JP4170969B2 - 無線送信機及び無線受信機 - Google Patents
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Description
本発明は、無線送信機及び無線受信機に関し、特に、送信アンテナ数が１及び／又は受信アンテナ数が１の場合を含む多入力多出力(ＭＩＭＯ：Multiple-Input Multiple-Output）の無線送信機及び無線受信機に関する。
時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ：Space-Time Block Coding）伝送は、複数のアンテナを用いた送信ダイバーシチ伝送であり、フェージング環境における伝送品質の向上に極めて有効である。Almoutiが提案するＳＴＢＣ伝送（例えば、非特許文献１参照）は、ｘ１、ｘ２の送信シンボルに対して、
時刻： ｔ＝０、 ｔ＝１
第１の送信アンテナ出力：ｘ１、−ｘ２ ＊
第２の送信アンテナ出力：ｘ２、 ｘ１ ＊
と送信する。なお、ａを複素数信号とするとき、ａ＊はａの共役複素信号を表す。第１及び第２の送信アンテナから、１個の受信アンテナまでの伝送路利得を、それぞれ、ｈ１、ｈ２とするとき、ｔ＝０、ｔ＝１の受信シンボルは、それぞれ、
ｙ１ ＝ ｈ１ ｘ１ ＋ ｈ２ ｘ２、
ｙ２ ＝ ｈ２ ｘ１ ＊ − ｈ１ ｘ２ ＊、すなわち、ｙ２ ＊ ＝ ｈ２ ＊ ｘ１ − ｈ１ ＊ ｘ２、
と表現することができる。
時刻： ｔ＝０、 ｔ＝１
第１の送信アンテナ出力：ｘ１、−ｘ２ ＊
第２の送信アンテナ出力：ｘ２、 ｘ１ ＊
と送信する。なお、ａを複素数信号とするとき、ａ＊はａの共役複素信号を表す。第１及び第２の送信アンテナから、１個の受信アンテナまでの伝送路利得を、それぞれ、ｈ１、ｈ２とするとき、ｔ＝０、ｔ＝１の受信シンボルは、それぞれ、
ｙ１ ＝ ｈ１ ｘ１ ＋ ｈ２ ｘ２、
ｙ２ ＝ ｈ２ ｘ１ ＊ − ｈ１ ｘ２ ＊、すなわち、ｙ２ ＊ ＝ ｈ２ ＊ ｘ１ − ｈ１ ＊ ｘ２、
と表現することができる。
ＳＴＢＣの復号では、下記の線形演算が行われ、最大比合成が実現される。
ｓ１ ＝ ｈ１ ＊ ｙ１ ＋ ｈ２ ｙ２ ＊
＝ ｈ１ ＊ （ｈ１ ｘ１ ＋ ｈ２ ｘ２）＋ ｈ２ （ｈ２ ＊ ｘ１ − ｈ１ ＊ ｘ２）
＝ （ｈ１ ＊ ｈ１ ＋ ｈ２ ＊ｈ２）ｘ１、
ｓ２ ＝ ｈ２ ＊ ｙ１ − ｈ１ ｙ２ ＊
＝ ｈ２ ＊ （ｈ１ ｘ１ ＋ ｈ２ ｘ２）− ｈ１ （ｈ２ ＊ ｘ１ − ｈ１ ＊ ｘ２）
＝ （ｈ１ ＊ ｈ１ ＋ ｈ２ ＊ ｈ２）ｘ２、
ｈ１、ｈ２は、ｔ＝０、１の２シンボル内では一定とみなし、かつ、受信機でそれらｈ１、ｈ２の値は既知としている。すなわち、送信信号には受信機でｈ１、ｈ２を推定するためのパイロット信号が挿入されている。
＝ ｈ１ ＊ （ｈ１ ｘ１ ＋ ｈ２ ｘ２）＋ ｈ２ （ｈ２ ＊ ｘ１ − ｈ１ ＊ ｘ２）
＝ （ｈ１ ＊ ｈ１ ＋ ｈ２ ＊ｈ２）ｘ１、
ｓ２ ＝ ｈ２ ＊ ｙ１ − ｈ１ ｙ２ ＊
＝ ｈ２ ＊ （ｈ１ ｘ１ ＋ ｈ２ ｘ２）− ｈ１ （ｈ２ ＊ ｘ１ − ｈ１ ＊ ｘ２）
＝ （ｈ１ ＊ ｈ１ ＋ ｈ２ ＊ ｈ２）ｘ２、
ｈ１、ｈ２は、ｔ＝０、１の２シンボル内では一定とみなし、かつ、受信機でそれらｈ１、ｈ２の値は既知としている。すなわち、送信信号には受信機でｈ１、ｈ２を推定するためのパイロット信号が挿入されている。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）では、離散フーリエ変換（ＤＦＴ: Discrete Fourier Transform）領域で、サブキャリヤごとに、ＳＴＢＣの符号化及び復号化を行う。
また、シングルキャリヤ伝送では、受信機で周波数領域の等化（ＳＣＦＤＥ：Single-Carrier Frequency-Domain Equalization）を行う（例えば、非特許文献２参照）。シングルキャリヤ伝送では、信号ブロック
ｕ１＝（ｘ１（Ｍ−１）， ｘ１（Ｍ−２），…，ｘ１（１），ｘ１（０））、Ｍは或る自然数
のＤＦＴ演算出力を、
Ｕ１＝（Ｘ１（Ｍ−１）， Ｘ１（Ｍ−２），…， Ｘ１（１），Ｘ１（０））、
と定義するとき、複素共役シンボルから成るブロックを
ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…，ｘ１（Ｍ−２）＊， ｘ１（Ｍ−１）＊，ｘ１（０）＊）、
と定義すると、そのＤＦＴ演算出力は、
Ｖ１ ＝（Ｘ１（Ｍ−１）＊， Ｘ１（Ｍ−２）＊，…，Ｘ１（０）＊， Ｘ１（１）＊）、
となる。複素共役シンボルからなるブロックに対しては、シンボルの並べ替えを行い伝送する。
ｕ１＝（ｘ１（Ｍ−１）， ｘ１（Ｍ−２），…，ｘ１（１），ｘ１（０））、Ｍは或る自然数
のＤＦＴ演算出力を、
Ｕ１＝（Ｘ１（Ｍ−１）， Ｘ１（Ｍ−２），…， Ｘ１（１），Ｘ１（０））、
と定義するとき、複素共役シンボルから成るブロックを
ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…，ｘ１（Ｍ−２）＊， ｘ１（Ｍ−１）＊，ｘ１（０）＊）、
と定義すると、そのＤＦＴ演算出力は、
Ｖ１ ＝（Ｘ１（Ｍ−１）＊， Ｘ１（Ｍ−２）＊，…，Ｘ１（０）＊， Ｘ１（１）＊）、
となる。複素共役シンボルからなるブロックに対しては、シンボルの並べ替えを行い伝送する。
ＳＣＦＤＥ、又は、ＯＦＤＭによるＳＴＢＣ伝送では、受信機でＭ（＝２ｍ）個のシンボルをブロックを単位としたＭ点のＤＦＴ演算を行うが、ブロック間の干渉を抑制するため、送信機でＭ個のシンボルから成るブロック後端のＮ個のシンボルをガードシンボルとして巡回拡張し送信し、受信機で受信ブロックに対し、Ｍ点のＤＦＴ処理を行う。
受信機において離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を伴う時空間ブロック符号化無線伝送方式においては、時間領域の伝送路応答が巡回畳み込み演算にみなせるよう、時間領域の信号ブロックの後端の数シンボルを、ブロックの前端に巡回拡張することが従来から行われている。
S. M. Alamouti, ``A simple transmitter diversity technique for wireless communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, （JSAC）, vol. 44, no.10, pp.1451-1458, Oct.1998. N. Al-Dhahir, ``Single-carrier frequency-domain equalization for space-time block-coded transmission over frequency-selective fading channels",IEEE Trans. Communications Letters, vol.5, no.7, pp.304-306, July 2001.
S. M. Alamouti, ``A simple transmitter diversity technique for wireless communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, （JSAC）, vol. 44, no.10, pp.1451-1458, Oct.1998. N. Al-Dhahir, ``Single-carrier frequency-domain equalization for space-time block-coded transmission over frequency-selective fading channels",IEEE Trans. Communications Letters, vol.5, no.7, pp.304-306, July 2001.
