JP4131344B2 - PLL circuit, demodulation circuit, IC card, and IC card processing device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、PLL回路、復調回路、ICカード及びICカード処理装置に関し、例えば非接触により種々のデータを入出力するICカードと、このICカードとデータ通信するICカード処理装置に適用することができる。本発明は、発振出力信号と2値化信号の位相比較結果を選択的に平均値化して立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジの何れかに対する位相ずれ量を計算し、この位相ずれ量より発振出力信号を制御することにより、また90度位相の異なる発振出力信号による位相比較結果の正負を基準にして制御方向を決定し、この制御方向に発振出力信号を制御することにより、簡易な構成で、入力信号が劣化した場合でも確実に入力信号を処理することができるようにする。
【0002】
【従来の技術】
従来、ICカードを用いたICカードシステムにおいては、交通機関の改札システム、部屋の入退出管理システム等に適用されるようになされている。このようなICカードシステムは、ユーザーの携帯するICカードと、これらICカードとの間で種々のデータを送受するリードライタ(すなわちICカード処理装置でなる)とにより構成され、これらICカード及びリードライタ間で非接触により種々のデータを送受するようになされたものが提案されている。
【0003】
すなわちこの種のICカードシステムにおいて、リードライタは、所定周波数の搬送波を所望のデータ列により変調して送信信号を生成し、この送信信号をICカードに送出する。
【0004】
ICカードは、アンテナを介してこの送信信号を受信し、この送信信号よりリードライタから送出されたデータを復調する。さらにICカードは、この受信したデータに応じて、内部に保持する個人情報等のデータを所定の搬送波により変調してリードライタに送出する。
【0005】
リードライタは、このICカードより送出されたデータを受信し、この受信したデータより、改札機の扉を開閉し、また部屋の入退出を許可するようになされている。
【0006】
このようなICカードシステムにおいては、図11に示すような復調器を用いて、リードライタより送出されたデータを受信し、またICカードより送信されたデータを受信するようになされている。
【0007】
すなわちこの復調器1は、アンテナ入力より復調されたPSK変調信号S1をリミッタ回路構成の2値化回路2に入力し、ここでPSK変調信号S1を2値化する。位相比較回路3は、この2値化回路2より出力される2値化信号SAと制御型発振回路4より出力されるクロックCKとを位相比較するイクスクルーシブオア回路等により構成され、位相比較結果をローパスフィルタ(LPF)5に出力する。ローパスフィルタ5は、位相比較結果を帯域制限し、制御型発振回路4の制御信号を生成する。制御型発振回路4は、この制御信号に応じて発振周波数を可変する。
【0008】
これにより復調器1は、PLL回路を構成して2値化信号SAに位相同期したクロックCKを生成し、PSK変調信号よりクロックCKを再生する。ラッチ回路6は、このクロックCKにより2値化信号を順次ラッチし、これによりPSK変調信号S1を復調してなるデータ列D1を出力するようになされている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
ところでICカードシステムにおいては、ICカードとリードライタとの距離によりアンテナ入力が大きく変化する。これに伴ってマンチェスター符号によるPSK変調信号等においては、PSK変調信号S1の波形が著しく劣化し、またS/N比も大きく劣化する。
【0010】
このようになると従来の復調器は、PSK変調信号S1を2値化して得られる2値化信号においてデューティ比が変化し、これにより2値化信号SAよりPSK変調信号S1のクロックを正しく再生することが困難になる問題がある。このようにクロックを正しく再生することが困難になると、その分正しくデータ再生することも困難になる。
【0011】
この問題を解決する1つの方法として、コスタスループによりPSK変調信号を復調する方法が考えられる。ところがコスタスループは、アナログ信号処理によりPSK変調信号を処理することにより、簡易な構成が求められるICカードにおいては、適用することが困難な欠点がある。
【0012】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、簡易な構成で、入力信号が劣化した場合でも確実に入力信号を処理することができるPLL回路、復調回路、これらを使用したICカード及びICカード処理装置を提案しようとするものである。
【0013】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、PLL回路において、発振出力信号と2値化信号との位相比較結果を、発振出力信号の立ち上がりエッジによるものと、前記発振出力信号の立ち下がりエッジによるものとでそれぞれ平均値化し、発振出力信号の立ち上がりエッジに対する2値化信号の第1の位相ずれ量と、発振出力信号の立ち下がりエッジに対する2値化信号の第2の位相ずれ量とを計算し、この第1又は第2の位相ずれ量より発振出力信号の周波数を制御する制御信号を出力し、さらに第2又は第1の位相ずれ量の検出結果に基づいて、発振出力信号の位相を補正してクロックを出力する。
【0014】
また復調回路において、このクロックにより2値化信号を順次ラッチする。
【0015】
またICカード及びICカード処理装置において、先の復調回路によりアンテナを介して受信された送信信号からデータ列を復調する。
【0019】
PLL回路において、発振出力信号と2値化信号との位相比較結果を、発振出力信号の立ち上がりエッジによるものと、前記発振出力信号の立ち下がりエッジによるものとでそれぞれ平均値化し、発振出力信号の立ち上がりエッジに対する2値化信号の第1の位相ずれ量と、発振出力信号の立ち下がりエッジに対する2値化信号の第2の位相ずれ量とを計算すれば、ノイズによる影響を回避して第1及び第2の位相ずれ量を計算することができる。またこの第1又は第2の位相ずれ量より発振出力信号の周波数を制御する制御信号を出力すれば、2値化信号のデューティ比が変化する場合でも、発振出力信号の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジの何れかが2値化信号に位相同期するように、発振出力信号を制御することができる。これにより残る第2又は第1の位相ずれ量の検出結果に基づいて、発振出力信号の位相を補正してクロックを出力すれば、入力信号のクロックを再生することができる。
【0020】
これにより復調回路において、このクロックにより2値化信号を順次ラッチすれば、入力信号が劣化した場合でも、入力信号により伝送されたデータを確実に復調することができる。
【0021】
またICカード及びICカード処理装置において、先の復調回路によりアンテナを介して受信された送信信号からデータ列を復調すれば、ICカード及びICカード処理装置間の距離が変化して送信信号が劣化した場合でも、確実にデータを受信することができる。
【0025】
【発明の実施の形態】
以下、適宜図面を参照しながら本発明の実施の形態を詳述する。
【0026】
(1)第1の実施の形態
図2は、本発明の第1の実施の形態に係るICカードシステムを示すブロック図である。このICカードシステム11は、例えば交通機関の改札システムに適用して、ICカード12とリードライタ13間でデータ交換する。
【0027】
ここでICカード12は、集積回路を実装した基板と保護シートとを積層してカード形状に形成される。ICカード12は、この基板上の配線パターンによりループアンテナ14が形成される。またこの基板上に実装した集積回路により、変復調回路15及び信号処理回路16が形成される。
【0028】
ここでループアンテナ14は、リードライタ13のループアンテナ18と結合して、このループアンテナ18より送出された送信信号を受信すると共に、変復調回路15で生成した応答信号を放射する。
【0029】
変復調回路15は、ループアンテナ14で受信した送信信号より、このICカード12の動作に必要な電力、クロック等を生成する。さらに変復調回路15は、この電力、クロックにより動作して、送信信号よりリードライタ13より送出されたデータ列(以下送信データ列と呼ぶ)D(R→C)を復調して信号処理回路16に出力する。またこの送信データ列D(R→C)により送信が促されて信号処理回路16より入力されるデータ列(以下応答データ列と呼ぶ)D(C→R)より応答信号を生成し、この応答信号によりループアンテナ14を駆動して応答信号を放射する。
【0030】
信号処理回路16は、変復調回路15で生成した電力、クロックにより動作して、送信データ列D(R→C)を解析し、必要に応じて応答データ列D(C→R)を変復調回路15に出力する。
【0031】
リードライタ13において、変復調回路19は、SPU(シグナルプロセスユニット)20より入力される送信データ列D(R→C)より送信信号を生成し、この送信信号によりループアンテナ18を駆動する。また変復調回路19は、このループアンテナ18で受信された応答信号を信号処理して、ICカード12より送出された応答データ列D(C→R)を復調し、この応答データ列D(C→R)をSPU20に出力する。
【0032】
SPU20は、比較的簡易な処理手順を実行する演算処理ユニットにより構成され、ICカード12に送信する送信データ列D(R→C)を変復調回路9に送出し、またこの変復調回路19より入力される応答データ列D(C→R)を処理する。この処理において、SPU20は、必要に応じて表示部21に処理経過、処理結果を表示する。また入力部22からのコマンドにより動作を切り換え、必要に応じて外部装置23との間で処理手順等のデータを入出力する。
【0033】
図3は、ICカード12の変復調回路15と、リードライタ13の変復調回路19とを示すブロック図である。
【0034】
この変復調回路19において、変調器27は、SPU20より入力される送信データ列D(R→C)を所定周波数F1のクロックCK1によりPSK変調し、マンチェスター符号によるPSK変調信号S1を出力する。変調器28は、変調器27より出力されるPSK変調信号S1を所定周波数Fmの主搬送波SmによりASK変調してループアンテナ18を駆動する。
【0035】
これらによりリードライタ13は、送信データ列D(R→C)を2段階に変調して送信信号を生成し、この送信信号をループアンテナ18より送出する。
【0036】
ICカード12側の変復調回路15において、電源供給回路29は、ループアンテナ14に誘起される送信信号を受け、この送信信号を整流して直流電源を生成する。電源供給回路29は、この直流電源をICカード12の各回路ブロックに供給し、これにより送信信号の電力により変復調回路15、信号処理回路16を動作させる。
【0037】
キャリア抽出器30は、ループアンテナ14より送信信号を受け、この送信信号より主搬送波成分を抽出する。さらにこの主搬送波成分を動作クロックにして復調器32に出力する。さらにキャリア抽出器30は、この動作クロックを基準にして各種基準クロックを生成し、この基準クロックを信号処理回路16等に出力する。
【0038】
復調器32は、ループアンテナ14より送信信号を受け、キャリア抽出器30より出力される動作クロックを用いてこの送信信号を処理することにより、この送信信号に重畳されてなる変調器27のPSK変調信号S1を復調する。
【0039】
バンドパスフィルタ33は、この復調器32より出力されるPSK変調信号S1を帯域制限することにより、変調器27の出力信号S1に対応する信号成分を選択的に出力する。
【0040】
復調器34は、このバンドパスフィルタ33の出力信号より送信データ列D(R→C)を復調し、この送信データ列D(R→C)を信号処理回路16に出力する。これによりICカード12では、リードライタ13より送出された送信データ列D(R→C)を受信できるようになされている。
【0041】
変調器35は、信号処理回路16よりリードライタ13に送出する応答データ列D(C→R)を受け、この応答データ列D(C→R)を所定周波数F2のクロックCK2によりPSK変調し、マンチェスター符号によるPSK変調信号S2を出力する。
【0042】
負荷回路36は、電源供給回路29より出力される電源ラインに接続され、変調器25の出力信号S2に応じて抵抗値を変化させる。これにより負荷回路36は、電源供給回路29の負荷を出力信号S2に応じて変化させ、ループアンテナ14より見た電源供給回路29の入力インピーダンスを出力信号S2に応じて変化させる。これにより負荷回路36は、ループアンテナ14に誘起されてこのループアンテナ14から再輻射される送信信号の電力を、変調器35の出力信号S2に応じて変化させる。
【0043】
このようにしてループアンテナ14から再輻射される電力は、主に主搬送波Smによる電力であり、ループアンテナ14の周囲においては、変調器35の出力信号S2に応じて強度が変化する主搬送波Smによる電磁界が形成されることになる。これにより変復調回路15は、等価的に、変調器35の出力信号S1を主搬送波SmによりASK変調して、リードライタ13に対して応答データ列D(C→R)を搬送する応答信号を生成し、この応答信号をループアンテナ14より輻射する。
【0044】
これにより負荷回路36は、電源供給回路29と共に、データ列D(C→R)を2段階で変調する変調回路を構成する。電源安定化回路37は、このように負荷の変化により変動する電源電圧を安定化させて出力する。
【0045】
復調器38は、このようにして生成されてループアンテナ18に誘起される応答信号を受け、この応答信号に重畳されてなる変調器35の出力信号S2を復調する。
【0046】
バンドパスフィルタ39は、この復調器38の出力信号を帯域制限することにより、変調器35の出力信号S2に対応する信号成分を選択的に出力する。
【0047】
復調器40は、このバンドパスフィルタ39の出力信号より応答データ列D(C→R)を復調し、このデータ列D(C→R)をSPU20に出力する。これによりリードライタ13では、ICカード12より送出された応答データ列D(C→R)を受信できるようになされている。
【0048】
このようにしてデータ列を送受するICカード12及びリードライタ13において、クロックCK1及びCK2の周波数F1及びF2は、所定周波数だけ異なる周波数により設定される。またこの周波数F1及びF2は、図4に示すように、リードライタ13側の変調器27より出力されるPSK変調信号S1と、この変調器35より出力されるPSK変調信号S2とを周波数軸上で見たとき、側波帯S1U、S1L及びS2U、S2Lが重なり合わないように、またこれらPSK変調信号S1及びS2が重畳された際に、簡易な構成のバンドパスフィルタ33、39によりPSK変調信号S1及びS2の信号成分をそれぞれ抽出できるように、十分に離間した周波数に設定される。
【0049】
これによりICカード12及びリードライタ13において、同時に、双方向でデータ交換できるようになされている。
【0050】
図1は、それぞれ変復調回路15及び19に適用される復調器34、40を示すブロック図である。ICカードシステム11において、この復調器34、40は、処理する信号が異なる点を除いて同一に構成されることにより、ICカード12側の復調器34についてだけ説明し、リードライタ13側の復調器40については、図1において相違する箇所に対応する符号を付して示し重複した説明を省略する。ICカードシステム11においては、この復調器34、40においてマンチェスター符号によるPSK変調信号S1、S2を処理してデータ列D(R→C)、D(C→R)を復調する。
【0051】
なおここでマンチェスター符号は、図5に示すように、伝送に供するデータの論理レベルに応じて、クロックの1周期で位相が反転するビットコーディングである(図5(A)及び(B))。これによりPSK変調信号S1、S2においては、伝送に供するデータの論理レベルに応じて、クロックCK1、CK2のエッジ情報が伝送されない場合が発生する。
【0052】
ICカードシステム11においては、ICカード12とリードライタ13間の距離が離間すると、復調されたPSK変調信号S1、S2のSN比が劣化し、また波形歪みが発生することになる(図5(C))。
【0053】
2値化回路42は、リミッタ回路構成の2値化回路により構成され、バンドパスフィルタ33より入力されるPSK変調信号S1を2値化して2値化信号S3を出力する(図5(D))。この場合2値化信号S3においては、PSK変調信号S1、S2の波形が歪んだ分、デューティ比が50〔%〕より変化して再生されることになる。
【0054】
発振器43は、PSK変調信号S1のクロックCK1に対して所定倍の周波数を発振し、矩形波信号による発振出力信号S4を出力する。可変型分周器44は、発振出力信号S4を分周し、PSK変調信号S1のクロックCK1に対して約2倍の周波数による矩形波の発振出力信号S5を出力する。このとき可変型分周器44は、一定の周期により制御信号S8の正負を判定し、この正負により順次分周比を可変する。2分周器45は、この発振出力信号S5を1/2分周し、これによりPSK変調信号S1のクロックにほぼ周波数が一致してなる矩形波の発振出力信号S6を出力する。
【0055】
エッジ位置ずれ量検出回路46は、発振出力信号S5のエッジのタイミングを基準にして2値化信号S3の論理レベルを検出することにより、発振出力信号S6の各エッジを中心にした1/2周期の範囲で、順次2値化信号S3におけるエッジの有無、発振出力信号S6のエッジに対して進み位相か遅れ位相かを検出してなる位相比較結果S7を出力する。
【0056】
すなわち発振出力信号S5を基準にした連続する論理レベルの検出において、2値化信号S3の論理レベルが反転している場合、この場合対応する発振出力信号S6のエッジについては、2値化信号S3においてエッジが存在すると判断することができる。また発振出力信号S5のエッジのタイミングを基準にしてこの論理レベルの反転を判定することにより、発振出力信号S6のエッジに対する位相を判断することができる。これによりエッジ位置ずれ量検出回路46は、発振出力信号S5を基準にしてPSK変調信号S1のエッジの位置を前後4分の1周期幅の範囲で検査して、エッジの有無とエッジのずれ量とを出力する位相比較器を構成する。
【0057】
統計量計算回路47は、順次入力される位相比較結果S7を所定期間保持し、これら保持した位相比較結果S7を発振出力信号S6を基準にして処理することにより、この位相比較結果S7を保持する期間の間で、発振出力信号S6の立ち上がりエッジに対応する2値化信号S3のエッジの数と、発振出力信号S6の立ち下がりエッジに対応する2値化信号S3のエッジの数とを集計する。また同様にして発振出力信号S6の立ち上がり及び立ち下がり毎に、エッジのずれ量を集計して平均値化する。
【0058】
統計量計算回路47は、このようにして集計したエッジの数より、エッジ数の多い方のエッジずれ量の集計結果を選択し、この集計結果より2値化信号に対応するエッジに対して発振出力信号S6が進み位相か遅れ位相かを判定する。統計量計算回路47は、この判定結果より、可変型分周器44に制御信号S8を出力し、可変型分周器44の分周比を1分周単位で可変する。
【0059】
これにより統計量計算回路47は、位相比較結果に基づいて、多くのエッジ情報を有してなる2値化信号S3の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジに対応する発振出力信号S6の位相ずれ量を計算し、この位相ずれ量より発振出力信号S6の周波数を可変する位相比較結果処理手段を構成する。
【0060】
これにより発振器43、可変型分周器44、2分周器45、エッジ位置ずれ量検出回路46、統計量計算回路47は、PLL回路を構成し、2値化信号S3の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジに対してはエッジのタイミングが一致し、PSK変調信号S1のクロックに対しては所定の位相差により位相同期してなる発振出力信号S6を生成する(図5(E)及び(F))。
【0061】
さらに統計量計算回路47は、制御信号S8の出力に供して残る他方の位相ずれ量の計算結果S9をサンプリング位置計算回路48に出力する。なお統計量計算回路47は、エッジ位置ずれ量検出回路46で検出した論理レベルを、発振出力信号S6の各エッジ、各エッジの前後のタイミングでそれぞれ選択的に取り込んで順次転送するラッチ群と、これらラッチ群の出力を加算する加算回路と、これら加算回路の加算結果を比較する比較回路とにより構成され、この比較結果を選択的に出力して可変型分周器44に制御信号S8を出力し、またサンプリング位置計算回路48に計算結果S9を出力するようになされている。
【0062】
サンプリング位置計算回路48は、この計算結果S9に基づいて、発振出力信号S6を遅延させることにより、PSK変調信号S1のクロックに対する発振出力信号S6の位相差を徐々に補正し、クロックCKを出力する。
【0063】
ラッチ回路49は、このクロックCKを基準にして2値化信号S3を順次ラッチすることにより、データ列D(R→C)、D(C→R)を復調して出力する。
【0064】
以上の構成において、ICカードシステム11は(図2及び図3)、リードライタ13よりICカード12に送出する送信データ列D(R→C)が変調器27で周波数F1のクロックCK1によりPSK変調された後、周波数Fmの主搬送波Smにより変調されてループアンテナ18より送出される。
【0065】
これによりICカード12がリードライタ13に接近すると、ICカード12のループアンテナ14にこの主搬送波Smにより変調されてなる送信信号が誘起される。この誘起された送信信号は、一部が電源供給回路29によりICカード12の電力に変換され、この電力によりICカード12の変復調回路15、信号処理回路16が駆動される。
【0066】
さらにこのループアンテナ14より得られる送信信号は、復調器32で変調器27の出力信号S1が復調され、この信号成分がバンドパスフィルタ33で帯域制限されて他の信号成分と分離された後、続く復調器34に入力され、ここで送信データ列D(R→C)が復調される。
【0067】
これによりこの送信データ列D(R→C)が信号処理回路16で解析されて、リードライタ13に送出する応答データ列D(C→R)が生成され、この応答データ列D(C→R)が変調器35に入力される。ここでこの応答データ列D(C→R)は、周波数F2のクロックCK2により変調され、この変調器35で生成されたPSK変調信号S2によりループアンテナ14の負荷インピーダンスが可変されることにより、送信信号の主搬送波Smの振幅変調信号としてループアンテナ14より送出される。
【0068】
これによりICカード12からリードライタ13に応答データ列D(C→R)が送信される。このようにして送信された応答データ列D(C→R)は、ループアンテナ14と結合するループアンテナ18によりリードライタ13で受信され、この受信した信号でなる応答信号が復調器38に入力され、これにより変調器35の出力信号S2が復調される。さらにこの信号成分がバンドパスフィルタ39で帯域制限されることにより、他の信号成分と分離された後、続く復調器40に入力され、ここで応答データ列D(C→R)が復調される。
【0069】
このようにして送受される送信データ列D(R→C)及び応答データ列D(C→R)は、周波数F1及びF2のクロックCK1及びCK2によりPSK変調されて、マンチェスター符号によるビットコーディングにより伝送され(図5)、それぞれICカード12とリードライタ13で復調された際に、ICカード12とリードライタ13との距離により、PSK変調信号S1、S2に波形歪みが発生する。
【0070】
この受信されたPSK変調信号S1、S2は(図1)、リミッタ回路構成の簡易な構成による2値化回路42で2値化され、これにより2値化信号S3においては、ICカード12とリードライタ13との距離により、デューティ比が大きく変化し、またノイズにより論理レベルが変化することになる。
【0071】
復調器34、40においては、発振器43において、PSK変調信号S1のクロックCK1の周波数F1に対して所定倍の矩形波信号による発振出力信号S4が生成され、この発振出力信号S4が可変型分周器44で分周されてPSK変調信号S1のクロックCK1に対して約2倍の周波数による矩形波の発振出力信号S5が生成される。またこの発振出力信号S5が2分周器45により1/2分周されてPSK変調信号S1のクロックCK1とほぼ周波数の等しい矩形波の発振出力信号S6が生成される。
【0072】
2値化信号S3は、エッジ位置ずれ量検出回路46において、この発振出力信号S5との位相比較により、発振出力信号S6の各エッジを中心にした1/2周期の範囲で、エッジの有無、発振出力信号S6のエッジに対して進み位相か遅れ位相かが検出される。さらに続く統計量計算回路47において、発振出力信号S6を基準にした統計処理により、発振出力信号S6の立ち上がりエッジに対応する2値化信号S3のエッジの数と、発振出力信号S6の立ち下がりエッジに対応する2値化信号S3のエッジの数とが集計され、また同様にして発振出力信号S6の立ち上がり及び立ち下がり毎に、エッジのずれ量が集計される。
【0073】
さらに集計したエッジの数より、エッジ数の多い方のエッジずれ量の集計結果が選択され、この集計結果より2値化信号S3の対応するエッジに対して発振出力信号S6が進み位相か遅れ位相かが判定され、この位相ずれを補正するように、順次可変型分周器44の分周比が切り換えられる。これにより2値化信号S3のエッジに対して発振出力信号S6の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジが位相同期するように、発振出力信号S6が位相制御される。
【0074】
さらにこのようにして位相制御されてなる発振出力信号S6が、制御信号S8の出力に供して残る他方の位相ずれ量の計算結果S9によりサンプリング位置計算回路48で遅延され、これによりPSK変調信号S1のクロックCK1に位相同期してなるクロックCKが生成され、このクロックCKにより2値化信号S3が順次ラッチされてデータ列D(R→C)が復調される。
【0075】
これにより発振出力信号S6の一方のエッジが2値化信号S3と位相同期するように制御され、この発振出力信号S6のタイミングを他方のエッジの位相差により補正してクロックCKが生成され、2値化信号S3のデューティ比が変化した場合でも、正しくクロックCKが再生される。
【0076】
さらにこのときエッジ数の多い方のエッジずれ量の集計結果が選択され、この集計結果より2値化信号S3の対応するエッジに対して発振出力信号S6の位相を制御することにより、マンチェスター符号による場合のように、1クロックを単位にして位相が反転し、クロックCKに同期して変調信号S1、S2の論理レベルが切り換わらない場合が発生しても、確実にクロックCKが再生される。またこのときエッジずれ量が集計されて処理されることにより、ノイズの影響が有効に回避される。
【0077】
以上の構成によれば、発振出力信号S6の一方のエッジが2値化信号S3と位相同期するように発振出力信号S6の周波数を制御し、この発振出力信号S6のタイミングを他方のエッジの位相差により補正してクロックCKを生成することにより2値化信号S3のデューティ比が変化した場合でも、正しくクロックCKを再生することができる。またエッジずれ量を集計して平均値化することにより、ノイズの影響を有効に回避することができる。これらによりICカード及びリードライタ間の距離が変化し、入力信号でなるPSK変調信号が劣化した場合でも、簡易な構成で、入力信号を確実に処理することができる。
【0078】
(2)第2の実施の形態
図6は、第2の実施の形態に係るICカード及びICカード処理装置に適用される復調器を示すブロック図である。この図6に示す構成において、図1について上述した復調器と同一の構成は、対応する符号を付して示し、重複した説明は省略する。
【0079】
この復調器50において、2値化回路51は、PSK変調信号S1を2値化し、その2値化信号S3Aと、この2値化信号S3Aの極性を反転してなる2値化信号S3Bとを出力する。
【0080】
可変型分周器52は、発振器43の発振出力信号S4を分周し、PSK変調信号S1とほぼ周波数の等しい第1の発振出力信号S6Q、この第1の発振出力信号S6Qに対して90度位相の異なる第2の発振出力信号S6Iを出力する。
【0081】
セレクタ53Qは、第1の発振出力信号S6Qを基準にして2値化信号S3A、S3Bを選択的に出力することにより、第1の発振出力信号S6Qと2値化信号S3Aとを排他的論理和により位相比較したと同一の位相比較結果S7Qを出力する。
【0082】
セレクタ53Iは、第2の発振出力信号S6Iを基準にして2値化信号S3A、S3Bを選択的に出力することにより、第2の発振出力信号S6Iと2値化信号S3Bとを排他的論理和により位相比較したと同一の位相比較結果S7Iを出力する。
【0083】
ローパスフィルタ(LPF)54Qは、位相比較結果S7Qの移動平均を得、この移動平均値を復調結果として出力する。ローパスフィルタ(LPF)54Iは、位相比較結果S7Iの移動平均を出力する。
【0084】
制御方向判定回路55は、ローパスフィルタ54Q及び54Iの出力信号を基準にして可変型分周器52における分周比の可変方向を決定し、この可変方向に従って制御信号S8を出力する。
【0085】
すなわち図7に示すように、位相比較結果S7I、S7Qとの対比によりクロックCK1との間の排他的論理和による位相比較結果をアナログ量S7IA、S7QAにより示すと、クロックCK1に対して位相が一致しているとき(位相差0及びπ/2のとき)、位相比較結果S7I、S7Qは、それぞれ大きな値が得られ、このとき90度位相の異なる位相比較結果においては、値0の位相比較結果が得られる。さらにこれらの値は、位相差の変化により三角波形状に変化する(図7(A)及び(B))。
【0086】
この関係を位相比較結果S7I、S7Qの符号により示すと(図7(C)及び(D))、第2の位相比較結果S7Iにおいては、−90度から90度の範囲で値が正に立ち上がり、−90度から−180度の範囲、90度から180度の範囲で値が負に立ち下がる。またこれと90度位相の異なる第1の位相比較結果S7Qにおいては、0度から90度の範囲で値が正に立ち上がり、0度から−180度の範囲で値が負に立ち下がる。
【0087】
これにより位相比較結果S7I、S7Qの符号により、2値化信号S3Aに対する位相ずれを大まかに検出できることが判る。
【0088】
これに対して2値化信号S3Aの生成基準でなるマンチェスター符号においては、データの論理レベルに応じてクロックCKに対して0度、180度の位相を形成する。この場合2値化信号S3Aを用いた位相比較結果S7I、S7Qにおいては、PSK変調信号S1により伝送されるデータに応じて、クロックCK1に対して位相同期する箇所が位相差0度、位相差180度で切り換わることになる。
【0089】
これにより位相比較結果S7Iにより検出される位相差が−90度〜90度の範囲においては、矢印aにより示すように、位相比較結果S7Qの位相差が0度になるように制御して、位相比較結果S7Iの生成基準でなる発振出力信号S6IをクロックCKに同期させることができる。
【0090】
また位相比較結果S7Iにより検出される位相差が−180度〜−90度、90度〜180度の範囲においては、矢印bにより示すように、位相比較結果S7Qの位相差が180度になるように制御して、位相比較結果S7Iの生成基準でなる発振出力信号S6IをクロックCKに同期させることができる。
【0091】
この関係に従って、制御方向判定回路55は、図8に示すように、位相比較結果S7I、S7Qの符号をアドレスにしたテーブルを保持し、このテーブルにより制御方向を決定し、この制御方向により制御信号S8を出力する。なおここでこの図8においては、制御方向を+、−により示す。
【0092】
図6に示す構成によれば、90度位相の異なる発振出力信号による第1及び第2の位相比較結果より、この第1及び第2の位相比較結果の正負に応じて制御方向を決定して発振周波数を可変したことにより、簡易な構成で、PSK変調信号S1、S2が劣化した場合でも、確実にクロックCKを再生してデータを復調することができる。
【0093】
(3)第3の実施の形態
図9は、第3の実施の形態に係る復調器を示すブロック図である。この復調器60は、図6において上述したセレクタ53Q、53Iに代えてイクスクルーシブオア回路(EX−OR)61Q、61Iにより位相比較結果S7Q、S7Iを検出する。
【0094】
切り換え回路62は、ローパスフィルタ54Q、54Iの出力を絶対値化して比較することにより、ローパスフィルタ54Q、54Iの出力に対応する第1及び第2の発振出力信号S6Q、S6Iの何れの位相が、クロックCKの位相に近接しているか判断する。さらにこの判断結果より、入力されたローパスフィルタ54Q、54Iの出力を入れ換えて、制御方向判定回路55に出力する。
【0095】
これにより切り換え回路62は、図10において第1の発振出力信号S6Qによる位相をQアーム、第2の発振出力信号S6Iの位相をIアームにより示すように、PSK変調信号S1の位相が何れか近い側の位相に近づくように、位相比較結果S7I、S7Qを切り換え、その分立ち上がり時、高速度で位相同期できるようになされている。
【0096】
図9に示す構成によれば、第3の実施の形態の構成に加えて、PSK変調信号S1の位相が何れか近い側の位相に近づくように、位相比較結果S7I、S7Qを切り換えることにより、第2の実施の形態の効果に加えて、立ち上がり時、高速度で位相同期することができる。
【0097】
(4)他の実施の形態
なお上述の第2及び第3の実施の形態においては、ローパスフィルタの出力より復調結果を出力する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、別途ラッチ回路により2値化信号をラッチして復調結果を出力してもよい。
【0098】
さらに上述の実施の形態においては、送信信号の電力によりICカードを動作させる場合について述べたが、本発明はこれに限らず、電池により動作させる場合等にも広く適用することができる。
【0099】
また上述の実施の形態においては、マンチェスター符号によるPSK変調信号よりクロックを生成し、またデータを復調する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、種々のPSK変調信号によりクロックを生成し、またデータを復調する場合、さらにはASK変調信号よりクロックを生成する場合等、種々の変調信号よりクロックを生成し、またこのクロックを用いてデータを再生する場合に広く適用することができる。
【0100】
また上述の実施の形態においては、本発明をICカード及びICカード処理装置でなるリードライタに適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、種々のデータ伝送装置のPLL回路、復調回路に広く適用することができる。
【0101】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、発振出力信号と2値化信号の位相比較結果を、発振出力信号の立ち上がりエッジによるものと、前記発振出力信号の立ち下がりエッジによるものとでそれぞれ平均値化して立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジの何れかに対する位相ずれ量を計算し、この位相ずれ量より発振出力信号を制御することにより、簡易な構成で、入力信号が劣化した場合でも確実に入力信号を処理することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係るICカード及びリードライタに適用される復調器を示すブロック図である。
【図2】ICカードシステムの全体構成を示すブロック図である。
【図3】図2のICカードシステムの変復調回路を示すブロック図である
【図4】図2のICカードシステムにおける送信信号及び応答信号の周波数スペクトラムを示す特性曲線図である。
【図5】図1の復調器の動作の説明に供する信号波形図である。
【図6】本発明の第2の実施の形態に係るICカード及びリードライタに適用される復調器を示すブロック図である。
【図7】図6の復調器の動作の説明に供する特性曲線図である。
【図8】図6の復調器の制御方向判定回路の説明に供する図表である。
【図9】本発明の第3の実施の形態に係るICカード及びリードライタに適用される復調器を示すブロック図である。
【図10】図9の復調器の動作の説明に供する特性曲線図である。
【図11】従来の復調器を示すブロック図である。
【符号の説明】
1、34、40、50、60……復調器、2、43、51……2値化回路、3……位相比較回路、4……制御型発振回路、5、54I、54Q……ローパスフィルタ、6、49……ラッチ、11……ICカードシステム、12……ICカード、13……リードライタ、15、19……変復調回路、46……エッジ位置ずれ量検出回路、47……統計量計算回路、48……サンプリング位置計算回路、53I、53Q……セレクタ、55……制御方向判定回路、61I、61Q……イクスクルーシブオア回路、62……切り換え回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a PLL circuit, a demodulation circuit, an IC card, and an IC card processing device, and can be applied to, for example, an IC card that inputs and outputs various data without contact, and an IC card processing device that performs data communication with the IC card. it can. The present invention selectively averages the phase comparison results of the oscillation output signal and the binarized signal to calculate a phase shift amount with respect to either the rising edge or the falling edge, and the oscillation output signal is calculated from the phase shift amount. By controlling, the control direction is determined on the basis of the positive / negative of the phase comparison result by the oscillation output signal having a phase difference of 90 degrees, and the oscillation output signal is controlled in this control direction. The input signal can be reliably processed even when the signal quality deteriorates.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, an IC card system using an IC card is applied to a ticket gate system for transportation, a room entrance / exit management system, and the like. Such an IC card system includes an IC card carried by a user and a reader / writer (that is, an IC card processing device) that transmits and receives various data to and from these IC cards. There has been proposed one in which various data are transmitted and received between writers without contact.
[0003]
That is, in this type of IC card system, the reader / writer modulates a carrier wave having a predetermined frequency with a desired data string to generate a transmission signal, and sends the transmission signal to the IC card.
[0004]
The IC card receives this transmission signal via the antenna, and demodulates data transmitted from the reader / writer based on this transmission signal. Further, the IC card modulates data such as personal information held in the IC card with a predetermined carrier according to the received data and sends it to the reader / writer.
[0005]
The reader / writer receives data sent from the IC card, and opens / closes the door of the ticket gate and permits entry / exit of the room based on the received data.
[0006]
In such an IC card system, a demodulator as shown in FIG. 11 is used to receive data sent from a reader / writer and receive data sent from an IC card.
[0007]
That is, the
[0008]
As a result, the
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, in the IC card system, the antenna input varies greatly depending on the distance between the IC card and the reader / writer. Along with this, in the PSK modulation signal or the like by the Manchester code, the waveform of the PSK modulation signal S1 is remarkably deteriorated, and the S / N ratio is greatly deteriorated.
[0010]
In this case, the conventional demodulator changes the duty ratio in the binarized signal obtained by binarizing the PSK modulation signal S1, thereby correctly reproducing the clock of the PSK modulation signal S1 from the binarized signal SA. There is a problem that makes it difficult. When it becomes difficult to correctly reproduce the clock in this way, it becomes difficult to correctly reproduce the data accordingly.
[0011]
As one method for solving this problem, a method of demodulating a PSK modulated signal using a Costas loop can be considered. However, the Costas loop has a drawback that it is difficult to apply to an IC card that requires a simple configuration by processing a PSK modulated signal by analog signal processing.
[0012]
The present invention has been made in consideration of the above points. A PLL circuit, a demodulating circuit, an IC card using these, and a PLL circuit that can reliably process an input signal even when the input signal deteriorates with a simple configuration. An IC card processing device is proposed.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, in the present invention, in the PLL circuit, the phase comparison result between the oscillation output signal and the binarized signal is obtained. , By the rising edge of the oscillation output signal and by the falling edge of the oscillation output signal, respectively An average value is calculated, and a first phase shift amount of the binarized signal with respect to the rising edge of the oscillation output signal and a second phase shift amount of the binarized signal with respect to the falling edge of the oscillation output signal are calculated. A control signal for controlling the frequency of the oscillation output signal is output from the first or second phase shift amount, and the phase of the oscillation output signal is corrected based on the detection result of the second or first phase shift amount to generate a clock. Is output.
[0014]
In the demodulating circuit, the binary signal is sequentially latched by this clock.
[0015]
Further, in the IC card and the IC card processing device, the data string is demodulated from the transmission signal received via the antenna by the previous demodulation circuit.
[0019]
In the PLL circuit, the phase comparison result between the oscillation output signal and the binarized signal , By the rising edge of the oscillation output signal and by the falling edge of the oscillation output signal, respectively If averaging is performed and the first phase shift amount of the binarized signal with respect to the rising edge of the oscillation output signal and the second phase shift amount of the binarized signal with respect to the falling edge of the oscillation output signal are calculated, noise It is possible to calculate the first and second phase shift amounts while avoiding the influence of. If a control signal for controlling the frequency of the oscillation output signal is output from the first or second phase shift amount, the rising edge or the falling edge of the oscillation output signal can be obtained even when the duty ratio of the binarized signal changes. The oscillation output signal can be controlled so that one of the two is phase-synchronized with the binarized signal. If the phase of the oscillation output signal is corrected and the clock is output based on the detection result of the remaining second or first phase shift amount, the clock of the input signal can be reproduced.
[0020]
Accordingly, if the binarized signal is sequentially latched by this clock in the demodulation circuit, even if the input signal is deteriorated, the data transmitted by the input signal can be reliably demodulated.
[0021]
Further, in the IC card and the IC card processing device, if the data string is demodulated from the transmission signal received via the antenna by the previous demodulation circuit, the distance between the IC card and the IC card processing device changes and the transmission signal deteriorates. Even in such a case, data can be reliably received.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings as appropriate.
[0026]
(1) First embodiment
FIG. 2 is a block diagram showing an IC card system according to the first embodiment of the present invention. This IC card system 11 is applied to a ticket gate system for transportation, for example, and exchanges data between the IC card 12 and the reader /
[0027]
Here, the IC card 12 is formed in a card shape by laminating a substrate on which an integrated circuit is mounted and a protective sheet. In the IC card 12, a
[0028]
Here, the
[0029]
The
[0030]
The
[0031]
In the reader /
[0032]
The
[0033]
FIG. 3 is a block diagram showing the
[0034]
In the modulation /
[0035]
As a result, the reader /
[0036]
In the modulation /
[0037]
The
[0038]
The
[0039]
The
[0040]
The
[0041]
The
[0042]
The
[0043]
The power re-radiated from the
[0044]
As a result, the
[0045]
The
[0046]
The
[0047]
The
[0048]
In the IC card 12 and the reader /
[0049]
As a result, the IC card 12 and the reader /
[0050]
FIG. 1 is a block
[0051]
Here, as shown in FIG. 5, the Manchester code is bit coding in which the phase is inverted in one cycle of the clock according to the logic level of the data to be transmitted (FIGS. 5A and 5B). As a result, in the PSK modulation signals S1 and S2, the edge information of the clocks CK1 and CK2 may not be transmitted according to the logic level of the data used for transmission.
[0052]
In the IC card system 11, when the distance between the IC card 12 and the reader /
[0053]
The
[0054]
The
[0055]
The edge position deviation
[0056]
That is, the oscillation
[0057]
The
[0058]
The
[0059]
Thereby, the
[0060]
As a result, the
[0061]
Furthermore, the
[0062]
The sampling
[0063]
The
[0064]
In the above configuration, in the IC card system 11 (FIGS. 2 and 3), the transmission data string D (R → C) transmitted from the reader /
[0065]
As a result, when the IC card 12 approaches the reader /
[0066]
Further, the transmission signal obtained from the
[0067]
As a result, the transmission data string D (R → C) is analyzed by the
[0068]
As a result, the response data string D (C → R) is transmitted from the IC card 12 to the reader /
[0069]
The transmission data sequence D (R → C) and the response data sequence D (C → R) transmitted and received in this way are PSK modulated by the clocks CK1 and CK2 of the frequencies F1 and F2, and transmitted by bit coding using Manchester code. (FIG. 5), when demodulated by the IC card 12 and the read
[0070]
The received PSK modulation signals S1 and S2 (FIG. 1) are binarized by a
[0071]
In the
[0072]
The binarized signal S3 is detected in the edge position deviation
[0073]
Further, the summation result of the edge shift amount having the larger number of edges is selected from the summed number of edges, and the oscillation output signal S6 advances or lags with respect to the corresponding edge of the binarized signal S3 based on the summation result. Is determined, and the frequency division ratio of the
[0074]
Further, the oscillation output signal S6 thus phase-controlled is delayed by the sampling
[0075]
As a result, one edge of the oscillation output signal S6 is controlled so as to be phase-synchronized with the binarized signal S3, and the clock CK is generated by correcting the timing of the oscillation output signal S6 by the phase difference of the other edge. Even when the duty ratio of the value signal S3 changes, the clock CK is correctly reproduced.
[0076]
Further, at this time, the summation result of the edge shift amount having the larger number of edges is selected, and the phase of the oscillation output signal S6 is controlled with respect to the corresponding edge of the binarized signal S3 based on the summation result. Even in the case where the phase is inverted in units of one clock and the logic levels of the modulation signals S1 and S2 are not switched in synchronization with the clock CK, the clock CK is reliably reproduced. At this time, the edge shift amount is totaled and processed, so that the influence of noise is effectively avoided.
[0077]
According to the above configuration, the frequency of the oscillation output signal S6 is controlled so that one edge of the oscillation output signal S6 is phase-synchronized with the binarized signal S3, and the timing of the oscillation output signal S6 is set to the level of the other edge. Even when the duty ratio of the binarized signal S3 is changed by generating the clock CK by correcting with the phase difference, the clock CK can be correctly reproduced. Further, the influence of noise can be effectively avoided by totaling the edge deviation amounts and averaging them. As a result, even when the distance between the IC card and the reader / writer changes and the PSK modulation signal as the input signal deteriorates, the input signal can be reliably processed with a simple configuration.
[0078]
(2) Second embodiment
FIG. 6 is a block diagram showing a demodulator applied to the IC card and the IC card processing device according to the second embodiment. In the configuration shown in FIG. 6, the same configuration as that of the demodulator described above with reference to FIG.
[0079]
In this demodulator 50, the
[0080]
The
[0081]
The
[0082]
The selector 53I exclusively outputs the binarized signals S3A and S3B on the basis of the second oscillation output signal S6I, thereby exclusive ORing the second oscillation output signal S6I and the binarized signal S3B. The same phase comparison result S7I as the phase comparison is performed is output.
[0083]
The low pass filter (LPF) 54Q obtains a moving average of the phase comparison result S7Q and outputs this moving average value as a demodulation result. The low-pass filter (LPF) 54I outputs a moving average of the phase comparison result S7I.
[0084]
The control
[0085]
That is, as shown in FIG. 7, when the phase comparison result based on the exclusive OR with the clock CK1 in comparison with the phase comparison results S7I and S7Q is represented by analog quantities S7IA and S7QA, the phase is equal to the clock CK1. If the phase difference is zero (when the phase difference is 0 and π / 2), the phase comparison results S7I and S7Q each have a large value. Is obtained. Further, these values change into a triangular wave shape due to a change in phase difference (FIGS. 7A and 7B).
[0086]
When this relationship is indicated by the signs of the phase comparison results S7I and S7Q (FIGS. 7C and 7D), in the second phase comparison result S7I, the value rises positively in the range of −90 degrees to 90 degrees. The value falls negative in the range of -90 degrees to -180 degrees and in the range of 90 degrees to 180 degrees. Further, in the first phase comparison result S7Q having a phase difference of 90 degrees from this, the value rises positive in the range from 0 degree to 90 degrees and falls negative in the range from 0 degree to -180 degrees.
[0087]
Thus, it can be seen that the phase shift with respect to the binarized signal S3A can be roughly detected by the signs of the phase comparison results S7I and S7Q.
[0088]
On the other hand, in the Manchester code which is a generation reference of the binarized signal S3A, phases of 0 degrees and 180 degrees are formed with respect to the clock CK according to the data logic level. In this case, in the phase comparison results S7I and S7Q using the binarized signal S3A, the portion synchronized in phase with the clock CK1 has a phase difference of 0 degree and a phase difference of 180 according to the data transmitted by the PSK modulation signal S1. It will be switched in degrees.
[0089]
As a result, when the phase difference detected by the phase comparison result S7I is in the range of −90 degrees to 90 degrees, the phase difference of the phase comparison result S7Q is controlled to be 0 degrees as indicated by the arrow a, It is possible to synchronize the oscillation output signal S6I, which is a reference for generating the comparison result S7I, with the clock CK.
[0090]
When the phase difference detected by the phase comparison result S7I is in the range of −180 degrees to −90 degrees and 90 degrees to 180 degrees, the phase difference of the phase comparison result S7Q is 180 degrees as indicated by the arrow b. And the oscillation output signal S6I, which is a reference for generating the phase comparison result S7I, can be synchronized with the clock CK.
[0091]
In accordance with this relationship, as shown in FIG. 8, the control
[0092]
According to the configuration shown in FIG. 6, the control direction is determined according to the positive and negative of the first and second phase comparison results based on the first and second phase comparison results from the oscillation output signals having a phase difference of 90 degrees. By changing the oscillation frequency, even if the PSK modulation signals S1 and S2 are deteriorated with a simple configuration, the clock CK can be reliably reproduced and the data can be demodulated.
[0093]
(3) Third embodiment
FIG. 9 is a block diagram showing a demodulator according to the third embodiment. The demodulator 60 detects the phase comparison results S7Q and S7I using exclusive OR circuits (EX-OR) 61Q and 61I instead of the
[0094]
The switching
[0095]
As a result, the switching
[0096]
According to the configuration shown in FIG. 9, in addition to the configuration of the third embodiment, by switching the phase comparison results S7I and S7Q so that the phase of the PSK modulation signal S1 approaches the phase on either side, In addition to the effects of the second embodiment, phase synchronization can be performed at a high speed at the time of startup.
[0097]
(4) Other embodiments
In the second and third embodiments, the case where the demodulation result is output from the output of the low-pass filter has been described. However, the present invention is not limited to this, and the binarized signal is separately latched by a latch circuit. Then, the demodulation result may be output.
[0098]
Furthermore, in the above-described embodiment, the case where the IC card is operated by the power of the transmission signal has been described, but the present invention is not limited to this and can be widely applied to the case where the IC card is operated.
[0099]
In the above-described embodiment, the case where the clock is generated from the PSK modulated signal by the Manchester code and the data is demodulated has been described. However, the present invention is not limited to this, and the clock is generated by various PSK modulated signals. In addition, the present invention can be widely applied to the case where data is demodulated, the clock is generated from various modulation signals such as when the clock is generated from the ASK modulation signal, and the data is reproduced using this clock.
[0100]
In the above-described embodiment, the case where the present invention is applied to a reader / writer composed of an IC card and an IC card processing device has been described. However, the present invention is not limited to this, and PLL circuits and demodulation of various data transmission devices. It can be widely applied to circuits.
[0101]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the phase comparison result between the oscillation output signal and the binarized signal is By the rising edge of the oscillation output signal and by the falling edge of the oscillation output signal, respectively By averaging and calculating the phase shift amount for either the rising edge or falling edge, and controlling the oscillation output signal from this phase shift amount Easy With an easy configuration, the input signal can be reliably processed even when the input signal is deteriorated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a demodulator applied to an IC card and a reader / writer according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an overall configuration of an IC card system.
3 is a block diagram showing a modulation / demodulation circuit of the IC card system of FIG. 2;
4 is a characteristic curve diagram showing a frequency spectrum of a transmission signal and a response signal in the IC card system of FIG. 2. FIG.
FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the demodulator of FIG. 1;
FIG. 6 is a block diagram showing a demodulator applied to an IC card and a reader / writer according to a second embodiment of the present invention.
7 is a characteristic curve diagram for explaining the operation of the demodulator of FIG. 6; FIG.
8 is a chart for explaining a control direction determination circuit of the demodulator of FIG. 6;
FIG. 9 is a block diagram showing a demodulator applied to an IC card and a reader / writer according to a third embodiment of the present invention.
10 is a characteristic curve diagram for explaining the operation of the demodulator of FIG. 9;
FIG. 11 is a block diagram showing a conventional demodulator.
[Explanation of symbols]
1, 34, 40, 50, 60 ... demodulator, 2, 43, 51 ... binarization circuit, 3 ... phase comparison circuit, 4 ... control oscillation circuit, 5, 54I, 54Q ... low-pass filter , 6, 49... Latch, 11... IC card system, 12... IC card, 13... Reader / writer, 15, 19 .. modulation / demodulation circuit, 46.
Claims (12)
前記入力信号を2値化して2値化信号を生成する2値化手段と、
制御信号により発振出力信号の周波数を可変する信号生成手段と、
前記発振出力信号と前記2値化信号とを位相比較し、位相比較結果を出力する位相比較手段と、
前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記位相比較結果と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記位相比較結果とをそれぞれ平均値化し、前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記2値化信号の第1の位相ずれ量と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記2値化信号の第2の位相ずれ量とを計算し、前記第1又は第2の位相ずれ量より前記制御信号を出力する位相比較結果処理手段と、
前記第2又は第1の位相ずれ量の検出結果に基づいて、前記発振出力信号の位相を補正して前記クロックを出力する位相補正手段と
を備えることを特徴とするPLL回路。In a PLL circuit that regenerates a clock that is used to regenerate data included in the input signal from an input signal that includes data transmitted in synchronization with the clock via a desired transmission system,
Binarization means for binarizing the input signal to generate a binarized signal;
Signal generating means for varying the frequency of the oscillation output signal by a control signal;
Phase comparison means for comparing the phase of the oscillation output signal and the binarized signal and outputting a phase comparison result;
The phase comparison result with respect to the rising edge of the oscillation output signal and the phase comparison result with respect to the falling edge of the oscillation output signal are averaged, and the first binarized signal with respect to the rising edge of the oscillation output signal is averaged. And a phase at which the control signal is output based on the first or second phase shift amount, and a second phase shift amount of the binarized signal with respect to a falling edge of the oscillation output signal. A comparison result processing means;
A PLL circuit comprising: phase correction means for correcting the phase of the oscillation output signal based on the detection result of the second or first phase shift amount and outputting the clock.
ことを特徴とする請求項1に記載のPLL回路。The PLL circuit according to claim 1, wherein the input signal is a PSK modulation signal.
ことを特徴とする請求項1に記載のPLL回路。The PLL circuit according to claim 1, wherein the input signal is a modulation signal based on Manchester code.
前記入力信号を2値化して2値化信号を生成する2値化手段と、
制御信号により発振出力信号の周波数を可変する信号生成手段と、
前記発振出力信号と前記2値化信号とを位相比較し、位相比較結果を出力する位相比較手段と、
前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記位相比較結果と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記位相比較結果とをそれぞれ平均値化し、前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記2値化信号の第1の位相ずれ量と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記2値化信号の第2の位相ずれ量とを計算し、前記第1又は第2の位相ずれ量より前記制御信号を出力する位相比較結果処理手段と、
前記第2又は第1の位相ずれ量の検出結果に基づいて、前記発振出力信号の位相を補正してタイミング補正信号を出力するタイミング補正手段と、
前記タイミング補正信号により前記2値化信号をラッチするラッチ手段と
を備えることを特徴とする復調回路。In a demodulation circuit that reproduces a data string transmitted through the input signal from an input signal transmitted through a desired transmission system,
Binarization means for binarizing the input signal to generate a binarized signal;
Signal generating means for varying the frequency of the oscillation output signal by a control signal;
Phase comparison means for comparing the phase of the oscillation output signal and the binarized signal and outputting a phase comparison result;
The phase comparison result with respect to the rising edge of the oscillation output signal and the phase comparison result with respect to the falling edge of the oscillation output signal are averaged, and the first binarized signal with respect to the rising edge of the oscillation output signal is averaged. And a phase at which the control signal is output based on the first or second phase shift amount, and a second phase shift amount of the binarized signal with respect to a falling edge of the oscillation output signal. A comparison result processing means;
Timing correction means for correcting the phase of the oscillation output signal and outputting a timing correction signal based on the detection result of the second or first phase shift amount;
And a latch means for latching the binarized signal by the timing correction signal.
ことを特徴とする請求項4に記載の復調回路。The demodulation circuit according to claim 4, wherein the input signal is a PSK modulation signal.
ことを特徴とする請求項4に記載の復調回路。The demodulation circuit according to claim 4, wherein the input signal is a modulated signal based on Manchester code.
前記復調回路は、
前記送信信号より得られる変調信号を2値化して2値化信号を生成する2値化手段と、
制御信号により発振出力信号の周波数を可変する信号生成手段と、
前記発振出力信号と前記2値化信号とを位相比較し、位相比較結果を出力する位相比較手段と、
前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記位相比較結果と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記位相比較結果とをそれぞれ平均値化し、前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記2値化信号の第1の位相ずれ量と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記2値化信号の第2の位相ずれ量とを計算し、前記第1又は第2の位相ずれ量より前記制御信号を出力する位相比較結果処理手段と、
前記第2又は第1の位相ずれ量の検出結果に基づいて、前記発振出力信号の位相を補正してタイミング補正信号を出力するタイミング補正手段と、
前記タイミング補正信号により前記2値化信号をラッチして前記データ列を再生するラッチ手段と
を備えることを特徴とするICカード。In an IC card that demodulates and processes a data string from a transmission signal received via an antenna by a demodulation circuit,
The demodulation circuit includes:
Binarization means for binarizing a modulation signal obtained from the transmission signal to generate a binarized signal;
Signal generating means for varying the frequency of the oscillation output signal by a control signal;
Phase comparison means for comparing the phase of the oscillation output signal and the binarized signal and outputting a phase comparison result;
The phase comparison result with respect to the rising edge of the oscillation output signal and the phase comparison result with respect to the falling edge of the oscillation output signal are averaged, and the first binarized signal with respect to the rising edge of the oscillation output signal is averaged. And a phase at which the control signal is output based on the first or second phase shift amount, and a second phase shift amount of the binarized signal with respect to a falling edge of the oscillation output signal. A comparison result processing means;
Timing correction means for correcting the phase of the oscillation output signal and outputting a timing correction signal based on the detection result of the second or first phase shift amount;
An IC card comprising: latch means for latching the binarized signal by the timing correction signal and reproducing the data string.
ことを特徴とする請求項7に記載のICカード。The IC card according to claim 7, wherein the modulation signal is a PSK modulation signal.
ことを特徴とする請求項7に記載のICカード。The IC card according to claim 7, wherein the modulation signal is a signal based on Manchester code.
前記復調回路は、
前記応答信号より得られる変調信号を2値化して2値化信号を生成する2値化手段と、
制御信号により発振出力信号の周波数を可変する信号生成手段と、
前記発振出力信号と前記2値化信号とを位相比較し、位相比較結果を出力する位相比較手段と、
前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記位相比較結果と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記位相比較結果とをそれぞれ平均値化し、前記発振出力信号の立ち上がりエッジに対する前記2値化信号の第1の位相ずれ量と、前記発振出力信号の立ち下がりエッジに対する前記2値化信号の第2の位相ずれ量とを計算し、前記第1又は第2の位相ずれ量より前記制御信号を出力する位相比較結果処理手段と、
前記第2又は第1の位相ずれ量の検出結果に基づいて、前記発振出力信号の位相を補正してタイミング補正信号を出力するタイミング補正手段と、
前記タイミング補正信号により前記2値化信号をラッチして前記データ列を再生するラッチ手段と
を備えることを特徴とするICカード処理装置。In an IC card processing apparatus that demodulates and processes a data string sent from an IC card using a demodulation circuit from a response signal received via an antenna,
The demodulation circuit includes:
Binarization means for binarizing a modulation signal obtained from the response signal to generate a binarized signal;
Signal generating means for varying the frequency of the oscillation output signal by a control signal;
Phase comparison means for comparing the phase of the oscillation output signal and the binarized signal and outputting a phase comparison result;
The phase comparison result with respect to the rising edge of the oscillation output signal and the phase comparison result with respect to the falling edge of the oscillation output signal are averaged, and the first binarized signal with respect to the rising edge of the oscillation output signal is averaged. And a phase at which the control signal is output based on the first or second phase shift amount, and a second phase shift amount of the binarized signal with respect to a falling edge of the oscillation output signal. A comparison result processing means;
Timing correction means for correcting the phase of the oscillation output signal and outputting a timing correction signal based on the detection result of the second or first phase shift amount;
An IC card processing apparatus, comprising: latch means for latching the binarized signal by the timing correction signal and reproducing the data string.
ことを特徴とする請求項10に記載のICカード処理装置。The IC card processing device according to claim 10, wherein the modulation signal is a PSK modulation signal.
ことを特徴とする請求項10に記載のICカード処理装置。The IC card processing device according to claim 10, wherein the modulation signal is a signal based on Manchester code.
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