JP4122806B2 - Brushless motor control device - Google Patents

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Description

【０００１】
【技術分野】
本発明は，ブラスレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来技術】
複数のコイル相を有する多相のブラシレスモータをインバータにより駆動するにあたっては，その回転子（以下，ロータという）の位置，即ちモータ位相を把握したうえ，そのモータ位相に応じて各コイル相への通電状態を順次，切り換えていく必要がある。
そこで，従来においては，ホール素子を上記ブラシレスモータに内蔵し，永久磁石よりなるロータの位置を検出していた。そして，検出されたロータ位置に応じて，インバータのスイッチングを行うモータ制御装置が実用されている。
また，ブラシレスモータの各コイル層に流れる電流値とモータ位相との関係式が知られていることから，図７に示すごとく，トランス９１により各コイル相の電流値を計測し，その電流値からモータ位相を検出するブラシレスモータ制御装置９０も提案されている。
【０００３】
【解決しようとする課題】
しかしながら，上記従来のブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置においては次の問題がある。
即ち，上記のごとく，ホール素子を用いてブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置においては，半導体素子であるホール素子の耐久性が問題となる。このホール素子は，およそ７０℃を越える環境では，素子自体の破壊，特性劣化を生じるおそれが高い。また，ホール素子周辺には，電子回路を構成する必要があるため，ノイズや静電気等の影響を受けやすい。
したがって，ホール素子を利用するブラシレスモータ制御装置は，コンプレッサ等に内蔵するモータや高温環境で使用するモータ等には適用することができないという問題があった。
また，図７に示すごとく，各コイル相の電流値を計測し，その電流値からモータ位相を算出するブラシレスモータ制御装置９０においては，各コイル相毎に電流計測用のトランス９１が必要となる。この電流計測用のトランス９１は，高価であり，部品サイズも大きいこと等から，小型かつ低コストブラシレスモータ制御装置を実現するうえでの障壁となっていた。
【０００４】
本発明はかかる従来の問題点に鑑みてなされたもので，簡単な構成であって，小型かつ低コストなブラシレスモータ制御装置を提供しようとするものである。
【０００５】
【課題の解決手段】
第１の発明は，複数のスイッチング素子を備えたインバータにより，複数のコイル相を有する多相のブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置において，
上記ブラシレスモータは３相のコイル相を有する３相ブラシレスモータであり，
上記インバータは，ハイサイドの３つの上記スイッチング素子と，グランド側のローサイドの３つの上記スイッチング素子とにより上記各コイル相を駆動するものであり，
ローサイドの上記各スイッチング素子には，該スイッチング素子を流れる素子電流値を計測するための上記電流検知手段が接続してあり，
モータ位相区間に応じて，ローサイドの３つの上記スイッチング素子のうちＯＮ状態の時間が最も短いスイッチング素子以外の２つの上記スイッチング素子に流れる素子電流値を計測するように，上記素子電流値を計測すべき上記スイッチング素子の組を順次切り替えるよう構成しており，
計測された２つの上記スイッチング素子の素子電流値から残りの１つの上記スイッチング素子の素子電流値を推定する手段を備え，
計測された上記素子電流値と推定された上記素子電流値とを基にして上記各コイル相を流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値に基づいて算出されるモータ位相に基づき上記ブラシレスモータを制御するよう構成してあることを特徴とするブラシレスモータ制御装置にある（請求項１）。
第２の発明は，複数のスイッチング素子を備えたインバータにより，複数のコイル相を有する多相のブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置において，
上記ブラシレスモータは３相のコイル相を有する３相ブラシレスモータであり，
上記インバータは，ハイサイドの３つの上記スイッチング素子と，グランド側のローサイドの３つの上記スイッチング素子とにより上記各コイル相を駆動するものであり，
ローサイドの上記各スイッチング素子には，該スイッチング素子を流れる素子電流値を計測するための上記電流検知手段が接続してあり，
制御パルス幅に応じて，ローサイドの各スイッチング素子をＯＮ状態とする制御パルスのうち制御パルス幅が最も短いスイッチング素子以外の２つの上記スイッチング素子に流れる素子電流値を計測するように，上記素子電流値を計測すべき上記スイッチング素子の組を順次切り替えるよう構成しており，
計測された２つの上記スイッチング素子の素子電流値から残りの１つの上記スイッチング素子の素子電流値を推定する手段を備え，
計測された上記素子電流値と推定された上記素子電流値とを基にして上記各コイル相を流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値に基づいて算出されるモータ位相に基づき上記ブラシレスモータを制御するよう構成してあることを特徴とするブラシレスモータ制御装置（請求項２）にある。
【０００６】
本発明のブラシレスモータ制御装置は，上記インバータの各スイッチング素子に流れる素子電流値を計測するための電流検知手段を接続してある。そして，計測された上記素子電流値を基にして上記各コイル相を流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値に基づいて算出されるモータ位相に基づき上記ブラシレスモータを制御するよう構成してある。
【０００７】
そのため，各スイッチング素子に電流検知手段を接続することにより，各スイッチング素子に流れる素子電流値を計測し，その素子電流値を基にして各コイル相のコイル相電流値を算出することができる。そして，コイル相電流値によれば，モータ位相を算出してブラシレスモータを適切に制御することができる。
このように本発明によれば，簡単な構成であって，小型かつ低コストなブラシレスモータ制御装置を実現することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明における上記ブラシレスモータ制御装置においては，上記電流検知手段は，スイッチング素子のグランド側に接続することが好ましい。この場合には，モータを構成するコイルのインダクタンス等の影響が小さく，精度良く素子電流値を計測できる可能性が高い。
【０００９】
また，第１，第２の発明では，上記インバータは，ハイサイドの上記スイッチング素子と，グランド側のローサイドの上記スイッチング素子とにより上記各コイル相を駆動するものであり，ローサイドの上記各スイッチング素子には，該スイッチング素子を流れる上記素子電流値を計測するための上記電流検知手段が接続してある。
【００１０】
この場合には，上記ブラシレスモータの各コイル相を構成するコイルのインダクタンス等の影響を抑制して，ローサイドにある上記各スイッチング素子に流れる素子電流値の計測精度をさらに向上することができる。そして，このように計測した素子電流値に基づいて算出した上記コイル相電流値によれば，上記ブラシレスモータをさらに滑らかに制御することができる。
【００１１】
また，上記インバータは，チョッパ制御により制御されるものであり，上記スイッチング素子に流れる上記素子電流値を計測するに当たっては，上記チョッパ制御による制御パルスに同期して計測するよう構成してあることが好ましい（請求項２）。
ここで，上記チョッパ制御とは，例えばパルス幅変調方式のようにスイッチング素子のＯＮ時間とＯＦＦ時間の比，すなわちデューティー比を変更して負荷に電流を供給する方式である。そして，ＯＮ−ＯＦＦの周期は，一定とすることも可変とすることも考えられる。
このチョッパ制御により効率良く駆動される上記ブラシレスモータにあっては，上記インバータの上記各スイッチング素子には，上記制御パルスに応じてそのスイッチング素子がＯＮ状態となっている場合にのみ素子電流が流れる。
【００１２】
そのため，上記のごとく，上記制御パルスに同期して計測するよう構成してある場合には，各スイッチング素子に流れる素子電流値を適切なタイミングで計測することができる。そして，このように精度良く計測された素子電流値に基づけば，その良好な精度を維持しながらコイル相電流値を算出することができる可能性が高い。
なお，ハイサイドの上記スイッチング素子と，グランド側のローサイドの上記スイッチング素子とにより上記各コイル相を駆動するインバータをチョッパ制御する場合には，ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子との上下相のチョッパ制御を実施する。
【００１３】
また，上記インバータは，チョッパ制御により制御されるものであり，上記スイッチング素子に流れる上記素子電流値を計測するに当たっては，上記電流検知手段により検知した電流値を，そのピーク値を一定時間保持しうるピークホールド回路に入力してホールド値を生成し，計測された該ホールド値に基づいて上記素子電流値を算出するよう構成してあることが好ましい（請求項３）。
この場合には，チョッパ制御によりＯＮ−ＯＦＦ制御される上記スイッチング素子に流れる素子電流値を，その制御パルスのタイミングによらず精度良く計測することができるようになる。
【００１４】
また，第２の発明では，モータ位相もしくは上記制御パルスの制御パルス幅に応じて上記素子電流値を計測すべき上記スイッチング素子を切り換えるよう構成してある。
チョッパ制御により駆動される上記ブラシレスモータにあっては，モータ位相に応じて特定のコイル相を駆動するスイッチング素子の通電時間，即ちＯＮ状態の時間が短くなる。このように，スイッチング素子のＯＮ状態が極めて短期間であると，その素子電流値を精度良く計測することができないおそれがある。
【００１５】
モータ位相に応じて，素子電流値を計測すべきスイッチング素子を切り換える場合には，上記のごとくＯＮ状態が短いスイッチング素子を避けて，計測容易な他のスイッチング素子の素子電流値を精度良く計測することができる。そして，モータ位相に応じて，上記のごとく素子電流値を計測すべきスイッチング素子を順次切り換えていけば，常に精度良く素子電流値の計測ができるようになる。
また，各スイッチング素子に流れる素子電流値の総和がゼロであることから，測定を実施しないスイッチング素子の素子電流値は，他の素子電流値を基にして，精度良く算出することが可能である。
また，各スイッチング素子をチョッパ制御するための上記制御パルス幅に応じて上記素子電流値を計測すべきスイッチング素子を切り換える場合には，さらに直接的に，各スイッチング素子のＯＮ状態すなわち通電時間に応じた切り換えが可能となる。
【００１６】
また，上記ブラシレスモータが停止しているときに上記スイッチング素子について計測されるオフセット電流値を保存しておき，上記ブラシレスモータを制御するにあたっては，そのオフセット電流値を用いて上記素子電流値を補正するよう構成されていることが好ましい（請求項５）。
この場合には，上記スイッチング素子に流れる素子電流値の計測精度を，さらに高めることができる。また，このように計測した素子電流値に基づく上記ブラシレスモータ制御装置によれば，さらに適切に上記ブラシレスモータを制御することができる。
【００１７】
また，上記電流検知手段は，シャント抵抗であることが好ましい（請求項６）。
この場合には，上記シャント抵抗の両端に生じる抵抗電圧値を計測し，この抵抗電圧値を基にして，上記シャント抵抗及び上記スイッチング素子に流れる上記素子電流値を容易に計測することができる。
【００１８】
【実施例】
（実施例１）
本発明の実施例にかかるブラシレスモータ制御装置について，図１〜図５を用いて説明する。
本例のブラシレスモータ制御装置１は，複数のスイッチング素子１１１，１１２を備えたインバータ１０により，複数のコイル相を有する多相のブラシレスモータ５０を駆動するブラシレスモータ制御装置である。
そして，上記各コイル相を駆動する上記スイッチング素子１１２には，該スイッチング素子１１２を流れる素子電流値を計測するための電流検出手段としてのシャント抵抗１１３が接続してある。
上記ブラシレスモータ制御装置１は，計測された上記素子電流値を基にして上記各コイル相を流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値に基づいて算出されるモータ位相に基づき上記ブラシレスモータ５０を制御するよう構成してある。以下，この内容について説明する。
【００１９】
本例のブラシレスモータ制御装置１は，３相のブラシレスモータ５０を制御する装置である。そして，このブラシレスモータ制御装置１は，インバータ１０と，スイッチング素子１１２に流れる素子電流値を計測する電流検出回路３０と，ＣＰＵ４０とを有している。そして，外部端子として，ブラシレスモータ５０のＵ相，Ｖ相及びＷ相各コイル相に接続するためのＵ相端子１１，Ｖ相端子１２及びＷ相端子１３を有している。
【００２０】
上記インバータ１０は，６個のスイッチング素子１１１，１１２を有するブリッジ回路と，各スイッチング素子１１１，１１２のゲート電圧を制御する駆動回路１５とを有している。本例では，上記スイッチング素子１１１，１１２としては，高速動作に優れるＩＧＢＴを適用している。
【００２１】
このブリッジ回路においては，ハイサイドにあるスイッチング素子１１１と，ローサイドにあるスイッチング素子１１２とにより各コイル相のコイルを駆動している。また，このブリッジ回路には，各スイッチング素子１１１，１１２を保護するためダイオード１１４が接続してある。
そしてさらに，本例のブリッジ回路においては，ローサイドのスイッチング素子１１２とグランドとの間に，各スイッチング素子を流れる素子電流値を計測するためのシャント抵抗１１３が直列に接続してある。
【００２２】
また，駆動回路１５は，チョッパ制御としてのパルス幅変調方式に基づいてスイッチング素子１１１，１１２のゲート電圧をデューティー制御する。ここで，ハイサイドの上記スイッチング素子１１１と，グランド側のローサイドの上記スイッチング素子１１２とにより上記各コイル相を駆動するインバータ１０をチョッパ制御するに当たっては，ハイサイドのスイッチング素子１１１とローサイドのスイッチング素子１１２との上下相のチョッパ制御を実施する。
【００２３】
そして，このデューティー制御によりスイッチング素子１１１，１１２をＯＮ−ＯＦＦ制御することにより，ブラシレスモータ５０を制御しうるように構成してある。そして，駆動回路１５が各スイッチング素子１１２のゲート電圧を制御するゲート電圧制御信号は，ＣＰＵ４０のポートに入力されるよう構成してある。
【００２４】
また，上記電流検出回路３０は，上記各シャント抵抗１１３の両端に生じる電圧である抵抗電圧値を，ＣＰＵ４０のＡ／Ｄポートにそれぞれ入力するよう構成されている。そして，ＣＰＵ４０は，上記抵抗電圧値に基づいて，そのシャント抵抗１１３が接続された上記スイッチング素子１１２を流れる素子電流値を算出しうるように構成してある。
【００２５】
さらに，ＣＰＵ４０は，上記各スイッチング素子１１２を流れる素子電流値に基づいて各コイル相に流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値からブラシレスモータ５０のロータ位置，即ちモータ位相を算出しうるよう構成してある。そして，ＣＰＵ４０は，モータ位相に基づいて，上記インバータ１０を制御し，ブラシレスモータ５０を駆動するよう構成されている。
【００２６】
上記のごとく，構成されているブラシレスモータ制御装置１を用いて，ブラシレスモータ５０の各コイル相を駆動するスイッチング素子１１２を流れる素子電流値を計測する方法について説明する。この素子電流値を基にすれば，ブラシレスモータの各コイル相のコイル電流値を算出し，さらにモータ位相を算出することができる。そして，上記ブラシレスモータは，モータ位相に応じて正しく制御することが可能となる。
【００２７】
スイッチング素子１１２を流れる素子電流値を計測するに当たっては，パルス幅変調方式（以下，ＰＷＭという）により制御されるインバータ１０に適用する制御パルスに同期させて計測する。
そこで，パルス幅変調方式（以下，ＰＷＭという）に基づいて，ＯＮ−ＯＦＦ駆動されるスイッチング素子１１１，１１２のスイッチングスケジュールについて説明する。
【００２８】
一般論ではあるが，３相のブラシレスモータ５０を制御するためには，図２に示すごとく，Ｕ相，Ｖ相及びＷ相各コイル相に対して，モータ位相に応じた電圧を出力する。同図では，横軸にモータ位相を，縦軸には各コイル相に対して出力すべき電圧を示している。
【００２９】
そして，本例では，ＰＷＭによりインバータ１０を動作させて，ブラシレスモータ５０の各コイル相を適切に駆動する。ここでは，各コイル相に出力すべき電圧を，図３（ａ）に示すごとく，三角波Ｌ１を用いて変調している。そうすると，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相各コイル相を駆動するスイッチング素子１１１，１１２をスイッチングすべきタイミングが図３（ｂ）及び（ｃ）のごとく求められる。同図においては，各スイッチング素子１１１，１１２をＯＮすべき期間をハイレベルとして，ＯＦＦすべき期間をローレベルとして表現してある。
【００３０】
同図（ｂ）は，ハイサイドのスイッチング素子１１１のスイッチングタイミングを表現し，同図（ｃ）は，ローサイドのスイッチング素子１１２のスイッチングタイミングを表わしている。そして，上記駆動回路１５は，同図（ｂ），（ｃ）に示すスイッチングタイミングに従って，それぞれのスイッチング素子１１１，１１２のゲート電圧のＯＮ−ＯＦＦを繰り返すこととなる。
ここで，上記インバータ１０の各シャント抵抗１１３に電流が流れるのは，ローサイドのスイッチング素子１１２がＯＮ状態にあるときであるとき，すなわち，同図（ｃ）においてハイレベルに保持されている期間である。
【００３１】
そうすると，ローサイドの各スイッチング素子１１２がＯＮとなったとき，図４に示すごとく，シャント抵抗１１３の両端に抵抗電圧が生じることとなる。ここで，図４のグラフは，横軸に時間を，縦軸にはシャント抵抗１１３の両端に生じる電圧値を示している。また，周期Ｗは，ＰＷＭによる制御周期を表している。
【００３２】
そこで，本例では，上記駆動回路１５からＣＰＵ４０へフィードバックされる各スイッチング素子１１２のゲート電圧制御信号に同期して，各Ａ／Ｄポートを制御している。そうすると，各スイッチング素子１１２に電流が流れている瞬間のみ，適切に上記素子電流値を計測できるようになる。
【００３３】
また，図３（ａ）及び（ｃ）に示すごとく，コイル相に出力する電圧が大きい程，そのコイル相を駆動するスイッチング素子１１２及びシャント抵抗１１３の通電時間が短時間となるという関係にある。そのため，上記スイッチング素子１１２に電流が流れている時間が，上記Ａ／Ｄポートの立ち上がり時間等と接近してくると上記素子電流値を計測できなくなるおそれがある。
【００３４】
すなわち，モータ位相が，区間Ａ１〜Ａ２にあるときには，Ｕ相に高電圧を出力する必要があり，そのＵ相を駆動するスイッチング素子１１２の通電時間が短くなる。そのため，この素子電流値を精度良く測定できないおそれが生じる。そして，区間Ａ３〜Ａ４ではＶ相，区間Ａ５〜Ａ６ではＷ相を駆動するスイッチング素子１１２を流れる素子電流値の計測が難しくなる。
このように，モータ位相に応じて，素子電流値の計測が不安定となるスイッチング素子１１２が順次切り替わり，そのスイッチング素子１１２により駆動されるコイル相もＵ相とＶ相とＷ相との間で順次切り替わっていくこととなる。
【００３５】
そこで，本例では，モータ位相に応じた各区間において，通電時間が短いスイッチング素子１１２を流れる素子電流値の計測を中止することとし，それ以外の２個のスイッチング素子１１２の素子電流値のみ計測することとした。そして，ブラシレスモータ５０のモータ位相に応じて，図５に示すごとく，素子電流値を計測すべきスイッチング素子１１２を順次切り換えていくこととした。
【００３６】
ここでは，ブラシレースモータ５０のロータ位置，すなわちモータ位相をステップＳ１において判断する。そして，ロータ位置の変化にしたがってモータ位相が区間Ａ１から区間Ａ６へ遷移していくに応じて，ステップＳ２→ステップＳ３→ステップＳ４へ素子電流値測定パターンを切り換えていく。
【００３７】
即ちステップＳ１では，Ｖ相とＷ相とを駆動するスイッチング素子１１２を流れる素子電流値を計測し，ステップＳ２では，Ｕ相及びＷ相を駆動するスイッチング素子１１２の素子電流値を計測する。そして，ステップ３では，Ｕ相及びＶ相を駆動するスイッチング素子１１２の素子電流値を計測するよう順次計測する素子電流値の組み合わせを切り換えていく。
【００３８】
そうすると，各スイッチング素子１１２に流れる電流値の総和がゼロであるという原則のもと，各コイル相を駆動するスイッチング素子１１２の素子電流値を精度良く計測することができる。そして，計測された素子電流値に基づき，各コイル相を流れるコイル相電流値を算出して，さらにモータ位相を算出することができる。このように算出されたモータ位相によれば，ブラシレスモータ５０を良好に制御することができる。
【００３９】
このように本例のブラシレスモータ制御装置１によれば，インバータ１０を構成するローサイドのスイッチング素子１１２にシャント抵抗１１３を接続するのみという簡単な構成により，ブラシレスモータ５０の各コイル相に流れる電流値を精度良く測定しうる。
【００４０】
さらに，ＰＷＭ制御パルスに同期してＣＰＵ４０を動作させて，素子電流値の計測を実施することにより，非常に効率良く，常に適切なタイミングで各スイッチング素子１１２に流れる素子電流値を測定することができる。
そしてさらに，本例では，３個あるスイッチング素子１１２の全てについて素子電流値を計測せず，２個のスイッチング素子１１２の素子電流値から残りのスイッチング素子１１２の素子電流値を推定している。ここでは，モータ位相に応じて，素子電流値を実測するスイッチング素子１１２の組み合わせを順次切り換えるようにしている。
そのため，スイッチング素子１１２の通電時間が短いことに起因して，素子電流値の計測誤差が大きくなるトラブルを生じるおそれが少ない。
【００４１】
このように本例によれば，簡単な構成のブラシレスモータ制御装置１を用いて，各スイッチング素子１１２に流れる素子電流値を精度良く測定することができる。そして，その素子電流値に基づいて，各コイル相を流れるコイル相電流値及びモータ位相を算出し，ＰＷＭ制御により３相のブラシレスモータ５０を滑らかに駆動させることができる可能性が高い。
【００４２】
（実施例２）
本例は，実施例１の上記電流検出回路３０を基礎として，そこにピークホールド回路を追加した例である。
このピークホールド回路は，図６に示すごとく，入力された各シャント抵抗１１３の両端に発生する電圧（破線）のピーク値を一定時間，維持しておく回路である。
【００４３】
本例によれば，ブラシレスモータ５０をＰＷＭ駆動する場合であっても，ＰＷＭ制御する際に生じる制御パルスの発生タイミングによらず，各シャント抵抗１１３両端に生じる電圧値を計測できるようになる。そのため，ＣＰＵ４０のクロック，Ａ／Ｄ変換に要する時間等に律速されることがなく，安定してシャント抵抗１１３両端の電圧値を計測することができる。また，ＣＰＵ４０によるＡ／Ｄ変換のタイミングを，ＰＷＭ制御パルスに同期させる必要もなくなる。
【００４４】
このように本例によれば，さらに容易に各コイル相の電流値を計測して，精度良くブラシレスモータ５０のロータ位置を算出できる可能性がある。
なお，その他の構成及び作用効果については，実施例１と同様である。
【００４５】
（実施例３）
本例は，実施例１のブラシレスモータ制御装置１を基にして，さらに素子電流値の測定精度を向上した例である。
本例においては，各スイッチング素子１１２に流れる素子電流値の計測精度をさらに向上させるため，それぞれのスイッチング素子１１２のオフセット電流値を計測した。該オフセット電流値とは，ブラシレスモータ５０が回転していない状態，つまり素子電流体がゼロとなるはずの状態において，測定される素子電流値の量である。
なお，このオフセット電流値の発生原因としては，各シャント抵抗１１３の抵抗値の誤差やＣＰＵ４０によるＡ／Ｄ変換の入力誤差等，種々の原因が考えられる。
【００４６】
ここでは，まず，ブラシレスモータ５０を回転させることなく，各スイッチング素子１１２に生じる素子電流値を測定して，これをオフセット電流値とする。具体的には，ブラシレスモータ５０のモータ位相が区間Ａ１からＡ６へ遷移していくことを想定し，図５に示すごとく，ステップＳ２〜ステップＳ４に沿って各スイッチング素子１１２のオフセット電流値を計測する。
【００４７】
そして，本例のブラシレスモータ制御装置１を用いて，ブラシレスモータ５０の制御を実施するに当たっては，各スイッチング素子１１２について測定された素子電流体を上記オフセット電流値により補正する。本例では，各スイッチング素子１１２について測定された素子電流値から，それぞれのスイッチング素子１１２のオフセット電流値を減算して，上記素子電流値の補正を実施した。
【００４８】
このようにして，各スイッチング素子１１２について計測される素子電流値を補正することにより，その測定精度を向上することができる。そして，精度良く測定された素子電流値に基づいて算出される各コイル相のコイル相電流値はさらに精度の高いものとなる。また，そのコイル相電流を基にしてモータ位相を算出し，そのモータ位相に基づいてブラシレスモータ５０の制御を実施すれば，その制御はさらに精度の高いものとなる。
なお，その他の構成及び作用効果については，実施例１と同様である。
【００４９】
（実施例４）
本例は，実施例１における素子電流値の電流値の電流検知手段である上記シャント抵抗１１３に代えて，他の電流検知手段に変更した例である。
本例では，電流トランス，ホール素子などの電流検知手段を適用している。
なお，その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。
【００５０】
（実施例５）
本例は，実施例１における上記素子電流値の計測を，上記制御パルスに同期させる方法を変更した例である。
本例では，スイッチング素子１１２がＯＮしているタイミング（例えば，図４の周期Ｗの略中心となる時点）に素子電流値を計測している。
なお，その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。
【００５１】
また，ハイサイドのスイッチング素子１１１とローサイドのスイッチング素子１１２とによるインバータ１０においては，ローサイドのスイッチング素子１１２がＯＮ状態であるときハイサイドのスイッチング素子１１１はＯＦＦ状態である。そこで，このハイサイドのスイッチング素子１１２がＯＦＦ状態にあることを基にして，上記制御パルスと同期して素子電流値を計測してもよい。
【００５２】
（実施例６）
本例では，実施例１におけるパルス周期が一定のパルス幅変調方式による上記インバータ１０の制御を，パルス周期が可変であるパルス幅変調方式に変更した例である。
なお，その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。
【００５３】
（実施例７）
本例は，実施例１におけるローサイドのスイッチング素子１１２の素子電流値の計測に代えて，ハイサイドのスイッチング素子１１１の素子電流値を計測することとした例である。
なお，その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。
また，ローサイドのスイッチング素子１１２の素子電流値を計測するための電流検知手段としてシャント抵抗１１３を適用する場合には，本例のごとく，ローサイドのスイッチング素子１１２とグランドとの間に上記シャント抵抗１１３を接続するのが好適である。
【００５４】
（実施例８）
本例は，実施例１において，モータ位相に応じて実施した，素子電流値を計測すべきスイッチング素子１１２の切り換えを，制御パルス幅に応じて実施するよう変更した例である。
本例では，各スイッチング素子１１２を制御する制御パルス幅を基にして，計測すべきスイッチング素子１１２を順次切り換えている。ここでは，各スイッチング素子１１２をＯＮ状態とする制御パルスのうち制御パルス幅が最も短く，通電時間が最も短いスイッチング素子１１２について，素子電流値を計測しないことした。
なお，その他の構成及び作用効果については実施例１と同様である。
また，例えば，制御パルス幅が所定幅以下であって，通電時間が所定時間より短いスイッチング素子１１２について，素子電流値を計測しないこととすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１における，ブラシレスモータ制御装置の構成を示す説明図。
【図２】実施例１における，３相ブラシレスモータの各コイル相に出力すべき電圧を示すグラフ。
【図３】実施例１における，インバータのＰＷＭ制御の様子を示すタイミングチャート。
【図４】実施例１における，シャント抵抗両端の電圧値の変化を示すグラフ。
【図５】実施例１における，電流値測定すべきコイル相の組み合わせを決定するためのフロー図。
【図６】実施例２における，電流検出回路から出力される電圧値の変化を示すグラフ。
【図７】従来技術における，ブラシレスモータのブラシレスモータ制御装置の構成を示す説明図。
【符号の説明】
１．．．ブラシレスモータ制御装置，
１０．．．インバータ，
１５．．．駆動回路，
３０．．．電流検出回路，
４０．．．ＣＰＵ，
１１１．．．ＩＧＢＴ（ハイサイド），
１１２．．．ＩＧＢＴ（ローサイド），
１１３．．．シャント抵抗，[0001]
【Technical field】
The present invention relates to a control device for a brassless motor.
[0002]
[Prior art]
When driving a multi-phase brushless motor having a plurality of coil phases by an inverter, the position of the rotor (hereinafter referred to as the rotor), that is, the motor phase is grasped, and each coil phase is transferred to the coil phase according to the motor phase. It is necessary to switch the energized state sequentially.
Therefore, conventionally, a Hall element is built in the brushless motor to detect the position of a rotor made of a permanent magnet. A motor control device that performs inverter switching according to the detected rotor position has been put into practical use.
Since the relational expression between the current value flowing in each coil layer of the brushless motor and the motor phase is known, the current value of each coil phase is measured by a transformer 91 as shown in FIG. A brushless motor control device 90 that detects the motor phase has also been proposed.
[0003]
[Problems to be solved]
However, the brushless motor control apparatus for driving the conventional brushless motor has the following problems.
That is, as described above, in a brushless motor control apparatus that drives a brushless motor using a Hall element, the durability of the Hall element, which is a semiconductor element, becomes a problem. This Hall element has a high risk of destruction of the element itself and characteristic deterioration in an environment exceeding about 70 ° C. Also, since it is necessary to configure an electronic circuit around the Hall element, it is easily affected by noise, static electricity, and the like.
Therefore, there is a problem that the brushless motor control device using the Hall element cannot be applied to a motor built in a compressor or the like or a motor used in a high temperature environment.
Further, as shown in FIG. 7, in the brushless motor control device 90 that measures the current value of each coil phase and calculates the motor phase from the current value, a transformer 91 for current measurement is required for each coil phase. . The current measuring transformer 91 is expensive and has a large component size, and has been a barrier to realizing a small and low-cost brushless motor control device.
[0004]
The present invention has been made in view of such conventional problems, and an object of the present invention is to provide a small and low-cost brushless motor control device having a simple configuration.
[0005]
[Means for solving problems]
  FirstThe invention relates to a brushless motor control device for driving a multiphase brushless motor having a plurality of coil phases by an inverter having a plurality of switching elements.
  The brushless motor is a three-phase brushless motor having three coil phases.
The inverter drives each coil phase by the three switching elements on the high side and the three switching elements on the low side on the ground side.
The current detection means for measuring the element current value flowing through the switching element is connected to each of the switching elements on the low side,
According to the motor phase interval, the element current value is measured so that the element current values flowing through the two switching elements other than the switching element having the shortest ON state among the three low-side switching elements are measured. It is configured to sequentially switch the set of switching elements.
Means for estimating an element current value of the remaining one switching element from the measured element current values of the two switching elements;
  Measured element current valueThe element current value estimated asThe coil phase current value flowing through each coil phase is calculated based on the coil phase, and the brushless motor is controlled based on the motor phase calculated based on the coil phase current value. It exists in a brushless motor control apparatus (Claim 1).
A second invention is a brushless motor control apparatus for driving a multi-phase brushless motor having a plurality of coil phases by an inverter having a plurality of switching elements.
The brushless motor is a three-phase brushless motor having three coil phases.
The inverter drives each coil phase by the three switching elements on the high side and the three switching elements on the low side on the ground side.
The current detection means for measuring the element current value flowing through the switching element is connected to each of the switching elements on the low side,
According to the control pulse width, the device current is measured so that the device current values flowing in the two switching devices other than the switching device having the shortest control pulse width among the control pulses for turning on the low-side switching devices are measured. It is configured to sequentially switch the set of switching elements whose values are to be measured,
Means for estimating an element current value of the remaining one switching element from the measured element current values of the two switching elements;
A coil phase current value flowing through each coil phase is calculated based on the measured element current value and the estimated element current value, and further based on a motor phase calculated based on the coil phase current value. The brushless motor control device (claim 2) is configured to control the brushless motor.
[0006]
The brushless motor control device of the present invention is connected to a current detection means for measuring the element current value flowing through each switching element of the inverter. Then, a coil phase current value flowing through each coil phase is calculated based on the measured element current value, and the brushless motor is controlled based on a motor phase calculated based on the coil phase current value. It is configured.
[0007]
Therefore, by connecting a current detection means to each switching element, the element current value flowing through each switching element can be measured, and the coil phase current value of each coil phase can be calculated based on the element current value. According to the coil phase current value, the brushless motor can be appropriately controlled by calculating the motor phase.
As described above, according to the present invention, it is possible to realize a small and low-cost brushless motor control device having a simple configuration.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the brushless motor control apparatus according to the present invention, the current detection means is preferably connected to the ground side of the switching element. In this case, the influence of the inductance of the coil constituting the motor is small, and there is a high possibility that the element current value can be measured with high accuracy.
[0009]
  Also,In the first and second inventions,The inverter drives the coil phases by the high-side switching element and the ground-side low-side switching element, and the low-side switching element has the element current flowing through the switching element. The current detection means for measuring the value is connected.
[0010]
In this case, the measurement accuracy of the element current value flowing through each switching element on the low side can be further improved by suppressing the influence of the inductance of the coil constituting each coil phase of the brushless motor. According to the coil phase current value calculated based on the element current value thus measured, the brushless motor can be controlled more smoothly.
[0011]
  The inverter is controlled by chopper control, and when measuring the element current value flowing through the switching element, the inverter may be configured to measure in synchronization with a control pulse by the chopper control. preferable(Claim 2).
  Here, the chopper control is a method of supplying a current to the load by changing the ratio of the ON time and the OFF time of the switching element, that is, the duty ratio, as in the pulse width modulation method, for example. The ON-OFF cycle can be fixed or variable.
  In the brushless motor driven efficiently by the chopper control, the element current flows through each switching element of the inverter only when the switching element is turned on in response to the control pulse. .
[0012]
Therefore, as described above, when the measurement is performed in synchronization with the control pulse, the element current value flowing through each switching element can be measured at an appropriate timing. And based on the element current value measured with high accuracy in this way, there is a high possibility that the coil phase current value can be calculated while maintaining the good accuracy.
When the inverter that drives each coil phase is controlled by the high-side switching element and the ground-side low-side switching element, the upper and lower phases of the high-side switching element and the low-side switching element are used. Implement chopper control.
[0013]
  The inverter is controlled by chopper control, and when measuring the element current value flowing through the switching element, the current value detected by the current detection means is held for a certain period of time. Preferably, the device is configured to generate a hold value by inputting to a peak hold circuit, and calculate the element current value based on the measured hold value (Claim 3).
  In this case, the element current value flowing through the switching element that is ON / OFF controlled by chopper control can be accurately measured regardless of the timing of the control pulse.
[0014]
  Also,In the second invention,The switching element for measuring the element current value is switched according to the motor phase or the control pulse width of the control pulse..
  In the brushless motor driven by chopper control, the energization time of the switching element that drives a specific coil phase, that is, the ON state time is shortened according to the motor phase. Thus, if the ON state of the switching element is extremely short, the element current value may not be accurately measured.
[0015]
When switching the switching element whose element current value is to be measured according to the motor phase, avoid the switching element whose ON state is short as described above, and accurately measure the element current value of other switching elements that are easy to measure. be able to. If the switching elements whose element current values are to be measured are sequentially switched according to the motor phase as described above, the element current values can always be accurately measured.
In addition, since the total sum of the element current values flowing through each switching element is zero, the element current values of the switching elements that are not measured can be accurately calculated based on other element current values. .
In addition, when switching the switching element whose element current value is to be measured in accordance with the control pulse width for chopper control of each switching element, the switching element is directly in accordance with the ON state of each switching element, that is, the energization time. Switching is possible.
[0016]
  In addition, the offset current value measured for the switching element when the brushless motor is stopped is stored, and when the brushless motor is controlled, the offset current value is used to correct the element current value. It is preferable to be configured to (Claim 5).
  In this case, the measurement accuracy of the element current value flowing through the switching element can be further increased. Further, according to the brushless motor control device based on the element current value measured in this way, the brushless motor can be controlled more appropriately.
[0017]
  The current detection means is preferably a shunt resistor (Claim 6).
  In this case, the resistance voltage value generated at both ends of the shunt resistor can be measured, and the element current value flowing through the shunt resistor and the switching element can be easily measured based on the resistance voltage value.
[0018]
【Example】
Example 1
A brushless motor control apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The brushless motor control device 1 of this example is a brushless motor control device that drives a multiphase brushless motor 50 having a plurality of coil phases by an inverter 10 having a plurality of switching elements 111 and 112.
The switching element 112 that drives each coil phase is connected to a shunt resistor 113 as current detection means for measuring an element current value flowing through the switching element 112.
The brushless motor control device 1 calculates a coil phase current value flowing through each coil phase based on the measured element current value, and further based on the motor phase calculated based on the coil phase current value. The brushless motor 50 is configured to be controlled. This will be described below.
[0019]
The brushless motor control device 1 of this example is a device that controls a three-phase brushless motor 50. The brushless motor control device 1 includes an inverter 10, a current detection circuit 30 that measures an element current value flowing through the switching element 112, and a CPU 40. And it has the U-phase terminal 11, the V-phase terminal 12, and the W-phase terminal 13 for connecting to the U-phase, V-phase, and W-phase coil phases of the brushless motor 50 as external terminals.
[0020]
The inverter 10 includes a bridge circuit having six switching elements 111 and 112 and a drive circuit 15 that controls the gate voltage of each switching element 111 and 112. In this example, as the switching elements 111 and 112, IGBTs excellent in high-speed operation are applied.
[0021]
In this bridge circuit, the coil of each coil phase is driven by the switching element 111 on the high side and the switching element 112 on the low side. In addition, a diode 114 is connected to the bridge circuit in order to protect the switching elements 111 and 112.
Further, in the bridge circuit of this example, a shunt resistor 113 for measuring the element current value flowing through each switching element is connected in series between the low-side switching element 112 and the ground.
[0022]
Further, the drive circuit 15 performs duty control on the gate voltages of the switching elements 111 and 112 based on a pulse width modulation method as chopper control. Here, when the inverter 10 that drives each coil phase is chopper-controlled by the high-side switching element 111 and the ground-side low-side switching element 112, the high-side switching element 111 and the low-side switching element 111 Chopper control of upper and lower phases with 112 is performed.
[0023]
The brushless motor 50 can be controlled by ON-OFF control of the switching elements 111 and 112 by this duty control. A gate voltage control signal for controlling the gate voltage of each switching element 112 by the drive circuit 15 is input to a port of the CPU 40.
[0024]
The current detection circuit 30 is configured to input resistance voltage values, which are voltages generated at both ends of each shunt resistor 113, to the A / D port of the CPU 40, respectively. The CPU 40 is configured to calculate the element current value flowing through the switching element 112 to which the shunt resistor 113 is connected based on the resistance voltage value.
[0025]
Further, the CPU 40 calculates the coil phase current value flowing in each coil phase based on the element current value flowing through each switching element 112, and further calculates the rotor position of the brushless motor 50, that is, the motor phase, from the coil phase current value. It is configured to be able to. The CPU 40 is configured to drive the brushless motor 50 by controlling the inverter 10 based on the motor phase.
[0026]
A method for measuring the element current value flowing through the switching element 112 that drives each coil phase of the brushless motor 50 using the brushless motor control apparatus 1 configured as described above will be described. Based on this element current value, the coil current value of each coil phase of the brushless motor can be calculated, and further the motor phase can be calculated. The brushless motor can be controlled correctly according to the motor phase.
[0027]
In measuring the element current value flowing through the switching element 112, measurement is performed in synchronization with a control pulse applied to the inverter 10 controlled by a pulse width modulation method (hereinafter referred to as PWM).
Therefore, a switching schedule of the switching elements 111 and 112 that are driven ON-OFF based on a pulse width modulation method (hereinafter referred to as PWM) will be described.
[0028]
Although it is a general theory, in order to control the three-phase brushless motor 50, as shown in FIG. 2, a voltage corresponding to the motor phase is output to each of the U-phase, V-phase, and W-phase coil phases. In the figure, the horizontal axis indicates the motor phase, and the vertical axis indicates the voltage to be output for each coil phase.
[0029]
In this example, the inverter 10 is operated by PWM to appropriately drive each coil phase of the brushless motor 50. Here, the voltage to be output to each coil phase is modulated using a triangular wave L1 as shown in FIG. Then, the timing for switching the switching elements 111 and 112 that drive the U-phase, V-phase, and W-phase coil phases is obtained as shown in FIGS. In the figure, the period during which the switching elements 111 and 112 are to be turned ON is expressed as a high level, and the period during which the switching elements 111 and 112 are OFF is expressed as a low level.
[0030]
FIG. 4B represents the switching timing of the high-side switching element 111, and FIG. 4C represents the switching timing of the low-side switching element 112. FIG. The drive circuit 15 repeats ON / OFF of the gate voltages of the switching elements 111 and 112 in accordance with the switching timings shown in FIGS.
Here, the current flows through each shunt resistor 113 of the inverter 10 when the low-side switching element 112 is in the ON state, that is, during the period in which it is held at the high level in FIG. is there.
[0031]
Then, when each low-side switching element 112 is turned on, a resistance voltage is generated at both ends of the shunt resistor 113 as shown in FIG. Here, in the graph of FIG. 4, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the voltage value generated across the shunt resistor 113. The cycle W represents a control cycle by PWM.
[0032]
Therefore, in this example, each A / D port is controlled in synchronization with the gate voltage control signal of each switching element 112 fed back from the drive circuit 15 to the CPU 40. Then, the element current value can be appropriately measured only at the moment when the current flows through each switching element 112.
[0033]
Further, as shown in FIGS. 3A and 3C, the larger the voltage output to the coil phase, the shorter the energization time of the switching element 112 and the shunt resistor 113 that drive the coil phase. . For this reason, if the time during which the current flows through the switching element 112 approaches the rise time of the A / D port, the element current value may not be measured.
[0034]
That is, when the motor phase is in the sections A1 to A2, it is necessary to output a high voltage to the U phase, and the energization time of the switching element 112 that drives the U phase is shortened. Therefore, there is a possibility that this element current value cannot be measured with high accuracy. And it becomes difficult to measure the element current value flowing through the switching element 112 that drives the V phase in the sections A3 to A4 and the W phase in the sections A5 to A6.
As described above, the switching element 112 in which the measurement of the element current value becomes unstable is sequentially switched according to the motor phase, and the coil phase driven by the switching element 112 is also among the U phase, the V phase, and the W phase. It will be switched sequentially.
[0035]
Therefore, in this example, measurement of the element current value flowing through the switching element 112 having a short energization time is stopped in each section corresponding to the motor phase, and only the element current values of the other two switching elements 112 are measured. It was decided to. Then, according to the motor phase of the brushless motor 50, the switching elements 112 whose element current values are to be measured are sequentially switched as shown in FIG.
[0036]
Here, the rotor position of the brush race motor 50, that is, the motor phase is determined in step S1. Then, as the motor phase changes from the section A1 to the section A6 according to the change of the rotor position, the element current value measurement pattern is switched from step S2 to step S3 to step S4.
[0037]
That is, in step S1, the element current value flowing through the switching element 112 that drives the V phase and the W phase is measured, and in step S2, the element current value of the switching element 112 that drives the U phase and the W phase is measured. In step 3, the combination of the element current values that are sequentially measured is switched so as to measure the element current value of the switching element 112 that drives the U phase and the V phase.
[0038]
Then, the element current value of the switching element 112 that drives each coil phase can be accurately measured based on the principle that the sum of the current values flowing through each switching element 112 is zero. Then, based on the measured element current value, the coil phase current value flowing through each coil phase can be calculated, and further the motor phase can be calculated. According to the motor phase calculated in this way, the brushless motor 50 can be satisfactorily controlled.
[0039]
As described above, according to the brushless motor control device 1 of this example, the current value flowing through each coil phase of the brushless motor 50 can be simply configured by connecting the shunt resistor 113 to the low-side switching element 112 constituting the inverter 10. Can be measured with high accuracy.
[0040]
Further, by operating the CPU 40 in synchronization with the PWM control pulse and measuring the element current value, the element current value flowing through each switching element 112 can be measured very efficiently at an appropriate timing. it can.
Further, in this example, the element current values of all the three switching elements 112 are not measured, and the element current values of the remaining switching elements 112 are estimated from the element current values of the two switching elements 112. Here, the combinations of the switching elements 112 that measure the element current values are sequentially switched in accordance with the motor phase.
Therefore, there is little possibility of causing a trouble that the measurement error of the element current value becomes large due to the short energization time of the switching element 112.
[0041]
Thus, according to this example, the element current value flowing through each switching element 112 can be accurately measured using the brushless motor control device 1 having a simple configuration. Based on the element current value, the coil phase current value and the motor phase flowing through each coil phase are calculated, and it is highly possible that the three-phase brushless motor 50 can be smoothly driven by PWM control.
[0042]
(Example 2)
This example is an example in which a peak hold circuit is added to the current detection circuit 30 of the first embodiment.
As shown in FIG. 6, this peak hold circuit is a circuit that maintains a peak value of a voltage (broken line) generated at both ends of each input shunt resistor 113 for a certain period of time.
[0043]
According to this example, even when the brushless motor 50 is driven by PWM, the voltage value generated at both ends of each shunt resistor 113 can be measured regardless of the generation timing of the control pulse generated during PWM control. Therefore, the voltage value across the shunt resistor 113 can be stably measured without being limited by the clock of the CPU 40, the time required for A / D conversion, and the like. Further, it is not necessary to synchronize the timing of A / D conversion by the CPU 40 with the PWM control pulse.
[0044]
Thus, according to this example, there is a possibility that the rotor value of the brushless motor 50 can be accurately calculated by measuring the current value of each coil phase more easily.
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
[0045]
(Example 3)
In this example, the measurement accuracy of the element current value is further improved based on the brushless motor control device 1 of the first embodiment.
In this example, in order to further improve the measurement accuracy of the element current value flowing through each switching element 112, the offset current value of each switching element 112 was measured. The offset current value is the amount of the device current value measured in a state where the brushless motor 50 is not rotating, that is, in a state where the device current body should be zero.
As the cause of the generation of the offset current value, various causes such as an error of the resistance value of each shunt resistor 113 and an input error of A / D conversion by the CPU 40 can be considered.
[0046]
Here, first, an element current value generated in each switching element 112 is measured without rotating the brushless motor 50, and this is set as an offset current value. Specifically, assuming that the motor phase of the brushless motor 50 transitions from section A1 to A6, the offset current value of each switching element 112 is measured along steps S2 to S4 as shown in FIG. To do.
[0047]
Then, when the brushless motor 50 is controlled using the brushless motor control device 1 of this example, the element current bodies measured for the respective switching elements 112 are corrected by the offset current values. In this example, the device current value was corrected by subtracting the offset current value of each switching device 112 from the device current value measured for each switching device 112.
[0048]
In this way, the measurement accuracy can be improved by correcting the element current value measured for each switching element 112. And the coil phase current value of each coil phase calculated based on the element current value measured with high accuracy becomes higher accuracy. If the motor phase is calculated based on the coil phase current and the brushless motor 50 is controlled based on the motor phase, the control becomes even more accurate.
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
[0049]
Example 4
In this example, instead of the shunt resistor 113 which is the current detection means of the element current value in the first embodiment, another current detection means is used.
In this example, current detection means such as a current transformer and a Hall element are applied.
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
[0050]
(Example 5)
This example is an example in which the method of synchronizing the measurement of the element current value in Example 1 with the control pulse is changed.
In this example, the element current value is measured at the timing when the switching element 112 is turned on (for example, at the time when the switching element 112 is substantially at the center of the period W in FIG. 4).
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
[0051]
In the inverter 10 including the high-side switching element 111 and the low-side switching element 112, when the low-side switching element 112 is in the ON state, the high-side switching element 111 is in the OFF state. Therefore, the element current value may be measured in synchronization with the control pulse based on the fact that the high-side switching element 112 is in the OFF state.
[0052]
(Example 6)
In this example, the control of the inverter 10 according to the pulse width modulation method with a constant pulse period in the first embodiment is changed to a pulse width modulation method with a variable pulse period.
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
[0053]
(Example 7)
In this example, the element current value of the high-side switching element 111 is measured instead of the measurement of the element current value of the low-side switching element 112 in the first embodiment.
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
When the shunt resistor 113 is applied as current detection means for measuring the device current value of the low-side switching element 112, the shunt resistor 113 is interposed between the low-side switching element 112 and the ground as in this example. Is preferably connected.
[0054]
(Example 8)
This example is an example in which the switching of the switching element 112 for measuring the element current value performed according to the motor phase in the first embodiment is performed according to the control pulse width.
In this example, the switching elements 112 to be measured are sequentially switched based on the control pulse width for controlling each switching element 112. Here, the element current value is not measured for the switching element 112 having the shortest control pulse width and the shortest energization time among the control pulses for turning on each switching element 112.
Other configurations and operational effects are the same as those in the first embodiment.
Further, for example, the element current value may not be measured for the switching element 112 whose control pulse width is equal to or smaller than a predetermined width and whose energization time is shorter than the predetermined time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating a configuration of a brushless motor control device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a graph showing a voltage to be output to each coil phase of the three-phase brushless motor in the first embodiment.
FIG. 3 is a timing chart showing a state of PWM control of the inverter in the first embodiment.
4 is a graph showing a change in voltage value across the shunt resistor in Example 1. FIG.
FIG. 5 is a flowchart for determining a combination of coil phases whose current values are to be measured in the first embodiment.
6 is a graph showing a change in voltage value output from the current detection circuit in Example 2. FIG.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing the configuration of a brushless motor control device for a brushless motor in the prior art.
[Explanation of symbols]
1. . . Brushless motor control device,
10. . . Inverter,
15. . . Drive circuit,
30. . . Current detection circuit,
40. . . CPU,
111. . . IGBT (high side),
112. . . IGBT (low side),
113. . . Shunt resistance,

Claims (6)

複数のスイッチング素子を備えたインバータにより，複数のコイル相を有する多相のブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置において，
上記ブラシレスモータは３相のコイル相を有する３相ブラシレスモータであり，
上記インバータは，ハイサイドの３つの上記スイッチング素子と，グランド側のローサイドの３つの上記スイッチング素子とにより上記各コイル相を駆動するものであり，
ローサイドの上記各スイッチング素子には，該スイッチング素子を流れる素子電流値を計測するための上記電流検知手段が接続してあり，
モータ位相区間に応じて，ローサイドの３つの上記スイッチング素子のうちＯＮ状態の時間が最も短いスイッチング素子以外の２つの上記スイッチング素子に流れる素子電流値を計測するように，上記素子電流値を計測すべき上記スイッチング素子の組を順次切り替えるよう構成しており，
計測された２つの上記スイッチング素子の素子電流値から残りの１つの上記スイッチング素子の素子電流値を推定する手段を備え，
計測された上記素子電流値と推定された上記素子電流値とを基にして上記各コイル相を流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値に基づいて算出されるモータ位相に基づき上記ブラシレスモータを制御するよう構成してあることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。In a brushless motor control device for driving a multi-phase brushless motor having a plurality of coil phases by an inverter having a plurality of switching elements,
The brushless motor is a three-phase brushless motor having three coil phases.
The inverter drives each coil phase by the three switching elements on the high side and the three switching elements on the low side on the ground side.
The current detection means for measuring the element current value flowing through the switching element is connected to each of the switching elements on the low side,
According to the motor phase interval, the element current value is measured so that the element current values flowing through the two switching elements other than the switching element having the shortest ON state among the three low-side switching elements are measured. It is configured to sequentially switch the set of switching elements.
Means for estimating an element current value of the remaining one switching element from the measured element current values of the two switching elements;
A coil phase current value flowing through each coil phase is calculated based on the measured element current value and the estimated element current value, and further based on a motor phase calculated based on the coil phase current value. A brushless motor control device configured to control the brushless motor. 複数のスイッチング素子を備えたインバータにより，複数のコイル相を有する多相のブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置において，  In a brushless motor control device for driving a multi-phase brushless motor having a plurality of coil phases by an inverter having a plurality of switching elements,
上記ブラシレスモータは３相のコイル相を有する３相ブラシレスモータであり，  The brushless motor is a three-phase brushless motor having a three-phase coil phase.
上記インバータは，ハイサイドの３つの上記スイッチング素子と，グランド側のローサイドの３つの上記スイッチング素子とにより上記各コイル相を駆動するものであり，  The inverter is configured to drive the coil phases by the three switching elements on the high side and the three switching elements on the low side on the ground side.
ローサイドの上記各スイッチング素子には，該スイッチング素子を流れる素子電流値を計測するための上記電流検知手段が接続してあり，  The current detection means for measuring the element current value flowing through the switching element is connected to each of the switching elements on the low side,
制御パルス幅に応じて，ローサイドの各スイッチング素子をＯＮ状態とする制御パルスのうち制御パルス幅が最も短いスイッチング素子以外の２つの上記スイッチング素子に流れる素子電流値を計測するように，上記素子電流値を計測すべき上記スイッチング素子の組を順次切り替えるよう構成しており，  According to the control pulse width, the element current is measured so as to measure the element current values flowing through the two switching elements other than the switching element with the shortest control pulse width among the control pulses for turning on the low-side switching elements. It is configured to sequentially switch the set of switching elements whose values are to be measured,
計測された２つの上記スイッチング素子の素子電流値から残りの１つの上記スイッチング素子の素子電流値を推定する手段を備え，  Means for estimating an element current value of the remaining one switching element from the measured element current values of the two switching elements;
計測された上記素子電流値と推定された上記素子電流値とを基にして上記各コイル相を流れるコイル相電流値を算出し，さらに該コイル相電流値に基づいて算出されるモータ位相に基づき上記ブラシレスモータを制御するよう構成してあることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。  A coil phase current value flowing through each coil phase is calculated based on the measured element current value and the estimated element current value, and further based on a motor phase calculated based on the coil phase current value. A brushless motor control device configured to control the brushless motor. 請求項１又は２において，上記インバータは，チョッパ制御により制御されるものであり，上記スイッチング素子に流れる上記素子電流値を計測するに当たっては，上記チョッパ制御による制御パルスに同期して計測するよう構成してあることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。  3. The inverter according to claim 1, wherein the inverter is controlled by chopper control, and the device current value flowing through the switching device is measured in synchronization with a control pulse by the chopper control. A brushless motor control device characterized by that. 請求項１又は２において，上記インバータは，チョッパ制御により制御されるものであり，上記スイッチング素子に流れる上記素子電流値を計測するに当たっては，上記電流検知手段により検知した電流値を，そのピーク値を一定時間保持しうるピークホールド回路に入力してホールド値を生成し，計測された該ホールド値に基づいて上記素子電流値を算出するよう構成してあることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。  3. The inverter according to claim 1, wherein the inverter is controlled by chopper control, and when measuring the element current value flowing through the switching element, the current value detected by the current detecting means is a peak value. Is input to a peak hold circuit capable of holding a predetermined time to generate a hold value, and the element current value is calculated based on the measured hold value. 請求項１〜４のいずれか１項において，上記ブラシレスモータが停止しているときに上記スイッチング素子について計測されるオフセット電流値を保存しておき，上記ブラシレスモータを制御するにあたっては，そのオフセット電流値を用いて上記素子電流値を補正するよう構成されていることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。  5. The offset current value measured for the switching element when the brushless motor is stopped is stored, and the offset current is controlled when the brushless motor is controlled. 6. A brushless motor control device configured to correct the element current value using a value. 請求項１〜５のいずれか１項において，上記電流検知手段は，シャント抵抗であることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。  6. The brushless motor control device according to claim 1, wherein the current detection means is a shunt resistor.
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