JP4167122B2

JP4167122B2 - Reference voltage generation circuit

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Publication number: JP4167122B2
Application number: JP2003138340A
Authority: JP
Inventors: 弘小泉
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2003-05-16
Filing date: 2003-05-16
Publication date: 2008-10-15
Anticipated expiration: 2023-05-16
Also published as: JP2004341877A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路においてアナログ回路に関連し、基準電圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【非特許文献１】
G. A. Rincon-Mora ”Voltage References-from Diodes to Precision High-Order Bandgap Circuits-,” IEEE Press, John Wiley & Sons Inc., p57-p60, 2002
現在最も一般的に利用されている基準電圧発生回路は、ＰＮ接合素子の順方向電圧における温度依存性を利用したバンドギャップリファレンス（ＢＧＲ）回路である。図８を用いて、従来の基準電圧発生回路を説明する。図８で示した回路の場合、出力電圧Ｖbgrは、
Ｖbgr＝ＶBE１＋(Ｒ２／Ｒ３)(ｋＴ／ｑ)LN(ｎＲ２／Ｒ１) （５）
で与えられる。ここで、ＶBE１は、ダイオードＤ１の順方向電圧、ｋはボルツマン定数、ｑは単位電荷、Ｔは絶対温度、LNは自然対数を表し、ｎはダイオードＤ１とＤ２の面積比である（ダイオードＤ１とＤ２は完全に同特性であるとし、ダイオードＤ１を１個とした場合、ｎはダイオードＤ２の並列接続の個数となる。）。
【０００３】
（５）式右辺の右項(すなわち第２項)は、絶対温度Ｔに比例して増加する関数であるが、左項(すなわち第１項)のＶBE１は負の温度係数を有しているため、右辺の第２項と第１項の温度係数が相殺されるように抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の値とダイオードであるＰＮ接合素子の面積比ｎを適宜選択することによって、出力電圧Ｖbgrの温度依存性をほぼゼロにすることができる。この特性はシリコンの物性によって決定されるため、例えば、温度依存性をゼロにした場合、出力電圧Ｖbgrは約１．２５Ｖとなることが知られている。
【０００４】
また、演算増幅器ＯＰＡＭＰの電源ノイズ除去比（ＰＳＲＲ：Power Supply noise Reduction Ratio）が充分大きければ、出力電圧Ｖbgrは電源電圧変動にも依存しない。さらに演算増幅器ＯＰＡＭＰの特性がデバイス変動に対して影響されなければ、（５）式で明らかなように、抵抗素子のシート抵抗変動等、プロセス変動依存性も回避できる。
このように、従来のＢＧＲ回路は、あらゆる変動要因に対して依存性を持たないため、常に一定の電圧供給を必要とする回路の基準電圧源として、電源回路をはじめ多くの回路に適用されている。ＣＭＯＳプロセスにおいても、数種類のＰＮ接合デバイスが用意される場合が多いため、デジタル・アナログ混載ＣＭＯＳＬＳＩにおいても一般的に用いられている。
【０００５】
以上述べたような、従来の回路出力の温度依存性を調整するには、ダイオード順方向電圧ＶBEの温度依存性等デバイスの物理的特性を利用して、温度やデバイス特性の変化に応じて出力を連続的に変化させる手法が考えられている。例えば、後述の（３）式における抵抗値Ｒ１、Ｒ２と、ダイオードの面積比ｍを予め選択して、ＢＧＲ回路の出力を温度増加に対して連続的に増加する特性を得たり、後述の（４）式で示したように、絶対温度に比例する出力を適用する手法（後述；図２のＰＴＡＴ−ＢＧＲ）がある。しかし、これらの手法では、デバイス特性の範囲でのみ調整が可能であり、このため出力の変化量の設計が限定される問題があった。また、モニタできるパラメータも、デバイス特性が受ける変動因子に限定されているため、上記の手法では温度のみに限定されると言う問題があった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＢＧＲ回路は、温度変動、電源電圧変動、プロセス変動等各種変動パラメータに対して連動しておらず、常に一定の電圧を発生するため電源回路やデジタル／アナログ変換回路等、基準となる電圧が必要な回路に多用されてきた。このようにＢＧＲ回路は、常に一定の出力が求められる場合には必須技術である。一方、負荷として接続される内部回路は、温度変動やプロセス変動等によって、回路パフォーマンスの低下や、消費電力の増加等の影響を受ける。従来のＢＧＲ回路ではこれらの影響を補正するための基準電圧発生動作は不可能である。
本発明においては、このようなデバイス特性上の限界による制約を解除し、負荷回路に必要な基準電圧レベルを温度変動やプロセス変動に対応して調整し得る、自由度の高い基準電圧発生回路の提供を目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明においては、ＢＧＲ回路のＰＮ接合素子をデジタル制御信号によって自動的に追加もしくは削減し得る構成とした。すなわち、本発明では、変動パラメータ（温度、素子特性、電源電圧等）や、これら変動パラメータによって影響を受ける負荷回路内部の状態をモニターしてこれらをアナログ信号に変換し、予め設定している基準値との比較により、比較結果をデジタル信号に変換して、これによりＢＧＲ回路のダイオードを電気的に追加もしくは削減して実質的にダイオードの面積比を調整する構成とすることにより、変動パラメータの変化に柔軟に対応し得る基準電圧の調整を可能とした。また、複数の変動パラメータに対して別々に設定された基準電圧と比較し、この比較結果について論理演算してダイオードの追加もしくは削減判定信号に変換することで、複数の変動要因に対して同時に対応することも可能としている。
【０００８】
このような基準電圧発生回路を実現するため、本発明の請求項１においては、第１のＰＮ接合素子におけるＰＮ接合のバンドギャップ電圧を利用することにより電源電圧を降圧して電源電圧とは異なる電圧を発生し、負荷回路に電圧を供給する基準電圧発生回路において、前記負荷回路の動作状況の変動を検出し、アナログ電圧として供給する変動検出手段と、前記第１のＰＮ接合素子に並列に追加接続する第２のＰＮ接合素子と、前記変動検出手段の出力を判定基準電圧発生手段の出力電圧と比較することにより前記第２のＰＮ接合素子接続の可否を判定する判定手段と、前記第２のＰＮ接合素子を前記第１のＰＮ接合素子に対して並列接続もしくは切離しの追加もしくは削減処理を行なうための切換え手段とを有し、前記変動検出手段の出力および前記判定手段の出力で前記切換え手段を制御することにより出力電圧レベルを可変とする基準電圧発生回路について規定している。
【０００９】
請求項２においては、請求項１に記載の基準電圧発生回路において、前記変動検出手段の出力により前記出力電圧レベルを切り換えるための前記第２のＰＮ接合素子を追加もしくは削減する前記切換え手段は、デジタル信号で制御されるスイッチ回路により実現する構成の基準電圧発生回路について規定している。
【００１０】
請求項３においては、請求項２に記載の基準電圧発生回路において、前記スイッチ回路はＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴとによるトランスファーゲートで構成されており、前記切換え手段は第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減の判定に際して、前記判定手段への入力信号はアナログ信号とし、判定基準となる電圧レベルとの比較を行う前記判定手段はヒステリシス・コンパレータで構成することにより判定結果をデジタル信号に変換する構成の基準電圧発生回路について規定している。
【００１１】
請求項４においては、請求項３の基準電圧発生回路において、前記第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減を行なう判定パラメータを前記負荷回路における温度変化とし、該判定パラメータである温度変化を検出する温度変化検出手段を有し、該温度変化検出手段は、バンドギャップ電圧を利用した絶対温度に比例する出力電圧を発生する電圧発生手段によって電圧信号に変換する構成であり、該電圧信号を第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減の判定に用いる基準電圧発生回路について規定している。
【００１２】
請求項５においては、請求項２乃至請求項４の何れかに記載の基準電圧発生回路において、前記ヒステリシス・コンパレータと、前記スイッチ回路と、前記第２のＰＮ接合素子とをそれぞれ複数個具備し、前記ヒステリシス・コンパレータにおける判定電圧レベルは前記各ヒステリシス・コンパレータ毎に異なる電圧レベルに設定し、前記第１のＰＮ接合素子にさらに追加並列接続する前記第２のＰＮ接合素子をそれぞれ異なる前記判定電圧レベルを有する前記ヒステリシス・コンパレータの出力電圧で前記スイッチ回路のＯＮおよびＯＦＦを制御することにより前記第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減を制御する構成の基準電圧発生回路について規定している。
【００１３】
請求項６においては、請求項２乃至請求項４の何れかに記載の基準電圧発生回路において、前記ヒステリシス・コンパレータと前記スイッチ回路とをそれぞれ複数個具備し、異なる判定パラメータに対応する異なる判定電圧レベルに設定された前記ヒステリシス・コンパレータの出力電圧で前記各スイッチ回路のＯＮおよびＯＦＦを制御することにより前記第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減を制御する構成とした基準電圧発生回路について規定している。
【００１４】
請求項７においては、請求項２乃至請求項４の何れかに記載の基準電圧発生回路において、前記ヒステリシス・コンパレータと前記スイッチ回路とをそれぞれ複数個具備し、異なる前記各判定パラメータ毎にそれぞれ前記ヒステリシス・コンパレータを複数個接続し、前記各判定パラメータ毎に接続された複数の前記ヒステリシス・コンパレータの出力を前記各判定パラメータ毎に設けられた第１の論理演算手段に入力し、さらにこれら第１の論理演算手段の出力を各判定パラメータに対応した出力に対して設けられた第２の論理演算手段に入力し、該第２の論理演算手段の出力により前記各スイッチ回路のＯＮまたはＯＦＦを制御することにより前記第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減を制御する構成とした基準電圧発生回路について規定している。
【００１５】
請求項８においては、請求項５乃至請求項７の何れかに記載の基準電圧発生回路において、複数の前記ヒステリシス・コンパレータの判定結果として得られたデジタル信号に対して論理演算処理を行なう論理演算手段を有し、該論理演算処理の結果により前記第２のＰＮ接合素子の追加もしくは削減を制御する構成の基準電圧発生回路について規定している。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の基本的な構成について、図１を用いて説明する。本発明による基準電圧発生回路は、ＰＮ接合のバンドギャップ電圧を利用したＢＧＲ（Bandgap Reference）回路において、バンドギャップ電圧を発生するＰＮ接合素子、例えば、複数のダイオードの特性が全て揃っている場合、ダイオード接合部の面積比ｍ（すなわち、図１におけるダイオードＤ１とダイオードＤ２との数の比に対応、以下ダイオード比と略記）を可変とすることを特徴とする。ダイオード比ｍの増減は、トランスファーゲート１のようなスイッチ回路によって同じ特性のダイオードを追加もしくは削減する、すなわち並列接続するダイオードの数を変更することで実現出来る。このスイッチを制御するデジタル信号は、ヒステリシス・コンパレータ２によって発生される。ヒステリシス・コンパレータ２の片方の入力端子２１には、判定基準となる電位の電圧、判定基準電圧Ｖｓが印加され、他方の入力端子２２には、判定用アナログ信号発生回路３からの判定されるべきアナログ信号が入力される。ダイオード数の増減実行の可否を判定するパラメータは、温度、内部回路の電流値等、その状態がアナログ信号に変換されヒステリシス・コンパレータ２で比較判定できる情報であれば何でも良い。例えば、図２において絶対温度に比例して出力が増加するＰＴＡＴ−ＢＧＲ（Proportional to Absolute Temperature ＢＧＲ；温度検出回路）４を判定用アナログ信号源とした場合、温度の上昇によって温度検出回路（ＰＴＡＴ-ＢＧＲ）４の出力電圧Ｖpbgrが上昇し、抵抗Ｒ７、Ｒ８により予め決定した電圧レベルＶrefとヒステリシス・コンパレータ２によって比較される。ヒステリシス・コンパレータ２の最大出力電圧と最小出力電圧がそれぞれＶDDと０Ｖである場合、ヒステリシス・コンパレータ２の出力が低レベル（Ｌ＝０Ｖ）から高レベル（Ｈ＝ＶDD）に切り替わる閾値電圧Ｖth_Hは、
Ｖth_H＝｛（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４｝×Ｖref （１）
となる。また、逆に、コンパレータの出力が高レベルから低レベルに切り替わる閾値電圧Ｖth_Lは、
Ｖth_L＝Ｖref−（Ｒ３／Ｒ４）×（ＶDD−Ｖref）（２）
となる。すなわち、抵抗Ｒ３とＲ４によって決まるヒステリシスを得ることができるため、ダイオードが増設される温度と削減される温度とをそれぞれ異なる値に設定することができる。このヒステリシス特性を持たせることによって、ダイオードの追加もしくは削減時のスイッチング動作における出力信号の振動を防止することができる。図２では、温度上昇によって所定の温度Ｔ１に達すると、ダイオードが増設され、上昇した温度が下降して別の所定の温度Ｔ２（ここでＴ１＞Ｔ２）まで下がると、増設されたダイオードは切り離される。
【００１７】
以上述べたようにダイオードの追加もしくは削減によって本発明による基準電圧発生回路の出力信号が増減する仕組みを以下に説明する。図１において、ダイオードが増設されていない状態でのダイオードＤ１とＤ２の比（図１においてダイオードＤ１が１個とした場合はダイオードＤ２の数に相当）をｍとすると、出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝ＶBE＋(Ｒ１／Ｒ２)×Ｋ×Ｔ×LN(ｍ) （３）
となる。ここでＫ＝ｋ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、ｑは単位電荷である。Ｔは絶対温度である。LNは白然対数を意味する関数である。ダイオード電圧ＶBEは絶対温度Ｔにほぼ反比例するので、負の温度係数を備える。この負の温度係数を打ち消すように抵抗Ｒ１とＲ２、およびダイオード比ｍを選択すれば、出力電圧Ｖoutは温度に依存しないように設定することが出来る。
さて、本発明の機能により、ある温度でダイオードＤ３としてさらにｎ個増設されると、（３）式から明らかなように、出力が上昇し、温度依存性（温度変化による出力電圧変化の傾き）も正となる。このように増設数ｎによって出力電圧Ｖoutの変化量を調節することができる。ダイオードＤ３について、この増設操作は図１および図２に示したようにトランスファーゲート１により実行することが出来る。
【００１８】
図２における温度を検出するＰＴＡＴ-ＢＧＲも、基本的にはバンドギャップ電圧を利用しており、その出力電圧Ｖpbgrは、
Ｖpbgr＝(Ｒ２／Ｒ１)×Ｋ×Ｔ×LN(ｍ) （４）
となる。抵抗Ｒ１、Ｒ２、およびダイオード比ｍにより、温度検出回路４の出力電圧Ｖpbgrを調節可能であるが、(４)式に示すように常に絶対温度Ｔに比例する出力電圧となるため、温度変化に対して直線的に出力電圧Ｖpbgrが変化する。ダイオードＤ３の追加もしくは削減実行の可否を判定する基準電圧Ｖrefは、図２に示した抵抗Ｒ７、Ｒ８による抵抗分割回路以外にも、抵抗とトランジスタの直列接続回路等システムの要求に適した基準電圧発生回路を用いればよい。もちろん、従来のＢＧＲ回路、すなわちダイオード比ｍが一定である基準電圧発生回路そのものを利用することも可能である。
以上述べたように、本発明の基準電圧生回路は、バンドギャップ電圧を利用した基準電圧発生回路において、バンドギャップ電圧を発生するＰＮ接合素子の並列接続個数を自動的に追加もしくは削減することで、ヒューズ回路による抵抗トリミング等の外部調整をすることなく基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutを多値化できることが特徴である。たとえば、従来のＢＧＲ回路における出力電圧は、温度に依存しないか、または連続的に増加もしくは減少する特性しか得ることが出来ず、また、これらの特性はデバイスの物性的特性に依存するため、設計者が求める出力特性に対して任意の電圧レベルを選択することはできない。すなわち、従来のＢＧＲ回路では、正の温度傾斜（温度が上昇すると出力も上昇する）を付与しようとすると、温度傾斜がない（温度依存性がない）場合に比べ、ある温度での出力が高くなる。本発明では、ＰＮ接合素子の並列接続の個数がＢＧＲ回路の出力電圧レベルと温度特性に影響することを利用して、ＬＳＩ内部で発生したデジタル信号により、自動的にＰＮ接合素子を電気的に追加もしくは削減を制御する点が従来と異なるため、本発明の基準電圧発生回路の温度依存性は連続的ではなく、追加もしくは削減の設定温度で不連続に出力電圧が変化する。
この機能を一般的なデジタル電圧計を例に説明する。デジタル電圧計の機能の一つに、ＤＵＴ（Device Under Test）の電圧がある測定レンジを超えるとより高次のレンジヘ自動的にステップアップする機能がある。一般的にオートレンジと呼ばれる機能である。レンジの切り換えは連続的ではなく、桁や単位が変わる等「測定結果表示の形態」については不連続な変化ではあるが、隣のレンジとオーバーラップしている（どちらのレンジでも表示できる）領域が存在する場合もある。本発明の基準電圧発生回路において、例えば温度変化を電圧計におけるＤＵＴの電圧にあてはめて考えると、ある温度を超えるとＰＮ接合素子が自動的に追加され、追加前の出力レベルから、ＰＮ接合素子が増加した効果によって決まる出力電圧レベルにステップアップすることになる。また、追加と削除の判定結果をヒステリシス・コンパレータによって実現すれば、デジタル電圧計レンジにおけるオーバーラップ領域のように、追加前と追加後の両方の状態をとり得る温度範囲が存在することになる。
また、一般的なヒューズ回路による抵抗トリミング手法のように、回路に接続される抵抗素子の機械的な削除によって出力の調整を非可逆的に行うのではなく、可逆的な追加もしくは削減を可能とした点も従来技術と異なっており、本発明の特徴となっている。
【００１９】
（実施例１）
図２および図３を用いて本発明による第１の実施例を説明する。前述のとおり、温度の高低によってＢＧＲ回路のＰＮ接合素子を追加もしくは削減し、出力電圧Ｖoutを変化せしめる場合について例示する。なお、以下の実施例では、ＰＮ接合素子として最も代表的なダイオードを例とするが、バイポーラトランジスタのダイオード接続等でも代用は可能である。
なお、本発明の説明では、起動回路を省略している。一般に、ＢＧＲ回路は、その原理上、回路電源電圧の昇圧過程において、正常な出力電圧とは異なる電圧で安定してしまう場合がある。そこで、起動時（電源投入時）に正常な出力電圧を発生せしめる起動回路を具備することが一般的である。本発明による基準電圧発生回路においても起動回路を具備している方が望ましいが、本発明の効果は、ＢＧＲ回路が正常動作状態である場合にのみ有効であるため、その手段は本発明の機能に特別影響を与えるものではない。
本実施例１では、温度が上昇し、設計者が予め設定した温度に達すると、比較回路（ヒステリシス・コンパレータ）２が高レベルの信号を発生してトランスファーゲート１をＯＮ状態に遷移させる。この動作により、ダイオードＤ３がトランスファーゲート１を介してダイオードＤ２と並列接続され、ダイオード比すなわちダイオード群の実質的な面積比を増加させる。このダイオード比の増加により、出力電圧Ｖoutが増加し、単位温度変化に対する出力電圧の変化量（温度傾斜）が正方向に増加する。一方、ダイオードＤ３が接続された後に温度が下降し、設計者が予め設定した温度に達すると、比較回路であるヒステリシス・コンパレータ２が低レベルの信号を発生してトランスファーゲート１をＯＦＦ状態に遷移せしめる。ヒステリシス・コンパレータ２の出力が低レベルから高レベルヘ遷移する温度ＴＨと高レベルから低レベルヘ遷移する温度ＴＬの関係は、ＴＨ＞ＴＬである。
【００２０】
本実施例１では、低レベルから高レベルへの遷移温度ＴＨが約８０℃、高レベルから低レベルへの遷移温度ＴＬが約６０℃となるように、温度検出回路４と判定基準電圧発生回路６、およびヒステリシス・コンパレータ（比較回路）２を設計した。このような設計は、あるダイオード素子の特性と電源電圧に対し、抵抗Ｒ３〜Ｒ８の値とダイオードＤ５の数ｇによって決定出来る。ここでダイオードＤ２に対してはｍ＝１４、ダイオードＤ３に対してはｎ＝１１とした。すなわち、主回路４におけるダイオード比は、１：１４と１：２５の２値となる。厳密な設計においては、トランスファーゲート１のオフリークやオン抵抗等の効果も考慮にいれた方がよい。
図３（ａ）および（ｂ）は、回路シミュレーションによって本実施例１の電圧発生回路動作を模擬的に再現した結果である。図３（ａ）は、温度検出回路４の出力電圧Ｖpbgrの温度依存性を示すものである。絶対温度Ｔ（図では横軸(℃)で示す。）に比例する出力電圧を発生するため、温度に対する出力電圧Ｖpbgrは直線的に変化する。なお、図中に記載の式はシミュレーション結果のプロットに対して直線の当て嵌めを行なった結果である。図３（ｂ）は、０℃から１２０℃までの温度変化を想定し、温度を変化させるかわりに比較回路（ヒステリシス・コンパレータ）２への入力電圧を掃引してシミュレーションした結果を示しており、縦軸に出力電圧Voltage(V)を、横軸に電源投入後の経過時間を示している。判定基準電圧Ｖrefを０．８Ｖとし、抵抗比Ｒ３：Ｒ４は１：５０とした。また電源電圧ＶDDを２．５Ｖとした。
図３（ｂ）によれば、電源電圧が２．５Ｖに昇圧されて回路が起動した後、Ｖpbgrを０℃相当から１２０℃相当の範囲でヒステリシスコンパレータ２の入力電圧を変化させると、８０℃相当の電圧を超えた点でヒステリシスコンパレータ（比較回路）２の出力電圧Ｖcompが高レベルとなり、主回路５の出力電圧Ｖoutが約１２０ｍＶ増加している。これは、ヒステリシス・コンパレータ（比較回路）２の出力が高レベルヘ切り替わったことにより、ダイオードＤ３が増設されたことを示している。また、温度検出回路３の出力電圧Ｖpbgrが１２０℃相当のレベルから下降して、６０℃相当の電圧に達すると、ヒステリシス・コンパレータ２の出力電圧Ｖcompは低レベルとなり、基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutは初期の値に復帰している。したがって、本実施例１では、約２０℃相当のヒステリシス特性を実現していることがわかる。
このように、本発明の基準電圧発生回路においては、温度変化に応じて出力電圧を切り換える機能を具備し、実現していることが明らかである。
【００２１】
（実施例２）
次に、図４を用いて、本発明の第２の実施例を説明する。本実施例２は本発明における基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutをシリーズレギュレータ回路（ＳＲ回路）のリファレンス電圧Ｖoutとして適用する場合であり、図４は、その構成図である。パワーＭＯＳＦＥＴをＰＭＯＳトランジスタ７とする場合、本発明による基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutは、ＳＲ回路（破線で囲った部分）が具備するＯＰＡＭＰ８の反転入力端子に入力され、非反転入力端子に印加される帰還電圧Ｖfbと比較される。ＯＰＡＭＰ８（演算増幅器）の出力はパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲート電極に印加され、帰還電圧Ｖfbを変化せしめる。Ｖout＝Ｖfbとなると系が安定する。すなわち、ＳＲ回路６の出力電圧Ｖsrは、抵抗Ｒ９とＲ１０の比と、ＯＰＡＭＰ８の反転入力端子に印加される基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutによって決まる。温度やパワーＭＯＳＦＥＴ７の閾値、抵抗Ｒ９、Ｒ１０のシート抵抗値等が変化しても、抵抗Ｒ９とＲ１０の比は変化しないため、基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutが一定であれば、ＳＲ回路の出力電圧Ｖsrは（もちろん、パワーＭＯＳＦＥＴの電流供給能力の範囲で）常に同じ出力を維持する。図４における左上のグラフは、本発明における基準電圧発生回路の出力電圧ＶoutとＳＲ回路の出力電圧Ｖsrとの関係を示すもので、ＯＰＡＭＰ８の入力であるＶoutはＰＭＯＳトランジスタのソースフォロア出力電圧であるＶsrと同じヒステリシス特性を有し、電圧レベルのみが異なっている状態を示している。図４における本実施例２では一つの基準電圧発生回路に一つのＳＲ回路を接続したが、複数のＳＲ回路を接続しても良い。なお、図４において、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１１はＳＲ回路の出力電圧Ｖsrに含まれる雑音成分を除去し出力電圧を安定化するためのフィルタである。
さて、本発明による基準電圧発生回路は、予め設定した温度で出力が増加もしくは復帰するため、ＳＲ回路６の出力電圧Ｖsrも基準電圧発生回路の出力電圧Ｖoutに比例して変化する。例えば、実施例１で示した変化をする場合、ダイオード増設前のＶsrが２ＶとなるようにＲ９とＲ１０の比を設定すると、１２０℃におけるＶsrは約２．２Ｖになる。
【００２２】
（実施例３）
第３の実施例として、本発明をＣＭＬ（Current Mode Logic）論理回路に適用し、回路動作の高速化、もしくは回路消費電流の削減を達成する例を説明する。ＣＭＬ論理回路は、ＣＭＯＳ技術における高速動作回路として、アナログ・デジタルミックスドモードＬＳＩに多用される回路である。その名の通り、回路に流れる電流の大小を利用して信号を伝達するため、ＣＭＯＳ論理回路と比べて消費電流が桁違いに大きい。したがって、ＣＭＬ論理回路の低消費電流化は、アナログ・デジタルミックスドモードＬＳＩの低消費電力化に貢献する。また、一般的にＣＭＬ回路電流が多いほど最高動作速度が速くなる関係がある。一般的なＣＭＬ論理回路例として、バッファ回路とソースフォロア回路（レベル変換回路）を図５（ａ）に示す。図５（ａ）の左側の回路は、ＮＭＯＳトランジスタ２個ｍｎ１およびｍｎ２をソース結合して差動構成としたＣＭＬ論理回路で、出力は負荷抵抗ＲＬ１およびＲＬ２が接続されているドレイン端子から差動出力として取り出される。またＮＭＯＳトランジスタｍｎ３はこの論理回路の電流値設定用に用いられる。また、右側の回路はソースフォロア回路でＮＭＯＳトランジスタｍｎ４、ｍｎ６のゲート端子に差動入力信号を印加し、各ＮＭＯＳトランジスタのソース端子から出力を取り出す構成となっている。ここで各ＮＭＯＳトランジスタのソース端子とグランドとの間に接続されているＮＭＯＳトランジスタは各ＮＭＯＳトランジスタの電流値設定用である。
【００２３】
ＣＭＯＳ論理回路と同様、ＣＭＬ論理回路も温度上昇とともに動作速度性能が低下する。したがって、動作推奨温度の最高値にて所定の（仕様を満足する）動作性能が確保できるように設計すると、それより低温領域では過剰な動作性能を保持することとなり、低温領域では必要以上の電流が流れることになる。実施例２で例示したＳＲ回路６を図５（ａ）に示したＣＭＬ回路に適用した場合の効果を実証するため、図５（ｂ）に示した接続を用いてシミュレーションを実施した。図５（ｂ）において、回路ブロック９、１１、１２には図５(ａ)左側回路図で示したバッファ回路を、回路ブロック１０には同じく右側回路図で示したソースフォロアを用いて構成した系である。図５（ｂ）におけるＶＣＳ発生回路１３はこれら各回路の電流値を設定するための基準電圧ＶＣＳを供給するための回路である。この系における電源電圧として前記シリーズレギュレータ（ＳＲ）回路の出力電圧Ｖsrが供給されている。
【００２４】
シミュレーションは、接合温度Ｔj＝０℃〜１４０℃の範囲について２０℃毎にＡＣ解析を行い、利得がゼロとなる入力信号周波数（ユニティゲイン周波数）を各温度で求めた。また、周波数１０ＧＨｚ、振幅４００ｍＶ、中心電圧１．３Ｖの差動正弦波信号を入力した場合の消費電流についても各温度について求めた。図６は、上述のシミュレーション結果である。図６（ａ）は、接合温度Ｔjを０℃から１２０℃へ昇温した場合のユニティゲイン周波数の変化をプロットした図である。白抜きの四角印はＳＲ回路出力電圧Ｖsr＝２．２Ｖ一定（conv.で示した従来技術による場合と同じ）の場合で、黒塗りの丸印（Newと記載されたデータ）は本発明を適用した場合のデータである。電源電圧一定のもとでは、ユニティゲイン周波数は接合温度Ｔjに対して直線的に下降することが知れる。ダイオードが増設される温度（８０℃）以下では、ＳＲ回路出力電圧Ｖsrは従来技術に比べ０．２Ｖ低いので、ユニティゲイン周波数も低くなる。しかし、例えば最低必要とするユニティゲイン周波数を１１ＧＨｚとした場合、使用温度範囲内で１１ＧＨｚを超えていれば良く、ダイオードが増設される直前温度で１１ＧＨｚ以上であることが確保されておれば、電源電圧となるＳＲ回路出力電圧Ｖsrは全温度範囲内で一定である必要はない。本実施例３では、８０℃でダイオードが増設されることにより電源電圧は変化し、これによりユニティゲイン周波数は黒い四角印まで上昇し（すなわち従来と同じＶsr）、ここからconv.で示した勾配に沿って温度上昇と共にユニティゲイン周波数が低下する。本シミュレーションにおいては、接合温度Ｔjの温度範囲を０℃から１２０℃とし、この範囲で最低必要なユニティゲイン周波数を１１ＧＨｚとしている。したがって、最高温度でのユニティゲイン周波数がダイオード追加温度でのそれよりも低ければよい訳で、図６（ａ）のデータは、この増設後の１２０℃時点のユニティゲイン周波数が８０℃でのそれより低くなっている。これらのことは、ダイオードの追加もしくは削減温度を複数個用意し、各温度範囲に対してこの回路の電源電圧（ＳＲ回路６の出力電圧）Ｖsrの値に対して所定のユニティゲイン周波数を確保し得るようにすれば、過剰な電力を消費せずに、省電力で安定した回路動作を担保できることを意味している。
【００２５】
図６（ｂ）は、動作周波数１０ＧＨｚにおける消費電流を図６（ａ）と同様に従来技術と比較した図である。本発明の基準電圧発生回路を具備したＳＲ回路６は、接合温度Ｔjが８０℃を超えると出力電圧が２．０Ｖから２．２Ｖに増加するため、８０℃以上では、電源電圧（ＳＲ回路６の出力電圧）Ｖsrが２．２Ｖで一定である従来構成と同じ消費電流となるが、８０℃より低い温度では、電源電圧Ｖsrが０．２Ｖ低い分、消費電流は減少する。本実施例３ではこれにより従来構成に比べて約１４％少なくすることが出来た。
【００２６】
本実施例３では、ダイオードの追加もしくは削減動作は１組のみであるが、ヒステリシス・コンパレータ（比較回路）２、判定基準電圧発生回路６およびダイオード回路Ｄ３を複数組用意し、異なる温度で追加もしくは削減が実行されるようにすれば、さらに低消費電流化が可能である。
【００２７】
（実施例４）
本発明の応用的実施例として、第４の実施例について図７を用いて説明する。前記の実施例１乃至実施例３においては、ダイオード追加もしくは削減処理実行の可否を判定する対象パラメータの例として温度の場合を示した。内部回路の状態や環境を検出し、ヒステリシス・コンパレータで比較判定が出来るアナログ信号に変換可能なパラメータであれば、ダイオードの追加もしくは削減動作は温度のみに限定されることは無く、図７に示すように、ＣＭＬバッファ回路の出力電圧の振幅計測手段１４、接合温度の計測手段１５、回路電流値計測手段等複数の異なる判定パラメータにおける判定結果を論理演算して追加もしくは削減の判定を行うこともできる。図７においては、これら各パラメータの測定結果をそれぞれ判定基準電圧の異なるヒステリシス・コンパレータに入力する構成としている。これらによる比較結果を多入力ＯＲ回路２０（図７の場合では３入力ＯＲ回路）に入力して論理和を求めた後、ダイオードの追加もしくは削減処理の実行の可否を判定する。ＯＲ回路出力はシリーズレギュレータ回路２１(図４における６参照)を介して、中心部分となる内部コア回路２２の状況を制御し、この制御結果を上記各パラメータ測定点にフィードバックループ２３を介してフィードバックさせる。
【００２８】
さらに、上記各判定パラメータ毎に複数のヒステリシス・コンパレータを接続し、これら各判定パラメータ毎のヒステリシス・コンパレータ出力に対して論理和回路等で形成された複数の論理演算回路を設けて各パラメータ毎の制御条件を設定し、この演算結果から得られた各判定パラメータ毎の論理演算結果をまとめてさらに上記ＯＲ回路２０のように後続の論理演算回路において演算処理を行なうことにより、判定パラメータ、切り換え電圧範囲を必要に応じて更に詳細に制御することも可能となる。
また、内部コア回路２２の種類に応じて、異なる判定パラメータで独立に判定を実施し、それぞれの内部回路専用に用意した電源回路の基準電圧源として用いることも可能である。
上記の実施例４においては複数の判定パラメータの論理和を求める場合について開示したが、これは単に論理和（ＯＲ）による処理の場合だけではない。例えば、上記複数の判定パラメータに含まれる幾つかのパラメータについては論理積（ＡＮＤ）を求め、この演算結果と残りの判定パラメータとの論理和を求めてもよい。このように、判定パラメータ毎に接続されたヒステリシス・コンパレータの出力に対して論理演算処理を行なうことにより、ダイオードの追加もしくは削減を制御することも可能である。
【００２９】
【発明の効果】
本発明の実施例１によれば、従来のＢＧＲ回路と異なり、予め設定した温度に達するとＰＮ接合素子が増設され、基準電圧発生回路出力電圧が増加し、増設後の温度降下においては、上記設定された増設温度より低い温度でＰＮ接合素子(ダイオード)が切り離され、増設前の出力に復帰することが示された。これらの追加もしくは削減を行なう動作は、一般的なＬＳＩの動作温度である約−４０℃〜約１５０℃の範囲において、任意の温度で出力を変化させることができ、その変化量も、追加もしくは削減せしめるＰＮ接合素子の現実的なサイズや量にもよるが、ほぼ任意に設定可能である。また、追加もしくは削減過程を複数用意すれば、多段階に出力を切り替えることができる。このように本発明は電源電圧やデバイスの変動に依存しない従来のＢＧＲ回路の特徴を生かしつつも、出力レベルの設計自由度を拡大せしめる効果がある。
また、本発明における実施例２および４によれば、基準電圧を利用する典型的な電源回路においても容易に本発明の適用が可能であり、本発明の効果が、電源回路の制御もしくは調整において、従来のトリミング手法とは異なる手法を実現することが示された。１つの基準電圧発生回路出力を複数の電源回路が共有できることは明白であるから、電源出力切り替え機能を電源回路毎に具備する必要はなく、回路規模の縮小に貢献できる。また、反対に、電源回路毎に異なる判定基準で出力を切り替えられるため、内部回路の特性にふさわしい出力を供給でき、回路動作の安定、消費電力の削減等に貢献できる。
実際、第３の実施例によれば、所定の回路動作性能を維持しつつ、消費電流を削減できることが示された。
このように、本発明の基準電圧発生回路は、従来のバンドギャップ基準電圧発生回路と同等の耐デバイス変動特性、耐電源電圧変動特性等、基準電圧として求められる基本的な出力特性を維持しつつ、内部回路の動作状態や動作環境に応じた柔軟な出力を自動供給する。本発明の適用により、内部回路動作の安定化、省電力化、高効率が期待でき、とりわけ、光通信を代表とする高速アナログ／デジタル混載ＬＳＩにおいては、ＣＭＯＳデバイスの適用領域の拡大につながり、通信デバイスの高機能化、低価格化、さらには通信コストの低廉化と通信速度の高速化に大きく貢献できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を説明する回路図。
【図２】本発明による実施の形態における実施例１を示す回路図。
【図３】図２における回路のシミュレーション結果で、（ａ）は温度検出回路の温度・出力電圧特性図、（ｂ）は電源投入後の各部電圧変化と温度検出回路出力電圧の温度依存性の関係図。
【図４】本発明による実施例２におけるシリーズレギュレータ回路の回路図。
【図５】本発明による実施例３で使用した回路図で、（ａ）はＣＭＬ論理バッファ回路およびソースフォロア回路の回路図、（ｂ）はこれら両回路を用いてシミュレーションを行った実験用回路図。
【図６】本発明による実施例３によるシミュレーション結果で、（ａ）はダイオード追加温度近辺におけるユニティゲイン周波数と温度の関係図。
【図７】本発明による実施例４の基本構成を説明する構成図。
【図８】従来の基準電圧発生回路の一例を示す回路図。
【符号の説明】
１：トランスファーゲート２：ヒステリシス・コンパレータ
２１：判定基準電圧入力端子２２：判定用アナログ電圧入力端子
３：判定用アナログ電圧発生回路４：温度検出回路（ＰＴＡＴ−ＢＧＲ）
５：主回路６：判定基準電圧発生回路
７：ＰＭＯＳトランジスタ８：演算増幅器
９，１１，１２：ＣＭＬバッファ回路
１０：ソースフォロア回路１３：ＶＣＳ発生回路
１４：ＣＭＬバッファ回路
１５：接合温度計測手段１６：回路電流計測手段
１７，１８，１９：ヒステリシス・コンパレータ
２０：ＯＲ回路２１：ＳＲ回路
２２：内部コア回路２３：フィードバックループ
Ｃ１：コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５：ダイオード
ＯＰＡＭＰ：演算増幅器
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１：抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an analog circuit in a semiconductor integrated circuit, and to a reference voltage generation circuit.
[0002]
[Prior art]
[Non-Patent Document 1]
GA Rincon-Mora ”Voltage References-from Diodes to Precision High-Order Bandgap Circuits-,” IEEE Press, John Wiley & Sons Inc., p57-p60, 2002
The most commonly used reference voltage generation circuit at present is a band gap reference (BGR) circuit that utilizes the temperature dependence of the forward voltage of a PN junction element. A conventional reference voltage generation circuit will be described with reference to FIG. In the case of the circuit shown in FIG. 8, the output voltage Vbgr is
Vbgr = VBE1 + (R2 / R3) (kT / q) LN (nR2 / R1) (5)
Given in. Here, VBE1 is a forward voltage of the diode D1, k is a Boltzmann constant, q is a unit charge, T is an absolute temperature, LN is a natural logarithm, and n is an area ratio of the diodes D1 and D2 (diode D1 and (If D2 has completely the same characteristics and one diode D1 is provided, n is the number of diodes D2 connected in parallel.)
[0003]
The right term (that is, the second term) on the right side of equation (5) is a function that increases in proportion to the absolute temperature T, but VBE1 in the left term (that is, the first term) has a negative temperature coefficient. Therefore, the temperature dependence of the output voltage Vbgr is selected by appropriately selecting the values of the resistors R11 to R13 and the area ratio n of the diode PN junction element so that the temperature coefficients of the second term and the first term on the right side are canceled out. Sex can be almost zero. Since this characteristic is determined by the physical properties of silicon, it is known that, for example, when the temperature dependence is zero, the output voltage Vbgr is about 1.25V.
[0004]
Further, if the power supply noise reduction ratio (PSRR) of the operational amplifier OPAMP is sufficiently large, the output voltage Vbgr does not depend on the power supply voltage fluctuation. Furthermore, if the characteristic of the operational amplifier OPAMP is not affected by device variations, it is possible to avoid process variation dependency such as sheet resistance variation of the resistance element, as is apparent from equation (5).
As described above, the conventional BGR circuit does not depend on any variation factors, and thus is applied to many circuits including a power supply circuit as a reference voltage source for a circuit that always requires a constant voltage supply. Yes. Even in the CMOS process, since several types of PN junction devices are often prepared, they are generally used also in a digital / analog mixed CMOS LSI.
[0005]
In order to adjust the temperature dependence of the conventional circuit output as described above, the output depends on the temperature and device characteristics using the physical characteristics of the device such as the temperature dependence of the diode forward voltage VBE. A technique for continuously changing the value is considered. For example, the resistance values R1 and R2 in equation (3), which will be described later, and the area ratio m of the diode are selected in advance, and the characteristics of continuously increasing the output of the BGR circuit with respect to the temperature increase can be obtained. As shown by the equation 4), there is a method (described later; PTAT-BGR in FIG. 2) that applies an output proportional to the absolute temperature. However, these methods can be adjusted only within the range of device characteristics, and thus there is a problem that the design of the amount of change in output is limited. In addition, since the parameters that can be monitored are limited to the variation factors that the device characteristics receive, the above method has a problem that it is limited only to the temperature.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Conventional BGR circuits are not linked to various fluctuation parameters such as temperature fluctuations, power supply voltage fluctuations, process fluctuations, etc., and always generate a constant voltage, so that a reference voltage such as a power supply circuit or a digital / analog conversion circuit is used. Has been used extensively in necessary circuits. As described above, the BGR circuit is an essential technique when a constant output is always required. On the other hand, an internal circuit connected as a load is affected by a decrease in circuit performance, an increase in power consumption, and the like due to temperature fluctuations and process fluctuations. In the conventional BGR circuit, it is impossible to generate a reference voltage for correcting these effects.
In the present invention, a reference voltage generation circuit with a high degree of freedom that can remove the restriction due to the limitations on the device characteristics and adjust the reference voltage level required for the load circuit in response to temperature fluctuations and process fluctuations. It is for the purpose of provision.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, in the present invention, the PN junction element of the BGR circuit can be automatically added or reduced by a digital control signal. That is, in the present invention, the fluctuation parameters (temperature, element characteristics, power supply voltage, etc.) and the internal state of the load circuit affected by these fluctuation parameters are monitored, converted into analog signals, and set in advance. By comparing with the value, the comparison result is converted into a digital signal, whereby the diode of the BGR circuit is electrically added or reduced to substantially adjust the area ratio of the diode, thereby changing the variation parameter. The reference voltage can be adjusted flexibly to change. Also, by comparing with the reference voltage set separately for multiple fluctuation parameters, and performing logical operation on this comparison result and converting it to a diode addition or reduction judgment signal, multiple fluctuation factors can be dealt with simultaneously It is also possible to do.
[0008]
In order to realize such a reference voltage generation circuit, according to claim 1 of the present invention, the power supply voltage is stepped down by using the band gap voltage of the PN junction in the first PN junction element to be different from the power supply voltage. In a reference voltage generation circuit for generating a voltage and supplying a voltage to the load circuit, a fluctuation detecting means for detecting a fluctuation in the operating state of the load circuit and supplying it as an analog voltage, and in parallel with the first PN junction element A second PN junction element to be additionally connected; a determination means for determining whether or not the second PN junction element can be connected by comparing an output of the variation detection means with an output voltage of the determination reference voltage generation means; Switching means for performing addition or reduction processing of parallel connection or disconnection of the two PN junction elements with respect to the first PN junction element, Defines the reference voltage generating circuit for varying the output voltage level by controlling the switching means at the output of the force and the determination means.
[0009]
According to a second aspect of the present invention, in the reference voltage generating circuit according to the first aspect, the switching means for adding or reducing the second PN junction element for switching the output voltage level according to the output of the fluctuation detecting means, A reference voltage generation circuit having a configuration realized by a switch circuit controlled by a digital signal is defined.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, in the reference voltage generating circuit according to the second aspect, the switch circuit includes a transfer gate formed of an N-channel MOSFET and a P-channel MOSFET, and the switching means includes a second PN junction element. In addition or reduction determination, an input signal to the determination means is an analog signal, and the determination means for comparing with a voltage level as a determination reference converts the determination result into a digital signal by forming a hysteresis comparator. The reference voltage generation circuit of the configuration is defined.
[0011]
According to a fourth aspect of the present invention, in the reference voltage generating circuit according to the third aspect, the determination parameter for adding or reducing the second PN junction element is a temperature change in the load circuit, and the temperature change as the determination parameter is detected. A temperature change detecting means, the temperature change detecting means being configured to convert the voltage signal into a voltage signal by a voltage generating means for generating an output voltage proportional to the absolute temperature using a band gap voltage; The reference voltage generation circuit used for the determination of addition or reduction of the PN junction elements is defined.
[0012]
According to a fifth aspect of the present invention, in the reference voltage generating circuit according to any one of the second to fourth aspects, the hysteresis comparator, the switch circuit, and the second PN junction element are provided in plural. The determination voltage level in the hysteresis comparator is set to a different voltage level for each of the hysteresis comparators, and the second PN junction element additionally connected in parallel to the first PN junction element is different from each other. The reference voltage generating circuit is configured to control addition or reduction of the second PN junction element by controlling ON and OFF of the switch circuit with an output voltage of the hysteresis comparator having a level.
[0013]
According to a sixth aspect of the present invention, in the reference voltage generating circuit according to any one of the second to fourth aspects, the determination circuit includes a plurality of the hysteresis comparators and the switch circuits, and different determination voltages corresponding to different determination parameters. The reference voltage generation circuit is configured to control the addition or reduction of the second PN junction element by controlling ON and OFF of each switch circuit with the output voltage of the hysteresis comparator set to a level. ing.
[0014]
According to a seventh aspect of the present invention, the reference voltage generation circuit according to any one of the second to fourth aspects includes a plurality of the hysteresis comparators and the switch circuits, and each of the different determination parameters includes the plurality of the hysteresis comparators. A plurality of hysteresis comparators are connected, and the outputs of the plurality of hysteresis comparators connected for each of the determination parameters are input to a first logical operation means provided for each of the determination parameters. The output of the logic operation means is input to the second logic operation means provided for the output corresponding to each determination parameter, and the ON or OFF of each switch circuit is controlled by the output of the second logic operation means. A reference voltage generation circuit configured to control addition or reduction of the second PN junction element It is constant.
[0015]
According to an eighth aspect of the present invention, in the reference voltage generating circuit according to any one of the fifth to seventh aspects, a logical operation for performing a logical operation process on the digital signals obtained as the determination results of the plurality of hysteresis comparators And a reference voltage generating circuit configured to control addition or reduction of the second PN junction element according to a result of the logical operation processing.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A basic configuration of the present invention will be described with reference to FIG. The reference voltage generation circuit according to the present invention is a BGR (Bandgap Reference) circuit using a bandgap voltage of a PN junction, and when all the characteristics of a PN junction element that generates a bandgap voltage, for example, a plurality of diodes, The area ratio m of the diode junction (that is, corresponding to the ratio of the number of the diodes D1 and D2 in FIG. 1 and hereinafter abbreviated as diode ratio) is variable. The increase / decrease in the diode ratio m can be realized by adding or reducing diodes having the same characteristics by a switch circuit such as the transfer gate 1, that is, changing the number of diodes connected in parallel. The digital signal that controls this switch is generated by the hysteresis comparator 2. The voltage of the potential serving as a determination reference and the determination reference voltage Vs are applied to one input terminal 21 of the hysteresis comparator 2, and the determination from the determination analog signal generation circuit 3 should be performed to the other input terminal 22. An analog signal is input. The parameter for determining whether or not the number of diodes can be increased or decreased may be any information such as temperature and current value of the internal circuit as long as the state is converted into an analog signal and can be compared and determined by the hysteresis comparator 2. For example, when a PTAT-BGR (Proportional to Absolute Temperature BGR) 4 whose output increases in proportion to the absolute temperature in FIG. 2 is used as an analog signal source for determination, the temperature detection circuit (PTAT- The output voltage Vpbgr of (BGR) 4 rises and is compared by the hysteresis comparator 2 with the voltage level Vref previously determined by the resistors R7 and R8. When the maximum output voltage and the minimum output voltage of the hysteresis comparator 2 are VDD and 0 V, respectively, the threshold voltage Vth_H at which the output of the hysteresis comparator 2 switches from a low level (L = 0 V) to a high level (H = VDD) is
Vth_H = {(R3 + R4) / R4} × Vref (1)
It becomes. Conversely, the threshold voltage Vth_L at which the output of the comparator switches from a high level to a low level is:
Vth_L = Vref− (R3 / R4) × (VDD−Vref) (2)
It becomes. That is, since the hysteresis determined by the resistors R3 and R4 can be obtained, the temperature at which the diode is added and the temperature at which the diode is reduced can be set to different values. By providing this hysteresis characteristic, it is possible to prevent the oscillation of the output signal in the switching operation when the diode is added or reduced. In FIG. 2, when a predetermined temperature T1 is reached due to temperature rise, a diode is added, and when the raised temperature drops and falls to another predetermined temperature T2 (here T1> T2), the added diode is disconnected. It is.
[0017]
A mechanism for increasing or decreasing the output signal of the reference voltage generating circuit according to the present invention by adding or reducing diodes as described above will be described below. In FIG. 1, when the ratio of the diodes D1 and D2 in a state where no diode is added (in FIG. 1, when the number of the diodes D1 is one, it corresponds to the number of the diodes D2) is m, the output voltage Vout is
Vout = VBE + (R1 / R2) × K × T × LN (m) (3)
It becomes. Here, K = k / q, k is a Boltzmann constant, and q is a unit charge. T is the absolute temperature. LN is a function that means a plain logarithm. Since the diode voltage VBE is almost inversely proportional to the absolute temperature T, it has a negative temperature coefficient. If the resistors R1 and R2 and the diode ratio m are selected so as to cancel the negative temperature coefficient, the output voltage Vout can be set so as not to depend on temperature.
Now, when n diodes D3 are further added at a certain temperature by the function of the present invention, the output increases as shown in the equation (3), and the temperature dependence (the slope of the change in the output voltage due to the temperature change). Is also positive. In this way, the amount of change in the output voltage Vout can be adjusted by the number of expansions n. For the diode D3, this additional operation can be performed by the transfer gate 1 as shown in FIGS.
[0018]
The PTAT-BGR for detecting temperature in FIG. 2 also basically uses a band gap voltage, and its output voltage Vpbgr is
Vpbgr = (R2 / R1) × K × T × LN (m) (4)
It becomes. Although the output voltage Vpbgr of the temperature detection circuit 4 can be adjusted by the resistors R1 and R2 and the diode ratio m, the output voltage is always proportional to the absolute temperature T as shown in the equation (4). On the other hand, the output voltage Vpbgr changes linearly. The reference voltage Vref for determining whether or not the diode D3 can be added or reduced is not limited to the resistance dividing circuit using the resistors R7 and R8 shown in FIG. A generation circuit may be used. Of course, it is also possible to use a conventional BGR circuit, that is, a reference voltage generating circuit itself having a constant diode ratio m.
As described above, the reference voltage generation circuit according to the present invention automatically adds or reduces the number of PN junction elements connected in parallel to generate a band gap voltage in a reference voltage generation circuit using a band gap voltage. The output voltage Vout of the reference voltage generating circuit can be multivalued without external adjustment such as resistance trimming by a fuse circuit. For example, the output voltage in a conventional BGR circuit can only obtain characteristics that do not depend on temperature or that continuously increase or decrease, and these characteristics depend on the physical characteristics of the device. An arbitrary voltage level cannot be selected for the output characteristics required by the user. That is, in the conventional BGR circuit, when a positive temperature gradient (the output increases as the temperature rises) is given, the output at a certain temperature is higher than when there is no temperature gradient (no temperature dependence). Become. In the present invention, by utilizing the fact that the number of PN junction elements connected in parallel affects the output voltage level and temperature characteristics of the BGR circuit, the PN junction elements are automatically electrically connected by digital signals generated inside the LSI. Since the point of controlling addition or reduction is different from the conventional one, the temperature dependency of the reference voltage generation circuit of the present invention is not continuous, and the output voltage changes discontinuously at the set temperature of addition or reduction.
This function will be described using a general digital voltmeter as an example. One of the functions of the digital voltmeter is to automatically step up to a higher range when the DUT (Device Under Test) voltage exceeds a certain measurement range. This is a function generally called auto range. The range switching is not continuous, and the “measurement result display form” is a discontinuous change, such as a change in digit or unit, but it overlaps the adjacent range (can be displayed in either range). May exist. In the reference voltage generation circuit of the present invention, for example, when a change in temperature is applied to the voltage of the DUT in the voltmeter, a PN junction element is automatically added when a certain temperature is exceeded. Will step up to an output voltage level determined by the increased effect. If the addition / deletion determination result is realized by a hysteresis comparator, there is a temperature range in which both before and after addition states can be obtained, such as an overlap region in the digital voltmeter range.
In addition, it is possible to reversibly add or reduce output instead of irreversibly adjusting the output by mechanically removing the resistive elements connected to the circuit, as in the general resistor trimming method using a fuse circuit. This point is also different from the prior art and is a feature of the present invention.
[0019]
(Example 1)
A first embodiment according to the present invention will be described with reference to FIGS. As described above, the case where the output voltage Vout is changed by adding or reducing the PN junction element of the BGR circuit according to the temperature level is illustrated. In the following embodiments, the most representative diode is used as an example of the PN junction element. However, a bipolar transistor diode connection or the like can be used instead.
In the description of the present invention, the starting circuit is omitted. In general, the BGR circuit may be stabilized at a voltage different from a normal output voltage in the process of boosting the circuit power supply voltage due to its principle. Therefore, it is common to have a startup circuit that generates a normal output voltage at startup (when power is turned on). In the reference voltage generation circuit according to the present invention, it is desirable to have a start-up circuit. However, since the effect of the present invention is effective only when the BGR circuit is in a normal operation state, the means is the function of the present invention. It has no special impact on
In the first embodiment, when the temperature rises and reaches a temperature preset by the designer, the comparison circuit (hysteresis comparator) 2 generates a high-level signal and causes the transfer gate 1 to transition to the ON state. By this operation, the diode D3 is connected in parallel with the diode D2 via the transfer gate 1, and the diode ratio, that is, the substantial area ratio of the diode group is increased. As the diode ratio increases, the output voltage Vout increases, and the change amount (temperature gradient) of the output voltage with respect to the unit temperature change increases in the positive direction. On the other hand, when the temperature drops after the diode D3 is connected and reaches the temperature preset by the designer, the hysteresis comparator 2 which is a comparison circuit generates a low level signal and the transfer gate 1 is switched to the OFF state. Let me. The relationship between the temperature TH at which the output of the hysteresis comparator 2 transitions from a low level to a high level and the temperature TL at which the output from the high level transitions to a low level is TH> TL.
[0020]
In the first embodiment, the temperature detection circuit 4 and the determination reference voltage generation circuit are set so that the transition temperature TH from the low level to the high level is about 80 ° C. and the transition temperature TL from the high level to the low level is about 60 ° C. 6 and hysteresis comparator (comparison circuit) 2 were designed. Such a design can be determined by the values of resistors R3 to R8 and the number g of diodes D5 with respect to the characteristics and power supply voltage of a certain diode element. Here, m = 14 for the diode D2 and n = 11 for the diode D3. That is, the diode ratio in the main circuit 4 is a binary value of 1:14 and 1:25. In strict design, it is better to take into account effects such as off-leakage and on-resistance of the transfer gate 1.
FIGS. 3A and 3B show the results of a simulated reproduction of the voltage generation circuit operation of the first embodiment by circuit simulation. FIG. 3A shows the temperature dependence of the output voltage Vpbgr of the temperature detection circuit 4. Since an output voltage proportional to the absolute temperature T (indicated by the horizontal axis (° C.) in the figure) is generated, the output voltage Vpbgr with respect to temperature varies linearly. The formula described in the figure is the result of fitting a straight line to the simulation result plot. FIG. 3 (b) shows the simulation result by sweeping the input voltage to the comparison circuit (hysteresis comparator) 2 instead of changing the temperature assuming a temperature change from 0 ° C. to 120 ° C. The vertical axis represents the output voltage Voltage (V), and the horizontal axis represents the elapsed time after power-on. The judgment reference voltage Vref was 0.8 V, and the resistance ratio R3: R4 was 1:50. The power supply voltage VDD was 2.5V.
According to FIG. 3 (b), when the power supply voltage is boosted to 2.5V and the circuit is activated, when the input voltage of the hysteresis comparator 2 is changed within a range corresponding to 0 ° C. to 120 ° C., 80 ° C. At a point exceeding the corresponding voltage, the output voltage Vcomp of the hysteresis comparator (comparison circuit) 2 becomes a high level, and the output voltage Vout of the main circuit 5 increases by about 120 mV. This indicates that the diode D3 is added because the output of the hysteresis comparator (comparison circuit) 2 is switched to the high level. When the output voltage Vpbgr of the temperature detection circuit 3 falls from a level corresponding to 120 ° C. and reaches a voltage equivalent to 60 ° C., the output voltage Vcomp of the hysteresis comparator 2 becomes a low level, and the output voltage of the reference voltage generation circuit Vout has returned to the initial value. Therefore, it can be seen that in Example 1, a hysteresis characteristic corresponding to about 20 ° C. is realized.
As described above, it is apparent that the reference voltage generating circuit of the present invention has the function of switching the output voltage according to the temperature change.
[0021]
(Example 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The second embodiment is a case where the output voltage Vout of the reference voltage generating circuit according to the present invention is applied as the reference voltage Vout of the series regulator circuit (SR circuit), and FIG. 4 is a configuration diagram thereof. When the power MOSFET is the PMOS transistor 7, the output voltage Vout of the reference voltage generating circuit according to the present invention is input to the inverting input terminal of the OPAMP 8 included in the SR circuit (the portion surrounded by the broken line) and applied to the non-inverting input terminal. Is compared with the feedback voltage Vfb. The output of OPAMP 8 (operational amplifier) is applied to the gate electrode of the power MOSFET 7 to change the feedback voltage Vfb. The system becomes stable when Vout = Vfb. That is, the output voltage Vsr of the SR circuit 6 is determined by the ratio of the resistors R9 and R10 and the output voltage Vout of the reference voltage generating circuit applied to the inverting input terminal of the OPAMP8. Even if the temperature, the threshold value of the power MOSFET 7, the sheet resistance value of the resistors R9 and R10, and the like change, the ratio of the resistors R9 and R10 does not change. Therefore, if the output voltage Vout of the reference voltage generating circuit is constant, the SR circuit The output voltage Vsr always maintains the same output (within the current supply capability of the power MOSFET). The upper left graph in FIG. 4 shows the relationship between the output voltage Vout of the reference voltage generation circuit and the output voltage Vsr of the SR circuit in the present invention, and Vout which is the input of OPAMP8 is the source follower output voltage of the PMOS transistor. This shows the state having the same hysteresis characteristics as Vsr and only the voltage level is different. In the second embodiment in FIG. 4, one SR circuit is connected to one reference voltage generation circuit, but a plurality of SR circuits may be connected. In FIG. 4, a capacitor C1 and a resistor R11 are filters for removing the noise component contained in the output voltage Vsr of the SR circuit and stabilizing the output voltage.
Since the output of the reference voltage generating circuit according to the present invention increases or recovers at a preset temperature, the output voltage Vsr of the SR circuit 6 also changes in proportion to the output voltage Vout of the reference voltage generating circuit. For example, in the case of the change shown in the first embodiment, if the ratio of R9 and R10 is set so that Vsr before the addition of the diode is 2V, Vsr at 120 ° C. is about 2.2V.
[0022]
(Example 3)
As a third embodiment, an example will be described in which the present invention is applied to a CML (Current Mode Logic) logic circuit to achieve high-speed circuit operation or reduction in circuit current consumption. The CML logic circuit is a circuit frequently used in an analog / digital mixed mode LSI as a high-speed operation circuit in CMOS technology. As the name suggests, since the signal is transmitted using the magnitude of the current flowing through the circuit, the current consumption is much larger than that of the CMOS logic circuit. Therefore, a reduction in current consumption of the CML logic circuit contributes to a reduction in power consumption of the analog / digital mixed mode LSI. In general, there is a relationship in which the maximum operation speed increases as the CML circuit current increases. As an example of a general CML logic circuit, a buffer circuit and a source follower circuit (level conversion circuit) are shown in FIG. The circuit on the left side of FIG. 5A is a CML logic circuit in which two NMOS transistors mn1 and mn2 are source-coupled to form a differential configuration, and the output is differential from the drain terminal to which the load resistors RL1 and RL2 are connected. Retrieved as output. The NMOS transistor mn3 is used for setting the current value of this logic circuit. The circuit on the right side is a source follower circuit configured to apply a differential input signal to the gate terminals of the NMOS transistors mn4 and mn6 and take out the output from the source terminal of each NMOS transistor. Here, the NMOS transistor connected between the source terminal of each NMOS transistor and the ground is for setting the current value of each NMOS transistor.
[0023]
Similar to the CMOS logic circuit, the CML logic circuit also decreases in operating speed performance as the temperature increases. Therefore, if it is designed to ensure the specified (satisfying specifications) operating performance at the maximum recommended operating temperature, excessive operating performance will be maintained at lower temperatures, and more current will be required at lower temperatures. Will flow. In order to verify the effect when the SR circuit 6 illustrated in the second embodiment is applied to the CML circuit illustrated in FIG. 5A, a simulation was performed using the connection illustrated in FIG. In FIG. 5B, the circuit blocks 9, 11, and 12 are configured using the buffer circuit shown in the left circuit diagram of FIG. 5A and the circuit block 10 using the source follower shown in the right circuit diagram. It is a system. The VCS generation circuit 13 in FIG. 5B is a circuit for supplying a reference voltage VCS for setting the current values of these circuits. An output voltage Vsr of the series regulator (SR) circuit is supplied as a power supply voltage in this system.
[0024]
In the simulation, AC analysis was performed every 20 ° C. in the range of the junction temperature Tj = 0 ° C. to 140 ° C., and the input signal frequency (unity gain frequency) at which the gain became zero was obtained at each temperature. The current consumption when a differential sine wave signal having a frequency of 10 GHz, an amplitude of 400 mV, and a center voltage of 1.3 V was input was also obtained for each temperature. FIG. 6 shows the simulation result described above. FIG. 6A is a graph plotting changes in the unity gain frequency when the junction temperature Tj is raised from 0 ° C. to 120 ° C. FIG. The white square mark is the SR circuit output voltage Vsr = 2.2V constant (the same as the case of the prior art indicated by conv.), And the black circle (data described as New) is the present invention. Data when applied. It is known that the unity gain frequency decreases linearly with respect to the junction temperature Tj under a constant power supply voltage. Below the temperature (80 ° C.) at which the diode is added, the SR circuit output voltage Vsr is 0.2 V lower than the prior art, so the unity gain frequency is also lower. However, for example, when the minimum unity gain frequency required is 11 GHz, it is sufficient that the unity gain frequency exceeds 11 GHz within the operating temperature range, and if it is ensured that the temperature is 11 GHz or more just before the diode is added, The SR circuit output voltage Vsr, which is a voltage, does not have to be constant within the entire temperature range. In the third embodiment, the power supply voltage is changed by adding a diode at 80 ° C., so that the unity gain frequency rises to a black square mark (that is, the same Vsr as in the prior art), and the gradient shown here from conv. As the temperature rises, the unity gain frequency decreases. In this simulation, the temperature range of the junction temperature Tj is 0 ° C. to 120 ° C., and the minimum unity gain frequency in this range is 11 GHz. Therefore, it is sufficient that the unity gain frequency at the maximum temperature is lower than that at the diode additional temperature. The data in FIG. 6 (a) shows that the unity gain frequency at 120 ° C after this addition is 80 ° C. It is lower. This means that a plurality of additional or reduced temperatures of diodes are prepared, and a predetermined unity gain frequency is secured with respect to the value of the power supply voltage (output voltage of the SR circuit 6) Vsr of this circuit for each temperature range. This means that a stable circuit operation can be ensured with power saving without consuming excessive power.
[0025]
FIG. 6B is a diagram comparing the current consumption at an operating frequency of 10 GHz with the prior art as in FIG. 6A. In the SR circuit 6 equipped with the reference voltage generating circuit of the present invention, the output voltage increases from 2.0 V to 2.2 V when the junction temperature Tj exceeds 80 ° C., so that the power supply voltage (SR circuit 6 is increased above 80 ° C. Output voltage) Vsr is 2.2 V, which is the same current consumption as that of the conventional configuration. However, at a temperature lower than 80 ° C., the power consumption voltage decreases by 0.2 V because the power supply voltage Vsr is 0.2 V lower. In the third embodiment, this can be reduced by about 14% compared to the conventional configuration.
[0026]
In the third embodiment, only one set of diodes is added or reduced. However, a plurality of sets of hysteresis comparator (comparison circuit) 2, determination reference voltage generation circuit 6 and diode circuit D3 are prepared and added at different temperatures. If reduction is performed, the current consumption can be further reduced.
[0027]
Example 4
As an applied embodiment of the present invention, a fourth embodiment will be described with reference to FIG. In the first to third embodiments, the case of temperature is shown as an example of a target parameter for determining whether or not to perform diode addition or reduction processing. As long as the parameters can be converted into analog signals that can detect the state and environment of the internal circuit and can be compared and judged by the hysteresis comparator, the diode addition or reduction operation is not limited to temperature, and is shown in FIG. As described above, it is also possible to perform addition or reduction determination by logically calculating the determination results in a plurality of different determination parameters such as the output voltage amplitude measuring means 14, the junction temperature measuring means 15, and the circuit current value measuring means such as the CML buffer circuit. it can. In FIG. 7, the measurement results of these parameters are input to hysteresis comparators having different determination reference voltages. The comparison result is input to the multi-input OR circuit 20 (three-input OR circuit in the case of FIG. 7) to obtain a logical sum, and then whether or not the diode addition or reduction process can be executed is determined. The output of the OR circuit controls the state of the internal core circuit 22 as the central portion via the series regulator circuit 21 (see 6 in FIG. 4), and feeds back the control result to the parameter measurement points via the feedback loop 23. Let
[0028]
Further, a plurality of hysteresis comparators are connected for each determination parameter, and a plurality of logical operation circuits formed by an OR circuit or the like are provided for the hysteresis comparator output for each determination parameter. A control condition is set, and the logical operation results for each determination parameter obtained from the calculation results are collected and further subjected to arithmetic processing in the subsequent logical operation circuit like the OR circuit 20, whereby determination parameters and switching voltages are obtained. It is also possible to control the range in more detail as necessary.
In addition, depending on the type of the internal core circuit 22, it is possible to perform the determination independently with different determination parameters and use it as a reference voltage source for a power supply circuit prepared exclusively for each internal circuit.
Although the case where the logical sum of a plurality of determination parameters is obtained has been disclosed in the fourth embodiment, this is not only the case of the processing by the logical sum (OR). For example, a logical product (AND) may be obtained for some parameters included in the plurality of judgment parameters, and a logical sum of the calculation result and the remaining judgment parameters may be obtained. As described above, the addition or reduction of the diodes can be controlled by performing the logical operation processing on the output of the hysteresis comparator connected for each determination parameter.
[0029]
【The invention's effect】
According to the first embodiment of the present invention, unlike the conventional BGR circuit, the PN junction element is added when the preset temperature is reached, the output voltage of the reference voltage generating circuit increases, and the temperature drop after the extension is It was shown that the PN junction element (diode) was disconnected at a temperature lower than the set expansion temperature and returned to the output before expansion. In the operation for adding or reducing these, the output can be changed at an arbitrary temperature within the range of about −40 ° C. to about 150 ° C., which is a general LSI operating temperature. Although it depends on the actual size and amount of the PN junction element to be reduced, it can be set almost arbitrarily. If a plurality of addition or reduction processes are prepared, the output can be switched in multiple stages. As described above, the present invention has the effect of expanding the design freedom of the output level while taking advantage of the characteristics of the conventional BGR circuit which does not depend on the power supply voltage or device variation.
Further, according to Embodiments 2 and 4 of the present invention, the present invention can be easily applied to a typical power supply circuit using a reference voltage, and the effect of the present invention can be achieved in the control or adjustment of the power supply circuit. It was shown that a technique different from the conventional trimming technique can be realized. Since it is clear that a plurality of power supply circuits can share one reference voltage generation circuit output, it is not necessary to provide a power supply output switching function for each power supply circuit, which can contribute to a reduction in circuit scale. On the other hand, since the output can be switched according to different judgment criteria for each power supply circuit, an output suitable for the characteristics of the internal circuit can be supplied, which contributes to stable circuit operation and reduction of power consumption.
In fact, according to the third embodiment, it has been shown that current consumption can be reduced while maintaining predetermined circuit operation performance.
As described above, the reference voltage generation circuit of the present invention maintains the basic output characteristics required as the reference voltage, such as device resistance resistance characteristics and power supply voltage resistance characteristics equivalent to those of the conventional band gap reference voltage generation circuit. It automatically supplies a flexible output according to the operating state and operating environment of the internal circuit. By applying the present invention, stabilization of internal circuit operation, power saving, and high efficiency can be expected. Especially, in high-speed analog / digital mixed LSIs typified by optical communication, it leads to expansion of application areas of CMOS devices, This greatly contributes to higher functionality and lower prices of communication devices, as well as lower communication costs and higher communication speeds.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a basic configuration of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing Example 1 in the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a simulation result of the circuit in FIG. 2, in which (a) is a temperature / output voltage characteristic diagram of the temperature detection circuit, and (b) is a voltage change of each part after power-on and the temperature dependence of the temperature detection circuit output voltage. Relationship diagram.
FIG. 4 is a circuit diagram of a series regulator circuit according to a second embodiment of the present invention.
5A and 5B are circuit diagrams used in Example 3 according to the present invention, in which FIG. 5A is a circuit diagram of a CML logic buffer circuit and a source follower circuit, and FIG. 5B is an experimental circuit in which simulation is performed using both of these circuits. Figure.
FIG. 6 is a simulation result according to the third embodiment of the present invention, where (a) is a relationship diagram between unity gain frequency and temperature in the vicinity of a diode additional temperature.
FIG. 7 is a configuration diagram illustrating a basic configuration of a fourth embodiment according to the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of a conventional reference voltage generation circuit.
[Explanation of symbols]
1: Transfer gate 2: Hysteresis comparator
21: Determination reference voltage input terminal 22: Analog voltage input terminal for determination
3: Analog voltage generation circuit for determination 4: Temperature detection circuit (PTAT-BGR)
5: Main circuit 6: Judgment reference voltage generation circuit
7: PMOS transistor 8: Operational amplifier
9, 11, 12: CML buffer circuit
10: Source follower circuit 13: VCS generation circuit
14: CML buffer circuit
15: Junction temperature measuring means 16: Circuit current measuring means
17, 18, 19: Hysteresis comparator
20: OR circuit 21: SR circuit
22: Internal core circuit 23: Feedback loop
C1: Capacitor
D1, D2, D3, D4, D5: Diode
OPAMP: operational amplifier
R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7, R8, R9, R10, R11: Resistance

Claims

In a reference voltage generation circuit for generating a voltage different from the power supply voltage by stepping down the power supply voltage by using the band gap voltage of the PN junction in the first PN junction element,
Fluctuation detecting means for detecting fluctuations in the operating state of the load circuit and supplying it as an analog voltage;
A second PN junction element additionally connected in parallel to the first PN junction element;
Determining means for determining whether or not the second PN junction element can be connected by comparing the output of the fluctuation detecting means with the output voltage of the determination reference voltage generating means;
Switching means for performing a process of adding or reducing the parallel connection or disconnection of the second PN junction element to the first PN junction element;
A reference voltage generating circuit characterized in that an output voltage level is made variable by controlling the switching means by the output of the fluctuation detecting means and the output of the judging means.

The reference voltage generating circuit according to claim 1,
The switching means for adding or reducing the second PN junction element for switching the output voltage level according to the output of the variation detecting means is realized by a switch circuit controlled by a digital signal. Generation circuit.

The reference voltage generating circuit according to claim 2,
The switch circuit is composed of a transfer gate composed of an N-channel MOSFET and a P-channel MOSFET,
When the switching means determines whether to add or reduce the second PN junction element, the input signal to the determination means is an analog signal, and the determination means for comparing with the voltage level serving as a determination reference is configured by a hysteresis comparator. A reference voltage generation circuit characterized in that the determination result is converted into a digital signal.

The reference voltage generation circuit according to claim 3,
A determination parameter for adding or reducing the second PN junction element is a temperature change in the load circuit, and has a temperature change detection means for detecting a temperature change as the determination parameter,
The temperature change detecting means is configured to convert the voltage signal into a voltage signal by a voltage generating means for generating an output voltage proportional to an absolute temperature using a band gap voltage, and the voltage signal is added or reduced by a second PN junction element. A reference voltage generation circuit characterized in that it is used for determination.

The reference voltage generation circuit according to any one of claims 2 to 4,
A plurality of the hysteresis comparator, the switch circuit, and the second PN junction element;
The determination voltage level in the hysteresis comparator is set to a different voltage level for each hysteresis comparator,
The second PN junction element that is additionally connected in parallel to the first PN junction element is controlled by turning on and off the switch circuit with the output voltage of the hysteresis comparator having the different determination voltage levels. A reference voltage generation circuit that controls addition or reduction of a second PN junction element.

The reference voltage generation circuit according to any one of claims 2 to 4,
A plurality of the hysteresis comparator and the switch circuit, respectively,
Controlling the addition or reduction of the second PN junction element by controlling ON and OFF of each switch circuit with the output voltage of the hysteresis comparator set to different judgment voltage levels corresponding to different judgment parameters Reference voltage generation circuit characterized by

The reference voltage generation circuit according to any one of claims 2 to 4,
A plurality of the hysteresis comparator and the switch circuit, respectively,
A plurality of hysteresis comparators are connected for each of the different determination parameters, and a first logical operation is provided for each of the determination parameters using outputs of the plurality of hysteresis comparators connected for each of the determination parameters. And the output of the first logic operation means is input to a second logic operation means provided for the output corresponding to each determination parameter, and the output of the second logic operation means A reference voltage generation circuit characterized in that addition or reduction of the second PN junction element is controlled by controlling ON or OFF of each switch circuit.

8. The reference voltage generation circuit according to claim 5, further comprising: a logical operation unit that performs logical operation processing on digital signals obtained as a result of determination by the plurality of hysteresis comparators. A reference voltage generation circuit that controls addition or reduction of the second PN junction element according to a result of logical operation processing.