によって反射されて、第２の複屈折要素１６９６および第２の偏光子１７０４を通って第２の検出器１７００に達する。光の残余の部分は第２のビームスプリッタ１６９２を通ってさらなる要素（図示せず）に達する。検出器が２つだけ設けられる場合、第１の結合の割合は有利には５０％でありかつ第２の割合は有利には１００％であるため、両者の検出器１６９８
、１７００はほぼ同じ量の光を受ける。第３の検出器（図示せず）が含まれれば、第１の割合は有利には約３３％でありかつ第２の割合は有利には約５０％であるため、第２の検出器１７００も元の光の約３３％を受ける。次に第３の検出器は残余の３３％を受ける。
図３４の折り畳みサニャックセンサアレイ１６００は以下の態様で動作する。上述のように、第１のレンズ１６３０に入射する光は垂直および水平偏光軸に対して４５°に向けられる。したがって、レンズ１６３０を通りかつ第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第１のポート１６３４に入る光は、水平偏光状態の成分と垂直偏光状態の成分とを有する。水平方向成分は偏光ビームスプリッタ１６３２によって第２のポート１６３６に反射され、垂直方向成分は偏光ビームスプリッタ１６３２を通って第３のポート１６３８へ達する。
第２のポート１６３６からの水平方向成分は第１のファラデー回転子１６４２を通り、偏光状態は、第１のファラデー回転子１６４２から現われかつ第２のレンズ１６６０に入射する光が４５°の線形偏光状態を有するように、第１の方向（たとえば時計回り）に４５°だけ回転される。光は第２のレンズ１６６０を通り、第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０に入って、アレイ７１６を通って時計回りの方向に伝播する。光はアレイ７１６内で偏光の変化に遭遇し得る。したがって、上述のように、第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４を介してアレイ７１６を出る光は減偏光子１３５２を通る。このことにより、光の少なくとも一部が水平および垂直偏光状態にあることが保証される。
第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４からの時計回りに伝播する光は、第４のレンズ１６８２を介して入力／出力サブシステム１６１０に入り、第２の偏光ビームスプリッタ１６７０に入射する。光の垂直方向成分は第２の偏光ビームスプリッタ１６７０を通り、第２のポート１６７４から出力され、破棄される。水平偏光された光の成分は第２の偏光ビームスプリッタ１６７０の第３のポート１６７６へ反射され、第３のレンズ１６８０を通って共通遅延ファイバ１３４２に達して、光が遅延ループ１３４４を通って伝播し、ファラデー回転ミラー１３４６によって垂直偏光状態に反射されかつ、遅延ループ１３４４および共通遅延ファイバ１３４２を通って第３のレンズ１６８０に戻るようにする。反射された垂直偏光状態の光は第３のポート１６７６から第２の偏光ビームスプリッタ１６７０の第１のポート１６７２へ通り、半波長板１６６２を通って第２のファラデー回転子１６４４へ、第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第３のポート１６３８へ達する。半波長板１６６２は、その複屈折軸のうち１つが垂直偏光軸に対して２２．５°をなすような向きにされるので、半波長板１６６２に入射する垂直光が複屈折軸付近で反射されるようになることにより、半波長板１６６２から現われる光の偏光状態は垂直および水平軸に対して４５°に向けられる。第２のファラデー回転子１６４４は偏光状態をさらに４５°回転させて、第２のファラデー回転子１６４４から現われかつ第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第３のポート１６３８に入射する光が水平偏光状態を有するようにする。したがって、第３のポート１６３８に入る光は第４のポート１６４０へ反射され、水平偏光状態で検出サブシステム１６５０に入る。
上述のように、第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第１のポート１６３４に入射する入力光の垂直方向成分は第３のポート１６３８に通る。光の偏光状態は第２のファラデー回転子１６４４によって４５°だけ回転されて、垂直および水平偏光軸に対して４５°偏光状態になる。このとき、光の偏光状態は、半波長板から現われる光の偏光状態がここでも垂直方向に向けられるように、半波長板１６６２の複屈折軸付近で反射される。当業者には、第２のファラデー回転子１６４４の非相反作用により、左から右へ第２のファラデー回転子１６４４を通り、次に半波長板１６４６を通る垂直偏光された光がまず４５°偏光状態に回転され次に垂直偏光状態に戻るように反射されることが理解されるであろう。これに対し、右から左に通る垂直偏光された光は、まず半波長板１６４６によって４５
°偏光状態に反射され、次に第２のファラデー回転子１６４４によって水平偏光状態に回転される。
半波長板１６６２からの垂直偏光された光は第２の偏光ビームスプリッタ１６７０の第１のポート１６７２に入り、第３のポート１６７６を通って第３のレンズ１６８０に達する。垂直偏光された光は共通遅延ファイバ１３４２を通り、遅延ループ１３４４を通ってファラデー回転ミラー１３４６に達し、水平偏光された光として遅延ループ１３４４および共通遅延ファイバ１３４２を通って戻るように反射される。水平偏光された光は、第３のレンズ１６８０を通って偏光ビームスプリッタ１６７０の第３のポート１６７６に達する。水平偏光された光は第４のポート１６７８へ反射されかつ、第４のレンズ１６８２を通って第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４へおよび減偏光子１３５２を通って反時計回り方向にアレイ７１６を通って伝播する。
反時計回りに伝播する光はアレイ７１６から第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０を介して現われ、第２のレンズ１６６０を通って第１のファラデー回転子１６４２に達する。第１のファラデー回転子１６４２は光の偏光状態を４５°だけ回転させる。光は減偏光子１３５２によって効果的に減偏光されたため、第１のファラデー回転子１６４２を通って第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第２のポート１６３４に達する光は、水平および垂直方向に偏光された成分を有する光を含む。光の水平偏光された成分は第１のポート１６３４に反射され、第１のレンズ１６３０を通って入力ファイバ１６２２へ出力される。光を吸収するためにアイソレータ（図示せず）を含むことが有利である。
第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第２のポート１６３６に入る反時計回りに伝播する光の垂直偏光成分は第４のポート１６４０に通り、時計回りに伝播する光の水平偏光成分と合成される。図３０と関連して上述されたように、逆に伝播する光が相対的位相シフトを経ない場合、光は４５°の偏光状態の線形に偏光された光として合成される。さらに上述されたように、相対的位相シフトによって偏光状態が変化する。
２つの異なる偏光（たとえば、水平および垂直偏光、＋４５°および−４５°偏光または左円および右円偏光）の光に相対的位相シフトを導入することによって検出器１６９８、１９００に入射する光を選択的にバイアスするため、複屈折要素１６９４、１６９６を含む。複屈折要素は有利には、線形または円形波長板（たとえば、４分の１波長板、半波長板、ファラデー回転子など）を含んでもよい。
図３５は、図３４の折り畳みサニャック音響センサアレイ１６００と同様の折り畳みサニャック音響センサアレイ１７５０の実施例を図示し、同じ要素は図３４と同じ番号で識別される。図３４の実施例とは異なり、折り畳みサニャック音響センサアレイ１７５０は、偏光光源１６２０の代わりに非偏光光源１７２０を含む。非偏光光源１７２０を用いるため、折り畳みサニャック音響センサアレイ１７５０は、第１のコリメーティングレンズ１６３０と第１の偏光ビームスプリッタ１６３２との間に４５°偏光子１７３０を含む。４５°偏光子１７３０により、第１の偏光ビームスプリッタ１６３２の第１のポート１６３４に入射する光が４５°に向けられ、したがって、実質的に等しい水平および垂直偏光成分を有するようになる。こうして、図３５の折り畳みサニャック音響センサアレイ１７５０は、図３４の折り畳みサニャック音響センサアレイ１６００と実質的に同じ態様で動作し、折り畳みサニャック音響センサアレイ１７５０の動作はここでは詳細に説明しない。
図３６は、それぞれ図３４および図３５の折り畳みサニャック音響センサアレイ１６００および１７５０と同様の折り畳みサニャック音響センサアレイ１８００のさらなる実施例を図示し、同じ要素は図３４および図３５と同じ番号で識別される。図３４および図３
５の実施例とは異なり、折り畳みサニャック音響センサアレイ１８００では、偏光子１７０２および１７０４を通る光信号は検出器１６９８および１７００に方向付けられない。むしろ、折り畳みサニャック音響センサアレイ１８００は、偏光子１７０２に近接して位置決めされたコリメーティングレンズ１８１０と、偏光子１７０４に近接して位置決めされたコリメーティングレンズ１８１２とを含む。コリメーティングレンズ１８１０は、偏光子１７０２からの光をファイバ１８２０の第１の端１８２２に方向付ける。ファイバ１８２０は、コリメーティングレンズ１８１０からファイバ１８２０に入る光が第１の検出器１６９８に入射するように、第１の検出器１６９８に近接する第２の端１８２４を有する。同様に、コリメーティングレンズ１８１２は、偏光子１７０２からの光をファイバ１８３０の第１の端１８３２に方向付ける。ファイバ１８３０は、コリメーティングレンズ１８１２からファイバ１８３０に入る光が第２の検出器１７００に入射するように、第２の検出器１７００に近接する第２の端１８３４を有する。コリメーティングレンズ１８１０および１８１２とファイバ１８２０および１８３０とを含むことにより、ファイバは検出器１６９８および１７００へある距離だけ光を搬送することができるので、検出エレクトロニクス（図示せず）に近接する遠隔の場所に検出器を設けてもよい。
図３４、図３５および図３６では、折り畳みサニャック音響センサアレイ１６００、折り畳みサニャック音響センサアレイ１７５０または折り畳みサニャックセンサアレイ１８００の動作特徴に大きく影響を与えることなく、減偏光子１３５２を第１のアレイ入力／出力ファイバ７１４から第２のアレイ入力／出力ファイバ７２０へ再配置できることに留意されたい。
図１７から図３６の上記実施例では、増幅センサアレイ７１６は、信号を生成しかつ摂動を検出するそれぞれのフロントエンドシステムから逆に伝播する２つの信号を受けるとともに、摂動され逆に伝播する２つの信号をこれに戻す。以上の実施例では、センサアレイ７１６は、それぞれのラング７１８（ｉ）中にセンサ７２２（ｉ）を備えるはしご状構造として示される。複数のエルビウムドープトファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）７２４ははしご状構造内に分布されて、センサ７２２（ｉ）に分配されかつセンサから受ける信号を増幅する。
図３７は、センサアレイ７１６の代わりに図３０−３６に記載のフロントエンドシステムと組合せて用いるための１６センサアレイ２０００の代替的な実施例を図示する。特に、センサアレイ２０００は、第１の入力／出力ファイバ２００２と第２の入力／出力ファイバ２００４との間に介在する。第１の入力／出力ファイバ２００２は、たとえば図３０−３６の第１の入力／出力ファイバ７１４に対応し、第２の入力／出力ファイバ２００４は、図３０−３６の第２の入力／出力ファイバ７２０に対応する。これにより、第１の入力／出力ファイバ２００２を介してセンサアレイ２０００に入る光は、図３７のセンサアレイ２０００を通って右から左に伝播し、第２の入力／出力ファイバ２００４を介して出て行く。第２の入力／出力ファイバ２００４を介してセンサアレイ２０００に入る光は、センサアレイ２０００を通って左から右に伝播し、第１の入力／出力ファイバ２００２を介して出て行く。このように、図３７の右から左に伝播する光は、図３０−３６の反時計回りに伝播する光に対応し、図３７の左から右に伝播する光は、図３０−３６の時計回りに伝播する光に対応する。
センサアレイ２０００は、各々が利得ｇ1を有する増幅器２０１２（１）、２０１２（２）の外側層２０１０を含むツリー構造として実現される。各々の外側層増幅器２０１２（ｉ）の後ろにそれぞれのスプリッタ２０１４（１）、２０１２（２）が存在する。
センサアレイ２０００は、各々が利得ｇ2を有する、増幅器２０２２（１）、２０２２（２）、２０２２（３）、２０２２（４）、２０２２（５）、２０２２（６）、２０２２
（７）、２０２２（８）の内側層２０２０をさらに含む。各々の内側層増幅器２０２２（ｉ）の後ろに、それぞれのスプリッタ２０２４（１）、２０２４（２）、２０２４（３）、２０２４（４）、２０２４（５）、２０２４（６）、２０２４（７）、２０２４（８）が存在する。
図示される好ましい実施例では、スプリッタ２０１４（ｉ）、２０２４（ｉ）の各々は、有利には、スプリッタの各端に１組のポートを有する、４つの入力／出力ポートを２組有する４×４スプリッタである。一方端の入力／出力ポートの１つを介してスプリッタに入る光は、実質的に等しい部分の他方端の４つの入力／出力ポートを出る。図３７で、内側層２０２０の各スプリッタ２０２４（ｉ）は、第１の端に４つのポートをおよび第２の端に１つのポートを有して図示される。第２の端の３つの未使用ポート（図示せず）は無反射で終端することを理解されたい。これにより、第２の端で単一使用ポートに入る光は、第１の端の４つのポート間で分割され、第１の端の４つのポートの各々に入る光の約４分の１が第２の端の単一使用ポートに結合される。第１の端のポートの各々からの光の残余の４分の３は３つの未使用ポートを介して失われる。これにより、４×４スプリッタ２０２４（ｉ）の各々は、一方向に伝播する光の１−４スプリッタとして動作するとともに、反対方向に伝播する光の４−１コンバイナとして動作する。
