JP4131510B2

JP4131510B2 - Resistance value selection method for brushless motor device

Info

Publication number: JP4131510B2
Application number: JP2001348113A
Authority: JP
Inventors: 透川端
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-11-15
Filing date: 2001-11-13
Publication date: 2008-08-13
Anticipated expiration: 2021-11-13
Also published as: JP2002218786A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング手段の内部抵抗と配線の抵抗とが原因となる駆動電圧の降下を小さくするブラシレスモータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータは、様々な産業分野で利用されている。小さなモータは、例えば、携帯電話、テープレコーダあるいはＤＶＤ等に使用されている。直径が数ｍの大きなモータは、例えば、圧延機用モータとして使用されている。
【０００３】
モータには、整流子モータ、誘導モータ、ブラシレスモータ等の種類がある。
【０００４】
整流子モータは、ブラシと、整流子と、コイルとを含む。整流子モータは、構造が簡単で直流あるいは交流の何れの電流でも使えるために、高精度を必要としない汎用小型機器、家電製品、玩具などに広く使われている。
【０００５】
誘導モータは、磁場が回転し、そのときに起こる電磁誘導によって生成される電流によりモータを回転する。誘導モータは、鉄鋼の圧延機や、製紙ロール器等の工業生産用モータとして使われている。
【０００６】
ブラシレスモータは、整流子モータの構成要素であるブラシや整流子などの機械的な摺動部の代わりにセンサや専用ＩＣを使ってモータの整流機構を実現している。ブラシレスモータは、ブラシと整流子とを備えていないためブラシと整流子との接触が無く、そのため摩擦が無いので長寿命であり、金属粉やカーボンも飛散しない。ブラシレスモータは、パソコンのハードディスクドライブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、空冷用のファンなどに使われている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来、Ｙ字型に結線された３相コイルを有するブラシレスモータ（Ｙ結線３相ブラシレスモータ）は知られていたが、デルタ型に結線された３相コイルを有するブラシレスモータ（デルタ結線３相ブラシレスモータ）は存在しなかった。デルタ型結線は、もっぱら整流子モータや誘導モータに利用されていたからである。本発明は、従来のＹ結線３相ブラシレスモータ装置より優れた性能を有するデルタ結線３相ブラシレスモータ装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明による半導体発光素子は、デルタ型に結線された３相のコイルを含むモータ手段と、配線を介して前記モータ手段に電気的に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチング手段のオンオフを制御することにより、前記モータ手段を駆動する駆動手段とを備えたブラシレスモータ装置において、前記スイッチング手段がオン時の前記スイッチング手段の内部抵抗の値をｒ１、前記配線の抵抗の値をｒ２、前記３相のコイルのそれぞれの直流抵抗の値をＲとするときの前記各抵抗値ｒ１、ｒ２、２Ｒの抵抗値選択方法であって、前記各抵抗値ｒ１、ｒ２、２Ｒを、ｒ１＋ｒ２＜２Ｒが成立するように選択することを特徴とし、これにより上記目的が達成される。
【０００９】
前記駆動手段は、前記スイッチング手段がオンの時間と前記スイッチング手段がオフの時間との比を可変に制御してもよい。
【００１０】
前記モータ手段は、軸の周りに回転可能なロータをさらに含み、
前記駆動手段は、前記スイッチング手段が前記ロータの回転角に応じた正弦波電流を出力するように該スイッチング手段のオンオフを制御してもよい。
【００１１】
前記モータ手段と前記スイッチング手段とは一体に構成されていてもよい。
【００１２】
前記モータ手段は、前記ロータが発生する磁束を検出する磁束検出手段をさらに含み、前記磁束検出手段は、前記３相のコイルのうち隣接する２つのコイルが発生する磁束が互いに打ち消しあう位置に設置されていてもよい。
【００１３】
前記モータ手段は、前記ロータが発生する磁束を検出する磁束検出手段をさらに含み、前記駆動手段は、前記正弦波電流の位相と前記磁束検出手段によって検出される前記ロータの回転角の位相との差が一定となるように前記スイッチング手段のオンオフを制御してもよい。
【００１４】
前記モータ手段は、前記ロータが発生する磁束を検出する磁束検出手段をさらに含み、前記駆動手段は、前記正弦波電流の位相と前記磁束検出手段によって検出される前記ロータの回転角の位相との差が前記ロータの回転速度に基づいて可変となるように前記スイッチング手段のオンオフを制御してもよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図１、図２、図３Ａ〜図３Ｃおよび図４Ａ〜図４Ｃを参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１６】
１．ブラシレスモータ装置の構成
図１は、本発明の実施の形態におけるブラシレスモータ装置１００の構成を示す。
【００１７】
ブラシレスモータ装置１００は、デルタ型に結線された３相のコイルを含むモータ手段としてのブラシレスモータ１１０と、配線を介してブラシレスモータ１１０に電気的に接続されたスイッチング手段１４０と、スイッチング手段１４０のオンオフを制御することによりブラシレスモータ１１０を駆動する駆動手段１３０とを含む。
【００１８】
ブラシレスモータ１１０は、軸の周りに回転可能なロータ１１２と、ロータに対して固定した位置に設置されているステータコイル１１４と、ロータ１１２が発生する磁束を検出する磁束検出手段（ホール素子）１１６とを含む。
【００１９】
ロータ１１２は、磁性体である（以下、ロータマグネット１１２という）。図１に示される例では、ロータマグネット１１２は、４極着磁ロータマグネットである。しかし、ロータマグネット１１２の極数は４に限定されない。ロータマグネット１１２は、例えば、１２極着磁ロータマグネットであってもよい。
【００２０】
ステータコイル１１４は、第１相のコイル１１４ａと、第２相のコイル１１４ｂと、第３相のコイル１１４ｃとを含む。第１相のコイル１１４ａの第１の端子Ｔａ１と第２相のコイル１１４ｂの第１の端子Ｔｂ１とは電気的に接続される。第２相のコイル１１４ｂの第２の端子Ｔｂ２と第３相のコイル１１４ｃの第１の端子Ｔｃ１とは電気的に接続される。第３相のコイル１１４ｃの第２の端子Ｔｃ２と第１相のコイル１１４ａの第２の端子Ｔａ２とは電気的に接続される。このように、第１相のコイル１１４ａと、第２相のコイル１１４ｂと、第３相のコイル１１４ｃとは、デルタ型に結線される。
【００２１】
図１に示される例では、ステータコイル１１４は、３極３相ステータコイルである。しかし、ステータコイル１１４の極数は３に限定されない。ステータコイル１１４は、例えば、９極３相ステータコイルであってもよい。
【００２２】
ホール素子１１６は、ロータマグネット１１２が発生する磁束を検出する。ホール素子１１６は、検出された磁束に基づいて、ロータマグネット１１２の回転角に応じた正弦波信号を出力する。この出力信号は、ホールアンプ／２値化手段１３１に入力される。
【００２３】
図１では、ホール素子１１６は、第２相のコイル１１４ｂから第１相のコイル１１４ａの方向に３０°進んだ位置に引かれた一点鎖線からさらに１５°だけ第１相のコイル１１４ａの方向に進んだ位置であって、第１相のコイル１１４ａから第２相のコイル１１４ｂの方向に７５°進んだ位置に備えられている。つまり、ホール素子１１６は、第２相のコイル１１４ｂから第１相のコイル１１４ａの方向に４５°進んだ位置であって、第１相のコイル１１４ａから第２相のコイル１１４ｂの方向に７５°進んだ位置に備えられている。
【００２４】
スイッチング手段１４０は、３個の上側スイッチング素子ＨＡ１、ＨＡ２、ＨＡ３と、３個の下側スイッチング素子ＬＡ１、ＬＡ２、ＬＡ３と、３個の上側ダイオードＨＤ１、ＨＤ２、ＨＤ３と、３個の下側ダイオードＬＤ１、ＬＤ２、ＬＤ３を含む。
【００２５】
スイッチング手段１４０が含むスイッチング素子ＨＡ１、ＬＡ１、ＨＡ２、ＬＡ２、ＨＡ３およびＬＡ３は、後述するように駆動手段１３０によって生成される出力信号Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２、Ｌ２、Ｈ３およびＬ３に基づいて駆動される。
【００２６】
駆動手段１３０は、スイッチング手段１４０のオンとオフとを制御することで、電圧５Ｖの電源からステータコイル１１４に流れる電流を制御する。
【００２７】
駆動手段１３０は、ホールアンプ／２値化手段１３１と、パルス間隔計測手段１３２と、正弦波テーブル格納部１３３と、換算器１３４と、Ｄａｔａ−Ｄｕｔｙ変換手段１３５と、駆動回路１３６と、起動手段１３７と、逆起電圧検出手段１３８と、制御手段１３９とを含む。
【００２８】
ホールアンプ／２値化手段１３１は、ホール素子１１６の出力信号を増幅した後、この増幅した出力信号に基づいて２値化パルス信号を生成する。この２値化パルス信号は、ホールアンプ／２値化手段１３１から出力され、パルス間隔計測手段１３２と正弦波テーブル格納部１３３とに入力される。
【００２９】
パルス間隔計測手段１３２は、ホールアンプ／２値化手段１３１から出力された２値化パルス信号のパルスの立上がり部分の時間間隔を計測する。パルス間隔計測手段１３２は、計測した時間間隔を表す測定デジタルデータを正弦波テーブル格納部１３３に出力する。また、パルス間隔計測手段１３２は、ブラシレスモータ１１０の実際の回転速度を示す回転速度信号ＦＧをホールアンプ／２値化手段１３１から出力された２値化パルス信号に基づいて生成する。パルス間隔計測手段１３２は、生成された回転速度信号ＦＧを制御手段１３９に出力する。
【００３０】
正弦波テーブル格納部１３３は、正弦波の角度に対応する正弦値を表したテーブルを格納している。このテーブルのデータ構成を（表１）に示す。
【００３１】
【表１】

（表１）は、３６０°を１２８等分し、１２８等分された正弦波の各々の位相に対応する正弦値を８ｂｉｔ（０から２５５）の値で表している。１２８個の正弦値の各々には、Ｎｏ．０からＮｏ．１２７までのデータ番号が付されている。また正弦値は、各データ番号について２系列（系列Ｈおよび系列Ｌ）に分けられている。
【００３２】
例えば、データ番号Ｎｏ．３２の正弦波の位相は９０°であり、系列Ｈの正弦値は２５４、系列Ｌの正弦値は０である。例えば、データ番号Ｎｏ．９６の正弦波の位相は２７０°であり、系列Ｈの正弦値は０、系列Ｌの正弦値は２５５である。
【００３３】
図２は、図１に示される正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブル（表１）の値を示す。縦軸は、正弦値を示す。横軸は、データ番号を示す。系列Ｈのデータは、●印でプロットしている。系列Ｌのデータは、▲印でプロットしている。
【００３４】
データ番号がＮｏ．０からＮｏ．６３（正弦波の位相が０°から１８０°）までの場合は、系列Ｈの値は、正弦波の位相に対応する正弦値である。系列Ｌの値は、０である。
【００３５】
データ番号がＮｏ．６４からＮｏ．１２７（正弦波の位相が１８０°から３６０°）までの場合は、系列Ｈの値は、０である。系列Ｌの値は、正弦波の位相に対応する正弦値の絶対値である。
【００３６】
正弦波テーブル格納部１３３は、ホールアンプ／２値化手段１３１から出力された２値化パルス信号のパルスの立ち上がりに応じて、格納されたテーブルの値を読み出す。正弦波テーブル格納部１３３は、パルス間隔計測手段１３２の出力時間の間隔と同じ間隔で、正弦波の１周期分のデータ数である１２８個のデータを読み出す。正弦波テーブル格納部１３３は、３つの異なるデータ番号から読み出しを開始することで、合計６個の信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３を出力する。Ｈ系列の出力信号Ｈｐ１は、Ｌ系列の出力信号Ｌｐ１と同じデータ番号である。Ｈ系列の出力信号Ｈｐ２は、Ｌ系列の出力信号Ｌｐ２と同じデータ番号である。Ｈ系列の出力信号Ｈｐ３は、Ｌ系列の出力信号Ｌｐ３と同じデータ番号である。
【００３７】
図３Ａは、ホール素子１１６が出力する正弦波信号とホールアンプ／２値化手段１３１の出力パルスを示す。縦軸は、出力の大きさを示す。横軸は、時刻を示す。この出力パルスは、ホール素子１１６が出力する正弦波信号が負から正に変化する時刻に立ち上がるパルスである。
【００３８】
パルス間隔計測手段１３２は、パルスの間隔を計測し、時間データｔ０、ｔ１、ｔ２・・・を生成する。
【００３９】
図３Ｂは、正弦波テーブル格納部１３３から出力された出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３を示す。縦軸は、出力信号の大きさを示す。横軸は、時刻を示す。
【００４０】
正弦波テーブル格納部１３３は、ホールアンプ／２値化手段１３１から出力されたパルスを入力すると、正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルのＮｏ．７５のＨ系列の値からＨ系列の値を読み出し始め、この値を出力信号Ｈｐ１として掛算器１３４に出力する。Ｎｏ．１２７のＨ系列の値まで出力するとＮｏ．０に戻り、同様にＨ系列の値の読み出しを繰り返す。読み出しの値がＮｏ．１まで来ると、Ｈ系列の値１２、２４、３７．．．が、出力信号Ｈｐ１として順に出力される。
【００４１】
読み出しの速度は、ホールアンプ／２値化手段１３１の出力パルス間隔ｔ０で１２８個のデータを出力する速度に制御される。出力の途中でホールアンプ／２値化手段１３１から次のパルスが出力されると、最初のＮｏ．７５に戻り、読み出しの速度は、ホールアンプ／２値化手段１３１の出力パルス間隔ｔ１で１２８個のデータを出力する速度に制御される。
【００４２】
同様に、正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルのＬ系列のＮｏ．７５の値から読み出しを開始し、この値を出力信号Ｌｐ１として掛算器１３４に出力する。
【００４３】
同様に、正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルのＨ系列のＮｏ．１１７の値から読み出しを開始し、この値を出力信号Ｈｐ２として掛算器１３４に出力する。
【００４４】
同様に、正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルのＬ系列のＮｏ．１１７の値から読み出しを開始し、この値を出力信号Ｌｐ２として掛算器１３４に出力する。
【００４５】
同様に、正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルのＨ系列のＮｏ．３２の値から読み出しを開始し、この値を出力信号Ｈｐ３として掛算器１３４に出力する。
【００４６】
同様に、正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルのＬ系列のＮｏ．３２の値から読み出しを開始し、この値を出力信号Ｌｐ２として掛算器１３４に出力する。
【００４７】
図３Ｃは、ステータコイル１１４の第１相のコイル１１４ａと、第２相のコイル１１４ｂと、第３相のコイル１１４ｃとに各々印加される電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを示す。
【００４８】
電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは、ホール素子１１６の出力信号と同じ周波数で一定の位相関係を持つ。
【００４９】
掛算器１３４は、制御手段１３９から出力される電圧指令値Ｖｄを正弦波テーブル格納部１３３から出力される出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３に各々掛けることで、出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３を生成する。
【００５０】
電圧指令値Ｖｄは、ブラシレスモータ１１０を駆動する電圧の指令値である。後述するように、制御手段１３９は、８ｂｉｔ（０から２５５まで）のデータ値として電圧指令値Ｖｄを出力する。電圧指令値０Ｖの場合、データ値０が出力される。電圧指令値５Ｖの場合、データ値２５５が出力される。
【００５１】
正弦波テーブル格納部１３３から出力された出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３の値の最高値は、２５５である。したがって、出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３の最高値は、２５５×２５５＝６５０２５である。
【００５２】
Ｄａｔａ−Ｄｕｔｙ変換手段１３５は、出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３をこれらの出力信号の値に比例したｄｕｔｙ比を持つ出力信号Ｈｒ１、Ｌｒ１、Ｈｒ２、Ｌｒ２、Ｈｒ３およびＬｒ３に変換する。最高値６５０２５である出力信号は、ｄｕｔｙ比＝１００％である。最低値０である出力信号は、ｄｕｔｙ比＝０％である。
【００５３】
駆動回路１３６は、出力信号Ｈｒ１、Ｌｒ１、Ｈｒ２、Ｌｒ２、Ｈｒ３およびＬｒ３を入力し、出力信号Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２、Ｌ２、Ｈ３およびＬ３を生成する。スイッチング手段１４０が含むスイッチング素子ＨＡ１、ＬＡ１、ＨＡ２、ＬＡ２、ＨＡ３およびＬＡ３は、出力信号Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２、Ｌ２、Ｈ３およびＬ３に基づいて駆動される。また、後述するように駆動回路１３６は、起動手段１３７からも信号を入力する。後述するように駆動回路１３６は、制御手段１３９から切り替え信号を入力する。
【００５４】
逆起電圧検出手段１３８は、ステータコイル１１４に発生する逆起電圧の位相に関するデータ、極性に関するデータ等を検出し、これらのデータを起動手段１３７に出力する。
【００５５】
起動手段１３７は、ロータマグネット１１２に回転運動を与えるために、ブラシレスモータ１１０の起動時に適当な信号を駆動回路１３６に出力する。起動手段１３７は、逆起電圧検出手段１３８から出力されるデータを入力し、駆動回路１３６に出力する。駆動回路１３６は、逆起電圧検出手段１３８から出力されるデータに基づいて、ブラシレスモータ１１０を低い回転数で駆動することができる。
【００５６】
駆動回路１３６は、信号Ｌ１、Ｌ２およびＬ３を各々下側スイッチング素子ＬＡ１、ＬＡ２およびＬＡ３に出力する。駆動回路１３６は、信号Ｈ１、Ｈ２およびＨ３を各々上側スイッチング素子ＨＡ１、ＨＡ２およびＨＡ３に出力する。駆動回路１３６は、スイッチング手段１４０のオンとオフとを制御することで、電圧５Ｖの電源からステータコイル１１４に流れる電流を制御する。
【００５７】
上側スイッチング素子ＨＡ１、ＨＡ２およびＨＡ３ならびに下側スイッチング素子ＬＡ１、ＬＡ２およびＬＡ３は、完全にオンまたは完全にオフの動作のみを行う。したがって、オン状態のスイッチング素子には、電流‐電圧特性が飽和状態になるような十分な電圧を印加できる。
【００５８】
また、スイッチング手段１４０とブラシレスモータ１１０とは、一体に構成されることにより、スイッチング手段１４０とステータコイル１１４の間の配線の抵抗を低くすることができる。
【００５９】
制御手段１３９は、速度指令値、速度信号ＦＧおよびＳＴＡＲＴ／ＳＴＯＰ信号を入力する。制御手段１３９は、ブラシレスモータ１１０の起動時に駆動回路１３６および起動手段１３７へ切替信号を出力する。制御手段１３９は、速度信号ＦＧを入力することでブラシレスモータ１１０の回転数がある一定以上になったことを検出すると、駆動回路１３６を通常の駆動に切り替える。また、制御手段１３９は、速度指令値の信号と速度信号ＦＧとを比較し、この差に比例した値を電圧指令値Ｖｄとして出力する。ブラシレスモータ１１０の回転数が速度指令値の値になるように、ブラシレスモータ１１０が制御される。
【００６０】
２．ブラシレスモータ装置１００の動作
以下に、ブラシレスモータ装置１００の動作を説明する。本発明の実施の形態におけるブラシレスモータ装置１００は、例えば光ディスク記録再生装置に備えて利用される。
【００６１】
ＳＴＡＲＴ信号が制御手段１３９に入力されると、制御手段１３９は、駆動回路１３６および起動手段１３７に切替信号を出力する。起動手段１３７から出力された信号によって、ブラシレスモータ１１０は、駆動状態になる。起動手段１３７は、適当な信号を駆動回路１３６に出力し、スイッチング手段１４０を制御することで、ロータマグネット１１２に回転運動を与える。
【００６２】
制御手段１３９が速度信号ＦＧによりロータマグネット１１２に回転運動が与えらたことを検出すると、制御手段１３９は、起動手段１３７に切替信号を出力する。起動手段１３７は、逆起電力検出手段１３８から出力されるステータコイル１１４に発生する逆起電圧の位相に関するデータ、極性に関するデータに基づいて生成された信号を駆動回路１３６に出力する。駆動回路１３６は、スイッチング手段１４０を制御することでブラシレスモータ１１０を低い回転数で駆動する。駆動回路１３６は、回転数が上昇し回転数が一定以上に成ると通常の駆動に切り替わり、出力信号Ｈｒ１、Ｌｒ１、Ｈｒ２、Ｌｒ２、Ｈｒ３およびＬｒ３に基づいて駆動を行う。
【００６３】
ブラシレスモータ１１０は、すでに所定の回転数以上で回転しているので、ホール素子１１６から安定した出力信号が出力される。ホールアンプ／２値化手段１３１は、２値化信号を出力する。パルス間隔計測手段１３２は、ホールアンプ／２値化手段１３１から出力されたパルスの立上がり部分の時間間隔を計測し、計測デジタルデータが出力される。計測デジタルデータは、正弦波テーブル格納部１３３に入力され、出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３が出力される。
【００６４】
正弦波テーブル格納部１３３は、ホールアンプ／２値化手段１３１から出力されたパルス信号の立上がり時刻に読み出しを開始し、パルス間隔計測手段１３２のパルス信号出力間隔と同じ時間間隔で１２８個のデータを読み出す。このため、ブラシレスモータ１１０が定速回転している場合、ホール素子１１６の出力信号の周期と正弦波テーブル格納部１３３から読み出されるデータの周期は一致する。また、ホール素子１１６の出力信号の位相と正弦波テーブル格納部１３３から読み出されるデータの位相も、互いに一定の関係を持つ。
【００６５】
パルス間隔計測手段１３２から出力された時間間隔のデータは、１周期前の時間間隔のデータであるため、ブラシレスモータ１１０が加減速している場合は、ホール素子１１６の出力信号の周期と正弦波テーブル格納部１３３から読み出されるデータの周期は一致せず、また、ホール素子１１６の出力信号の位相と正弦波テーブル格納部１３３から読み出されるデータの位相も、互いに一定の関係を成さない。しかし、１２極着磁ロータマグネットと９極３相のステータコイルを備えたブラシレスモータ装置では、ホール素子１１６の出力信号は１２極着磁ロータマグネットの１／６回転で１周期の信号を発生する。１２極着磁ロータマグネットを５００ｒ．ｐ．ｍ程度以上で回転させ、最大トルクで加減速した場合でも、周期の不一致は最大１０％程度で、ブラシレスモータ装置の性能には、全く問題はない。
【００６６】
掛算器１３４は、制御手段１３９から出力された電圧指令値Ｖｄを出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３に各々掛け、振幅が電圧指令値Ｖｄに比例した信号である出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３を生成する。出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３は、Ｄａｔａ−Ｄｕｔｙ変換手段１３５に入力される。Ｄａｔａ−Ｄｕｔｙ変換手段１３５は、出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３の値に比例したｄｕｔｙ比を持つ出力信号Ｈｒ１、Ｌｒ１、Ｈｒ２、Ｌｒ２、Ｈｒ３およびＬｒ３を生成する。
【００６７】
図４Ａは、ホールアンプ／２値化手段１３１の出力パルス信号と出力信号Ｌｐ１の値を示す。
【００６８】
図４Ｂは、ホールアンプ／２値化手段１３１からパルス信号が入力された直後の出力信号Ｌｐ１と出力信号Ｌｑ１の値を示す。
【００６９】
制御手段１３９から電圧指令値Ｖｄの値１２８（２．５Ｖに相当）が出力されているものとする。
【００７０】
パルス信号がホールアンプ／２値化手段１３１から正弦波テーブル格納部１３３に出力されると、正弦波テーブル格納部１３３は、Ｌ系列のＮｏ．７５のデータから順に読み出して出力信号Ｌｐ１として出力する。出力信号Ｌｐ１は、読み出された順に１３１、１４２、１５２．．．という値をとる。掛算器１３４は、出力信号Ｌｐ１にＶｄの値１２８を掛け、出力信号Ｌｑ１を生成する。出力信号Ｌｑ１は、１６７６８、１８１７６、１９４５６．．．という値をとる。
【００７１】
図４Ｃは、図４Ｂに示す出力信号Ｌｑ１に基づいて生成された出力信号Ｌｒ１を示す。Ｄａｔａ‐Ｄｕｔｙ変換手段１３５は、最高値２５５×２５５＝６５０２５に対する出力信号Ｈｑ１、Ｌｑ１、Ｈｑ２、Ｌｑ２、Ｈｑ３およびＬｑ３の比率をｄｕｔｙ比とする信号を生成し、出力信号Ｌｒ１として出力する。
【００７２】
具体的には、出力信号Ｌｒ１は、ｄｕｔｙ比にｔ０／１２８（正弦波テーブル格納部１３３からデータが読み出される時間）を掛けた値の幅を有するパルス信号として出力される。このパルス信号は０Ｖか５Ｖの２値の値のみをとる。出力信号Ｈｒ１、Ｈｒ２、Ｌｒ２、Ｈｒ３およびＬｒ３も同様に生成される。
【００７３】
駆動回路１３６は、出力信号Ｈｒ１、Ｌｒ１、Ｈｒ２、Ｌｒ２、Ｈｒ３およびＬｒ３に基づいて出力信号Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２、Ｌ２、Ｈ３およびＬ３を生成する。駆動回路１３６は、スイッチング手段１４０が含む６個のスイッチング素子ＨＡ１、ＬＡ１、ＨＡ２、ＬＡ２、ＨＡ３およびＬＡ３を制御する。
【００７４】
出力信号Ｈ１、Ｌ１、Ｈ２、Ｌ２、Ｈ３およびＬ３も２値の値のみをとる。駆動回路１３６は、３個の信号Ｌ１、Ｌ２およびＬ３を下側スイッチング素子ＬＡ１、ＬＡ２およびＬＡ３に出力し、３個の信号Ｈ１、Ｈ２およびＨ３を上側スイッチング素子ＨＡ１、ＨＡ２およびＨＡ３に出力する。
【００７５】
駆動回路１３６は、下側スイッチング素子ＬＡ１、ＬＡ２およびＬＡ３ならびに上側スイッチング素子ＨＡ１、ＨＡ２およびＨＡ３をオンまたはオフすることにより、ステータコイル１１４に流れる駆動電流を制御する。出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３が上側スイッチング素子ＨＡ１、ＨＡ２、ＨＡ３に、また、出力信号Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が下側スイッチング手段ＬＡ１、ＬＡ２、ＬＡ３に交互に加えられるため、ステータコイル１１４の各コイルには、図３Ｃに示すように連続した正弦波状の電圧が印加される。
【００７６】
（表２）は、Ｙ結線３相ブラシレスモータ（モータＡ）と、このＹ結線３相ブラシレスモータのコイル結線のみをデルタ結線にした本発明の実施の形態によるデルタ結線３相ブラシレスモータ（モータＢ）と、線積率をこのデルタ結線３相ブラシレスモータと同一にして巻き数を１／２にしたＹ結線３相ブラシレスモータ（モータＣ）との比較表である。
【００７７】
【表２】

モータＢとモータＣとは逆起電圧が同一である。モータＢは、コイルの直流抵抗がモータＣより大きいため流せる駆動電流は少ない。しかし、モータＢは、単位電流当たりの発生トルクが大きくなり、少ない電流で同一の単位電圧あたりのトルクを得ることができる。また、一般にコイルの巻き数が少なくなると全体に効率が低下する傾向があるが、コイルの巻き数を少なくすることなくこのような仕様を実現できる。
【００７８】
３．ブラシレスモータ装置１００の抵抗値の条件
以下に、本発明の実施の形態によるブラシレスモータ装置１００がＹ結線３相ブラシレスモータ装置より優れた特性を有するための抵抗値を求める。
【００７９】
一般に、駆動トランジスタのオン時は、いくらかの抵抗（駆動トランジスタの内部抵抗）が存在する。また、駆動トランジスタからモータまでの配線にも抵抗がある。デルタ結線では、（表２）に示すように、駆動電流は増大する。このため、これらの抵抗が大きく特性に影響し、特に起動トルクが大きく減少する。この結果、トランジスタの内部抵抗および配線の抵抗が大きい駆動手段でトランジスタを駆動すると起動トルクが通常のＹ結線であるモータより低下してしまう可能性がある。
【００８０】
スイッチング手段１４０がオン時の内部抵抗の値をｒ１、スイッチング手段１４０からブラシレスモータ１１０への配線の抵抗の値をｒ２とし、Ｒ１＝ｒ１＋ｒ２とする。Ｙ結線のモータの起動トルクをＴｙとすると、（数１）が成り立つ。
【００８１】
【数１】
Ｔｙ＝Ｋ・Ｉ
ここで、Ｉは駆動電流、Ｋはトルク定数である。
【００８２】
電源が電圧Ｅである場合、流れる駆動電流Ｉはコイル１相の直流抵抗をＲとすると、（数２）が成り立つ。
【００８３】
【数２】
Ｉ＝Ｅ／（２Ｒ＋Ｒ１）
（数１）と（数２）とから、電源が電圧Ｅである場合に発生する起動トルクＴｙは（数３）のようになる。
【００８４】
【数３】
Ｔｙ＝Ｋ・Ｅ／（２Ｒ＋Ｒ１）
３相ブラシレスモータの結線をデルタ結線とした場合、起動トルクＴｄは（表２）を参照すれば、（数４）のようになる。
【００８５】
【数４】
Ｔｄ＝２／３・Ｋ・Ｉ
電源が電圧Ｅの場合、流れる駆動電流Ｉは（数５）のようになる。
【００８６】
【数５】
Ｉ＝Ｅ／（２／３・Ｒ＋Ｒ１）＝３Ｅ／（２Ｒ＋３Ｒ１）
（数４）と（数５）より、デルタ結線とした場合、電源が電圧Ｅである場合に発生する起動トルクＴｄは（数６）のようになる。
【００８７】
【数６】
Ｔｄ＝２Ｋ・Ｅ／（２Ｒ＋３Ｒ１）
（数３）と（数６）より、Ｔｙ＝ＴｄとなるＲ１を求めると（数７）を得る。
【００８８】
【数７】
Ｒ１＝２Ｒ
すなわち、デルタ結線による利点を得るためには（数８）の関係を満足する駆動回路を用いる必要がある。
【００８９】
【数８】
ｒ１＋ｒ２＜２Ｒ
Ｒの値は、一般的に１Ω前後と低く、スイッチング手段のオン時の内部抵抗ｒ１は通常１Ω前後であるため、内部抵抗ｒ１は、モータの特性に大きな影響を与える。また、ブラシレスモータとスイッチング手段とが離れて配置されている場合、ブラシレスモータからスイッチング手段への配線の抵抗ｒ２もモータの特性に大きな影響を与える。
【００９０】
本発明のブラシレスモータ装置１００は、スイッチング手段１４０がオン時のスイッチング手段の内部抵抗の値をｒ１、配線の抵抗の値をｒ２、３相のコイルのそれぞれの直流抵抗の値をＲとするとき、ｒ１＋ｒ２＜２Ｒである。
【００９１】
したがって、本発明のブラシレスモータ装置は、Ｙ結線３相ブラシレスモータの場合と比較して、スイッチング手段の内部抵抗の値と配線の抵抗の値との和の大きさが原因となる実質的な駆動電圧の電圧降下が小さくなる。このため、各相のコイルに流れる駆動電流が大きくなり、一定の駆動電流あたりのトルクが大きくなる。
【００９２】
本発明のブラシレスモータ装置では、速度制御の目的で駆動電流を最大値以外の値に制御する場合や、正弦波や台形波で駆動する場合にもスイッチング手段で消費される電力は存在しない。オン抵抗によって電力が消費されるが、この電力の消費さらに発熱も低く抑えることができる。
【００９３】
また、本発明のブラシレスモータ装置では、ほぼ完全な正弦波電流で駆動されるため、駆動時の騒音は非常に小さく抑えることができる。したがって、静音化が強く求められるオーディオ、ビジュアル用途に対しても十分な騒音特性を得ることができる。
【００９４】
４．読み出し開始位置可変手段の利用
ステータコイルはインダクタンス成分を持つ。したがって、ブラシレスモータの回転数が上昇し駆動周波数が高くなると、駆動電流の位相が遅れトルク発生効率が低下する。このため、ブラシレスモータの回転の加速に要する時間が長くなる、駆動電流が増加する、回転数が十分上昇しない等の弊害が生ずる。
【００９５】
したがって、ブラシレスモータの回転数が上昇するとロータマグネットの回転角の位相に対して駆動電流の位相を進めるという位相制御を行うことにより、加速を改善する、駆動電流をさらに減少させる、最高回転数を向上させる等の効果が期待できる。
【００９６】
駆動電流の位相の遅れは、ステータコイルの直流抵抗に対するステータコイルのインダクタンスの比に関連する。この比が大きいほど駆動電流の位相の遅れが大きい。デルタ結線モータの場合、Ｙ結線モータと比較し、一般に巻き数が大きい。ステータコイルの直流抵抗は巻き数に比例するが、ステータコイルのインダクタンスは巻き数の２乗に比例する。このためデルタ結線モータはこの比がＹ結線モータと比較して大きく、従って、位相の遅れも大きい。
【００９７】
したがって、モータの回転数に応じた駆動電流の位相でモータを駆動することによるモータ特性の改善は、デルタ結線モータでは、Ｙ結線モータよりも更に大きく、デルタ結線モータの持つ利点を更に発揮させ得る。
【００９８】
位相制御を行うために、本発明の実施の形態によるブラシレスモータ１００が備えた制御手段１３９は、読み出し開始位置可変手段１５０を備えてもよい。
【００９９】
制御手段１３９が読み出し開始位置可変手段１５０を備える場合、パルス間隔計測手段１３２から出力された速度信号ＦＧが読み出し開始位置可変手段１５０に入力される。読み出し開始位置可変手段１５０には、ブラシレスモータ１１０の回転数とその回転数に最も適した正弦波テーブル格納部１３３の読み出し開始位置とが記憶されたテーブルが格納されている。読み出し開始位置可変手段１５０は、ブラシレスモータ１１０の回転数に対応した正弦波テーブル格納部１３３の読み出し開始位置を示す信号を正弦波テーブル格納部１３３に出力する。正弦波テーブル格納部１３３はこの信号に基づいてブラシレスモータ１１０の回転数に応じて正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルの読み出し開始位置を可変する。
【０１００】
例えば、起動時に読み始める正弦波テーブル格納部１３３に格納された位相は、前述の位相が最適である。ブラシレスモータ１１０の回転数が１５００ｒ．ｐ．ｍの場合は、起動時の位相より１５°程度進めた位相から読み始めることが最適である。ブラシレスモータ１１０の回転数が５０００ｒ．ｐ．ｍの場合は、起動時の位相より３０°程度進めた位相から読み始めることが最適である。
【０１０１】
上述のブラシレスモータ１１０の回転数と読み始める正弦波テーブル格納部１３３に格納された位相との関係を実現するため、ブラシレスモータ１１０の回転数が１５００ｒ．ｐ．ｍの場合は、出力信号Ｈｐ１およびＬｐ１は（表１）のＮｏ．８０から、出力信号Ｈｐ２およびＬｐ２はＮｏ．１２３から、出力信号Ｈｐ３およびＬｐ３はＮｏ．３７から読み出される。このように読み出しを開始するデータ番号を５から６程度、平均５．３３だけ大きくすると１５°（３６０×５．３３／１２８）だけ位相を進めることとなる。読み出しを開始するデータ番号を進め、進んだ読み出し開始位置から正弦値を読み出して出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３として出力した結果、ブラシレスモータ１１０の回転数が１５００ｒ．ｐ．ｍの場合の駆動に最適な１５°進んだ位相でブラシレスモータ１１０を駆動できる。
【０１０２】
同様にブラシレスモータ１１０の回転数が５０００ｒ．ｐ．ｍの場合は、出力信号Ｈｐ１およびＬｐ１は（表１）のＮｏ．８５から、出力信号Ｈｐ２およびＬｐ２はＮｏ．０から、出力信号Ｈｐ３およびＬｐ３はＮｏ．４３から読み出される。このように開始番号を１０から１１程度、平均１０．６６ずつ大きくすると３０°（３６０×１０．６６／１２８）位相の進んだ位置から正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルを読み出して、出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３として出力することになる。この結果、ブラシレスモータ１１０の回転数が５０００ｒ．ｐ．ｍの場合の駆動に最適な３０°進んだ位相でブラシレスモータ１１０を駆動できる。
【０１０３】
読み出し開始位置可変手段１５０に格納されたテーブルは、使用するモータによって容易に変更できる構成になっている。
【０１０４】
読み出し開始位置可変手段１５０を備えたブラシレスモータ装置１００は、ブラシレスモータ１１０（ロータマグネット１１２、ステータコイル１１４、ホール素子１１６を含む）と読出し読み出し開始位置可変手段１５０を含む制御手段１３９とを除く部分が１個のモータ駆動用ＩＣとして構成され、読み出し開始位置可変手段１５０を含む制御手段１３９が光ディスク駆動装置のハードウェアとして構成され、読み出し開始位置可変手段１５０に格納されたテーブルは光ディスク駆動装置の制御用ソフトウェアを格納したマスクＲＯＭの一部として構成される。
【０１０５】
共通な仕様を有するＹ結線モータとデルタ結線モータとを比較する。
【０１０６】
Ｙ結線モータは、位相制御を行わずにモータの駆動を行った場合、最高回転数が５７８７ｒ．ｐ．ｍであった。位相制御を行うと最高回転数が６５４４ｒ．ｐ．ｍとなり、最高回転数が１１．３％向上した。
【０１０７】
デルタ結線モータは、位相制御を行わずにモータの駆動を行った場合、最高回転数が５６０５ｒ．ｐ．ｍであった。位相制御を行うと最高回転数が６８１２ｒ．ｐ．ｍとなり、最高回転数が２１．５％向上した。位相制御を行うと、Ｙ結線モータよりも最高回転数の向上率が大きく、また、回転数自体も高いという結果が得られた。デルタ結線モータを位相制御駆動することにより、Ｙ結線モータよりも大きな特性改善効果が得られる。
【０１０８】
５．ホール素子１１６の設置位置の変更
ホール素子１１６は、ステータコイル１１４の３相のコイルのうち隣接する２つのコイルが発生する磁束が互いに打ち消しあう位置に設置されていてもよい。
【０１０９】
例えば、ホール素子１１６は、第１相のコイル１１４ａから第２相のコイル１１４ｂの方向に６０°進んだ位置であって、第２相のコイル１１４ｂから第１相のコイル１１４ａの方向に６０°進んだ位置に備えられる。したがって、ホール素子１１６は、ロータマグネット１１２が発生する磁束のみを検出することができる。よって、隣接するコイルから発生する磁束を検出することが無く、モータの特性に悪影響を与えるノイズの発生を抑制し得る。
【０１１０】
ホール素子１１６が、第１相のコイル１１４ａから第２相のコイル１１４ｂの方向に６０°進んだ位置であって、第２相のコイル１１４ｂから第１相のコイル１１４ａの方向に６０°進んだ位置に備えられている場合、この位置は、Ｙ結線モータのホール素子の位置と同一になる。したがって、Ｙ結線モータ装置で用いられる駆動ＩＣをそのままデルタ結線モータ装置に適用することが考えられる。しかし、Ｙ結線モータ装置で用いられる駆動ＩＣをそのままデルタ結線モータ装置に適用しても、励磁切替えタイミングが最適値からずれているために、トルク効率の低下、不要振動の発生がある。Ｙ結線モータ装置で用いられる駆動ＩＣをそのままデルタ結線モータ装置に適用しても、ステータコイル１１４の各コイルへの電流の流れ方が異なり、発生する磁界の位相も異なるからである。
【０１１１】
読み出し開始位置可変手段１５０を備えたブラシレスモータ装置１００では、更に、正弦波電流の位相とホール素子１１６によって検出されるロータマグネット１１２の回転角の位相との差をデルタ結線モータの駆動に適した値に一定にするという位相制御を行うことで、ブラシレスモータ１１０の回転効率の劣化を防止することができる。また、正弦波電流の位相とホール素子１１６によって検出されるロータマグネット１１２の回転角の位相との差は一定の値ではなく、ロータマグネット１１２の回転数に応じて可変するようにしてもよい。
【０１１２】
本発明のブラシレスモータ装置では、正弦波電流の位相とホール素子によって検出されるロータマグネットの回転角の位相との差がロータマグネットの回転速度に基づいて可変とし得る。したがって、ロータマグネットの回転速度に最適な位相でブラシレスモータを駆動することができる。
【０１１３】
本発明のブラシレスモータ装置では、正弦波電流の位相とホール素子によって検出されるロータマグネットの回転角の位相との差を一定にし得る。したがって、ステータコイルが発生する磁束からホール素子への磁束の干渉を防止しつつ、デルタ結線モータとＹ結線モータとの最適位相角の差を補正して最適な効率を得ることができる。
【０１１４】
【発明の効果】
本発明のブラシレスモータ装置は、スイッチング手段がオン時のスイッチング手段の内部抵抗の値をｒ１、配線の抵抗の値をｒ２、３相のコイルのそれぞれの直流抵抗の値をＲとするとき、ｒ１＋ｒ２＜２Ｒである。
【０１１５】
本発明のブラシレスモータ装置によれば、従来のＹ結線３相ブラシレスモータ装置の場合と比較して、スイッチング手段の内部抵抗の値と配線の抵抗の値との和を小さくすることができる。従来のＹ結線３相ブラシレスモータ装置では、スイッチング手段の内部抵抗の値をｒ１’、配線の抵抗の値をｒ２’、３相のコイルのそれぞれの直流抵抗の値をＲ’とするとき、ｒ１’＋ｒ２’＞２Ｒ’だからである。したがって、本発明のブラシレスモータ装置によれば、従来のＹ結線３相ブラシレスモータ装置と比較して、スイッチング手段の内部抵抗の値と配線の抵抗の値との和の大きさが原因となる駆動電圧の降下を小さくすることができる。これにより、各相のコイルに流れる駆動電流を大きくし、一定の駆動電流あたりのトルクを大きくすることができる。その結果、従来のＹ結線３相ブラシレスモータ装置より優れた性能を有するデルタ型３相ブラシレスモータ装置を得ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるブラシレスモータ装置１００の構成を示す図
【図２】本発明の実施の形態における正弦波テーブル格納部１３３に格納されたテーブルの値を示す図
【図３Ａ】ホール素子１１６が出力する正弦波信号とホールアンプ／２値化手段１３１の出力パルスとを示す図
【図３Ｂ】正弦波テーブル格納部１３３から出力された出力信号Ｈｐ１、Ｌｐ１、Ｈｐ２、Ｌｐ２、Ｈｐ３およびＬｐ３を示す図
【図３Ｃ】ステータコイル１１４の第１相のコイル１１４ａと、第２相のコイル１１４ｂと、第３相のコイル１１４ｃとに各々印加される電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを示す図
【図４Ａ】ホールアンプ／２値化手段１３１の出力と出力信号Ｌｐ１の値を示す図
【図４Ｂ】ホールアンプ／２値化手段１３１からパルス信号が入力された直後の出力信号Ｌｐ１と出力信号Ｌｑ１を示す図
【図４Ｃ】図４Ｂに示す出力信号Ｌｑ１に基づいて生成された出力信号Ｌｒ１を示す図
【符号の説明】
１００ブラシレスモータ装置
１１０ブラシレスモータ
１１２ロータマグネット
１１４ステータコイル
１１４ａ第１相のコイル
１１４ｂ第２相のコイル
１１４ｃ第３相のコイル
１１６ホール素子
１３０駆動手段
１３１ホールアンプ／２値化手段
１３２パルス間隔計測手段
１３３正弦波テーブル格納部
１３４換算器
１３５Ｄａｔａ−Ｄｕｔｙ変換手段
１３６駆動回路
１３７起動手段
１３８逆起電圧検出手段
１３９制御手段
１４０スイッチング手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a brushless motor device that reduces a drop in driving voltage caused by internal resistance of switching means and wiring resistance.
[0002]
[Prior art]
Motors are used in various industrial fields. Small motors are used for mobile phones, tape recorders, DVDs, and the like, for example. A large motor having a diameter of several meters is used as a rolling mill motor, for example.
[0003]
There are various types of motors such as a commutator motor, an induction motor, and a brushless motor.
[0004]
The commutator motor includes a brush, a commutator, and a coil. Since the commutator motor has a simple structure and can be used with either a direct current or an alternating current, it is widely used in general-purpose small devices, home appliances, and toys that do not require high precision.
[0005]
An induction motor rotates a motor by a current generated by electromagnetic induction that occurs when a magnetic field rotates. Induction motors are used as motors for industrial production such as steel rolling mills and paper rolls.
[0006]
The brushless motor realizes a motor commutation mechanism using a sensor and a dedicated IC instead of a mechanical sliding portion such as a brush or commutator, which are constituent elements of the commutator motor. Since a brushless motor does not include a brush and a commutator, there is no contact between the brush and the commutator, and therefore there is no friction, so the life is long and metal powder and carbon are not scattered. The brushless motor is used in a hard disk drive of a personal computer, a CD-ROM drive, an air cooling fan, and the like.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
Conventionally, a brushless motor having a Y-shaped three-phase coil (Y-connected three-phase brushless motor) has been known. However, a brushless motor having a three-phase coil connected in a delta shape (delta-connected three-phase brushless) There was no motor). This is because the delta connection has been used exclusively for commutator motors and induction motors. An object of the present invention is to provide a delta-connected three-phase brushless motor device having performance superior to that of a conventional Y-connected three-phase brushless motor device.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  The semiconductor light emitting device according to the present invention controls motor means including a three-phase coil connected in a delta shape, switching means electrically connected to the motor means via wiring, and controls on / off of the switching means. Drive means for driving the motor meansIn a brushless motor device comprisingWhen the switching means is turned on, the value of the internal resistance of the switching means is r1, the resistance value of the wiring is r2, and the DC resistance value of each of the three-phase coils is R.The resistance value selection method for each of the resistance values r1, r2, and 2R, wherein the resistance values r1, r2, and 2R arer1 + r2 <2R holdsIs characterized by choosingThis achieves the above object.
[0009]
The driving means may variably control a ratio of a time when the switching means is on and a time when the switching means is off.
[0010]
  The motor means further comprises a rotor rotatable about an axis;
  The driving means includesAboveThe switching means outputs a sine wave current according to the rotation angle of the rotor.TheYou may control on-off of a switching means.
[0011]
The motor means and the switching means may be configured integrally.
[0012]
The motor means further includes magnetic flux detection means for detecting magnetic flux generated by the rotor, and the magnetic flux detection means is installed at a position where magnetic fluxes generated by two adjacent coils of the three-phase coils cancel each other. May be.
[0013]
The motor means further includes a magnetic flux detection means for detecting a magnetic flux generated by the rotor, and the driving means is a phase between the phase of the sine wave current and a phase of the rotation angle of the rotor detected by the magnetic flux detection means. You may control on-off of the said switching means so that a difference may become fixed.
[0014]
The motor means further includes a magnetic flux detection means for detecting a magnetic flux generated by the rotor, and the driving means is a phase between the phase of the sine wave current and a phase of the rotation angle of the rotor detected by the magnetic flux detection means. The on / off of the switching means may be controlled so that the difference becomes variable based on the rotational speed of the rotor.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1, 2, 3A to 3C, and 4A to 4C.
[0016]
1. Configuration of brushless motor device
FIG. 1 shows a configuration of a brushless motor device 100 according to an embodiment of the present invention.
[0017]
The brushless motor apparatus 100 includes a brushless motor 110 as motor means including three-phase coils connected in a delta shape, a switching means 140 electrically connected to the brushless motor 110 via wiring, and a switching means 140 Drive means 130 for driving the brushless motor 110 by controlling on / off.
[0018]
The brushless motor 110 includes a rotor 112 that can rotate around an axis, a stator coil 114 that is installed at a fixed position with respect to the rotor, and a magnetic flux detection means (Hall element) 116 that detects magnetic flux generated by the rotor 112. Including.
[0019]
The rotor 112 is a magnetic body (hereinafter referred to as a rotor magnet 112). In the example shown in FIG. 1, the rotor magnet 112 is a quadrupole magnetized rotor magnet. However, the number of poles of the rotor magnet 112 is not limited to four. The rotor magnet 112 may be a 12-pole magnetized rotor magnet, for example.
[0020]
Stator coil 114 includes a first phase coil 114a, a second phase coil 114b, and a third phase coil 114c. The first terminal Ta1 of the first phase coil 114a and the first terminal Tb1 of the second phase coil 114b are electrically connected. The second terminal Tb2 of the second phase coil 114b and the first terminal Tc1 of the third phase coil 114c are electrically connected. The second terminal Tc2 of the third phase coil 114c and the second terminal Ta2 of the first phase coil 114a are electrically connected. Thus, the first phase coil 114a, the second phase coil 114b, and the third phase coil 114c are connected in a delta shape.
[0021]
In the example shown in FIG. 1, the stator coil 114 is a three-pole three-phase stator coil. However, the number of poles of the stator coil 114 is not limited to three. Stator coil 114 may be, for example, a 9-pole three-phase stator coil.
[0022]
Hall element 116 detects the magnetic flux generated by rotor magnet 112. The hall element 116 outputs a sine wave signal corresponding to the rotation angle of the rotor magnet 112 based on the detected magnetic flux. This output signal is input to the hall amplifier / binarization means 131.
[0023]
In FIG. 1, the Hall element 116 is further moved in the direction of the first phase coil 114a by 15 ° from the alternate long and short dash line drawn to the position advanced 30 ° from the second phase coil 114b in the direction of the first phase coil 114a. It is provided at a position advanced by 75 ° from the first phase coil 114a to the second phase coil 114b. That is, the Hall element 116 is a position advanced 45 ° from the second phase coil 114b in the direction of the first phase coil 114a and 75 ° in the direction from the first phase coil 114a to the second phase coil 114b. Provided in advanced position.
[0024]
The switching means 140 includes three upper switching elements HA1, HA2, and HA3, three lower switching elements LA1, LA2, and LA3, three upper diodes HD1, HD2, and HD3, and three lower diodes. Includes LD1, LD2, and LD3.
[0025]
Switching elements HA1, LA1, HA2, LA2, HA3, and LA3 included in switching means 140 are driven based on output signals H1, L1, H2, L2, H3, and L3 generated by driving means 130 as will be described later. .
[0026]
The drive unit 130 controls the current flowing from the power source having a voltage of 5 V to the stator coil 114 by controlling on and off of the switching unit 140.
[0027]
The drive unit 130 includes a hall amplifier / binarization unit 131, a pulse interval measurement unit 132, a sine wave table storage unit 133, a converter 134, a data-duty conversion unit 135, a drive circuit 136, and an activation unit. 137, back electromotive voltage detection means 138, and control means 139.
[0028]
The hall amplifier / binarization means 131 amplifies the output signal of the hall element 116 and then generates a binary pulse signal based on the amplified output signal. The binarized pulse signal is output from the hall amplifier / binarizing unit 131 and input to the pulse interval measuring unit 132 and the sine wave table storage unit 133.
[0029]
The pulse interval measuring unit 132 measures the time interval of the rising part of the pulse of the binarized pulse signal output from the hall amplifier / binarizing unit 131. The pulse interval measuring unit 132 outputs measurement digital data representing the measured time interval to the sine wave table storage unit 133. Further, the pulse interval measuring unit 132 generates a rotation speed signal FG indicating the actual rotation speed of the brushless motor 110 based on the binarized pulse signal output from the hall amplifier / binarization unit 131. The pulse interval measuring unit 132 outputs the generated rotation speed signal FG to the control unit 139.
[0030]
The sine wave table storage unit 133 stores a table representing sine values corresponding to the angle of the sine wave. The data structure of this table is shown in (Table 1).
[0031]
[Table 1]

(Table 1) divides 360 ° into 128 equal parts, and represents a sine value corresponding to each phase of the sine wave divided into 128 equal parts by a value of 8 bits (0 to 255). Each of the 128 sine values has a No. 0 to No. Data numbers up to 127 are attached. The sine values are divided into two series (series H and series L) for each data number.
[0032]
For example, the data number No. The phase of the 32 sine waves is 90 °, the sine value of the series H is 254, and the sine value of the series L is 0. For example, the data number No. The phase of 96 sine waves is 270 °, the sine value of series H is 0, and the sine value of series L is 255.
[0033]
FIG. 2 shows the values of the table (Table 1) stored in the sine wave table storage unit 133 shown in FIG. The vertical axis represents the sine value. The horizontal axis indicates the data number. The data of series H is plotted with ● marks. The data of the series L is plotted with ▲ marks.
[0034]
The data number is No. 0 to No. In the case of 63 (the phase of the sine wave is 0 ° to 180 °), the value of the series H is a sine value corresponding to the phase of the sine wave. The value of the series L is 0.
[0035]
The data number is No. 64 to No. In the case of 127 (the phase of the sine wave is 180 ° to 360 °), the value of the series H is 0. The value of the series L is the absolute value of the sine value corresponding to the phase of the sine wave.
[0036]
The sine wave table storage unit 133 reads the stored table value in response to the rising edge of the binarized pulse signal output from the hall amplifier / binarization means 131. The sine wave table storage unit 133 reads 128 data, which is the number of data for one cycle of the sine wave, at the same interval as the output time interval of the pulse interval measuring means 132. The sine wave table storage unit 133 outputs a total of six signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3, and Lp3 by starting reading from three different data numbers. The H series output signal Hp1 has the same data number as the L series output signal Lp1. The H series output signal Hp2 has the same data number as the L series output signal Lp2. The H series output signal Hp3 has the same data number as the L series output signal Lp3.
[0037]
FIG. 3A shows a sine wave signal output from the Hall element 116 and an output pulse of the Hall amplifier / binarization means 131. The vertical axis indicates the magnitude of the output. The horizontal axis indicates time. This output pulse is a pulse that rises at a time when the sine wave signal output from the Hall element 116 changes from negative to positive.
[0038]
The pulse interval measuring means 132 measures the pulse interval and generates time data t0, t1, t2,.
[0039]
FIG. 3B shows the output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3, and Lp3 output from the sine wave table storage unit 133. The vertical axis indicates the magnitude of the output signal. The horizontal axis indicates time.
[0040]
When the sine wave table storage unit 133 receives the pulse output from the hall amplifier / binarization unit 131, the sine wave table storage unit 133 stores the table No. The H-series value is read out from the 75 H-series values, and this value is output to the multiplier 134 as the output signal Hp1. No. When output up to 127 H series values, No. Returning to 0, the reading of the H-series values is repeated in the same manner. The read value is No. When 1 is reached, the H series values 12, 24, 37. . . Are sequentially output as the output signal Hp1.
[0041]
The reading speed is controlled to a speed at which 128 data are output at the output pulse interval t0 of the Hall amplifier / binarizing means 131. When the next pulse is output from the hall amplifier / binarization means 131 in the middle of output, the first No. 1 is output. Returning to 75, the reading speed is controlled to a speed at which 128 data are output at the output pulse interval t1 of the Hall amplifier / binarizing means 131.
[0042]
Similarly, the L series No. of the table stored in the sine wave table storage unit 133 is stored. Reading is started from the value of 75, and this value is output to the multiplier 134 as the output signal Lp1.
[0043]
Similarly, the H series No. of the table stored in the sine wave table storage unit 133 is stored. Reading is started from the value 117, and this value is output to the multiplier 134 as the output signal Hp2.
[0044]
Similarly, the L series No. of the table stored in the sine wave table storage unit 133 is stored. Reading is started from the value 117, and this value is output to the multiplier 134 as the output signal Lp2.
[0045]
Similarly, the H series No. of the table stored in the sine wave table storage unit 133 is stored. Reading is started from the value of 32, and this value is output to the multiplier 134 as the output signal Hp3.
[0046]
Similarly, the L series No. of the table stored in the sine wave table storage unit 133 is stored. Reading is started from the value of 32, and this value is output to the multiplier 134 as the output signal Lp2.
[0047]
FIG. 3C shows voltages Va, Vb, and Vc applied to the first-phase coil 114a, the second-phase coil 114b, and the third-phase coil 114c of the stator coil 114, respectively.
[0048]
The voltages Va, Vb, and Vc have a constant phase relationship at the same frequency as the output signal of the Hall element 116.
[0049]
The multiplier 134 multiplies the output signal Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3, and Lp3 output from the sine wave table storage unit 133 by the voltage command value Vd output from the control unit 139, thereby outputting the output signal Hq1, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3 and Lq3 are generated.
[0050]
The voltage command value Vd is a command value of a voltage for driving the brushless motor 110. As will be described later, the control means 139 outputs the voltage command value Vd as a data value of 8 bits (from 0 to 255). When the voltage command value is 0V, the data value 0 is output. In the case of the voltage command value 5V, the data value 255 is output.
[0051]
The maximum value of the values of the output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3, and Lp3 output from the sine wave table storage unit 133 is 255. Therefore, the maximum value of the output signals Hq1, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3, and Lq3 is 255 × 255 = 65025.
[0052]
Data-Duty conversion means 135 converts output signals Hq1, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3 and Lq3 into output signals Hr1, Lr1, Hr2, Lr2, Hr3 and Lr3 having a duty ratio proportional to the values of these output signals. To do. The output signal having the maximum value 65025 has a duty ratio = 100%. The output signal having the lowest value 0 has a duty ratio = 0%.
[0053]
The drive circuit 136 receives the output signals Hr1, Lr1, Hr2, Lr2, Hr3 and Lr3 and generates output signals H1, L1, H2, L2, H3 and L3. Switching elements HA1, LA1, HA2, LA2, HA3 and LA3 included in switching means 140 are driven based on output signals H1, L1, H2, L2, H3 and L3. Further, as will be described later, the drive circuit 136 also receives a signal from the activation unit 137. As will be described later, the drive circuit 136 receives a switching signal from the control means 139.
[0054]
The counter electromotive voltage detecting means 138 detects data relating to the phase of the counter electromotive voltage generated in the stator coil 114, data relating to the polarity, etc., and outputs these data to the starting means 137.
[0055]
The starter 137 outputs an appropriate signal to the drive circuit 136 when the brushless motor 110 is started in order to give the rotor magnet 112 rotational movement. The starter 137 receives the data output from the back electromotive voltage detector 138 and outputs the data to the drive circuit 136. The drive circuit 136 can drive the brushless motor 110 at a low rotational speed based on the data output from the back electromotive voltage detection means 138.
[0056]
Drive circuit 136 outputs signals L1, L2, and L3 to lower switching elements LA1, LA2, and LA3, respectively. Drive circuit 136 outputs signals H1, H2, and H3 to upper switching elements HA1, HA2, and HA3, respectively. The drive circuit 136 controls the current flowing from the power source of 5 V to the stator coil 114 by controlling on and off of the switching unit 140.
[0057]
Upper switching elements HA1, HA2 and HA3 and lower switching elements LA1, LA2 and LA3 perform only a completely on or completely off operation. Therefore, a sufficient voltage can be applied to the switching element in the on state so that the current-voltage characteristics are saturated.
[0058]
Further, the switching unit 140 and the brushless motor 110 are integrally configured, so that the resistance of the wiring between the switching unit 140 and the stator coil 114 can be lowered.
[0059]
The control means 139 inputs a speed command value, a speed signal FG, and a START / STOP signal. The control means 139 outputs a switching signal to the drive circuit 136 and the activation means 137 when the brushless motor 110 is activated. When the control means 139 detects that the rotation speed of the brushless motor 110 has reached a certain level or more by inputting the speed signal FG, the control circuit 139 switches the drive circuit 136 to normal drive. The control means 139 compares the speed command value signal with the speed signal FG, and outputs a value proportional to the difference as the voltage command value Vd. The brushless motor 110 is controlled so that the rotation speed of the brushless motor 110 becomes the value of the speed command value.
[0060]
2. Operation of the brushless motor device 100
Below, operation | movement of the brushless motor apparatus 100 is demonstrated. The brushless motor apparatus 100 according to the embodiment of the present invention is used in preparation for an optical disk recording / reproducing apparatus, for example.
[0061]
When the START signal is input to the control unit 139, the control unit 139 outputs a switching signal to the drive circuit 136 and the activation unit 137. The brushless motor 110 is driven by the signal output from the starter 137. The starting unit 137 outputs an appropriate signal to the drive circuit 136 and controls the switching unit 140 to give the rotor magnet 112 a rotational motion.
[0062]
When the control unit 139 detects that the rotor magnet 112 has been rotated by the speed signal FG, the control unit 139 outputs a switching signal to the starting unit 137. The starting unit 137 outputs to the drive circuit 136 a signal generated based on data on the phase of the back electromotive voltage generated in the stator coil 114 output from the back electromotive force detection unit 138 and data on the polarity. The drive circuit 136 controls the switching means 140 to drive the brushless motor 110 at a low rotational speed. The drive circuit 136 switches to normal drive when the rotation speed increases and the rotation speed exceeds a certain value, and performs drive based on the output signals Hr1, Lr1, Hr2, Lr2, Hr3, and Lr3.
[0063]
Since the brushless motor 110 has already been rotated at a predetermined rotational speed or more, a stable output signal is output from the hall element 116. The hall amplifier / binarization means 131 outputs a binarized signal. The pulse interval measuring unit 132 measures the time interval of the rising edge of the pulse output from the hall amplifier / binarizing unit 131 and outputs measured digital data. The measured digital data is input to the sine wave table storage unit 133, and output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3, and Lp3 are output.
[0064]
The sine wave table storage unit 133 starts reading at the rise time of the pulse signal output from the hall amplifier /

binarization unit

131 and 128 data at the same time interval as the pulse signal output interval of the pulse interval measurement unit 132. Is read. For this reason, when the brushless motor 110 rotates at a constant speed, the cycle of the output signal of the Hall element 116 coincides with the cycle of the data read from the sine wave table storage unit 133. Further, the phase of the output signal of the Hall element 116 and the phase of the data read from the sine wave table storage unit 133 have a certain relationship with each other.
[0065]
Since the time interval data output from the pulse interval measuring means 132 is the data of the time interval one cycle before, when the brushless motor 110 is accelerating / decelerating, the cycle of the output signal of the Hall element 116 and the sine wave The period of the data read from the table storage unit 133 does not match, and the phase of the output signal of the Hall element 116 and the phase of the data read from the sine wave table storage unit 133 do not have a fixed relationship with each other. However, in a brushless motor device having a 12-pole magnetized rotor magnet and a 9-pole 3-phase stator coil, the output signal of the Hall element 116 generates a signal of one cycle by 1/6 rotation of the 12-pole magnetized rotor magnet. . A 12-pole magnetized rotor magnet is set to 500 r. p. Even when rotating at about m or more and accelerating / decelerating with the maximum torque, the discrepancy in the period is about 10% at maximum, and there is no problem in the performance of the brushless motor device.
[0066]
The multiplier 134 multiplies the voltage command value Vd output from the control means 139 by the output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3 and Lp3, respectively, and outputs an output signal Hq1, which is a signal whose amplitude is proportional to the voltage command value Vd, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3 and Lq3 are generated. Output signals Hq1, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3, and Lq3 are input to Data-Duty conversion means 135. Data-Duty conversion means 135 generates output signals Hr1, Lr1, Hr2, Lr2, Hr3 and Lr3 having a duty ratio proportional to the values of output signals Hq1, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3 and Lq3.
[0067]
FIG. 4A shows the values of the output pulse signal and the output signal Lp1 of the Hall amplifier / binarization means 131.
[0068]
FIG. 4B shows the values of the output signal Lp1 and the output signal Lq1 immediately after the pulse signal is input from the Hall amplifier / binarizing means 131.
[0069]
It is assumed that the voltage command value Vd value 128 (corresponding to 2.5 V) is output from the control means 139.
[0070]
When the pulse signal is output from the hall amplifier / binarization means 131 to the sine wave table storage unit 133, the sine wave table storage unit 133 stores the L series No. 75 data are read in order and output as an output signal Lp1. The output signal Lp1 is 131, 142, 152. . . The value is taken. The multiplier 134 multiplies the output signal Lp1 by the value 128 of Vd to generate the output signal Lq1. The output signal Lq1 is 16768, 18176, 19456. . . The value is taken.
[0071]
FIG. 4C shows the output signal Lr1 generated based on the output signal Lq1 shown in FIG. 4B. The Data-Duty conversion means 135 generates a signal having a duty ratio that is the ratio of the output signals Hq1, Lq1, Hq2, Lq2, Hq3, and Lq3 with respect to the maximum value 255 × 255 = 65025, and outputs it as the output signal Lr1.
[0072]
Specifically, the output signal Lr1 is output as a pulse signal having a width obtained by multiplying the duty ratio by t0 / 128 (time for reading data from the sine wave table storage unit 133). This pulse signal takes only a binary value of 0V or 5V. Output signals Hr1, Hr2, Lr2, Hr3 and Lr3 are similarly generated.
[0073]
The drive circuit 136 generates output signals H1, L1, H2, L2, H3, and L3 based on the output signals Hr1, Lr1, Hr2, Lr2, Hr3, and Lr3. The drive circuit 136 controls the six switching elements HA1, LA1, HA2, LA2, HA3, and LA3 included in the switching unit 140.
[0074]
The output signals H1, L1, H2, L2, H3 and L3 also take only binary values. The drive circuit 136 outputs three signals L1, L2, and L3 to the lower switching elements LA1, LA2, and LA3, and outputs three signals H1, H2, and H3 to the upper switching elements HA1, HA2, and HA3.
[0075]
The drive circuit 136 controls the drive current flowing through the stator coil 114 by turning on or off the lower switching elements LA1, LA2, and LA3 and the upper switching elements HA1, HA2, and HA3. Since the output signals H1, H2, and H3 are alternately applied to the upper switching elements HA1, HA2, and HA3, and the output signals L1, L2, and L3 are alternately applied to the lower switching means LA1, LA2, and LA3, each coil of the stator coil 114 As shown in FIG. 3C, a continuous sinusoidal voltage is applied.
[0076]
Table 2 shows a Y-connected three-phase brushless motor (motor A) and a delta-connected three-phase brushless motor (motor B) according to the embodiment of the present invention in which only the coil connection of this Y-connected three-phase brushless motor is a delta connection. ) And a Y-connected 3-phase brushless motor (motor C) in which the line product ratio is the same as that of the delta-connected 3-phase brushless motor and the number of turns is halved.
[0077]
[Table 2]

Motor B and motor C have the same back electromotive force. In the motor B, since the direct current resistance of the coil is larger than that of the motor C, the drive current that can flow is small. However, the generated torque per unit current of the motor B increases, and the same torque per unit voltage can be obtained with a small current. In general, the efficiency tends to decrease as the number of turns of the coil decreases, but such a specification can be realized without reducing the number of turns of the coil.
[0078]
3. Condition of resistance value of brushless motor device 100
Below, the resistance value for the brushless motor apparatus 100 by embodiment of this invention to have the characteristic superior to the Y connection 3 phase brushless motor apparatus is calculated | required.
[0079]
In general, there is some resistance (internal resistance of the drive transistor) when the drive transistor is on. There is also a resistance in the wiring from the drive transistor to the motor. In the delta connection, as shown in (Table 2), the drive current increases. For this reason, these resistances greatly affect the characteristics, and particularly the starting torque is greatly reduced. As a result, when the transistor is driven by a driving means having a large internal resistance and wiring resistance, the starting torque may be lower than that of a motor having a normal Y connection.
[0080]
When the switching means 140 is on, the value of the internal resistance is r1, the resistance value of the wiring from the switching means 140 to the brushless motor 110 is r2, and R1 = r1 + r2. If the starting torque of the Y-connected motor is Ty, (Equation 1) holds.
[0081]
[Expression 1]
Ty = KI
Here, I is a drive current, and K is a torque constant.
[0082]
When the power source is the voltage E, the flowing drive current I is expressed by the following equation (2), where R is the DC resistance of one phase of the coil.
[0083]
[Expression 2]
I = E / (2R + R1)
From (Equation 1) and (Equation 2), the starting torque Ty generated when the power source is the voltage E is as shown in (Equation 3).
[0084]
[Equation 3]
Ty = K · E / (2R + R1)
When the connection of the three-phase brushless motor is a delta connection, the starting torque Td is expressed by (Equation 4) with reference to (Table 2).
[0085]
[Expression 4]
Td = 2/3 ・ K ・ I
When the power source is the voltage E, the flowing drive current I is as shown in (Formula 5).
[0086]
[Equation 5]
I = E / (2/3 · R + R1) = 3E / (2R + 3R1)
From (Equation 4) and (Equation 5), when the delta connection is used, the starting torque Td generated when the power source is the voltage E is as shown in (Equation 6).
[0087]
[Formula 6]
Td = 2K · E / (2R + 3R1)
From (Equation 3) and (Equation 6), when R1 satisfying Ty = Td is obtained, (Equation 7) is obtained.
[0088]
[Expression 7]
R1 = 2R
That is, in order to obtain the advantage of delta connection, it is necessary to use a drive circuit that satisfies the relationship of (Equation 8).
[0089]
[Equation 8]
r1 + r2 <2R
The value of R is generally as low as around 1Ω, and the internal resistance r1 when the switching means is on is usually around 1Ω, so that the internal resistance r1 has a great influence on the characteristics of the motor. In addition, when the brushless motor and the switching means are arranged apart from each other, the resistance r2 of the wiring from the brushless motor to the switching means also greatly affects the characteristics of the motor.
[0090]
In the brushless motor apparatus 100 of the present invention, when the switching means 140 is on, the value of the internal resistance of the switching means is r1, the value of the wiring resistance is r2, and the value of the DC resistance of each of the three-phase coils is R. R1 + r2 <2R.
[0091]
Therefore, the brushless motor device of the present invention is substantially driven by the magnitude of the sum of the internal resistance value of the switching means and the resistance value of the wiring as compared with the case of the Y-connected three-phase brushless motor. The voltage drop of the voltage becomes small. For this reason, the drive current flowing through the coils of each phase increases, and the torque per fixed drive current increases.
[0092]
In the brushless motor device of the present invention, there is no power consumed by the switching means even when the drive current is controlled to a value other than the maximum value for the purpose of speed control, or when driven by a sine wave or trapezoidal wave. Although power is consumed by the on-resistance, the power consumption and heat generation can be suppressed to a low level.
[0093]
In addition, since the brushless motor device of the present invention is driven with a substantially complete sine wave current, the noise during driving can be kept very small. Therefore, sufficient noise characteristics can be obtained even for audio and visual applications that require strong noise reduction.
[0094]
4). Use of read start position variable means
The stator coil has an inductance component. Therefore, when the rotational speed of the brushless motor is increased and the drive frequency is increased, the phase of the drive current is delayed and the torque generation efficiency is lowered. For this reason, problems such as an increase in the time required for acceleration of the rotation of the brushless motor, an increase in drive current, and an insufficient increase in the number of revolutions occur.
[0095]
Therefore, when the rotation speed of the brushless motor increases, phase control is performed to advance the phase of the drive current with respect to the phase of the rotation angle of the rotor magnet, thereby improving acceleration, further reducing the drive current, and increasing the maximum rotation speed. An effect such as improvement can be expected.
[0096]
The phase delay of the drive current is related to the ratio of the stator coil inductance to the stator coil DC resistance. The larger this ratio, the greater the delay in the phase of the drive current. In the case of a delta connection motor, the number of windings is generally larger than that of a Y connection motor. The DC resistance of the stator coil is proportional to the number of turns, but the inductance of the stator coil is proportional to the square of the number of turns. For this reason, the ratio of the delta connection motor is larger than that of the Y connection motor, and therefore the phase delay is also large.
[0097]
Therefore, the improvement of the motor characteristics by driving the motor with the phase of the drive current according to the rotation speed of the motor is larger in the delta connection motor than in the Y connection motor, and the advantages of the delta connection motor can be further exhibited. .
[0098]
In order to perform the phase control, the control unit 139 provided in the brushless motor 100 according to the embodiment of the present invention may include a read start position varying unit 150.
[0099]
When the control unit 139 includes the read start position varying unit 150, the speed signal FG output from the pulse interval measuring unit 132 is input to the read start position varying unit 150. The read start position variable means 150 stores a table in which the rotation speed of the brushless motor 110 and the read start position of the sine wave table storage unit 133 most suitable for the rotation speed are stored. The read start position varying unit 150 outputs a signal indicating the read start position of the sine wave table storage unit 133 corresponding to the rotation speed of the brushless motor 110 to the sine wave table storage unit 133. Based on this signal, the sine wave table storage unit 133 varies the reading start position of the table stored in the sine wave table storage unit 133 in accordance with the rotational speed of the brushless motor 110.
[0100]
For example, the aforementioned phase is optimal for the phase stored in the sine wave table storage unit 133 that starts reading at startup. The rotational speed of the brushless motor 110 is 1500 r. p. In the case of m, it is optimal to start reading from a phase advanced about 15 ° from the phase at the time of activation. The rotational speed of the brushless motor 110 is 5000 r. p. In the case of m, it is optimal to start reading from a phase advanced by about 30 ° from the phase at the time of activation.
[0101]
In order to realize the relationship between the rotational speed of the brushless motor 110 and the phase stored in the sine wave table storage unit 133 that starts reading, the rotational speed of the brushless motor 110 is 1500 r. p. In the case of m, the output signals Hp1 and Lp1 are No. in (Table 1). 80, the output signals Hp2 and Lp2 are No. 123, the output signals Hp3 and Lp3 are No. 37. In this way, when the data number to start reading is increased by about 5 to 6 and an average of 5.33, the phase is advanced by 15 ° (360 × 5.33 / 128). As a result of advancing the data number to start reading and reading out the sine value from the advanced reading start position and outputting it as output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3 and Lp3, the rotational speed of the brushless motor 110 is 1500 r. p. The brushless motor 110 can be driven at a phase advanced by 15 ° which is optimal for driving in the case of m.
[0102]
Similarly, the rotational speed of the brushless motor 110 is 5000 r. p. In the case of m, the output signals Hp1 and Lp1 are No. in (Table 1). 85, the output signals Hp2 and Lp2 are No. 0, the output signals Hp3 and Lp3 are No. 43. In this way, when the start number is increased by about 10 to 11 and an average of 10.66, the table stored in the sine wave table storage unit 133 is read from the position advanced by 30 ° (360 × 10.66 / 128) phase, Output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3 and Lp3 are output. As a result, the rotational speed of the brushless motor 110 is 5000 r. p. The brushless motor 110 can be driven at a phase advanced by 30 ° which is optimal for driving in the case of m.
[0103]
The table stored in the read start position varying unit 150 can be easily changed depending on the motor used.
[0104]
The brushless motor apparatus 100 provided with the read start position varying means 150 is a portion excluding the brushless motor 110 (including the rotor magnet 112, the stator coil 114, and the hall element 116) and the control means 139 including the read / read start position varying means 150. Is configured as one motor driving IC, and the control means 139 including the read start position varying means 150 is configured as hardware of the optical disk drive apparatus, and the table stored in the read start position varying means 150 is the optical disk drive apparatus. It is configured as part of a mask ROM that stores control software.
[0105]
A Y-connection motor and a delta-connection motor having common specifications are compared.
[0106]
When the Y-connection motor is driven without phase control, the maximum rotational speed is 5787 r. p. m. When phase control is performed, the maximum rotational speed is 6544 r. p. m, and the maximum rotational speed was improved by 11.3%.
[0107]
When the delta connection motor is driven without performing phase control, the maximum rotational speed is 5605 r. p. m. When phase control is performed, the maximum rotational speed is 6812r. p. m, and the maximum rotational speed was improved by 21.5%. When the phase control was performed, the improvement rate of the maximum rotational speed was higher than that of the Y-connection motor, and the rotational speed itself was also high. By performing phase control driving of the delta connection motor, a larger characteristic improvement effect than that of the Y connection motor can be obtained.
[0108]
5. Changing the installation position of the Hall element 116
Hall element 116 may be installed at a position where magnetic fluxes generated by two adjacent coils among the three-phase coils of stator coil 114 cancel each other.
[0109]
For example, the Hall element 116 is a position advanced by 60 ° from the first phase coil 114a in the direction of the

second phase coil

114b and 60 ° in the direction of the first phase coil 114a from the second phase coil 114b. Provided in advanced position. Therefore, the Hall element 116 can detect only the magnetic flux generated by the rotor magnet 112. Therefore, magnetic flux generated from adjacent coils is not detected, and generation of noise that adversely affects the characteristics of the motor can be suppressed.
[0110]
The Hall element 116 is advanced by 60 ° from the first phase coil 114a toward the second phase coil 114b, and advanced by 60 ° from the second phase coil 114b toward the first phase coil 114a. When provided in a position, this position is the same as the position of the Hall element of the Y-connection motor. Therefore, it is conceivable to apply the drive IC used in the Y-connection motor device to the delta connection motor device as it is. However, even if the drive IC used in the Y-connection motor device is applied to the delta connection motor device as it is, the excitation switching timing deviates from the optimum value, resulting in a decrease in torque efficiency and generation of unnecessary vibration. This is because even if the drive IC used in the Y-connection motor device is applied to the delta connection motor device as it is, the current flow to each coil of the stator coil 114 is different and the phase of the generated magnetic field is also different.
[0111]
In the brushless motor device 100 provided with the read start position varying means 150, the difference between the phase of the sine wave current and the phase of the rotation angle of the rotor magnet 112 detected by the Hall element 116 is further suitable for driving the delta connection motor. By performing the phase control of making the value constant, it is possible to prevent the rotation efficiency of the brushless motor 110 from being deteriorated. Further, the difference between the phase of the sine wave current and the phase of the rotation angle of the rotor magnet 112 detected by the Hall element 116 is not a constant value, and may be varied according to the number of rotations of the rotor magnet 112.
[0112]
In the brushless motor device of the present invention, the difference between the phase of the sine wave current and the phase of the rotation angle of the rotor magnet detected by the Hall element can be made variable based on the rotation speed of the rotor magnet. Therefore, the brushless motor can be driven at a phase that is optimal for the rotational speed of the rotor magnet.
[0113]
In the brushless motor device of the present invention, the difference between the phase of the sine wave current and the phase of the rotation angle of the rotor magnet detected by the Hall element can be made constant. Accordingly, it is possible to obtain the optimum efficiency by correcting the difference in the optimum phase angle between the delta connection motor and the Y connection motor while preventing the interference of the magnetic flux generated by the stator coil to the Hall element.
[0114]
【The invention's effect】
In the brushless motor device of the present invention, when the switching means is ON, the value of the internal resistance of the switching means is r1, the resistance value of the wiring is r2, and the direct current resistance value of each of the three-phase coils is R. <2R.
[0115]
According to the brushless motor device of the present invention, the sum of the internal resistance value of the switching means and the resistance value of the wiring can be reduced as compared with the case of the conventional Y-connected three-phase brushless motor device. In the conventional Y-connected three-phase brushless motor device, when the value of the internal resistance of the switching means is r1 ′, the resistance value of the wiring is r2 ′, and the DC resistance value of each of the three-phase coils is R ′, r1 This is because “+ r2”> 2R ”. Therefore, according to the brushless motor apparatus of the present invention, the driving caused by the magnitude of the sum of the internal resistance value of the switching means and the resistance value of the wiring is compared with the conventional Y-connected three-phase brushless motor apparatus. The voltage drop can be reduced. Accordingly, it is possible to increase the drive current flowing through the coils of each phase and increase the torque per certain drive current. As a result, it is possible to obtain a delta type three-phase brushless motor device having performance superior to that of a conventional Y-connected three-phase brushless motor device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a brushless motor device 100 according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing values in a table stored in a sine wave table storage unit 133 according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3A is a diagram showing a sine wave signal output from the Hall element 116 and an output pulse of the Hall amplifier / binarizing means 131.
FIG. 3B is a diagram showing output signals Hp1, Lp1, Hp2, Lp2, Hp3, and Lp3 output from the sine wave table storage unit 133.
FIG. 3C is a diagram showing voltages Va, Vb, and Vc applied to the first phase coil 114a, the second phase coil 114b, and the third phase coil 114c of the stator coil 114, respectively.
FIG. 4A is a diagram showing the output of the hall amplifier / binarizing means 131 and the value of the output signal Lp1.
FIG. 4B is a diagram showing an output signal Lp1 and an output signal Lq1 immediately after a pulse signal is input from the Hall amplifier / binarizing means 131.
FIG. 4C is a diagram showing an output signal Lr1 generated based on the output signal Lq1 shown in FIG. 4B.
[Explanation of symbols]
100 Brushless motor device
110 Brushless motor
112 Rotor magnet
114 Stator coil
114a First phase coil
114b second phase coil
114c third phase coil
116 Hall element
130 Drive means
131 Hall amplifier / binarization means
132 Pulse interval measuring means
133 Sine wave table storage
134 Converter
135 Data-Duty conversion means
136 Drive circuit
137 Starting means
138 Back electromotive voltage detection means
139 Control means
140 Switching means

Claims

Motor means including a three-phase coil wired in a delta form;
Switching means electrically connected to the motor means via wiring;
In a brushless motor device comprising a driving means for driving the motor means by controlling on / off of the switching means ,
The switching means the value of the internal resistance of said switching means when on r1, the value of resistance of the wiring r2, wherein the resistance value of the value of each DC resistance of the coil of the three-phase when the R r1 , R2, 2R resistance value selection method,
A resistance value selection method for a brushless motor device , wherein the resistance values r1, r2, 2R are selected so that r1 + r2 <2R is satisfied.

2. The resistance value selection method for a brushless motor device according to claim 1, wherein the driving unit variably controls a ratio between a time when the switching unit is on and a time when the switching unit is off.

The motor means further comprises a rotor rotatable about an axis;
Said drive means, said switching means controls on and off of said switching means so as to output a sinusoidal current corresponding to the rotation angle of the rotor, the resistance value selection method of a brushless motor according to claim 1.

2. The resistance value selection method for a brushless motor device according to claim 1, wherein the motor means and the switching means are integrally formed.

The motor means further includes magnetic flux detection means for detecting magnetic flux generated by the rotor,
4. The resistance value selection method for a brushless motor device according to claim 3, wherein the magnetic flux detection means is installed at a position where magnetic fluxes generated by two adjacent coils of the three-phase coils cancel each other.

The motor means further includes magnetic flux detection means for detecting magnetic flux generated by the rotor,
The said drive means controls ON / OFF of the said switching means so that the difference of the phase of the said sine wave current and the phase of the rotation angle of the said rotor detected by the said magnetic flux detection means may become fixed. For selecting the resistance value of the brushless motor apparatus of the present invention .

The motor means further includes magnetic flux detection means for detecting magnetic flux generated by the rotor,
The drive means turns on and off the switching means so that a difference between the phase of the sine wave current and the phase of the rotation angle of the rotor detected by the magnetic flux detection means is variable based on the rotation speed of the rotor. The resistance value selection method of the brushless motor device according to claim 3 to control.