JP4111003B2 - Linc method linear amplifier - Google Patents

Linc method linear amplifier

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JP4111003B2
JP4111003B2 JP2003051235A JP2003051235A JP4111003B2 JP 4111003 B2 JP4111003 B2 JP 4111003B2 JP 2003051235 A JP2003051235 A JP 2003051235A JP 2003051235 A JP2003051235 A JP 2003051235A JP 4111003 B2 JP4111003 B2 JP 4111003B2
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貴 前畠
洋侍 岡田
満 平川
充生 杉本
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住友電気工業株式会社
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    • HELECTRICITY
    • H03BASIC ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F1/00Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0294Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
    • HELECTRICITY
    • H03BASIC ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F1/32Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion

Description

【0001】 [0001]
【発明の属する技術分野】 BACKGROUND OF THE INVENTION
本発明は、線形増幅器に関し、特に、非線形素子を用いた線形増幅器に関する。 The present invention relates to a linear amplifier, in particular, it relates to a linear amplifier using a non-linear element.
【0002】 [0002]
【従来の技術】 BACKGROUND OF THE INVENTION
無線通信システムにおいては、基地局や移動局の低消費電力化と小型化を実現するために、電力効率が高く線形性に優れた増幅器が必要とされている。 In a wireless communication system, in order to achieve low power consumption and miniaturization of the base station and the mobile station, an amplifier power efficiency superior high linearity are needed. 近年注目されている線形増幅器の一つに非線形素子を用いた線形増幅(LINC:LInear amplification using Nonlinear Components)方式のものがある。 One linear amplification with non-linear elements in recent years interest has been that the linear amplifier (LINC: LInear amplification using Nonlinear Components) is of a type.
【0003】 [0003]
LINCでは、変調された信号を2つの定振幅信号に分解して、それぞれを電力効率の高い非線形素子で増幅し、それら出力を合成したものを出力する。 In LINC, to decompose the modulated signal into two constant amplitude signals, each amplified by a high non-linear element power efficiency, and outputs a composite of them output.
【0004】 [0004]
図7は、従来のLINC方式線形増幅器の構成を示す。 Figure 7 shows the structure of a conventional LINC system linear amplifier. 同図を参照して、この従来のLINC方式線形増幅器70は、信号分離部11と、非線形増幅器51,52と、加算器16とを含む。 With reference to the figure, a conventional LINC system linear amplifier 70 includes a signal separator 11, a nonlinear amplifier 51, and an adder 16. なお、このLINC方式線形増幅器70は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。 Incidentally, the LINC system linear amplifier 70, a frequency converter, an analog - digital converter unit, a digital - analog conversion unit, but also includes such quadrature modulation unit, these operations, so trivial ones, here, description thereof will be omitted.
【0005】 [0005]
信号分離部11には、入力信号s(n)が入力される。 The signal separation unit 11, the input signal s (n) is input. 入力信号s(n)は、複素信号であり、 Input signal s (n) is a complex signal,
s(n)=A(n)exp(jθ(n))・・・(A1) s (n) = A (n) exp (jθ (n)) ··· (A1)
と表わせる。 And it can be expressed. ここで、nは時刻、A(n)はs(n)の振幅、jは虚数単位、θ(n)はs(n)の位相である。 Here, n is the time, A (n) is the amplitude of s (n), j is imaginary unit, theta (n) is the phase of s (n).
【0006】 [0006]
信号分離部11は、入力信号s(n)を、次のように2系統の定振幅信号s 1 (n)とs 2 (n)とに分離する。 Signal separator 11, an input signal s (n), separated to a constant amplitude signal s 1 of the two systems as follows and (n) s 2 and (n).
【0007】 [0007]
s(n)=s 1 (n)+s 2 (n)・・・(A2) s (n) = s 1 ( n) + s 2 (n) ··· (A2)
1 (n)=Vexp[j(θ(n)+ψ(n))]・・・(A3) s 1 (n) = Vexp [ j (θ (n) + ψ (n))] ··· (A3)
2 (n)=Vexp[j(θ(n)−ψ(n))]・・・(A4) s 2 (n) = Vexp [ j (θ (n) -ψ (n))] ··· (A4)
ここで、Vは一定の振幅である。 Here, V is a constant amplitude.
【0008】 [0008]
式(A1)、(A3)、および(A4)を式(A2)に代入することにより、 Formula (A1), by substituting the equation (A2) to (A3), and (A4),
A(n)exp(jθ(n))=Vexp(jθ(n))(exp(jψ(n))+exp(−jψ(n))=2Vcos(ψ(n))exp(jθ(n))・・・(A5) A (n) exp (jθ (n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n)) + exp (-jψ (n)) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) ··· (A5)
となるので、V m =2Vとすると、 Since the, when V m = 2V,
ψ(n)=cos -1 (A(n)/V m )・・・(A6) ψ (n) = cos -1 ( A (n) / V m) ··· (A6)
となる。 To become. なお、V mは、s(n)の最大振幅であるmax[A(n)]以上に設定する必要がある。 Incidentally, V m should be at least max [A (n)] is the maximum amplitude of s (n).
【0009】 [0009]
非線形増幅器51は、定振幅信号s 1 (n)を増幅して、第1系統の増幅信号y 1 (n)を出力する。 Nonlinear amplifier 51 amplifies the constant amplitude signal s 1 (n), and outputs the amplified signal y 1 of the first system (n). 非線形増幅器52は、定振幅信号s 2 (n)を増幅して、第2系統の増幅信号y 2 (n)を出力する。 Nonlinear amplifier 52 amplifies the constant amplitude signal s 2 (n), and outputs the amplified signal y 2 of the second system (n). 非線形増幅器51および52の振幅利得をGとし、位相変化をφとすると、第1系統の増幅信号y 1 (n)および第2系統の増幅信号y 2 (n)は、 The amplitude gain of the non-linear amplifier 51 and 52 and G, and a phase change and phi, the amplified signal y 2 of the amplified signal y 1 (n) and the second system of the first system (n) is
1 (n)=Gs 1 (n)exp(jφ)=GVexp[j(θ(n)+ψ(n)+φ)]・・・(A7) y 1 (n) = Gs 1 (n) exp (jφ) = GVexp [j (θ (n) + ψ (n) + φ)] ··· (A7)
2 (n)=Gs 2 (n)exp(jφ)=GVexp[j(θ(n)−ψ(n)+φ)]・・・(A8) y 2 (n) = Gs 2 (n) exp (jφ) = GVexp [j (θ (n) -ψ (n) + φ)] ··· (A8)
と表わされる。 It is expressed as.
【0010】 [0010]
加算器16は、第1系統の増幅信号y 1 (n)と第2系統の増幅信号y 2 (n)とを加算して、出力信号y(n)を出力する。 The adder 16, the amplified signal y 1 of the first system and (n) by adding the amplified signal y 2 of the second system (n), and outputs an output signal y (n). 出力信号y(n)は、次のように表わされる。 Output signal y (n) is expressed as follows.
【0011】 [0011]
y(n)=y 1 (n)+y 2 (n)=Gs 1 (n)exp(jφ)+Gs 2 (n)exp(jφ)=Gs(n)exp(jφ)・・・(A9) y (n) = y 1 ( n) + y 2 (n) = Gs 1 (n) exp (jφ) + Gs 2 (n) exp (jφ) = Gs (n) exp (jφ) ··· (A9)
したがって、出力信号y(n)は、入力信号s(n)をG倍して、位相をφだけ変化させたものとなる。 Therefore, the output signal y (n) is the input signal s (n) and G times, it becomes with varying phase by phi.
【0012】 [0012]
上述のs 1 (n)、s 2 (n)、s(n)、y 1 (n)、y 2 (n)、y(n)のベクトルで表すと図8のようになる。 Above s 1 (n), s 2 (n), s (n), y 1 (n), y 2 (n), it is as expressed by the vector 8 of the y (n).
【0013】 [0013]
LINC方式線形増幅器では、上述のように、2つの非線形増幅器51および52の振幅利得および位相特性が同一であれば、2系統の伝送特性が同一となり、正常に動作する。 The LINC system linear amplifier, as described above, if the amplitude gain and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers 51 and 52 are identical, becomes the transmission characteristics of the two systems is the same, operates normally. しかし、実際には、2つの非線形増幅器51および52の振幅利得および位相特性には、製造ばらつきがあるとともに、温度変化や経年変化によって変動するので、非線形増幅器51および52の振幅利得および位相特性を補正することによって、2系統の伝送特性を同一にする必要がある。 However, in practice, the amplitude gain and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers 51 and 52, with there is a manufacturing variation, so varies with temperature change or aging, the amplitude gain and phase characteristics of the nonlinear amplifier 51 and 52 by correcting, it is necessary to set the transmission characteristics of the two systems on the same.
【0014】 [0014]
非特許文献1では、2台の増幅器の間の振幅利得差と位相差を推定して、この推定した値に基づいて、補正を行なうことによって、所望の値を出力する方法が記載されている。 Non-Patent Document 1 estimates the amplitude gain difference and the phase difference between the two amplifiers, based on the estimated value, by performing the correction, describes a method of outputting the desired value .
【0015】 [0015]
図9は、非特許文献1に記載の従来方式線形増幅器の構成を示す。 Figure 9 shows a conventional method linear amplifier configuration described in Non-Patent Document 1. 同図を参照して、この従来方式線形増幅器80は、信号分離部11と、アンバランス推定部63と、乗算器64と、増幅器61,62と、加算器16とを含む。 With reference to the figure, a conventional method linear amplifier 80 includes a signal separation unit 11, an imbalance estimator 63, a multiplier 64, an amplifier 61, 62, and an adder 16. なお、この従来方式線形増幅器80は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。 In this conventional system the linear amplifier 80, a frequency converter, an analog - digital converter unit, a digital - analog conversion unit, but also includes such quadrature modulation unit, these operations, so trivial ones, here, description thereof will be omitted.
【0016】 [0016]
信号分離部11は、図7に示したものと同様である。 Signal separator 11 are similar to those shown in FIG. したがって、式(A1)〜(A6)が成り立つ。 Thus, the expression (A1) ~ (A6) is established.
【0017】 [0017]
増幅器61は、定振幅信号s 1 (n)を増幅して、第1系統の増幅信号y 1 (n)を出力する。 Amplifier 61 amplifies the constant amplitude signal s 1 (n), and outputs the amplified signal y 1 of the first system (n). 増幅器61の振幅利得をG 1とし、位相変化をφ 1とする。 The amplitude gain of the amplifier 61 and G 1, the phase change phi 1. 第1系統の増幅信号y 1 (n)は、 Amplifying the signal y 1 of the first system (n) is
1 (n)=G 11 (n)exp(jφ 1 )・・・(A10) y 1 (n) = G 1 s 1 (n) exp (jφ 1) ··· (A10)
と表わされる。 It is expressed as.
【0018】 [0018]
乗算器64は、アンバランス推定部63から出力される補正係数γと、定振幅信号s 2 (n)とを乗算して、補正された定振幅信号s 2 '(n)を出力する。 The multiplier 64 is a correction coefficient γ that is output from the unbalanced estimator 63 multiplies the constant amplitude signals s 2 (n), and outputs a constant amplitude signal s 2 that are corrected '(n). 補正された定振幅信号s 2 '(n)は、 Corrected constant amplitude signal s 2 '(n) is
2 '(n)=γs 2 (n)・・・(A11) s 2 '(n) = γs 2 (n) ··· (A11)
と表わされる。 It is expressed as.