図３７に図示されるレイアウトにより、各々の層２０１０、２０２０は、それぞれの左側部分２０１０Ｌ、２０２０Ｌおよびそれぞれの右側部分２０１０Ｒ、２０２０Ｒを含む。
外側層２０１０の右側部分２０１０Ｒは、増幅器２０１２（１）と、その後ろのスプリッタ２０１４（１）とを含む。外側層２０１０の左側部分２０１０Ｌは、増幅器２０１２（２）と、その後ろのスプリッタ２０１４（２）とを含む。
内側層２０２０の右側部分２０２０Ｒは、増幅器２０２２（１）、２０２２（２）、２０２２（３）、２０２２（４）およびスプリッタ２０２４（１）、２０２４（２）、２０２４（３）、２０２４（４）を含む。内側層２０２０の左側部分２０２０Ｌは、増幅器２０２２（５）、２０２２（６）、２０２２（７）、２０２２（８）およびスプリッタ２０２４（５）、２０２４（６）、２０２４（７）、２０２４（８）を含む。
外側層２０１０と内側層２０２０とは、複数のセンサ２０３２（１）…２０３２（１６）を含むセンサ層２０３０のまわりで対称である。センサ２０３２（１）…２０３２（１６）は、４つのセンサグループ２０４０（１）…２０４０（４）として整理される。
第１のグループ２０４０（１）の中の４つのセンサ２０３２（１）…２０３２（４）の各々は、スプリッタ２０２４（１）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとスプリッタ２０２４（５）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとの間に接続される。
第２のグループ２０４０（２）の中の４つのセンサ２０３２（５）…２０３２（８）の各々は、スプリッタ２０２４（２）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとスプリッタ２０２４（６）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとの間に接続される。
第３のグループ２０４０（３）の中の４つのセンサ２０３２（９）…２０３２（１２）の各々は、スプリッタ２０２４（３）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとスプリッタ２０２４（７）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとの間に接続される。
第４のグループ２０４０（４）の中の４つのセンサ２０３２（１３）…２０３２（１６）の各々は、スプリッタ２０２４（４）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとスプリッタ２０２４（８）の第１の端の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つとの間に接続される。
センサ２０３２（ｉ）の各グループ２０４０（ｉ）内で、センサのうち３つは、グループに結合される２つのスプリッタ２０２４（ｉ）の入力／出力ポート間の経路に介在する遅延ファイバ２０４２（ｉ）を含む。遅延ファイバ２０４２（ｉ）は、センサ２０３２（ｉ）を通過する時分割多重化（ＴＤＭ）パルスの適切なタイミングを与えるように選択された好適な長さを有する。
各グループ中の第１のセンサ（すなわち、センサ２０３２（１）、２０３２（５）、２０３２（９）、２０３２（１３））は、それぞれの２つのスプリッタ間の経路の固有伝播遅延以外のさらなる遅延を有しない。
各グループ中の第２のセンサ（すなわち、センサ２０３２（２）、２０３２（６）、２０３２（１０）、２０３２（１４））は、各々がτ／２の遅延を有する第１および第２の遅延ファイバ２０４２（１）が与えるさらなるτの遅延を有する。
各グループ中の第３のセンサ（すなわち、センサ２０３２（３）、２０３２（７）、２０３２（１１）、２０３２（１５））は、各々がτの遅延を有する第３および第４の遅延ファイバ２０４２（２）が与えるさらなる２τの遅延を有する。
各グループ中の第４のセンサ（すなわち、センサ２０３２（４）、２０３２（８）、２０３２（１２）、２０３２（１６））は、各々が３τ／２の遅延を有する第５および第６の遅延ファイバ２０４２（３）が与えるさらなる３τの遅延を有する。
スプリッタ２０２４（１）…２０２４（８）の各々の第２の端の単一使用入力／出力ポートは、増幅器２０２２（１）…２０２２（８）のそれぞれ１つの第１の入力／出力端子に結合される。図示される実施例では、スプリッタ２０２４（１）は増幅器２０２２（１）に結合され、スプリッタ２０２４（２）は、増幅器２０２２（２）に結合され、以下同じである。
増幅器２０２２（１）…２０２２（４）の各々の第２の入力／出力ポートは、スプリッタ２０１４（１）の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つに結合される。増幅器２０２２（５）…２０２２（８）の各々の第２の入力／出力ポートは、スプリッタ２０１４（２）の４つの入力／出力ポートのそれぞれ１つに結合される。
増幅器２０２２（１）、２０２２（５）は、固有伝播遅延以外に、経路に介在するさらなる遅延を全く有することなくスプリッタ２０１４（１）、２０１４（２）に結合される。
増幅器２０２２（２）、２０２２（６）は、各々が２τのさらなる遅延を与えるそれぞれの遅延ファイバ２０４４（１）を介してスプリッタ２０１４（１）、２０１４（２）に結合される。これにより、第２のグループ２０４０（２）中のすべてのセンサに対するさらなる遅延の合計は４τになる。
増幅器２０２２（３）、２０２２（７）は、各々が４τのさらなる遅延を与えるそれぞれの遅延ファイバ２０４４（２）を介してスプリッタ２０１４（１）、２０１４（２）に
結合される。これにより、第３のグループ２０４０（３）中のすべてのセンサに対するさらなる遅延の合計は８τになる。
増幅器２０２２（４）、２０２２（８）は、各々が６τのさらなる遅延を与えるそれぞれの遅延ファイバ２０４４（３）を介してスプリッタ２０１４（１）、２０１４（２）に結合される。これにより、第４のグループ２０４０（４）中のすべてのセンサに対するさらなる遅延の合計は１２τになる。
第１のセンサ２０３２（１）を通したスプリッタ２０１４（１）と２０１４（２）との間のさらなる遅延の合計は０τであることを容易に判断することができる。残余のセンサ２０３２（２）…２０３２（１６）を通したスプリッタ２０１４（１）と２０１４（２）との間のさらなる遅延の合計は以下のとおりである。
２０２３（２） τ
２０３２（３） ２τ
２０２３（４） ３τ
２０３２（５） ４τ
２０２３（６） ５τ
２０３２（７） ６τ
２０２３（８） ７τ
２０３２（９） ８τ
２０２３（１０） ９τ
２０３２（１１） １０τ
２０２３（１２） １１τ
２０３２（１３） １２τ
２０２３（１４） １３τ
２０３２（１５） １４τ
２０２３（１６） １５τ
上述のように、τの値は、各センサ２０３２（ｉ）を通って伝播した後に時間の余裕をもってパルスを十分に分離するのに十分なように選択される。たとえば、１つの実施例では、τの値は、５０ナノ秒のパルスが１０ナノ秒の保護帯域だけ分離されるように、６０ナノ秒であるのが有利である。
図３７に示されるように、外側層４×４スプリッタ２０１４（１）および２０１４（２）は、センサ２０３２（ｉ）に向けて方向付けられ、かつ上述のように接続される第１の端の上に４つの入力／出力ポートを備えて構成される。第２の端の入力／出力ポートのうち２つは無反射に終端され、図３７には示されない。増幅器２０１２（１）の第１の入力／出力ポートは、スプリッタ２０１４（１）の第２の端の上の残余の入力／出力ポートのうちの１つに結合される。増幅器２０１２（２）の第１の入力／出力ポートは、スプリッタ２０１４（２）の第２の端の上の残余の入力／出力ポートのうち１つに結合される。スプリッタ２０１４（１）の第２の端の上の第２の残余の入力／出力ポートは第１のポンプソース２０５０（１）に結合される。スプリッタ２０１４（２）の第２の端の上の第２の残余の入力／出力ポートは第２のポンプソース２０５０（２）に結合される。
増幅器２０１２（１）の第２の入力／出力ポートは、第１の波長分割多重化（ＷＤＭ）カプラ２０６０（１）の第１の端の第１の入力／出力ポートを介して第１の入力／出力ファイバ２００２に結合される。第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）の第２の端の第２の入力／出力ポートは、第１の入力／出力ファイバ２００２に結合される。同様に第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）の第２の端の第３の入力／出力ポートは、第３のポンプソース２０６２（１）からポンプ光を受けるように結合される。
第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）は、信号波長λs（たとえば１，５６０ナノメータ）で第１の入力／出力ポートに入るすべての光がカプラを通って第２の入力／出力ポートに達するように構成される。同様に、第２の入力／出力ポートに入る信号波長λsの光はカプラを通って第１の入力／出力ポートに達する。
信号波長λsでは実質的に結合は起こらないので、第１の入力／出力ファイバ２００２を介してアレイ２０００に入る実質的にすべての光は、図３７の右から左へ第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）を通過し、増幅器２０１２（１）に入る。同様に、増幅器２０１２（１）を介して左から右にアレイ２０００を出る実質的にすべての光は、第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）を通過して第１の入力／出力ファイバ２００２に達する。
信号波長での光に対して、ポンプソース２０６２（１）からのポンプ波長λp（たとえば１，４８０ナノメータ）の実質的にすべてのポンプ光は、第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）の第３の入力／出力ポートに入り、カプラの第２の入力／出力ポートに結合されて、これにより増幅器２０１２（１）に伝播する。
同様に、増幅器２０１２（２）の第２の入力／出力ポートは、第２の波長分割多重化（ＷＤＭ）カプラ２０６０（２）の第１の端の第１の入力／出力ポートを介して第２の入力／出力ファイバ２００４に結合される。第２のＷＤＭカプラ２０６０（２）の第２の端の第２の入力／出力ポートは、第２の入力／出力ファイバ２００４に結合される。同様に第２のＷＤＭカプラ２０６０（２）の第２の端の第３の入力／出力ポートは、第４のポンプソース２０６２（２）からポンプ光を受けるように結合される。
第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）について上述されたように、信号波長λsの実質的にすべての光は結合せずに第２のＷＤＭカプラ２０６０（２）を通過し、ポンプソース２０６２（２）からの実質的にすべての光は、第２のＷＤＭカプラ２０６０（２）の第２の入力／出力ポートに結合されて、増幅器２０１２（２）に伝播する。
２つのＷＤＭカプラ２０６０（１）および２０６０（２）とは異なり、４×４スプリッタ２０１４（１）、２０１４（２）およびスプリッタ２０２４（１）…２０２４（８）は広帯域カプラである。すなわち、スプリッタは、１，４８０ナノメータから１，５６０ナノメータの波長範囲にわたって実質的に同じ結合係数を有する。これにより、信号波長λsの光とポンプ波長λpの光とは実質的に同じに結合される。さらに、スプリッタは好ましくは、結合係数が実質的に同様であり、アレイ２００２に入るポンプ波長λpの光と信号波長λsの光とが各スプリッタの４つの出力の間で実質的に等しく分割され、かつ各センサからの信号波長の光が実質的に等しく合成されるように特徴付けられる。
動作において、ポンプソース２０６２（１）は、第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）にポンプ光を与える。ポンプ光は増幅器２０１２（１）に伝播し、その中で吸収されて、これにより、増幅器は信号波長で増幅器に入る光に利得を与える。増幅器２０１２（１）が吸収しないいかなる残余のポンプ光もスプリッタ２０１４（１）を通過し、４つの増幅器２０２２（１）…２０２２（４）の間で実質的に等しく分割される。さらに、ポンプソース２０５０（１）からの光はスプリッタ２０１４（１）に入り、実質的に等しく分割されて４つの増幅器２０２２（１）…２０２２（４）に伝播する。ポンプ光は、信号光に増幅を与える４つの増幅器で吸収される。
同様に、ポンプソース２０６２（２）からの光は第２のＷＤＭカプラ２０６０（２）を介して増幅器２０１２（２）に結合され、いかなる残余のポンプ光もスプリッタ２０１４（２）を介して４つの増幅器２０２４（５）…２０２４（８）の間で分割される。さらに
、ポンプソース２０５０（２）からのポンプ光はスプリッタ２０１４（２）によって分割され、４つの増幅器２０２４（１）…２０２４（４）に与えられる。
約５０ナノ秒の持続時間を有する信号光パルスは、第１の入力／出力ファイバ２００２を介してアレイ２０００に入り、まず増幅器２０１２（１）によって増幅される。次に、増幅された光パルスはスプリッタ２０１４（１）によって４つの実質的に等しい部分に分割される。第１の部分は増幅器２０２２（１）によって増幅され、次に、第１の部分を４つのサブ部分に分割するスプリッタ２０２４（１）を介して第１のセンサグループ２０４０（１）に入る。第１のサブ部分はセンサ２０３２（１）を通過する。第２のサブ部分はセンサ２０３２（２）を通過する。第３のサブ部分はセンサ２０３２（３）を通過する。第４のサブ部分はセンサ２０３２（４）を通過する。
第１のサブ部分はさらなる遅延に遭遇しない。第２のサブ部分は、２つのτ／２遅延ファイバ２０４２（１）によって遅延されて合計遅延がτになる。第３のサブ部分は２つのτ遅延ファイバ２０４２（２）によって遅延されて合計遅延が２τになる。第４のサブ部分は２つの３τ／２遅延ファイバ２０４２（３）によって遅延されて合計遅延が３τになる。