しかし、この冗長な巡回拡張シンボルの付加により、この巡回拡張シンボルの付加分の送信電力の増加がもたらされるという問題がある。
本発明は、これら従来の技術の問題点に鑑み、ＳＣＦＤＥ、又は、ＯＦＤＭによるＳＴＢＣ伝送で送信電力を削減することができる無線送信機及び無線受信機を提供することを目的とする。
本発明の無線送信装置によれば、２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む送信ブロックを時空間ブロック符号化して複数個送信する無線送信装置において、各前記送信ブロックに含まれる複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値に設定する設定手段と、前記ゼロ値が設定された送信ブロックに含まれる複数のシンボルの送信される順序の並びを逆順にし、さらに該複数のシンボルを複素共役化する共役化手段と、前記複素共役化された複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ個のシンボルの値がゼロ値になるように、これら複数のシンボルを巡回置換する置換手段と、前記ゼロ値が設定された第１送信ブロックと、前記巡回置換されたシンボルを含む第２送信ブロックを送信する送信手段を具備することを特徴とする。
また、本発明の無線送信装置によれば、２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む送信ブロックを時空間ブロック符号化して複数個送信する無線送信装置において、各前記送信ブロックに含まれる複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値に設定する設定手段と、前記ゼロ値が設定された送信ブロックの内の２つを、ｕ１＝（ｘ１（Ｍ−１）， ｘ１（Ｍ−２），…，ｘ１（０））と、ｕ２＝（ｘ２（Ｍ−１）， ｘ２（Ｍ−２）， …，ｘ２（０））とした場合、それぞれの送信ブロックをｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…， ｘ１（Ｍ−２）＊， ｘ１（Ｍ−１）＊， ｘ１（０）＊）、ｖ２＝（ｘ２（１）＊， ｘ２（２）＊，…， ｘ２（Ｍ−２）＊， ｘ２（Ｍ−１）＊， ｘ２（０）＊）と変換する変換手段と、前記変換された送信ブロックｖ１及びｖ２のそれぞれで、各送信ブロックに含まれる複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ個のシンボルの値がゼロ値になる、送信ブロックｖ１及びｖ２にそれぞれ対応した送信ブロックｖ１’及びｖ２’を得るように、各送信ブロックごとにこれら複数のシンボルを巡回置換する置換手段と、前記送信ブロックｕ１及び送信ブロック−ｖ２’をこの順序で送信する第１送信手段と、前記送信ブロックｕ２及び送信ブロックｖ１’をこの順序で送信する第２送信手段を具備することを特徴とする。
さらに、本発明の無線送信装置によれば、２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む送信ブロックを時空間ブロック符号化して複数個送信する無線送信装置において、前記２ｍ個のシンボルを入力して逆離散フーリエ変換し２ｍ個のシンボルを出力する第１逆離散フーリエ変換手段と、前記第１逆離散フーリエ変換手段から出力される２ｍ個のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値にするような、前記第１逆離散フーリエ変換手段の２ｍ個の入力されるシンボルの内のＮ個の冗長シンボルの値を計算する第１計算手段と、Ｎ個の冗長シンボルを含む前記２ｍ個のシンボルの送信される順序の並びを逆順にし、さらに該複数のシンボルを複素共役化する共役化手段と、前記２ｍ個の複素共役化されたシンボルを入力して逆離散フーリエ変換する２ｍ個のシンボルを出力する第２逆離散フーリエ変換手段と、前記第２逆離散フーリエ変換手段から出力される２ｍ個のシンボルの内、連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値にするような、前記第２逆離散フーリエ変換手段の２ｍ個の入力されるシンボルの内のＮ個の冗長シンボルの値を計算する第２計算手段と、前記複素共役化された複数のシンボルの内、連続して配置されるＮ個のゼロ値のシンボルを、送信される順序で送信ブロックの後端に配置されるように、これら複数のシンボルを巡回置換する置換手段と、前記第１逆離散フーリエ変換手段から出力される第１送信ブロックと、前記巡回置換されたシンボルを含む第２送信ブロックを送信する送信手段を具備することを特徴とする。
本発明の無線受信装置によれば、２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む、時空間ブロック符号化されたブロックを複数個受信する無線受信装置において、前記ブロックに含まれる２ｍ個のシンボルの内、送信される順序でブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値がゼロ値に設定されたブロックを受信する第１受信手段と、前記第１受信手段に受信されたブロック内の複数のシンボルを入力して離散フーリエ変換し２ｍ個のシンボルを出力する第１離散フーリエ変換手段と、２ｍ個のシンボルの送信される順序の並びを逆順にし、さらに該２ ｍ 個のシンボルを複素共役化した複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ個のシンボルの値がゼロ値になるように巡回置換された複数のシンボルを含むブロックを受信する第２受信手段と、前記第２受信手段に受信されたブロック内の複数のシンボルを巡回置換される前の配置にシンボルを置換する逆置換手段と、前記置換された２ｍ個のシンボルを入力して離散フーリエ変換し２ｍ個のシンボルを出力する第２離散フーリエ変換手段と、前記第１離散フーリエ変換手段から出力されるシンボルと前記第２離散フーリエ変換手段から出力されるシンボルとを入力して、シンボルごとに時空間ブロック復号化する復号化手段を具備することを特徴とする。
本発明の無線送信機及び無線受信機によれば、ＳＣＦＤＥ、又は、ＯＦＤＭによるＳＴＢＣ伝送で送信電力を削減することができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線送信機及び無線受信機について詳細に説明する。
まず、本実施形態の無線送信機及び無線受信機の本質的な事項を図１を参照して説明する。図１を参照して説明することによって、従来手法（図１のＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ）の巡回拡張シンボルの付加の代わりに、Ｍ個（図１の例では８個）のシンボルからなるブロックのうち、Ｎ個（図１の例では２個）のシンボルをゼロ値（Ｎｕｌｌ）にすること（図１のＰｒｏｐｏｓｅｄ；本実施形態に対応）により、巡回拡張と同様の利点をもち、かつ送信電力の増加を抑制することができることを示す。
まず、本実施形態の無線送信機及び無線受信機の本質的な事項を図１を参照して説明する。図１を参照して説明することによって、従来手法（図１のＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ）の巡回拡張シンボルの付加の代わりに、Ｍ個（図１の例では８個）のシンボルからなるブロックのうち、Ｎ個（図１の例では２個）のシンボルをゼロ値（Ｎｕｌｌ）にすること（図１のＰｒｏｐｏｓｅｄ；本実施形態に対応）により、巡回拡張と同様の利点をもち、かつ送信電力の増加を抑制することができることを示す。
図１に示したＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの例からわかるように、８（＝Ｍ）個のシンボルからなるブロックの後端の２（＝Ｎ）シンボルをブロックの先端に置く巡回拡張（cyclic prefix）を行うと、伝送経路で、直接経路と遅延経路が存在するマルチパス環境において、遅延時間が２シンボル分の遅延時間以内であれば、ブロック間の干渉を存在しないようにすることができる。例えば、第２のブロックのｘ２（７）， ｘ２（６）には、これらの前に置かれているｘ２（１）， ｘ２（０）が干渉として加わっている。これらのｘ２（１）， ｘ２（０）は、第２ブロックの後端のｘ２（１）， ｘ２（０）と同一であるため、遅延はブロック内の巡回畳み込みとみなすことができる。図１に示したＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの第１ブロックにおいても同様に遅延は巡回畳み込みとみなすことができる。
一方、図１に示したＰｒｏｐｏｓｅｄの例からわかるように、ブロックの後端の２シンボルをゼロ値にすることによっても、上記のＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの場合と同様にブロック間の干渉が存在しないとみなすことができる。例えば、第２のブロックのｘ２（７）， ｘ２（６）には、第１ブロックの後端のｘ１（１）， ｘ１（０）が干渉として加わる。これは、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ０
と設定してある。一方、第２ブロックの後端のｘ２（１）， ｘ２（０）も、
ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
と設定してあるので、干渉として加わったｘ１（１）， ｘ１（０）は、信号値としてｘ２（１）， ｘ２（０）と同一である。したがって、上記のＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの場合と同様に遅延はブロック内の巡回畳み込みとみなすことができる。もちろん、図１に示したＰｒｏｐｏｓｅｄの第１ブロックにおいても同様に遅延は巡回畳み込みとみなすことができる。
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ０
と設定してある。一方、第２ブロックの後端のｘ２（１）， ｘ２（０）も、
ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
と設定してあるので、干渉として加わったｘ１（１）， ｘ１（０）は、信号値としてｘ２（１）， ｘ２（０）と同一である。したがって、上記のＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの場合と同様に遅延はブロック内の巡回畳み込みとみなすことができる。もちろん、図１に示したＰｒｏｐｏｓｅｄの第１ブロックにおいても同様に遅延は巡回畳み込みとみなすことができる。
したがって、本実施形態のブロックによれば、従来での巡回拡張シンボルの付加と比較して、付加するどころかシンボルを除去することになるので、送信電力を削減することができる。
（第１の実施形態）
本実施形態の無線送信機１００を図２を参照して説明する。また、図４を参照してシンボルが各ブロックでどのように処理されるかも合わせて説明する。
本実施形態の無線送信機１００は、図２に示すように、第１複素共役化部１０１、第１巡回置換部１０２、第１Ｐ／Ｓ変換器１０３、第２Ｐ／Ｓ変換器１０４、第１スイッチ１０５、第１アンテナ１０６、第２複素共役化部１１１、第２巡回置換部１１２、第３Ｐ／Ｓ変換器１１３、第４Ｐ／Ｓ変換器１１４、第２スイッチ１１５、第２アンテナ１１６、制御部１２０を含んでいる。
本実施形態の無線送信機１００を図２を参照して説明する。また、図４を参照してシンボルが各ブロックでどのように処理されるかも合わせて説明する。
本実施形態の無線送信機１００は、図２に示すように、第１複素共役化部１０１、第１巡回置換部１０２、第１Ｐ／Ｓ変換器１０３、第２Ｐ／Ｓ変換器１０４、第１スイッチ１０５、第１アンテナ１０６、第２複素共役化部１１１、第２巡回置換部１１２、第３Ｐ／Ｓ変換器１１３、第４Ｐ／Ｓ変換器１１４、第２スイッチ１１５、第２アンテナ１１６、制御部１２０を含んでいる。
本実施形態の無線送信機１００では、２３個の送信シンボルからなる２個の送信ブロックを、それぞれ、
ｕ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…， ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６）， …，ｘ２（１），ｘ２（０））
の送信データとする。これらの送信データは、第１アンテナ１０６及び第２アンテナ１１６から送信される。そして、各ブロックで、後端の２個のシンボルをゼロ値（Ｎｕｌｌ）とする。すなわち、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
と設定する。
ｕ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…， ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６）， …，ｘ２（１），ｘ２（０））
の送信データとする。これらの送信データは、第１アンテナ１０６及び第２アンテナ１１６から送信される。そして、各ブロックで、後端の２個のシンボルをゼロ値（Ｎｕｌｌ）とする。すなわち、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
と設定する。
第１複素共役化部１０１及び第２複素共役化部１１１は、ＳＴＢＣ伝送方式に適用させるように、送信データの複素共役をとり、信号の並びの順番の並び替えをし、さらに符号を整える。すなわち、第１複素共役化部１０１がｕ２を、図４に示すように、
−ｖ２＝（−ｘ２（１）＊， −ｘ２（２）＊，…， −ｘ２（６）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（０）＊）、
と変換し、一方、第２複素共役化部１１１がｕ１を、図４に示すように、
ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…，ｘ１（６）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊）
と変換する。もちろん、
ｘ１（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ２（０）＊ ＝ ０
である。
−ｖ２＝（−ｘ２（１）＊， −ｘ２（２）＊，…， −ｘ２（６）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（０）＊）、
と変換し、一方、第２複素共役化部１１１がｕ１を、図４に示すように、
ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…，ｘ１（６）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊）
と変換する。もちろん、
ｘ１（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ２（０）＊ ＝ ０
である。
第１巡回置換部１０２及び第２巡回置換部１１２は、それぞれ第１複素共役化部１０１から出力された送信ブロック−ｖ２ 、及び、第２複素共役化部１１１から出力された送信ブロックｖ１ の送信シンボルの巡回置換を行う。すなわち、第１巡回置換部１０２及び第２巡回置換部１１２はそれぞれの送信ブロックを、図４に示すように、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１’ ＝ （ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
と変換する。この場合、巡回置換によって各ブロックの後端の２個のシンボルはゼロ値となる。
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１’ ＝ （ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
と変換する。この場合、巡回置換によって各ブロックの後端の２個のシンボルはゼロ値となる。
第１Ｐ／Ｓ変換器１０３及び第３Ｐ／Ｓ変換器１１３は、それぞれ第１巡回置換部１０２及び第２巡回置換部１１２が出力した送信ブロックを入力し、それぞれ８個の送信シンボルのパラレル信号をシリアル信号に変換する。
一方、第２Ｐ／Ｓ変換器１０４及び第４Ｐ／Ｓ変換器１１４は、それぞれ２個の送信ブロックｕ１、ｕ２ を入力し、それぞれ８個の送信シンボルのパラレル信号をシリアル信号に変換する。
一方、第２Ｐ／Ｓ変換器１０４及び第４Ｐ／Ｓ変換器１１４は、それぞれ２個の送信ブロックｕ１、ｕ２ を入力し、それぞれ８個の送信シンボルのパラレル信号をシリアル信号に変換する。
第１スイッチ１０５は、第１Ｐ／Ｓ変換器１０３が出力する送信ブロックと第２Ｐ／Ｓ変換器１０４が出力する送信ブロックを切り替えて第１アンテナ１０６に供給し、第１アンテナ１０６から送信ブロックを送信する。
また、第２スイッチ１１５は、第３Ｐ／Ｓ変換器１１３が出力する送信ブロックと第４Ｐ／Ｓ変換器１１４が出力する送信ブロックを切り替えて第２アンテナ１１６に供給し、第２アンテナ１１６から送信ブロックを送信する。
制御部１２０は、これらの第１スイッチ１０５及び第２スイッチ１１５を制御して、
第１アンテナ１０６からは、ｕ１、−ｖ２’ 、
第２アンテナ１１６からは、ｕ２、ｖ１’ 、
の順に送信するようにする。
また、第２スイッチ１１５は、第３Ｐ／Ｓ変換器１１３が出力する送信ブロックと第４Ｐ／Ｓ変換器１１４が出力する送信ブロックを切り替えて第２アンテナ１１６に供給し、第２アンテナ１１６から送信ブロックを送信する。
制御部１２０は、これらの第１スイッチ１０５及び第２スイッチ１１５を制御して、
第１アンテナ１０６からは、ｕ１、−ｖ２’ 、
第２アンテナ１１６からは、ｕ２、ｖ１’ 、
の順に送信するようにする。
次に、本実施形態の無線受信機２００を図３を参照して説明する。また、図４を参照してシンボルが各ブロックでどのように処理されるかも合わせて説明する。
本実施形態の無線受信機２００は、図３に示すように、第１スイッチ２０１、第１Ｓ／Ｐ変換器２０２、第３巡回置換部２０３、８点離散フーリエ変換器（Discrete Fourier Transformer）２０４、ＳＴＢＣ復号器２０５、８点逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ: Inverse Discrete Fourier Transformer）２０６、第２Ｓ／Ｐ変換器２１１、８点ＤＦＴ２１４、８点ＩＤＦＴ２１６、制御部２２０を含んでいる。
本実施形態の無線受信機２００は、図３に示すように、第１スイッチ２０１、第１Ｓ／Ｐ変換器２０２、第３巡回置換部２０３、８点離散フーリエ変換器（Discrete Fourier Transformer）２０４、ＳＴＢＣ復号器２０５、８点逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ: Inverse Discrete Fourier Transformer）２０６、第２Ｓ／Ｐ変換器２１１、８点ＤＦＴ２１４、８点ＩＤＦＴ２１６、制御部２２０を含んでいる。
無線受信機２００は、伝送路を経た信号を、１個の受信アンテナで受信する。この場合、第１アンテナ１０６から受信アンテナまでの伝送路応答のプロファイルと、第２アンテナ１１６から受信アンテナまでの伝送路応答のプロファイルを、それぞれ、
ｈ１ ＝ （ｈ１（７）， ｈ１（６）， ｈ１（５），…， ｈ１（１）， ｈ１（０））、
ｈ２ ＝ （ｈ２（７）， ｈ２（６）， ｈ２（５），…，ｈ２（１）， ｈ２（０））、
と定義する。マルチパスによる最大遅延が２シンボルであるとすると、
ｈ１ ＝ （ｈ１（７）， ｈ１（６）， ０，…， ０， ０）、
ｈ２ ＝ （ｈ２（７）， ｈ２（６）， ０，…， ０， ０）、
となり、２ブロックの間で、ｈ１（７）， ｈ１（６）， ｈ２（７）， ｈ２（６）が変動しない比較的低速なフェージング変動を仮定する。また無線受信機２００で、これらの伝送路応答のプロファイルの値は既知としている。すなわち、無線送信機１００からの送信信号には無線受信機２００で伝送路応答値を推定するためのパイロット信号が挿入されているとする。
ｈ１ ＝ （ｈ１（７）， ｈ１（６）， ｈ１（５），…， ｈ１（１）， ｈ１（０））、
ｈ２ ＝ （ｈ２（７）， ｈ２（６）， ｈ２（５），…，ｈ２（１）， ｈ２（０））、
と定義する。マルチパスによる最大遅延が２シンボルであるとすると、
ｈ１ ＝ （ｈ１（７）， ｈ１（６）， ０，…， ０， ０）、
ｈ２ ＝ （ｈ２（７）， ｈ２（６）， ０，…， ０， ０）、
となり、２ブロックの間で、ｈ１（７）， ｈ１（６）， ｈ２（７）， ｈ２（６）が変動しない比較的低速なフェージング変動を仮定する。また無線受信機２００で、これらの伝送路応答のプロファイルの値は既知としている。すなわち、無線送信機１００からの送信信号には無線受信機２００で伝送路応答値を推定するためのパイロット信号が挿入されているとする。
無線受信機２００のアンテナは、受信ブロック、
ｒ１＝ （ｙ１（７）， ｙ１（６），…， ｙ１（０）， ｙ１（０））、
ｒ２’＝ （ｙ２（２）＊， ｙ２（３）＊，…， ｙ２（７）＊， ｙ２（０）＊，ｙ２（１）＊）
を受け取るとする。第１Ｓ／Ｐ変換器２０２及び第２Ｓ／Ｐ変換器２１１は、第１スイッチ２０１を介して、アンテナが受け取ったシリアル信号をパラレル信号に変換する。
第１スイッチ２０１は、第１アンテナ１０６から到来した送信ブロックと第２アンテナ１１６から到来した送信ブロックを切り替えて、第１Ｓ／Ｐ変換器２０２又は第２Ｓ／Ｐ変換器２１１に受け取ったブロックを出力する。
ｒ１＝ （ｙ１（７）， ｙ１（６），…， ｙ１（０）， ｙ１（０））、
ｒ２’＝ （ｙ２（２）＊， ｙ２（３）＊，…， ｙ２（７）＊， ｙ２（０）＊，ｙ２（１）＊）
を受け取るとする。第１Ｓ／Ｐ変換器２０２及び第２Ｓ／Ｐ変換器２１１は、第１スイッチ２０１を介して、アンテナが受け取ったシリアル信号をパラレル信号に変換する。
第１スイッチ２０１は、第１アンテナ１０６から到来した送信ブロックと第２アンテナ１１６から到来した送信ブロックを切り替えて、第１Ｓ／Ｐ変換器２０２又は第２Ｓ／Ｐ変換器２１１に受け取ったブロックを出力する。
第３巡回置換部２０３は、第１Ｓ／Ｐ変換器２０２から出力された受信ブロックｒ２’を巡回置換する。すなわち、第３巡回置換部２０３はｒ２’を、図４に示すように、
ｒ２＝ （ｙ２（１）＊， ｙ２（２）＊，…， ｙ２（６）＊， ｙ２（７）＊，ｙ２（０）＊）
と巡回置換する。
ｒ２＝ （ｙ２（１）＊， ｙ２（２）＊，…， ｙ２（６）＊， ｙ２（７）＊，ｙ２（０）＊）
と巡回置換する。
８点ＤＦＴ２０４及び８点ＤＦＴ２１４は、それぞれ第３巡回置換部２０３及び第２Ｓ／Ｐ変換器２１１からの信号を入力しＤＦＴ変換を行う。すなわち、８点ＤＦＴ２１４及び８点ＤＦＴ２０４は、それぞれｒ１及びｒ２に対しそれぞれＤＦＴ変換を行い、図４に示すように、
Ｒ１＝ （Ｙ１（７）， Ｙ１（６），…， Ｙ１（０）， Ｙ１（０））、
Ｒ２＝ （Ｙ２（７）＊， Ｙ２（６）＊，…， Ｙ２（１）＊，Ｙ２（０）＊）、
を得る。
Ｒ１＝ （Ｙ１（７）， Ｙ１（６），…， Ｙ１（０）， Ｙ１（０））、
Ｒ２＝ （Ｙ２（７）＊， Ｙ２（６）＊，…， Ｙ２（１）＊，Ｙ２（０）＊）、
を得る。
ＳＴＢＣ復号器２０５は、８点ＤＦＴ２０４及び８点ＤＦＴ２１４の出力信号をＳＴＢＣ復号し、等化を行う。具体的な場合を以下に示す。
ところで、送信ブロックｕ１、ｕ２、に８点のＤＦＴを施した結果を、
Ｕ１＝ （Ｘ１（７）， Ｘ１（６），…， Ｘ１（０）， Ｘ１（０））、
Ｕ２＝ （Ｘ２（７）＊， Ｘ２（６）＊，…， Ｘ２（１）＊，Ｘ２（０）＊）、
とし、ｈ１， ｈ２をそれぞれ、ＤＦＴ演算した結果を、
Ｈ１ ＝ （Ｈ１（７）， Ｈ１（６）， Ｈ１（５），…，Ｈ１（１）， Ｈ１（０））、
Ｈ２ ＝ （Ｈ２（７）， Ｈ２（６）， Ｈ２（５），…，Ｈ２（１）， Ｈ２（０））、
とすると、
Ｙ１（ｋ ）＝ Ｈ１（ｋ） Ｘ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｘ２（ｋ）、
Ｙ２（ｋ ）＝ Ｈ２（ｋ） Ｘ１（ｋ）＊ − Ｈ１（ｋ）Ｘ２（ｋ）＊、
を得る。但し、ｋ ＝ ０， １， … ， ７である。ここで、第２式は、
Ｙ２（ｋ ）＊＝ Ｈ２（ｋ）＊ Ｘ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）＊Ｘ２（ｋ）、
と書き直すことができる。以下、この関係式を利用する。
ところで、送信ブロックｕ１、ｕ２、に８点のＤＦＴを施した結果を、
Ｕ１＝ （Ｘ１（７）， Ｘ１（６），…， Ｘ１（０）， Ｘ１（０））、
Ｕ２＝ （Ｘ２（７）＊， Ｘ２（６）＊，…， Ｘ２（１）＊，Ｘ２（０）＊）、
とし、ｈ１， ｈ２をそれぞれ、ＤＦＴ演算した結果を、
Ｈ１ ＝ （Ｈ１（７）， Ｈ１（６）， Ｈ１（５），…，Ｈ１（１）， Ｈ１（０））、
Ｈ２ ＝ （Ｈ２（７）， Ｈ２（６）， Ｈ２（５），…，Ｈ２（１）， Ｈ２（０））、
とすると、
Ｙ１（ｋ ）＝ Ｈ１（ｋ） Ｘ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｘ２（ｋ）、
Ｙ２（ｋ ）＝ Ｈ２（ｋ） Ｘ１（ｋ）＊ − Ｈ１（ｋ）Ｘ２（ｋ）＊、
を得る。但し、ｋ ＝ ０， １， … ， ７である。ここで、第２式は、
Ｙ２（ｋ ）＊＝ Ｈ２（ｋ）＊ Ｘ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）＊Ｘ２（ｋ）、
と書き直すことができる。以下、この関係式を利用する。
ＳＴＢＣ復号器２０５は、８点ＤＦＴ２０４及び８点ＤＦＴ２１４の出力信号に基づいて、ＳＴＢＣの復号演算を行う。すなわち、ＳＴＢＣ復号器２０５は、
Ｓ１（ｋ）’＝ Ｈ１（ｋ）＊ Ｙ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｙ２（ｋ）＊
＝ Ｈ１（ｋ）＊ （Ｈ１（ｋ） Ｘ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｘ２（ｋ））
＋ Ｈ２（ｋ） （Ｈ２（ｋ）＊ Ｘ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）＊Ｘ２（ｋ））
＝ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ））Ｘ１（ｋ）
Ｓ２（ｋ）’＝ Ｈ２（ｋ）＊ Ｙ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）Ｙ２（ｋ）＊
＝ Ｈ２（ｋ）＊ （Ｈ１（ｋ） Ｘ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｘ２（ｋ））
− Ｈ１（ｋ） （Ｈ２（ｋ）＊ Ｘ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）＊Ｘ２（ｋ））
＝ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ））Ｘ２（ｋ）
ｋ ＝ ０， １， … ， ７、
のように最大比合成を行う。次に、ＳＴＢＣ復号器２０５は、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を考慮して、最小２乗誤差基準で等化を以下のように行う。すなわち、ＳＴＢＣ復号器２０５は、
Ｓ１（ｋ）＝Ｓ１（ｋ）’／ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ） ＋ １／ＳＮＲ）、
Ｓ２（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）’／ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ） ＋ １／ＳＮＲ）、
ｋ ＝ ０， １， … ， ７、
のように等化を行う。
Ｓ１（ｋ）’＝ Ｈ１（ｋ）＊ Ｙ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｙ２（ｋ）＊
＝ Ｈ１（ｋ）＊ （Ｈ１（ｋ） Ｘ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｘ２（ｋ））
＋ Ｈ２（ｋ） （Ｈ２（ｋ）＊ Ｘ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）＊Ｘ２（ｋ））
＝ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ））Ｘ１（ｋ）
Ｓ２（ｋ）’＝ Ｈ２（ｋ）＊ Ｙ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）Ｙ２（ｋ）＊
＝ Ｈ２（ｋ）＊ （Ｈ１（ｋ） Ｘ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）Ｘ２（ｋ））
− Ｈ１（ｋ） （Ｈ２（ｋ）＊ Ｘ１（ｋ） − Ｈ１（ｋ）＊Ｘ２（ｋ））
＝ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ））Ｘ２（ｋ）
ｋ ＝ ０， １， … ， ７、
のように最大比合成を行う。次に、ＳＴＢＣ復号器２０５は、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を考慮して、最小２乗誤差基準で等化を以下のように行う。すなわち、ＳＴＢＣ復号器２０５は、
Ｓ１（ｋ）＝Ｓ１（ｋ）’／ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ） ＋ １／ＳＮＲ）、
Ｓ２（ｋ）＝Ｓ２（ｋ）’／ （Ｈ１（ｋ）＊ Ｈ１（ｋ） ＋ Ｈ２（ｋ）＊Ｈ２（ｋ） ＋ １／ＳＮＲ）、
ｋ ＝ ０， １， … ， ７、
のように等化を行う。
８点ＩＤＦＴ２１６及び８点ＩＤＦＴ２０６は、それぞれ
Ｓ１＝ （Ｓ１（７）， Ｓ１（６），…， Ｓ１（０）， Ｓ１（０））、
Ｓ２＝ （Ｓ２（７）， Ｓ２（６），…， Ｓ２（１）， Ｓ２（０））、
に８点のIＤＦＴ処理し、出力シンボル
ｓ１＝ （ｓ１（７）， ｓ１（６），…， ｓ１（０）， ｓ１（０））、
ｓ２＝ （ｓ２（７）， ｓ２（６），…， ｓ２（１）， ｓ２（０））、
を得る。これらｓ１及びｓ２が受信再生シンボルとなる。すなわち、受信再生が確実に行われていれば、８点ＩＤＦＴ２１６及び８点ＩＤＦＴ２０６が出力するシンボルは、図４に示すように、
ｓ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…， ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｓ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６），…， ｘ２（１）， ｘ２（０））、
となる。
Ｓ１＝ （Ｓ１（７）， Ｓ１（６），…， Ｓ１（０）， Ｓ１（０））、
Ｓ２＝ （Ｓ２（７）， Ｓ２（６），…， Ｓ２（１）， Ｓ２（０））、
に８点のIＤＦＴ処理し、出力シンボル
ｓ１＝ （ｓ１（７）， ｓ１（６），…， ｓ１（０）， ｓ１（０））、
ｓ２＝ （ｓ２（７）， ｓ２（６），…， ｓ２（１）， ｓ２（０））、
を得る。これらｓ１及びｓ２が受信再生シンボルとなる。すなわち、受信再生が確実に行われていれば、８点ＩＤＦＴ２１６及び８点ＩＤＦＴ２０６が出力するシンボルは、図４に示すように、
ｓ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…， ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｓ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６），…， ｘ２（１）， ｘ２（０））、
となる。
この様に本実施形態の無線送信機１００及び無線受信機２００によれば、従来手法における巡回拡張シンボルの付加が、シンボルの除去に置き換わっているため、送信電力を削減することができる。
次に、シミュレーション結果を示して、本実施形態の無線送信機１００及び無線受信機２００による効果を図５、図６、図７を参照して説明する。
シミュレーションにおけるブロック構成は、図５に示したように、従来手法のＳＣＦＤＥ（図５に示したＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの場合）では、６４個のシンボルに、Ｎ＝６４個の巡回拡張シンボルを付加してＭ＝１２８個のシンボルを伝送し、受信機ではＭ＝６４点のＤＦＴで処理する。一方、本実施形態の無線送信機１００及び無線受信機２００による提案手法（図５に示したＰｒｏｐｏｓｅｄの場合）では、シミュレーションにおけるブロック構成は、Ｍ＝１２８個のシンボルのうち、後端のＮ＝６４個のシンボルをゼロ値に設定し、無線受信機２００では、Ｍ＝１２８点のＤＦＴで処理する。
シミュレーションにおけるブロック構成は、図５に示したように、従来手法のＳＣＦＤＥ（図５に示したＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌの場合）では、６４個のシンボルに、Ｎ＝６４個の巡回拡張シンボルを付加してＭ＝１２８個のシンボルを伝送し、受信機ではＭ＝６４点のＤＦＴで処理する。一方、本実施形態の無線送信機１００及び無線受信機２００による提案手法（図５に示したＰｒｏｐｏｓｅｄの場合）では、シミュレーションにおけるブロック構成は、Ｍ＝１２８個のシンボルのうち、後端のＮ＝６４個のシンボルをゼロ値に設定し、無線受信機２００では、Ｍ＝１２８点のＤＦＴで処理する。
通常、ＳＣＦＤＥでは６４個の送信シンボルに対して付加する巡回拡張シンボルは８個程度であるが、ここでは、従来手法と提案手法を同一の伝送効率（従来手法では、Ｎ／Ｍ＝１／２、提案手法では、（Ｍ−Ｎ）／Ｍ＝１／２）で比較するためこのような設定する例を用いる。また、各シンボルは、４−ＰＳＫ（Phase-Shift Keying）信号であるとする。
シミュレーションにおける伝送路モデルは、図６に示すように、第１アンテナから受信アンテナまで２波モデルを仮定し、時間差を０から６３の間の一様分布の整数値とし、各波の利得を独立な等分散のガウス分布値としている。第２アンテナから受信アンテナまでも同様に、２波モデルを仮定し、時間差を０から６３の間の一様分布の整数値とし、各波の利得を独立な等分散のガウス分布値としている。
また、第１アンテナと受信アンテナの経路と、第２アンテナと受信アンテナの経路の特性の相関はないとする。そして経路によるこれらの確率変数は、２５６シンボルの間で一定とする。さらに、受信信号に加法白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gauss Noise）を付加している。
また、第１アンテナと受信アンテナの経路と、第２アンテナと受信アンテナの経路の特性の相関はないとする。そして経路によるこれらの確率変数は、２５６シンボルの間で一定とする。さらに、受信信号に加法白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gauss Noise）を付加している。
図７は、シミュレーションで得られた、受信信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）とビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）の関係を示している。図７によれば、提案手法は従来手法と比較して、３ｄＢ以上低いＳＮＲにおいても、同程度のＢＥＲ特性を得られていることがわかる。したがって、本実施形態の無線送信機１００及び無線受信機２００によれば、送信電力を削減することができるだけでなく、同程度のビット誤り率を得るために従来よりも低いＳＮＲでもよいという効果もある。
本実施形態では、第１アンテナ１０６から送信される第１ブロック、第２アンテナ１１６から送信される第１ブロック、第１アンテナ１０６から送信される第２ブロック、第２アンテナ１１６から送信される第２ブロックをそれぞれ、
ｕ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…，ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６），…，ｘ２（１），ｘ２（０））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
とし、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ｘ２（０） ＝０
ｘ２（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ１（１）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（７）、ｘ２（７）、−ｘ２（２）＊、ｘ１（２）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信したが、これには限定されない。
ｕ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…，ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６），…，ｘ２（１），ｘ２（０））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
とし、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ｘ２（０） ＝０
ｘ２（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ１（１）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（７）、ｘ２（７）、−ｘ２（２）＊、ｘ１（２）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信したが、これには限定されない。
例えば、第１アンテナ１０６から送信される第１ブロック、第２アンテナ１１６から送信される第１ブロック、第１アンテナ１０６から送信される第２ブロック、第２アンテナ１１６から送信される第２ブロックをそれぞれ、
ｕ１＝（ｘ１（０）， ｘ１（１），…， ｘ１（６）， ｘ１（７））、
ｕ２＝（ｘ２（０）， ｘ２（１）， …，ｘ２（６）， ｘ２（７））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（５）＊， −ｘ２（４）＊，…， −ｘ２（０）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（６）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（５）＊， ｘ１（４）＊，…，ｘ１（０）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（６）＊）、
とし、ブロックの最後２つのシンボルをゼロに設定する、すなわち、
ｘ１（６） ＝ ｘ１（７） ＝ ｘ２（６） ＝ｘ２（７） ＝ ０
ｘ２（６）＊ ＝ ｘ２（７）＊ ＝ ｘ１（６）＊ ＝ ｘ１（７）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（０）、ｘ２（０）、−ｘ２（５）＊、ｘ１（５）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信する変形例もある。
ｕ１＝（ｘ１（０）， ｘ１（１），…， ｘ１（６）， ｘ１（７））、
ｕ２＝（ｘ２（０）， ｘ２（１）， …，ｘ２（６）， ｘ２（７））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（５）＊， −ｘ２（４）＊，…， −ｘ２（０）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（６）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（５）＊， ｘ１（４）＊，…，ｘ１（０）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（６）＊）、
とし、ブロックの最後２つのシンボルをゼロに設定する、すなわち、
ｘ１（６） ＝ ｘ１（７） ＝ ｘ２（６） ＝ｘ２（７） ＝ ０
ｘ２（６）＊ ＝ ｘ２（７）＊ ＝ ｘ１（６）＊ ＝ ｘ１（７）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（０）、ｘ２（０）、−ｘ２（５）＊、ｘ１（５）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信する変形例もある。
また、本実施形態で１ブロックの信号点数Ｍは８に限定されず、２ｍ（ｍ＝０，１，２・・・）の正整数値であればよい。また、ゼロ値とするシンボル数Ｎも２に限定されず、マルチパス遅延時間に応じて、適切に設定することができる。
また、本実施形態の受信ブロックｒ１、ｒ２内の２個のゼロ値シンボルにおいて、もしマルチパスによるシンボルの最大遅延時間が１シンボル分である場合、２個のゼロ値シンボルのうち、干渉を受けているのは１シンボルだけで、残りの１シンボルは雑音の付加だけである。したがって、雑音が付加したこの１個のゼロ値シンボルの受信値をゼロに設定することにより、付加雑音の影響を抑制することができる。
また、本実施形態では、時空間ブロック符号として、２送信アンテナのAlmouti方式を用いているが、これには限定されず、送信ブロックに対して、そのシンボルの共役複素数シンボルを送信する任意の時空間ブロック符号に対して適用できる。
また、本実施形態では、時空間ブロック符号の利用を前提としているが、時空間ブロック符号を用いずにシングルキャリヤ伝送において、巡回拡張シンボルの付加をゼロ値シンボルの設定に置き換え、送信電力の削減を図ることもできる。この場合は、第１アンテナ１０６から、ｕ１、ｕ２を順番に送信し、複素共役ブロックは存在せず、第２アンテナ１１６も存在しない。
さらに、従来の巡回拡張シンボルを付加した手法で、マルチパス遅延時間が、巡回拡張シンボル長を超えた場合に、送信ブロックの後端の数シンボルをゼロ値に設定して、マルチパス干渉の影響を抑制する、従来手法をベースとして本実施形態で説明したゼロ値の設定を加える変形例もある。
具体的には、例えば、２シンボルの巡回拡張シンボルを含む送信ブロックを、
ｕ１ ＝ （ｘ１（１），ｘ１（０），ｘ１（７），ｘ１（６），…，ｘ１（１），ｘ１（０））、
ｕ２ ＝ （ｘ２（１），ｘ２（０），ｘ２（７），ｘ２（６），…，ｘ２（１），ｘ２（０））、
のように定義し、２シンボルの巡回拡張シンボルを含む巡回置換送信ブロックを、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊， −ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’ ＝ （ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
のように定義する。マルチパス遅延時間が、巡回拡張シンボル長２を超えた場合に、ブロックの後端の２シンボルをゼロ値に設定する。すなわち、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
とする。この場合は、マルチパス遅延時間が４シンボル分まで対応することができる。
具体的には、例えば、２シンボルの巡回拡張シンボルを含む送信ブロックを、
ｕ１ ＝ （ｘ１（１），ｘ１（０），ｘ１（７），ｘ１（６），…，ｘ１（１），ｘ１（０））、
ｕ２ ＝ （ｘ２（１），ｘ２（０），ｘ２（７），ｘ２（６），…，ｘ２（１），ｘ２（０））、
のように定義し、２シンボルの巡回拡張シンボルを含む巡回置換送信ブロックを、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊， −ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’ ＝ （ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
のように定義する。マルチパス遅延時間が、巡回拡張シンボル長２を超えた場合に、ブロックの後端の２シンボルをゼロ値に設定する。すなわち、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
とする。この場合は、マルチパス遅延時間が４シンボル分まで対応することができる。
以上に示した実施形態によれば、ＳＣＦＤＥによるＳＴＢＣ伝送で、巡回拡張シンボルの付加を、ブロックの後端の数シンボルをゼロ値とすることに置き換え、かつ、シンボルの巡回置換操作を行うことにより、送信電力を削減することができる。
（第２の実施形態）
本実施形態は、第１の実施形態のように周波数領域のシングルキャリヤ伝送ではなく、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）によるマルチキャリヤ伝送においても第１の実施形態と同様な効果を得ることができることを示す。
本実施形態は、第１の実施形態のように周波数領域のシングルキャリヤ伝送ではなく、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）によるマルチキャリヤ伝送においても第１の実施形態と同様な効果を得ることができることを示す。
本実施形態の無線送信機３００を図８を参照して説明する。また、図１０を参照してシンボルが各ブロックでどのように処理されるかも合わせて説明する。なお、第１の実施形態の無線送信機１００と同様な部分は同一の番号を付してその説明を省略する。本実施形態の無線送信機３００が第１の実施形態の無線送信機１００と比較して異なるところは、冗長シンボル計算部３０１、３０３、３１１、３１３とＩＤＦＴ３０２、３０４、３１２、３１４が新たに付加されることである。
本実施形態の無線送信機３００では、８個のシンボルからなる２個のブロックを定義する。すなわち、
Ｕ１ ＝ （Ｘ１（７）， Ｘ１（６），…， Ｘ１（１）， Ｘ１（０））、
Ｕ２ ＝ （Ｘ２（７）， Ｘ２（６）， …，Ｘ２（１）， Ｘ２（０））、
である。この２ブロックをそれぞれＩＤＦＴ処理した出力を、それぞれ
ｕ１ ＝ （ｘ１（７）， ｘ１（６），…， ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２ ＝ （ｘ２（７）， ｘ２（６）， …，ｘ２（１）， ｘ２（０））、
と定義する。
本実施形態の無線送信機３００では、８個のシンボルからなる２個のブロックを定義する。すなわち、
Ｕ１ ＝ （Ｘ１（７）， Ｘ１（６），…， Ｘ１（１）， Ｘ１（０））、
Ｕ２ ＝ （Ｘ２（７）， Ｘ２（６）， …，Ｘ２（１）， Ｘ２（０））、
である。この２ブロックをそれぞれＩＤＦＴ処理した出力を、それぞれ
ｕ１ ＝ （ｘ１（７）， ｘ１（６），…， ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２ ＝ （ｘ２（７）， ｘ２（６）， …，ｘ２（１）， ｘ２（０））、
と定義する。
第１冗長シンボル計算部３０１、第２冗長シンボル計算部３０３、第３冗長シンボル計算部３１１、第４冗長シンボル計算部３１３は、それぞれ８点ＩＤＦＴ３０２、８点ＩＤＦＴ３０４、８点ＩＤＦＴ３１２、８点ＩＤＦＴ３１４の入力の内の６つの入力に基づいて、後端の２個のシンボルをゼロ値にするように、他の２つの入力（冗長シンボル）を計算する。そして、各冗長シンボル計算部３０１、３０３、３１１、３１３は、求めた２つの冗長シンボルを、対応する８点ＩＤＦＴに出力する。
例えば、第２冗長シンボル計算部３０３は、ｕ１において、後端の２個のシンボルをゼロ値、すなわち、図１０に示すように、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ０
とするために、８点ＩＤＦＴ３０４に入力するブロックＵ１で、２個のシンボルを冗長シンボル（図１０では、Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙと表示している）の値を計算する。この計算は、以下に述べる関係式から容易に説明することができる。まず、
Ｗ＝ ｅｘｐ（−ｊ２π／８）
とすると、８点ＩＤＦＴ３０４の入出力するシンボルにおいて次の関係式が成立する。すなわち、
ｘ１（０）＝０＝（Ｘ１（０）＋Ｘ１（１）＋Ｘ１（２）＋Ｘ１（３）＋Ｘ１（４）＋Ｘ１（５）＋Ｘ１（６）＋Ｘ１（７））／８
ｘ１（１）＝０＝（Ｘ１（０）＋Ｗ−１Ｘ１（１）＋Ｗ−２Ｘ１（２）＋Ｗ−３Ｘ１（３）＋Ｗ−４Ｘ１（４）＋Ｗ−５Ｘ１（５）＋Ｗ−６Ｘ１（６）＋Ｗ−７Ｘ１（７））／８
の関係式が成立する。ここで、例えば、Ｗ−３はＷの−３乗を示す。すなわち、Ｘ１（０）、Ｘ１（４）を冗長シンボルとする場合は、Ｘ１（１）、Ｘ１（２）、Ｘ１（３）、Ｘ１（５）、Ｘ１（６）、Ｘ１（７）が定まっている場合、
Ｘ１（０）＋Ｘ１（４） ＝ −Ｘ１（１）−Ｘ１（２）−Ｘ１（３）−Ｘ１（５）−Ｘ１（６）−Ｘ１（７）
Ｘ１（０）＋Ｗ−４Ｘ１（４） ＝ −Ｗ−１Ｘ１（１）−Ｗ−２Ｘ１（２）−Ｗ−３Ｘ１（３）−Ｗ−５Ｘ１（５）−Ｗ−６Ｘ１（６）−Ｗ−７Ｘ１（７）
のように、Ｘ１（０）、Ｘ１（４）を未知数とする連立方程式が導かれ、第２冗長シンボル計算部３０３がこれを解くことにより、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ０
とするための冗長シンボルＸ１（０）、Ｘ１（４）を求めることができる。図８及び図１０の例では冗長シンボルをＸ１（０）、Ｘ１（４）としているが、どのシンボルを冗長シンボルとするかは任意であり、方程式から解きやすいシンボルを冗長シンボルとすればよい。
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ０
とするために、８点ＩＤＦＴ３０４に入力するブロックＵ１で、２個のシンボルを冗長シンボル（図１０では、Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙと表示している）の値を計算する。この計算は、以下に述べる関係式から容易に説明することができる。まず、
Ｗ＝ ｅｘｐ（−ｊ２π／８）
とすると、８点ＩＤＦＴ３０４の入出力するシンボルにおいて次の関係式が成立する。すなわち、
ｘ１（０）＝０＝（Ｘ１（０）＋Ｘ１（１）＋Ｘ１（２）＋Ｘ１（３）＋Ｘ１（４）＋Ｘ１（５）＋Ｘ１（６）＋Ｘ１（７））／８
ｘ１（１）＝０＝（Ｘ１（０）＋Ｗ−１Ｘ１（１）＋Ｗ−２Ｘ１（２）＋Ｗ−３Ｘ１（３）＋Ｗ−４Ｘ１（４）＋Ｗ−５Ｘ１（５）＋Ｗ−６Ｘ１（６）＋Ｗ−７Ｘ１（７））／８
の関係式が成立する。ここで、例えば、Ｗ−３はＷの−３乗を示す。すなわち、Ｘ１（０）、Ｘ１（４）を冗長シンボルとする場合は、Ｘ１（１）、Ｘ１（２）、Ｘ１（３）、Ｘ１（５）、Ｘ１（６）、Ｘ１（７）が定まっている場合、
Ｘ１（０）＋Ｘ１（４） ＝ −Ｘ１（１）−Ｘ１（２）−Ｘ１（３）−Ｘ１（５）−Ｘ１（６）−Ｘ１（７）
Ｘ１（０）＋Ｗ−４Ｘ１（４） ＝ −Ｗ−１Ｘ１（１）−Ｗ−２Ｘ１（２）−Ｗ−３Ｘ１（３）−Ｗ−５Ｘ１（５）−Ｗ−６Ｘ１（６）−Ｗ−７Ｘ１（７）
のように、Ｘ１（０）、Ｘ１（４）を未知数とする連立方程式が導かれ、第２冗長シンボル計算部３０３がこれを解くことにより、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ０
とするための冗長シンボルＸ１（０）、Ｘ１（４）を求めることができる。図８及び図１０の例では冗長シンボルをＸ１（０）、Ｘ１（４）としているが、どのシンボルを冗長シンボルとするかは任意であり、方程式から解きやすいシンボルを冗長シンボルとすればよい。
同様にして、第４冗長シンボル計算部３１３は、ｕ２において、後端の２個のシンボルをゼロ値、すなわち、図１０に示すように、
ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
とするために、８点ＩＤＦＴ３１４に入力するブロックＵ２で、冗長シンボルＸ２（０）、Ｘ２（４）を求めることができる。
ｘ２（１） ＝ ｘ２（０） ＝ ０
とするために、８点ＩＤＦＴ３１４に入力するブロックＵ２で、冗長シンボルＸ２（０）、Ｘ２（４）を求めることができる。
８点ＩＤＦＴ３０２、３０４、３１２、３１４は、ぞれぞれ冗長シンボル計算部３０１、３０３、３１１、３１３から計算された冗長シンボルを入力し、他に、６つの送信シンボルを入力し逆離散フーリエ変換する。
その他は、第１の実施形態と同様である。
その他は、第１の実施形態と同様である。
ここで、参考のために、第１と第２の送信アンテナから送信する第２のブロックを求めておく。
第１複素共役化部１０１及び第２複素共役化部１１１は、送信データであるＵ２ 及びＵ１ の複素共役をとり、さらに符号を整えて、それぞれ
Ｖ２ ＝ （−Ｘ２（７）＊， −Ｘ２（６）＊， …，−Ｘ２（１）＊， −Ｘ２（０）＊）、
Ｖ１ ＝ （Ｘ１（７）＊， Ｘ１（６）＊， …，Ｘ１（１）＊， Ｘ１（０）＊）、
と変換する。そして、それぞれ８点ＩＤＦＴ３０２及び８点ＩＤＦＴ３１４がＩＤＦＴ演算を施した出力は、図１０に示すように、
ｖ２＝（−ｘ２（１）＊， −ｘ２（２）＊，…， −ｘ２（６）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（０）＊）、
ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…，ｘ１（６）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊）、