【0019】 [0019]
増幅器62は、補正された定振幅信号s 2 '(n)を増幅して、第2系統の増幅信号y 2 (n)を出力する。 Amplifier 62 amplifies the corrected constant amplitude signal s 2 '(n), and outputs the amplified signal y 2 of the second system (n). 増幅器62の振幅利得をG 2とし、位相変化をφ 2とする。 The amplitude gain of the amplifier 62 and G 2, the phase change phi 2. 第2系統の増幅信号y 2 (n)は、 Amplifying the signal y 2 of the second system (n) is
2 (n)=G 22 '(n)exp(jφ 2 )・・・(A12) y 2 (n) = G 2 s 2 '(n) exp (jφ 2) ··· (A12)
と表わされる。 It is expressed as.
【0020】 [0020]
加算器16は、第1系統の増幅信号y 1 (n)と第2系統の増幅信号y 2 (n)とを加算して、出力信号y(n)を出力する。 The adder 16, the amplified signal y 1 of the first system and (n) by adding the amplified signal y 2 of the second system (n), and outputs an output signal y (n). 出力信号y(n)は、次のように表わされる。 Output signal y (n) is expressed as follows.
【0021】 [0021]
y(n)=y 1 (n)+y 2 (n)=G 11 (n)exp(jφ 1 )+G 22 '(n)exp(jφ 2 )=G 11 (n)exp(jφ 1 )+G 2 γs 2 (n)exp(jφ 2 )・・・(A13) y (n) = y 1 ( n) + y 2 (n) = G 1 s 1 (n) exp (jφ 1) + G 2 s 2 '(n) exp (jφ 2) = G 1 s 1 (n) exp (jφ 1) + G 2 γs 2 (n) exp (jφ 2) ··· (A13)
ここで、増幅器61および増幅器62の振幅利得G 1 、G 2 、および、位相変化φ 1 、φ 2には、次の関係があるとする。 Here, an amplitude gain G 1, G 2 of the amplifiers 61 and amplifier 62, and the phase change phi 1, the phi 2 is the following relationship.
【0022】 [0022]
2 =G 1 +ΔG・・・(A14) G 2 = G 1 + ΔG ··· (A14)
φ 2 =φ 1 +Δφ・・・(A15) φ 2 = φ 1 + Δφ ··· (A15)
定振幅信号s 2 (n)と補正係数γとの乗算によって、振幅利得差ΔGおよび位相差Δφが正確に補正されている場合には、出力信号y(n)は、所望の値、たとえば、 By multiplication of the constant amplitude signals s 2 (n) and the correction coefficient gamma, when the amplitude gain difference ΔG and the phase difference Δφ is accurately corrected, the output signal y (n) is the desired value, for example,
y(n)=G 1 s(n)exp(jφ 1 )・・・(A16) y (n) = G 1 s (n) exp (jφ 1) ··· (A16)
と表わされる。 It is expressed as.
【0023】 [0023]
式(A13)〜(A16)より、最適な補正係数γは、 From Equation (A13) ~ (A16), the optimum correction coefficient gamma,
γ={G 1 exp(jφ 1 )}/{G 2 exp(jφ 2 )}={G 1 /(G 1 +ΔG)}exp(−jΔφ)・・・(A17) γ = {G 1 exp (jφ 1)} / {G 2 exp (jφ 2)} = {G 1 / (G 1 + ΔG)} exp (-jΔφ) ··· (A17)
となる。 To become.
【0024】 [0024]
1 (n)、s 2 (n)、s 2 '(n)、s(n)、y 1 (n)、y 2 (n)、y(n)をベクトルで表すと図10のようになる。 s 1 (n), s 2 (n), s 2 '(n), s (n), y 1 (n), y 2 (n), y (n) is as shown in FIG. 10 is represented by vector Become.
【0025】 [0025]
アンバランス推定部63は、s 1 (n)、s 2 (n)、およびy(n)より、最小2乗法を利用して、補正係数γを算出する。 Imbalance estimation unit 63, s 1 (n), s 2 (n), and from y (n), by using the least squares method, calculates a correction coefficient gamma. この最小2乗法について説明する。 This method of least squares will be described.
【0026】 [0026]
まず、式(A13)を次のように表わす。 First, representing equation (A13) as follows.
y(n)=G 11 (n)exp(jφ 1 )+γG 22 (n)exp(jφ 2 )=a 11 (n)+γa 22 (n)・・・(A18) y (n) = G 1 s 1 (n) exp (jφ 1) + γG 2 s 2 (n) exp (jφ 2) = a 1 s 1 (n) + γa 2 s 2 (n) ··· (A18)
ここで、 here,
1 =G 11 (n)exp(jφ 1 )・・・(A19) a 1 = G 1 s 1 ( n) exp (jφ 1) ··· (A19)
2 =G 22 (n)exp(jφ 2 )・・・(A20) a 2 = G 2 s 2 ( n) exp (jφ 2) ··· (A20)
とする。 To. 最適な補正係数γは、式(A17)で与えられ、式(A17)を(A19)および(A20)を用いて、書換えると、 Optimum correction coefficient γ is given by equation (A17), wherein the (A17) with (A19) and (A20), the rewritten,
γ=a 1 /a 2・・・(A21) γ = a 1 / a 2 ··· (A21)
となる。 To become. このとき出力信号y(n)は、式(A18)および(A21)より、 At this time, the output signal y (n) is the equation (A18) and (A21),
y(n)=a 11 (n)+(a 1 /a 2 )a 22 (n)=a 1 [s 1 (n)+s 2 (n)]・・・(A22) y (n) = a 1 s 1 (n) + (a 1 / a 2) a 2 s 2 (n) = a 1 [s 1 (n) + s 2 (n)] ··· (A22)
と表わされる。 It is expressed as.
【0027】 [0027]
γは、未知の値なので、最初は、γ=1とする。 gamma Since unknown values ​​initially, and gamma = 1. γ=1のとき、式(A18)を変形すると、 When gamma = 1, by modifying the formula (A18),
1 (n)+(a 2 /a 1 )s 2 (n)−(1/a 1 )y(n)=0・・・(A23) s 1 (n) + (a 2 / a 1) s 2 (n) - (1 / a 1) y (n) = 0 ··· (A23)
となる。 To become. 式(A23)を用いて、誤差信号e(n)を次のように定義する。 Using Equation (A23), defined error signal e (n) as follows.
【0028】 [0028]
e(n)=s 1 (n)−w 1 *2 (n)−w 2 * y(n)・・・(A24) e (n) = s 1 ( n) -w 1 * s 2 (n) -w 2 * y (n) ··· (A24)
ここで、 here,
1 * =−(a 2 /a 1 )・・・(A25) w 1 * = - (a 2 / a 1) ··· (A25)
2 * =(1/a 1 )・・・(A26) w 2 * = (1 / a 1) ··· (A26)
である。 It is. ここで、' * 'は、共役複素演算を表わす。 Here, '*' represents the conjugate complex operation.
【0029】 [0029]
(A24)をベクトルで表わすと、 Expressed in vector (A24),
e(n)=s 1 (n)−W H X(n)・・・(A27) e (n) = s 1 ( n) -W H X (n) ··· (A27)
となる。 To become. ここで、 here,
W=[w 1 、w 2T・・・(A28) W = [w 1, w 2 ] T ··· (A28)
X(n)=[s 2 (n)、y(n)] T・・・(A29) X (n) = [s 2 (n), y (n)] T ··· (A29)
である。 It is. ここで、[…] Tは、[…]の転置を示し、[…] Hは、[…]の共役転置を示す。 Here, [...] T denotes the transpose of [...], [...] H denotes the conjugate transpose of [...].
【0030】 [0030]
評価関数JをJ=Σ|e(n)| 2・・・(A30) An evaluation function J J = Σ | e (n ) | 2 ··· (A30)
とする。 To. ここで、Σは、総和を示す。 Here, sigma represents the sum. 最小2乗法とは、結局のところ、この評価関数Jを最小とするw 1とw 2とを求めることである。 Min The squares, after all, is to determine the w 1 and w 2 for the evaluation function J a minimum.
【0031】 [0031]
最適な解は、 The optimal solution,
W=R -1 r・・・(A31) W = R -1 r ··· (A31 )
として与えられる。 It is given as. ここで、 here,
R=Σ{X(n)X H (n)}・・・(A32) R = Σ {X (n) X H (n)} ··· (A32)
r=Σ{X(n)s 1 * (n)}・・・(A33) r = Σ {X (n) s 1 * (n)} ··· (A33)
である。 It is. […] -1は、[…]の逆行列を示す。 [...] -1 indicates an inverse matrix of [...].
【0032】 [0032]
式(A31)〜(A33)によって、N個のs 1 (n)、s 2 (n)、およびy(n)からWを計算する。 By equation (A31) ~ (A33), N pieces of s 1 (n), calculates the W from s 2 (n), and y (n).
【0033】 [0033]
Wを計算した後、式(A28)からw 1が得られる。 After calculating the W, w 1 can be obtained from the equation (A28). さらに、式(A25)より、w 1の複素共役をとると、−(a 2 /a 1 )が得られる。 Further, from equation (A25), taking the complex conjugate of w 1, - (a 2 / a 1) is obtained. さらに、これに、(−1)を乗算して、(a 2 /a 1 )が得られる。 Furthermore, in this, (- 1) is multiplied by, is obtained (a 2 / a 1). この得られた(a 2 /a 1 )は、式(A21)によると、補正係数γである。 The resulting (a 2 / a 1), according to Equation (A21), a correction coefficient gamma. 以上により、補正係数γが推定されたことになる。 By the above, so that the correction coefficient γ is estimated.
【0034】 [0034]
ところで、非特許文献1に記載の増幅器61および62は、線形動作することを前提としている。 Incidentally, the amplifier 61 and 62 described in Non-Patent Document 1 is assumed to be linear operation. つまり、式(A10)および(A12)に示すように、増幅器の振幅利得をG、位相変化をφとしたときに、増幅器の出力は、増幅器の入力をGexp(jφ)倍した値となる。 That is, as shown in equation (A10) and (A12), the amplitude gain of the amplifier G, when the phase change was phi, the output of the amplifier, the input of Gexp (jφ) multiplied by the value of the amplifier.
【0035】 [0035]
このような線形動作が可能な増幅器には、たとえばA級増幅器やAB級増幅器がある。 Such linear operation is possible amplifier, for example, a class A amplifier or a class AB amplifier. 図11は、A級またはAB級増幅器の入出力信号の関係を示す図である。 Figure 11 is a diagram showing the relationship between the input and output signals of the A class or AB class amplifier. 同図に示すように、これらの増幅器は、飽和特性を示す。 As shown in the figure, these amplifiers shows saturation characteristics. すなわち、増幅器の入力信号がPin以下のときには、入力信号に対して出力信号は線形性を示すが、増幅器の入力信号がPinを越えたときには、入力信号に対して出力信号は非線形を示す。 That is, when the input signal of the amplifier following Pin, the output signal relative to the input signal exhibits linearity, when the input signal of the amplifier exceeds the Pin, the output signal relative to the input signal indicates non-linear.
【0036】 [0036]
図12(a)は、入力信号の時間変化を示す。 12 (a) shows a time variation of the input signal. 同図に示すように、入力信号はは、Pinを越える時間帯がある。 As shown in the figure, the input signal is, there is a time period in excess of Pin. 図12(b)は、出力信号の時間変化を示す。 Figure 12 (b) shows a time variation of the output signal. 同図に示すように、増幅器の飽和特性によって、出力信号の振幅は削られる(クリッピング)。 As shown in the figure, by the saturation characteristic of the amplifier, the amplitude of the output signal is cut (clipping).