第１のセンサグループ２０４０（１）中の４つのサブ部分はスプリッタ２０２４（５）によって再合成される。しかしながら、センサおよび遅延を通してのそれぞれの伝播時間により、第１のサブ部分は、第２のサブ部分の約６０ナノ秒前にスプリッタに到着する。第２のサブ部分は、第３のサブ部分の約６０ナノ秒前に到着する。第３のサブ部分は、第４のサブ部分の約６０ナノ秒前に到着する。このように、スプリッタ２０２４（５）の出力は６０ナノ秒間隔で４つの５０ナノ秒パルスを含む。
スプリッタ２０２４（５）から出力されるパルスは増幅器２０２２（５）によって増幅され、次にスプリッタ２０１４（２）に伝播する。パルスは、ここで第２のセンサグループ２０４０（２）、第３のセンサグループ２０４０（３）、および第４のセンサグループ２０４０（４）を通過したパルスと合成される。
第２、第３および第４のセンサグループ内で、信号パルスは４つのサブ部分に分割され、４つのサブ部分は選択的に遅延され、次に第１のセンサグループについて上述されたように再合成される。さらに、第２のセンサグループ２０４０（２）に入る光の部分は、増幅器２０２２（２）が増幅する前に第１の２τ遅延２０４４（１）によってまず遅延され、スプリッタ２０２４（２）によって分割される。第２のセンサグループ２０４０（２）が出力した信号パルスはスプリッタ２０４６（６）によって再合成され、増幅器２０２２（６）によって増幅され、次にスプリッタ２０１４（２）に到着する前に第２の２τ遅延２０４４（１）によって遅延される。２つの２τ遅延２０４４（１）が与える余分の４τ遅延により、第２のセンサグループからスプリッタ２０１４（２）に到着する第１の信号パルスは、第１のセンサグループからの第４の信号パルスの６０ナノ秒後に到着する。
同様に、第３のセンサグループから出力される信号パルスは２つの遅延２０４４（２）によってさらに８τ分遅延され、これにより、第３のセンサグループからの第１の信号パルスは、第２のセンサグループからの第４の信号パルスの６０ナノ秒後に到着する。
同様に、第４のセンサグループから出力される信号パルスは２つの遅延２０４４（３）によってさらに１２τ分遅延され、これにより、第４のセンサグループからの第１の信号パルスは、第３のセンサグループからの第４の信号パルスの６０ナノ秒後に到着する。
４つのセンサグループからの信号パルスはスプリッタ２０１４（２）で合成される。次
に、信号パルスは増幅器２０１２（２）によって増幅され、第２の入力／出力ファイバ２００４を介してアレイから出力される。
同様に、第２の入力／出力ファイバ２００４を介してセンサアレイ２０００に入り、アレイを左から右に進む５０ナノ秒光パルスは、まず増幅器２０１２（２）によって増幅され、スプリッタ２０１４（２）によって４つのパルスに分割される。４つのパルスは選択的に遅延され、右から左に伝播する信号について上述されたようにさらに分割され、これにより、６０ナノ秒間隔の１６個の５０ナノ秒パルスがスプリッタ２０１４（１）に到着する。１６個のパルスはスプリッタ２０１４（１）によって合成され、増幅器２０１２（１）によって増幅され、その後第１の入力／出力ファイバ２００２を介してアレイを出る。
パルス幅および遅延時間を変更し得ることを理解されたい。さらに、さらなるスプリッタ、増幅器および遅延を設けてアレイ２０００中のセンサ数を増加させ得る。
各スプリッタ２０１４（ｉ）、２０２４（ｉ）の前にある増幅器２０１２（ｉ）、２０２２（ｉ）は、それぞれのカプラにおける分割損失を補償する。図３７のツリー構造遠隔測定は、先の増幅器から後の増幅器へ未使用のポンプパワーを方向付けるという利点を有する。ポンプ光がたとえば１，４８０ナノメータのポンプ波長λpを有し、かつ信号がたとえば１，５５０ナノメータの信号波長λsを有する例示的なシステムでは、分割カプラは、ポンプおよび信号波長にわたって同じ結合比を有するように２帯域または広帯域のいずれかのものでなければならない。そのようなカプラは、たとえば、メリーランド州ミラーズビル、ベンフィールドブルバード１１２１（1121 Benfield Boulevard, Millersville, Maryland）のグールドファイバーオプティクス社（Gould Fiber Optics）から市販されている。図３７の実施例は、後段の増幅器に電力供給するのにさらなるポンプパワーが必要な場合に、４×４スプリッタ２０１２のうち１つの未使用ポートの１つにさらなるポンプパワーを加えることができるというさらなる利点を有する。これにより、さらなるＷＤＭカプラを必要とするのは、第１段の増幅器（すなわち外側層２０１０の増幅器２０１２）のみである。
上述のように、センサ遠隔測定は、センサ経路の間に増大していく差分遅延を与えてパルスが重なるのを防止するように構成される必要がある。時分割多重化（ＴＤＭ）方式は、各遅延が時間間隔τの分数または倍数である、図３７に示されるような遅延ファイバ２０４２（ｉ）、２０４４（ｉ）を置くことによって達成される。時間間隔τはセンサ呼び掛け窓である。各パルスの持続時間（すなわちパルス幅）は、重なりを避けるため、τ未満となるように選択される。所定の遅延は、最も近い構成要素を接続するファイバと遅延コイルとの効果を含む。たとえば、８τの最長遅延は第１の分割カプラ２０１４（１）から分割カプラ２０２４（４）までのものである。各センサを通しての合計進行時間は、ＴＤＭの要件に従い、これらの遅延によってτだけ増分することが容易にわかる。
前述の遠隔測定（すなわちアレイ構造）とは異なり、上述のツリー構造ＥＤＦＡ遠隔測定は、（少数の大電力ポンプレーザの代わりに）多数の小電力ポンプレーザによってポンピングされ得るので有利である。特に、１箇所または２箇所でなくツリー構造中のさまざまなレベルにポンプ光を導入可能である。
図３８Ａおよび図３８Ｂを含む図３８は、たとえば図３０−３６と関連して上述されたシステムと同様の偏光ベースフロントエンド２１２０を用いた増幅ツリー構造遠隔測定中に１６個のセンサ２１１０（ｉ）を含む代替的センサアレイ２１００を図示する。
図３８Ａは、図３４に示されたフロントエンドと同様のフロントエンド２１２０を図示
し、同じ要素はそれに応じて番号を振られる。図３４に示されるフロントエンドとは異なり、図３８Ａのフロントエンド２１２０は、偏光超蛍光源１６２０の出力とコリメータ１６３０との間に位置決めされた、１，５５０ナノメータにセンタリングされたほぼ１０ナノメータ幅のバンドパス干渉フィルタ２１３０を含む。フィルタ２１３０はソース１６２０からの光を狭め、ファラデー回転子１６４２、１６４４の波長依存のいかなる有害な影響も低減する。第１の偏光ビームスプリッタ１６３２、ビームスプリッタ１６３４の第４のポート１６４０と第１のビームスプリッタ１６９０との間の出力経路にさらなる対のバンドパス干渉フィルタ２１３２、２１３４が位置決めされる。
図３８Ｂの増幅アレイ２１００は、図３７に示される増幅ツリー構造設計と同様である。ここでも、タイミングは、パルス間の１０ナノ秒の保護帯域とともに５０ナノ秒のパルスを収容した６０ナノ秒の窓に基づいている。アレイタイミングは、センサの全体的なタイミングが正しいだけでなく、センサ遠隔測定において各センサ２１１０（ｉ）が対称に置かれ、それにより各センサでの位相感度が確実に同じになるのが確実になるようにアレイ２１００の構築の間に測定される。
第１の入力／出力ファイバ２００２、第２の入力／出力ファイバ２００４、第３のポンプソース２０６２（１）、第４のポンプソース２０６２（２）、第１のＷＤＭカプラ２０６０（１）、第２のＷＤＭカプラ２０６０（２）、利得ｇ1を有する第１の増幅器２０１２（１）、および利得ｇ1を有する第２の増幅器２０１２（２）は、図３７と関連して上述されたように動作し、これに応じて標識付けられる。
図３７のアレイ２０００とは異なり、図３８Ｂのアレイ２１００は、２つのレベルの４×４広帯域スプリッタ２０１４（ｉ）、２０２４（ｉ）の代わりに、４つのレベルの２×２広帯域カプラ２１４０（ｉ）を利用する。ここでもアレイ２１００は２つのレベルの増幅を用いる。
第１の入力／出力ファイバ２００２を介してアレイ２１００に入射する反時計回りに伝播する信号光および増幅器２０１２（ｉ）からのいかなる残余のポンプ光も第１の２×２カプラ２１４０（１）を通過する。このカプラは、光を実質的に等しい２つの部分、すなわち第１の部分（図３８Ｂの上方）と第２の部分（図３８Ｂの下方）とに分割する。
次に、第１の部分は第２の２×２カプラ２１４０（２）の第１の入力／出力ポートに入り、これは光の第１の部分を実質的に等しい２つの部分、すなわち第３の入力／出力ポートの第３の（上）部分と第４の入力／出力ポートの第４の（下）部分とに分割する。同様に、第２の部分は第３の２×２カプラ２１４０（３）の第１の入力／出力ポートに入り、これは光の第２の部分を実質的に等しい２つの部分、すなわち第３の入力／出力ポートの第５の（上）部分と第４の入力／出力ポートの第６の（下）部分とに分割する。
第３、第４、第５および第６の部分はそれぞれの増幅器２１５０（１）、２１５０（２）、２１５０（３）、２１５０（４）に入り、これらは、ポンプ光を実質的に等しい２つの部分に分割する２×２カプラ２１６０（１）を介して第１のポンプソース２０５０（１）からのポンプ光によってポンピングされる。ポンプ光の第１の部分は第２のカプラ２１４０（２）の第２の入力／出力ポートに与えられ、ポンプ光の第２の部分は第３のカプラ２１４０（３）の第２の入力／出力ポートに与えられる。これにより、ポンプ光はカプラ２１４０（２）、２１４０（３）によってさらに分割され、もとのポンプ光の約４分の１が増幅器２１５０（１）、２１５０（２）、２１５０（３）、２１５０（４）の各々に与えられる。
増幅器２１５０（１）からの増幅信号光は、第４の２×２カプラ２１４０（４）への入
力として与えられる。増幅器２１５０（２）からの増幅信号光は第５の２×２カプラ２１４０（５）への入力として与えられる。増幅器２１５０（３）からの増幅信号光は、第６の２×２カプラ２１４０（６）への入力として与えられる。増幅器２１５０（４）からの増幅信号光は、第７の２×２カプラ２１４０（７）への入力として与えられる。
各カプラ２１４０（４）、２１４０（５）、２１４０（６）、２１４０（７）に入射する光は２つの部分に実質的に等しく分割される。
第４のカプラ２１４０（４）からの光の第１の部分は、光の第１の部分を実質的に等しい２つの部分に分割する第８の２×２カプラ２１４０（８）を介して第１のセンサ２１１０（１）および第２のセンサ２１１０（２）への入力として与えられる。第４のカプラ２１４０（４）から光の第２の部分は、光の第２の部分を実質的に等しい２つの部分に分割する第９の２×２カプラ２１４０（９）を介して第３のセンサ２１１０（３）および第４のセンサ２１１０（４）への入力として与えられる。これにより、センサ２１１０（１）、２１１０（２）、２１１０（３）、２１１０（４）の各々は、第１のカプラ２１４０（１）に入射するもとの信号光の約１６分の１を受ける。
同様に、第５のセンサ２１１０（５）および第６のセンサ２１１０（６）は各々、第１０の２×２カプラ２１４０（１）を介して第５のカプラ２１４０（５）からもとの信号光の約１６分の１を受ける。第７のセンサ２１１０（７）および第８のセンサ２１１０（８）は各々、第１１の２×２カプラ２１４０（１１）を介して第５のカプラ２１４０（５）からもとの信号光の約１６分の１を受ける。
第９のセンサ２１１０（９）および第１０のセンサ２１１０（１０）は各々、第１２の２×２カプラ２１４０（１２）を介して第６のカプラ２１４０（６）からもとの信号光の約１６分の１を受ける。第１１のセンサ２１１０（１１）および第１２のセンサ２１１０（１２）は各々、第１３の２×２カプラ２１４０（１３）を介して第６のカプラ２１４０（６）からもとの信号光の約１６分の１を受ける。
第１３のセンサ２１１０（１３）および第１４のセンサ２１１０（１４）は各々、第１４の２×２カプラ２１４０（１４）を介して第７のカプラ２１４０（７）からもとの信号光の約１６分の１を受ける。第１５のセンサ２１１０（１５）および第１６のセンサ２１１０（１６）は各々、第１５の２×２カプラ２１４０（１５）を介して第７のカプラ２１４０（７）からもとの信号光の約１６分の１を受ける。
分割および増幅の各レベルにおいて、カプラおよび増幅器は、数字の小さいカプラおよび増幅器が数字の小さいセンサに反時計回りに伝播する信号光を伝播するように、図面の真中から図面の下に向けて番号を振られていることに注目されたい。
第２の入力／出力ファイバ２００４を介してアレイ２１００に入射する光は、複数のカプラ２１４０（１６）…２１４０（３０）によって、反対方向（すなわち時計回り方向）のセンサ２１１０（１）…２１１０（１６）に与えられる実質的に等しい１６個の部分に同様に分割される。第２のポンプソース２０５０（２）からのポンプ光は、カプラ２１６０（２）によって実質的に等しく分割され、カプラ２１４０（１６）および２１４０（１７）によってさらに分割され、これにより、ポンプ光のほぼ等しい４つの部分が、時計回りの方向に伝播する信号光を増幅するように動作する４つの増幅器２１５０（５）、２１５０（６）、２１５０（７）、２１５０（８）への入力として与えられる。カプラおよび増幅器は、時計回りに伝播する信号光について、数字の小さいカプラおよび増幅器が数字の小さいセンサに信号光を与えるように、図３８Ｂの真中から上に向けて番号を振られることに注目されたい。
図３７と関連して上述された時分割多重化特徴を与えるため、図３８Ｂの実施例は、アレイ２１００中に複数の遅延ファイバを含む。たとえば、第１の遅延ファイバ２１８０（１）は、カプラ２１４０（８）と第２のセンサ２１１０（２）との間に位置決めされ、第２の遅延ファイバ２１８０（１）は、カプラ２１４０（２３）と第２のセンサ２１１０（２）との間に位置決めされる。同様の遅延ファイバ２１８０（１）は、センサ２１１０（２）、２１１０（４）、２１１０（６）、２１１０（８）、２１１０（１０）、２１１０（１２）、２１１０（１４）、２１１０（１６）とそれぞれのカプラとの間に位置決めされる。各遅延ファイバ２１８０（１）の長さは約６メートルで３０ナノ秒の遅延を与えるので、各センサ対の第２のセンサを通って伝播する光は、そのセンサ対の第１のセンサを通って伝播する光から約６０ナノ秒だけ分離される。
第１のセンサ２１１０（１）および第２のセンサ２１１０（２）を通過する信号の対は、カプラ２１４０（４）からカプラ２１４０（９）への経路の第１の遅延ファイバ２１８０（２）およびカプラ２１４０（１９）からカプラ２１４０（２４）への経路の第２の遅延ファイバ２１８０（２）が与えるさらなる１２０ナノ秒の遅延だけ、第３のセンサ２１１０（３）および第４のセンサ２１１０（４）を通過する信号の対から分離される。遅延ファイバ２１８０（２）の各々は、長さが約１２メートルであるファイバが与える約６０ナノ秒の遅延を有する。
同様に、カプラ２１４０（５）とカプラ２１４０（１０）との間の経路に第１の１２０ナノ秒遅延ファイバ２１８０（３）が介在し、カプラ２１４０（２０）とカプラ２１４０（２５）との間の経路に第２の１２０ナノ秒遅延ファイバ２１８０（３）が介在する。カプラ２１４０（５）とカプラ２１４０（１１）との間の経路に第１の１８０ナノ秒遅延ファイバ２１８０（４）が介在し、カプラ２１４０（２０）とカプラ２１４０（２６）との間の経路に第２の１８０ナノ秒遅延ファイバ２１８０（４）が介在する。
残余の８個のセンサについては、カプラ２１４０（１）とカプラ２１４０（３）との間に第１の２２５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（５）が介在し、カプラ２１５０（１６）とカプラ２１４０（１８）との間に第２の２２５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（５）が介在する。
カプラ２１４０（６）とカプラ２１４０（１２）との間に第１の１５ナノ秒遅延ファイバ２１４０（６）が介在し、カプラ２１４０（２１）とカプラ２１４０（２７）との間に第２の１５ナノ秒遅延ファイバ２１４０（６）が介在する。これにより、センサ２１１０（９）および２１１０（１０）に対するさらなる遅延の合計は４８０ナノ秒となる。遅延ファイバ２１８０（５）の遅延を２４０ナノ秒に増加させ、１５ナノ秒遅延ファイバ２１４０（６）を含まないことによって同等の遅延を与え得ることを理解されたい。
カプラ２１４０（６）とカプラ２１４０（１３）との間の経路に第１の７５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（７）が介在し、カプラ２１４０（２１）とカプラ２１４０（２８）との間の経路に第２の７５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（７）が介在する。カプラ２１４０（７）とカプラ２１４０（１４）との間の経路に第１の１３５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（８）が介在し、カプラ２１４０（２２）とカプラ２１４０（２９）との間の経路に第２の１３５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（７）が介在する。カプラ２１４０（７）とカプラ２１４０（１５）との間の経路に第１の１９５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（９）が介在し、カプラ２１４０（２２）とカプラ２１４０（３０）との間の経路に第２の１９５ナノ秒遅延ファイバ２１８０（９）が介在する。
２×２カプラの各々は、有利には、各センサ経路の伝送ができるだけ等しくなるように
カプラがアレイ内に配置され得るように、構築前に特徴付けられる。図３８Ｂの１０個の増幅器２０１２（１）、２０１２（２）、２１５０（１）…２１５０（８）は、好ましくはエルビウムドープトファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）である。図３８Ｂにおいて、増幅器２０１２（１）、２０１２（２）の利得ｇ1および増幅器２１５０（１）…２１５０（８）の利得ｇ2は実質的に同じである。好ましい実施例では、各増幅器中のファイバの長さは、約８．２ｄＢの利得を与える約１．４５メートルである。
第１の入力／出力ファイバ２００２から第２の入力／出力ファイバ２００４への各方向の所与のセンサ経路によって見られる合計利得は、３２．８ｄＢ（８．２ｄＢ×増幅器４個）である。これは、合計分割損（カプラ当たり３．１ｄＢ×８個のカプラ）と、ＷＤＭカプラの挿入損失ならびにスプライスおよびファイバ折り曲げによる過剰な損失をほぼ補償する。図３８Ｂに従って構築された例示的なセンサアレイを通しての伝送は、１よりも大きい数ｄＢと測定された。増幅器２０１２（１）、２０１２（２）、２１５０（１）…２１５０（８）は、有利には４つのローパワー（たとえば６０ｍＷ）１，４８０ｎｍレーザを含むポンプソース２０５０（１）、２０５０（２）、２０６２（１）、２０６２（２）によってポンピングされる。上述のように、ポンプソース２０６２（１）、２０６２（２）からのポンプ光は、ＷＤＭカプラ２０６０（１）、２０６０（２）を通してアレイ２１００に結合されて、第１段の増幅器２０１２（１）、２０１２（２）をポンピングする。第２段の増幅器２１５０（１）…２１５０（８）は、ポンプソース２０５０（１）、２０５０（２）が加える電力とともに第１段の増幅器からの未使用電力によってポンピングされる。ポンプパワーは十分に大きい（かつ信号電力は十分に低い）ので、増幅器２０１２（１）、２０１２（２）、２１５０（１）…２１５０（８）のすべてをポンピングで飽和させる。好ましくは、ポンプソース２０５０（１）、２０５０（２）、２０６２（１）、２０６２（２）は一方向アイソレータ２１９０を介してアレイ２１００に結合されるので、アレイ２１００から戻るいかなる光もポンプソースに伝播せず、ソースを摂動しない。
センサ２１１０（ｉ）をテストするため、ファイバを巻き付けられたさらなるＰＺＴトランスデューサを各センサ２１１０（ｉ）と直列に置き、これにより、１つ以上のＰＺＴトランスデューサを選択的に活性化することによって各センサごとに音響信号の影響をシミュレーションすることができる。（ＰＺＴトランスデューサはテスト目的のみのためのものであり、好ましい実施例の一部ではない。したがって、ＰＺＴトランスデューサは図面に示さない。）図３９Ａおよび図３９Ｂは、５０ナノ秒のパルス幅ならびにそれぞれ０．９４２ＭＨｚ（１．０６マイクロ秒間隔）および１．０４２ＭＨｚ（０．９６マイクロ秒間隔）の繰返し周波数について、検出器１６９８、１７００（図３８Ａ）のうち１つで測定される戻りパルストレインを図示する。アレイに印加される各信号パルスは、６０ナノ秒間隔で戻る１６個の出力パルスのトレインを生じる。したがって、より低い繰返し周波数（図３９Ａ）では、センサアレイから戻る１６個のパルスのトレイン間に隙間が存在する。すべてのセンサからの電力は１．７ｄＢ未満の変化を有して戻る。これらの電力変化は、さまざまなカプラおよびスプライスの挿入損失差から生じるものである。
図３９Ｂは、パルストレインが連続的に繰返す（すなわち、１つのパルストレインの１６番目のパルスが次のパルストレインの最初のパルスの約６０ナノ秒前に発生する）最適な動作条件を図示する。パルスタイミングは、すべてのセンサ経路について１ナノ秒（２０センチメートル）内と正しいことが検証された。
実際には、デマルチプレクスは、デジタル処理により検出後に達成される。実験的な実施例では、ニオブ酸リチウム振幅変調器２１９２が入力／出力ファイバのうち１つ（たとえば図３８Ａの第２の入力／出力ファイバ２００４）に接続され、これを用いて、デマルチプレクスすべき信号に対応する信号パルスを通過させる。ニオブ酸リチウム変調器２１
９２はクリーンスイッチング（clean switching）を行ない、フォトダイオードの後に用いられる電子スイッチと関連の大きなノイズを排除する。
アレイの偏光感度を測定するため、第５のセンサ用のそれぞれの直列接続ＰＺＴトランスデューサを活性化することにより、第５のセンサ２１１０（５）に大きな位相変調を誘導した。第５のセンサからの信号はデマルチプレクスされ、その検出された電力がデジタルスコープ上で監視された。πよりも大きいピーク・トゥ・ピーク位相変調が信号に誘導され、デジタルスコープ上で得られた最大および最小電圧を記録することによってセンサの視感度（visibility）を測定することができる。そのようなトレースが図４０Ａに図示され、測定視感度０．９を生じる。上述のように、偏光ベースフロントエンド設計の重要な利点は、偏光誘導信号フェージングが受動的に排除されることであり、視感度は理想的には、ループ複屈折とは独立して、各センサ上で１である。
この予測をテストするため、入力／出力ファイバのうち１つ（たとえば図３８Ａの第１の入力／出力ファイバ２００２）に位置決めされる共通偏光コントローラ２１９４の８つのランダムな設定について第５のセンサの視感度を測定した。測定結果は図４０Ｂに示され、これは予期される偏光独立を示している。視感度は、主に検出器における分散増幅器ＡＳＥパワーの存在のために、１に満たない。
広帯域ＡＳＥ源を用いるサニャックベースアレイにおけるノイズ減算の影響および重要性を図示するため、ファイバを巻き付けられたそれぞれのＰＺＴを用いて４ｋＨｚの位相変調をセンサの１つに置いて音響信号をシミュレーションし、図３８Ａのソース１６２０からコリメータ１６３０への信号経路のニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）変調器２１９６を用いてソース１６２０からの光信号上に３．６ｋＨｚの振幅変調を置いた。検出された応答は、唯一の検出器を用いる単一検出構成と、検出器からのＤＣ電流を減算してソース振幅ノイズを除去するように２つの検出器１６９８、１７００の出力が接続される平衡検出構成とにおいて測定された。図４１は測定結果を図示する。単一検出構成については、３．６ｋＨｚの振幅変調がはっきりと見られる一方、４ｋＨｚでの位相変調は、広帯域ソース振幅ノイズ（ＡＳＥ−ＡＳＥビートノイズ）下では見られない。平衡検出（balanced-detection）構成では、振幅変調は５０ｄＢよりも多く減算される。位相変調トーンは、低減された広帯域ノイズ（ＡＳＥ−ＡＳＥビートノイズ減算）および増大した位相変調信号により容易に見ることができる。図示されるように、平衡検出構成は大きなノイズ減算を達成する。
分散光増幅器を備えるサニャックベースアレイの光学的ノイズフロアは受信器での光強度（optical power）の関数である。
Figure 0004184265
式中、Ｂは検出帯域幅であり；ｓ、ａcw、ａccwは、ソース、時計回り分散増幅器、逆時計回り分散増幅器のＡＳＥフォトン束（♯／ｓ）であり；ここでａ＝ａcw＋ａccwである。式１９において、Δνaは、分散増幅器の自発的放出によって生じる、検出器に到着する分散増幅器フォトンの帯域幅であり、以下のように定義される。
Figure 0004184265
式中、Ｐ（νa）ｄνaは、周波数帯域νaからνa＋ｄνaの光強度である。
さらに式１９において、Δνsaは以下のように定義される。
Figure 0004184265
式中、Δνsは検出器に到着するソースフォトンの帯域幅であり、Δνs+aは、νaにνaおよびνs+aを代入することによって式２０に従って定義される、受信器に到着する、合成したソースおよび分散増幅器のフォトンである。
式１９のノイズ式は、単位帯域幅当たりの光子計量変動として与えられる。式１９は、検出器電流ノイズ＜ΔＩ2＞について以下のように書換えることができる。
Figure 0004184265
式中、Ｂは検出帯域幅である。
式２２は、１６センサアレイ２１００の光学的ノイズを測定することによって実験的に確認される。まず、検出されたノイズ対ショットノイズ限界の比として過剰雑音指数（excess noise factor）Ｆが定義され、これが以下に与えられる。
Figure 0004184265
検出器電流Ｉs、ＩacwおよびＩaccwをそれらの光学スペクトルとともに測定（してΔνsaおよびΔνaを得る）することにより、予期される過剰雑音指数を計算し、測定されたノイズと比較することができる。分散増幅器電流およびスペクトル（Ｉacw、ＩaccwおよびΔνa）を測定するため、ソースがオフにされ、出力が単に測定される。分散増幅器のパワーをスイッチオフすることはできないので、出力電流／スペクトル合計を測定し、分散増幅器の電流／スペクトルを減算することにより、ソース電流／スペクトルを求める。
これが行なえる理由は、分散増幅器がポンピングで飽和され、かつそれらのＡＳＥ出力が（実験的に検証された）アレイ中の小さなソースパワーの存在の影響を受けないからである。
測定されたこれらの出力電流およびスペクトルを用いて、式２３によって予測過剰雑音指数を計算することができる。雑音指数を測定するため、出力ノイズはＤＣ受信器電流とともに直接に測定される。次にショットノイズレベルをＤＣ電流から計算し、測定されたノイズとショットノイズとの比をとることによって過剰雑音指数を求める。次に、予測過剰雑音指数と測定過剰雑音指数とを比較することができる。
実験のセットアップにおいて、受信器での一連のＤＣ源電流について測定が行なわれる。これらの電流は、ＬｉＮｂＯ3変調器２１９６のＤＣバイアスを用いてソースパワーを調節することによって制御される。各ＤＣ源電流ごとに、４、８、１２および１６のセンサ計数ごとに測定をとる。センサ計数は、サブアレイに向けられたファイバに大きな折り曲げ損失を誘導することにより、１つ、２つまたは３つの４センササブアレイを暗くすることによって制御された。センサ計数が変更されるので、パルス繰返し周波数は、出力においてパルスの連続トレインを保つように調節される。これにより、検出器での平均ソースパワーは、所与の測定値の組の中で各センサ計数ごとに同じであり、唯一の変更は分散増幅器ＡＳＥの量である。したがって、センサ計数の関数として測定を行なうことにより、ＡＳＥパワーの関数としてノイズの傾向を見出し、式２３の予測と比較することができる。
以上の測定結果が３つのＤＣ源受信器電流について図４２Ａ、図４２Ｂ、図４２Ｃに示される。最も低いＤＣ源電流（１．４μＡ）について図４２Ａに示されるように、予測ノイズと測定ノイズとの間の一致は良好である。より大きなソースパワーおよびしたがってより大きなＤＣ源受信器電流（図４２Ｂの４．０５μＡおよび図４２Ｃの９．８９μＡ）については、測定ノイズはソース電流が増加するにつれ、予測ノイズよりも高く上昇する。これは、少なくとも一部には、アレイ中の音響室内雑音のピックアップ、すなわちサニャック音響センサ設計のテストにつきものの問題によるものである。ソースパワーが増大するとアレイの感度がよくなり、センサアレイおよびタイミングコイルを構成するファイバでピックアップされる室内雑音が無視できなくなる。このノイズにより実験室内では光学的ノイズフロアの測定が困難になるが、現実の適用例では、この音響ピックアップが測定が意図される信号であるので、実際にはこれは厄介なノイズ源ではない。
マッハ−ツェンダーベースのアレイにおいては、センサ応答は、ハイドロホンのまわりに巻付けられるファイバの長さおよび正規化されたハイドロホン応答性によって決まる。これらの両者とも、一旦センサが構築されると変更することができない。上述のサニャックセンサアレイにおいては、応答は、これらの同じパラメータによって部分的に決まり、すべてのセンサ間で共有される遅延ループの長さによっても部分的に決まる。この遅延ループはそれがアクセス可能な場合はセンサから離れて遠隔に位置され得るので、遅延ループの長さを変更することは可能である。単一のパラメータ、すなわち遅延ループ長を変更することによってすべてのセンサの応答に影響を及ぼし得ることが、アレイのダイナミックレンジ性能に大きな利益となり得ると、サニャックベースアレイの開発の早期の段階で理解されていた。たとえば、図７、図１９および図２１は、異なる長さの２つの遅延ループを有してセンサアレイのダイナミックレンジを拡大させる実施例を図示する。
遅延ループ長を変更することによってどのように応答を調整し得るかを図示するため、５０マイクロ秒の有効遅延コイル時間（たとえば、折畳まない構成で約１０キロメートルの遅延ループ長または折畳んだ構成で約５キロメートルの遅延ループ長）と、−１３５ｄＢ ｒａｄ／μＰａのハイドロホン応答性Ｒと、１μｒａｄ／√Ｈｚの平らな光学的ノイ
ズフロアとを備えるサニャックアレイを考察する。検出可能最小音響信号ａmin（ｆ）は以下のように表わすことができる。
Figure 0004184265
式中、φは単位帯域幅当たりの位相ノイズであり、Ｔは積分時間であり、Ｒはハイドロホン応答性（ｒａｄ／μＰａ）であり、ｆは周波数であり、かつＴdは遅延コイル時間である。以上の数値を用いて、１秒の積分時間の検出可能最小音響信号を図４３Ａにプロットする。図４３Ａには、１ｒａｄ／√Ｈｚの位相信号を発生するものとして定義される検出可能最大信号もプロットされる。（これは上限の近似にすぎないが、これは２つの構成の相対的性能を比較する方法として役立つ。）
図４３Ｂでは、遅延ループを通しての遅延時間が５０マイクロ秒から０．５マイクロ秒に短縮されたことを除いて同じパラメータを有するアレイについて、同じ曲線をプロットする。遅延時間がより短くなると検出範囲が上に移動し、検出範囲は、ノイズの多い環境により好適になる。これに対し、より長い遅延時間は、より静かな環境により好適である。
図４３Ａおよび図４３Ｂの合成ダイナミックレンジを得るためには、アレイは、短い遅延ループと長い遅延ループとの両者を備えて構築される必要がある。すべてのセンサおよび遅延コイルから戻るパルスが（時間または波長において）分離され得るように設計される２つの遅延コイルを含むアレイを、図７、図１９および図２１に図示されるように容易に構築し得る。図示される構成では、各センサは２つの信号を戻すが、その各々は、図４３Ａおよび図４３Ｂのものと対応する検出範囲を有する。静かな環境では、より長い遅延ループからの信号を用いる。より長い遅延ループからの応答を飽和させる大きな音響信号が存在する場合、より短い遅延ループからの出力を用いる。このような遅延コイル切換により、アレイは、音響信号の大きさが経時的に劇的に変化する環境において機能できるようになる。しかしながら、サニャックベースアレイ中の複数の遅延ループの最も有用な実現例は、それらを切換えるのではなく各遅延ループからの信号を合成する。信号を合成して、各遅延ループからの信号の検出範囲の合体によって与えられる真の検出範囲を有する単一の出力信号を発生することにより、アレイは、別の周波数領域（regime）の（より長い遅延ループを飽和する）極めて大きな音響信号を扱いながら、１つの周波数領域においてより長い遅延ループを用いてノイズフロアまでを同時に検出することができる。このため、各遅延ループから所与のセンサからのそれぞれの出力信号を入力として受け、かつ短い遅延ループからの出力信号および長い遅延ループからの出力信号の検出範囲の合体を含む検出範囲を有する信号を戻すアルゴリズムを用いる。
より短い遅延ループからの信号が、スケールファクタ（scale factor）が低減されていてもより長い遅延ループからの信号と同じであれば、そのようなアルゴリズムは直接的（straightforward）である。しかしながら、２つの信号は異なる周波数応答を有し、かつ異なる時間に音響信号をサンプリングするので、２つの信号は明確な相関をほとんど有しない。これを図示するため、図４４Ａに示される時間を用いて、ハイドロホン位相変化を発生させる音響信号を考察する。図４４Ｂおよび図４４Ｃは、より長い遅延ループ（図４４Ｂ）およびより短い遅延ループ（図４４Ｃ）を通って進む信号についての、図４４Ａの位相信号による誘導位相差のプロットである。相関は明確ではなく、これらの２つの信号をどのように合成して単一の信号を発生させるのかは明らかでない。
図４５Ａおよび図４５Ｂは、２つの遅延ループからの信号を合成して、単一の遅延ループで可能であるよりも劇的に増大したダイナミックレンジを備える位相信号を再構築する線形外挿アルゴリズムによって動作する音響センサアレイ２２００を図示する。図４５Ａおよび図４５Ｂは図３８Ａおよび図３８Ｂに対応するが、図４５Ａでは、システムのフロントエンド部は、第１の波長λ1の光信号パルスの第１のシーケンスを出力する第１の信号源２２１０を含み、かつ第２の波長λ2の光信号パルスの第２のシーケンスを出力する第２の信号源２２１２を含む。たとえば、第１の波長λ1は有利には約１，５２０ナノメータであり、第２の波長λ2は有利には約１，５５０ナノメータである。２つの信号源２２１０，２２１２の出力は波長分割多重化（ＷＤＭ）カプラ２２１４を介して合成され、これにより、信号パルスの２つのシーケンスを含む単一の信号ストリームがコリメータ１６３０に与えられる。
図４５Ａおよび図４５Ｂのシステムは、第１の検出サブシステム２２２０と第２の検出サブシステム２２２２とをさらに含んで、図３８Ａの単一検出サブシステム１６５０を置き換える。たとえば、２つの検出サブシステム２２２０、２２２２は、有利には、第１の波長λ1および第２の波長λ2の光信号をそれぞれ第１の光ファイバ２２３２および第２の光ファイバ２２３４に結合するＷＤＭカプラ２２３０、光ファイバ２２２６およびコリメータ２２２４を介してビームスプリッタ１６３２の出力に結合される。第１の光ファイバ２２３２は、第１の波長λ1の光をコリメータ２２３６を介して第１の検出サブシステム２２２０に伝播する。第２の光ファイバ２２３４は、第２の波長λ2の光をコリメータ２２３８を介して第２の検出サブシステム２２２２に伝播する。
図４５Ａおよび図４５Ｂのシステムは、このシステムが、図３８Ａの単一遅延ループ１３４４の代わりに、コリメータ１６８０からファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）１３４６への遅延経路に２つの遅延ループ２２４０および２２４２を含む点でさらに異なっている。特に、第１の遅延ループ２２４０は、約１００マイクロ秒の遅延を与えるより長い遅延ループであり、第２の遅延ループ２２４２は、約１００ナノ秒の遅延を与えるより短い遅延ループである。図示されるように、２つの遅延ループ２２４０、２２４２は並列であり、第１のＷＤＭカプラ２２４４および第２のＷＤＭカプラ２２４６を介して共通の遅延ファイバ１３４２に結合される。これにより、偏光ビームスプリッタ１６７０の第３のポート１６７６からの光はコリメータ１６８０を通過し、第１のＷＤＭカプラ２２４４に入る。第１のＷＤＭカプラ２２４４は、第１の波長λ1の第１のソース２２１０からの光を第１の遅延ループ２２４０に方向付け、第２の波長λ2の第２のソース２２１２からの光を第２の遅延ループ２２４２に方向付ける。２つの部分は第２のＷＤＭカプラ２２４６で再合成され、合成された部分はファラデー回転ミラー１３４６上に入射する。反射された信号部分は再び第２のＷＤＭカプラ２２４６で分割され、これにより、波長λ1の部分は第１の（より長い）遅延ループ２２４０を再び通過し、波長λ2の部分は第２の（より短い）遅延ループ２２４２を通過する。このように、偏光ビームスプリッタ１６７０の第３のポート１６７６に入射する光は、第２の波長λ2の第２のパルスよりも長い遅延だけ遅延された第１の波長λ1の第１のパルスを有する。２つのＷＤＭカプラ２２４４、２２４６はかなり広い通過帯域を有し、２つの別個の遅延コイル２２４０、２２４２に光を方向付ける。したがって、たとえば、第１の波長λ1を含む１，５２５ナノメータから１，５３５ナノメータの光は、有利には、より長い遅延ループ２２４０に方向付けられる一方、第２の波長λ2を含む１，５４５ナノメータから１，５５５ナノメータの光は、有利には、より短い遅延ループ２２４２に方向付けられる。
以上の説明から、第１の検出回路サブシステム２２２０が受信する信号は、第１の（より長い）遅延ループ２２４０を通した遅延によって決まる第１の音響ダイナミックレンジを与え、第２の検出サブシステム２２２２が受信する信号は、第２の（より短い）遅延ループ２２４２を通した遅延によって決まる第２の音響ダイナミックレンジを与えることが
わかる。図４５Ａおよび図４５Ｂのシステムのすべての他の構成要素は、用いられるすべての波長にわたって十分に同じように働くように広帯域であると仮定される。
所与のセンサ中のハイドロホンの位相変調φ（ｔ）は、音響信号振幅に正比例する。サニャックベースＴＤＭアレイにおいて、各センサは繰返し期間τでサンプリングされ、戻り信号は位相差φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔd）である。ここでＴdはコイル遅延である。したがって、単一遅延コイルセンサについては、前述のように、所与のセンサの離散的標本化は、以下によって与えられるサンプルＳiを与える。
Figure 0004184265
これらから、
φ（ｉτ）−φ（ｉτ−Ｔd）＝Ｓi＋２πｎi （２６）
によって位相差が回復される。式中、Ｓiはアレイによって測定され、ｎiは、現在のおよび以前のサンプルを入力として取るフリンジカウントアルゴリズムＦによって計算されるフリンジカウントである。
ｎi＝Ｆ（Ｓi，Ｓi-1，…） （２７）
単一の遅延コイルを備えるマッハ−ツェンダーアレイおよびサニャックアレイについての標準的フリンジカウントアルゴリズムＦは以下によって与えられ、
Figure 0004184265
これはサンプル間の位相差を最小化することに基づいている。これは、センサのダイナミックレンジを、フリンジ計数を用いないセンサのダイナミックレンジよりも大幅に拡大する。図４５Ａおよび図４５Ｂの実施例により、サニャックベースＴＤＭアレイにおけるさらなるより短い遅延ループ２２４２からの情報を用いて式２８の標準的フリンジカウントアルゴリズムの能力を超えてダイナミックレンジを拡大する、改良されたアルゴリズムを使用できるようになる。
上述のように、図４５Ａおよび図４５Ｂのサニャックベースアレイは、複数の遅延コイル２２４０、２２４２を組入れる。広帯域ＷＤＭカプラ２２４４、２２４６は、かなり広い通過帯域を別個の遅延ループ２２４０、２２４２に方向付ける。したがって、開示される実施例では、たとえば１，５２５ナノメータから１，５３５ナノメータの範囲の光は、有利には、より長い遅延ループ２２４０に方向付けられる一方、１，５４５ナノメータから１，５５５ナノメータの範囲の光は、有利には、より短い遅延ループ２２４２に方向付けられる。
Figure 0004184265
Figure 0004184265
式中、δは波長λ1およびλ2からの入力（およびしたがって戻り）信号間の相対的位相を示す。δ＝０の場合、２つの波長の入力パルスは入力ファイバで一致する。λ2の入力パルスはλ1の入力パルスに対して遅延されるので、δが増加する。遅延δは、有利には、アルゴリズムの必要性に基づいて任意の値に設定され得る。
Figure 0004184265
なお、式中、ｐは、より長い遅延ループ時間がτの整数倍であるような整数である。この制約の目的を以下に述べる。
以上の情報に基づき、新たなフリンジ計数アルゴリズムＦ′が展開されて、複数の遅延ループからの情報を用いて、式２８が定義する古い単一遅延コイルアルゴリズムＦの能力を超えてダイナミックレンジを増大させる。アルゴリズムは、長い遅延ループ２２４０から所与のセンサからの信号をプロットすることによって展開される。
Figure 0004184265
図４６Ａは標準的フリンジ計数アルゴリズムＦを示す。アレイは、サンプルＳ1およびＳ2を測定し、Ｓ1−Ｓ2＞πであるので、サンプルＳ2に２πを加え、式２８のアルゴリズムに従ってβ（２τ）を回復する。図４６Ａのプロットは、β（ｔ）の傾きがわかっている場合はβ（２τ）のフリンジカウントをより高い精度をもって計算できることを示す。たとえば、周波数１／τでβ（ｔ）の傾きβ′（ｔ）が測定される場合である。ｔ＝τ、ｔ＝２τなどでβ′（ｔ）を与えるようにこれらの測定を段階的に行なう（phased）場合、β（２τ）のフリンジカウントを線形外挿形式β（τ）を用いて予測することができる。
Figure 0004184265
測定値Ｓ2＝β（２τ） ｍｏｄ ２πは、β（２τ）の２π以下部分のより正確な値を与えるが、式３２の線形外挿はより正確なので、新たなアルゴリズムＦ′について、式３５に以下に示されるようにフリンジカウントを定める。
終点（ｔ＝τ，２τ）の代わりに中点（ｔ＝１．５τ）で傾きを用いることも合理的である。実際に、これを行なうことにより、わずかにより高い低周波数ダイナミックレンジおよびわずかにより低い高周波数ダイナミックレンジを有する、実質的に同様の結果を生じる。アルゴリズムはほとんどそれ以上必要ない程度まで低周波数ダイナミックレンジを劇的に増大させたので、わずかにより大きな高周波数ダイナミックレンジを与える終点アルゴリズムを用いることを選択した。
アルゴリズムを完了するため、β′を測定する。これは、第２のより小さな遅延ループ２２４２の使用によって達成される。β′の測定のプロセスはβ′（ｉτ）についての以下の式によって開始する。
Figure 0004184265
Figure 0004184265
次に、より短い遅延ループ２２４０からβ′を測定し、この情報により、式３２を用いて、より長い遅延ループ２２４２からの各サンプルのフリンジカウントを測定する。
Figure 0004184265
ここで、Ｉｎｔ（ｘ）はｘ以下の最大の整数を戻す。
式２８の標準的フリンジ計数アルゴリズムＦと、式３５の新たな２遅延ループ線形外挿アルゴリズムＦ′との限界を以下に比較する。干渉計センサアレイのダイナミックレンジの正確な分析はかなり複雑かつ困難であるため、単一の性能指数（figure of merit）にならない。簡略化のため、以下の比較は、フリンジカウントエラーが起こらないように周波数の関数としてハイドロホンの最大トーン（tonal）位相振幅を比較する。この分析は、２つのセンサタイプ（マッハ−ツェンダーおよびサニャック）および２つのアルゴリズムの相対的性能を図示する。
標準的フリンジ計数アルゴリズムＦから始めて、２つのサンプル間の差の大きさがπを超える場合にフリンジカウントエラーが発生することが示され得る。
｜β（ｔ）−β（ｔ−τ）｜≧π （３６）
ここでは、以前のように、サニャックセンサについてはβ（ｔ）＝φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔd）であり、マッハ−ツェンダーセンサについてはβ（ｔ）＝φ（ｔ）である。
Figure 0004184265
新たな線形外挿アルゴリズムＦ′の分析はより複雑である。アルゴリズムがフリンジカウントを正しく計算するためには２つの条件を満たさなければならない。
１．より短い遅延ループ２２４０ではフリンジカウントエラーがない。より短い遅延ループは標準的フリンジ計数アルゴリズムＦを用いて、システム中により長い遅延ループが
存在しないかのようにそのフリンジカウントを計算する。遅延ループ２２４０の長さが短いため、標準的フリンジ計数アルゴリズムＦは、より長い遅延ループにおいてよりも実質的によりよく機能する。
２．線形外挿はフリンジカウントを正確に予測する。線形外挿アルゴリズムＦ′は、長い遅延ループ２２４２が測定する位相差が線形に変化すると仮定する。十分に大きな位相差の曲率のためにこの条件は満たされず、アルゴリズムは失敗する。
Figure 0004184265
Figure 0004184265
線形外挿アルゴリズムが機能するためには、式３９および式４１を満足しなければならない。
Figure 0004184265
図４７では、２遅延ループ線形外挿法のために、式３９の限界および式４１の限界の両者ともを満足しなければならないことに注目されたい。したがって、シミュレーションは２つの曲線の最小に従う。より低い周波数では、シミュレーションは式３９の曲線に従い
、より高い周波数では、シミュレーションは式４１の曲線に従う。
図４７は、線形外挿アルゴリズムが予測されたとおりに振る舞い、かつマッハ−ツェンダーアレイまたは単一遅延ループサニャックアレイで可能であるよりもダイナミックレンジを劇的に増大させる（たとえば、ＤＣから４００Ｈｚへの３桁分および１ｋＨｚまでの２桁分）ことを示す。
以上は、サニャックベースアレイにおいて２つの遅延ループ２２４０、２２４２および２つの波長λ1、λ2を用いて、マッハ−ツェンダーアレイにおいて可能であるよりも既にはるかに大きい、単一遅延コイルで可能であるよりも実質的に高くにセンサのダイナミックレンジを増大させるためのアルゴリズムを記載する。検出可能な最大トーン振幅の改良はかなり大きく、１つの特定の例では、１ｋＨｚまでの２桁分以上であると計算される。このアルゴリズムは実現が直接的であり、受信器側で必要なさらなる計算はほとんどない。したがって、これが可能にするダイナミックレンジが必要とされる場合にその実現に対する障壁は非常に少ない。
以上の実施例は超蛍光光源に関連して説明されたことにさらに留意されたい。当業者は、有利には他の光源（たとえばレーザ光源）も用い得ることを認めるであろう。
この発明に従うアレイの以上の説明は水中音響センシングを扱ったが、ファイバ中に非相反位相変調を発生するためになされ得るいかなる測定量も感知するように、この発明を使用可能であることを理解されたい。たとえば、ハイドロホンを異なる測定量に応答する代替的センシング装置で置換えると、アレイは、音響波を検出するのと同じ態様でその測定量を検出するであろう。この発明のアレイは有利には、振動、侵入、衝撃、化学物質、温度、液面および歪みを感知するのに使用可能である。この発明のアレイはまた、（たとえば、船体またはビル外殻に沿うさまざまな点でのさまざまな欠陥の検出のために）同じ場所または異なる場所に設けられる多数の異なるセンサを組合わせるのにも用い得る。他の例示的な用途は、トラフィックのモニタおよび制御のため、高速道路上の走行中の自動車または滑走路上の飛行機の検出および追跡を含む。
この発明の特定の実施例と関連して上述されたが、実施例の説明はこの発明を図示するものであり、制限することを意図しないことを理解されたい。添付の請求項に規定されるように、この発明の真の精神および範囲から逸脱することなく、当業者にはさまざまな変更例および適用例が考えられるであろう。
単一センシングループを有する例示のサニャック干渉計の図である。 センサアレイの各ラングがさらなるサニャック干渉計を形成するこの発明に従うサニャックセンサアレイの図である。 結合損および散逸損に失われた信号出力を再生するためにエルビウムドープトファイバ増幅器を含むサニャックセンサアレイの図である。 ３つの主な大洋底ノイズと比べたこの発明に従うサニャック干渉計の周波数の応答のグラフ図である。 広範囲の周波数にわたってサニャック干渉計の比較的一定なダイナミックレンジを示す、マッハ・ツェンダー干渉計によって検出可能な最大および最小音響信号とこの発明に従うサニャック干渉計によって検出可能な最大および最小音響信号とのグラフ図である。 ハイドロホンおよび遅延ループにおいて異なったファイバ長さを有する３つのサニャック干渉計構成についての最小検出可能音響信号対周波数のグラフ図である。 干渉計のダイナミックレンジを増大させるためにさらなる遅延ループを含むこの発明に従うサニャック干渉計の図である。 図７の干渉計によって与えられるダイナミックレンジのグラフ図である。 センサアレイシステムの乾燥した端に干渉計の遅延ループを位置決めする図である。 センサアレイシステムの濡れた端に干渉計の遅延ループを位置決めする図である。 位相変調の効果の計算に用いられる長さを示す注釈付きの図９Ｂのサニャック干渉計の図である。 遅延ループに対する音波の影響を低減するために遅延ループを巻くための技術の図である。 センサによって生成される信号から減じられ得る分散ピックアップノイズを検出する空ラングを含むこの発明に従うサニャック干渉計の図である。 偏光誘導フェージングの効果を低減するために減偏光子を含むこの発明に従うサニャック干渉計の図である。 周波数分割多重伝送方式を利用するサニャック干渉計の図である。 図１４の干渉計における遅延変調信号と戻りセンサ信号との間のビート信号の生成を示すグラフ図である。 コード分割多重伝送方式を利用するサニャック干渉計の図である。 折畳みサニャック音響ファイバセンサアレイの構成図である。 信号パルスおよびノイズパルスの時間の分離を示す、時間間隔当りの戻りパルスの数のグラフ図である。 拡大されたダイナミックレンジを与えるために第２の遅延ループを有する折畳みサニャック音響ファイバセンサアレイの図である。 図１７のリフレクタの代わりに位相変調器およびヌル化回路を有する折畳みサニャック音響ファイバセンサアレイの図である。 ２つの遅延ループがカプラの異なったポートに接続されている図１９のさらなる代替の実施例の図である。 ファラデー回転ミラーを用いる光ファイバ音響センサアレイシステムの代替的実施例の図である。 減偏光子、偏光ビームスプリッタおよびファラデー回転ミラーと組合せて非偏光源を利用する光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替の実施例の図である。 減偏光子、偏光ビームスプリッタおよびファラデー回転ミラーと組合せて非偏光源を利用する光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替の実施例の図である。 減偏光子、偏光ビームスプリッタおよびファラデー回転ミラーと組合せて非偏光源を利用する光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替の実施例の図である。 光サーキュレータ、２×２カプラ、および非相反位相シフタと組合せて非偏光源を利用する折畳み光ファイバ音響センサアレイの代替の実施例の図である。 減偏光子が第２のアレイ入力／出力ファイバに置かれている、図２４と同様の折畳み光ファイバ音響センサアレイの代替の実施例の図である。 第１の方向に位相シフタを通って伝播する光の偏光に対する効果を示す、図２４および図２５の非相反π／２位相シフタの第１の好ましい実施例の図である。 図２６の位相シフタを通って第２の（反対の）方向に伝播する光の偏光に対する効果の図である。 第１の方向に位相シフタを通って伝播する光の偏光に対する効果を示す、図２４および図２５の非相反π／２位相シフタの代替の好ましい実施例の図である。 図２８の位相シフタを通って第２の（反対の）方向に伝播する光の偏光に対する効果の図である。 各検出器が他の検出器のバイアス点と独立して設定可能であるバイアス点を有する、複数の検出器に対して偏光ベースのバイアスを利用する折畳み光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替の実施例の図である。 減偏光子が第２のアレイ入力／出力ファイバに置かれている、図３０と同様の折畳み光ファイバ音響センサアレイの代替の実施例の図である。 光サーキュレータが２×２カプラと置き換わっている、図３０と同様の折畳み光ファイバ音響センサアレイの代替の実施例の図である。 減偏光子が第２のアレイ入力／出力ファイバに置かれている、図３２と同様の折畳み光ファイバ音響センサアレイの代替の実施例の図である。 組合された入力／出力サブシステムを含む折畳みサニャックセンサアレイのさらなる代替の実施例の図である。 減偏光子が第２のアレイ入力／出力ファイバに置かれている、図３４と同様の折畳み光ファイバ音響センサアレイの代替の実施例の図である。 検出器が光ファイバによって入力／出力サブシステムに結合され検出器が遠隔に置かれることを可能にしている、図３４および図３５と同様の折畳み光ファイバ音響センサアレイのさらなる代替の実施例の図である。 図３０−３６に記載のフロントエンドシステムと組合せて用いるための１６センサアレイの代替的実施例を示す図である。 図３０−３６に記載のフロントエンドシステムと組合せて用いるための１６センサアレイの代替的実施例を示す図である。 図３０−３６に記載のフロントエンドシステムと組合せて用いるための１６センサアレイの代替的実施例を示す図である。 図３０−３６と関連して上述されたシステムと同様の偏光ベースフロントエンドを用いる増幅ツリー構造遠隔測定中に１６個のセンサを含む代替的センサアレイを示す図である。 図３０−３６と関連して上述されたシステムと同様の偏光ベースのフロントエンドを用いる増幅ツリー構造遠隔測定中に１６個のセンサを含む代替的センサアレイを示す図である。 ５０ナノ秒のパルス幅および０．９４２ＭＨｚの繰返し周波数（１．０６マイクロ秒間隔）について、図３８Ａの検出器のうち１つで測定された戻りパルストレインを示す図である。 ５０ナノ秒のパルス幅および１．０４２ＭＨｚの繰返し周波数（０．９６マイクロ秒間隔）について、図３８Ａの検出器のうち１つで測定された戻りパルストレインを示す図である。 πよりも大きいピーク・トゥ・ピーク位相変調がセンサと直列のＰＺＴトランスデューサに誘導される場合に、図３８Ｂのセンサのうち１つから検出される測定電力を表わすオシロスコープトレースを示す図である。 図３８Ｂのアレイの入力／出力ファイバのうち１つに位置決めされる共通偏光コントローラの８つのランダムな設定について、図４０Ａに従うセンサの視感度を測定した結果を示す図である。 ファイバを巻きつけられたＰＺＴを用いて音響信号をシミュレートし、図３８Ａのソースからコリメータへの信号経路中の、ニオブ酸リチウム変調器を用いるソースからの光信号上に３．６ｋＨｚの振幅変調が置かれた場合の、単一検出器構成からの検出された応答の測定結果を示す図である。 １．４μＡのＤＣ源電流について、センサ計数の関数として検出器（受信器）で測定されたノイズに対するソースパワーの影響を示す図である。 ４．０５μＡのＤＣ源電流についてセンサ計数の関数として検出器（受信器）での測定されたノイズに対するソースパワーの影響を図示する図である。 ９．８９μＡのＤＣ源電流についてのセンサ計数の関数として検出器（受信器）での測定されたノイズに対するソースパワーの影響を示す図である。 １秒の積分時間での検出可能最小音響信号のプロットを図示し、かつ５０マイクロ秒の遅延ループを通した遅延時間について１ｒａｄ／√Ｈｚ位相信号を発生するものとして定義される検出可能最大信号のプロットも図示する図である。 １秒の積分時間での検出可能最小音響信号のプロットを図示し、かつ図４３Ａと同じパラメータについて、しかし５００ナノ秒の遅延ループを通した遅延時間について１ｒａｄ／√Ｈｚ位相信号を発生するものとして定義される検出可能最大信号のプロットも図示する図である。 図３８Ｂのセンサのうち１つに適用される音響信号が引起す、センサの位相変化を示す図である。 より長い遅延ループを通って進む信号についての、図４４Ａの位相信号による誘導位相差のプロットの図である。 より短い遅延ループを通って進む信号についての、図４４Ａの位相信号による誘導位相差のプロットの図である。 図４５Ａのフロントエンドが第１の波長λ1の光信号パルスの第１のシーケンスを出力する第１の信号源と、第２の波長λ2の光信号パルスの第２のシーケンスを出力する第２の信号源とを含み、かつ第１の波長の光信号パルスのための第１の遅延ループと、第２の波長の光信号パルスのための第２の遅延ループとを含むことを除いて図３８Ａのフロントエンドと同様の、音響センサアレイのフロントエンドを示す図である。 図４５Ａのフロントエンドに接続される音響センサアレイを示す図である。 図４５Ａのより長い遅延ループを通過する、所与のセンサからの信号のプロットの図である。 線形外挿を用いて図４６Ａのプロットからのβ（２τ）のフリンジカウントを予測する図である。
Figure 0004184265

Claims (4)

  1. 第１および第２のダイナミックレンジにわたって摂動を感知するセンサシステムであって、
    第１の波長の入力光パルス源と、
    第２の波長の入力光パルス源と、
    センサのアレイと、
    第１の波長の第１の光遅延経路と、
    第２の波長の第２の光遅延経路と、
    第１の波長の光に応答する第１の検出システムと、
    第２の波長の光に応答する第２の検出システムと、
    第１の波長および第２の波長の入力光パルスを受ける入力／出力システムとを含み、該入力／出力システムは、第１の偏光を有する第１の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第１の光遅延経路を通り、次に第１の検出システムに達するようにし、該入力／出力システムは、第１の偏光と直交する第２の偏光の第１の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第１の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通り、次に第１の検出システムに達するようにし、該第１の検出システムは、第１のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす受光の変化を検出し、該入力／出力システムは、第１の偏光を有する第２の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第２の光遅延経路を通り、次に第２の検出システムに達するようにし、該入力／出力システムは、第１の偏光と直交する第２の偏光の第２の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第２の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通り、次に第２の検出システムに達するようにし、該第２の検出システムは、第２のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす受光の変化を検出する、センサシステム。
  2. 第１および第２のダイナミックレンジにわたって音響信号を感知する音響センサシステムであって、
    第１の波長の入力光パルス源と、
    第２の波長の入力光パルス源と、
    音響センサのアレイと、
    第１の波長の第１の光遅延経路と、
    第２の波長の第２の光遅延経路と、
    第１の波長の光に応答する第１の検出システムと、
    第２の波長の光に応答する第２の検出システムと、
    第１の波長および第２の波長の入力光パルスを受ける入力／出力システムとを含み、該入力／出力システムは、第１の偏光を有する第１の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向の音響センサのアレイを通り、次に第１の光遅延経路を通り、次に第１の検出システムに達するようにし、該入力／出力システムは、第１の偏光と直交する第２の偏光の第１の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第１の光遅延経路を通り、次に第２の方向の音響センサのアレイを通り、次に第１の検出システムに達するようにし、該第１の検出システムは、第１のダイナミックレンジにわたって変化する音響信号が引起こす受光の変化を検出し、該入力／出力システムは、第１の偏光を有する第２の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けて、第１の方向の音響センサのアレイを通り、次に第２の光遅延経路を通り、次に第２の検出システムに達するようにし、該入力／出力システムは、第１の偏光と直交する第２の偏光の第２の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けて、第２の光遅延経路を通り、次に第２の方向の音響センサのアレイを通り、次に第２の検出システムに達するようにし、該第２の検出システムは、第２のダイナミックレンジにわたって変化する音響信号が引起こす受光の変化を検出する、音響センサシステム。
  3. 摂動を感知する方法であって、
    第１の波長の光パルスをセンサのアレイに入力するステップを含み、該センサのアレイは第１の波長の第１の光遅延経路を含み、さらに
    第２の波長の光パルスをセンサのアレイに入力するステップを含み、該センサのアレイは第２の波長の第２の光遅延経路を含み、第２の光遅延経路は第１の光遅延経路とは異なる光路長を有し、さらに
    第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第１の光遅延経路を通るように、第１の偏光を有する第１の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けるステップと、
    第１の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通るように、第１の偏光と直交する第２の偏光の第１の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けるステップと、
    第１のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす、第１の波長の各光パルスの第１および第２の部分の変化を検出するステップと、
    第１の方向のセンサのアレイを通り、次に第２の光遅延経路を通るように、第１の偏光を有する第２の波長の各光パルスの第１の部分を方向付けるステップと、
    第２の光遅延経路を通り、次に第２の方向のセンサのアレイを通るように、第１の偏光と直交する第２の偏光の第２の波長の各光パルスの第２の部分を方向付けるステップと、
    第２のダイナミックレンジにわたって変化する摂動が引起こす、第２の波長の各光パルスの第１および第２の部分の変化を検出するステップとを含む、方法。
  4. 摂動は音響信号である、請求項３に記載の方法。
JP2003519358A 2001-08-10 2002-08-07 ２つの遅延コイルからの光信号を処理してサニャックベース光ファイバセンサアレイのダイナミックレンジを増大させる装置および方法 Expired - Fee Related JP4184265B2 (ja)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US31175701P 2001-08-10 2001-08-10
US31187401P 2001-08-13 2001-08-13
US35565702P 2002-02-07 2002-02-07
PCT/US2002/025246 WO2003014674A2 (en) 2001-08-10 2002-08-07 Two delay coil sagnac-based sensor array

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2004537734A JP2004537734A (ja) 2004-12-16
JP4184265B2 true JP4184265B2 (ja) 2008-11-19

Family

ID=27405529

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2003519358A Expired - Fee Related JP4184265B2 (ja) 2001-08-10 2002-08-07 ２つの遅延コイルからの光信号を処理してサニャックベース光ファイバセンサアレイのダイナミックレンジを増大させる装置および方法

Country Status (6)

Country Link
EP (1) EP1423986B1 (ja)
JP (1) JP4184265B2 (ja)
KR (1) KR100850401B1 (ja)
CA (1) CA2457531C (ja)
NO (1) NO338813B1 (ja)
WO (1) WO2003014674A2 (ja)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7667849B2 (en) 2003-09-30 2010-02-23 British Telecommunications Public Limited Company Optical sensor with interferometer for sensing external physical disturbance of optical communications link
GB0322859D0 (en) 2003-09-30 2003-10-29 British Telecomm Communication
EP1794904A1 (en) 2004-09-30 2007-06-13 British Telecommunications Public Limited Company Identifying or locating waveguides
GB0421747D0 (en) 2004-09-30 2004-11-03 British Telecomm Distributed backscattering
CA2589792A1 (en) 2004-12-17 2006-06-22 British Telecommunications Public Limited Company Assessing a network
GB0427733D0 (en) * 2004-12-17 2005-01-19 British Telecomm Optical system
GB0504579D0 (en) 2005-03-04 2005-04-13 British Telecomm Communications system
ATE434774T1 (de) 2005-03-04 2009-07-15 British Telecomm Akustooptische modulatoranordnung
EP1708388A1 (en) 2005-03-31 2006-10-04 British Telecommunications Public Limited Company Communicating information
EP1713301A1 (en) 2005-04-14 2006-10-18 BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company Method and apparatus for communicating sound over an optical link
EP1729096A1 (en) 2005-06-02 2006-12-06 BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company Method and apparatus for determining the position of a disturbance in an optical fibre
CA2643344A1 (en) 2006-02-24 2007-08-30 British Telecommunications Public Limited Company Sensing a disturbance
CA2643345A1 (en) 2006-02-24 2007-08-30 British Telecommunications Public Limited Company Sensing a disturbance
EP1826924A1 (en) 2006-02-24 2007-08-29 BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company Sensing a disturbance
US8670662B2 (en) 2006-04-03 2014-03-11 British Telecommunications Public Limited Company Evaluating the position of an optical fiber disturbance
CN100470191C (zh) * 2007-02-13 2009-03-18 中国科学院上海光学精密机械研究所 全光纤斐索干涉共焦测量装置
GB0810977D0 (en) 2008-06-16 2008-07-23 Qinetiq Ltd Phase based sensing
KR101981707B1 (ko) * 2016-11-07 2019-05-24 서강대학교산학협력단 편광 빛살가르게를 이용한 자유공간 사냑 간섭계
CN110995357A (zh) * 2019-12-02 2020-04-10 大连理工大学 一种新型高鲁棒水下光通信系统
CN111157102B (zh) * 2020-01-02 2022-03-08 河海大学常州校区 一种分布式光纤传感系统中消除频率干扰的定位方法
RU2752686C1 (ru) * 2020-12-29 2021-07-29 Андрей Андреевич Жирнов Основанный на интерферометре саньяка распределённый датчик регистрации вибрационных воздействий с повышенной точностью определения координаты воздействия

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6278657B1 (en) * 1998-04-03 2001-08-21 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Folded sagnac sensor array
US6034924A (en) 1998-04-03 2000-03-07 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior Univerisity Folded sagnac sensor array
US6269198B1 (en) * 1999-10-29 2001-07-31 Litton Systems, Inc. Acoustic sensing system for downhole seismic applications utilizing an array of fiber optic sensors

Also Published As

Publication number Publication date
EP1423986B1 (en) 2017-10-04
KR100850401B1 (ko) 2008-08-04
CA2457531A1 (en) 2003-02-20
NO20040586L (no) 2004-03-31
CA2457531C (en) 2009-12-08
EP1423986A4 (en) 2006-07-26
JP2004537734A (ja) 2004-12-16
EP1423986A2 (en) 2004-06-02
WO2003014674A2 (en) 2003-02-20
KR20040047788A (ko) 2004-06-05
NO338813B1 (no) 2016-10-24
WO2003014674A3 (en) 2003-08-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4944268B2 (ja) 音響センサ、音響信号を検出する方法およびセンサ
US6667935B2 (en) Apparatus and method for processing optical signals from two delay coils to increase the dynamic range of a sagnac-based fiber optic sensor array
JP4184265B2 (ja) ２つの遅延コイルからの光信号を処理してサニャックベース光ファイバセンサアレイのダイナミックレンジを増大させる装置および方法
JP4181748B2 (ja) 折返しサニャックセンサアレイ
JP4181747B2 (ja) サニャック干渉計に基づく光ファイバ音響センサアレイ
US6678211B2 (en) Amplified tree structure technology for fiber optic sensor arrays
AU2001252893A1 (en) Folded sagnac sensor array
EP1496723B1 (en) Fiber optic sensor array based on sagnac interferometer
JP4184266B2 (ja) 光ファイバセンサアレイのための増幅ツリー構造技術
AU2002326577B2 (en) Amplified tree structure technology for fiber optic sensor arrays
AU2002324652B2 (en) Two delay coil Sagnac-based sensor array
AU2002326577A1 (en) Amplified tree structure technology for fiber optic sensor arrays
AU2002324652A1 (en) Two delay coil Sagnac-based sensor array

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20050330

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20070807

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20080805

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20080903

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110912

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110912

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120912

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120912

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130912

Year of fee payment: 5

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees