JP4156939B2

JP4156939B2 - Communication device

Info

Publication number: JP4156939B2
Application number: JP2003020023A
Authority: JP
Inventors: 潮寒川; 和晃高橋; 政博三村
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-01-29
Filing date: 2003-01-29
Publication date: 2008-09-24
Anticipated expiration: 2023-01-29
Also published as: JP2004235809A

Description

【０００１】
【発明の属する利用分野】
本発明は、通信装置に関するもので、特にパルス状信号を用いた通信装置の変復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のパルス状信号を用いた通信装置は、ある時間間隔（以下、符号長と呼ぶ）を単位とした単位スロット内における、パルスの有無やパルスの位相に対して２値信号を割り当てることによってデータ伝送を行っている（例えば、特許文献１参照）。以下に、図１１を用いて従来の技術を説明する。
【０００３】
図１１は、従来のパルス状信号を用いた通信装置の変復調方式を示した回路ブロック図である。通信装置は送信機７と受信機８から構成されており、送信機７は、入力データ１をその論理値に応じてパルス信号に変換するデジタルアナログ変換器２と、パルス信号を自由空間へ放射するためのアンテナ３から構成されている。また、受信機８は自由空間を伝搬してきたパルス信号を捉えるためのアンテナ４と、受信したパルス信号からデータを復調再現する作用を有するアナログデジタル変換器５から構成されている。
【０００４】
送信機７において、入力データ１をパルス信号に変換する変換方式を分類すれば下記の３種類に大別される。
１）「Ｂｉ−ｐｈａｓｅ方式」：パルス信号の位相、あるいは、パルスの立ち上がり時における出力値符号に２値を与える方法。
２）「Ｐｕｌｓｅａｍｐｌｉｔｕｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ方式」：単位スロット内におけるパルスの有無、あるいは、パルス振幅値に対して２値を与える方法。
３）「Ｐｕｌｓｅｐｏｓｉｔｉｏｎｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ方式」：単位スロット内におけるパルスの相対的時間的位置に対して２値を与える方法。
【０００５】
以上のように、従来のパルス状信号を用いた通信装置は非常に簡便な回路ブロック構成で実現可能であり、符号長に比べ十分短い時間幅のパルス信号を用いることにより、平均的出力電力を下げることが可能となる上、周波数的に広く分散した信号となることからフェージングに耐性のある高品質な通信サービスの実現が可能となる。
【０００６】
【特許文献１】
米国特許第３７２８６３２号明細書
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このパルス状信号を用いた通信装置においては更なる大容量化が要求されている。ところが、従来技術において伝送容量は符号長のみで決定されるために、伝送容量を増大させるためには符号長をより短く設定しなければならない。また、良好な通信品質を実現するためには、符号長の短縮に応じて更に幅の短いパルスが必要となり、そのような短パルス生成が技術的に困難となる上に、非常に広帯域なアンテナや高周波回路が要求され、通信装置の開発が困難となるという技術的課題を有する。
【０００８】
また、パルス信号を用いて通信を行う通信機が多数存在するような状況においては、十分幅の短いパルスを用いても異なる通信機から送信されたパルス信号が時間的に重なり合って受信される確率が増大し、通信品質が劣化するという課題も有する。
【０００９】
本発明は、符号長を変えずに伝送容量を飛躍的に増大させ、また、多数の通信局が存在する場合においても相互干渉による通信品質の劣化がない通信装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明は、まず、特定の時間毎に生成され、近似的にガウス分布状の時間波形を有するパルス信号を複数本用いて、その各々を互いに異なる回数時間微分変調することによって、近似的にエルミート関数とガウス分布の積の波形を有した互いに直交関係にある信号群を生成し、各信号の振幅に対して独立に送信すべきデータを割り振り、各々の信号を同期した状態で重畳することによって多重化された信号をアンテナから放射することによって送信時における大伝送容量化を実現する。
【００１１】
また、受信時においては先述の多重化された信号をアンテナで受信し、送受信アンテナ特性や電磁波の伝搬特性の周波数依存性による信号波形の歪みを予め除去し、整形された信号を多重度の数だけ分岐させ、各々経路で異なる階数だけ時間積分し、更に高域通過フィルタにより時間的に局在した波形成分を選別し、最後に、パルス信号の周期、すなわち単位スロットで時間積分することにより多重化された信号が並列データとして再現し、再びそれを直列データとして並べ直すことによりデータの復調を行うものである。
【００１２】
更に、単位スロットに対して上述の互いに直交関係にある信号群の１つを割り当て、その割り当て方に対してデータを対応させるような変調を行うことにより、同一波形のパルス信号が同時に受信される確率を下げる。
【００１３】
以上の構成より、符号長を変えることなく、また、短いパルスを使用することなく信号の多重化が可能となり、多数の通信機が存在するような状況下においても通信品質の劣化が少ない大容量な通信装置が得られる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の発明は、入力信号を互いに独立した複数の並列した２値信号群に変換する直並列変換手段と、前記２値信号群の信号各々を近似的にガウス分布型の時間波形を有するパルス信号に変換することでパルス信号群を発生するパルス信号発生手段と、前記パルス信号群の信号各々を０回またはｎ回（ｎは自然数）時間微分して互いに異なる波形を有するパルス変調信号に変換することでパルス変調信号群を発生するパルス変調手段と、前記パルス変調信号群の信号各々を振幅変調した信号を重畳することにより高周波信号を生成する高周波信号生成手段と、前記高周波信号を送信する送信手段と、を有する通信装置である。
【００１５】
すなわち、時間的に局在した信号は、互いに異なる波形を有した複数種類のパルス状信号の重畳により生成され、前記パルス状信号は近似的にガウス分布型の時間波形を有する信号の時間微分によって生成され、前記異なる波形を有した複数種類のパルス状信号各々の振幅を独立に変調することによって情報を含んだ高周波信号を生成し伝送することによって情報の伝達を行うことを特徴とする通信装置であり、パルス間隔を変えずとも通信容量の飛躍的増加が可能となるという作用を有する。
【００１６】
本発明の第２の発明は、高周波信号を受信する受信手段と、前記高周波信号を同一波形の複数の並列信号に分配する分配手段と、分配された並列信号各々を時間積分して復調信号に変換することで復調信号群を発生する復調手段と、前記復調信号群の信号各々をデジタル変換してデジタル信号に変換することでデジタル信号群を発生するデジタル変換手段と、前記デジタル信号群の複数の信号を直列データ信号に変換する並直列変換手段と、を有し、前記高周波信号は、近似的にガウス分布型の時間波形を有するパルス信号群のパルス信号各々を０回またはｎ回（ｎは自然数）時間微分した互いに異なる波形を有するパルス変調信号群とを重畳した信号であることを特徴とする通信装置である。
【００１７】
すなわち、時間的に局在した高周波信号を受信し、前記受信された信号を時間積分し、前記積分された信号から時間的に局在した信号を抽出し、前記分別信号を更に有限の時間間隔内で積分することにより情報復調を行うことを特徴とする通信装置であり、簡単な回路構成でありながら請求項１記載の通信装置から送信された高周波信号を受信しデータ復調が行えるという作用を有する。
【００１８】
本発明の第３の発明は、前記第２の発明において、更に、受信手段と分配手段との間に、受信した高周波信号の波形補正を行う歪補正手段とを有し、歪補正された高周波信号を前記分配手段で分配することを特徴とする通信装置であり、また、本発明の第４の発明は、前記第３の発明において、歪補正手段は、受信した高周波信号を、その高周波信号を送信した通信局での送信時の信号波形を再現するよう波形成形することを特徴とする通信装置である。
【００１９】
すなわち、他の通信局との通信時において、自局のアンテナにおいて受信された時間的に局在した高周波信号は、前記高周波信号が前記他の通信局の送信時におけるアンテナ入力端での信号波形を再現するよう波形成形され、その後にデータ復調が行なわれることを特徴とする通信装置であり、広帯域なアンテナを必要とせず、通信状況の変化に影響を受けない高品質な通信が得られるという作用を有する。
【００２０】
本発明の第５の発明は、前記第４の発明において、歪補正手段は、予め、その高周波信号を送信する通信局から送信されたパルス幅の狭いパルス信号を受信して受信信号波形を記録しておき、前記パルス信号の受信信号波形を基にして前記高周波信号の波形整形を行うことを特徴とする通信装置である。
【００２１】
すなわち、前記第４の発明において、予め、送信機からパルス幅の狭いパルス信号を発射し、通信を成立させる受信機で受信信号波形を記録し、前記送信機と前記受信機の間で情報伝送する際に、前記受信記録をされた信号波形を基にして波形整形を行うことを特徴とする通信装置であり、アンテナ特性による波形歪の補償はもとより、動的な伝搬環境の変化に依存した動的な波形歪の補償が可能となり、高品質な通信の提供が可能となるという作用を有する。
【００２２】
本発明の第６の発明は、前記第１の発明において、時間微分は、伝送線路に容量性素子を直列に挿入することによって構成される回路によりなされることを特徴とする通信装置であり、非常に簡単な回路構成で信号多重化に必要とされる信号が生成可能となり小型な送信機が得られるという作用を有する。
【００２３】
本発明の第７の発明は、前記第２の発明において、時間積分は、容量性素子を用いて伝送線路を接地することによって構成される回路によりなされることを特徴とする通信装置であり、非常に簡単な回路構成で多重化信号の復調が可能となり小型な受信機が得られるという作用を有する。
【００２４】
本発明の第８の発明は、前記第１の発明において、互いに異なる波形を有したパルス変調信号は、全て等しい最大振幅値を有することを特徴とする通信装置であり、また、本発明の第９の発明は、前記第１の発明において、互いに異なる波形を有するパルス変調信号は、時間的に変化の激しい波形を有する信号ほど大きな最大振幅値を持つことを特徴とする通信装置であり、いずれも多重化された信号の復調時における通信品質を向上させるという作用を有する。
【００２５】
本発明の第１０の発明は、入力信号を互いに独立した複数の並列した２値信号群に変換する直並列変換手段と、前記２値信号群の信号各々を近似的にガウス分布型の時間波形を有するパルス信号に変換することでパルス信号群を発生するパルス信号発生手段と、前記パルス信号群の信号各々を時間微分して互いに異なる波形を有するパルス変調信号に変換することでパルス変調信号群を発生するパルス変調手段と、前記パルス変調信号群から選択する信号を時間的に切り替えることにより高周波信号を生成する高周波信号生成手段と、前記高周波信号を送信する送信手段と、を有する通信装置である。
【００２６】
すなわち、高周波信号は、互いに異なる波形を有したパルス状信号の時間的切り替えにより生成され、前記パルス状信号は近似的にガウス分布型の時間波形を有する信号を時間微分することによって生成され、前記複数種類のパルス状信号の選択性に対して情報を添付することによって前記高周波信号を生成し情報伝達を行うことを特徴とする通信装置であり、多数の通信局が同時に通信をしている状況においても他局間との相互干渉がない高品質な通信を提供するという作用を有する。
【００３２】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図８を用いて説明する。
【００３３】
（実施の形態１）
図１は本発明の通信装置の変復調方式を示した信号処理ブロック構成図である。図１において、送信機１１は入力データ１２をパルス状の波形を有する高周波信号に変調し、変調信号を自由空間中に放射する作用を行うもので、直並列変換器１３，パルス発生器１４，変調回路群１５，合成器１６、および、アンテナ１７から構成されている。また、図１において、受信機１８は自由空間中を伝播するパルス状の波形を有する高周波信号を受信し、受信信号を復調することによって入力データ１２を出力データ１９として再現する作用を行うもので、アンテナ１１０，歪補正器１１１，分配器１１２，復調回路群１１３，アナログデジタル変換器１１４、並直列変換器１１５から構成されている。
【００３４】
まず、送信機１１の変調方法について図２を参照し説明する。図２は送信機１１を構成する各信号処理ブロックからの出力信号の概略波形を示した図である。図２において、入力データ列１２は直並列変換器１３によりｎ本の独立な並列データに分解され、その後、特定の符号長τで同期しているｎ本の独立な２値信号群２１に変換される。２値信号群２１の中で、ある１つの信号経路を伝送する２値信号に注視した場合、符号長τにおける１本の２値信号のデータ数は２個（＝１ビット）であることから、送信機１１で送信可能な最大のデータ量は１秒あたりｎ×（１／τ）ビットとなる。
【００３５】
２値信号群２１は、パルス発生器１４において符号長τに比べ十分短いパルス幅σを有する独立なｎ本のパルス信号群２２に変換される。パルスは符号長τ毎に発生し、パルス発生器１４に入力される各２値信号に対応して、異なる振幅値を有するパルスが生成される。例えば、図２においてパルス信号群２２の上側に記した２つの信号は、入力値１に対応して特定の振幅でパルスが生成されているが、一番下の信号経路においては入力値０に対応して、同一時間フレーム中においてパルスが発生しておらず、２値信号の１，０に対応してそれぞれ振幅１，０のパルスが生成されている。
【００３６】
ところで、本発明の通信装置においてパルス信号群２２に現れる信号波形は全て、近似的に下記の式（１）に記したガウス分布に近い信号波形Ｐ（０，ｔ）を持っているものとする。
【００３７】
【数１】

【００３８】
以下、式中における「〜」は関数形が近似的に等しい場合に使用するものとし、時間依存性のない定数についてはあらわに記さないものとする。また、式（１）中のＨ（０，ｔ／σ）は０次エルミート関数であり定数１に等しいため、信号波形Ｐ（０，ｔ）を式（１）のように表すことが出来る。
【００３９】
式（１）の信号波形を有するパルス信号群２２は、信号経路毎に接続された変調回路１５において複数回時間微分された変調信号群２３に変換される。なお、図１に記したように各経路を通過するパルス信号は互いに異なる階数の時間微分変調をうけるので、各経路の信号波形は微分の回数を次数ｎにより指定することが可能となり、それをＰ（ｎ，ｔ）と表すとする。実際に式（１）を時間微分すると、変調信号の波形Ｐ（ｎ，ｔ）は下記の式（２）に記したように高次のエルミート関数とガウス分布の積として表現することができる。
【００４０】
【数２】

【００４１】
ここで、時間微分後に現れる定数係数は省略してある。各変調信号の波形を見るため、図３に時間軸を横軸にとった時のσ＝１の場合のＰ（０，ｔ），Ｐ（１，ｔ），Ｐ（２，ｔ）、およびＰ（８，ｔ）の各波形を記した。図３から分かるように、次数ｎと信号強度が０となる回数は等しく、微分階数を増すほど多くのリップルからなる信号波形に変調されることがわかる。周波数の観点から信号に含まれる周波数成分は、Ｐ（０，ｔ）は周波数軸においてもパルス幅１／σのガウス分布をもっているが、次数ｎが高くなるにつれて分布が高周波数側へシフトすることになる。
【００４２】
最後に変調信号群２３は、合成器１６によってパルスが同期した状態で合成され１つの和信号２４に変換され、アンテナ１７から自由空間へ放射される。和信号２４の波形をＰ（ｔ）とすると下記の式（３）として表すことができる。
【００４３】
【数３】

【００４４】
上述したように、Ｃｉは２値信号群２１におけるｉ階微分される信号経路を伝送される信号の２値に対応して与えられた振幅値であり、パルス発生器１４により、例えば０か１が与えられている。和信号２４の波形を見るため、図４にｎ＝７として、｛Ｃ_i｝＝｛１，１，１，０，０，１，０，１｝とした場合の和信号の波形Ｐ（ｔ）を示した。各信号成分の重畳に対応して複雑な波形となっていることが図４より観察される。図４においては、各Ｐ（ｉ，ｔ）が正規直交関数を成すよう比例定数を選んである。
【００４５】
本発明の通信方式を実際の通信装置に適用する場合、復調時における受信感度は各信号Ｐ（ｉ，ｔ）の振幅に依存するため、各々の信号強度を等しくするか、あるいは、次数ｉが大きいものほど強度を強くする必要がある。なぜならば、自由空間における伝搬減衰は高周波成分ほど強く影響を受けるため、上述したように次数ｉが高い信号ほど高い周波数成分を含んでいることから、強くこの減衰を受けることが想定されるからである。
【００４６】
ところで、よく知られているようにエルミート関数Ｈ（ｎ，ｔ）は正規直交関数系を成すことから、各信号Ｐ（ｎ，ｔ）が重畳された和信号Ｐ（ｔ）においてもデータが反映されている｛Ｃｉ｝が混じり合うことがなく、並列度ｎを増やすことによって単位時間当たりのデータ伝送量を単回線時に比べ２＾（ｎ−１）倍に増やすことができる。そのため、符号長τを短くする、いわゆる短パルス化を行わずともデータ伝送量を飛躍的に増加させることが可能である。
【００４７】
次に、受信機１８の動作について図５を参照して説明する。図５は受信機１８を構成する各信号処理部における出力信号を示した概略信号図である。図５において、アンテナ１１０によって受信された高周波信号５１は、まずアンテナ１７，アンテナ１１０の周波数特性と伝播特性によって発生する波形歪を歪補正器１１１によって補正後に、分配器１１２によってｎ個の経路に分配され、波形が同一の分配信号群５２を形成する。
【００４８】
一般に、アンテナは周波数特性を有する上に、電磁波は自由空間を伝搬する間に１階の時間微分演算を受けるため、送信機１１のアンテナ１７入力端における波形に比べ、受信信号５１の波形は明らかに歪んでいる。そのため、精度良く復調が行われるように歪補正器１１１によりあらかじめ信号歪みを除去しておくことが必要となる。
【００４９】
信号歪の補正は、送信機１１からパルス幅の非常に狭いガウス分布上の時間波形を有した信号を送信し、受信機１８のアンテナ端からの出力信号波形を観測することにより、補正に必要な情報の全てを得ることが可能となる。なぜならば、この状況は送受信アンテナと伝搬環境全てを含むインパルス応答を見ていることと等価であるからである。よって、短パルス送信時における受信機１８での受信信号波形をＧ（ｔ）とすれば、その逆関数Ｇ−１（ｔ）と受信信号とのコンボリューションをとることによって、送信機１１からのパルス信号波形を完全に受信機１８で再現できる。ゆえに、歪補正器１１１において上述のインパルス応答波形の逆関数を用いたコンボリューションが出来れば、送信時波形と全く同一の信号波形に成形可能となる。
【００５０】
さて、分配信号群５２は，各信号経路に接続された復調回路群１１３によって複数階時間積分されることによって復調信号群５３に変換されるが、以下に復調後の信号波形について詳述する。今、ｊ階積分された信号成分をＱ（ｊ，ｔ）とすると、式（２）より１階積分はＰ（ｉ，ｔ）の次数を１だけ減少させることに注意すればＱ（ｊ，ｔ）は下記の式（４）のようになる。
【００５１】
【数４】

【００５２】
時間積分によって信号中の各成分の次数が下がるとともに、負の次数の波形が信号に混入することがわかる。
【００５３】
式（４）で記述される復調信号群５３は、更にアナログデジタル変換器１１４によってデジタル信号に変換されるが、その変換方法について図６を参照しながら説明する。図６はアナログデジタル変換器１１４内の信号変換方法を示した回路ブロック図である。アナログ変換器１７は高域通過フィルタ６１と積分器６２より構成されている。各経路に入力される信号Ｑ（ｊ，ｔ）はまず高域通過フィルタ６１によって低周波数成分が除去される。式（４）において、ｉ−ｊ＜０の成分はパルス状の波形は有しておらず、符号長τの間で分散した信号波形を有する。例えば、図７にσ＝１の時のＰ（−１，ｔ）を記したが、時間的に局在した信号波形にはなっておらず、また、波形の時間依存性もＰ（０，ｔ）に比べ緩やかであり、時間的に局在した最も周波数成分の低い波形であるＰ（０，ｔ）を透過可能な高域通過フィルタ６１を用いることによって、ｉ−ｊ＜０の成分を除去することが可能となる。
【００５４】
以上のことから、式（４）のＱ（ｊ，ｔ）は下記の式（５）のようになる。
【００５５】
【数５】

【００５６】
更に、上記信号を積分器６２で時間積分することになるが、以下のようなエルミート関数の直交性を用いると、積分後の信号Ｑ（ｊ，ｔ）は式（５）の信号成分のうち、ｉ−ｊ＝０の成分の振幅成分のみ、すなわち、多信号と干渉することなく符号長τを有したデジタル信号群｛Ｃ_j｝が再生されることになる。
【００５７】
【数６】

【００５８】
【数７】

【００５９】
ここで、再び図５に戻って説明を続ける。以上のように、図５のアナログデジタル変換器１１４によって復調されたデジタル信号群５４は、並直列変換器１１５によって入力データ１２の再生データである出力データ１９として出力され、送信機１１と受信機１８間のデータ伝送を完成する。
【００６０】
本実施の形態のように、パルス状信号を用いた通信方式において、まず、特定の時間毎に生成され、近似的にガウス分布状の時間波形を有するパルス信号を複数本用いて、その各々を互いに異なる回数時間微分変調することによって、近似的にエルミート関数とガウス分布の積の波形を有した互いに直交関係にある信号群を生成し、各信号の振幅に対して独立に送信すべきデータを割り振り、各々の信号を同期した状態で重畳することによって多重化した信号をアンテナから放射することによって送信時における大伝送容量化を実現する。
【００６１】
また、受信時においては先述の多重化された信号をアンテナで受信し、送受信アンテナ特性や電磁波の伝搬特性の周波数依存性による信号波形の歪みを除去し整形された信号を多重度の数だけ分岐させ、各々経路で異なる階数だけ時間積分し、更に高域通過フィルタにより時間的に局在した波形成分を選別し、最後にパルス信号の周期で時間積分することにより多重化された信号が並列データとして再現し、再び直列データとして並べ直すことにより、完全にデータの復調が可能となる。
【００６２】
以上の通信方式によって、従来のパルス状信号を用いた通信方式と同一周期のパルス信号を用いた場合であっても飛躍的に伝送容量の増加が可能となる。また、本発明の変復調方式においては、微分素子および積分素子の適用のみで多重化に必要な直交信号の生成と直交信号からのデータ復調が可能となり、比較的簡単な回路構成で大容量化が実現可能であるという効果が得られる。
【００６３】
（実施の形態２）
次に、第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態における変復調方式は図１に示した第１の実施の形態と同一ブロック構成であるため、構成に対する説明は省略する。ただし、実施の形態２においては式（３）に記した、送信信号波形Ｐ（ｔ）における振幅値Ｃｉに制限を設けて通信を行うことを特徴とする。振幅値Ｃ_iに対する制限とは、１つの時間フレームにおいて、ある１つの信号Ｐ（ｉ，ｔ）の振幅のみ１であり他の残りの波形は全て０が割り当てられるような符号化を直並列変換器１３で行うようにすることである。例えば、本実施の形態におけるｎ＝７の時のある時間フレームの振幅は、｛Ｃ_i｝＝｛０，０，１，０，０，０，０，０｝のようになる。ここでは、ｉ＝３の振幅のみ１が割り当てられ、他の振幅に対しては０が割り当てられている。
【００６４】
このような符号化法を用いると、符号長τの間に多重度ｎに等しいｎ値信号の通信が可能となり、実施の形態１に比べ伝送容量は少ないものの、２値信号を用いた単純なパルス通信の伝送容量を増加させることが可能となる。
【００６５】
また、このように互いに直交関係にあるパルス信号Ｐ（ｉ，ｔ）の時間フレーム毎の切り替えによる、いわゆるホッピングによる通信方式を適用すると、単純な２値パルス通信で問題となる、多通信局数存在時におけるパルス信号の時間的な重なり合いによる相互干渉を起源とする通信品質の劣化に対して耐性を増すことが可能となる。なぜならば、パルス信号Ｐ（ｉ，ｔ）は互いに直交関係にあり、異なる次数の信号が同一時刻に受信されても本発明の受信機１８により分離可能であるためである。例えば、従来の単純パルス通信機において同一時刻に２つのパルスが受信される確率をＰとすると、本発明の変復調方式を使用すれば同一状況下においてその確率はＰ／ｎ（ｎは使用するパルス信号Ｐ（ｉ，ｔ）の最大次数）と減じられる。
【００６６】
以上の通信方式によって、従来のパルス状信号を用いた通信方式と同一周期のパルス信号を用いた場合であっても伝送容量の増加が可能となると共に、通信局数が多い場合においても通信品質の劣化がない通信装置を得ることができる。また、第１の実施の形態と同様に、本発明の変復調方式においては、微分素子および積分素子の適用のみで多重化に必要な直交信号の生成とデータ復調が可能となり、比較的簡単な回路構成で大容量化が実現可能であるという効果が得られる。
【００６７】
（実施の形態３）
最後に、第３の実施の形態について説明する。実施の形態１および２において説明した通信装置においては、式（１）に記した互いに直交関係にある信号群Ｐ（ｉ，ｔ）を、ガウス分布状の時間波形を有した信号の時間微分により生成した。しかし、予め通信装置内の記録媒体に保存されたデータから信号群Ｐ（ｉ，ｔ）を全て生成すると、非常に簡単な回路構成で通信装置を構成可能である。
【００６８】
以上の観点から構成した、第３の実施の形態における通信装置の変復調方式を示した信号処理ブロック構成図を図８に示した。図８において送信機８１はデジタルアナログ変換器８３とアンテナ１７から構成されており、また、受信機８２はアンテナ１１０とアナログデジタル変換器８４から構成されており、基本的なブロック構成は従来技術と同一構成となる。
【００６９】
デジタルアナログ変換器８３は、入力データ１２に応じて実施の形態１と２における和信号２４を生成しうる機能を全て内蔵している。すなわち、入力データ１２の並列データへの変換，直交関係にあるＰ（ｉ，ｔ）の波形生成と並列データの論理値に対応した振幅に対する変調，および、各変調信号の同期を実現した状態での重畳がデジタルアナログ変換器８３で実現される。
【００７０】
また、アナログデジタル変換器８２の機能は、アンテナ１１０からの受信信号Ｐ（ｔ）に対してデータ復調を行うことである。ここでの復調方式は、実施の形態１と２の復調方式とは異なり、アンテナ１１０からの受信信号に対してまず波形歪の補正を行い、その後に、次数ｉのエルミート関数と比例した信号波形を有する参照信号ｒ（ｉ，ｔ）〜Ｈ（ｉ，ｔ）と同期をとった上で内積をとることにより、直接データ復調を行うものである。
【００７１】
式（２）に記したように、Ｐ（ｉ，ｔ）とｒ（ｉ，ｔ）の内積は、以下のように近似的にエルミート関数の直交条件に他ならない。
【００７２】
【数８】

【００７３】
そのため、Ｐ（ｔ）とｒ（ｉ，ｔ）の内積演算によって、データが反映されている振幅値Ｃ_iが直接復調されるのである。
【００７４】
なお、デジタルアナログ変換器８３における波形生成とアナログデジタル変換器８４における参照信号生成は、予め記録媒体に保管されたデータを参照することによりなされ波形生成のための信号源は用いていない。
【００７５】
以上の通信方式によって、従来のパルス状信号を用いた通信方式と同一周期のパルス信号を用いた場合であっても伝送容量の増加が可能となると共に、通信局数が多い場合においても通信品質の劣化がない通信装置を、非常に簡単な回路構成で実現可能であるという効果が得られる。
【００７６】
【実施例】
次に、本発明の具体例を説明する。
【００７７】
（実施例１）
図１に示したパルス状信号を用いた通信装置において、変調回路群１５および復調回路群１１３の微分，積分回路の構成例を以下に示す。高周波信号への微分，積分演算は周波数軸ω（＝２π×周波数）で見ると、それぞれ次式に相当することから、容量性素子を用いて簡単に構成可能である。
【００７８】
【数９】

【００７９】
例えば、図９（ａ）に記したように容量Ｃを有する容量性素子を線路に挿入すれば、高周波信号の通過特性はｉωに比例するため微分演算回路として動作する。また、図９（ｂ）に記したように、容量性素子を通して線路を接地することにより、周波数軸で見た線路の通過特性は１／（ｉω）に比例し、積分回路として動作する。このように、容量性素子を適用するだけで簡単に微分，積分演算回路を構成できることがわかる。
【００８０】
なお、これらの回路は誘導性素子を用いても同様な演算回路を構成可能であることは言うまでもない。すなわち、誘導性素子を線路の挿入すれば積分演算回路として作用し、逆に誘導性素子を通して線路を接地した回路は微分演算回路として動作する。一般に、高周波帯においては、容量性素子の方が誘導性素子に比べ低損失であることから、例えば周波数帯域がミリ波帯にわたる通信装置においては、容量性素子を用いて構成する方が良い。
【００８１】
（実施例２）
本発明の変復調方式を用いることにより、従来のパルス通信の特徴である低送信電力とマルチパスフェージングに対する耐性を確保しながら、大容量伝送が可能となる。そこで、図１０に示したように、大容量データのやり取りが必要なデジタル機器間１００１において本発明の通信装置１００２を適用することにより、複数のデジタル機器を統合的に機能させることが可能となる。
【００８２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、従来のパルス状信号を用いた通信方式と同一周期のパルス信号を用いた場合でも、飛躍的に伝送容量の増加が可能となり、多局間との通信干渉に耐性のある高品質な通信装置を提供できる。また、本発明の変復調方式においては、微分素子および積分素子の適用のみで多重化に必要な直交信号の生成と直交信号からのデータ復調が可能となり、比較的簡単な回路構成で大容量化が実現出来るという更に有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１，第２の実施の形態における通信装置の変復調方式を示した信号処理ブロック構成図
【図２】送信機１１の各信号処理ブロックから出力される信号の概略波形を示した波形図
【図３】Ｐ（０，ｔ），Ｐ（１，ｔ），Ｐ（２，ｔ）、およびＰ（８，ｔ）の各変調信号の波形を示した波形図
【図４】｛Ｃｉ｝＝｛１，１，１，０，０，１，０，１｝とした場合の和信号２４の波形を示した波形図
【図５】受信機１８の各信号処理ブロックから出力される信号の概略波形を示した波形図
【図６】アナログデジタル変換器１１４内の信号変換方法を示したブロック構成図
【図７】σ＝１の時のＰ（−１，ｔ）の波形を示した波形図
【図８】本発明の第３の実施の形態における通信装置の変復調方式を示した信号処理ブロック構成図
【図９】（ａ）第１の実施例における時間微分回路の構成を示した回路図
（ｂ）第１の実施例における時間積分回路の構成を示した回路図
【図１０】第２の実施例における本発明の通信装置を内蔵したデジタル機器間の通信の様子を示した概略ネットワーク図
【図１１】従来のパルス状信号を用いた通信装置の変復調方式を示した信号処理ブロック構成図
【符号の説明】
１１送信機
１２入力データ
１３直並列変換器
１４パルス発生器
１５変調回路群
１６合成器
１７アンテナ
１８受信機
１９出力データ
１１０アンテナ
１１１歪補正器
１１２分配器
１１３復調回路群
１１４アナログデジタル変換器
１１５並直列変換器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication apparatus, and more particularly to a modulation / demodulation method for a communication apparatus using a pulse signal.
[0002]
[Prior art]
A conventional communication device using a pulse-like signal is configured by assigning a binary signal to the presence / absence of a pulse and the phase of a pulse in a unit slot with a certain time interval (hereinafter referred to as a code length) as a unit. Transmission is performed (for example, refer to Patent Document 1). Hereinafter, a conventional technique will be described with reference to FIG.
[0003]
FIG. 11 is a circuit block diagram showing a modulation / demodulation method of a communication apparatus using a conventional pulse signal. The communication device is composed of a transmitter 7 and a receiver 8. The transmitter 7 radiates the pulse signal to free space, and the digital-analog converter 2 that converts the input data 1 into a pulse signal according to its logical value. It is comprised from the antenna 3 for doing. The receiver 8 includes an antenna 4 for capturing a pulse signal propagating in free space, and an analog / digital converter 5 having an operation of demodulating and reproducing data from the received pulse signal.
[0004]
In the transmitter 7, if the conversion method for converting the input data 1 into a pulse signal is classified, it is roughly classified into the following three types.
1) “Bi-phase method”: a method of giving a binary value to the phase of a pulse signal or the output value code at the rising edge of the pulse.
2) “Pulse amplitude modulation method”: a method of giving a binary value to the presence or absence of a pulse in a unit slot or a pulse amplitude value.
3) “Pulse position modulation method”: a method of giving a binary value to the relative temporal position of a pulse in a unit slot.
[0005]
As described above, a communication device using a conventional pulse signal can be realized with a very simple circuit block configuration. By using a pulse signal having a time width sufficiently shorter than the code length, the average output power can be reduced. Moreover, since the signal is widely dispersed in frequency, it is possible to realize a high-quality communication service resistant to fading.
[0006]
[Patent Document 1]
US Pat. No. 3,728,632
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In communication apparatuses using this pulse signal, further increase in capacity is required. However, since the transmission capacity is determined only by the code length in the prior art, the code length must be set shorter in order to increase the transmission capacity. In addition, in order to achieve good communication quality, a shorter pulse is required as the code length is shortened, and it is technically difficult to generate such a short pulse. And a high-frequency circuit are required, and there is a technical problem that it is difficult to develop a communication device.
[0008]
Also, in situations where there are many communication devices that communicate using pulse signals, the probability that pulse signals transmitted from different communication devices will be received in a time-overlapping manner even if pulses with a sufficiently short width are used. There is also a problem that communication quality deteriorates.
[0009]
An object of the present invention is to provide a communication apparatus that dramatically increases transmission capacity without changing the code length and that does not deteriorate communication quality due to mutual interference even when there are a large number of communication stations. .
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the present invention first uses a plurality of pulse signals generated at specific times and having a time waveform having a Gaussian distribution shape approximately, and each of them is subjected to different time-differential modulation. Thus, a signal group having a waveform of a product of a Hermite function and a Gaussian distribution is generated approximately, and signals to be transmitted are allocated to the amplitude of each signal independently. A large transmission capacity at the time of transmission is realized by radiating a multiplexed signal by superimposing in a synchronized state from an antenna.
[0011]
In addition, at the time of reception, the above multiplexed signal is received by an antenna, signal waveform distortion due to frequency dependence of transmission / reception antenna characteristics and electromagnetic wave propagation characteristics is removed in advance, and the shaped signal is the number of multiplicity. Branching only by time, integrating the time by different ranks in each path, further selecting the temporally localized waveform components by a high-pass filter, and finally multiplexing by time integration of the period of the pulse signal, that is, unit slot The demodulated data is demodulated by reproducing the converted signal as parallel data and rearranging it again as serial data.
[0012]
Further, by assigning one of the above-mentioned orthogonal signal groups to the unit slot and performing modulation so that the data is associated with the assignment method, pulse signals having the same waveform are received simultaneously. Reduce the probability.
[0013]
With the above configuration, it is possible to multiplex signals without changing the code length and without using short pulses, and large capacity with little deterioration in communication quality even in situations where there are many communication devices Can be obtained.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Of the present invention First The invention relates to a serial-parallel conversion means for converting an input signal into a plurality of independent binary signal groups, and to convert each of the signals of the binary signal group into a pulse signal having a Gaussian distribution type time waveform approximately. Pulse signal generating means for generating a pulse signal group, and each signal of the pulse signal group 0 times or n times (n is a natural number) Pulse modulation means for generating a pulse modulation signal group by time-differentiating and converting it into pulse modulation signals having different waveforms, and a high-frequency signal by superposing signals obtained by amplitude-modulating each of the signals of the pulse modulation signal group It is a communication apparatus having a high-frequency signal generating means for generating and a transmitting means for transmitting the high-frequency signal.
[0015]
That is, a temporally localized signal is generated by superimposing a plurality of types of pulse signals having different waveforms, and the pulse signal is approximated by time differentiation of a signal having a Gaussian time waveform. A communication apparatus for transmitting information by generating and transmitting a high-frequency signal including information by independently modulating the amplitude of each of the plurality of types of pulse-shaped signals generated and having different waveforms Thus, the communication capacity can be dramatically increased without changing the pulse interval.
[0016]
The second of the present invention The invention relates to a receiving means for receiving a high-frequency signal, a distributing means for distributing the high-frequency signal into a plurality of parallel signals having the same waveform, and a demodulated signal by time-integrating each of the distributed parallel signals and converting it into a demodulated signal. Demodulating means for generating a group, digital converting means for generating a digital signal group by digitally converting each signal of the demodulated signal group into a digital signal, and a plurality of signals of the digital signal group being a serial data signal Parallel-serial conversion means for converting to The high-frequency signals are pulse modulated signal groups having different waveforms obtained by differentiating each pulse signal of a pulse signal group having a Gaussian distribution type time waveform approximately 0 times or n times (n is a natural number). Characterized by superimposed signals It is a communication device.
[0017]
That is, a high-frequency signal localized in time is received, the received signal is time-integrated, a time-localized signal is extracted from the integrated signal, and the classification signal is further divided into finite time intervals. The communication apparatus is characterized in that the information demodulation is performed by integrating the signal within, and the high frequency signal transmitted from the communication apparatus according to claim 1 can be received and the data can be demodulated with a simple circuit configuration. Have.
[0018]
The third of the present invention The invention In the second invention, And a distortion correction unit for correcting a waveform of the received high-frequency signal between the reception unit and the distribution unit, and the distortion-corrected high-frequency signal is distributed by the distribution unit. Do A communication device, and The fourth of the present invention The invention In the third invention, The distortion correction means is characterized by shaping the received high-frequency signal so as to reproduce the signal waveform at the time of transmission at the communication station that transmitted the high-frequency signal. Do It is a communication device.
[0019]
That is, when communicating with another communication station, the time-localized high-frequency signal received at the antenna of the local station is a signal waveform at the antenna input terminal when the high-frequency signal is transmitted from the other communication station. Is a communication device characterized by waveform shaping so as to reproduce data, and then data demodulation is performed, and does not require a broadband antenna, and high-quality communication that is not affected by changes in communication status can be obtained. Has an effect.
[0020]
The fifth of the present invention The invention In the fourth invention, The distortion correction means receives a pulse signal having a narrow pulse width transmitted from a communication station that transmits the high-frequency signal in advance and records a received signal waveform, and based on the received signal waveform of the pulse signal, Features waveform shaping of high-frequency signals Do It is a communication device.
[0021]
That is, In the fourth invention, A pulse signal with a narrow pulse width is emitted from a transmitter in advance, a received signal waveform is recorded by a receiver that establishes communication, and the reception recording is performed when information is transmitted between the transmitter and the receiver. Waveform shaping based on the measured signal waveform Do This is a communication device, which not only compensates for waveform distortion due to antenna characteristics, but also enables compensation for dynamic waveform distortion that depends on changes in the dynamic propagation environment, and has the effect of providing high-quality communication. .
[0022]
The sixth of the present invention The invention In the first invention, The time differentiation is performed by a circuit configured by inserting a capacitive element in series with the transmission line. Do It is a communication device and has an effect that a signal required for signal multiplexing can be generated with a very simple circuit configuration and a small transmitter can be obtained.
[0023]
The seventh of the present invention The invention In the second invention, The time integration is performed by a circuit configured by grounding a transmission line using a capacitive element. Do This is a communication device, and has an effect that a multiplexed signal can be demodulated with a very simple circuit configuration and a small receiver can be obtained.
[0024]
The eighth of the present invention The invention In the first invention, Pulse modulated signals having different waveforms all have the same maximum amplitude value. Do A communication device, and The ninth of the present invention The invention In the first invention, Pulse-modulated signals having different waveforms are characterized by having a larger maximum amplitude value for signals having a waveform that changes more rapidly over time. Do Each of the communication devices has an effect of improving communication quality when demodulating the multiplexed signal.
[0025]
10th of the present invention The invention relates to a serial-parallel conversion means for converting an input signal into a plurality of independent binary signal groups, and to convert each of the signals of the binary signal group into a pulse signal having a Gaussian distribution type time waveform approximately. Pulse signal generating means for generating a pulse signal group, and pulse modulating means for generating a pulse modulated signal group by time-differentiating each of the signals of the pulse signal group and converting them to pulse modulated signals having different waveforms A high-frequency signal generating unit that generates a high-frequency signal by temporally switching a signal selected from the pulse modulation signal group, and a transmission unit that transmits the high-frequency signal.
[0026]
That is, the high-frequency signal is generated by temporal switching of pulse-shaped signals having different waveforms, and the pulse-shaped signal is generated by time differentiation of a signal having a Gaussian-distributed time waveform, A communication apparatus characterized in that the high-frequency signal is generated and information is transmitted by attaching information to the selectivity of a plurality of types of pulse signals, and a situation in which many communication stations are communicating simultaneously Has the effect of providing high-quality communication without mutual interference with other stations.
[0032]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0033]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a signal processing block showing a modulation / demodulation method of a communication apparatus according to the present invention. In FIG. 1, a transmitter 11 modulates input data 12 into a high-frequency signal having a pulse-like waveform and radiates the modulated signal into free space. A serial-parallel converter 13, a pulse generator 14, A modulation circuit group 15, a combiner 16, and an antenna 17 are included. In FIG. 1, a receiver 18 receives a high-frequency signal having a pulse-like waveform propagating in free space, and reproduces input data 12 as output data 19 by demodulating the received signal. , Antenna 110, distortion corrector 111, distributor 112, demodulation circuit group 113, analog-digital converter 114, and parallel-serial converter 115.
[0034]
First, the modulation method of the transmitter 11 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram showing a schematic waveform of an output signal from each signal processing block constituting the transmitter 11. In FIG. 2, an input data string 12 is decomposed into n independent parallel data by a serial-parallel converter 13 and then converted into n independent binary signal groups 21 synchronized with a specific code length τ. Is done. In the binary signal group 21, when attention is paid to a binary signal transmitted through a certain signal path, the number of data of one binary signal at the code length τ is two (= 1 bit). The maximum amount of data that can be transmitted by the transmitter 11 is n × (1 / τ) bits per second.
[0035]
The binary signal group 21 is converted by the pulse generator 14 into n independent pulse signal groups 22 having a pulse width σ that is sufficiently shorter than the code length τ. A pulse is generated for each code length τ, and a pulse having a different amplitude value is generated corresponding to each binary signal input to the pulse generator 14. For example, in the two signals shown in the upper side of the pulse signal group 22 in FIG. 2, a pulse is generated with a specific amplitude corresponding to the input value 1, but the input value is 0 in the lowermost signal path. Correspondingly, no pulse is generated in the same time frame, and pulses of

amplitude

1, 0 are generated corresponding to 1, 0 of the binary signal.
[0036]
By the way, it is assumed that all signal waveforms appearing in the pulse signal group 22 in the communication apparatus of the present invention have a signal waveform P (0, t) which is approximately similar to the Gaussian distribution described in the following equation (1). .
[0037]
[Expression 1]

[0038]
Hereinafter, “˜” in the formula is used when the function forms are approximately equal, and constants having no time dependence are not explicitly described. In addition, since H (0, t / σ) in the equation (1) is a zero-order Hermite function and is equal to the constant 1, the signal waveform P (0, t) can be expressed as in the equation (1).
[0039]
The pulse signal group 22 having the signal waveform of Expression (1) is converted into a modulation signal group 23 that is time-differentiated a plurality of times in the modulation circuit 15 connected for each signal path. As shown in FIG. 1, since the pulse signals passing through each path undergo time differential modulation of different ranks, the signal waveform of each path can specify the number of differentiations by the order n. Let P (n, t) denote. When the equation (1) is actually time-differentiated, the modulation signal waveform P (n, t) can be expressed as a product of a higher-order Hermitian function and a Gaussian distribution as described in the following equation (2).
[0040]
[Expression 2]

[0041]
Here, constant coefficients appearing after time differentiation are omitted. In order to see the waveform of each modulation signal, FIG. 3 shows P (0, t), P (1, t), P (2, t) when σ = 1 when the time axis is taken on the horizontal axis, and Each waveform of P (8, t) is shown. As can be seen from FIG. 3, the order n is equal to the number of times the signal intensity becomes 0, and the signal waveform is made up of more ripples as the differential rank is increased. From the viewpoint of frequency, the frequency component P (0, t) has a Gaussian distribution with a pulse width of 1 / σ on the frequency axis, but the distribution shifts to the higher frequency side as the order n increases. become.
[0042]
Finally, the modulated signal group 23 is synthesized by the synthesizer 16 with the pulses synchronized, converted into one sum signal 24, and radiated from the antenna 17 to the free space. If the waveform of the sum signal 24 is P (t), it can be expressed as the following equation (3).
[0043]
[Equation 3]

[0044]
As described above, Ci is an amplitude value given corresponding to the binary value of the signal transmitted through the i-order differentiated signal path in the binary signal group 21 and is, for example, 0 or 1 by the pulse generator 14. Is given. To see the waveform of the sum signal 24, n = 7 in FIG. _i } = {1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1} The waveform P (t) of the sum signal is shown. It can be observed from FIG. 4 that the waveform is complicated corresponding to the superposition of each signal component. In FIG. 4, a proportionality constant is selected so that each P (i, t) forms an orthonormal function.
[0045]
When the communication system of the present invention is applied to an actual communication apparatus, the reception sensitivity at the time of demodulation depends on the amplitude of each signal P (i, t), so that each signal intensity is equal, or the order i is Larger ones need to be stronger. This is because propagation attenuation in free space is more strongly affected by high frequency components, and as described above, a signal having a higher order i includes higher frequency components, so it is assumed that this attenuation is strongly received. is there.
[0046]
As is well known, since the Hermite function H (n, t) forms an orthonormal function system, the data is reflected in the sum signal P (t) on which each signal P (n, t) is superimposed. {Ci} is not mixed, and by increasing the parallelism n, the data transmission amount per unit time can be increased by 2 ^ (n-1) times as compared to the single line. Therefore, it is possible to dramatically increase the amount of data transmission without reducing the code length τ, that is, so-called shortening of the pulse.
[0047]
Next, the operation of the receiver 18 will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a schematic signal diagram showing an output signal in each signal processing unit constituting the receiver 18. In FIG. 5, the high-frequency signal 51 received by the antenna 110 is first corrected by the distortion corrector 111 after the waveform distortion caused by the frequency characteristics and propagation characteristics of the antenna 17 and the antenna 110 and then distributed to n paths by the distributor 112. A distributed signal group 52 that is distributed and has the same waveform is formed.
[0048]
In general, the antenna has frequency characteristics, and the electromagnetic wave undergoes a first-order time differential operation while propagating in free space. Therefore, the waveform of the received signal 51 is clearer than the waveform at the input terminal of the antenna 17 of the transmitter 11. Is distorted. Therefore, it is necessary to remove signal distortion beforehand by the distortion corrector 111 so that demodulation can be performed with high accuracy.
[0049]
Signal distortion correction is necessary for correction by transmitting a signal having a time waveform on a Gaussian distribution with a very narrow pulse width from the transmitter 11 and observing the output signal waveform from the antenna end of the receiver 18. It is possible to obtain all of the necessary information. This is because this situation is equivalent to looking at the impulse response including all of the transmitting and receiving antennas and the propagation environment. Therefore, if the received signal waveform at the receiver 18 at the time of short pulse transmission is G (t), the convolution of the inverse function G-1 (t) and the received signal is taken to obtain the signal from the transmitter 11. The pulse signal waveform can be completely reproduced by the receiver 18. Therefore, if the distortion corrector 111 can perform convolution using the inverse function of the impulse response waveform described above, it can be formed into a signal waveform that is exactly the same as the waveform at the time of transmission.
[0050]
The distribution signal group 52 is converted into the demodulated signal group 53 by performing time integration for a plurality of orders by the demodulating circuit group 113 connected to each signal path, and the signal waveform after demodulation will be described in detail below. Assuming that the j-order integrated signal component is Q (j, t), it should be noted that the first order integration reduces the order of P (i, t) by 1 from equation (2). t) is expressed by the following equation (4).
[0051]
[Expression 4]

[0052]
It can be seen that time integration reduces the order of each component in the signal and a negative order waveform is mixed into the signal.
[0053]
The demodulated signal group 53 described by Expression (4) is further converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 114. The conversion method will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a circuit block diagram showing a signal conversion method in the analog-digital converter 114. The analog converter 17 includes a high-pass filter 61 and an integrator 62. The signal Q (j, t) input to each path is first removed from the low-frequency component by the high-pass filter 61. In equation (4), the component of i−j <0 does not have a pulse-like waveform, but has a signal waveform dispersed between code lengths τ. For example, P (−1, t) when σ = 1 is shown in FIG. 7, but the signal waveform is not temporally localized, and the time dependence of the waveform is also P (0, By using the high-pass filter 61 that is gentler than t) and can pass through P (0, t), which is a waveform with the lowest frequency component localized in time, a component of i−j <0 can be obtained. It can be removed.
[0054]
From the above, Q (j, t) in equation (4) is as shown in equation (5) below.
[0055]
[Equation 5]

[0056]
Further, the above-described signal is time-integrated by the integrator 62. When the Hermite function orthogonality as described below is used, the signal Q (j, t) after integration is the signal component of the equation (5). , I−j = 0 component only, that is, a digital signal group {C having a code length τ without interfering with multiple signals {C _j } Will be played back.
[0057]
[Formula 6]

[0058]
[Expression 7]

[0059]
Here, it returns to FIG. 5 again and continues description. As described above, the digital signal group 54 demodulated by the analog-digital converter 114 in FIG. 5 is output as the output data 19 which is the reproduction data of the input data 12 by the parallel-serial converter 115, and the transmitter 11 and the receiver Data transmission between 18 is completed.
[0060]
As in the present embodiment, in a communication method using a pulse signal, first, a plurality of pulse signals that are generated at specific times and have approximately Gaussian time waveforms are used. By performing time-differential modulation for different times, a group of signals that are approximately orthogonal to each other and having a product waveform of Hermitian function and Gaussian distribution is generated, and the data to be transmitted independently with respect to the amplitude of each signal. A large transmission capacity at the time of transmission is realized by radiating a multiplexed signal by allocating and superimposing each signal in a synchronized state from the antenna.
[0061]
At the time of reception, the above multiplexed signal is received by the antenna, and the signal waveform distortion due to the frequency dependence of the transmission / reception antenna characteristics and electromagnetic wave propagation characteristics is removed, and the shaped signal is branched by the number of multiplicity. And time integration by different ranks in each path, further selecting the temporally localized waveform components by a high-pass filter, and finally time-integrating with the period of the pulse signal, the multiplexed signal becomes parallel data And then rearranging the data as serial data again makes it possible to completely demodulate the data.
[0062]
With the above communication method, it is possible to dramatically increase the transmission capacity even when a pulse signal having the same cycle as that of the communication method using the conventional pulse signal is used. Further, in the modulation / demodulation method of the present invention, it is possible to generate orthogonal signals necessary for multiplexing and data demodulation from the orthogonal signals only by applying a differentiation element and an integration element, and increase the capacity with a relatively simple circuit configuration. The effect that it is realizable is acquired.
[0063]
(Embodiment 2)
Next, a second embodiment will be described. Since the modulation / demodulation method in the second embodiment has the same block configuration as that of the first embodiment shown in FIG. 1, description of the configuration is omitted. However, the second embodiment is characterized in that communication is performed by setting a limit on the amplitude value Ci in the transmission signal waveform P (t) described in Expression (3). Amplitude value C _i The restriction on is performed by the serial-parallel converter 13 in such a manner that in one time frame, only the amplitude of one signal P (i, t) is 1 and all other remaining waveforms are assigned 0. Is to do so. For example, the amplitude of a certain time frame when n = 7 in this embodiment is {C _i } = {0, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0}. Here, 1 is assigned only to the amplitude of i = 3, and 0 is assigned to the other amplitudes.
[0064]
When such an encoding method is used, communication of an n-value signal equal to the multiplicity n can be performed during the code length τ, and although a transmission capacity is small as compared with the first embodiment, a simple operation using a binary signal is possible. It becomes possible to increase the transmission capacity of pulse communication.
[0065]
In addition, when a communication method based on so-called hopping by switching the pulse signals P (i, t) that are orthogonal to each other in this manner is applied, the number of multi-communication stations that poses a problem in simple binary pulse communication. It becomes possible to increase resistance to communication quality degradation caused by mutual interference due to temporal overlap of pulse signals when present. This is because the pulse signals P (i, t) are orthogonal to each other and can be separated by the receiver 18 of the present invention even if signals of different orders are received at the same time. For example, assuming that the probability that two pulses are received at the same time in a conventional simple pulse communication device is P, the probability is P / n (n is the pulse to be used) under the same situation if the modulation / demodulation method of the present invention is used. The maximum order of the signal P (i, t)).
[0066]
With the above communication method, it is possible to increase the transmission capacity even when a pulse signal with the same period as the communication method using the conventional pulse signal is used, and the communication quality even when the number of communication stations is large. It is possible to obtain a communication device that does not deteriorate. Similarly to the first embodiment, in the modulation / demodulation system of the present invention, it is possible to generate an orthogonal signal and data demodulation necessary for multiplexing only by applying a differentiating element and an integrating element, and a relatively simple circuit. The effect is that a large capacity can be realized with the configuration.
[0067]
(Embodiment 3)
Finally, a third embodiment will be described. In the communication apparatus described in the first and second embodiments, the signal group P (i, t) that are orthogonal to each other described in Expression (1) is obtained by time differentiation of a signal having a Gaussian time waveform. Generated. However, if all the signal groups P (i, t) are generated from data stored in advance in a recording medium in the communication device, the communication device can be configured with a very simple circuit configuration.
[0068]
FIG. 8 shows a signal processing block configuration diagram showing the modulation / demodulation method of the communication apparatus according to the third embodiment configured from the above viewpoint. In FIG. 8, a transmitter 81 is composed of a digital-analog converter 83 and an antenna 17, and a receiver 82 is composed of an antenna 110 and an analog-digital converter 84. The basic block configuration is the conventional technology. It becomes the same composition.
[0069]
The digital-analog converter 83 has all the functions capable of generating the sum signal 24 in the first and second embodiments in accordance with the input data 12. That is, in a state where conversion of the input data 12 into parallel data, generation of a waveform of P (i, t) having an orthogonal relationship, modulation with respect to the amplitude corresponding to the logical value of the parallel data, and synchronization of each modulation signal are realized. Is realized by the digital-to-analog converter 83.
[0070]
The function of the analog-digital converter 82 is to perform data demodulation on the received signal P (t) from the antenna 110. Unlike the demodulation methods of the first and second embodiments, the demodulation method here first corrects the waveform distortion for the received signal from the antenna 110, and then the signal waveform is proportional to the Hermite function of order i. The data is directly demodulated by taking the inner product in synchronization with the reference signals r (i, t) to H (i, t) having
[0071]
As described in Equation (2), the inner product of P (i, t) and r (i, t) is approximately the orthogonal condition of the Hermitian function as follows.
[0072]
[Equation 8]

[0073]
Therefore, the amplitude value C in which data is reflected by the inner product calculation of P (t) and r (i, t) _i Is directly demodulated.
[0074]
The waveform generation in the digital-analog converter 83 and the reference signal generation in the analog-digital converter 84 are made by referring to data stored in advance in a recording medium, and no signal source for waveform generation is used.
[0075]
With the above communication method, it is possible to increase the transmission capacity even when a pulse signal with the same period as the communication method using the conventional pulse signal is used, and the communication quality even when the number of communication stations is large. An effect is obtained that a communication device without deterioration can be realized with a very simple circuit configuration.
[0076]
【Example】
Next, specific examples of the present invention will be described.
[0077]
(Example 1)
In the communication apparatus using the pulse signal shown in FIG. 1, an example of the configuration of the differentiation and integration circuits of the modulation circuit group 15 and the demodulation circuit group 113 is shown below. Differentiation and integration operations for high-frequency signals are equivalent to the following equations when viewed on the frequency axis ω (= 2π × frequency), and can be easily configured using a capacitive element.
[0078]
[Equation 9]

[0079]
For example, as shown in FIG. 9A, if a capacitive element having a capacitance C is inserted into the line, the high frequency signal passing characteristic is proportional to iω, and thus operates as a differential operation circuit. Further, as shown in FIG. 9B, when the line is grounded through the capacitive element, the transmission characteristic of the line as seen on the frequency axis is proportional to 1 / (iω) and operates as an integrating circuit. Thus, it can be seen that a differential and integral operation circuit can be configured simply by applying a capacitive element.
[0080]
Needless to say, these circuits can be configured with similar arithmetic circuits using inductive elements. That is, if an inductive element is inserted into a line, it acts as an integral arithmetic circuit, and conversely, a circuit that grounds the line through the inductive element operates as a differential arithmetic circuit. In general, in a high frequency band, a capacitive element has a lower loss than an inductive element, and therefore, for example, in a communication device in which the frequency band extends over the millimeter wave band, it is better to use a capacitive element.
[0081]
(Example 2)
By using the modulation / demodulation method of the present invention, large-capacity transmission is possible while ensuring low transmission power and multipath fading, which are features of conventional pulse communication. Therefore, as shown in FIG. 10, by applying the communication device 1002 of the present invention between digital devices 1001 that need to exchange large amounts of data, it becomes possible to make a plurality of digital devices function in an integrated manner. .
[0082]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, even when a pulse signal having the same period as that of a communication system using a conventional pulse signal is used, the transmission capacity can be dramatically increased, and communication interference between multiple stations can be achieved. Can provide a high-quality communication device resistant to the above. Further, in the modulation / demodulation method of the present invention, it is possible to generate orthogonal signals necessary for multiplexing and data demodulation from the orthogonal signals only by applying a differentiation element and an integration element, and increase the capacity with a relatively simple circuit configuration. A further advantageous effect that it can be realized is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a signal processing block configuration diagram showing a modulation / demodulation method of a communication apparatus according to first and second embodiments of the present invention;
FIG. 2 is a waveform diagram showing a schematic waveform of a signal output from each signal processing block of the transmitter 11
FIG. 3 is a waveform diagram showing waveforms of modulation signals of P (0, t), P (1, t), P (2, t), and P (8, t).
FIG. 4 is a waveform diagram showing the waveform of the sum signal 24 when {Ci} = {1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1}.
FIG. 5 is a waveform diagram showing a schematic waveform of a signal output from each signal processing block of the receiver 18;
6 is a block diagram showing a signal conversion method in the analog-digital converter 114. FIG.
FIG. 7 is a waveform diagram showing a waveform of P (−1, t) when σ = 1.
FIG. 8 is a signal processing block configuration diagram showing a modulation / demodulation method of a communication apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9A is a circuit diagram showing a configuration of a time differentiating circuit in the first embodiment.
(B) Circuit diagram showing the configuration of the time integration circuit in the first embodiment.
FIG. 10 is a schematic network diagram showing a state of communication between digital devices incorporating the communication device of the present invention in the second embodiment.
FIG. 11 is a block diagram of a signal processing block showing a modulation / demodulation method of a communication apparatus using a conventional pulse signal.
[Explanation of symbols]
11 Transmitter
12 Input data
13 Series-parallel converter
14 Pulse generator
15 Modulation circuit group
16 Synthesizer
17 Antenna
18 Receiver
19 Output data
110 Antenna
111 Distortion corrector
112 distributor
113 Demodulation circuit group
114 Analog to digital converter
115 parallel to serial converter

Claims

A serial-parallel conversion means for converting the input signal into a plurality of independent binary signal groups, and converting each of the signals of the binary signal group into a pulse signal having a Gaussian time waveform approximately. Pulse signal generating means for generating a pulse signal group, and each pulse signal group signal is differentiated in time by 0 times or n times (n is a natural number) and converted into pulse modulated signals having different waveforms. Pulse modulation means for generating a group, high-frequency signal generation means for generating a high-frequency signal by superimposing signals obtained by amplitude-modulating each of the signals of the pulse-modulated signal group, and transmission means for transmitting the high-frequency signal Communication device.

Receiving means for receiving a high-frequency signal, distribution means for distributing the high-frequency signal into a plurality of parallel signals having the same waveform, and generating a demodulated signal group by time-integrating each of the distributed parallel signals and converting them into demodulated signals Demodulating means, digital converting means for generating a digital signal group by digitally converting each signal of the demodulated signal group into a digital signal, and converting a plurality of signals of the digital signal group into a serial data signal and parallel-to-serial conversion means, possess,
The high-frequency signal is superimposed with a pulse modulation signal group having different waveforms obtained by differentiating each pulse signal of a pulse signal group having a Gaussian distribution type time waveform approximately 0 times or n times (n is a natural number). A communication device characterized by being a signal .

3. The apparatus according to claim 2, further comprising distortion correction means for correcting a waveform of the received high-frequency signal between the reception means and the distribution means, and distributing the distortion-corrected high-frequency signal by the distribution means. The communication device described.

4. The communication apparatus according to claim 3, wherein the distortion correcting means shapes the received high-frequency signal so as to reproduce the signal waveform at the time of transmission at the communication station that transmitted the high-frequency signal.

The distortion correction means receives a pulse signal having a narrow pulse width transmitted from a communication station that transmits the high-frequency signal in advance and records a received signal waveform, and based on the received signal waveform of the pulse signal, 5. The communication apparatus according to claim 4, wherein waveform shaping of a high frequency signal is performed.

2. The communication apparatus according to claim 1, wherein the time differentiation is performed by a circuit configured by inserting a capacitive element in series in the transmission line.

3. The communication apparatus according to claim 2, wherein the time integration is performed by a circuit configured by grounding the transmission line using a capacitive element.

2. The communication apparatus according to claim 1, wherein all of the pulse modulation signals having different waveforms have the same maximum amplitude value.

2. The communication apparatus according to claim 1, wherein the pulse modulation signals having different waveforms have a maximum amplitude value that is larger in a signal having a waveform that changes with time.

A serial-parallel conversion means for converting the input signal into a plurality of independent binary signal groups, and converting each of the signals of the binary signal group into a pulse signal having a Gaussian time waveform approximately. Pulse signal generation means for generating a pulse signal group, pulse modulation means for generating a pulse modulation signal group by time-differentiating each of the signals of the pulse signal group and converting them into pulse modulation signals having different waveforms, and A communication apparatus comprising: a high-frequency signal generating unit that generates a high-frequency signal by temporally switching a signal selected from a pulse modulation signal group; and a transmitting unit that transmits the high-frequency signal.