【0037】 [0037]
このような増幅器の飽和特性によって、出力信号の振幅が削られると、図13に示すように、出力信号は、所望の信号帯域成分外に新たな周波数成分をもつことになる。 By saturation characteristics of the amplifier, the amplitude of the output signal is cut, as shown in FIG. 13, the output signal will have a new frequency components outside the desired signal band components. このような所望の信号帯域外の周波数成分は、別の通信に影響を与えることになる。 The frequency components outside the desired signal band, such as would affect the other communication.
【0038】 [0038]
したがって、このような信号帯域外の周波数成分の発生を防止するために、図11に示すようなバックオフを設けることによって、線形領域内に動作点を設けることが必要となる。 Therefore, in order to prevent the occurrence of such a signal band frequency components, by providing a back-off as shown in FIG. 11, be provided with a operating point required for linear region.
【0039】 [0039]
【非特許文献1】 Non-Patent Document 1]
流田理一郎、府川和彦、鈴木博、「最小2乗法によるLINC用送信電力増幅器の振幅・位相バランス調整法」、電子情報通信学会技術報告、2001、Vol.101、No. Nagareda Riichiro, Kazuhiko Fukawa, Hiroshi Suzuki, "amplitude-phase balance adjustment method for LINC power amplifier according to the method of least squares", IEICE Technical Report, 2001, Vol.101, No. 436、p. 436, p. 7−12 7-12
【0040】 [0040]
【発明が解決しようとする課題】 [Problems that the Invention is to Solve
しかしながら、A級増幅器およびAB級増幅器では、一般に電力効率が低いところ、このようなバックオフを設けることによって、さらに電力効率が低下してしまう。 However, the A class amplifier and class AB amplifiers, generally at low power efficiency, by providing such a back-off, decreases more power efficient.
【0041】 [0041]
そこで、LINC方式線形増幅器における増幅器として、D級増幅器、E級増幅器、またはF級増幅器のような電力効率の高い非線形増幅器を用いることが有効と考えられる。 Therefore, as an amplifier in the LINC system linear amplifier, D-class amplifier, the use of power efficient nonlinear amplifiers, such as class E amplifier or class F amplifier, it is considered effective.
【0042】 [0042]
たとえば、D級増幅器は、非線形の動作を行なう。 For example, D-class amplifier performs the operation of the non-linear. すなわち、D級増幅器は、入力信号が0のときには、0を出力するが、入力信号が0以外のときには、入力の大きさに無関係に定振幅信号を出力する。 That, D-class amplifier, when the input signal is zero, but outputs 0 when the input signal is other than 0, independently outputs a constant amplitude signal to the magnitude of the input.
【0043】 [0043]
2台の非線形増幅器の出力振幅をそれぞれV 1 、V 2とし、位相変化をそれぞれφ 1 、φ 2とすると、V 1 =V 2 、およびφ 1 =φ 2である場合には、これらの非線形増幅器を用いたLINC方式線形増幅器は正常に動作する。 The output amplitude of the two nonlinear amplifier as V 1, V 2 respectively, each of phi 1 phase changes, when phi 2, in the case of V 1 = V 2, and phi 1 = phi 2, these non-linear LINC system linear amplifier using the amplifier operates normally.
【0044】 [0044]
一方、製造ばらつき、温度変化、または経年変化などによって、V 1 ≠V 2 、またはφ 1 ≠φ 2である場合には、正常に動作しない。 On the other hand, manufacturing variations, such as by temperature change, or aging, in the case of V 1 ≠ V 2 or φ 1 ≠ φ 2, will not work properly.
【0045】 [0045]
図14は、2台の非線形増幅器の出力振幅および位相特性にばらつきがないときの出力信号y(n)と、ばらつきがあるときの出力信号y * (n)とを示す。 Figure 14 shows an output signal when there is no variation in the output amplitude and phase characteristics of the two nonlinear amplifier y (n), the output signal when there are variations y * a (n). 同図に示すように、2台の非線形増幅器の出力振幅と位相変化が、いずれもV 1およびφ 1であるときには、一方の非線形増幅器の増幅信号y 1 (n)と、他方の非線形増幅器の増幅信号y 2 (n)とが合成されて、出力信号y(n)が得られる。 As shown in the figure, the output amplitude and phase changes of the two non-linear amplifier, when both are V 1 and phi 1 are amplified signal of one of the non-linear amplifier y 1 (n), and the other nonlinear amplifier amplifying the signal y 2 (n) and are combined, the output signal y (n) is obtained. 出力信号y(n)の大きさは、所望の値である(V 1 /V)A(n)となる。 Magnitude of the output signal y (n) becomes a desired value (V 1 / V) A ( n).
【0046】 [0046]
一方の非線形増幅器の出力振幅がV 1で位相変化がφ 1であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がV 2 (≠V 1 )で位相変化がφ 2 (≠φ 1 )のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号y 1 * (n)と、他方の非線形増幅器の増幅信号y 2 * (n)とが合成されて、出力信号y * (n)が得られる。 The output amplitude V 1 of the one of the non-linear amplifier is a phase change is phi 1, when the phase change of φ 2 (≠ φ 1) is the output amplitude V 2 of the other nonlinear amplifier (≠ V 1), of one the amplified signal y 1 * (n) of the nonlinear amplifier is amplified signal y 2 * (n) and the synthesis of other non-linear amplifier, the output signal y * (n) is obtained. 出力信号y * (n)の大きさは、所望の値である(V 1 /V)A(n)とならない。 Magnitude of the output signal y * (n) is not to be a desired value (V 1 / V) A ( n).
【0047】 [0047]
したがって、V 1 ≠V 2 、またはφ 1 ≠φ 2である場合には、非特許文献1のように補正が必要となる。 Therefore, in the case of V 1 ≠ V 2 or phi 1 ≠ phi 2, the correction is necessary as non-patent document 1. 非特許文献1の増幅器62では、式(A4)、(A11)および(A12)に示すように、出力振幅は、G 2 |γ|Vとなり、補正係数γによる補正の効果が出力振幅に現れる。 In Non-Patent Document 1 of the amplifier 62, the formula (A4), as shown in (A11) and (A12), the output amplitude, G 2 | γ | V, and the effect of correction by the correction coefficient gamma appears in the output amplitude .
【0048】 [0048]
ところが、非線形増幅器に対して、非特許文献1のような補正では、非線形増幅器の出力振幅は、補正係数γの大きさに無関係に一定であるため、補正係数γによる補正の効果は現れない。 However, with respect to the non-linear amplifier, a correction such as Non-Patent Document 1, the output amplitude of the nonlinear amplifier are the constant regardless of the magnitude of the correction coefficient gamma, the effect of correction by the correction coefficient gamma does not appear.
【0049】 [0049]
それゆえ、本発明の目的は、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができるLINC方式の線形増幅器を提供することである。 It is therefore an object of the present invention performs a linear amplification using a plurality of non-linear amplifiers operating at a higher power efficiency, even when there is an amplitude difference or phase difference between a plurality of non-linear amplifier, appropriate correction by to provide a linear amplifier for LINC system capable of outputting a value close to the desired value.
【0050】 [0050]
【課題を解決するための手段】 In order to solve the problems]
上記課題を解決するために、この発明に係わるLINC方式線形増幅器は、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備える。 In order to solve the above problems, LINC system linear amplifier according to the present invention includes a signal separation unit that separates the input signal into a plurality of constant amplitude signals, by a phase amount to the specified separated constant amplitude signals of each system a phase correction unit that performs rotation to phase correction, by amplifying the constant amplitude signal whose phase is corrected for each line, combined with the nonlinear amplifier which outputs a signal of constant amplitude, the output of the nonlinear amplifier of each system output an addition unit for outputting a signal, based on the difference amount indicating the difference in output amplitude and phase of nonlinear amplifiers of each path, so that the output signal becomes a desired value to be corrected by the phase correction unit of each system and a phase correction amount calculation unit for calculating a phase amount.
【0051】 [0051]
好ましくは、信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、nを時刻、入力信号s(n)の振幅をA(n)、各定振幅信号の振幅をV、第1系統の定振幅信号との入力信号との位相差をψ(n)、第2系統の定振幅信号との入力信号との位相差を−ψ(n)、第1系統の非線形増幅器の出力振幅をV 1 、位相変化をφ 1 、第2系統の非線形増幅器の出力振幅をV 2 、位相変化をφ 2とし、V 2 =αV 1 、φ 2 −φ 1 =Δφであって、加算部で出力される出力信号y(n)を(V 1 /V)s(n)exp(jφ 1 )とするときに、位相補正量計算部は、第1系統の位相補正部で補正すべき位相量Δθ 1 (n)を、Δθ 1 (n)=cos -1 [{A(n) 2 +V 2 −(αV) 2 }/{2A(n)V}]−ψ(n)に基づいて算出し、第2系統の位相補 Preferably, the signal separation unit separates the input signal to a constant amplitude signal of dual time n, the amplitude A (n), the amplitude of each of the constant amplitude signal V of the input signal s (n), first the phase difference between the input signal of a constant amplitude signal of the system ψ (n), the phase difference between the input signal of a constant amplitude signal of the second system -ψ (n), the output amplitude of the first system of nonlinear amplifier the V 1, 1 a phase change phi, V 2 the output amplitude of the second system of nonlinear amplifier, a phase change and phi 2, V 2 = alpha] V 1, a φ 21 = Δφ, by an adder when the output signal y output a (n) and (V 1 / V) s ( n) exp (jφ 1), the phase correction amount calculation unit, a phase amount to be corrected by the phase correction unit of the first system [Delta] [theta] 1 and (n), Δθ 1 (n ) = cos -1 [{a (n) 2 + V 2 - (αV) 2} / {2A (n) V}] - ψ calculated on the basis of the (n) , phase complement of the second system 部で補正すべき位相量Δθ 2 (n)を、Δθ 2 (n)=ψ(n)−cos -1 [{A(n) 2 +(αV) 2 −V 2 }/{2αA(n)V}]−Δφに基づいて算出する。 The phase amount [Delta] [theta] 2 (n) to be corrected in part, Δθ 2 (n) = ψ (n) -cos -1 [{A (n) 2 + (αV) 2 -V 2} / {2αA (n) V}] - calculated based on [Delta] [phi.
【0052】 [0052]
好ましくは、位相補正量計算部は、x=[{A(n) 2 +V 2 −(αV) 2 }/{2A(n)V}]としたときに、x>1のときに、cos -1 (x)=0として、Δθ 1 (n)を算出し、x<−1のときに、cos -1 (x)=πとして、Δθ 1 (n)を算出し、x=[{A(n) 2 +(αV) 2 −V 2 }/{2αA(n)V}]としたときに、x>1のときに、cos -1 (x)=0として、Δθ 2 (n)を算出し、x<−1のときに、cos -1 (x)=πとして、Δθ 2 (n)を算出する。 Preferably, the phase correction amount calculation unit, x = - when the [{A (n) 2 + V 2 (αV) 2} / {2A (n) V}], when x> 1, cos - as 1 (x) = 0, to calculate [Delta] [theta] 1 a (n), when x <-1, as cos -1 (x) = π, and calculates Δθ 1 (n), x = [{a ( when a n) 2 + (αV) 2 -V 2} / {2αA (n) V}], calculated when the x> 1, the cos -1 (x) = 0, Δθ 2 a (n) and, when x <-1, as cos -1 (x) = π, and calculates [Delta] [theta] 2 a (n).
【0053】 [0053]
好ましくは、LINC方式線形増幅器は、さらに、出力信号と、位相補正された第1系統の定振幅信号と、位相補正された第2系統の定振幅信号とに基づいて、最小2乗法によって、αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備える。 Preferably, LINC system linear amplifier further, an output signal, a constant amplitude signal of the first system which is phase-corrected, based on a constant amplitude signal of the second system that is phase-corrected by the least squares method, alpha and a unbalance estimation unit that estimates a [Delta] [phi.
【0054】 [0054]
また、この発明に係わるLINC方式線形増幅器は、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、第1系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の定振幅信号または位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、各系統の振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、第1系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差を、位相補正部で補正すべき位相量として位相補正部に与える指定部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値とな Moreover, LINC system linear amplifier according to the present invention includes a signal separation unit that separates the input signal into a plurality of constant amplitude signals, by a phase amount to a specified constant amplitude signal separated for each line except the first line rotation and to amplify a phase correcting unit for performing phase correction, a constant amplitude signal or phase corrected constant amplitude signals for each line, a nonlinear amplifier which outputs a signal of constant amplitude, the amplitude of the output of the nonlinear amplifier of each system an amplitude attenuation unit for the specified amount of attenuation attenuates synthesizes the output of the amplitude attenuation of the line, an adder which outputs as an output signal, the phase change of the first system of nonlinear amplifier, for each system the difference between the phase change of the nonlinear amplifier, based a designation section that gives a phase correction section as a phase amount to be corrected by the phase correction unit, the difference amount indicating the difference between the output amplitude of the non-linear amplifier of each system, the output signal It a desired value ように、各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備える。 As such, and a amplitude attenuation amount calculation unit for calculating an attenuation amount to be attenuated in the amplitude reduction unit.
【0055】 [0055]
好ましくは、信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、nを時刻、入力信号s(n)の振幅をA(n)、各定振幅信号の振幅をV、第1系統の定振幅信号と入力信号との位相差をψ(n)、第2系統の定振幅信号と入力信号との位相差を−ψ(n)、第1系統の非線形増幅器の出力振幅をV 1 、位相変化をφ 1 、第2系統の非線形増幅器の出力振幅をV 2 、位相変化をφ 2 、第1系統の振幅減衰部による振幅減衰量をβ 1 、第2系統の振幅減衰部による振幅減衰量をβ 2とし、V 2 =αV 1 、φ 2 −φ 1 =Δφであって、加算部で出力される出力信号y(n)を(V 1 /V)β 1 s(n)exp(jφ 1 )とするときに、位相補正部は、第2系統の定振幅信号を−Δφだけ回転し、振幅減衰量計算部は、(β 1 /β 2 )=αの関係を満たす Preferably, the signal separation unit separates the input signal to a constant amplitude signal of dual time n, the amplitude A (n), the amplitude of each of the constant amplitude signal V of the input signal s (n), first the phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the system ψ (n), the phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the second system -ψ (n), the output amplitude of the non-linear amplifier of the first system V 1, 1 a phase change phi, V 2 the output amplitude of the second system of nonlinear amplifier, 2 a phase change phi, 1 the amplitude attenuation β by the amplitude attenuation of the first line, by the amplitude attenuation of the second line the amplitude attenuation and β 2, V 2 = αV 1 , φ 2 -φ 1 = a [Delta] [phi, the output signal y output by the adding section (n) (V 1 / V ) β 1 s (n) when the exp (jφ 1), the phase correction unit, a constant amplitude signal of the second system rotated by -Derutafai, amplitude attenuation amount calculating unit satisfy the relationship of (β 1 / β 2) = α うに、β 1およびβ 2を算出する。 Sea urchin, to calculate the beta 1 and beta 2.
【0056】 [0056]
好ましくは、振幅減衰量計算部は、α=1のときに、β 1 =1、かつβ 2 =1とし、α<1のときに、β 1 =α、かつβ 2 =1とし、α>1のときに、β 1 =1、かつβ 2 =1/αとする。 Preferably, the amplitude attenuation amount calculation unit, when the alpha = 1, and beta 1 = 1 and β 2 = 1,, α <when 1, beta 1 = alpha, and the β 2 = 1, α> when the 1, β 1 = 1, and the β 2 = 1 / α.
【0057】 [0057]
好ましくは、LINC方式線形増幅器は、さらに、出力信号と、第1系統の定振幅信号と、第2系統の定振幅信号とに基づいて、最小2乗法によって、αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備える。 Preferably, LINC system linear amplifier further, an output signal, a constant amplitude signal of the first system, on the basis of a constant amplitude signal of the second system, by the least squares method, unbalance estimation to estimate α and Δφ It provided with a part.
【0058】 [0058]
以上のように、この発明に係るLINC方式線形増幅器によれば、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値を出力することができる。 As described above, according to the LINC system linear amplifier according to the present invention performs linear amplification using a plurality of non-linear amplifiers operating at a higher power efficiency, amplitude difference or phase difference between a plurality of non-linear amplifier in some case, it is possible to output a desired value by a suitable correction.
【0059】 [0059]
【発明の実施の形態】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【0060】 [0060]
<第1の実施形態> <First embodiment>
本実施の形態は、2系統の定振幅信号の位相を補正するLINC方式線形増幅器に関する。 The present embodiment relates to LINC system linear amplifier to correct the constant amplitude signal of the phase of the two systems.
【0061】 [0061]
図1は、第1の実施形態に係るLINC方式線形増幅器の構成を示す。 Figure 1 shows the structure of a LINC system linear amplifier according to the first embodiment. 同図を参照して、このLINC方式線形増幅器100は、信号分離部11と、位相補正部12,13と、非線形増幅器14,15と、加算器16と、位相補正量計算部17と、アンバランス推定部18とを含む。 With reference to the figure, a LINC system linear amplifier 100 includes a signal separator 11, a phase correction unit 12, a nonlinear amplifier 15, an adder 16, a phase correction amount calculation unit 17, Anne and a balance estimation unit 18. なお、このLINC方式線形増幅器100は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。 Incidentally, the LINC system linear amplifier 100, a frequency conversion unit, an analog - digital converter unit, a digital - analog conversion unit, but also includes such quadrature modulation unit, these operations, so trivial ones, here, description thereof will be omitted.
【0062】 [0062]
信号分離部11には、入力信号s(n)が入力される。 The signal separation unit 11, the input signal s (n) is input. 入力信号s(n)は、複素信号であり、 Input signal s (n) is a complex signal,
s(n)=A(n)exp(jθ(n))・・・(B1) s (n) = A (n) exp (jθ (n)) ··· (B1)
と表わせる。 And it can be expressed. ここで、nは時刻、A(n)は、s(n)の振幅、θ(n)は、s(n)の位相である。 Here, n is the time, A (n), the amplitude of s (n), θ (n) is the phase of s (n).
【0063】 [0063]
信号分離部11は、入力信号s(n)を、次のように二系統の定振幅信号s 1 (n)とs 2 (n)とに分離する。 Signal separator 11, the input signal s (n), separated to a constant amplitude signal s 1, as follows two systems and (n) s 2 and (n).
【0064】 [0064]
s(n)=s 1 (n)+s 2 (n)・・・(B2) s (n) = s 1 ( n) + s 2 (n) ··· (B2)
1 (n)=Vexp[j(θ(n)+ψ(n))]・・・(B3) s 1 (n) = Vexp [ j (θ (n) + ψ (n))] ··· (B3)
2 (n)=Vexp[j(θ(n)−ψ(n))]・・・(B4) s 2 (n) = Vexp [ j (θ (n) -ψ (n))] ··· (B4)
式(B1)、(B3)、および(B4)を式(B2)に代入することにより、 Equation (B1), by substituting the equation (B2) a (B3), and (B4),
A(n)exp(jθ(n)) A (n) exp (jθ (n))
=Vexp(jθ(n))(exp(jψ(n))+exp(−jψ(n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n)) + exp (-jψ (n))
=2Vcos(ψ(n))exp(jθ(n))・・・(B5) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) ··· (B5)
となるので、V m =2Vとすると、 Since the, when V m = 2V,
ψ(n)=cos -1 (A(n)/V m )・・・(B6) ψ (n) = cos -1 ( A (n) / V m) ··· (B6)
となる。 To become. なお、V mは、s(n)の最大振幅であるmax[A(n)]以上に設定する必要がある。 Incidentally, V m should be at least max [A (n)] is the maximum amplitude of s (n).
【0065】 [0065]
位相補正部12は、定振幅信号s 1 (n)の位相を、位相補正量計算部17から出力される位相補正量Δθ 1 (n)だけ回転して、補正された定振幅信号s 1 '(n)を出力する。 Phase corrector 12, the phase of constant amplitude signals s 1 (n), rotated by the phase correction amount [Delta] [theta] 1 which is output from the phase correction amount calculation section 17 (n), corrected constant amplitude signals s 1 ' and it outputs a (n).
【0066】 [0066]
1 '(n)=s 1 (n)exp(j(Δθ 1 (n))・・・・(B7) s 1 '(n) = s 1 (n) exp (j (Δθ 1 (n)) ···· (B7)
と表わされる。 It is expressed as.
【0067】 [0067]
位相補正部13は、定振幅信号s 2 (n)の位相を、位相補正量計算部17から出力される位相補正量Δθ 2 (n)だけ回転して、補正された定振幅信号s 2 '(n)を出力する。 Phase correcting section 13, the phase of constant amplitude signals s 2 (n), rotated by the phase correction amount [Delta] [theta] 2 outputted from the phase correction amount calculation section 17 (n), corrected constant amplitude signal s 2 ' and it outputs a (n).
【0068】 [0068]
2 '(n)=s 2 (n)exp(j(Δθ 2 (n))・・・・(B8) s 2 '(n) = s 2 (n) exp (j (Δθ 2 (n)) ···· (B8)
と表わされる。 It is expressed as.
【0069】 [0069]
非線形増幅器14は、補正された定振幅信号s 1 '(n)を増幅して、第1系統の増幅信号y 1 (n)を出力する。 Nonlinear amplifier 14 amplifies the corrected constant amplitude signals s 1 '(n), and outputs the amplified signal y 1 of the first system (n). 非線形増幅器14の振幅利得を(V 1 /V)とし、位相変化をφ 1とする。 The amplitude gain of the nonlinear amplifier 14 and (V 1 / V), the phase change phi 1. 第1系統の増幅信号y 1 (n)は、 Amplifying the signal y 1 of the first system (n) is
1 (n)=V 1 [j(θ(n)+ψ(n)+Δθ 1 (n)+φ 1 )]・・・(B9) y 1 (n) = V 1 [j (θ (n) + ψ (n) + Δθ 1 (n) + φ 1)] ··· (B9)
と表わされる。 It is expressed as.
【0070】 [0070]
非線形増幅器15は、補正された定振幅信号s 2 '(n)を増幅して、第2系統の増幅信号y 2 (n)を出力する。 Nonlinear amplifier 15 amplifies the corrected constant amplitude signal s 2 '(n), and outputs the amplified signal y 2 of the second system (n). 非線形増幅器15の振幅利得を(V 2 /V)とし、位相変化をφ 2とする。 The amplitude gain of the non-linear amplifier 15 and (V 2 / V), the phase change phi 2. 第2系統の増幅信号y 2 (n)は、 Amplifying the signal y 2 of the second system (n) is
2 (n)=V 2 [j(θ(n)−ψ(n)+Δθ 2 (n)+φ 2 )]・・・(B10) y 2 (n) = V 2 [j (θ (n) -ψ (n) + Δθ 2 (n) + φ 2)] ··· (B10)
と表わされる。 It is expressed as.
【0071】 [0071]
加算器16は、第1系統の増幅信号y 1 (n)と第2系統の増幅信号y 2 (n)とを加算して、出力信号y(n)を出力する。 The adder 16, the amplified signal y 1 of the first system and (n) by adding the amplified signal y 2 of the second system (n), and outputs an output signal y (n). 出力信号y(n)は、次のように表わされる。 Output signal y (n) is expressed as follows.
【0072】 [0072]
y(n)=y 1 (n)+y 2 (n)=V 1 [j(θ(n)+ψ(n)+Δθ 1 (n)+φ 1 )]+V 2 [j(θ(n)−ψ(n)+Δθ 2 (n)+φ 2 )]・・・(B11) y (n) = y 1 ( n) + y 2 (n) = V 1 [j (θ (n) + ψ (n) + Δθ 1 (n) + φ 1)] + V 2 [j (θ (n) -ψ ( n) + Δθ 2 (n) + φ 2)] ··· (B11)
ここで、非線形増幅器14および非線形増幅器15の出力振幅V 1 、V 2 、および、位相変化φ 1 、φ 2には、次の関係があるとする。 Here, the output amplitude V 1, V 2 of the non-linear amplifier 14 and the non-linear amplifier 15, and the phase change phi 1, the phi 2 is the following relationship.
【0073】 [0073]
2 =αV 1・・・(B12) V 2 = αV 1 ··· (B12 )
φ 2 =φ 1 +Δφ・・・(B13) φ 2 = φ 1 + Δφ ··· (B13)
位相補正量計算部17は、以下のようにして、アンバランス推定部18で推定されたαとΔφに基づいて、位相補正量Δθ 1 (n)およびΔθ 2 (n)を算出する。 Phase correction amount calculation unit 17, as follows, based on the estimated α and Δφ unbalanced estimator 18 calculates a phase correction amount [Delta] [theta] 1 (n) and Δθ 2 (n). なお、αとΔφが推定される前には、Δθ 1 (n)=0、Δθ 2 (n)=0としておく。 Before the α and Δφ is estimated, Δθ 1 (n) = 0 , keep the Δθ 2 (n) = 0.
【0074】 [0074]
位相補正部12および13による補正によって、適切に補正されている場合には、出力信号y(n)は、所望の値、たとえば、 By the correction by the phase correction section 12 and 13, if it is properly corrected, the output signal y (n) is the desired value, for example,
y(n)=(V 1 /V)s(n)exp(jφ 1 )・・・(B14) y (n) = (V 1 / V) s (n) exp (jφ 1) ··· (B14)
と表わされる。 It is expressed as.
【0075】 [0075]
式(B1)、(B12)および(B13)により、式(B11)および(B14)を整理すると、次式が成り立つ。 Equation (B1), by (B12) and (B13), and rearranging the formula (B11) and (B14), the following expression holds.
【0076】 [0076]
A(n)=Vexp[j(ψ(n)+Δθ 1 (n)]+αVexp[j(−ψ(n)+Δθ 2 (n)+Δφ]・・・(B15) A (n) = Vexp [j (ψ (n) + Δθ 1 (n)] + αVexp [j (-ψ (n) + Δθ 2 (n) + Δφ] ··· (B15)
式(B15)の関係を図示すると、図3のようになる。 To illustrate the relationship of the formula (B15), it is shown in Figure 3. 図3に示す幾何的な関係に、三角関数の余弦定理を利用すると、Δθ 1 (n)およびΔθ 2 (n)は、次のように表わされる。 The geometric relationship shown in FIG. 3, utilizing the cosine theorem of the trigonometric function, the [Delta] [theta] 1 (n) and [Delta] [theta] 2 (n), is expressed as follows.
【0077】 [0077]
Δθ 1 (n)=cos -1 [{A(n) 2 +V 2 −(αV) 2 }/{2A(n)V}]−ψ(n)・・・(B16) Δθ 1 (n) = cos -1 [{A (n) 2 + V 2 - (αV) 2} / {2A (n) V}] - ψ (n) ··· (B16)
Δθ 2 (n)=ψ(n)−cos -1 [{A(n) 2 +(αV) 2 −V 2 }/{2αA(n)V}]−Δφ・・・(B17) Δθ 2 (n) = ψ ( n) -cos -1 [{A (n) 2 + (αV) 2 -V 2} / {2αA (n) V}] - Δφ ··· (B17)
ただし、式(B16)における、cos -1 (x)において、x>1のときには、強制的にcos -1 (x)=0とし、x<−1のときには、強制的にcos -1 (x)=πとすることによって、計算値が異常になるのを防止する。 However, in the formula (B16), in cos -1 (x), when x> 1 is forcibly set to cos -1 (x) = 0, when x <-1 forcibly cos -1 (x ) = by a [pi, calculated value is prevented from becoming abnormal. ここで、x=[{A(n) 2 +V 2 −(αV) 2 }/{2A(n)V}]である。 Here, x = - a [{A (n) 2 + V 2 (αV) 2} / {2A (n) V}].
【0078】 [0078]
また、式(B17)における、cos -1 (x)において、x>1のときには、強制的にcos -1 (x)=0とし、x<−1のときには、強制的にcos -1 (x)=πとすることによって、計算値が異常になるのを防止する。 Further, in the formula (B17), in cos -1 (x), when x> 1 is forcibly set to cos -1 (x) = 0, when x <-1 forcibly cos -1 (x ) = by a [pi, calculated value is prevented from becoming abnormal. ここで、x=[{A(n) 2 +(αV) 2 −V 2 }/{2αA(n)V}]である。 Here, a x = [{A (n) 2 + (αV) 2 -V 2} / {2αA (n) V}].
【0079】 [0079]
つまり、位相補正量計算部17は、各時刻nごとに、式(B16)および(B17)によって、位相補正量Δθ 1 (n)およびΔθ 2 (n)を算出し、位相補正部12および13は、式(B7)および(B8)のように、それぞれの定振幅信号をこの算出された位相補正量Δθ 1 (n)またはΔθ 2 (n)だけ回転する。 That is, the phase correction amount calculation unit 17, for each time n, by the formula (B16) and (B17), calculates the phase correction amount [Delta] [theta] 1 (n) and [Delta] [theta] 2 (n), the phase correction section 12 and 13 , as in equation (B7) and (B8), rotates by each of the calculated phase correction amount [Delta] [theta] a constant amplitude signal 1 (n) or Δθ 2 (n).
【0080】 [0080]
図2は、y 1 * (n)、y 2 * (n)、およびy * (n)と、y 1 (n)、y 2 (n)、およびy(n)の相違を示す図である。 2, y 1 * (n), y 2 * (n), and y * (n), and is a diagram showing a difference of y 1 (n), y 2 (n), and y (n) .
【0081】 [0081]
図14に示したように、一方の非線形増幅器の出力振幅がV 1で位相変化がφ 1であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がV 2で位相変化がφ 2のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号y 1 * (n)と、他方の非線形増幅器の増幅信号y 2 * (n)とが合成されて、出力信号y * (n)が得られる。 As shown in FIG. 14, one of the output amplitude of the non-linear amplifier is 1 phase changes phi at V 1, when a phase change is phi 2 is output amplitude of the other non-linear amplifier V 2, one of the nonlinear amplifier the amplified signal y 1 * (n), and amplifies the signal y 2 * (n) and is synthesized in the other non-linear amplifier, the output signal y * (n) is obtained. 出力信号y * (n)の大きさは、所望の値である(V 1 /V)A(n)とならない。 Magnitude of the output signal y * (n) is not to be a desired value (V 1 / V) A ( n).
【0082】 [0082]
位相補正部12による位相補正によって、非線形増幅器14の増幅信号y 1 (n)は、補正なしの増幅信号y 1 * (n)をΔθ 1 (n)だけ回転したものとなる。 By the phase correction by the phase correction unit 12, the amplified signal y 1 of the non-linear amplifier 14 (n) is such as to rotate the uncorrected amplified signal y 1 * a (n) by [Delta] [theta] 1 (n). 位相補正部13による補正によって、非線形増幅器15の増幅信号y 2 (n)は、補正なしの増幅信号y 2 * (n)をΔθ 2 (n)だけ回転したものとなる。 By the correction by the phase corrector 13, the amplified signal y 2 of a nonlinear amplifier 15 (n) is such as to rotate the amplified signal y 2 * without correction (n) is only [Delta] [theta] 2 (n). この2つの非線形増幅器の増幅信号y 1 (n)とy 2 (n)とが合成されて出力信号y(n)が得られる。 The amplified signals of the two non-linear amplifiers y 1 (n) and y 2 (n) and is the synthesized output signal y (n) is obtained.
【0083】 [0083]
位相補正部12および13による位相補正によって、出力信号y(n)の出力振幅と位相を所望の値に設定することができる。 By the phase correction by the phase correction section 12 and 13, the output amplitude and the phase of the output signal y (n) can be set to a desired value.
【0084】 [0084]
つまり、出力信号y(n)の出力振幅(つまり、ベクトルの大きさ)は、増幅信号y 1 (n)と増幅信号y 2 (n)との位相差(つまり、ベクトルのなす角度)に依存する。 That is, the output amplitude of the output signal y (n) (i.e., the magnitude of the vector), the phase difference between the amplified signal y 1 (n) and the amplified signal y 2 (n) (i.e., the angle of the vector) depending on to. したがって、位相補正部12および13による位相補正によって、増幅信号y 1 (n)とy 2 (n)の位相差を調整することで、出力信号y(n)の出力振幅を所望の値に設定することができる。 Accordingly, the phase correction by the phase correction section 12 and 13, by adjusting the phase difference between the amplified signal y 1 (n) and y 2 (n), sets the output amplitude of the output signal y (n) to a desired value can do.
【0085】 [0085]
また、出力信号y(n)の位相(つまり、ベクトルの方向)は、増幅信号y 1 (n)の位相(つまり、ベクトルの方向)と増幅信号y 2 (n)の位相(つまり、ベクトルの方向)とに依存する。 Further, the output signal y (n) phase (i.e., the direction of the vector) are amplified signal y 1 (n) of the phase (i.e., the direction of the vector) of the amplified signal y 2 (n) and phase (i.e., the vector It depends on the direction). したがって、位相補正部12および13による位相補正によって、増幅信号y 1 (n)の位相とy 2 (n)の位相とを調整することで、出力信号y(n)の位相を所望の値に設定することができる。 Accordingly, the phase correction by the phase correction section 12 and 13, by adjusting the phase of the phase and y 2 of the amplified signal y 1 (n) (n) , the phase of the output signal y (n) to a desired value it can be set.
【0086】 [0086]
以上のように位相補正部12による位相補正量Δθ 1 (n)およびΔθ 2 (n)は、出力信号y(n)の出力振幅と位相とを同時に補正するための補正量である。 Above phase correction amount [Delta] [theta] 1 by the phase correction section 12 (n) and [Delta] [theta] 2 (n) as is a correction amount for correcting the output amplitude and the phase of the output signal y (n) at the same time.
【0087】 [0087]
ただし、位相補正が可能なのは、入力信号s(n)の振幅A(n)と、2つの非線形増幅器の出力振幅の差ΔV=|V 2 −V 1 |との間に、A(n)≧ΔVという条件が満たされているときに限られる。 However, the possible phase correction, the amplitude A (n) of the input signal s (n), 2 single difference between the output amplitude of the nonlinear amplifier ΔV = | V 2 -V 1 | between, A (n) ≧ limited when the conditions are met that ΔV. 以下にこの理由について説明する。 The following explains the reason.
【0088】 [0088]
たとえば、入力信号の振幅A(n)=0のときには、図4(a)に示すように、第1系統の定振幅信号s 1 (n)と第2系統の定振幅信号s 2 (n)の位相差はπである。 For example, the amplitude A of the input signal (n) = when 0, as shown in FIG. 4 (a), a constant amplitude signal of the first system s 1 (n) and the constant amplitude signal s 2 of the second system (n) is the phase difference is π. また、入力信号の振幅A(n)=0なので、出力信号y(n)=0とならなければならない。 Further, since the amplitude A (n) = 0 of the input signal, must become the output signal y (n) = 0.
【0089】 [0089]
一方、第1系統の非線形増幅器14によって、増幅信号y 1 (n)は、V 1となり、第2系統の非線形増幅器15によって、増幅信号y 2 (n)は、V 2となり、位相補正によって得られる出力信号y(n)の最小値は、図4(b)に示すように、(V 2 −V 1 )である。 On the other hand, obtained by non-linear amplifier 14 of the first system, the amplified signal y 1 (n) is, V 1, and the by a nonlinear amplifier 15 of the second system, the amplified signal y 2 (n) is, V 2, and the by the phase correction minimum value of the output signal y (n) which is, as shown in FIG. 4 (b), a (V 2 -V 1). したがって、この場合には、位相補正によっては、出力信号y(n)=0にすることができない。 Therefore, in this case, by phase correction, it is impossible to output the signal y (n) = 0.
【0090】 [0090]
さらに、より一般的に説明すると次のようになる。 Further, and it will be described below more generally. 出力信号y(n)が式(B14)のように表されるときには、出力信号y(n)の振幅は(V 1 /V)A(n)となる。 When the output signal y (n) is expressed by the formula (B14), the amplitude of the output signal y (n) becomes (V 1 / V) A ( n).
【0091】 [0091]
したがって、この出力信号y(n)の振幅(V 1 /V)A(n)は、位相補正による出力信号の振幅の最小値であるΔV以上でなければならない。 Therefore, the amplitude (V 1 / V) A ( n) of the output signal y (n) must be ΔV or more a minimum value of the amplitude of the output signal by the phase correction. つまり、(V 1 /V)A(n)≧ΔVでなければならない。 That must be (V 1 / V) A ( n) ≧ ΔV. 任意のV 1 (>V)について、これが成り立つためには、A(n)≧ΔVでなければならない。 For any V 1 (> V), which is to hold must be A (n) ≧ ΔV.
【0092】 [0092]
アンバランス推定部18は、s 1 '(n)、s 2 '(n)、およびy(n)より、最小2乗法を利用して、α、およびΔφを算出する。 Imbalance estimation unit 18, s 1 '(n), s 2' (n), and from y (n), by using the least squares method, alpha, and calculates the [Delta] [phi. このαとΔφの算出は、温度変化や経年変化に対応するために、適当な時間間隔で行なうものとする。 The calculation of the α and Δφ, in order to cope with temperature variation and aging, which shall be performed at appropriate time intervals.
【0093】 [0093]
以下に、この最小2乗法について説明する。 The following describes the method of least squares.
まず、式(B11)を、式(B3)および(B4)により書換えると、 First, the equation (B11), the rewritten by the equation (B3) and (B4),
y(n)=(V 1 /V)s 1 (n)exp(jΔθ 1 (n))exp(jφ 1 )+(V 2 /V)s 2 (n)exp(jΔθ 2 (n))exp(jφ 2 )・・・(B18) y (n) = (V 1 / V) s 1 (n) exp (jΔθ 1 (n)) exp (jφ 1) + (V 2 / V) s 2 (n) exp (jΔθ 2 (n)) exp (jφ 2) ··· (B18)
ここで、 here,
1 '(n)=s 1 (n)exp(jΔθ 1 (n))・・・(B19) s 1 '(n) = s 1 (n) exp (jΔθ 1 (n)) ··· (B19)
2 '(n)=s 2 (n)exp(jΔθ 2 (n))・・・(B20) s 2 '(n) = s 2 (n) exp (jΔθ 2 (n)) ··· (B20)
とすると、出力信号y(n)は、 When the output signal y (n)
y(n)=(V 1 /V)s 1 '(n)exp(jφ 1 )+(V 2 /V)s 2 '(n)exp(jφ 2 )・・・(B21) y (n) = (V 1 / V) s 1 '(n) exp (jφ 1) + (V 2 / V) s 2' (n) exp (jφ 2) ··· (B21)
となる。 To become. さらに、 further,
1 =(V 1 /V)exp(jφ 1 )・・・(B22) b 1 = (V 1 / V ) exp (jφ 1) ··· (B22)
2 =(V 2 /V)exp(jφ 2 )・・・(B23) b 2 = (V 2 / V ) exp (jφ 2) ··· (B23)
とすると、出力信号y(n)は、 When the output signal y (n)
y(n)=b 11 '(n)+b 22 '(n)・・・(B24) y (n) = b 1 s 1 '(n) + b 2 s 2' (n) ··· (B24)
と表わされる。 It is expressed as. 式(B24)を変形すると、 By transforming equation (B24),
1 '(n)+(b 2 /b 1 )s 2 '(n)−(1/b 1 )y(n)=0・・・(B25) s 1 '(n) + ( b 2 / b 1) s 2' (n) - (1 / b 1) y (n) = 0 ··· (B25)
となる。 To become. 式(B25)を用いて、誤差信号e(n)を次のように定義する。 Using equation (B25), defined error signal e (n) as follows.
【0094】 [0094]
e(n)=s 1 '(n)−w 1 *2 '(n)−w 2 * y(n)・・・(B26) e (n) = s 1 ' (n) -w 1 * s 2' (n) -w 2 * y (n) ··· (B26)
ここで、 here,
1 * =−(b 2 /b 1 )・・・(B27) w 1 * = - (b 2 / b 1) ··· (B27)
2 * =(1/b 1 )・・・(B28) w 2 * = (1 / b 1) ··· (B28)
である。 It is. ここで、' * 'は、共役複素演算を表わす。 Here, '*' represents the conjugate complex operation.
【0095】 [0095]
(B26)をベクトルで表わすと、 Expressed in vector (B26),
e(n)=s 1 '(n)−W H X(n)・・・(B29) e (n) = s 1 ' (n) -W H X (n) ··· (B29)
となる。 To become. ここで、 here,
W=[w 1 、w 2T・・・(B30) W = [w 1, w 2 ] T ··· (B30)
X(n)=[s 2 '(n)、y(n)] T・・・(B31) X (n) = [s 2 '(n), y (n)] T ··· (B31)
である。 It is. ここで、[…] Tは、[…]の転置を示し、[…] Hは、[…]の共役転置を示す。 Here, [...] T denotes the transpose of [...], [...] H denotes the conjugate transpose of [...].
【0096】 [0096]
評価関数JをJ=Σ|e(n)| 2・・・(B32) An evaluation function J J = Σ | e (n ) | 2 ··· (B32)
とする。 To. ここで、Σは、総和を示す。 Here, sigma represents the sum. 最小2乗法とは、結局のところ、この評価関数Jを最小とするw 1とw 2とを求めることである。 Min The squares, after all, is to determine the w 1 and w 2 for the evaluation function J a minimum.
【0097】 [0097]
最適な解は、 The optimal solution,
W=R -1 r・・・(B33) W = R -1 r ··· (B33 )
として与えられる。 It is given as. ここで、 here,
R=Σ{X(n)X H (n)}・・・(B34) R = Σ {X (n) X H (n)} ··· (B34)
r=Σ{X(n)s 1 ' * (n)}・・・(B35) r = Σ {X (n) s 1 '* (n)} ··· (B35)
である。 It is. […] -1は、[…]の逆行列を示す。 [...] -1 indicates an inverse matrix of [...].
【0098】 [0098]
式(B33)〜(B35)によって、N個のs 1 '(n)、s 2 '(n)、およびy(n)からWを計算する。 By equation (B33) ~ (B35), N pieces of s 1 '(n), s 2' (n), and calculates the W from y (n).
【0099】 [0099]
Wを計算した後、式(B30)からw 1が得られる。 After calculating the W, w 1 can be obtained from the equation (B30). さらに、式(B27)より、w 1の複素共役をとると、−(b 2 /b 1 )が得られる。 Further, from equation (B27), taking the complex conjugate of w 1, - (b 2 / b 1) is obtained. さらに、これに、(−1)を乗算して、(b 2 /b 1 )が得られる。 Furthermore, in this, (- 1) is multiplied by, is obtained (b 2 / b 1).
【0100】 [0100]
(B12)、(B13)、(B22)および(B23)より、 (B12), from (B13), (B22) and (B23),
(b 2 /b 1 )=(V 2 /V 1 )exp(jφ 2 )/exp(jφ 1 )=αexp(jΔφ)・・・(B36) (B 2 / b 1) = (V 2 / V 1) exp (jφ 2) / exp (jφ 1) = αexp (jΔφ) ··· (B36)
が成り立つ。 It holds. したがって、得られた(b 2 /b 1 )の絶対値がαであり、位相がΔφとなる。 Therefore, the absolute value of the resulting (b 2 / b 1) is alpha, the phase is [Delta] [phi. 以上により、αとΔφとが得られたことになる。 Thus, so that the α and Δφ is obtained.
【0101】 [0101]
以上のように、本実施の形態に係るLINC方式線形増幅器によれば、位相補正部12および13によって、2系統の定振幅信号の位相を補正することによって、補正を行なわない場合と比べて、出力信号の波形歪み、すなわち、実際の出力信号と所望の出力信号との差を小さくすることができ、その結果、出力信号の帯域外成分を小さくすることができる。 As described above, according to the LINC system linear amplifier according to the present embodiment, the phase correction section 12 and 13, by correcting the constant amplitude signal of the phase of the two systems, as compared with the case where no correction, waveform distortion of the output signal, i.e., it is possible to reduce the difference between the actual output signal and the desired output signal, as a result, it is possible to reduce out-of-band components of the output signal.
【0102】 [0102]
<第2の実施形態> <Second Embodiment>
本実施の形態は、1系統の定振幅信号の位相を補正するとともに、2系統の非線形増幅器の出力信号の振幅を減衰させるLINC方式線形増幅器に関する。 This embodiment, as well as correcting the constant amplitude signal of the phase of one system, to LINC system linear amplifiers for attenuating the amplitude of the output signal of the nonlinear amplifier of two systems.
【0103】 [0103]
図5は、第2の実施形態に係るLINC方式の線形増幅器の構成を示す。 Figure 5 shows the structure of a linear amplifier for LINC system according to the second embodiment. 同図を参照して、このLINC方式線形増幅器200は、信号分離部11と、位相補正部21と、非線形増幅器14,15と、振幅減衰部24,25と、加算器16と、アンバランス推定部22と、振幅減衰量計算部23と、乗算器26とを含む。 With reference to the figure, a LINC system linear amplifier 200 includes a signal separator 11, a phase correction unit 21, a nonlinear amplifier 15, the amplitude attenuation section 24, an adder 16, unbalanced estimated includes a section 22, the amplitude attenuation amount calculation unit 23, a multiplier 26. なお、このLINC方式線形増幅器200は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。 Incidentally, the LINC system linear amplifier 200, a frequency converter, an analog - digital converter unit, a digital - analog conversion unit, but also includes such quadrature modulation unit, these operations, so trivial ones, here, description thereof will be omitted.
【0104】 [0104]
信号分離部11には、入力信号s(n)が入力される。 The signal separation unit 11, the input signal s (n) is input. 入力信号s(n)は、複素信号であり、 Input signal s (n) is a complex signal,
s(n)=A(n)exp(jθ(n))・・・(C1) s (n) = A (n) exp (jθ (n)) ··· (C1)
と表わせる。 And it can be expressed. ここで、nは時刻、A(n)は、s(n)の振幅、θ(n)は、s(n)の位相である。 Here, n is the time, A (n), the amplitude of s (n), θ (n) is the phase of s (n).
【0105】 [0105]
信号分離部11は、入力信号s(n)を、次のように二系統の定振幅信号s 1 (n)とs 2 (n)とに分離する。 Signal separator 11, the input signal s (n), separated to a constant amplitude signal s 1, as follows two systems and (n) s 2 and (n).
【0106】 [0106]
s(n)=s 1 (n)+s 2 (n)・・・(C2) s (n) = s 1 ( n) + s 2 (n) ··· (C2)
1 (n)=Vexp[j(θ(n)+ψ(n))]・・・(C3) s 1 (n) = Vexp [ j (θ (n) + ψ (n))] ··· (C3)
2 (n)=Vexp[j(θ(n)−ψ(n))]・・・(C4) s 2 (n) = Vexp [ j (θ (n) -ψ (n))] ··· (C4)
式(C1)、(C3)、および(C4)を式(C2)に代入することにより、A(n)exp(jθ(n))=Vexp(jθ(n))(exp(jψ(n))+exp(−jψ(n))=2Vcos(ψ(n))exp(jθ(n))・・・(C5) Equation (C1), (C3), and by substituting the (C4) to the formula (C2), A (n) exp (jθ (n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n) ) + exp (-jψ (n)) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) ··· (C5)
となるので、V m =2Vとすると、 Since the, when V m = 2V,
ψ(n)=cos -1 (A(n)/V m )・・・(C6) ψ (n) = cos -1 ( A (n) / V m) ··· (C6)
となる。 To become. なお、V mは、s(n)の最大振幅であるmax[A(n)]以上に設定する必要がある。 Incidentally, V m should be at least max [A (n)] is the maximum amplitude of s (n).
【0107】 [0107]
乗算器26は、アンバランス推定部22から出力される位相補正量Δφに−1を乗算して、−Δφを出力する。 The multiplier 26 multiplies -1 to the phase correction amount Δφ output from imbalance estimation unit 22, and outputs the -Derutafai.
【0108】 [0108]
位相補正部21は、定振幅信号s 2 (n)の位相を、乗算器26から出力される−Δφだけ回転して、補正された定振幅信号s 2 '(n)を出力する。 Phase correction unit 21 sets the phase of the constant amplitude signals s 2 (n), rotated by -Δφ output from the multiplier 26, and outputs a constant amplitude signal s 2 that are corrected '(n). 補正された定振幅信号s 2 '(n)は、 Corrected constant amplitude signal s 2 '(n) is
2 '(n)=s 2 (n)exp(j(−Δφ))・・・・(C7) s 2 '(n) = s 2 (n) exp (j (-Δφ)) ···· (C7)
と表わされる。 It is expressed as.
【0109】 [0109]
非線形増幅器14は、定振幅信号s 1 (n)を増幅して、第1系統の増幅信号y 1 (n)を出力する。 Nonlinear amplifier 14 amplifies the constant amplitude signal s 1 (n), and outputs the amplified signal y 1 of the first system (n). 非線形増幅器14の振幅利得を(V 1 /V)とし、位相変化をφ 1とする。 The amplitude gain of the nonlinear amplifier 14 and (V 1 / V), the phase change phi 1. 第1系統の増幅信号y 1 (n)は、 Amplifying the signal y 1 of the first system (n) is
1 (n)=V 1 [j(θ(n)+ψ(n)+φ 1 )]・・・(C8) y 1 (n) = V 1 [j (θ (n) + ψ (n) + φ 1)] ··· (C8)
と表わされる。 It is expressed as.
【0110】 [0110]
非線形増幅器15は、補正された定振幅信号s 2 '(n)を増幅して、第2系統の増幅信号y 2 (n)を出力する。 Nonlinear amplifier 15 amplifies the corrected constant amplitude signal s 2 '(n), and outputs the amplified signal y 2 of the second system (n). 非線形増幅器15の振幅利得をV 2とし、位相変化をφ 2とすると、第2系統の増幅信号y 2 (n)は、 When the amplitude gain of the non-linear amplifier 15 and V 2, the phase change phi 2, the amplified signal y 2 of the second system (n) is
2 (n)=V 2 [j(θ(n)−ψ(n)−Δφ+φ 2 )]・・・(C9) y 2 (n) = V 2 [j (θ (n) -ψ (n) -Δφ + φ 2)] ··· (C9)
と表わされる。 It is expressed as.
【0111】 [0111]
振幅減衰部24は、第1系統の増幅信号y 1 (n)の振幅を減衰させる。 Amplitude attenuation section 24 attenuates the amplitude of the amplified signal y 1 (n) of the first system. 振幅減衰部24での振幅減衰量をβ 1 (≦1)とすると、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)は、 When the amplitude attenuation in the amplitude attenuation section 24 and beta 1 (≦ 1), the amplified signal y 1 attenuated the first system '(n) is
1 '(n)=β 11 (n)・・・(C10) y 1 '(n) = β 1 y 1 (n) ··· (C10)
と表わされる。 It is expressed as.
【0112】 [0112]
振幅減衰部25は、第2系統の増幅信号y 2 (n)の振幅を減衰させる。 Amplitude attenuation section 25 attenuates the amplitude of the amplified signal y 2 (n) of the second system. 振幅減衰部25での振幅減衰量をβ 2 (≦1)とすると、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)は、 When the amplitude attenuation in the amplitude attenuation portion 25 and beta 2 (≦ 1), the amplified signal y 2 obtained by attenuation of the second line '(n) is
2 '(n)=β 22 (n)・・・(C11) y 2 '(n) = β 2 y 2 (n) ··· (C11)
と表わされる。 It is expressed as.
【0113】 [0113]
加算器16は、第1系統の減衰した増幅信号y 1 (n)と第2系統の減衰した増幅信号y 2 (n)とを加算して、出力信号y(n)を出力する。 The adder 16 adds the amplified signal y 1 (n) and attenuated of the first system and the amplified signal y 2 (n) attenuated the second system, and outputs an output signal y (n). 出力信号y(n)は、次のように表わされる。 Output signal y (n) is expressed as follows.
【0114】 [0114]
y(n)=y 1 '(n)+y 2 '(n)・・・(C12) y (n) = y 1 ' (n) + y 2' (n) ··· (C12)
式(C8)〜(C12)より、次式が成り立つ。 From the formula (C8) ~ (C12), the following equation holds.
【0115】 [0115]
y(n)=V 1 β 1 exp[j(θ(n)+ψ(n)+φ 1 )]+V 2 β 2 exp[j(θ(n)−ψ(n)−Δφ+φ 2 )]・・・(C13) y (n) = V 1 β 1 exp [j (θ (n) + ψ (n) + φ 1)] + V 2 β 2 exp [j (θ (n) -ψ (n) -Δφ + φ 2)] ··· (C13)
振幅減衰量計算部21は、以下のようにして、αに基づいて、振幅減衰量β 1およびβ 2を算出する。 Amplitude attenuation amount calculation unit 21, as follows, based on alpha, calculates the amplitude attenuation beta 1 and beta 2.
【0116】 [0116]
ここで、非線形増幅器14および非線形増幅器15の出力振幅V 1 、V 2 、および、位相変化φ 1 、φ 2には、次の関係があるとする。 Here, the output amplitude V 1, V 2 of the non-linear amplifier 14 and the non-linear amplifier 15, and the phase change phi 1, the phi 2 is the following relationship.
【0117】 [0117]
2 =αV 1・・・(C14) V 2 = αV 1 ··· (C14 )
φ 2 =φ 1 +Δφ・・・(C15) φ 2 = φ 1 + Δφ ··· (C15)
位相補正部21および振幅減衰部24,25による補正によって、適切に補正されている場合には、出力信号y(n)は、たとえば、 When the correction by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuation portions 24 and 25, are properly corrected, output signal y (n), for example,
y(n)=(V 1 /V)s(n)β 1 exp(jφ 1 )・・・(C16) y (n) = (V 1 / V) s (n) β 1 exp (jφ 1) ··· (C16)
と表わされる。 It is expressed as.
【0118】 [0118]
式(C1)、(C6)、(C14)、(C15)を用いて、式(C13)および(C16)を整理すると、次式が成り立つ。 Equation (C1), (C6), with (C14), (C15), and rearranging the formula (C13) and (C16), the following expression holds.
【0119】 [0119]
2cos(ψ(n))=exp(jψ(n))+α(β 2 /β 1 )exp(−jψ(n))・・・(C17) 2cos (ψ (n)) = exp (jψ (n)) + α (β 2 / β 1) exp (-jψ (n)) ··· (C17)
式(C17)が常に成り立つためには、 In order to formula (C17) it is always holds true,
α(β 2 /β 1 )=1・・・(C18) α (β 2 / β 1) = 1 ··· (C18)
でなければならない。 Must. (C18)を変形すると、 By modifying (C18),
β 1 /β 2 =α・・・(C19) β 1 / β 2 = α ··· (C19)
となる。 To become. 振幅減衰量計算部23は、式(C19)を満たした上で、出力信号y(n)が大きくなるように、振幅減衰量β 1およびβ 2を次のようにして算出する。 Amplitude attenuation amount calculation unit 23, while satisfying the formula (C19), as the output signal y (n) increases, is calculated by the amplitude attenuation beta 1 and beta 2 as follows.
【0120】 [0120]
1)α=1のとき、 1) When α = 1,
このときには、(C19)より、β 1 =β 2となる。 In this case, from (C19), the β 1 = β 2. β 1 ≦1、かつβ 2 ≦1なので、出力y(n)を大きくするために、 beta 1 ≦ 1, and beta 2 ≦ 1 so, in order to increase the output y (n),
β 1 =1、かつβ 2 =1・・・(C20) β 1 = 1, and β 2 = 1 ··· (C20)
とする。 To.
【0121】 [0121]
このときには、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅β 11は、V 1となり、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅β 22は、V 2となる。 In this case, the amplified signal y 1 attenuated in the first line 'amplitude beta 1 V 1 of (n) is V 1, and the amplified signal is attenuated in the second system y 2' amplitude beta 2 V 2 of (n) is , the V 2. α=1より、V 2 =V 1なので、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅β 11と、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅β 12とは、等しくなる。 than alpha = 1, since V 2 = V 1, the amplified signal y 1 attenuated the first system the amplitude of 'the amplitude beta 1 V 1 of (n), amplified signal y 2 obtained by attenuation of the second line' (n) the beta 1 V 2, equal.
【0122】 [0122]
2)α<1のとき、 2) α <time of 1,
このときには、(C19)より、β 1 <β 2となる。 In this case, from (C19), the β 12. β 1 ≦1、かつβ 2 ≦1であり、出力y(n)を大きくするために、 beta 1 ≦ 1, and a beta 2 ≦ 1, in order to increase the output y (n),
β 1 =α、かつβ 2 =1・・・(C21) β 1 = α, and β 2 = 1 ··· (C21)
とする。 To. このときには、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅β 11は、αV 1となり、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅β 22は、V 2となる。 In this case, the amplified signal y 1 attenuated in the first line 'amplitude beta 1 V 1 of (n) is alpha] V 1, and the amplified signal is attenuated in the second system y 2' amplitude beta 2 V 2 of (n) is , the V 2. 2 =αV 1なので、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅β 11と、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅β 12とは、等しくなる。 Since V 2 = alpha] V 1, the amplified signal y 1 attenuated in the first line 'and the amplitude beta 1 V 1 of (n), amplified signal y 2 obtained by attenuation of the second line' and the amplitude beta 1 V 2 of (n) It is equal.
【0123】 [0123]
3)α>1のとき、 3) α> 1 at the time,
このときには、(C19)より、β 1 >β 2となる。 In this case, from (C19), the β 1> β 2. β 1 ≦1、かつβ 2 ≦1であり、出力y(n)を大きくするために、 beta 1 ≦ 1, and a beta 2 ≦ 1, in order to increase the output y (n),
β 1 =1、かつβ 2 =1/α・・・(C22) β 1 = 1, and β 2 = 1 / α ··· ( C22)
とする。 To.
【0124】 [0124]
このときには、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅β 11は、V 1となり、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅β 22は、(1/α)V 2となる。 In this case, the amplified signal y 1 attenuated in the first line 'amplitude beta 1 V 1 of (n) is V 1, and the amplified signal is attenuated in the second system y 2' amplitude beta 2 V 2 of (n) is , the (1 / α) V 2. 2 =αV 1なので、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅β 11と、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅β 12とは、等しくなる。 Since V 2 = alpha] V 1, the amplified signal y 1 attenuated in the first line 'and the amplitude beta 1 V 1 of (n), amplified signal y 2 obtained by attenuation of the second line' and the amplitude beta 1 V 2 of (n) It is equal.
【0125】 [0125]
図6は、y 1 * (n)、y 2 * (n)、およびy * (n)と、y 1 (n)、y 2 (n)、およびy(n)の相違を示す図である。 6, y 1 * (n), y 2 * (n), and y * (n), and is a diagram showing a difference of y 1 (n), y 2 (n), and y (n) .
【0126】 [0126]
図14に示したように、一方の非線形増幅器の出力振幅がV 1で位相変化がφ 1であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がV 2で位相変化がφ 2のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号y 1 * (n)と、他方の非線形増幅器の増幅信号y 2 * (n)とが合成されて、出力信号y * (n)が得られる。 As shown in FIG. 14, one of the output amplitude of the non-linear amplifier is 1 phase changes phi at V 1, when a phase change is phi 2 is output amplitude of the other non-linear amplifier V 2, one of the nonlinear amplifier the amplified signal y 1 * (n), and amplifies the signal y 2 * (n) and is synthesized in the other non-linear amplifier, the output signal y * (n) is obtained. 出力信号y * (n)の大きさは、所望の値である(V 1 /V)A(n)とならない。 Magnitude of the output signal y * (n) is not to be a desired value (V 1 / V) A ( n).
【0127】 [0127]
振幅減衰部24による補正によって、第1系統の減衰した増幅信号y 1 '(n)は、補正なしの増幅信号y 1 * (n)をβ 1 (=1)だけ減衰したものとなる。 The correction by the amplitude attenuation section 24, amplifies the signal y 1 attenuated the first system '(n) is a one uncorrected amplified signal y 1 * a (n) and attenuated by beta 1 (= 1). 位相補正部21および振幅減衰部25による補正によって、第2系統の減衰した増幅信号y 2 '(n)は、補正なしの増幅信号y 2 * (n)を−Δφだけ回転し、かつβ 2 (=1/α<1)だけ減衰したものとなる。 By the correction by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuation section 25, amplifies the signal y 2 obtained by attenuation of the second line '(n) are rotated amplified signal without correction y 2 * (n) is only -Derutafai, and beta 2 (= 1 / α <1) made what was only decay.
【0128】 [0128]
この2つの減衰した増幅信号y 1 '(n)とy 2 '(n)とが合成されて出力信号y(n)が得られる。 The two attenuated amplified signal y 1 '(n) and y 2' (n) and are combined with the output signal y (n) is obtained.
【0129】 [0129]
振幅減衰部24,25および位相補正部21による補正によって、出力信号y(n)の出力振幅と位相を所望の値に設定することができる。 The correction by the amplitude attenuation portions 24 and 25 and the phase correction section 21, the output amplitude and the phase of the output signal y (n) can be set to a desired value.
【0130】 [0130]
つまり、出力信号y(n)の出力振幅(つまり、ベクトル大きさ)は、減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅(つまり、ベクトルの大きさ)と、減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅(つまり、ベクトルの大きさ)と、2つの減衰した増幅信号y 1 '(n)とy 2 '(n)との位相差(つまり、ベクトルのなす角度)に依存する。 That is, the output amplitude of the output signal y (n) (i.e., the vector magnitude) is attenuated amplified signal y 1 'amplitude (n) (i.e., the magnitude of the vector) and the amplified signal y 2 attenuated' ( amplitude n) (i.e., the size) of the vector, the phase difference of the amplified signal y 1 that two attenuation 'and (n) y 2' and (n) (i.e., depending on the angle) of the vector. したがって、振幅減衰部24および25による振幅減衰と、位相補正部21による位相補正とによって、出力信号y(n)の出力振幅を所望の値に設定することができる。 Therefore, it is possible to amplitude attenuation due to amplitude reduction unit 24 and 25, by a phase correction by the phase correction unit 21 sets the output amplitude of the output signal y (n) to a desired value.
【0131】 [0131]
また、出力信号y(n)の位相(つまり、ベクトルの方向)は、減衰した増幅信号y 1 '(n)の振幅(つまり、ベクトルの大きさ)と、減衰した増幅信号y 2 '(n)の振幅(つまり、ベクトルの大きさ)と、2つの減衰した増幅信号y 1 '(n)とy 2 '(n)との位相差(つまり、ベクトルのなす角度)に依存する。 Further, the output signal y (n) phase (i.e., the direction of the vector) were attenuated amplified signal y 1 'amplitude (n) (i.e., the magnitude of the vector) and the amplified signal y 2 attenuated' (n ) amplitude (i.e., the size) of the vector, the phase difference of the amplified signal y 1 that two attenuation 'and (n) y 2' and (n) (i.e., depending on the angle) of the vector. したがって、振幅減衰部24および25による振幅減衰と、位相補正部21による位相補正によって、出力信号y(n)の位相を所望の値に設定することができる。 Therefore, it is possible to amplitude attenuation due to amplitude reduction unit 24 and 25, by phase correction by the phase correction unit 21 sets the phase of the output signal y (n) to a desired value.
【0132】 [0132]
アンバランス推定部22は、s 1 (n)、s 2 (n)、およびy(n)より、最小2乗法を利用して、α、およびΔφを算出する。 Imbalance estimation unit 22, s 1 (n), s 2 (n), and from y (n), by using the least squares method, alpha, and calculates the [Delta] [phi. この最小2乗法について説明する。 This method of least squares will be described.
【0133】 [0133]
まず、式(C13)を、式(C3)および(C4)により書換えると、 First, the equation (C13), the rewritten by Formula (C3) and (C4),
y(n)=(V 1 /V)β 11 (n)exp(jφ 1 )+(V 2 /V)β 22 (n)exp(jφ 2 )exp(−jΔφ)・・・(C23) y (n) = (V 1 / V) β 1 s 1 (n) exp (jφ 1) + (V 2 / V) β 2 s 2 (n) exp (jφ 2) exp (-jΔφ) ··· (C23)
と表わされる。 It is expressed as.
【0134】 [0134]
最初は、Δφ=0、β 1 =1、およびβ 2 =1とすると、出力信号y(n)は、y(n)=(V 1 /V)s 1 (n)exp(jφ 1 )+(V 2 /V)s 2 (n)exp(jφ 2 )・・・(C24) Initially, Δφ = 0, β 1 = 1, and beta 2 = 1 and when, output signal y (n), y (n) = (V 1 / V) s 1 (n) exp (jφ 1) + (V 2 / V) s 2 (n) exp (jφ 2) ··· (C24)
と表わされる。 It is expressed as.
【0135】 [0135]
ここで、 here,
1 =(V 1 /V)exp(jφ 1 )・・・(C25) c 1 = (V 1 / V ) exp (jφ 1) ··· (C25)
2 =(V 2 /V)exp(jφ 2 )・・・(C26) c 2 = (V 2 / V ) exp (jφ 2) ··· (C26)
とすると、出力信号y(n)は、 When the output signal y (n)
y(n)=c 11 (n)+c 22 (n)・・・(C27) y (n) = c 1 s 1 (n) + c 2 s 2 (n) ··· (C27)
となる。 To become. 式(C27)を変形すると、 By transforming equation (C27),
1 (n)+(c 2 /c 1 )s 2 (n)−(1/c 1 )y(n)=0・・・(C28) s 1 (n) + (c 2 / c 1) s 2 (n) - (1 / c 1) y (n) = 0 ··· (C28)
となる。 To become. 式(C28)を用いて、誤差信号e(n)を次のように定義する。 Using Equation (C28), defined error signal e (n) as follows.
【0136】 [0136]
e(n)=s 1 (n)−w 1 *2 (n)−w 2 * y(n)・・・(C29) e (n) = s 1 ( n) -w 1 * s 2 (n) -w 2 * y (n) ··· (C29)
ここで、 here,
1 * =−(c 2 /c 1 )・・・(C30) w 1 * = - (c 2 / c 1) ··· (C30)
2 * =(1/c 1 )・・・(C31) w 2 * = (1 / c 1) ··· (C31)
である。 It is. ここで、' * 'は、共役複素演算を表わす。 Here, '*' represents the conjugate complex operation.
【0137】 [0137]
(C29)をベクトルで表わすと、 Expressed in vector (C29),
e(n)=s 1 (n)−W H X(n)・・・(C32) e (n) = s 1 ( n) -W H X (n) ··· (C32)
となる。 To become. ここで、 here,
W=[w 1 、w 2T・・・(C33) W = [w 1, w 2 ] T ··· (C33)
X(n)=[s 2 (n)、y(n)] T・・・(C34) X (n) = [s 2 (n), y (n)] T ··· (C34)
である。 It is. ここで、[…] Tは、[…]の転置を示し、[…] Hは、[…]の共役転置を示す。 Here, [...] T denotes the transpose of [...], [...] H denotes the conjugate transpose of [...].
【0138】 [0138]
評価関数JをJ=Σ|e(n)| 2・・・(C35) An evaluation function J J = Σ | e (n ) | 2 ··· (C35)
とする。 To. ここで、Σは、総和を示す。 Here, sigma represents the sum. 最小2乗法とは、結局のところ、この評価関数Jを最小とするw 1とw 2とを求めることである。 Min The squares, after all, is to determine the w 1 and w 2 for the evaluation function J a minimum.
【0139】 [0139]
最適な解は、 The optimal solution,
W=R -1 r・・・(C36) W = R -1 r ··· (C36 )
として与えられる。 It is given as. ここで、 here,
R=Σ{X(n)X H (n)}・・・(C37) R = Σ {X (n) X H (n)} ··· (C37)
r=Σ{X(n)s 1 * (n)}・・・(C38) r = Σ {X (n) s 1 * (n)} ··· (C38)
である。 It is. […] -1は、[…]の逆行列を示す。 [...] -1 indicates an inverse matrix of [...].
【0140】 [0140]
式(C36)〜(C38)によって、N個のs 1 (n)、s 2 (n)、およびy(n)からWを計算する。 By equation (C36) ~ (C38), N pieces of s 1 (n), calculates the W from s 2 (n), and y (n).
【0141】 [0141]
Wを計算した後、式(C33)からw 1が得られる。 After calculating the W, w 1 can be obtained from the equation (C33). さらに、式(C30)より、w 1の複素共役をとると、−(c 2 /c 1 )が得られる。 Further, the equation (C30), taking the complex conjugate of w 1, - (c 2 / c 1) is obtained. さらに、これに、(−1)を乗算して、(c 2 /c 1 )が得られる。 Furthermore, in this, (- 1) is multiplied by, it is obtained (c 2 / c 1).
【0142】 [0142]
(C14)、(C15)、(C25)および(C26)より、 (C14), from (C15), (C25) and (C26),
(c 2 /c 1 )=(V 2 /V 1 )exp(jφ 2 )/exp(jφ 1 )=αexp(jