JP4136342B2

JP4136342B2 - Switching power supply device and transformer provided in the switching power supply device

Info

Publication number: JP4136342B2
Application number: JP2001262974A
Authority: JP
Inventors: 善秋松田; 洋海野
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-08-31
Filing date: 2001-08-31
Publication date: 2008-08-20
Anticipated expiration: 2021-08-31
Also published as: JP2003079142A

Description

【０００１】
【発明の属する利用分野】
本発明はスイッチング電源装置の高効率化、小型経済化に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＯＳＦＥＴを用いた同期整流型スイッチング電源装置において、高効率化を実現しようとする時に問題となるのはＭＯＳＦＥＴのソース、ドレイン間の電圧が高いものほどオン抵抗が大きく電力損失が大きいため電源の効率が低下するという問題がある。また同期整流回路を構成するＭＯＳＦＥＴを一次側スイッチのオフ期間の全期間にわたり駆動することが出来ずこの期間のスイッチング損失が発生することである。また、入力チョークコイル，出力フィルタを構成するチョークコイルを必要とするため、実装面積が増大することである。
【０００３】
本出願人は先に係わる問題を改善したスイッチング電源装置を考案した（特開平１１―２６２２６３号）。図５はこの回路例を示す。図５においてＶＩＮは、入力電源であり２ａ，２ｂは入力端子、Ｌ１はチョークコイル、Ｑ１，Ｑ２はスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、Ｔ，Ｎ１およびＮａ，Ｎｂは出力トランスとその一次巻き線および二次巻き線部分、Ｑ３，Ｑ４は同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｌ、Ｃｏｕｔはそれぞれ出力フィルタを構成するチョークコイルおよびコンデンサ、１８ａ，１８ｂは出力端子、１８は制御回路である。
【０００４】
この回路の動作は、一次側スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオン、オフ（一方のスイッチ素子がオンの時他方のスイッチ素子がオフ）し、出力トランスＴを介して同期整流ＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４にゲート信号を与え、チョークコイルＬを介して負荷１７に給電する。又出力端子の電圧を検出し制御回路１８を通して一次側スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ比を変えることにより出力電圧Ｖｏｕｔの定電圧制御をおこなう。
【０００５】
因みに上記回路は昇圧チョッパ回路として入力電源ＶＩＮからコンデンサＣ１，Ｃ２との直列回路に電力を送り、同時にハーフブリッジ回路の動作によりコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路から負荷に電力を供給する。
【０００６】
この従来回路は同期整流ＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４を短いオフ期間を除いて常に駆動することが可能なため、同期整流ＭＯＳＦＥＴとして耐圧が低くオン抵抗の小さいものが使用でき出力フィルタも小さくできるので高効率のスイッチング電源装置を提供できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は入力部、および出力部のチョークコイルを不要にし、且つ高効率、小型経済化を図ったスイッチング電源装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を達成するための本発明のスイッチング電源装置は、両方のセンターレグの周辺に巻回した第一の一次巻き線及び第二の一次巻き線と、一方の該センターレグの周辺に巻回した二次巻き線と、他方の該センターレグの周辺に巻回した二次巻き線を備えた出力トランスのコアを用いる。直流電圧を受ける入力端子と、第一の一次巻き線、第二の一次巻き線及び二次巻き線を有する出力トランスと、該入力端子間に接続される該第二の一次巻き線と第一のスイッチ素子との直列回路と、該スイッチ素子の端子間に接続される該出力トランスの該第一の一次巻き線とコンデンサとの直列回路と、該出力トランスの該第一の一次巻き線の端子間に接続されるスイッチ素子とコンデンサの直列回路と、同期整流ＭＯＳＦＥＴで構成され該出力トランスの該二次巻き線に接続される整流回路と、該整流回路に接続されるコンデンサと、出力端子と、該出力端子の出力電圧を検出して該第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子を交互にオン、オフ制御する制御回路を有し、入力チョークコイルおよび出力チョークコイルを不要とすることを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例回路図で従来例と同一符号は同等部分を示す。本発明に係る本実施例は出力トランスＴに第二の一次巻き線Ｎ２を設け、該一次巻き線Ｎ１，Ｎ２の励磁インダクタンスを利用することに大きな特徴を有する。
【００１０】
図１においてＶIＮは入力電源であり、２ａ，２ｂは入力端子であり、Ｑ１とＱ２はそれぞれ第一と第二のスイッチ素子であり、Ｃ１とＣ２はそれぞれ第一と第二のコンデンサであり、ＴとＮ１とＮ２とＮａとＮｂは、それぞれトランスとその第一の一次巻き線部分、第二の一次巻き線部分、第一の二次巻き線部分、第二の二次巻き線部分であり、Ｑ３とＱ４は、それぞれ第一の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴであり、Ｃｏｕｔは出力平滑用の第三のコンデンサであり、１８ａ，１８ｂは出力端子であり、１７は負荷であり、１８は制御回路である。
【００１１】
次に、図１の回路動作を、その各部の電圧と電流の波形である図２を用いて説明する。図２においてＴ３１はスイッチ素子の動作周期、Ｔｏｎ３１は第一のスイッチ素子Ｑ１がオンの期間、Ｔｏｎ３２は第二のスイッチ素子がオンの期間、Ｔｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２は第一と第二のスイッチ素子の両方がオフの期間であるが、このＴｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２スイッチ素子Ｑ１とＱ２とが同時にオンして第一と第二のコンデンサＣ１とＣ２の直列回路が短絡するのを防ぐための期間であり、スイッチ素子Ｑ１とＱ２のスイッチング時の遅れ時間などを考慮して、必要最小限の値で良い。また、Ｖｇｓ(Ｑ１)とＶｇｓ(Ｑ２)は、それぞれスイッチ素子Ｑ１とＱ２のゲート駆動電圧波形である。これらの波形からわかるように、第一のスイッチ素子Ｑ１と第二のスイッチ素子Ｑ２は、Ｔｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２の短い期間を除いて、一方がオンの期間に他方はオフし、他方がオンの期間に一方はオフするように制御し、動作周期Ｔ３１に対する一方のスイッチ素子のオン期間の比率（デューティサイクル）を変化させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔの定電圧制御を行う。
【００１２】
次に図２において、Ｉ(Ｎ２)とＶ(Ｎ２)はトランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２を流れる電流と、その端子間電圧であり、Ｉ(Ｎ１)とＶ(Ｎ１)はトランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を流れる電流と、その端子間電圧であり、Ｉ(Ｑ１)とＩ(Ｑ２)はそれぞれ第一と第二のスイッチ素子Ｑ１とＱ２を流れる電流であり、Ｖｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)はそれぞれ第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のドレイン・ソース間電圧であり、Ｖ( Ｒ)はＲ点の電圧である。
【００１３】
次に、図２の各部の電圧電流波形について説明をする。まず、第一のスイッチ素子Ｑ１がオンの期間(Ｔｏｎ３１)において、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２には、Ｉ(Ｎ２)で示すような電流が入力電源ＶIＮから第一のスイッチ素子Ｑ１に向かって流れている。この電流の傾きは、入力電源ＶIＮの電圧をＶａ、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２のインダタンスをＬＮ２とすると、Ｖａ／ＬＮ２の値を持つ。一方トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１には、Ｉ(Ｎ１)で示すような電流が、第一のコンデンサＣ１から、第一のスイッチ素子Ｑ１に向かって流れている（この期間に流れる電流の向きをプラスとする。）。これらトランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１と第二の一次巻き線Ｎ２をそれぞれ流れる電流の合計値は、負荷を流れる電流を、トランスＴの巻き数比でトランスの一次側に換算した値に、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１と第二の一次巻き線Ｎ２それぞれの励磁電流を加えたものである。そこで第一のスイッチ素子Ｑ１には、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を流れる電流と、第二の一次巻き線Ｎ２を流れる電流の和が流れる。これは、図２のＩ(Ｑ１)に示すような電流波形になる。
【００１４】
次に、第二のスイッチ素子Ｑ２がオンの期間(Ｔｏｎ３２)には、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２にＩ(Ｎ２)で示すような電流が入力電源ＶIＮから第二のスイッチ素子Ｑ２に向かって流れている。この電流の傾きは入力電源ＶIＮの電圧をＶａ、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２のインダクタンスをＬＮ２、第一と第二のコンデンサＣ１とＣ２との直列回路の持つ電圧をＶｂとすると、（Ｖａ−Ｖｂ）／（ＬＮ２）の値を持つ。また、この時に、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２を流れる電流は、第二のスイッチ素子Ｑ２を通り、第二のコンデンサＣ２、第一のコンデンサＣ１入力電源ＶIＮを通って、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２に戻る経路で流れる。一方、この第二のスイッチ素子Ｑ２がオンの期間(Ｔｏｎ３２) には、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１に、Ｉ(Ｎ１)で示すような電流が流れている。これは、第二のコンデンサＣ２から、第二のスイッチ素子Ｑ２を通り、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を通って、第二のコンデンサＣ２に戻る経路で流れている。このトランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を流れる電流の値は、第一のスイッチ素子Ｑ１がオンの期間(Ｔｏｎ３１)と同じように、出力フィルタのチョークコイルＬを流れる電流を、トランスＴの巻き数比でトランスの一次側に換算した電流に、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１と第二の一次巻き線Ｎ２それぞれの励磁電流を加えたものである。そこで、第二のスイッチ素子Ｑ２がオンの期間には、トランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２を流れる電流Ｉ(Ｎ２)は、第二のスイッチ素子Ｑ２のソースからドレイン端子に向かって流れ、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を流れる電流Ｉ(Ｎ１)は、前記のＩ(Ｎ２)と逆向きに、第二のスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子からソース端子に向かって流れるので、第二のスイッチ素子Ｑ２には、前記のトランスＴの第二の一次巻き線Ｎ２を流れる電流Ｉ(Ｎ２)と、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を流れる電流Ｉ(Ｎ１)の差の電流が流れる。これは、図２のＩ(Ｑ２)に示すような電流波形となる。
【００１５】
次に、図２のＶ(Ｎ１)はトランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１の端子間電圧を示しているが、この波形の、Ｔｏｎ３１の期間の電圧は、第一のスイッチ素子Ｑ１がオンしているので第一のコンデンサＣ１の端子間電圧に相当し、Ｔｏｎ３２の期間の電圧は第二のスイッチ素子Ｑ２がオンしているので第二のコンデンサＣ２の端子間電圧に相当する。Ｖｄｓ(Ｑ３) とＶｄｓ(Ｑ４)は、それぞれ図１に示す同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のドレイン・ソース間電圧であり、これらの電圧は、それぞれ他方の同期整流ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧となっている。また、Ｖ(Ｒ)はＲ点の電圧波形である。また、これらのＶｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)の波形は、それぞれＴｏｎ３１の期間とＴｏｎ３２の期間のトランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１の端子間電圧Ｖ(Ｎ１)と、第二の一次巻き線Ｎ３の端子間電圧Ｖ(Ｎ２)を、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１、および第二の一次巻き線Ｎ２と第一の二次巻き線部分Ｎａ（または第二の二次巻き線部分Ｎｂ）の巻き数比で変換した電圧であり、Ｒ点の電圧Ｖ(Ｒ)は、前記Ｖｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)の電圧波形を加えた波形である。
【００１６】
Ｖ(Ｒ)の波形の中で、Ｖｏｕｔは出力端子（１８ａ、１８ｂ）での出力電圧を示しており、このＲ点の電圧Ｖ(Ｒ)と出力電圧Ｖｏｕｔが、この点を流れるリプル電流値と、出力フィルタの第三のコンデンサＣｏｕｔの等価直列抵抗との積で、およそ決定される値のリプル電圧が、出力電圧に発生する。
【００１７】
以上の説明から明らかなように、図１の実施例は、図２のＶｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)で示すところの、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のドレイン・ソース間電圧が、Ｔｏｎ３１とＴｏｎ３２の短い期間を除いて、常にどちらか一方に発生しているので、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４を駆動できない期間が長くなってしまうという問題が無い。また、Ｖｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)の波形からもわかるように、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４に印加される電圧波形は矩形波であるために、その電圧は異常に上昇することが無く、低耐圧でオン抵抗の小さい同期整流ＭＯＳＦＥＴを使うことができる。
【００１８】
次に、図３は、図１のデューティサイクル（主スイッチＱ１の動作周期に対するオン期間の比率）に対する出力電圧の特性について説明する。図１において、入力電源ＶIＮの電圧をＶａ、第一と第二のスイッチ素子、Ｑ１とＱ２のデューティサイクル（スイッチ素子の動作周期に対するオン期間の比率）をそれぞれＤ、１−Ｄとし、第一と第二のコンデンサＣ１とＣ２の端子間電圧をそれぞれＶ(Ｃ１)、Ｖ(Ｃ２)とし、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１，第二の一次巻き線Ｎ２と第一の二次巻き線部Ｎａ（または第二の二次巻き線Ｎｂ）との巻き数比をＮ：１とし、第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のそれぞれのドレイン・ソース間電圧をＶｄｓ(Ｑ３)、Ｖｄｓ(Ｑ４)とし、出力端子（１８ａ、１８ｂ）での出力電圧をＶｏｕｔとすると、次式が成り立つ。
【００１９】
Ｖ(Ｃ１)＋Ｖ(Ｃ２)＝Ｖａ／（１−Ｄ） …（１）
（ただし、これ以降の数値解析において、第一と第二のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２および、第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４での導通時の電圧降下と、第一と第二のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２がともにオフしているＴｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２の期間は、非常に小さいものとして無視する。）
【００２０】
また、トランスＴのコア（磁性体）の動作に関して、第一のスイッチ素子Ｑ１がオンの期間に励磁される量は、第二のスイッチ素子Ｑ２がオンの期間にリセットされる量と等しいので、次式が成り立つ。
【００２１】
Ｖ(Ｃ１)×Ｄ＝Ｖ(Ｃ２)×（１−Ｄ） …（２）
上記式（１）と上記式（２）から次式が導かれる。
【００２２】
Ｖ(Ｃ１)＝Ｖａ …（３）
【００２３】
Ｖ(Ｃ２)＝Ｖａ×Ｄ／（１−Ｄ） …（４）
【００２４】
また、第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４の、オフしている時のドレイン・ソース間電圧は、それぞれ第一と第二のコンデンサＣ１とＣ２の端子電圧を、トランスＴの巻き数比で変換した電圧であるので次式が成り立つ。
【００２５】
Ｖｄｓ(Ｑ３)＝Ｖ(Ｃ１)／Ｎ＝Ｖａ／Ｎ …（５）
【００２６】
Ｖｄｓ(Ｑ４)＝Ｖ(Ｃ２)／Ｎ＝Ｖａ×Ｄ／｛（１−Ｎ）×Ｎ｝ …（６）
【００２７】
また、出力端子（１８ａ、１８ｂ）での出力電圧は、Ｒ点の電圧を出力コンデンサＣｏｕｔで平均化した値であり、このＲ点の電圧は、前記の第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のドレイン・ソース間電圧であるＶｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)とを加えた電圧であるので、スイッチング周期をＴｏとすると次式が成り立つ。
【００２８】
【数１】

【００２９】
数１より、図１の回路においては、出力電圧Ｖｏｕｔは、デューティサイクルＤ（主スイッチＱ１の動作周期に対するオン期間の比率）に比例することがわかり、これを図示すると図３のようになる。
【００３０】
ここで、図３の出力特性は、比例特性となっているので、入出力が定格の条件でデューティサイクルを０．５に設定することが可能であり、この時、第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のドレイン・ソース間電圧であるＶｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)は、上記式（５）と上記式（６）からもともにＶａ／Ｎになることがわかる。そこで、入出力条件の変化に対しても、矩形波のままで、この値を中心として変化するので、従来回路例のように、同期整流ＭＯＳＦＥＴとして特に耐圧が大きくオン抵抗の大きいものを使う必要がない。さらに、Ｖｄｓ(Ｑ３)とＶｄｓ(Ｑ４)の電圧が同じであるいうことは（実際にはトランスＴの巻き数が整数であるので若干ずれる）、Ｒ点での電圧Ｖ(Ｒ)の変化が非常に小さいということであり、Ｔｏｎ３１の期間の電圧と、Ｔｏｎ３２の期間の電圧が、同じか、または異なっていても、その差が非常に小さいために、その結果として、出力フィルタを小さくすることができる。以上の解析結果は、実験によっても、その妥当性が確認されている。
【００３１】
また、図２のＩ(Ｎ１)は、トランスＴの第一の一次巻き線Ｎ１を流れる電流を示しているが、一般的にトランスＴは漏れインダクタンスを持っているため、両方のスイッチ素子がオフしている期間であるＴｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２とを妥当に調整することによって、この漏れインダクタンスを流れていた電流が、一方のスイッチ素子がオフした後で、他方のスイッチ素子がオンする前に、この他方のスイッチ素子のドレイン・ソース間の寄生容量を放電させ、いわゆるＺＶＳの動作をさせることができる。その結果、スイッチ素子のドレイン・ソース間の寄生容量に蓄えられたエネルギーを回収することができて、スイッチング電源の効率を上げることができる。
【００３２】
図７および図８はトランスＴの構造図である。本実施例のトランスは、底板に４個の磁脚を並列に設け、これら４個の磁脚の一方の外側の磁脚と内側の磁脚との間隔とが等しくなるように第一のコアを立設し、この第一のコアの底板と略同一形状であって、第一のコアの４個の磁脚の端部に装着される平板状の第二のコアとを備えてある。内側２本の磁脚の周辺に第一の一次巻き線Ｎ１および第二の一次巻き線Ｎ２を巻回し、一方の内側の磁脚の周辺に第一の二次巻き線Ｎａを巻回し、他方の内側の磁脚の周辺に第二の二次巻き線Ｎｂを巻回してある。
【００３３】
図９は本提案方式におけるトランスＴの等価回路である。第一の一次巻き線Ｎ１、および第二の一次巻き線Ｎ２はそれぞれ等価的に２つの巻線を直列に接続した形で表すことができる。このトランス等価回路図で、図１の実施例回路図を描き換えると、図１０の等価回路図になる。この時のトランスＴの動作を、図１１に示すトランス等価回路動作図１を使って説明する。一次側電流が矢印の方向で流れる場合、第一の一次巻線Ｎ１には電流は流れず、励磁インダクタンスＬＮ１を充電する。一次側電流は第二の一次巻線Ｎ２に流れ、二次側巻線Ｎｂを通して負荷に電力を供給する。この時、励磁インダクタンスＬＮ１は出力チョークコイルと同等の役割を果たし、二次側に出力チョークコイルを不要にしている。一次側電流の向きが反転した時は図１２に示すトランス等価回路動作図２のように前段階と同様の動作を行う。この時、前段階で励磁インダクタンスＬＮ１に蓄積されたエネルギの放出を行う。本効果は本提案方式以外でも、トランスＴの一次側電流が一次側スイッチ素子のオンオフによってプラス方向，マイナス方向交互に流れるプッシュプル動作をする方式において得られる。
【００３４】
以上の説明から明らかなように、図１の回路においては、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４をＴｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２の短い期間を除いて、常にどちらか一方を駆動しており（負荷を流れる電流が流れる側の同期整流ＭＯＳＦＥＴを駆動している）、それらのドレイン・ソース間電圧が低いので、耐圧が小さくオン抵抗が小さいものを使用できる。さらに、出力チョークコイルを削減できるので、ここでの電力損失も少ない。その結果として高効率のスイッチング電源装置を作ることができる。
【００３５】
また、図１の回路図において、第一と第二のスイッチ素子、Ｑ１とＱ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いているが、これらはどちらか一方、または両方ともＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いた場合にも、回路動作は全く同じである。また、前記の第一と第二のスイッチ素子、Ｑ１とＱ２は、ＭＯＳＦＥＴに限定することなく、たとえばＩＧＢＴを用いても、回路動作は全く同じである。
【００３６】
更に、図１３に示す実施例においても、図１に示す実施例とほぼ同様の作用をする。図１３に示す実施例では、図１４に示すようなトランス、具体的には底板に４個の磁脚を並列に設け、これら４個の磁脚の一方の外側の磁脚と内側の磁脚との間隔とが等しくなるように第一のコアを立設し、第一のコアの底板と略同一形状であって、第一のコアの４個の磁脚の端部に装着される平板状の第二のコアを備え、内側２本の磁脚の周辺に一次巻き線Ｎ１を巻回し、一方の内側の磁脚の周辺に第一の二次巻き線Ｎａを巻回し、他方の内側の磁脚の周辺に第二の二次巻き線Ｎｂを巻回して構成したトランスを設けてある。さらに、一方の入力端子２ａおよびトランスＴの一次巻き線Ｎ１の一端にチョークコイルＬ１を接続してある。以上の構成より、出力チョークコイルの削減効果が得られる。
【００３７】
次に、図１の回路図において、第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４のドライブ方法について述べる。図１の回路図における第一と第二の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４は、それぞれ他方の同期整流ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧によってゲート端子を駆動しているが、このゲート端子の駆動方法は、図１に示した方法に限らず、トランスＴの巻き線から得られる電圧であれば、同様な効果が得られる。同期整流ＭＯＳＦＥＴの他の駆動方法の一例を図４に示す。ここで、同期整流ＭＯＳＦＥＴの駆動方法に関して、図５の回路動作は、図２の回路動作と、まったく等価である。
【００３８】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明回路においては、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４を、Ｔｏｆｆ３１とＴｏｆｆ３２の短い期間を除いて、常に駆動することが可能であり、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３とＱ４としては耐圧が小さくすむので、オン抵抗が小さいものを使用できる。また、出力フィルタの出力チョークコイルＬを削減する事が可能になり、実装面積も小さくすることができる。その結果として高効率のスイッチング電源装置を作ることができる。これは、通信等で出力電圧が低く（たとえば３．３Ｖ出力以下）出力電流の大きい高効率なスイッチング電源を作る時に効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例回路図
【図２】図１の各部電圧電流波形図
【図３】本発明実施例の出力電圧特性図
【図４】本発明の実施例に適用する駆動回路の他の実施例
【図５】従来回路図１
【図６】従来回路図２
【図７】トランス構造図１
【図８】トランス構造図２
【図９】トランス等価回路図
【図１０】実施例の等価回路図
【図１１】トランス等価回路動作図１
【図１２】トランス等価回路動作図２
【図１３】別の実施例の回路図
【図１４】図１３図示実施例のトランス構造図
【符号の説明】
ＶＩＮ：入力電源
Ｑ１，Ｑ２：スイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ３，Ｑ４：同期整流ＭＯＳＦＥＴ
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｔ：トランス
Ｎ１：第一の一次巻線
Ｎ２：第二の一次巻線
Ｎａ：第一の二次巻線
Ｎｂ：第二の二次巻線
Ｌ：チョークコイル
Ｃｏｕｔ：コンデンサ
２ａ，２ｂ：入力端子
１７：負荷
１８：制御回路
１８ａ，１８ｂ：出力端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to high efficiency and small size economy of a switching power supply device.
[0002]
[Prior art]
In a synchronous rectification type switching power supply using a MOSFET, the problem when trying to achieve high efficiency is that the higher the voltage between the source and drain of the MOSFET, the higher the on-resistance and the greater the power loss, so the efficiency of the power supply There is a problem that decreases. Further, the MOSFET constituting the synchronous rectifier circuit cannot be driven over the entire period of the off period of the primary side switch, and switching loss occurs during this period. Further, since a choke coil constituting an input choke coil and an output filter is required, the mounting area is increased.
[0003]
The present applicant has devised a switching power supply device which has improved the above-mentioned problems (Japanese Patent Laid-Open No. 11-262263). FIG. 5 shows an example of this circuit. In FIG. 5, VIN is an input power source, 2a and 2b are input terminals, L1 is a choke coil, Q1 and Q2 are switch elements (MOSFETs), C1 and C2 are capacitors, and T and N1, Na and Nb are output transformers and their Primary winding and secondary winding portions, Q3 and Q4 are synchronous rectification MOSFETs, L and Cout are choke coils and capacitors constituting an output filter, 18a and 18b are output terminals, and 18 is a control circuit.
[0004]
In this circuit, the primary side switch elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off (the other switch element is turned off when one switch element is turned on) and gated to the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 via the output transformer T. A signal is supplied and power is supplied to the load 17 via the choke coil L. Further, the output voltage Vout is controlled at a constant voltage by detecting the voltage of the output terminal and changing the on / off ratio of the primary side switching elements Q1, Q2 through the control circuit 18.
[0005]
Incidentally, the circuit as a step-up chopper circuit sends power from the input power source VIN to the series circuit of the capacitors C1 and C2, and simultaneously supplies power to the load from the series circuit of the capacitors C1 and C2 by the operation of the half bridge circuit.
[0006]
Since this conventional circuit can always drive the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 except for a short off period, a synchronous rectification MOSFET having a low withstand voltage and a low on-resistance can be used, and an output filter can be made small, so that high efficiency switching is possible. A power supply device can be provided.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention provides a switching power supply device that eliminates the need for a choke coil in an input section and an output section, and that achieves high efficiency and miniaturization.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the switching power supply device of the present invention includes a first primary winding and a second primary winding wound around the center legs, and a winding around one of the center legs. The core of the output transformer provided with the rotated secondary winding and the secondary winding wound around the other center leg is used. An input terminal for receiving a DC voltage; an output transformer having a first primary winding, a second primary winding and a secondary winding; and the second primary winding connected between the input terminals and the first A series circuit of the switch element, a series circuit of the first primary winding and the capacitor of the output transformer connected between the terminals of the switch element, and the first primary winding of the output transformer. A series circuit of a switch element and a capacitor connected between the terminals, a rectifier circuit configured by a synchronous rectification MOSFET and connected to the secondary winding of the output transformer, a capacitor connected to the rectifier circuit, and an output terminal And a control circuit that detects the output voltage of the output terminal and alternately turns on and off the first switch element and the second switch element, and eliminates the need for an input choke coil and an output choke coil And features.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention. The present embodiment according to the present invention is greatly characterized in that the output transformer T is provided with the second primary winding N2, and the exciting inductances of the primary windings N1 and N2 are used.
[0010]
In FIG. 1, VIN is an input power source, 2a and 2b are input terminals, Q1 and Q2 are first and second switch elements, respectively, and C1 and C2 are first and second capacitors, respectively. T, N1, N2, Na and Nb are the transformer and its first primary winding part, the second primary winding part, the first secondary winding part and the second secondary winding part, respectively. , Q3 and Q4 are a first synchronous rectification MOSFET and a second synchronous rectification MOSFET, respectively, Cout is a third capacitor for output smoothing, 18a and 18b are output terminals, and 17 is a load. , 18 is a control circuit.
[0011]
Next, the circuit operation of FIG. 1 will be described with reference to FIG. 2 which is a voltage and current waveform of each part. In FIG. 2, T31 is an operation cycle of the switch element, Ton31 is a period in which the first switch element Q1 is on, Ton32 is a period in which the second switch element is on, and Toff31 and Toff32 are both the first and second switch elements. Is a period for preventing the Toff31 and Toff32 switch elements Q1 and Q2 from being simultaneously turned on and the short circuit of the series circuit of the first and second capacitors C1 and C2. Considering the delay time at the time of switching between Q1 and Q2, etc., the minimum necessary value is sufficient. Vgs (Q1) and Vgs (Q2) are the gate drive voltage waveforms of the switch elements Q1 and Q2, respectively. As can be seen from these waveforms, one of the first switch element Q1 and the second switch element Q2 is turned off in the on period and the other in the on period, except for a short period of Toff31 and Toff32. One is controlled to turn off, and the constant voltage control of the output voltage Vout is performed by changing the ratio (duty cycle) of the ON period of one switch element to the operation cycle T31.
[0012]
Next, in FIG. 2, I (N2) and V (N2) are the current flowing through the second primary winding N2 of the transformer T and the voltage between the terminals, and I (N1) and V (N1) are the transformer T Current flowing through the first primary winding N1 and the voltage between the terminals, I (Q1) and I (Q2) are currents flowing through the first and second switch elements Q1 and Q2, respectively, and Vds ( Q3) and Vds (Q4) are the drain-source voltages of the first and second synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4, respectively, and V (R) is the voltage at the R point.
[0013]
Next, the voltage / current waveform of each part in FIG. 2 will be described. First, during a period when the first switch element Q1 is on (Ton31), a current as indicated by I (N2) is applied to the second primary winding N2 of the transformer T from the input power source VIN to the first switch element Q1. It is flowing toward. The slope of this current has a value of Va / LN2, where Va is the voltage of the input power supply VIN and LN2 is the inductance of the second primary winding N2 of the transformer T. On the other hand, in the first primary winding N1 of the transformer T, a current as indicated by I (N1) flows from the first capacitor C1 toward the first switch element Q1 (current flowing during this period). The direction of is positive.) The total value of the currents flowing through the first primary winding N1 and the second primary winding N2 of the transformer T is a value obtained by converting the current flowing through the load to the primary side of the transformer by the turns ratio of the transformer T. The excitation currents of the first primary winding N1 and the second primary winding N2 of the transformer T are added. Therefore, the sum of the current flowing through the first primary winding N1 of the transformer T and the current flowing through the second primary winding N2 flows through the first switch element Q1. This is a current waveform as indicated by I (Q1) in FIG.
[0014]
Next, during a period when the second switch element Q2 is ON (Ton32), a current as indicated by I (N2) is applied to the second primary winding N2 of the transformer T from the input power source VIN to the second switch element Q2. It is flowing toward. The slope of this current is represented by Va as the voltage of the input power source VIN, LN2 as the inductance of the second primary winding N2 of the transformer T, and Vb as the voltage of the series circuit of the first and second capacitors C1 and C2. It has a value of (Va−Vb) / (LN2). At this time, the current flowing through the second primary winding N2 of the transformer T passes through the second switch element Q2, passes through the second capacitor C2, and the first capacitor C1 input power source VIN, and passes through the transformer T. It flows along the path returning to the second primary winding N2. On the other hand, during the period when the second switch element Q2 is on (Ton32), a current as indicated by I (N1) flows through the first primary winding N1 of the transformer T. This flows from the second capacitor C2 through the second switch element Q2, through the first primary winding N1 of the transformer T, and back to the second capacitor C2. The value of the current flowing through the first primary winding N1 of the transformer T is equal to the current flowing through the choke coil L of the output filter, as in the period when the first switch element Q1 is on (Ton31). Excitation currents of the first primary winding N1 and the second primary winding N2 of the transformer T are added to the current converted to the primary side of the transformer by the turn ratio. Therefore, during the period when the second switch element Q2 is on, the current I (N2) flowing through the second primary winding N2 of the transformer T flows from the source of the second switch element Q2 toward the drain terminal, The current I (N1) flowing through the first primary winding N1 of the transformer T flows in the direction opposite to the above I (N2) from the drain terminal of the second switch element Q2 toward the source terminal. The switch element Q2 has a difference current between the current I (N2) flowing through the second primary winding N2 of the transformer T and the current I (N1) flowing through the first primary winding N1 of the transformer T. Flowing. This is a current waveform as indicated by I (Q2) in FIG.
[0015]
Next, V (N1) in FIG. 2 indicates the voltage between the terminals of the first primary winding N1 of the transformer T. The voltage in the period of Ton31 of this waveform is the ON state of the first switch element Q1. Therefore, it corresponds to the voltage between the terminals of the first capacitor C1, and the voltage during the period Ton32 corresponds to the voltage between the terminals of the second capacitor C2 because the second switch element Q2 is on. Vds (Q3) and Vds (Q4) are the drain-source voltages of the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 shown in FIG. 1, respectively, and these voltages are the gate drive voltages of the other synchronous rectification MOSFET, respectively. Yes. V (R) is a voltage waveform at point R. Further, the waveforms of Vds (Q3) and Vds (Q4) are respectively the voltage V (N1) between the terminals of the first primary winding N1 of the transformer T in the period of Ton31 and Ton32, and the second primary. The inter-terminal voltage V (N2) of the winding N3 is applied to the first primary winding N1 of the transformer T and the second primary winding N2 and the first secondary winding portion Na (or the second secondary winding). The voltage V (R) at point R is a waveform obtained by adding the voltage waveforms of Vds (Q3) and Vds (Q4).
[0016]
In the waveform of V (R), Vout indicates the output voltage at the output terminals (18a, 18b). The ripple current value at which the voltage V (R) at this point R and the output voltage Vout flow through this point. And a ripple voltage having a value approximately determined by the product of the equivalent series resistance of the third capacitor Cout of the output filter.
[0017]
As is apparent from the above description, the embodiment of FIG. 1 has the synchronous rectification MOSFETs indicated by Vds (Q3) and Vds (Q4) in FIG. Except for the short period of Ton32, it always occurs in either one, so there is no problem that the period during which the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 cannot be driven becomes long. Further, as can be seen from the waveforms of Vds (Q3) and Vds (Q4), the voltage waveform applied to the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 is a rectangular wave, so that the voltage does not rise abnormally. A synchronous rectification MOSFET having a low breakdown voltage and a low on-resistance can be used.
[0018]
Next, FIG. 3 explains the characteristics of the output voltage with respect to the duty cycle of FIG. 1 (the ratio of the on period to the operation cycle of the main switch Q1). In FIG. 1, the voltage of the input power source VIN is Va, the first and second switch elements, the duty cycles of Q1 and Q2 (ratio of the ON period to the operation period of the switch elements) are D and 1-D, respectively. And V (C1) and V (C2), respectively, between the terminals of the first and second capacitors C1 and C2, and the first primary winding N1, the second primary winding N2 and the first secondary winding of the transformer T The turn ratio with the line portion Na (or the second secondary winding Nb) is N: 1, and the drain-source voltages of the first and second synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 are Vds (Q3 ), Vds (Q4), and the output voltage at the output terminals (18a, 18b) as Vout, the following equation holds.
[0019]
V (C1) + V (C2) = Va / (1-D) (1)
(However, in the subsequent numerical analysis, the first and second switching elements Q1, Q2 and the first and second synchronous rectification MOSFETs, the voltage drop during conduction in Q3 and Q4, the first and second (The period of Toff31 and Toff32 in which both of the switching elements Q1 and Q2 are off is ignored as being very small.)
[0020]
In addition, regarding the operation of the core (magnetic material) of the transformer T, the amount excited when the first switch element Q1 is on is equal to the amount reset when the second switch element Q2 is on. The following equation holds.
[0021]
V (C1) × D = V (C2) × (1-D) (2)
The following equation is derived from the above equation (1) and the above equation (2).
[0022]
V (C1) = Va (3)
[0023]
V (C2) = Va × D / (1-D) (4)
[0024]
The drain-source voltages of the first and second synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 when turned off are the terminal voltages of the first and second capacitors C1 and C2, respectively. Since the voltage is converted by the number ratio, the following equation holds.
[0025]
Vds (Q3) = V (C1) / N = Va / N (5)
[0026]
Vds (Q4) = V (C2) / N = Va * D / {(1-N) * N} (6)
[0027]
The output voltage at the output terminals (18a, 18b) is a value obtained by averaging the voltage at the point R with the output capacitor Cout. The voltage at the point R is the first and second synchronous rectification MOSFETs, Since this is a voltage obtained by adding Vds (Q3) and Vds (Q4), which are drain-source voltages of Q3 and Q4, the following equation holds when the switching period is To.
[0028]
[Expression 1]

[0029]
From Equation 1, it can be seen that in the circuit of FIG. 1, the output voltage Vout is proportional to the duty cycle D (the ratio of the ON period to the operating cycle of the main switch Q1), which is illustrated in FIG.
[0030]
Here, since the output characteristic of FIG. 3 is a proportional characteristic, it is possible to set the duty cycle to 0.5 under the condition that the input and output are rated. At this time, the first and second synchronous characteristics can be set. It can be seen that Vds (Q3) and Vds (Q4), which are the drain-source voltages of the rectifying MOSFETs Q3 and Q4, are both Va / N from the above equations (5) and (6). Therefore, even if the input / output conditions change, it remains a square wave and changes around this value. As in the conventional circuit example, it is necessary to use a synchronous rectifier MOSFET that has a particularly high breakdown voltage and a high on-resistance. There is no. Furthermore, the fact that the voltages of Vds (Q3) and Vds (Q4) are the same (in fact, they slightly deviate because the number of turns of the transformer T is an integer) means that the change of the voltage V (R) at the point R is Even if the voltage during the period of Ton31 and the voltage during the period of Ton32 are the same or different, the difference is very small, and as a result, the output filter is reduced. Can do. The validity of the above analysis results has been confirmed by experiments.
[0031]
Further, I (N1) in FIG. 2 indicates the current flowing through the first primary winding N1 of the transformer T. Generally, since the transformer T has a leakage inductance, both switch elements are turned off. By properly adjusting Toff31 and Toff32, which are the current periods, the current flowing through the leakage inductance is changed after the one switch element is turned off and before the other switch element is turned on. The parasitic capacitance between the drain and source of the switch element can be discharged, and so-called ZVS operation can be performed. As a result, the energy stored in the parasitic capacitance between the drain and source of the switch element can be recovered, and the efficiency of the switching power supply can be increased.
[0032]
7 and 8 are structural diagrams of the transformer T. FIG. In the transformer of this embodiment, four magnetic legs are provided in parallel on the bottom plate, and the first core is arranged so that the distance between one outer magnetic leg and the inner magnetic leg is equal. And a flat plate-like second core that has substantially the same shape as the bottom plate of the first core and is attached to the ends of the four magnetic legs of the first core. The first primary winding N1 and the second primary winding N2 are wound around the inner two magnetic legs, the first secondary winding Na is wound around the inner magnetic leg, and the other The second secondary winding Nb is wound around the inner magnetic leg of the.
[0033]
FIG. 9 is an equivalent circuit of the transformer T in the proposed system. Each of the first primary winding N1 and the second primary winding N2 can be represented by equivalently connecting two windings in series. If the circuit diagram of the embodiment of FIG. 1 is redrawn with this transformer equivalent circuit diagram, the equivalent circuit diagram of FIG. 10 is obtained. The operation of the transformer T at this time will be described using the transformer equivalent circuit operation diagram 1 shown in FIG. When the primary current flows in the direction of the arrow, no current flows through the first primary winding N1, and the exciting inductance LN1 is charged. The primary current flows through the second primary winding N2 and supplies power to the load through the secondary winding Nb. At this time, the excitation inductance LN1 plays the same role as the output choke coil, and the output choke coil is not required on the secondary side. When the direction of the primary current is reversed, the transformer equivalent circuit operation shown in FIG. 12 performs the same operation as in the previous stage. At this time, the energy accumulated in the excitation inductance LN1 is discharged in the previous stage. In addition to the proposed method, this effect can be obtained in a method of performing a push-pull operation in which the primary side current of the transformer T flows alternately in the positive direction and the negative direction by turning on and off the primary side switching element.
[0034]
As is apparent from the above description, in the circuit of FIG. 1, either one of the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 is always driven except for a short period of Toff31 and Toff32 (current flowing through the load flows). Since the voltage between the drain and the source is low, it is possible to use a low withstand voltage and low on-resistance. Further, since the output choke coil can be reduced, the power loss here is also small. As a result, a highly efficient switching power supply device can be made.
[0035]
In the circuit diagram of FIG. 1, the first and second switch elements, Q1 and Q2, use N-channel MOSFETs, but either or both of them use P-channel MOSFETs. The circuit operation is exactly the same. The first and second switch elements, Q1 and Q2, are not limited to MOSFETs, and the circuit operation is exactly the same even if, for example, an IGBT is used.
[0036]
Further, the embodiment shown in FIG. 13 operates substantially the same as the embodiment shown in FIG. In the embodiment shown in FIG. 13, a transformer as shown in FIG. 14, specifically, four magnetic legs are provided in parallel on the bottom plate, and one of these four magnetic legs and the inner magnetic leg. The first core is erected so that the distance between the first core and the bottom plate of the first core is substantially the same shape, and the flat plate is attached to the ends of the four magnetic legs of the first core. A first winding N1 is wound around the inner two magnetic legs, the first secondary winding Na is wound around one inner magnetic leg, and the other inner A transformer constituted by winding the second secondary winding Nb is provided around the magnetic leg. Further, a choke coil L1 is connected to one input terminal 2a and one end of the primary winding N1 of the transformer T. With the above configuration, an effect of reducing the output choke coil can be obtained.
[0037]
Next, a driving method of the first and second synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 in the circuit diagram of FIG. 1 will be described. The first and second synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 in the circuit diagram of FIG. 1 drive the gate terminal by the drain-source voltage of the other synchronous rectification MOSFET, respectively. Not only the method shown in FIG. 1, but the same effect can be obtained if the voltage is obtained from the winding of the transformer T. An example of another driving method of the synchronous rectification MOSFET is shown in FIG. Here, regarding the driving method of the synchronous rectification MOSFET, the circuit operation of FIG. 5 is completely equivalent to the circuit operation of FIG.
[0038]
【The invention's effect】
As apparent from the above description, in the circuit of the present invention, the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 can always be driven except for a short period of Toff31 and Toff32, and the synchronous rectification MOSFETs Q3 and Q4 are driven. Since the withstand voltage can be reduced, one having a low on-resistance can be used. Further, the output choke coil L of the output filter can be reduced, and the mounting area can be reduced. As a result, a highly efficient switching power supply device can be made. This has a great effect when a high-efficiency switching power supply with a low output voltage (for example, 3.3 V output or less) and a large output current is made by communication or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a waveform diagram of voltage and current of each part of FIG. 1. FIG. 3 is an output voltage characteristic diagram of an embodiment of the present invention. Another Example of Circuit [FIG. 5] Conventional circuit diagram 1
6 is a conventional circuit diagram 2. FIG.
Fig. 7 Transformer structure diagram 1
FIG. 8 Transformer structure diagram 2
9 is an equivalent circuit diagram of the transformer. FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the embodiment. FIG. 11 is an operation diagram of the transformer equivalent circuit.
Fig. 12 Transformer equivalent circuit operation diagram 2
13 is a circuit diagram of another embodiment. FIG. 14 is a transformer structure diagram of the embodiment shown in FIG.
VIN: Input power supply Q1, Q2: Switch element (MOSFET)
Q3, Q4: Synchronous rectification MOSFET
C1, C2: Capacitor T: Transformer N1: First primary winding N2: Second primary winding Na: First secondary winding Nb: Second secondary winding L: Choke coil Cout: Capacitor 2a 2b: input terminal 17: load 18:

control circuit

18a, 18b: output terminal

Claims

An input terminal for receiving a DC voltage and a core provided with four magnetic legs are provided, and the first primary winding and the second primary winding are wound around the two inner magnetic legs of the core, Between the input terminal and a transformer configured by winding a first secondary winding around the inner magnetic leg of the second and winding a second secondary winding around the other inner magnetic leg. A series circuit of the second primary winding and the first switch element connected to each other, and a series circuit of the first primary winding and a capacitor connected between the terminals of the first switch element; A series circuit of a second switch element and a capacitor connected between terminals of the first primary winding, a rectifier circuit composed of a synchronous rectification MOSFET and connected to the secondary winding of the output transformer, A filter circuit connected to the rectifier circuit, an output terminal, and an output voltage of the output terminal are detected. On the said first switching element and said second switching element alternately, switching power supply apparatus characterized by a control circuit for turning off control.

2. The switching power supply device according to claim 1, wherein two windings are equivalently connected in series with each of the first primary winding and the second primary winding.

An input terminal for receiving a DC voltage and a core having four magnetic legs are provided. A primary winding is wound around the two inner magnetic legs of the core, and a first winding is wound around the inner magnetic leg. A transformer formed by winding one secondary winding and winding a second secondary winding around the other inner magnetic leg, a choke coil connected between the input terminals, and a first A series circuit with a switch element, a series circuit of the primary winding and a capacitor connected between terminals of the first switch element, and a second switch element connected between terminals of the primary winding; A series circuit of capacitors, a rectifier circuit composed of a synchronous rectifier MOSFET and connected to the secondary winding of the output transformer, a filter circuit connected to the rectifier circuit, an output terminal, and an output voltage of the output terminal And detecting the first switch element and the second switch element On the alternately switching power supply apparatus characterized by a control circuit for turning off control.

Four magnetic legs are provided in parallel on the bottom plate, and the first core is erected so that the distance between one outer magnetic leg and the inner magnetic leg of these four magnetic legs is equal. A flat plate-like second core that has substantially the same shape as the bottom plate of one core and is attached to the ends of the four magnetic legs of the first core, and the periphery of the two inner magnetic legs The first primary winding and the second primary winding are wound on the first, the first secondary winding is wound around the inner magnetic leg on one side, and the second is wound around the other inner magnetic leg. A transformer comprising a secondary winding wound around the secondary winding.

5. The transformer according to claim 4, wherein the first primary winding and the second primary winding are equivalently connected in series with two windings.