JP4178874B2

JP4178874B2 - Oscillator and electronic device using the same

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Publication number: JP4178874B2
Application number: JP2002239707A
Authority: JP
Inventors: 章加藤
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-08-20
Filing date: 2002-08-20
Publication date: 2008-11-12
Anticipated expiration: 2022-08-20
Also published as: JP2004080527A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
【０００２】
本発明は、発振器および電子装置、例えば携帯電話のＲＦ回路に含まれるＰＬＬ回路部分の基準信号源として用いられる発振器およびそれを用いた電子装置に関する。
【従来の技術】
【０００３】
基準信号源として用いられる発振器としては、例えば水晶振動子を共振子として利用し、トランジスタを負性抵抗素子として利用するものが広く知られている。
【０００４】
図１４に従来の発振器の回路図を示す。図１４において、発振器１は、負性抵抗回路２、誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１、およびＤＣカット用のコンデンサＣ４で構成されている。このうち、負性抵抗回路２は、トランジスタＱ１、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３で構成されている。
【０００５】
ここで、トランジスタＱ１のコレクタは、直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ３を介してグランドに接続されている。コンデンサＣ３はトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるための発振周波数におけるインピーダンスの小さいコンデンサである。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１をそれぞれ介してグランドに接続されている。トランジスタＱ１のベースはコンデンサＣ１を介してエミッタに接続されている。トランジスタＱ１のベースはまた、抵抗Ｒ２を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。さらに、トランジスタＱ１のベースは水晶振動子Ｘ１を介してグランドに接続され、エミッタはコンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。
【０００６】
このように構成された発振器１は、基本的にはコレクタ接地、エミッタ出力のコルピッツ型の発振器である。トランジスタＱ１のコレクタ・ベース間の誘導性インピーダンス手段として水晶振動子Ｘ１が、ベース・エミッタ間の容量素子としてコンデンサＣ１が、コレクタ・エミッタ間の容量素子としてコンデンサＣ２が利用され、これらの値によって発振周波数がほぼ決定される。なお、コンデンサＣ４はＤＣカット用のコンデンサで、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はトランジスタＱ１のバイアス条件を決めるための抵抗である。従って、負性抵抗回路２は、コルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であるとみなせる。
【０００７】
また、図１５に、従来の別の発振器の回路図を示す。図１５において、図１４と同一もしくは同等な部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【０００８】
図１５において、発振器３は、負性抵抗回路４、水晶振動子Ｘ１、バッファ回路５、およびＤＣカット用のコンデンサＣ４で構成されている。このうち、負性抵抗回路４は、発振器１の負性抵抗回路２からトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるためのコンデンサＣ３を取り除いたものである。また、負性抵抗回路４においては、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２とは接続されておらず、直流電源＋Ｖｃｃにも接続されていない。トランジスタＱ１のベースは水晶振動子Ｘ１を介してグランドに接続されているが、エミッタは出力端とはなっていない。
【０００９】
一方、バッファ回路５は、トランジスタＱ２、コンデンサＣ５、Ｃ６、抵抗Ｒ４、Ｒ５で構成されている。ここで、トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ４を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ５を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ４を介してグランドに接続されるとともに、負性抵抗回路４の抵抗Ｒ２の一端に接続されている。なお、抵抗Ｒ４、Ｒ５はトランジスタＱ２のバイアス条件を決めるための抵抗であり、コンデンサＣ５は電源ノイズ対策用のバイパスコンデンサである。
【００１０】
このように構成された発振器３は、コルピッツ型の発振回路とベース接地のバッファ回路をカスケード接続したものとなっている。負性抵抗回路４には、トランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地するコンデンサＣ３が備わっていないので、発振器３には厳密にはコルピッツ発振回路が構成されていない。しかし、トランジスタＱ１のコレクタはバッファ回路５を介して擬似的に接地されているといえるため、発振器３には擬似的にコルピッツ型発振回路が構成されているとみなせる。発振回路の出力はトランジスタＱ１のコレクタからトランジスタＱ２のエミッタに入力され、トランジスタＱ２のコレクタから出力される。
【００１１】
発振器３においては、バッファ回路５と負性抵抗回路４の直流電流経路をカスケード接続しているために、バッファ回路を備えるにもかかわらず消費電流の低減を図ることができる。また、擬似的なコルピッツ型発振回路を実現して、電流経路をそのまま信号経路としても利用しているために、トランジスタＱ１のコレクタの高周波的な接地のためのコンデンサ（Ｃｐ）や、バッファ回路と発振回路の間の電流経路に高周波信号が流れないようにするための高周波チョークコイルや、負性抵抗回路４のトランジスタＱ１の他の端子からバッファ回路５のトランジスタＱ２へ別途信号を伝えるための配線や結合コンデンサなどが不要となり、部品点数が少なくて済む。
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記の発振器では水晶振動子を共振子として利用している。水晶振動子は年々小型化が進んでおり、そのために水晶ブランクの電極面積が減少し、等価直列抵抗が増大する傾向にある。そして、水晶振動子の等価直列抵抗が増大すると発振回路の発振余裕度が減少するという問題がある。
【００１３】
また、例えばＴＤＭＡ方式のデジタル携帯電話の端末においては、消費電流を抑えるために必要なときにのみ発振器に通電するということが行われている。その場合には、発振器の電源投入後の発振開始時間を短くする必要がある。
【００１４】
発振余裕度を保つ方法として、負性抵抗回路の負性抵抗値を大きくするということが考えられる。また、発振器の発振開始時間を短くする方法としても、発振回路の負性抵抗値を大きくするということがある。そして、そのためには相互コンダクタンスの大きなトランジスタを使えばよい。ところが、相互コンダクタンスの大きいトランジスタは一般的に高価であり、発振器の価格上昇を招くという問題がある。
【００１５】
そこで、本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、価格上昇を招くことなく負性抵抗値を大きくすることのできる発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するために、本発明の発振器は、水晶振動子を含む共振回路部と、トランジスタを含む複数の負性抵抗回路部とからなるコルピッツ型発振回路で構成される発振器において、該複数の負性抵抗回路部のうち、初段の負性抵抗回路部は、その入力が該共振回路部に接続され、その出力が次の段の負性抵抗回路部の入力に接続され、最終段の負性抵抗回路部は、その入力が前の段の負性抵抗回路部の出力に接続され、その出力がコンデンサを介して出力されるように多段接続されたことを特徴とする。
【００１７】
さらに、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路部の直流電流経路を互いに並列に接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路部間の電源側および接地側にそれぞれチョーク素子を設けたことを特徴とする。
【００１８】
さらに、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路部の直流電流経路をカスケードに接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路部間の直流電流経路にチョーク素子を設けたことを特徴とする。
【００１９】
さらに、本発明の発振器は、最終段の前記負性抵抗回路部に接続される、トランジスタを有するバッファ回路部を設けるとともに、少なくとも該最終段の前記負性抵抗回路部と前記バッファ回路部の直流電流経路を互いに並列に接続したことを特徴とする。
【００２０】
さらに、本発明の発振器は、最終段の前記負性抵抗回路部に接続される、トランジスタを有するバッファ回路部を設けるとともに、少なくとも該最終段の前記負性抵抗回路部と前記バッファ回路部の直流電流経路をカスケードに接続したことを特徴とする。
【００２１】
さらに、本発明の発振器は、初段の前記負性抵抗回路部に設けられたトランジスタのコレクタ端子に対してカスケードに接続した、トランジスタを有するバッファ回路部を備えたことを特徴とする。
【００２２】
さらに、本発明の電子装置は、本発明の発振器を用いたことを特徴とする。
【００２３】
このように構成することにより、本発明の発振器においては、価格上昇を招くことなく負性抵抗を大きくして発振余裕度を増大するとともに、電源投入後の発振開始時間を短くすることができる。
【００２４】
また、本発明の電子装置においても、本発明の発振器を用いることによって、性能の向上を図ることができる。
【発明の実施の形態】
【００２５】
（実施例１）図１に、本発明の発振器の一実施例の回路図を示す。図１において、図１３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２６】
図１に示した発振器１０は、図１３の発振器１の全ての構成に加えて、負性抵抗回路部１１および１２、結合用のコンデンサＣ７およびＣ１１、チョーク素子である高周波チョークコイル（ＲＦＣ）Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３およびＬ４を備えている。
【００２７】
ここで、負性抵抗回路部１１および１２は、負性抵抗回路部２と実質的に同じ回路構成、すなわちコルピッツ型発振回路から誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１を除いた回路となっているので、各構成要素の符号およびそれらの間の詳細な接続関係については、図１を参照してもらうこととして説明を割愛する。また、以下の説明では、各負性抵抗回路部のトランジスタのコレクタを「負性抵抗回路部の直流電流流入点」、トランジスタのエミッタに一端が接続された抵抗の他端を「負性抵抗回路部の直流電流流出点」と表現する。
【００２８】
発振器１０において、負性抵抗回路部２の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ１を介して負性抵抗回路部１１の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路部１１の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ３を介して負性抵抗回路部１２の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路部１２の直流電流流入点は直流電源＋Ｖｃｃに接続されている。一方、負性抵抗回路部２の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ２を介して負性抵抗回路部１１の直流電流流出点に接続され、負性抵抗回路部１１の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ４を介して負性抵抗回路部１２の直流電流流出点に接続され、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点はグランドに接続されている。そして、負性抵抗回路部２の直流電流流出点はコンデンサＣ７を介して負性抵抗回路部１１のトランジスタＱ３のベースに接続され、負性抵抗回路部１１の直流電流流出点はコンデンサＣ１１を介して負性抵抗回路部１２のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００２９】
負性抵抗回路部２において、トランジスタＱ１には接地点が存在しない。直流電流流出点は、コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ１のコレクタ（直流電流流入点）に接続されているが、コンデンサＣ３は発振周波数におけるインピーダンスが小さいので、実質的にはトランジスタＱ１のコレクタそのものである。そのため、負性抵抗回路部２の直流電流流出点には発振信号が乗っている。そして、直流電流流出点はＤＣカット用のコンデンサＣ７を介して負性抵抗回路部１１のトランジスタＱ３のベースに接続されている。
【００３０】
負性抵抗回路部１１においても、負性抵抗回路部２の場合と同様に、トランジスタＱ３には接地点が存在しない。直流電流流出点は実質的にトランジスタＱ３のコレクタそのものであり、ベースから入力された発振信号が乗っている。そして、直流電流流出点はＤＣカット用のコンデンサＣ１１を介して負性抵抗回路部１２のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００３１】
負性抵抗回路部１２は、高周波的には発振器１における負性抵抗回路部２と同じであり、直流電流流入点と直流電流流出点は高周波的には接地されているため、トランジスタＱ４はコレクタ接地で動作する。そのため、トランジスタＱ４のベースから入力された発振信号はエミッタから出力され、ＤＣカット用のコンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続される。
【００３２】
３つの負性抵抗回路部２、１１、１２は、直流電流経路が直流電源＋Ｖｃｃに対して互いに並列に接続されている。ただし、負性抵抗回路部２および１１の直流電流流入点と直流電流流出点には、いずれも発振信号が乗っている。一方、負性抵抗回路部１２の直流電流流入点と直流電流流出点は高周波的に接地されている。そのために、負性抵抗回路部２、１１、１２の直流電流流入点同士、直流電流流出点同士の間には高周波チョークコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４が必要となっている。
【００３３】
このように構成された発振器１０においては、負性抵抗回路部２、１１、１２が３段に接続され、初段の負性抵抗回路部２に共振回路として誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１が接続された構成となっている。この場合、負性抵抗回路部が３段に接続されているため、発振器全体としての負性抵抗が１段のものに比べて大きくなる。そのため、各トランジスタとして相互コンダクタンスの大きいものを使用しなくても、発振器の発振開始時間を短くすることができる。また、負性抵抗が大きくなった分だけ等価直列抵抗の大きい水晶振動子を利用できるため、小型の水晶振動子を使用しても発振余裕度を減少させずに済む。
【００３４】
ところで、発振器の構成としては、増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける方式も良く知られている。この場合にも、増幅回路を多段にすることによって実質的に発振回路全体としての負性抵抗の値を実質的に大きくできることが、例えば特開２０００−３２３９２８号公報に開示されている。この場合は、各増幅回路がそれぞれ直流電源およびグランドに接続されている純粋な増幅回路であることからもわかるように、それらは互いに独立しても動作するものであり、文字通り多段に接続された増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける構成となっている。
【００３５】
それに対して、本発明の発振器１０の場合には、各負性抵抗回路部が誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１を除いたコルピッツ型発振回路であって純粋な増幅回路ではない点と、負性抵抗回路部２と１１が高周波的に接地されていないために単独ではコルピッツ型発振回路としても機能しない点よりわかるように、負性抵抗回路部２、１１、１２は３段に接続された状態ではじめて１つの負性抵抗回路部として機能する。しかも、出力側から入力側への共振回路を介した帰還回路に相当するものも存在しない。すなわち、発振器１０の場合は、文字通り多段接続された負性抵抗回路部に共振回路が接続された構成であって、特開２０００−３２３９２８号公報に開示されたような多段に接続された増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける構成とは明らかに異なる構成となっている。
【００３６】
ここで、図２および図３に、本発明の発振器１０と従来の発振器３の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果をそれぞれ示す。図２は発振器１０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示し、図３は発振器３のトランジスタＱ２のコレクタの電圧の時間変化を示している。なお、両者は電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。
【００３７】
図２と図３を比較してわかるように、従来の発振器３においては約２．０ｍｓで発振の振幅がほぼ安定しているのに対して、本発明の発振器１０においては約１．２ｍｓで発振の振幅がほぼ安定しており、発振器１０の方が発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００３８】
なお、発振器１０においては、直流電流経路が互いに並列に接続された負性抵抗回路部を３段に接続する構成を示したが、２段あるいは４段以上であっても発振器１０と同様の構成で実現可能であり、発振器１０と同様の作用効果を奏するものである。
【００３９】
（実施例２）図４に、本発明の発振器の別の実施例の回路図を示す。図４において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４０】
図４に示した発振器２０において、負性抵抗回路部２、１１、１２の構成、負性抵抗回路部２と水晶振動子Ｘ１の接続関係、３つの負性抵抗回路部２、１１、１２および出力端子ＰｏのコンデンサＣ７、Ｃ１１、Ｃ４を介する高周波信号に関する接続関係は図１の発振器１０と同じである。ただし、３つの負性抵抗回路部２、１１、１２の直流電流経路は全てカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路部２の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ５を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、負性抵抗回路部２の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ６を介して負性抵抗回路部１１の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路部１１の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ７を介して負性抵抗回路部１２の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点はグランドに接続されている。
【００４１】
発振器２０においても、発振器１０と同様に、負性抵抗回路部２のトランジスタＱ１と負性抵抗回路部１１のトランジスタＱ３には接地点が存在せず、負性抵抗回路部１２のトランジスタＱ４はコレクタ接地で動作する。そのために、直流電源＋Ｖｃｃと負性抵抗回路部２の直流電流流入点の間、負性抵抗回路部２の直流電流流出点と負性抵抗回路部１１の直流電流流入点の間、負性抵抗回路部１１の直流電流流出点と負性抵抗回路部１２の直流電流流入点の間には、それぞれ高周波チョークコイルＬ５、Ｌ６、Ｌ７が必要となっている。
【００４２】
このように構成された発振器２０においても、負性抵抗回路部２、１１、１２が３段に接続され、初段の負性抵抗回路部２に共振回路として水晶振動子Ｘ１が接続された構成は発振器１０と同じであるため、発振器１０と同様に負性抵抗を大きくして発振器の発振開始時間を短くすることができる。
【００４３】
図５に、発振器２０の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果を示す。図５は、発振器２０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示している。発振器３や発振器１０とは電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。図５より、発振器２０においては約１．６ｍｓで発振の振幅が安定しており、従来の発振器３より発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００４４】
また、発振器１０に比べて高周波チョークコイルを１つ少なくすることができる。また、発振器１０に比べて消費電流の低減を図ることができる。
【００４５】
そして、発振器１０の場合と同様に、直流電流経路が直流電源に対してカスケードに接続された負性抵抗回路部を２段あるいは４段以上に接続する構成も実現可能である。
【００４６】
（実施例３）図６に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４７】
図６に示した発振器３０は、まず図１の発振器１０から負性抵抗回路部１１と高周波チョークコイルＬ３およびＬ４と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路部を２段にしている。なお、負性抵抗回路部２と１２の直流電流経路が互いに並列に接続されている点に変わりはない。そして、発振器３０においては、さらにバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路と負性抵抗回路部２および１２の直流電流経路も互いに並列に接続されている。
【００４８】
バッファ回路３１は、トランジスタＱ５、コンデンサＣ１６、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５で構成されている。ここで、トランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ１２を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは抵抗Ｒ１３およびコンデンサＣ１６を並列に介してグランドに接続されている。トランジスタＱ５のベースは、抵抗Ｒ１４を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ１５を介してグランドに接続されるとともに、コンデンサＣ１５を介して負性抵抗回路部１２のトランジスタＱ４のエミッタに接続されている。なお、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５はトランジスタＱ５のバイアス条件を決めるための抵抗であり、コンデンサＣ１６はトランジスタＱ５の高周波的な接地のためのコンデンサである。すなわち、トランジスタＱ５はエミッタ接地の増幅回路である。
そして、コンデンサＣ１５はＤＣカット用のコンデンサである。
【００４９】
バッファ回路３１についても負性抵抗回路部と同様に直流電源＋Ｖｃｃに接続されている点を直流電流流入点、一端がトランジスタＱ５のエミッタに接続された抵抗Ｒ１３の他端を直流電流流出点と表現すると、負性抵抗回路部１２の直流電流流入点とバッファ回路３１の直流電流流入点は直接接続されており、間に高周波チョークコイルは存在しない。また、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点とバッファ回路３１の直流電流流出点も直接接続されており、間に高周波チョークコイルは存在しない。これは、負性抵抗回路部１２とバッファ回路３１がいずれも直流電流流入点や直流電流流出点に発振信号が乗らない構成となっているからである。
【００５０】
このように構成された発振器３０においては、負性抵抗回路部が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は図１の発振器１０と同じであり、発振器１０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５１】
（実施例４）図７に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。
図７において、図４および図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５２】
図７に示した発振器４０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路部１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路部を２段にしている。なお、負性抵抗回路部２と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器４０においては、さらに図６の発振器３０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路部１２の直流電流経路と並列に接続されている。負性抵抗回路部１２とバッファ回路３１との接続関係は発振器３０の場合と全く同じであり、両者の間には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５３】
このように構成された発振器４０においては、負性抵抗回路部が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は図４の発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５４】
（実施例５）図８に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。
図８において、図１および図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５５】
図８に示した発振器５０は、まず図１の発振器１０から負性抵抗回路部１１と高周波チョークコイルＬ３およびＬ４と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路部を２段にしている。なお、負性抵抗回路部２と１２の直流電流経路が互いに並列に接続されている点に変わりはない。そして、発振器５０においては、さらに図６の発振器３０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路部２および１２の直流電流経路に対してカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点がバッファ回路３１の直流電流流入点に接続されており、バッファ回路３１の直流電流流出点はグランドに接続されている。さらに、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点は、バッファ回路３１がカスケードに接続されるために直接にはグランドに接続して接地できないので、コンデンサＣ１７を介して高周波的に接地されている。なお、負性抵抗回路部１２とバッファ回路３１がいずれも直流電流流入点や直流電流流出点に発振信号が乗らない構成となっているため、両者の間の直流電流経路には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５６】
このように構成された発振器５０においては、負性抵抗回路部が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は図１の発振器１０と同じであり、発振器１０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５７】
（実施例６）図９に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。
図９において、図４および図８と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５８】
図９に示した発振器６０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路部１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路部を２段にしている。なお、負性抵抗回路部２と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器６０においては、さらに図８の発振器５０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路部１２の直流電流経路とカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点がバッファ回路３１の直流電流流入点に接続されており、バッファ回路３１の直流電流流出点はグランドに接続されている。さらに、負性抵抗回路部１２の直流電流流出点は、バッファ回路３１がカスケードに接続されるために直接にはグランドに接続して接地できないので、コンデンサＣ１７を介して高周波的に接地されている。なお、負性抵抗回路部１２とバッファ回路３１との接続関係は発振器５０の場合と全く同じであり、両者の間には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５９】
このように構成された発振器６０においては、負性抵抗回路部が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は図４の発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００６０】
（実施例７）図１０に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。
図１０において、図４および図１４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００６１】
図１０に示した発振器７０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路部１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路部を２段にしている。また、負性抵抗回路部２に相当する部分の直流電流流入点と直流電流流出点の間に設けられていたコンデンサＣ３は削除されていて、しかもトランジスタＱ１のベースが抵抗Ｒ２を介してコレクタに接続されていないので、結果的に従来の発振器３における負性抵抗回路部４と同じ構成になっている。なお、負性抵抗回路部４と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器７０においては、図１４の発振器３と同様のバッファ回路５が設けられている。バッファ回路５と負性抵抗回路部４の接続関係は発振器３の場合と同じであり、バッファ回路５のトランジスタＱ２のエミッタが負性抵抗回路部４のトランジスタＱ１のコレクタに接続されており、また、トランジスタＱ２のベースが抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００６２】
このように構成された発振器７０においては、負性抵抗回路部とバッファ回路との関係が発振器３と同じであるために、発振器３と同様に擬似的にコルピッツ型発振回路が構成されているとみなせる。この点以外は、負性抵抗回路部が２段になった点やバッファ回路を備える点を除けば図４の発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００６３】
図１１に、発振器７０の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果を示す。図１１は、発振器７０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示している。発振器３や発振器１０、２０とは電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。図１２より、発振器７０においては約１．４ｍｓで発振の振幅が安定しており、従来の発振器３より発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００６４】
また、発振器７０の場合は、高周波チョークコイルを１つしか必要としないこともあって、上記のいずれの発振器よりも部品点数が少なくなるため、小型化と低価格化の面で優れている。
【００６５】
なお、図１０に示した発振器７０のバリエーションとして図１２に示す発振器８０の構成が考えられる。発振器８０は、発振器７０におけるバッファ回路５と負性抵抗回路部４におけるベース電流を規定する抵抗の構成を、２つの回路で分離しただけである。すなわち、発振器８０においては、バッファ回路５におけるトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１６を接続することによってバッファ回路８１とし、それに合わせて負性抵抗回路部４のトランジスタＱ１のコレクタ・ベース間を抵抗Ｒ２で接続する構成にしている。
【００６６】
発振器８０においては、発振器７０に比べてトランジスタのベース電流用の抵抗が１つ増えることによってバイアス条件の設定の自由度が増える以外は発振器７０との違いはなく、発振器７０と同様の作用効果を奏することができる。
【００６７】
なお、発振器３０、４０、５０、６０、７０、８０においては、２段の負性抵抗回路部とバッファ回路を備えた発振器について説明してきたが、バッファ回路付の発振器であっても負性抵抗回路部が２段に限定されるものではなく、３段以上であっても構わないものである。また、負性抵抗回路部やバッファ回路の直流電流経路の接続構造は、並列接続やカスケード接続をどのように組み合わせたものであっても構わないものである。
【００６８】
図１３に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図１３において、電子装置の１つである携帯電話１００は、筐体１０１と、その中に配置されたプリント基板１０２と、プリント基板１０２上に基準信号源として実装された本発明の発振器１０を備えている。
【００６９】
このように構成された携帯電話１００においては、本発明の発振器１０を用いているため、基準信号源の発振安定性が向上し、発振開始時間が短くなるために性能の向上を図ることができる。
【００７０】
なお、図１３においては電子装置として携帯電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るものではなく、本発明の発振器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【発明の効果】
【００７１】
本発明の発振器によれば、多段に接続された複数の負性抵抗回路部と、初段の負性抵抗回路部に接続された共振回路とを備えることによって、各負性抵抗回路部の負性抵抗を大きくしなくても全体としての負性抵抗を大きくすることができる。そのため、価格上昇を招くことなく発振器の発振開始時間を短くすることができる。また、負性抵抗が大きくなった分だけ等価直列抵抗の大きい水晶振動子を利用できるため、小型の水晶振動子を使用しても発振余裕度を減少させずに済む。
【００７２】
また、本発明の電子装置によれば、本発明の発振器を用いることによって、性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図３】従来の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図４】本発明の発振器の別の実施例を示す回路図である。
【図５】図４の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図６】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１１】図１０の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図１２】図１０の発振器のバリエーションを示す回路図である。
【図１３】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【図１４】従来の発振器を示す回路図である。
【図１５】従来の別の発振器を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７４】
１０、２０、３０、４０、５０、６０、７０、８０…発振器
２、４、１１、１２…負性抵抗回路部
５、３１、８１…バッファ回路
Ｘ１…水晶振動子
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ
Ｃ１〜Ｃ１８…コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１５…抵抗
Ｌ１〜Ｌ７…高周波チョークコイル
＋Ｖｃｃ…直流電源
Ｐｏ…出力端子
１００…携帯電話[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
[0002]
The present invention relates to an oscillator and an electronic apparatus, for example, an oscillator used as a reference signal source of a PLL circuit portion included in an RF circuit of a mobile phone, and an electronic apparatus using the same.
[Prior art]
[0003]
As an oscillator used as a reference signal source, for example, one using a crystal resonator as a resonator and a transistor as a negative resistance element is widely known.
[0004]
FIG. 14 shows a circuit diagram of a conventional oscillator. In FIG. 14, an oscillator 1 includes a negative resistance circuit 2, a crystal resonator X1 that is inductive impedance means, and a DC cut capacitor C4. Among these, the negative resistance circuit 2 includes a transistor Q1, capacitors C1, C2, and C3, and resistors R1, R2, and R3.
[0005]
Here, the collector of the transistor Q1 is connected to the DC power source + Vcc and also connected to the ground via the capacitor C3. The capacitor C3 is a capacitor having a small impedance at the oscillation frequency for grounding the collector of the transistor Q1 at a high frequency. The emitter of the transistor Q1 is connected to the ground via a resistor R1 and a capacitor C1. The base of the transistor Q1 is connected to the emitter via the capacitor C1. The base of the transistor Q1 is also connected to the DC power source + Vcc via the resistor R2 and to the ground via the resistor R3. Further, the base of the transistor Q1 is connected to the ground via the crystal resonator X1, and the emitter is connected to the output terminal Po via the capacitor C4.
[0006]
The oscillator 1 configured in this manner is basically a Colpitts type oscillator having a grounded collector and an emitter output. The crystal oscillator X1 is used as the inductive impedance means between the collector and base of the transistor Q1, the capacitor C1 is used as the capacitor between the base and emitter, and the capacitor C2 is used as the capacitor between the collector and emitter. The frequency is almost determined. The capacitor C4 is a DC cut capacitor, and the resistors R1, R2, and R3 are resistors for determining the bias condition of the transistor Q1. Therefore, the negative resistance circuit 2 can be regarded as a circuit obtained by removing inductive impedance means from the Colpitts circuit.
[0007]
FIG. 15 shows a circuit diagram of another conventional oscillator. 15, parts that are the same as or equivalent to those in FIG. 14 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0008]
In FIG. 15, the oscillator 3 includes a negative resistance circuit 4, a crystal resonator X1, a buffer circuit 5, and a DC cut capacitor C4. Among these, the negative resistance circuit 4 is obtained by removing the capacitor C3 for grounding the collector of the transistor Q1 from the negative resistance circuit 2 of the oscillator 1 at high frequency. In the negative resistance circuit 4, the collector of the transistor Q1 and the resistor R2 are not connected, and are not connected to the DC power source + Vcc. The base of the transistor Q1 is connected to the ground via the crystal resonator X1, but the emitter is not an output terminal.
[0009]
On the other hand, the buffer circuit 5 includes a transistor Q2, capacitors C5 and C6, and resistors R4 and R5. Here, the collector of the transistor Q2 is connected to the DC power source + Vcc via the resistor R4, and is connected to the output terminal Po via the capacitor C4. The emitter of the transistor Q2 is connected to the collector of the transistor Q1 of the negative resistance circuit 4. The base of the transistor Q2 is connected to the DC power source + Vcc via the resistor R5, is connected to the ground via the capacitor C4, and is connected to one end of the resistor R2 of the negative resistance circuit 4. The resistors R4 and R5 are resistors for determining the bias condition of the transistor Q2, and the capacitor C5 is a bypass capacitor for power supply noise countermeasures.
[0010]
The oscillator 3 configured as described above is a cascade connection of a Colpitts type oscillation circuit and a base-grounded buffer circuit. Since the negative resistance circuit 4 does not include the capacitor C3 that grounds the collector of the transistor Q1 in a high frequency manner, the oscillator 3 does not strictly constitute a Colpitts oscillation circuit. However, since the collector of the transistor Q1 can be said to be pseudo-grounded via the buffer circuit 5, the oscillator 3 is pseudo-Colpitts. Type oscillation It can be considered that the circuit is configured. The output of the oscillation circuit is input from the collector of the transistor Q1 to the emitter of the transistor Q2, and is output from the collector of the transistor Q2.
[0011]
In the oscillator 3, since the direct current path of the buffer circuit 5 and the negative resistance circuit 4 is cascade-connected, the consumption current can be reduced despite the provision of the buffer circuit. Also pseudo Colpitts Type oscillation Since the circuit is realized and the current path is also used as a signal path as it is, a capacitor (Cp) for high-frequency grounding of the collector of the transistor Q1 and a current path between the buffer circuit and the oscillation circuit are used. A high-frequency choke coil for preventing a high-frequency signal from flowing, a wiring or a coupling capacitor for separately transmitting a signal from the other terminal of the transistor Q1 of the negative resistance circuit 4 to the transistor Q2 of the buffer circuit 5, are unnecessary. The number of parts is small.
[Problems to be solved by the invention]
[0012]
In the above oscillator, a crystal resonator is used as a resonator. Quartz resonators are becoming more and more miniaturized year by year, and as a result, the electrode area of the quartz blank decreases and the equivalent series resistance tends to increase. And there is a problem that the oscillation margin of the oscillation circuit decreases when the equivalent series resistance of the crystal resonator increases.
[0013]
Further, for example, in a TDMA type digital cellular phone terminal, an oscillator is energized only when necessary to suppress current consumption. In that case, it is necessary to shorten the oscillation start time after powering on the oscillator.
[0014]
As a method for maintaining the oscillation margin, it is conceivable to increase the negative resistance value of the negative resistance circuit. Another method for shortening the oscillation start time of the oscillator is to increase the negative resistance value of the oscillation circuit. For this purpose, a transistor having a large mutual conductance may be used. However, a transistor having a large transconductance is generally expensive, and there is a problem that the price of an oscillator is increased.
[0015]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to solve the above-described problems, and provide an oscillator capable of increasing a negative resistance value without causing an increase in price and an electronic device using the oscillator.
[Means for Solving the Problems]
[0016]
In order to achieve the above object, an oscillator according to the present invention includes an oscillator composed of a Colpitts oscillation circuit including a resonance circuit unit including a crystal resonator and a plurality of negative resistance circuit units including a transistor. Negative resistance circuit Of the negative resistance circuit section of the first stage, its input is connected to the resonance circuit section, its output is connected to the input of the negative resistance circuit section of the next stage, and the negative resistance circuit section of the final stage is , So that its input is connected to the output of the negative resistance circuit section of the previous stage, and its output is output through the capacitor It is characterized by being connected in multiple stages.
[0017]
Furthermore, the oscillator according to the present invention connects the DC current paths of the plurality of negative resistance circuit units in parallel with each other, and includes choke elements on the power supply side and the ground side between the plurality of negative resistance circuit units, respectively. It is characterized by that.
[0018]
Furthermore, the oscillator according to the present invention is characterized in that the DC current paths of the plurality of negative resistance circuit units are connected in cascade and a choke element is provided in the DC current path between the plurality of negative resistance circuit units. To do.
[0019]
The oscillator according to the present invention further includes a buffer circuit unit having a transistor connected to the negative resistance circuit unit at the final stage, and at least a direct current between the negative resistance circuit unit and the buffer circuit unit at the final stage. The current paths are connected in parallel to each other.
[0020]
The oscillator according to the present invention further includes a buffer circuit unit having a transistor connected to the negative resistance circuit unit at the final stage, and at least a direct current between the negative resistance circuit unit and the buffer circuit unit at the final stage. The current path is connected in cascade.
[0021]
Furthermore, the oscillator according to the present invention includes a buffer circuit unit having a transistor connected in cascade to a collector terminal of a transistor provided in the negative resistance circuit unit in the first stage.
[0022]
Furthermore, an electronic device according to the present invention is characterized by using the oscillator according to the present invention.
[0023]
With this configuration, in the oscillator of the present invention, the negative resistance can be increased and the oscillation margin can be increased without increasing the price, and the oscillation start time after power-on can be shortened.
[0024]
In the electronic device of the present invention, the performance can be improved by using the oscillator of the present invention.
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[0025]
(Embodiment 1) FIG. 1 shows a circuit diagram of an embodiment of an oscillator according to the present invention. In FIG. 1, parts that are the same as or equivalent to those in FIG.
[0026]
The oscillator 10 shown in FIG. 1 includes a negative resistance circuit in addition to all the components of the oscillator 1 shown in FIG. Part 11 and 12, coupling capacitors C7 and C11, and high frequency choke coils (RFC) L1, L2, L3 and L4 which are choke elements.
[0027]
Where negative resistance circuit Part 11 and 12 are negative resistance circuits Part Circuit configuration substantially the same as 2, ie Colpitts Type oscillation Since the circuit is obtained by removing the crystal unit X1 that is the inductive impedance means from the circuit, the reference numerals of each component and the detailed connection relationship between them will be described with reference to FIG. Omit. In the following description, each negative resistance circuit Part The transistor collector of the negative resistance circuit Part And the other end of the resistor having one end connected to the emitter of the transistor is expressed as a “DC current outflow point of the negative resistance circuit portion”.
[0028]
In the oscillator 10, a negative resistance circuit Part The DC current inflow point 2 is connected to the DC current inflow point of the negative resistance circuit unit 11 through the high frequency choke coil L1, and the DC current inflow point of the negative resistance circuit unit 11 is negative through the high frequency choke coil L3. A DC current inflow point of the resistance circuit unit 12 is connected to a DC current inflow point of the negative resistance circuit unit 12 and connected to a DC power source + Vcc. On the other hand, the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 2 is connected to the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 11 via the high frequency choke coil L2, and the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 11 is the high frequency choke. The DC current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 is connected to the ground via the coil L4. The direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 2 is connected to the base of the transistor Q3 of the negative resistance circuit unit 11 through the capacitor C7, and the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 11 is connected through the capacitor C11. And connected to the base of the transistor Q4 of the negative resistance circuit section 12.
[0029]
In the negative resistance circuit unit 2, the transistor Q1 has no ground point. The DC current outflow point is connected to the collector (DC current inflow point) of the transistor Q1 via the capacitor C3. Since the capacitor C3 has a small impedance at the oscillation frequency, it is substantially the collector of the transistor Q1. . Therefore, an oscillation signal is on the DC current outflow point of the negative resistance circuit unit 2. The direct current outflow point is connected to the base of the transistor Q3 of the negative resistance circuit unit 11 via a DC cut capacitor C7.
[0030]
Also in the negative resistance circuit unit 11, as in the case of the negative resistance circuit unit 2, the transistor Q3 has no ground point. The direct current outflow point is substantially the collector itself of the transistor Q3, and the oscillation signal input from the base is on it. The direct current outflow point is connected to the base of the transistor Q4 of the negative resistance circuit unit 12 through a DC cut capacitor C11.
[0031]
Negative resistance circuit Part 12 is the same as the negative resistance circuit unit 2 in the oscillator 1 in terms of high frequency, and since the direct current inflow point and the direct current outflow point are grounded in terms of high frequency, the transistor Q4 operates with the collector grounded. Therefore, the oscillation signal input from the base of the transistor Q4 is output from the emitter and connected to the output terminal Po through the DC cut capacitor C4.
[0032]
The three negative resistance circuit units 2, 11, and 12 have DC current paths connected in parallel to the DC power source + Vcc. However, an oscillation signal is on both the direct current inflow point and the direct current outflow point of the negative resistance circuit units 2 and 11. On the other hand, the direct current inflow point and the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 are grounded in terms of high frequency. Therefore, high-frequency choke coils L1, L2, L3, and L4 are required between the direct current inflow points of the negative resistance circuit units 2, 11, and 12 and between the direct current outflow points.
[0033]
In the oscillator 10 configured as described above, the negative resistance circuit portions 2, 11, and 12 are connected in three stages, and the first-stage negative resistance circuit portion 2 is connected to the crystal resonator X1 that is an inductive impedance means as a resonance circuit. Are connected. In this case, since the negative resistance circuit unit is connected in three stages, the negative resistance of the entire oscillator is larger than that in the single stage. Therefore, the oscillation start time of the oscillator can be shortened without using a transistor having a large mutual conductance as each transistor. Further, since a crystal resonator having a large equivalent series resistance can be used as much as the negative resistance increases, even if a small crystal resonator is used, it is not necessary to reduce the oscillation margin.
[0034]
By the way, as a configuration of the oscillator, a method of applying positive feedback from the output side of the amplifier circuit to the input side via a resonance circuit is well known. In this case as well, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2000-323928 discloses that the negative resistance value of the entire oscillation circuit can be substantially increased by providing a multi-stage amplifier circuit. In this case, as can be seen from the fact that each amplifier circuit is a pure amplifier circuit connected to the DC power supply and the ground, they operate independently of each other and are literally connected in multiple stages. The configuration is such that positive feedback is applied from the output side to the input side of the amplifier circuit via the resonance circuit.
[0035]
On the other hand, in the case of the oscillator 10 of the present invention, each negative resistance circuit Part Is a Colpitts type oscillation circuit excluding the crystal resonator X1 which is an inductive impedance means and is not a pure amplifier circuit, and a negative resistance circuit Part As can be seen from the fact that 2 and 11 are not grounded in terms of high frequency and cannot function alone as a Colpitts type oscillation circuit, the negative resistance circuit portions 2, 11, and 12 are not connected in three stages until the first time. Functions as one negative resistance circuit. In addition, there is no equivalent of a feedback circuit via a resonance circuit from the output side to the input side. That is, in the case of the oscillator 10, a resonant circuit is connected to a negative resistance circuit portion literally connected in multiple stages, and an amplifier circuit connected in multiple stages as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-323928. This configuration is clearly different from the configuration in which positive feedback is applied from the output side to the input side via a resonance circuit.
[0036]
Here, FIGS. 2 and 3 show the SPICE simulation results of the oscillation start times of the oscillator 10 of the present invention and the conventional oscillator 3, respectively. 2 shows the time change of the voltage of the base of the transistor Q1 of the oscillator 10, and FIG. 3 shows the time change of the voltage of the collector of the transistor Q2 of the oscillator 3. In addition, since the power supply voltage differs between the two, the scale of the vertical axis is different.
[0037]
As can be seen by comparing FIG. 2 and FIG. 3, in the conventional oscillator 3, the oscillation amplitude is almost stable in about 2.0 ms, whereas in the oscillator 10 of the present invention, the oscillation amplitude is about 1.2 ms. It can be seen that the oscillation amplitude is almost stable, and the oscillation start time is shorter in the oscillator 10.
[0038]
Note that the oscillator 10 has a configuration in which the negative resistance circuit portions in which the DC current paths are connected in parallel to each other are connected in three stages, but the same configuration as that of the oscillator 10 is possible even in two stages or four or more stages. Thus, the same effects as the oscillator 10 can be obtained.
[0039]
(Embodiment 2) FIG. 4 shows a circuit diagram of another embodiment of the oscillator of the present invention. 4, parts that are the same as or equivalent to those in FIG. 1 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0040]
In the oscillator 20 shown in FIG. 4, the configuration of the negative resistance circuit units 2, 11, 12, the connection relationship between the negative resistance circuit unit 2 and the crystal unit X <b> 1, the three negative resistance circuit units 2, 11, 12, and The connection relation regarding the high frequency signal through the capacitors C7, C11, C4 of the output terminal Po is the same as that of the oscillator 10 of FIG. However, the DC current paths of the three negative resistance circuit units 2, 11, and 12 are all connected in cascade. That is, the direct current inflow point of the negative resistance circuit unit 2 is connected to the direct current power source + Vcc through the high frequency choke coil L5, and the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 2 is connected to the negative resistance through the high frequency choke coil L6. The direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 11 is connected to the direct current inflow point of the negative resistance circuit unit 12 via the high frequency choke coil L7, and is connected to the direct current inflow point of the circuit unit 11. The DC current outflow point of the section 12 is connected to the ground.
[0041]
In the oscillator 20 as well as the oscillator 10, the transistor Q1 of the negative resistance circuit unit 2 and the transistor Q3 of the negative resistance circuit unit 11 do not have a ground point, and the transistor Q4 of the negative resistance circuit unit 12 has a collector. Operates on ground. Therefore, the negative resistance is between the DC power source + Vcc and the DC current inflow point of the negative resistance circuit unit 2, between the DC current outflow point of the negative resistance circuit unit 2 and the DC current inflow point of the negative resistance circuit unit 11. High frequency choke coils L5, L6, and L7 are required between the DC current outflow point of the circuit unit 11 and the DC current inflow point of the negative resistance circuit unit 12, respectively.
[0042]
Also in the oscillator 20 configured in this manner, the negative resistance circuit units 2, 11, and 12 are connected in three stages, and the crystal oscillator X1 is connected as a resonance circuit to the negative resistance circuit unit 2 in the first stage. Since it is the same as the oscillator 10, the negative resistance can be increased similarly to the oscillator 10 to shorten the oscillation start time of the oscillator.
[0043]
FIG. 5 shows a simulation result by SPICE of the oscillation start time of the oscillator 20. FIG. 5 shows the time change of the voltage at the base of the transistor Q1 of the oscillator 20. Since the power supply voltage is different from that of the oscillator 3 or the oscillator 10, the scale of the vertical axis is different. FIG. 5 shows that the oscillation amplitude of the oscillator 20 is stable at about 1.6 ms, and the oscillation start time is shorter than that of the conventional oscillator 3.
[0044]
Further, one high-frequency choke coil can be reduced as compared with the oscillator 10. Further, current consumption can be reduced as compared with the oscillator 10.
[0045]
As in the case of the oscillator 10, it is possible to realize a configuration in which the negative resistance circuit units whose DC current paths are connected in cascade with the DC power supply are connected in two stages or four or more stages.
[0046]
(Embodiment 3) FIG. 6 shows a circuit diagram of still another embodiment of the oscillator of the present invention. 6, parts that are the same as or equivalent to those in FIG. 1 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0047]
The oscillator 30 shown in FIG. 6 eliminates the negative resistance circuit unit 11, the high frequency choke coils L3 and L4, and the DC cut capacitor C11 from the oscillator 10 of FIG. I have to. It should be noted that the direct current paths of the negative resistance circuit units 2 and 12 are connected in parallel to each other. In the oscillator 30, a buffer circuit 31 is further added, and the DC current path of the buffer circuit 31 and the DC current paths of the negative resistance circuit units 2 and 12 are connected in parallel to each other.
[0048]
The buffer circuit 31 includes a transistor Q5, a capacitor C16, and resistors R12, R13, R14, and R15. Here, the collector of the transistor Q5 is connected to the DC power source + Vcc through the resistor R12 and is connected to the output terminal Po through the capacitor C4. The emitter of the transistor Q5 is connected to the ground via a resistor R13 and a capacitor C16 in parallel. The base of the transistor Q5 is connected to the DC power source + Vcc through the resistor R14, is connected to the ground through the resistor R15, and is connected to the emitter of the transistor Q4 of the negative resistance circuit unit 12 through the capacitor C15. Yes. The resistors R12, R13, R14, and R15 are resistors for determining the bias condition of the transistor Q5, and the capacitor C16 is a capacitor for high-frequency grounding of the transistor Q5. That is, the transistor Q5 is an emitter-grounded amplifier circuit.
The capacitor C15 is a DC cut capacitor.
[0049]
In the buffer circuit 31 as well, the point connected to the DC power source + Vcc is expressed as a DC current inflow point, and the other end of the resistor R13 whose one end is connected to the emitter of the transistor Q5 is expressed as a DC current outflow point. Then, the direct current inflow point of the negative resistance circuit unit 12 and the direct current inflow point of the buffer circuit 31 are directly connected, and no high frequency choke coil exists between them. Further, the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 and the direct current outflow point of the buffer circuit 31 are also directly connected, and no high frequency choke coil exists between them. This is because both the negative resistance circuit unit 12 and the buffer circuit 31 are configured such that the oscillation signal does not ride on the direct current inflow point or the direct current outflow point.
[0050]
The oscillator 30 configured as described above is the same as the oscillator 10 in FIG. 1 except that the negative resistance circuit section has two stages and a buffer circuit is added. An effect can be produced.
[0051]
(Embodiment 4) FIG. 7 shows a circuit diagram of still another embodiment of the oscillator of the present invention.
7, parts that are the same as or equivalent to those in FIGS. 4 and 6 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0052]
In the oscillator 40 shown in FIG. 7, first, the negative resistance circuit unit 11, the high frequency choke coil L7, and the DC cut capacitor C11 are omitted from the oscillator 20 of FIG. Yes. Note that there is no change in that the direct current paths of the negative resistance circuit units 2 and 12 are connected in cascade. In the oscillator 40, a buffer circuit 31 similar to that of the oscillator 30 in FIG. 6 is further added, and the direct current path of the buffer circuit 31 is connected in parallel with the direct current path of the negative resistance circuit unit 12. . The connection relationship between the negative resistance circuit unit 12 and the buffer circuit 31 is exactly the same as that of the oscillator 30, and there is no high-frequency choke coil between them.
[0053]
The oscillator 40 configured as described above is the same as the oscillator 20 of FIG. 4 except that the negative resistance circuit section has two stages and a buffer circuit is added. An effect can be produced.
[0054]
(Embodiment 5) FIG. 8 shows a circuit diagram of still another embodiment of the oscillator of the present invention.
8, parts that are the same as or equivalent to those in FIGS. 1 and 6 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0055]
The oscillator 50 shown in FIG. 8 eliminates the negative resistance circuit unit 11, the high frequency choke coils L3 and L4, and the DC cut capacitor C11 from the oscillator 10 of FIG. I have to. It should be noted that the direct current paths of the negative resistance circuit units 2 and 12 are connected in parallel to each other. In the oscillator 50, a buffer circuit 31 similar to that of the oscillator 30 in FIG. 6 is further added, and the DC current path of the buffer circuit 31 is cascaded with respect to the DC current paths of the negative resistance circuit units 2 and 12. It is connected. That is, the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 is connected to the direct current inflow point of the buffer circuit 31, and the direct current outflow point of the buffer circuit 31 is connected to the ground. Furthermore, the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 cannot be directly connected to the ground because the buffer circuit 31 is connected in a cascade and cannot be grounded, so that it is grounded at high frequency via the capacitor C17. . Since both the negative resistance circuit unit 12 and the buffer circuit 31 are configured such that no oscillating signal is placed on the direct current inflow point or the direct current outflow point, the high frequency choke coil is not connected to the direct current path between them. not exist.
[0056]
The oscillator 50 configured as described above is the same as the oscillator 10 of FIG. 1 except that the negative resistance circuit section has two stages and a buffer circuit is added. An effect can be produced.
[0057]
(Embodiment 6) FIG. 9 shows a circuit diagram of still another embodiment of the oscillator of the present invention.
9, parts that are the same as or equivalent to those in FIGS. 4 and 8 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0058]
In the oscillator 60 shown in FIG. 9, first, the negative resistance circuit unit 11, the high frequency choke coil L7, and the DC cut capacitor C11 are omitted from the oscillator 20 of FIG. Yes. Note that there is no change in that the direct current paths of the negative resistance circuit units 2 and 12 are connected in cascade. In the oscillator 60, a buffer circuit 31 similar to that of the oscillator 50 in FIG. 8 is further added, and the direct current path of the buffer circuit 31 is connected in cascade with the direct current path of the negative resistance circuit unit 12. . That is, the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 is connected to the direct current inflow point of the buffer circuit 31, and the direct current outflow point of the buffer circuit 31 is connected to the ground. Furthermore, the direct current outflow point of the negative resistance circuit unit 12 cannot be directly connected to the ground because the buffer circuit 31 is connected in a cascade and cannot be grounded, so that it is grounded at high frequency via the capacitor C17. . The connection relationship between the negative resistance circuit unit 12 and the buffer circuit 31 is exactly the same as that of the oscillator 50, and there is no high-frequency choke coil between the two.
[0059]
The oscillator 60 configured as described above is the same as the oscillator 20 of FIG. 4 except that the negative resistance circuit section has two stages and a buffer circuit is added. An effect can be produced.
[0060]
(Embodiment 7) FIG. 10 is a circuit diagram showing still another embodiment of the oscillator according to the present invention.
10, parts that are the same as or equivalent to those in FIGS. 4 and 14 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0061]
In the oscillator 70 shown in FIG. 10, first, the negative resistance circuit unit 11, the high frequency choke coil L7, and the DC cut capacitor C11 are omitted from the oscillator 20 of FIG. Yes. Further, the capacitor C3 provided between the DC current inflow point and the DC current outflow point in the portion corresponding to the negative resistance circuit unit 2 is omitted, and the base of the transistor Q1 is connected to the collector via the resistor R2. Since it is not connected, as a result, it has the same configuration as the negative resistance circuit section 4 in the conventional oscillator 3. Note that there is no change in that the direct current paths of the negative resistance circuit units 4 and 12 are connected in cascade. In the oscillator 70, the same buffer circuit 5 as that of the oscillator 3 in FIG. 14 is provided. The connection relationship between the buffer circuit 5 and the negative resistance circuit unit 4 is the same as that of the oscillator 3, and the emitter of the transistor Q2 of the buffer circuit 5 is connected to the collector of the transistor Q1 of the negative resistance circuit unit 4, and The base of the transistor Q2 is connected to the base of the transistor Q1 through the resistor R2.
[0062]
In the oscillator 70 configured as described above, since the relationship between the negative resistance circuit unit and the buffer circuit is the same as that of the oscillator 3, a pseudo Colpitts oscillation circuit is configured similarly to the oscillator 3. It can be considered. Except for this point, it is the same as the oscillator 20 of FIG. 4 except that the negative resistance circuit section has two stages and a buffer circuit is provided, and the same operational effects as the case of the oscillator 20 can be achieved. .
[0063]
FIG. 11 shows a simulation result by SPICE of the oscillation start time of the oscillator 70. FIG. 11 shows the time change of the base voltage of the transistor Q1 of the oscillator 70. FIG. Since the power supply voltage is different from the oscillator 3 and the oscillators 10 and 20, the scale of the vertical axis is different. From FIG. 12, it can be seen that the oscillation amplitude of the oscillator 70 is stable in about 1.4 ms, and the oscillation start time is shorter than that of the conventional oscillator 3.
[0064]
In addition, the oscillator 70 requires only one high-frequency choke coil, and has a smaller number of parts than any of the above-described oscillators, and thus is excellent in terms of downsizing and cost reduction.
[0065]
A configuration of the oscillator 80 shown in FIG. 12 can be considered as a variation of the oscillator 70 shown in FIG. In the oscillator 80, the configuration of the resistor that defines the base current in the buffer circuit 5 and the negative resistance circuit unit 4 in the oscillator 70 is only separated by two circuits. That is, in the oscillator 80, the resistor R16 is connected between the base and emitter of the transistor Q2 in the buffer circuit 5 to form the buffer circuit 81, and the resistance between the collector and base of the transistor Q1 of the negative resistance circuit section 4 is adjusted accordingly. The connection is made by R2.
[0066]
The oscillator 80 has no difference from the oscillator 70 except that the degree of freedom in setting the bias condition is increased by increasing the resistance for the base current of the transistor by one as compared with the oscillator 70, and has the same effect as the oscillator 70. Can play.
[0067]
In the oscillators 30, 40, 50, 60, 70, and 80, an oscillator having a two-stage negative resistance circuit unit and a buffer circuit has been described. However, even an oscillator with a buffer circuit has a negative resistance. The circuit portion is not limited to two stages, and may be three or more stages. Moreover, the connection structure of the DC current path of the negative resistance circuit unit and the buffer circuit may be any combination of parallel connection and cascade connection.
[0068]
FIG. 13 is a perspective view of an embodiment of the electronic device of the present invention. In FIG. 13, a mobile phone 100, which is one of electronic devices, includes a casing 101, a printed circuit board 102 disposed therein, and an oscillator 10 of the present invention mounted on the printed circuit board 102 as a reference signal source. I have.
[0069]
Since the cellular phone 100 configured as described above uses the oscillator 10 of the present invention, the oscillation stability of the reference signal source is improved and the oscillation start time is shortened, so that the performance can be improved. .
[0070]
Although a mobile phone is shown as an electronic device in FIG. 13, the electronic device is not limited to a mobile phone, and any device using the oscillator of the present invention may be used.
【The invention's effect】
[0071]
According to the oscillator of the present invention, a plurality of negative resistance circuits connected in multiple stages Part And the first negative resistance circuit Part The negative resistance as a whole can be increased without increasing the negative resistance of each negative resistance circuit section. Therefore, the oscillation start time of the oscillator can be shortened without causing an increase in price. Further, since a crystal resonator having a large equivalent series resistance can be used as much as the negative resistance increases, even if a small crystal resonator is used, it is not necessary to reduce the oscillation margin.
[0072]
According to the electronic device of the present invention, the performance can be improved by using the oscillator of the present invention.
[Brief description of the drawings]
[0073]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an oscillator according to the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram showing a simulation result of an oscillation start time of the oscillator of FIG.
FIG. 3 is a characteristic diagram showing a simulation result of an oscillation start time of a conventional oscillator.
FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the oscillator of the present invention.
5 is a characteristic diagram showing a simulation result of an oscillation start time of the oscillator of FIG. 4. FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram showing still another embodiment of the oscillator of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing still another embodiment of the oscillator of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing still another embodiment of the oscillator of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing still another embodiment of the oscillator of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram showing still another embodiment of the oscillator of the present invention.
11 is a characteristic diagram showing a simulation result of the oscillation start time of the oscillator of FIG.
12 is a circuit diagram showing a variation of the oscillator of FIG.
FIG. 13 is a perspective view showing an embodiment of an electronic device of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a conventional oscillator.
FIG. 15 is a circuit diagram showing another conventional oscillator.
[Explanation of symbols]
[0074]
10, 20, 30, 40, 50, 60, 70, 80 ... oscillator
2, 4, 11, 12 ... negative resistance circuit section
5, 31, 81... Buffer circuit
X1 ... Crystal resonator
Q1-Q4 ... transistor
C1-C18 ... Capacitor
R1-R15 ... resistance
L1-L7 ... High-frequency choke coil
+ Vcc ... DC power supply
Po ... Output terminal
100 ... mobile phone

Claims

In an oscillator including a Colpitts oscillation circuit including a resonance circuit unit including a crystal resonator and a plurality of negative resistance circuit units including a transistor, the negative resistance of the first stage among the plurality of negative resistance circuit units The circuit unit has its input connected to the resonant circuit unit, its output connected to the input of the negative resistance circuit unit of the next stage, and the negative resistance circuit unit of the final stage has its input of the previous stage An oscillator connected to the output of a negative resistance circuit section and connected in multiple stages so that the output is output through a capacitor .

2. The DC current paths of the plurality of negative resistance circuit units are connected in parallel to each other, and choke elements are provided on the power supply side and the ground side between the plurality of negative resistance circuit units, respectively. The oscillator described in 1.

2. The oscillator according to claim 1, wherein the DC current paths of the plurality of negative resistance circuit units are connected in cascade and a choke element is provided in the DC current path between the plurality of negative resistance circuit units. .

A buffer circuit unit having a transistor connected to the negative resistance circuit unit in the final stage is provided, and at least the direct current paths of the negative resistance circuit unit and the buffer circuit unit in the final stage are connected in parallel to each other The oscillator according to claim 2 or 3, wherein

A buffer circuit unit having a transistor connected to the negative resistance circuit unit in the final stage is provided, and at least a direct current path of the negative resistance circuit unit and the buffer circuit unit in the final stage is connected in cascade. The oscillator according to claim 2 or 3.

2. The oscillator according to claim 1, further comprising a buffer circuit unit having a transistor connected in cascade to a collector terminal of the transistor provided in the negative resistance circuit unit in the first stage.

An electronic apparatus using the oscillator according to claim 1.