となる。ここで、
ｘ１（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ２（０）＊ ＝ ０、
であるが、ｖ２、ｖ１において、ブロックの前後に分散された配置になってしまう。そこで第１巡回置換部１０２及び第２巡回置換部１１２がそれぞれ巡回置換を行い、それぞれ、図１０に示すように、
ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
を得る。これらｖ２’、ｖ１’が、それぞれ、第１と第２の送信アンテナから送信する第２のブロックとなる。
第１複素共役化部１０１及び第２複素共役化部１１１は、送信データであるＵ２ 及びＵ１ の複素共役をとり、さらに符号を整えて、それぞれ
Ｖ２ ＝ （−Ｘ２（７）＊， −Ｘ２（６）＊， …，−Ｘ２（１）＊， −Ｘ２（０）＊）、
Ｖ１ ＝ （Ｘ１（７）＊， Ｘ１（６）＊， …，Ｘ１（１）＊， Ｘ１（０）＊）、
と変換する。そして、それぞれ８点ＩＤＦＴ３０２及び８点ＩＤＦＴ３１４がＩＤＦＴ演算を施した出力は、図１０に示すように、
ｖ２＝（−ｘ２（１）＊， −ｘ２（２）＊，…， −ｘ２（６）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（０）＊）、
ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…，ｘ１（６）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊）、
となる。ここで、
ｘ１（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ２（０）＊ ＝ ０、
であるが、ｖ２、ｖ１において、ブロックの前後に分散された配置になってしまう。そこで第１巡回置換部１０２及び第２巡回置換部１１２がそれぞれ巡回置換を行い、それぞれ、図１０に示すように、
ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
を得る。これらｖ２’、ｖ１’が、それぞれ、第１と第２の送信アンテナから送信する第２のブロックとなる。
次に、本実施形態の無線受信機４００を図９を参照して説明する。なお、第１の実施形態の無線受信機２００と同様な部分は同一の番号を付してその説明を省略する。本実施形態の無線受信機４００が第１の実施形態の無線受信機２００と比較して異なるところは、無線受信機２００に含まれている８点ＩＤＦＴ２０６及び８点ＩＤＦＴ２１６が削除されていることである。したがって、本実施形態の無線受信機４００は、第１の実施形態の無線受信機２００に含まれている８点ＩＤＦＴ２０６及び８点ＩＤＦＴ２１６に入力されるブロックまでと同様であるので、説明は省略する。
本実施形態では、第１の実施形態の変形例と同様に、第１アンテナ１０６から送信される第１ブロック、第２アンテナ１１６から送信される第１ブロック、第１アンテナ１０６から送信される第２ブロック、第２アンテナ１１６から送信される第２ブッロクをそれぞれ、
ｕ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…，ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６），…，ｘ２（１），ｘ２（０））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
とし、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ｘ２（０） ＝０
ｘ２（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ１（１）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（７）、ｘ２（７）、−ｘ２（２）＊、ｘ１（２）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信したが、これには限定されない。
ｕ１＝（ｘ１（７）， ｘ１（６），…，ｘ１（１）， ｘ１（０））、
ｕ２＝（ｘ２（７）， ｘ２（６），…，ｘ２（１），ｘ２（０））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（２）＊， −ｘ２（３）＊，…， −ｘ２（７）＊， −ｘ２（０）＊，−ｘ２（１）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（２）＊， ｘ１（３）＊，…，ｘ１（７）＊， ｘ１（０）＊， ｘ１（１）＊）、
とし、
ｘ１（１） ＝ ｘ１（０） ＝ ｘ２（１） ＝ｘ２（０） ＝０
ｘ２（０）＊ ＝ ｘ２（１）＊ ＝ ｘ１（０）＊ ＝ ｘ１（１）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（７）、ｘ２（７）、−ｘ２（２）＊、ｘ１（２）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信したが、これには限定されない。
第１の実施形態の変形例と同様に、例えば、第１送信アンテナの第１ブロック、第２送信アンテナの第１ブロック、第１送信アンテナの第２ブロック、第２送信アンテナの第２ブロックをそれぞれ、
ｕ１＝（ｘ１（０）， ｘ１（１），…， ｘ１（６）， ｘ１（７））、
ｕ２ ＝（ｘ２（０）， ｘ２（１）， …，ｘ２（６）， ｘ２（７））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（５）＊， −ｘ２（４）＊，…， −ｘ２（０）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（６）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（５）＊， ｘ１（４）＊，…，ｘ１（０）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（６）＊）、
とし、
ｘ１（６） ＝ ｘ１（７） ＝ ｘ２（６） ＝ｘ２（７） ＝ ０
ｘ２（６）＊ ＝ ｘ２（７）＊ ＝ ｘ１（６）＊ ＝ ｘ１（７）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（０）、ｘ２（０）、−ｘ２（５）＊、ｘ１（５）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信する変形例もある。
ｕ１＝（ｘ１（０）， ｘ１（１），…， ｘ１（６）， ｘ１（７））、
ｕ２ ＝（ｘ２（０）， ｘ２（１）， …，ｘ２（６）， ｘ２（７））、
−ｖ２’ ＝ （−ｘ２（５）＊， −ｘ２（４）＊，…， −ｘ２（０）＊， −ｘ２（７）＊，−ｘ２（６）＊）、
ｖ１ ’＝（ｘ１（５）＊， ｘ１（４）＊，…，ｘ１（０）＊， ｘ１（７）＊， ｘ１（６）＊）、
とし、
ｘ１（６） ＝ ｘ１（７） ＝ ｘ２（６） ＝ｘ２（７） ＝ ０
ｘ２（６）＊ ＝ ｘ２（７）＊ ＝ ｘ１（６）＊ ＝ ｘ１（７）＊ ＝ ０
として、 ｘ１（０）、ｘ２（０）、−ｘ２（５）＊、ｘ１（５）＊、をそれぞれのブロックの先頭のシンボルとして送信する変形例もある。
また、第１の実施形態と同様に、本実施形態で１ブロックの信号点数は８に限定されず、２ｍ（ｍ＝０，１，２・・・）の正整数値であればよい。また、ゼロ値とするシンボル数も２に限定されず、マルチパス遅延時間に応じて、適切に設定することができる。
また、第１の実施形態と同様に、本実施形態の受信ブロックｒ１、ｒ２内の２個のゼロ値シンボルにおいて、もしマルチパスによるシンボルの最大遅延時間が１シンボル分である場合、２個のゼロ値シンボルのうち、干渉を受けているのは１シンボルだけで、残りの１シンボルは雑音の付加だけである。したがって、雑音が付加したこの１個のゼロ値シンボルの受信値をゼロに設定することにより、付加雑音の影響を抑制することができる。
また、第１の実施形態と同様に、本実施形態では、時空間ブロック符号として、２送信アンテナのAlmouti方式を用いているが、これには限定されず、送信ブロックに対して、そのシンボルの共役複素数シンボルを送信する任意の時空間ブロック符号に対して適用できる。
また、本実施形態では、時空間ブロック符号の利用を前提としているが、時空間ブロック符号を用いずにＯＦＤＭ伝送において、巡回拡張シンボルの付加をゼロ値シンボルの設定に置き換え、送信電力の削減を図ることもできる。この場合は、第１アンテナ１０６から、ｕ１、ｕ２を順番に送信し、複素共役ブロックは存在せず、第２アンテナ１１６も存在しない。
さらに、第１の実施形態と同様に、従来の巡回拡張シンボルを付加した手法で、マルチパス遅延時間が、巡回拡張シンボル長を超えた場合に、送信ブロックの後端の数シンボルをゼロ値に設定して、マルチパス干渉の影響を抑制する、従来手法をベースとして本実施形態で説明したゼロ値の設定を加える変形例もある。
以上に示した実施形態の無線送信機及び無線受信機によれば、無線受信機で離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を伴うシングルキャリヤ伝送方式やＯＦＤＭ伝送方式に、時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）の符号化・復号を施す無線送信機において、伝送路応答が巡回畳み込み演算にみなせるようなＤＦＴの入力ブロックの後端の数シンボルのゼロ値設定と、ＳＴＢＣ伝送で要する複素共役ブロックのシンボル巡回置換を施すことにより、従来方式で付加する巡回拡張シンボルを不要とすることができ、送信電力を削減することができる。
また、本実施形態の無線送信機及び無線受信機は、無線通信のみならず、放送を含めた無線伝送一般に適用可能である。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
１００・・・無線送信機、１０１・・・第１複素共役化部、１０２・・・第１巡回置換部、１０３・・・第１Ｐ／Ｓ変換器、１０４・・・第２Ｐ／Ｓ変換器、１０５・・・第１スイッチ、１０６・・・第１アンテナ、１１１・・・第２複素共役化部、１１２・・・第２巡回置換部、１１３・・・第３Ｐ／Ｓ変換器、１１４・・・第４Ｐ／Ｓ変換器、１１５・・・第２スイッチ、１１６・・・第２アンテナ、１２０・・・制御部、２００・・・無線受信機、２０１・・・第１スイッチ、２０２・・・第１Ｓ／Ｐ変換器、２０３・・・第３巡回置換部、２０４、２１４・・・８点ＤＦＴ、２０５・・・ＳＴＢＣ復号器、２０６、２１６・・・８点ＩＤＦＴ、２１１・・・第２Ｓ／Ｐ変換器、２２０・・・制御部、３００・・・無線送信機、３０１・・・第１冗長シンボル計算部、３０２、３０４、３１２、３１４・・・８点ＩＤＦＴ、３０３・・・第２冗長シンボル計算部、３１１・・・第３冗長シンボル計算部、３１３・・・第４冗長シンボル計算部、４００・・・無線受信機
Claims (9)
- ２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む送信ブロックを時空間ブロック符号化して複数個送信する無線送信装置において、
各前記送信ブロックに含まれる複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値に設定する設定手段と、
前記ゼロ値が設定された送信ブロックに含まれる複数のシンボルの送信される順序の並びを逆順にし、さらに該複数のシンボルを複素共役化する共役化手段と、
前記複素共役化された複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ個のシンボルの値がゼロ値になるように、これら複数のシンボルを巡回置換する置換手段と、
前記ゼロ値が設定された第１送信ブロックと、前記巡回置換されたシンボルを含む第２送信ブロックを送信する送信手段を具備することを特徴とする無線送信装置。 - ２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む送信ブロックを時空間ブロック符号化して複数個送信する無線送信装置において、
各前記送信ブロックに含まれる複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値に設定する設定手段と、
前記ゼロ値が設定された送信ブロックの内の２つを、ｕ１＝（ｘ１（Ｍ−１）， ｘ１（Ｍ−２），…，ｘ１（０））と、ｕ２＝（ｘ２（Ｍ−１）， ｘ２（Ｍ−２）， …，ｘ２（０））とした場合、それぞれの送信ブロックを、ある複素数Ａの複素共役をＡ＊で示し、ｖ１ ＝（ｘ１（１）＊， ｘ１（２）＊，…， ｘ１（Ｍ−２）＊， ｘ１（Ｍ−１）＊， ｘ１（０）＊）、ｖ２＝（ｘ２（１）＊， ｘ２（２）＊，…， ｘ２（Ｍ−２）＊， ｘ２（Ｍ−１）＊， ｘ２（０）＊）と変換する変換手段と、
前記変換された送信ブロックｖ１及びｖ２のそれぞれで、各送信ブロックに含まれる複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ個のシンボルの値がゼロ値になる、送信ブロックｖ１及びｖ２にそれぞれ対応した送信ブロックｖ１’及びｖ２’を得るように、各送信ブロックごとにこれら複数のシンボルを巡回置換する置換手段と、
前記送信ブロックｕ１及び送信ブロック−ｖ２’をこの順序で送信する第１送信手段と、
前記送信ブロックｕ２及び送信ブロックｖ１’をこの順序で送信する第２送信手段を具備することを特徴とする無線送信装置。 - ２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む送信ブロックを時空間ブロック符号化して複数個送信する無線送信装置において、
前記２ｍ個のシンボルを入力して逆離散フーリエ変換し２ｍ個のシンボルを出力する第１逆離散フーリエ変換手段と、
前記第１逆離散フーリエ変換手段から出力される２ｍ個のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値にするような、前記第１逆離散フーリエ変換手段の２ｍ個の入力されるシンボルの内のＮ個の冗長シンボルの値を計算する第１計算手段と、
Ｎ個の冗長シンボルを含む前記２ｍ個のシンボルの送信される順序の並びを逆順にし、さらに該複数のシンボルを複素共役化する共役化手段と、
前記２ｍ個の複素共役化されたシンボルを入力して逆離散フーリエ変換する２ｍ個のシンボルを出力する第２逆離散フーリエ変換手段と、
前記第２逆離散フーリエ変換手段から出力される２ｍ個のシンボルの内、連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値をゼロ値にするような、前記第２逆離散フーリエ変換手段の２ｍ個の入力されるシンボルの内のＮ個の冗長シンボルの値を計算する第２計算手段と、
前記複素共役化された複数のシンボルの内、連続して配置されるＮ個のゼロ値のシンボルを、送信される順序で送信ブロックの後端に配置されるように、これら複数のシンボルを巡回置換する置換手段と、
前記第１逆離散フーリエ変換手段から出力される第１送信ブロックと、前記巡回置換されたシンボルを含む第２送信ブロックを送信する送信手段を具備することを特徴とする無線送信装置。 - ゼロ値シンボルの数である前記Ｎは、伝送路のマルチパス遅延時間に応じて設定されることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無線送信装置。
- 前記送信ブロックを受信する受信機との間で既知である、伝送路応答を推定するためのパイロット信号を送信するパイロット送信手段を具備することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の無線送信装置。
- ２ｍ個（ｍはある自然数）のシンボルを含む、時空間ブロック符号化されたブロックを複数個受信する無線受信装置において、
前記ブロックに含まれる２ｍ個のシンボルの内、送信される順序でブロックの後端に連続して配置されるＮ（０≦Ｎ＜２ｍ）個のシンボルの値がゼロ値に設定されたブロックを受信する第１受信手段と、
前記第１受信手段に受信されたブロック内の複数のシンボルを入力して離散フーリエ変換し２ｍ個のシンボルを出力する第１離散フーリエ変換手段と、
２ｍ個のシンボルの送信される順序の並びを逆順にし、さらに該２ ｍ 個のシンボルを複素共役化した複数のシンボルの内、送信される順序で送信ブロックの後端に連続して配置されるＮ個のシンボルの値がゼロ値になるように巡回置換された複数のシンボルを含むブロックを受信する第２受信手段と、
前記第２受信手段に受信されたブロック内の複数のシンボルを巡回置換される前の配置にシンボルを置換する逆置換手段と、
前記置換された２ｍ個のシンボルを入力して離散フーリエ変換し２ｍ個のシンボルを出力する第２離散フーリエ変換手段と、
前記第１離散フーリエ変換手段から出力されるシンボルと前記第２離散フーリエ変換手段から出力されるシンボルとを入力して、シンボルごとに時空間ブロック復号化する復号化手段を具備することを特徴とする無線受信装置。 - 前記Ｎ個のゼロ値であるシンボルの内、マルチパスによる干渉を受けていないシンボルの値をゼロ値に設定する設定手段をさらに具備することを特徴とする請求項６に記載の無線受信装置。
- ゼロ値シンボルの数である前記Ｎは、伝送路のマルチパス遅延時間に応じて設定されることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の無線受信装置。
- 前記送信ブロックを送信する送信機との間で既知である、伝送路応答を推定するためのパイロット信号を受信するパイロット受信手段を具備することを特徴とする請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の無線受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004256931A JP4170969B2 (ja) | 2004-09-03 | 2004-09-03 | 無線送信機及び無線受信機 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2006074563A JP2006074563A (ja) | 2006-03-16 |
| JP4170969B2 true JP4170969B2 (ja) | 2008-10-22 |
Family
ID=36154666
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004256931A Expired - Fee Related JP4170969B2 (ja) | 2004-09-03 | 2004-09-03 | 無線送信機及び無線受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4170969B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101043312A (zh) * | 2006-03-20 | 2007-09-26 | 松下电器产业株式会社 | 多天线通信系统中的数据发送和检测方法 |
| JP4871801B2 (ja) | 2007-07-09 | 2012-02-08 | キヤノン株式会社 | 通信装置、通信方法、当該通信方法をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラム |
| TW201119259A (en) * | 2009-08-07 | 2011-06-01 | Agency Science Tech & Res | A method of communication |
-
2004
- 2004-09-03 JP JP2004256931A patent/JP4170969B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JP2006074563A (ja) | 2006-03-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080311 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080325 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080521 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080805 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080807 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110815 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110815 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110815 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120815 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120815 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130815 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |