JP4112136B2

JP4112136B2 - Multi-frequency antenna

Info

Publication number: JP4112136B2
Application number: JP32631699A
Authority: JP
Inventors: 薫松浦; 徹松岡; 敏幸小林; 昌司池上
Original assignee: Nihon Dengyo Kosaku Co Ltd
Current assignee: Nihon Dengyo Kosaku Co Ltd
Priority date: 1999-11-17
Filing date: 1999-11-17
Publication date: 2008-07-02
Anticipated expiration: 2019-11-17
Also published as: JP2001144524A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多周波共用アンテナに係わり、特に、天井等に設置される多周波で、かつ、広帯域特性が要求される移動通信の屋内中継装置に適当な低姿勢アンテナ、あるいは移動通信端末用アンテナに適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話等の移動通信では、電波が遮蔽される関係上、屋内での使用が制限されている。そのため、駅等の公共施設の天井に中継装置を設け、屋内においても携帯電話を使用可能とすることが試みられている。
この中継装置に使用されるアンテナとしては、低姿勢のものが要求され、この要求を満足するものとして、例えば、図１４に示す逆Ｆ型アンテナが知られている。
図１４は、従来の逆Ｆ形アンテナの概略構成を示す斜視図である。
同図において、１１０はＬ字形導電体、１２０は垂直導電体であり、これらは、例えば、金属の線、条、板、管等で構成される。
Ｌ字形導電体１１０は、導電性の材料から構成される接地導電体１３０に垂直な一片（以下、単に、垂直部分と称する。）１１１と、接地導電体１３０にほぼ平行で終端部が開放端１１４とされる一片（以下、単に、水平部分と称する。）１１２とで構成される。
ここで、Ｌ字形導電体１１０の垂直部分１１１は、接地導電体１３０と電気的（または、高周波的）に接続される。
また、垂直導電体１２０の一端は、Ｌ字形導電体１１０の水平部分１１２の一部に接続され、他端は、接地導電体１３０に設けられた開口部を介して、接地導電体１３０の背面に取り付けられた同軸接栓（図示せず）の芯線に接続される。
また、同軸接栓の外導電体側は、接地導電体１３０に接続される。
【０００３】
図１４に示す逆Ｆ型アンテナにおいて、Ｌ字形導電体１１０の垂直部分１１１の長さ、及び垂直導電体１２０の長さは、使用中心周波数（ｆｏ）の波長をλｏとするとき、λｏ／４よりも小さくすることができるので、図１４に示す逆Ｆ型アンテナは、１／４波長ホイップアンテナに比べてアンテナ全体を低姿勢化を図ることができる。
但し、Ｌ字形導電体１１０の垂直部分１１１の長さ、及び垂直導電体１２０の長さをあまり短くすると、安定して使用可能な周波数帯域幅が狭くなるため、Ｌ字形導電体１１０の垂直部分１１１の長さ、及び垂直導電体１２０の長さは、使用周波数（ｆｏ）と、許容できる寸法制限によって選択される。
ここで、垂直導電体１２０の長さと、水平部分１１２の垂直導電体１２０との接続部１１３から開放端１１４までの長さとの和は、ほぼλｏ／４となるようにし、また、垂直導電体１２０の長さと、水平部分１１２の垂直導電体１２０との接続部１１３から短絡端（Ｌ字形導電体１１０の垂直部分１１１の接地導電体１３０に接続される一端）までの長さとの和は、同軸接栓とインピーダンス整合がとれるよう調整して決定する。
この図１４に示す逆Ｆ形アンテナは、低姿勢ながらも磁界面（Ｘ−Ｙ面）で、ほぼ無指向性が得られるため、１／４波長ホイップアンテナなどの代用として、移動端末アンテナや屋内に設置される基地局アンテナとして使われている。
なお、この図１４に示す逆Ｆ形アンテナのＶＳＷＲの周波数特性は、ＶＳＷＲ１.５以下の比帯域幅（比帯域幅：規定の値に合致する帯域幅とその帯域の中心周波数との比）で、通常５％程度である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１４に示す従来の逆Ｆ形アンテナは、磁界面で無指向性となり、指向性を維持しながら、低姿勢のアンテナを実現できる。
しかしながら、現用されている携帯電話システムでは、送受信帯域を分けて運用しているため、広帯域に亘って周波数特性の変化が少ない性能が要求される。
さらに、現用されている携帯電話システムでは、使用される周波数帯は、例えば、国内では８００ＭＨｚ帯を始め１５００ＭＨｚ帯が使われており、今後２０００ＭＨｚでの運用も予定されている。
そのため、図１４に示す従来の逆Ｆ型アンテナを中継装置に使用する場合には、各周波数帯毎に送信帯域と受信帯域に合わせた複数のアンテナが必要とされ、中継装置のコストが増大するばかりか、中継装置を設置する際の障害となるという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、低姿勢で、かつ多周波を送受信可能な多周波共用アンテナを提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、多周波共用アンテナであって、従来の逆Ｆ形アンテナの垂直導電体（給電導体）に、先端部が開放端とされるｎ（ｎ≧１）個の導電体を接続し、このｎ個の導電体と、逆Ｆ形アンテナを構成するＬ字形導電体および垂直導電体の一部とで、それぞれ１つの励振素子を構成し、これらｎ個の導電体と、Ｌ字形導電体および垂直導電体の一部とで、第２ないし第（ｎ＋１）の励振素子を構成したことを特徴とする。
また、本発明は、前記導電体の先端部が、前記Ｌ字形導電体の水平部分と平行で、かつ、前記導電体の先端部と前記Ｌ字形導電体の水平部分との間隔が、前記導電体の前記垂直導電体と接続される部分と前記Ｌ字形導電体の水平部分との間隔よりも狭いことを特徴とする。
また、本発明は、前記導電体の先端部と、前記Ｌ字形導電体の水平部分との間に、容量素子または可変容量素子を接続することを特徴とする。
前記手段によれば、ｎ個の導電体のそれぞれは、逆Ｆ形アンテナを構成するＬ字形導電体および垂直導電体の一部とで、それぞれ独立した共振回路を形成する。
これにより、垂直導電体を介して入力された励振電力は、逆Ｆ形アンテナ構成する第１の励振素子と、前記それぞれ独立した共振回路に分波され、多周波数共用アンテナを実現することができる。
【０００６】
また、本発明は、多周波共用アンテナであって、従来の逆Ｆ形アンテナの垂直導電体（給電導体）に、両端部が開放端とされるｎ（ｎ≧１）個の導電体を接続し、このｎ個の導電体のそれぞれの導電体の一方の開放端から垂直導体までの領域と、Ｌ字形導電体および垂直導電体の一部、並びに、導電体の他方の開放端から垂直導体までの領域と、Ｌ字形導電体および垂直導電体の一部とで２つの励振素子を構成し、これらｎ個の導電体と、Ｌ字形導電体および垂直導電体の一部とで、第２ないし第（２ｎ＋１）の励振素子を構成したことを特徴とする。
また、本発明は、前記導電体の一方の開放端を含む領域が、前記Ｌ字形導電体の水平部分と平行で、かつ、前記導電体の一方の開放端を含む領域と前記Ｌ字形導電体の水平部分との間隔が、前記導電体の前記垂直導電体と接続される部分と前記Ｌ字形導電体の水平部分との間隔よりも短く、前記導電体の他方の開放端を含む領域が、前記Ｌ字形導電体の垂直部分を挟むよう設けられる２つの突辺を有し、かつ、前記導電体の前記２つの突辺と前記Ｌ字形導電体の垂直部分との間隔が、前記導電体の前記垂直導体と接続される部分と前記Ｌ字形導電体の水平部分との間隔よりも狭いことを特徴とする。
また、本発明は、前記導電体の先端部と、前記Ｌ字形導電体の水平部分、あるいは垂直部分との間に、容量素子または可変容量素子を接続することを特徴とする。
【０００７】
前記手段によれば、ｎ個の導電体のそれぞれは、逆Ｆ形アンテナを構成するＬ字形導電体および垂直導電体の一部とで、それぞれ独立した２つの共振回路を形成する。
これにより、垂直導電体を介して入力された励振電力は、逆Ｆ形アンテナ構成する第１の励振素子と、前記それぞれ独立した共振回路に分波され、多周波数共用アンテナを実現することができる。
また、本発明は、垂直導電体の他端部に接続され、マイクロストリップ線路で構成される整合回路を有することを特徴とする。
前記手段によれば、それぞれの周波数帯域で、広帯域に亘って、インピーダンス整合を図ることが可能となる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの概略構成を示す斜視図であり、図２は、図１のＡ−Ａ’切断線に沿った断面構造を示す断面図である。
本実施の形態の多周波共用アンテナは、垂直導電体２の一部に高域共振素子（本発明の導電体）６を設け、２周波数共用を図ったことを特徴とする。
図１、図２において、１は逆Ｌ字形からなるＬ字形導電体（放射素子）、２は垂直導電体であり、これらは、例えば、金属の線、条、板、管等の導電体で構成される。
Ｌ字形導電体１は、接地導電体３に垂直な一片（以下、単に、垂直部分と称する。）１１と、接地導電体３にほぼ平行で終端部が開放端１４とされる一片（以下、単に、水平部分と称する。）１２とで構成される。
ここで、Ｌ字形導電体１の垂直部分１１は、接地導電体３と電気的（または高周波的）に接続される。
【０００９】
接地導電体３は、導電体であれば、格子や適宜穴を打ち抜いた金属板（所謂パンチングメタル）を使用しても良い。
垂直導電体２の一端は、Ｌ字形導電体１の水平部分１２の一部分に接続され、他端は、整合回路用プリント配線板４上に形成されたマイクロストリップ線路４３を介して同軸接栓５の芯線５１に接続される。
垂直導電体２のマイクロストリップ線路４３（または、同軸接栓５の芯線５１）との接続点から、Ｌ字形導電体１の開放端までの長さ（即ち、垂直導電体２の長さと、Ｌ字形導電体１の水平部分１２における、垂直導電体２との接続部１３から開放端１４までの長さとの和）は、本実施の形態のように、２周波数共用の場合には、低域側使用中心周波数（ｆｏａ）の波長をλｏａとするとき、ほぼλｏａ／４とする。
整合回路用プリント配線板４は、誘電体基板４１と、この誘電体基板４１の他方の面に形成され、接地導電体３と電気的に接続される接地導体４２と、この誘電体基板４１の一方の面に形成されるマイクロストリップ線路（４３〜４５）とで構成される。
マイクロストリップ線路（４３〜４５）は、誘電体基板４１と接地導体４２とによって不平衡平面回路を構成しているが、誘電体基板４１に変えて、要所をスペーサー等を用いて保持し間隙を空気として低損失化を図ってもよく、さらに、接地導体４２と接地導電体３とを共用させても何ら問題が無い。
【００１０】
図３は、本実施の形態のインピーダンス整合回路を説明するための図である。
整合回路用プリント配線板４の一方の面に形成されるマイクロストリップ線路４４と、マイクロストリップ線路４４とマイクロストリップ線路４５との分岐点から垂直導電体２までのマイクロストリップ線路４３（図３（ｃ）のＡ−Ｃ’間）は、低域周波数整合用スタブを構成し、同様に、マイクロストリップ線路４５と、マイクロストリップ線路４４とマイクロストリップ線路４５との分岐点から垂直導電体２までのマイクロストリップ線路４３（図３（ｃ）のＡ−Ｂ間）は、高域周波数整合用スタブを構成する。
さらに、マイクロストリップ線路４３は、垂直導電体２と、同軸接栓５の芯線５１とを接続する調整用マイクロストリップ線路の役割も担う。
以下、低域周波数整合用スタブのスタブ長と、高域周波数整合用スタブのスタブ長の決定方法について説明する。
初めに、高域周波数整合用スタブ長の長さ、即ち、高い周波数で、高い周波数の放射素子のインピーダンスを広帯域にし、なおかつ、インピーダンスを日的のところへ移動するスタブ長を決定する。
この時のスタブ長ＡＢは、図３（ａ）に示すように、
Ｂ点を短絡した場合、ＡＢ＝（λＨ／４）×（２Ｎ−１）±αＨとなり、
Ｂ点を開放した場合、ＡＢ＝（λＨ／２）×（２Ｎ−１）±αＨとなる。
ここで、αＨは、高い周波数のインピーダンスを目的のところへ移動する長さで、０≦αＨ＜（λＨ／４）を満足する長さである。
【００１１】
なお、先端短絡の場合には、マイクロストリップ線路の先端を、整合回路用プリント配線板４の接地導体４２（または接地導電体３）にスルホール等を用いて接続し、先端開放の場合には、マイクロストリップの先端に何も接続せず、そのままの状態とする。
次に、低域周波数整合用スタブ長の長さ、即ち、低い周波数で、低い周波数の放射素子のインビーダンスを広帯域にし、なおかつ、インピーダンスを目的のところへ移動するスタブ長を決定する。
この時のスタブ長ＡＣは、図３（ｂ）に示すように、
Ｃ点を短絡した場合、ＡＣ＝（λＬ／４）×（２Ｎ−１）土αＬとなり、
Ｃ点を開放した場合、ＡＣ＝（λＬ／２）×（２Ｎ−１）土αＬとなる。
ここで、αＬは、低い周波数のインピーダンスを日的のところへ移動する長さで、０≦αＬ＜（λＬ／４）を満足する長さである。なお、先端短絡、先端開放の実現方法は、前述の通りである。
一般的に、スタブ長は、λＨ＜λＬであるので、低い周波数の方が長くなる。
【００１２】
そして、周波数の高いスタブと周波数の低いスタブを合成して、Ａ点において、スタブ長ＡＢ及びスタブ長ＡＣを満足するスタブ長とする。
その方法としては、高い周波数のスタブの途中で、かつ、高い周波数への影響が少ない位置へ、低い周波数のスタブを取付ける。
その位置Ｄ点は、図３（ｃ）に示すように、Ｂ点からＡ点に向かって、
Ｂ点を短絡した場合、ＢＤ≒（λＨ／２）×（２Ｎ−１）となり、
Ｂ点を開放した場合、ＢＤ≒（λＨ／４）×（２Ｎ−１）となる。
このＤ点の位置に、低い周波数の方のスタブを取付ける。
この時、ＤＣ’の長さは、
ＤＣ’≒（ＡＣ）−（ＡＤ）−（ＢＤ間のリアクタンス分による進み位相分）となる。
ここで、ＡＤ間のスタブ長が、
ＡＤ＝（λＨ／４）×（２ＮＨ−１）
＝（λＬ／４）×（２ＮＬ−１）のとき、ＡＤＣ’＝ＡＣとなる。
ここで、ＮＨは、周波数の高い方の自然数、ＮＬは、周波数の低い方の自然数である。
これにより、本実施の形態では、それぞれの周波数帯域において、広帯域に亘ってインピーダンス整合を図ることが可能となる。
【００１３】
高域共振素子６は、金属の線、条、板、管等の導電体で構成され、この高域共振素子６は、溶接、かしめ、あるいはねじ止め等の手段により、垂直導電体２に固定されるとともに、垂直導電体２に電気的に接続される。
ここで、高域共振素子６と、Ｌ字形導電体１の水平部分１２との間隔は、垂直導電体２との接続部付近では遠く、先端部分６１では近接するようにされる。
なお、図１、図２では、高域共振素子６を金属の板で形成し、高域共振素子６の貫通孔（図示せず）に、金属の棒で構成される垂直導電体２を貫通させ、両者を溶接した実施の形態を図示している。
このような構成を採用することにより、高域共振素子６のＬ字形導電体１との間隔が離れた導電体には電流が流れインダクタンスが発生し、また、高域共振素子６の先端部６１では、Ｌ字形導電体１との間隔が狭くなるため、この間に強い電界が生ずるため、キャパンシタンスを生ずる。
これにより、本実施の形態では、高域共振素子６、この高域共振素子６に近接するＬ字形導電体１、および、これらに挟まれた垂直導電体２は、等価的に、コイル（Ｌ）と容量（Ｃ）とによる共振回路を構成する。
なお、垂直導電体２と、マイクロストリップ線路４３（または、同軸接栓５の芯線５１）との接続点から、高域共振素子６の先端部分６１の開放端までの長さは、本実施の形態のように２周波数共用の場合には、高域側使用中心周波数（ｆｏｂ）の波長を（λｏｂ）とするとき、ほぼλｏｂ／４とする。
【００１４】
高域共振素子６は、共振周波数以外の周波数では大きな電流が流れないため、低域側の周波数に影響を与えないものの、共振周波数付近では大きな共振電流が流れるために、低域側の周波数を放射する逆Ｆ形アンテナとは独立して、高域共振素子６、高域共振素子６に近接するＬ字形導電体１、および、これらに挟まれた垂直導電体２は、高域側の周波数（ｆｏｂ）を放射するアンテナとして機能する。
このように、本実施の形態では、低域側の周波数は、Ｌ字形導電体１と垂直導電体２とで構成される逆Ｆ形アンテナからの放射が主体となり、高域側の周波数は、高域共振素子６、高域共振素子６に近接するＬ字形導電体１、および、これらに挟まれた垂直導電体２とで構成されるアンテナからの放射が主体となる。
従って、本実施の形態では、低姿勢で、かつ、低域側の周波数と、高域側の周波数とを、放射あるいは受信可能な２周波共振アンテナを実現することができる。
【００１５】
なお、高域共振素子６が、板状の形状の場合にはその幅を、線、棒、管状の形状の場合にはその太さを増大したり、ほぼ平行に並べられた複数の素子を配置することで、高域側周波数帯域幅を広くさせることが可能である。
また、Ｌ字形導電体１と垂直導電体２とが、板状の形状の場合にはその幅を、線、棒、管状の形状の場合にはその太さを増大したり、ほぼ平行に並べられた複数の素子を配置することで、低域側の周波数帯域幅を広くさせることが可能である。
また、Ｌ字形導電体１の平行部分１２の高さと周波数の広帯域化との関係は、従来の逆Ｆ形アンテナと同様である。
さらに、図１、図２では、接地導電体３の背面に同軸接栓５が取り付けられ、同軸接栓５に入力された励振電力は、整合回路用プリント配線板４に形成されたマイクロストリップ線路４３を介して、垂直導電体２に供給される場合を示しているが、同軸接栓５の芯線５１を、接地導電体３及び整合回路用プリント配線板４の接地導体４２に加工された穴を貫通させた後、垂直導電体２に接続させるか、あるいは、芯線５１をそのまま延長させて、Ｌ字形導電体１の水平部分１２に直接接続して垂直導電体２の代わりとしても良い。
【００１６】
図４は、本実施の形態の多周波共用アンテナの一例のＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。
この図４のグラフは、以下（１）〜（４）の諸元から成る本実施の形態の多周波共用アンテナにおける、同軸接栓５からアンテナ側を見たＶＳＷＲの周波数特性を示したものである。
図４のグラフから明らかなように、本実施の形態の多周波共用アンテナは、現在運用が認められている８００／１５００ＭＨｚの２周波数帯の移動電話システムに合致して良好な特性となっていることが判る。
（１）Ｌ字形導電体１の構成
Ｌ字形導電体１は、幅１０ｍｍ、厚さ０.５ｍｍからなる導電体帯で構成し、その接地導電体３に対する垂直部分１１の長さは、ほぼ１９ｍｍ、水平部分１２の長さは、ほぼ８０ｍｍである。
（２）垂直導電体２の構成
垂直導電体２は、直径５ｍｍの金属棒で構成し、この垂直導電体２と、Ｌ字形導電体１の垂直部分１１との間の距離は、約２２ｍｍである。
【００１７】
（３）高域共振素子６の構成
高域共振素子６は、厚さ０.５ｍｍからなる導電板を加工し、その幅は、垂直導電体２の接続部で、接地導電体３とほぼ平行になる部分では約２５ｍｍ、その他の部分では１３ｍｍである。
また、長さは、垂直導電体２の接続部で、幅が約２５ｍｍとなる部分は約１５ｍｍ、その先の部分は約２２ｍｍであり、さらに、その先の部分は、Ｌ字形導電体１に部分的に近接するように変形されている。
この高域共振素子６は、垂直導電体２のマイクロストリップ線路４３との接続部からほぼ１０ｍｍの高さに接続した。
（４）整合回路の構成
低域周波数整合用スタブは、前述したように、先端を短絡させ、その電気長は低域側使用中心周波数（ｆｏａ）の約１／２波長である。
高域周波数整合用スタブは、前述したように、先端を開放させ、その電気長は高域側使用中心周波数（ｆｏｂ）の約１／４波長である。
低域周波数整合用スタブと、高域周波数整合用スタブとの分岐点から、垂直導電体２との接続点まで（図３に示すＡ−Ｂ間）のマイクロストリップ線路の電気長は、低域側使用中心周波数（ｆｏａ）の約３／４波長で、かつ、高域側使用中心周波数（ｆｏｂ）の約５／４波長である。
【００１８】
図５は、前記（１）〜（４）の諸元から成る本実施の形態の多周波共用アンテナにおいて、周波数が、８００ＭＨｚのときの、図１に示す座標系における、Ｘ−Ｙ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
図６は、前記（１）〜（４）の諸元から成る本実施の形態の多周波共用アンテナにおいて、周波数が、１５００ＭＨｚのときの、図１に示す座標系における、Ｘ−Ｙ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
これら図５、図６のグラフから明らかなように、本実施の形態の多周波共用アンテナは、２周波数帯においてほぼ無指向性を示す。
【００１９】
図７は、前記（１）〜（４）の諸元から成る本実施の形態の多周波共用アンテナにおいて、周波数が、８００ＭＨｚのときの、図１に示す座標系における、Ｘ−Ｚ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
図８は、前記（１）〜（４）の諸元から成る本実施の形態の多周波共用アンテナにおいて、周波数が、１５００ＭＨｚのときの、図１に示す座標系における、Ｘ−Ｚ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
これら図７、図８から明らかなように、本実施の形態の多周波共用アンテナでは、２周波数帯において、θ±９０°の範囲（アンテナを天井に付けた場合には床側の半空間、自動車などの移動体に取り付けた場合には天頂側の半空間）により大きな放射がされていることが判る。
なお、前記説明では、２周波数帯共用の場合について説明したが、例えば、図９に示すように、長さや形状の異なる高域共振素子６ａを複数用いることで、２周波数以上の多周波数数共用アンテナが実現できることは言うまでもない。
【００２０】
［実施の形態２］
図１０は、本発明の実施の形態２の多周波共用アンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態の多周波共用アンテナは、プリント配線板のように、誘電体基板７上に金属膜を被着せしめ、エッチング手法等を用いて、Ｌ字形導電体１、垂直導電体２を形成した点で、前記実施の形態１の多周波共用アンテナと相違する。
なお、図１０では、図１、図２に示す整合回路用プリント配線板４が図示されていないが、本実施の形態においても、図１、図２と同様に、マイクロストリップ線路４３を、垂直導電体２と同軸接栓５の芯線５１との間に介在させることも可能である。
また、接地導電体３全体をプリント配線板によって構成し、プリント配線板上にマイクロストリップ線路を形成させても良い。
さらに、天井面に、本実施の形態の多周波共用アンテナを取り付ける場合には、天井裏側に多くの空間が存在することが多いので、接地導電体３の背面に整合回路用プリント配線板４のマイクロストリップ線路（４３〜４５）を形成したり、通常の同軸線路に分岐端子や終端器を組み合わせても何ら問題は無い。
【００２１】
［実施の形態３］
図１１は、本発明の実施の形態３の多周波共用アンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態の多周波共用アンテナは、高域共振素子６の先端とＬ字形導電体１の水平部分１２との間に、可変容量素子（所謂、トリマコンデンサ）８を配置した点で、前記実施の形態２の多周波共用アンテナと相違する。
本実施の形態のように、可変容量素子を設けることで、高域側使用中心周波数（ｆｏｂ）を調整することができる。
なお、可変容量素子の代わりに、容量素子を設けることも可能であり、この場合には、最適な容量素子を選択することで高域側使用中心周波数（ｆｏｂ）を調整することができる。
【００２２】
［実施の形態４］
図１２は、本発明の実施の形態４の多周波共用アンテナの概略構成を示す断面図であり、図１３は、本発明の実施の形態４の高域共振素子の概略構成を示す図である。
本実施の形態の多周波共用アンテナは、３周波共用を実現するものであり、図１３に示すように、本実施の形態では、高域共振素子９の両端が開放端とされ、一方の先端部分９１は、前記各実施の形態と同様、Ｌ字形導電体１の水平部分１２との間隔が、垂直導電体２との接続部付近より近接するようにされる。
その上、本実施の形態では、高域共振素子９の他方の先端部分に、２つの突辺９２が設けられ、この２つの突辺９２で、Ｌ字形導電体１の垂直部分１１を挟むようにし、さらに、この２つの突辺９２とＬ字形導電体１の垂直部分１１との間隔が、垂直導電体２との接続部付近より近接するようにされる。
この高域共振素子９は、前記実施の形態１同様、金属の線、条、板、管等の導電体で構成され、この高域共振素子９は、溶接、かしめ、あるいはねじ止め等の手段により、垂直導電体２に固定されるとともに、垂直導電体２に電気的に接続される。
なお、図１２では、高域共振素子９を金属の板で形成し、高域共振素子９の貫通孔９３に、金属の棒で構成される垂直導電体２を貫通させ、両者を溶接した実施の形態を図示している。
【００２３】
このような構成を採用することにより、前記実施の形態１で説明した理由と同じ理由により、本実施の形態では、高域共振素子９、この高域共振素子９に近接するＬ字形導電体１、および、これらに挟まれた垂直導電体２は、等価的に、コイル（Ｌ）と容量（Ｃ）とによる２つの共振回路を構成する。
なお、垂直導電体２と、マイクロストリップ線路４３（または、同軸接栓５の芯線５１）との接続点から、高域共振素子９の先端部分９１の開放端までの長さは、第１の高域側使用中心周波数（ｆｏｂａ）の波長を（λｏｂａ）とするとき、ほぼλｏｂａ／４とし、垂直導電体２と、マイクロストリップ線路４３（または、同軸接栓５の芯線５１）との接続点から、高域共振素子９の突辺９２の開放端までの長さは、第２の高域側使用中心周波数（ｆｏｂｂ）の波長を（λｏｂｂ）とするとき、ほぼλｏｂｂ／４とする。
このように、本実施の形態では、低姿勢で、かつ、低域側の周波数と、高域側の周波数とを、放射あるいは受信可能な３周波共振アンテナを実現することができる。
なお、本実施の形態において、高域共振素子９の一方あるいは両方の先端とＬ字形導電体１の垂直部分１１あるいは水平部分１２との間に、容量素子あるいは可変容量素子を配置するようにしてもよい。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００２４】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
（１）本発明によれば、低姿勢で、かつ多周波を送受信可能な多周波共用アンテナを提供することが可能となる。
（２）本発明によれば、それぞれの周波数帯域で、広帯域に亘って、インピーダンス整合を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図２】図１にＡ−Ａ’切断線に沿った断面構造を示す断面図である。
【図３】本発明の実施の形態１のインピーダンス整合回路を説明するための図である。
【図４】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの一例のＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの一例における、周波数が、８００ＭＨｚのときのＸ−Ｙ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの一例における、周波数が、１５００ＭＨｚのときのＸ−Ｙ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの一例における、周波数が、８００ＭＨｚのときのＸ−Ｚ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの一例における、周波数が、１５００ＭＨｚのときのＸ−Ｚ面の電界成分の指向特性を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の形態１の多周波共用アンテナの変形例を示す断面図である。
【図１０】本発明の実施の形態２の多周波共用アンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１１】本発明の実施の形態３の多周波共用アンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１２】本発明の実施の形態４の多周波共用アンテナの概略構成を示す断面図である。
【図１３】本発明の実施の形態４の高域共振素子の概略構成を示す図である。
【図１４】従来の逆Ｆ形アンテナの概略構成を示す斜視図である。
【符号の説明】
１，１１０…Ｌ字形導電体、２，１２０…垂直導電体、３，１３０…接地導電体、４…整合回路用プリント配線板、５…同軸接栓、６，６ａ，９…高域共振素子、７，４１…誘電体基板、８…可変容量、１１，１１１…垂直部分、１２，１１２…水平部分、１３，１１３…接続部、１４，１１４…開放端、４２…接地導体、４３，４４，４５…マイクロストリップ線路、５１…芯線、６１，９１…先端部分，９２…突辺、９３…貫通孔。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multi-frequency common antenna, and in particular, a low-position antenna suitable for an indoor repeater for mobile communication that requires multi-frequency and broadband characteristics installed on a ceiling or the like, or an antenna for a mobile communication terminal It is related to effective technology.
[0002]
[Prior art]
In mobile communication such as a cellular phone, indoor use is restricted because radio waves are shielded. Therefore, an attempt is made to provide a relay device on the ceiling of a public facility such as a station so that a mobile phone can be used indoors.
As an antenna used in this relay device, a low-profile antenna is required, and for example, an inverted F-type antenna shown in FIG. 14 is known to satisfy this requirement.
FIG. 14 is a perspective view showing a schematic configuration of a conventional inverted-F antenna.
In the same figure, 110 is an L-shaped conductor, 120 is a vertical conductor, and these are constituted by, for example, metal wires, strips, plates, pipes and the like.
The L-shaped conductor 110 includes a piece 111 (hereinafter simply referred to as a vertical portion) 111 made of a conductive material and perpendicular to the ground conductor 130, and is substantially parallel to the ground conductor 130 and has an open end. 114 (hereinafter simply referred to as a horizontal portion) 112.
Here, the vertical portion 111 of the L-shaped conductor 110 is electrically (or high-frequency) connected to the ground conductor 130.
One end of the vertical conductor 120 is connected to a part of the horizontal portion 112 of the L-shaped conductor 110, and the other end is connected to the back surface of the ground conductor 130 through an opening provided in the ground conductor 130. Is connected to a core wire of a coaxial connector (not shown) attached to the.
In addition, the outer conductor side of the coaxial plug is connected to the ground conductor 130.
[0003]
In the inverted F-type antenna shown in FIG. 14, the length of the vertical portion 111 of the L-shaped conductor 110 and the length of the vertical conductor 120 are λo / 4 when the wavelength of the use center frequency (fo) is λo. Therefore, the inverted F-type antenna shown in FIG. 14 can achieve a low profile of the entire antenna as compared to the quarter-wave whip antenna.
However, if the length of the vertical portion 111 of the L-shaped conductor 110 and the length of the vertical conductor 120 are made too short, the frequency bandwidth that can be stably used is narrowed. The length of 111 and the length of the vertical conductor 120 are selected by the frequency of use (fo) and acceptable dimensional limitations.
Here, the sum of the length of the vertical conductor 120 and the length from the connection portion 113 of the horizontal portion 112 to the vertical conductor 120 to the open end 114 is approximately λo / 4, and the vertical conductor The sum of the length of 120 and the length from the connection portion 113 of the horizontal portion 112 to the vertical conductor 120 to the short-circuit end (one end connected to the ground conductor 130 of the vertical portion 111 of the L-shaped conductor 110) is Adjust and decide so that impedance matching with coaxial plug can be obtained.
The inverted F-shaped antenna shown in FIG. 14 has a magnetic field plane (XY plane) with a low attitude, and is almost omnidirectional. Therefore, as a substitute for a quarter-wave whip antenna or the like, a mobile terminal antenna or indoor Used as a base station antenna.
Note that the frequency characteristic of the VSWR of the inverted F antenna shown in FIG. 14 is a ratio bandwidth of VSWR 1.5 or less (ratio bandwidth: ratio of the bandwidth that matches the specified value to the center frequency of the bandwidth). Usually, it is about 5%.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional inverted-F antenna shown in FIG. 14 is non-directional on the magnetic field surface, and a low-profile antenna can be realized while maintaining the directivity.
However, in the currently used mobile phone system, since the transmission / reception band is divided and operated, performance with little change in frequency characteristics over a wide band is required.
Furthermore, in the currently used mobile phone systems, the frequency band used is, for example, the 800 MHz band and the 1500 MHz band in Japan, and the operation at 2000 MHz is also planned in the future.
For this reason, when the conventional inverted-F antenna shown in FIG. 14 is used for a relay device, a plurality of antennas corresponding to the transmission band and the reception band are required for each frequency band, and the cost of the relay device increases. In addition, there is a problem that it becomes an obstacle when installing the relay device.
The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a multi-frequency shared antenna that can transmit and receive multiple frequencies in a low attitude.
The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
Of the inventions disclosed in this application, the outline of typical ones will be briefly described as follows.
That is, the present invention is a multi-frequency shared antenna, and n (n ≧ 1) conductors whose front ends are open ends are connected to a vertical conductor (feeding conductor) of a conventional inverted-F antenna. The n conductors, and the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor constituting the inverted F-shaped antenna respectively constitute one excitation element, and these n conductors and the L-shaped conductor The second to (n + 1) th excitation elements are constituted by the conductor and a part of the vertical conductor.
In the present invention, the tip of the conductor is parallel to the horizontal part of the L-shaped conductor, and the distance between the tip of the conductor and the horizontal part of the L-shaped conductor is It is characterized by being narrower than the distance between the portion of the body connected to the vertical conductor and the horizontal portion of the L-shaped conductor.
Further, the present invention is characterized in that a capacitive element or a variable capacitive element is connected between a tip portion of the conductor and a horizontal portion of the L-shaped conductor.
According to the above means, each of the n conductors forms an independent resonance circuit with the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor constituting the inverted F-shaped antenna.
As a result, the excitation power input via the vertical conductor is demultiplexed by the first excitation element constituting the inverted F-type antenna and the independent resonance circuit, thereby realizing a multi-frequency shared antenna. .
[0006]
Further, the present invention is a multi-frequency antenna, and n (n ≧ 1) conductors whose both ends are open ends are connected to a vertical conductor (feeding conductor) of a conventional inverted-F antenna. A region from one open end of each of the n conductors to the vertical conductor, a part of the L-shaped conductor and the vertical conductor, and a vertical conductor from the other open end of the conductor Up to the above region and the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor constitute two excitation elements, and the n conductors and the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor constitute the second Or (2n + 1) th excitation element is configured.
Further, according to the present invention, a region including one open end of the conductor is parallel to a horizontal portion of the L-shaped conductor, and a region including one open end of the conductor and the L-shaped conductor. The distance between the horizontal portion of the conductor is shorter than the distance between the portion of the conductor connected to the vertical conductor and the horizontal portion of the L-shaped conductor, and the region including the other open end of the conductor is Two protruding sides provided so as to sandwich a vertical portion of the L-shaped conductor, and a distance between the two protruding sides of the conductor and the vertical portion of the L-shaped conductor is The distance between the portion connected to the vertical conductor and the horizontal portion of the L-shaped conductor is narrower.
Further, the present invention is characterized in that a capacitive element or a variable capacitive element is connected between a tip portion of the conductor and a horizontal portion or a vertical portion of the L-shaped conductor.
[0007]
According to the above means, each of the n conductors forms two independent resonance circuits with the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor constituting the inverted F-shaped antenna.
As a result, the excitation power input via the vertical conductor is demultiplexed by the first excitation element constituting the inverted F-type antenna and the independent resonance circuit, thereby realizing a multi-frequency shared antenna. .
In addition, the present invention is characterized by having a matching circuit connected to the other end of the vertical conductor and configured by a microstrip line.
According to the above means, impedance matching can be achieved over a wide band in each frequency band.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Note that components having the same function are denoted by the same reference symbols throughout the drawings for describing the embodiment, and the repetitive description thereof will be omitted.
[Embodiment 1]
FIG. 1 is a perspective view showing a schematic configuration of a multi-frequency antenna according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 2 is a cross-sectional view showing a cross-sectional structure taken along the line AA ′ in FIG. .
The multi-frequency shared antenna of the present embodiment is characterized in that a high-frequency resonant element (conductor of the present invention) 6 is provided in a part of the vertical conductor 2 to share two frequencies.
In FIG. 1 and FIG. 2, 1 is an L-shaped conductor (radiating element) composed of an inverted L shape, 2 is a vertical conductor, and these are conductors such as metal wires, strips, plates, and tubes, for example. Composed.
The L-shaped conductor 1 includes a piece (hereinafter, simply referred to as a vertical portion) 11 perpendicular to the ground conductor 3 and a piece (hereinafter, referred to as an open end 14) substantially parallel to the ground conductor 3. It is simply referred to as a horizontal portion).
Here, the vertical portion 11 of the L-shaped conductor 1 is electrically (or high-frequency) connected to the ground conductor 3.
[0009]
If the grounding conductor 3 is a conductor, a grid or a metal plate (so-called punching metal) in which holes are appropriately punched may be used.
One end of the vertical conductor 2 is connected to a part of the horizontal portion 12 of the L-shaped conductor 1, and the other end is connected to the coaxial connector 5 via a microstrip line 43 formed on the printed circuit board 4 for the matching circuit. The core wire 51 is connected.
The length from the connection point of the vertical conductor 2 to the microstrip line 43 (or the core wire 51 of the coaxial connector 5) to the open end of the L-shaped conductor 1 (that is, the length of the vertical conductor 2 and L The sum of the length from the connecting portion 13 to the vertical conductor 2 to the open end 14 in the horizontal portion 12 of the letter-shaped conductor 1 is low in the case of sharing two frequencies as in this embodiment. When the wavelength of the side use center frequency (foa) is λoa, it is approximately λoa / 4.
The matching circuit printed wiring board 4 is formed on the dielectric substrate 41, the other surface of the dielectric substrate 41, and a ground conductor 42 electrically connected to the ground conductor 3. And a microstrip line (43 to 45) formed on one surface.
The microstrip lines (43 to 45) form an unbalanced planar circuit by the dielectric substrate 41 and the ground conductor 42. Instead of the dielectric substrate 41, the microstrip lines (43 to 45) are held by using spacers or the like to hold the gaps. It is possible to reduce the loss by using air, and there is no problem even if the ground conductor 42 and the ground conductor 3 are shared.
[0010]
FIG. 3 is a diagram for explaining the impedance matching circuit of the present embodiment.
The microstrip line 44 formed on one surface of the printed circuit board 4 for the matching circuit, and the microstrip line 43 from the branch point of the microstrip line 44 and the microstrip line 45 to the vertical conductor 2 (FIG. 3C ) Between AC ′) constitutes a low-frequency matching stub. Similarly, the microstrip line 45 and the microstrip line 44 and the microstrip line 45 branch point to the vertical conductor 2 The strip line 43 (between A and B in FIG. 3C) constitutes a high frequency matching stub.
Further, the microstrip line 43 also serves as an adjustment microstrip line that connects the vertical conductor 2 and the core wire 51 of the coaxial plug 5.
Hereinafter, a method for determining the stub length of the low frequency matching stub and the stub length of the high frequency matching stub will be described.
First, the length of the stub length for high-frequency matching, that is, the stub length for making the impedance of the high-frequency radiating element at a high frequency wide, and moving the impedance to the day is determined.
The stub length AB at this time is as shown in FIG.
When point B is short-circuited, AB = (λH / 4) × (2N−1) ± αH,
When the point B is opened, AB = (λH / 2) × (2N−1) ± αH.
Here, αH is a length for moving the high frequency impedance to the target, and is a length satisfying 0 ≦ αH <(λH / 4).
[0011]
In the case of a short circuit at the tip, the tip of the microstrip line is connected to the ground conductor 42 (or the ground conductor 3) of the printed circuit board 4 for the matching circuit using a through hole or the like. Do not connect anything to the tip of the microstrip and leave it as it is.
Next, the length of the stub length for low-frequency matching, that is, the stub length at which the impedance of the low-frequency radiating element is widened at a low frequency and the impedance is moved to the target is determined.
The stub length AC at this time is as shown in FIG.
When the point C is short-circuited, AC = (λL / 4) × (2N−1) soil αL,
When the point C is opened, AC = (λL / 2) × (2N−1) soil αL.
Here, αL is a length that moves the low-frequency impedance to the daily place, and is a length that satisfies 0 ≦ αL <(λL / 4). The method for realizing the tip short circuit and the tip opening is as described above.
Generally, since the stub length is λH <λL, the lower frequency becomes longer.
[0012]
Then, a stub having a high frequency and a stub having a low frequency are synthesized to obtain a stub length that satisfies the stub length AB and the stub length AC at point A.
As the method, a low-frequency stub is attached in the middle of the high-frequency stub and at a position where the influence on the high frequency is small.
As shown in FIG. 3 (c), the position D point is from point B to point A.
When point B is short-circuited, BD≈ (λH / 2) × (2N−1)
When the point B is opened, BD≈ (λH / 4) × (2N−1).
At the position of point D, a stub having a lower frequency is attached.
At this time, the length of DC ′ is
DC′≈ (AC) − (AD) − (advance phase due to reactance between BDs).
Here, the stub length between AD is
AD = (λH / 4) × (2NH−1)
= (ΛL / 4) × (2NL−1), ADC ′ = AC.
Here, NH is a natural number having a higher frequency, and NL is a natural number having a lower frequency.
Thereby, in this Embodiment, it becomes possible to aim at impedance matching over a wide band in each frequency band.
[0013]
The high-frequency resonance element 6 is composed of a conductor such as a metal wire, strip, plate, or tube. The high-frequency resonance element 6 is fixed to the vertical conductor 2 by means such as welding, caulking, or screwing. And electrically connected to the vertical conductor 2.
Here, the distance between the high-frequency resonance element 6 and the horizontal portion 12 of the L-shaped conductor 1 is set to be far from the vicinity of the connection portion with the vertical conductor 2 and close to the tip portion 61.
1 and 2, the high-frequency resonant element 6 is formed of a metal plate, and the vertical conductor 2 formed of a metal rod is passed through the through-hole (not shown) of the high-frequency resonant element 6. An embodiment in which both are welded is shown.
By adopting such a configuration, an electric current flows through a conductor spaced apart from the L-shaped conductor 1 of the high-frequency resonant element 6, and an inductance is generated. Further, the tip 61 of the high-frequency resonant element 6 is generated. Then, since the space | interval with the L-shaped conductor 1 becomes narrow, since a strong electric field arises in this, a capacitance is produced.
As a result, in the present embodiment, the high-frequency resonance element 6, the L-shaped conductor 1 adjacent to the high-frequency resonance element 6, and the vertical conductor 2 sandwiched between them are equivalent to the coil (L ) And a capacitor (C).
Note that the length from the connection point of the vertical conductor 2 and the microstrip line 43 (or the core wire 51 of the coaxial plug 5) to the open end of the tip portion 61 of the high-frequency resonance element 6 is the same as that of the present embodiment. In the case of sharing two frequencies as in the embodiment, when the wavelength of the high frequency side use center frequency (fob) is (λob), it is approximately λob / 4.
[0014]
The high-frequency resonance element 6 does not flow a large current at frequencies other than the resonance frequency, and thus does not affect the low-frequency side frequency. However, since a large resonance current flows near the resonance frequency, Independent of the radiating inverted F-shaped antenna, the high-frequency resonant element 6, the L-shaped conductor 1 adjacent to the high-frequency resonant element 6, and the vertical conductor 2 sandwiched between them are It functions as an antenna that radiates (fob).
Thus, in the present embodiment, the low-frequency side mainly consists of radiation from the inverted F-shaped antenna composed of the L-shaped conductor 1 and the vertical conductor 2, and the high-frequency side frequency is The main component is radiation from an antenna composed of the high-frequency resonant element 6, the L-shaped conductor 1 adjacent to the high-frequency resonant element 6, and the vertical conductor 2 sandwiched between them.
Therefore, in the present embodiment, it is possible to realize a dual-frequency resonant antenna that has a low attitude and can radiate or receive a low-frequency side frequency and a high-frequency side frequency.
[0015]
If the high-frequency resonance element 6 has a plate shape, the width thereof is increased. If the high-frequency resonance element 6 has a line, bar, or tubular shape, the thickness thereof is increased, or a plurality of elements arranged substantially in parallel are arranged. By arranging, the high frequency band can be widened.
Further, when the L-shaped conductor 1 and the vertical conductor 2 have a plate shape, the width thereof is increased, and when the L-shaped conductor 1 and the vertical conductor 2 have a line shape, a rod shape, or a tubular shape, the thickness thereof is increased, or they are arranged in parallel. By arranging the plurality of elements, it is possible to widen the frequency bandwidth on the low frequency side.
In addition, the relationship between the height of the parallel portion 12 of the L-shaped conductor 1 and the widening of the frequency band is the same as that of a conventional inverted F antenna.
Further, in FIGS. 1 and 2, the coaxial plug 5 is attached to the back surface of the ground conductor 3, and the excitation power input to the coaxial plug 5 is the microstrip line formed on the printed circuit board 4 for the matching circuit. Although the case where it is supplied to the vertical conductor 2 through 43 is shown, the core wire 51 of the coaxial plug 5 is processed into the ground conductor 3 and the ground conductor 42 of the matching circuit printed wiring board 4. May be connected to the vertical conductor 2, or the core wire 51 may be extended as it is and directly connected to the horizontal portion 12 of the L-shaped conductor 1 to replace the vertical conductor 2.
[0016]
FIG. 4 is a graph showing the frequency characteristics of VSWR as an example of the multi-frequency shared antenna of the present embodiment.
The graph of FIG. 4 shows the frequency characteristics of the VSWR when the antenna side is viewed from the coaxial plug 5 in the multi-frequency shared antenna of the present embodiment having the following items (1) to (4). is there.
As is apparent from the graph of FIG. 4, the multi-frequency antenna according to the present embodiment has good characteristics in conformity with the 800/1500 MHz two-frequency mobile phone system that is currently permitted to operate. I understand that.
(1) Configuration of L-shaped conductor 1
The L-shaped conductor 1 is formed of a conductor band having a width of 10 mm and a thickness of 0.5 mm. The length of the vertical portion 11 with respect to the ground conductor 3 is approximately 19 mm, and the length of the horizontal portion 12 is approximately 80 mm.
(2) Configuration of vertical conductor 2
The vertical conductor 2 is composed of a metal rod having a diameter of 5 mm, and the distance between the vertical conductor 2 and the vertical portion 11 of the L-shaped conductor 1 is about 22 mm.
[0017]
(3) Configuration of high-frequency resonance element 6
The high-frequency resonance element 6 is formed by processing a conductive plate having a thickness of 0.5 mm, and its width is about 25 mm at the connection portion of the vertical conductor 2 and substantially parallel to the ground conductor 3, and other portions. Then, it is 13 mm.
Further, the length is about 15 mm at the connecting portion of the vertical conductor 2 and about 15 mm at the width portion, and about 22 mm at the tip portion. Further, the tip portion is connected to the L-shaped conductor 1. It is deformed to be partially close.
The high-frequency resonance element 6 was connected to a height of approximately 10 mm from the connection portion between the vertical conductor 2 and the microstrip line 43.
(4) Configuration of matching circuit
As described above, the low-frequency matching stub has a short-circuited tip, and its electrical length is about ½ wavelength of the low-frequency side use center frequency (foa).
As described above, the high-frequency matching stub has an open end, and its electrical length is about 1/4 wavelength of the high-frequency side use center frequency (fob).
The electrical length of the microstrip line from the branch point of the low frequency matching stub and the high frequency matching stub to the connection point with the vertical conductor 2 (between A and B shown in FIG. 3) is low. It is about 3/4 wavelength of the side use center frequency (foa) and about 5/4 wavelength of the high frequency side use center frequency (fob).
[0018]
FIG. 5 shows the electric field on the XY plane in the coordinate system shown in FIG. 1 when the frequency is 800 MHz in the multi-frequency antenna according to the present embodiment composed of the items (1) to (4). It is a graph which shows the directional characteristic of a component.
FIG. 6 shows the electric field on the XY plane in the coordinate system shown in FIG. 1 when the frequency is 1500 MHz in the multi-frequency antenna according to the present embodiment composed of the items (1) to (4). It is a graph which shows the directional characteristic of a component.
As is apparent from the graphs of FIGS. 5 and 6, the multi-frequency shared antenna of the present embodiment exhibits almost no directivity in the two frequency bands.
[0019]
FIG. 7 shows the electric field on the XZ plane in the coordinate system shown in FIG. 1 when the frequency is 800 MHz in the multi-frequency antenna according to the present embodiment composed of the items (1) to (4). It is a graph which shows the directional characteristic of a component.
FIG. 8 shows the electric field on the XZ plane in the coordinate system shown in FIG. 1 when the frequency is 1500 MHz in the multi-frequency shared antenna of the present embodiment composed of the items (1) to (4). It is a graph which shows the directional characteristic of a component.
As is clear from FIGS. 7 and 8, in the multi-frequency shared antenna of the present embodiment, in the two frequency bands, a range of θ ± 90 ° (a half space on the floor side when the antenna is attached to the ceiling, When attached to a moving body such as an automobile, it can be seen that a large amount of radiation is emitted from the half space on the zenith side.
In the above description, the case where two frequency bands are shared has been described. For example, as shown in FIG. 9, by using a plurality of high-frequency resonant elements 6a having different lengths and shapes, a multi-frequency number of two or more frequencies can be shared. Needless to say, an antenna can be realized.
[0020]
[Embodiment 2]
FIG. 10 is a perspective view showing a schematic configuration of the multi-frequency common antenna according to Embodiment 2 of the present invention.
In the multi-frequency shared antenna of this embodiment, a metal film is deposited on a dielectric substrate 7 like a printed wiring board, and an L-shaped conductor 1 and a vertical conductor 2 are formed using an etching technique or the like. This is different from the multi-frequency shared antenna of the first embodiment.
In FIG. 10, the printed circuit board 4 for the matching circuit shown in FIGS. 1 and 2 is not shown. However, in this embodiment as well, the microstrip line 43 is arranged vertically as in FIGS. It is also possible to interpose between the conductor 2 and the core wire 51 of the coaxial connector 5.
Alternatively, the entire ground conductor 3 may be formed of a printed wiring board, and a microstrip line may be formed on the printed wiring board.
Further, when the multi-frequency shared antenna of the present embodiment is attached to the ceiling surface, there are many spaces on the back side of the ceiling, so that the matching circuit printed wiring board 4 is formed on the back surface of the ground conductor 3. There is no problem even if a microstrip line (43 to 45) is formed or a normal coaxial line is combined with a branch terminal or a terminator.
[0021]
[Embodiment 3]
FIG. 11 is a perspective view showing a schematic configuration of the multi-frequency shared antenna according to Embodiment 3 of the present invention.
The multi-frequency shared antenna according to the present embodiment has a variable capacitance element (so-called trimmer capacitor) 8 disposed between the tip of the high-frequency resonance element 6 and the horizontal portion 12 of the L-shaped conductor 1. This is different from the multi-frequency shared antenna of the second embodiment.
As in this embodiment, by providing a variable capacitance element, the high-frequency side use center frequency (fob) can be adjusted.
In addition, it is also possible to provide a capacitive element instead of the variable capacitive element. In this case, the high-frequency side use center frequency (fob) can be adjusted by selecting an optimal capacitive element.
[0022]
[Embodiment 4]
FIG. 12 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of the multi-frequency shared antenna according to the fourth embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of the high-frequency resonant element according to the fourth embodiment of the present invention. .
The multi-frequency shared antenna of the present embodiment realizes shared use of three frequencies. As shown in FIG. 13, in the present embodiment, both ends of the high-frequency resonant element 9 are open ends, and one tip As in the above-described embodiments, the distance between the portion 91 and the horizontal portion 12 of the L-shaped conductor 1 is made closer to the vicinity of the connection portion with the vertical conductor 2.
In addition, in the present embodiment, two projecting sides 92 are provided at the other tip portion of the high-frequency resonant element 9 so that the two projecting sides 92 sandwich the vertical portion 11 of the L-shaped conductor 1. In addition, the distance between the two protruding sides 92 and the vertical portion 11 of the L-shaped conductor 1 is set closer to the vicinity of the connection portion with the vertical conductor 2.
As in the first embodiment, the high-frequency resonance element 9 is made of a conductor such as a metal wire, strip, plate, or tube. The high-frequency resonance element 9 is a means such as welding, caulking, or screwing. Thus, the vertical conductor 2 is fixed and electrically connected to the vertical conductor 2.
In FIG. 12, the high-frequency resonance element 9 is formed of a metal plate, the vertical conductor 2 formed of a metal rod is passed through the through-hole 93 of the high-frequency resonance element 9, and both are welded. The form of is shown.
[0023]
By adopting such a configuration, for the same reason as described in the first embodiment, in this embodiment, the high-frequency resonant element 9 and the L-shaped conductor 1 adjacent to the high-frequency resonant element 9 are used. The vertical conductor 2 sandwiched between them constitutes equivalently two resonant circuits of a coil (L) and a capacitance (C).
The length from the connection point between the vertical conductor 2 and the microstrip line 43 (or the core wire 51 of the coaxial plug 5) to the open end of the tip portion 91 of the high-frequency resonance element 9 is the first length. When the wavelength of the high-frequency side use center frequency (foba) is (λoba), the connection point between the vertical conductor 2 and the microstrip line 43 (or the core wire 51 of the coaxial plug 5) is approximately λoba / 4. To the open end of the projecting side 92 of the high-frequency resonance element 9 is approximately λob / 4 when the wavelength of the second high-frequency side use center frequency (fobb) is (λobb).
As described above, in this embodiment, it is possible to realize a three-frequency resonant antenna that has a low attitude and can radiate or receive a low-frequency side frequency and a high-frequency side frequency.
In the present embodiment, a capacitive element or a variable capacitive element is arranged between one or both ends of the high-frequency resonant element 9 and the vertical portion 11 or the horizontal portion 12 of the L-shaped conductor 1. Also good.
Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the above-described embodiment, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Of course.
[0024]
【The invention's effect】
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
(1) According to the present invention, it is possible to provide a multi-frequency antenna that is low in profile and capable of transmitting and receiving multi-frequency.
(2) According to the present invention, impedance matching can be achieved over a wide band in each frequency band.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a schematic configuration of a multi-frequency shared antenna according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view showing a cross-sectional structure taken along the line AA ′ in FIG.
FIG. 3 is a diagram for explaining an impedance matching circuit according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a graph showing frequency characteristics of VSWR of an example of the multi-frequency shared antenna according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 5 is a graph showing the directivity characteristics of the electric field component on the XY plane when the frequency is 800 MHz in the example of the multi-frequency shared antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing the directivity characteristics of the electric field component on the XY plane when the frequency is 1500 MHz in the example of the multi-frequency shared antenna according to the first embodiment of the present invention.
7 is a graph showing the directivity characteristics of the electric field component on the XZ plane when the frequency is 800 MHz in the example of the multi-frequency shared antenna according to Embodiment 1 of the present invention. FIG.
FIG. 8 is a graph showing the directivity characteristics of the electric field component on the XZ plane when the frequency is 1500 MHz in the example of the multi-frequency shared antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a cross-sectional view showing a modification of the multi-frequency shared antenna according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 10 is a perspective view showing a schematic configuration of a multi-frequency shared antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a perspective view showing a schematic configuration of a multi-frequency common antenna according to a third embodiment of the present invention.
12 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a multi-frequency shared antenna according to a fourth embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of a high-frequency resonance element according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 14 is a perspective view showing a schematic configuration of a conventional inverted-F antenna.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,110 ... L-shaped conductor, 2,120 ... Vertical conductor, 3,130 ... Ground conductor, 4 ... Printed wiring board for matching circuits, 5 ... Coaxial plug, 6, 6a, 9 ... High frequency resonance element 7, 41 ... Dielectric substrate, 8 ... Variable capacitance, 11, 111 ... Vertical part, 12, 112 ... Horizontal part, 13, 113 ... Connection part, 14, 114 ... Open end, 42 ... Ground conductor, 43, 44 45, microstrip line, 51, core wire, 61, 91, tip portion, 92, projecting side, 93, through hole.

Claims

A grounding conductor;
A first portion substantially parallel to the ground conductor and a second portion substantially perpendicular to the ground conductor, wherein the end of the first portion is an open end, and the second portion An L-shaped conductor whose end is electrically connected to the ground conductor;
A vertical conductor having one end electrically connected to one point of the first portion of the L-shaped conductor and the other end electrically connected to a feeding point;
One end is an open end, and the other end has n (n ≧ 1) conductors electrically connected to the vertical conductor,
The L-shaped conductor and the vertical conductor constitute one excitation element,
Each of the n conductors constitutes one excitation element with the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor, respectively.

The conductor includes a region including an open end of the conductor parallel to the first portion of the L-shaped conductor, and a region including the open end of the conductor and the L-shaped conductor. The distance between the first portion and the first portion of the L-shaped conductor is narrower than the distance between the first portion of the conductor and the first conductor. Multi-frequency antenna.

A grounding conductor;
A first portion substantially parallel to the ground conductor and a second portion substantially perpendicular to the ground conductor, wherein the end of the first portion is an open end, and the second portion An L-shaped conductor whose end is electrically connected to the ground conductor;
A vertical conductor having one end electrically connected to one point of the L-shaped conductor substantially parallel to the ground conductor, and the other end electrically connected to a feeding point;
Both ends are open ends, and n (n ≧ 1) conductors electrically connected to the vertical conductor in the middle part,
The L-shaped conductor and the vertical conductor constitute one excitation element,
Each of the n conductors includes a region from the one open end of the conductor to the vertical conductor, the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor, and the other of the conductors. A multi-frequency shared antenna, wherein two excitation elements are formed by a region from the open end of the first conductor to the vertical conductor, and the L-shaped conductor and a part of the vertical conductor.

The conductor includes a region including one open end of the conductor parallel to the first portion of the L-shaped conductor and the region including one open end of the conductor and the L-shaped conductive. A distance between the first part of the body and the first part of the L-shaped conductor is shorter than a distance between the part of the conductor connected to the vertical conductor and the first part of the L-shaped conductor;
The region including the other open end of the conductor has two protrusions provided so as to sandwich the second portion of the L-shaped conductor, and the two protrusions of the conductor and the The distance between the second portion of the L-shaped conductor is narrower than the distance between the portion of the conductor connected to the vertical conductor and the first portion of the L-shaped conductor. Item 4. The multi-frequency antenna according to item 3.

2. A capacitor element provided between a part of a region including an open end of the conductor and the first portion or the second portion of the L-shaped conductor. The multi-frequency shared antenna according to any one of claims 4 to 4.

The variable capacitance element provided between a part of a region including an open end of the conductor and the first portion or the second portion of the L-shaped conductor. The multi-frequency shared antenna according to any one of claims 1 to 4.

A dielectric substrate provided on the ground conductor;
The L-shaped conductor, the vertical conductor, and the n conductors are formed on a surface of the dielectric substrate. Multi-frequency antenna.

The multi-frequency shared antenna according to any one of claims 1 to 7, further comprising a matching circuit connected to the other end of the vertical conductor and configured by a microstrip line.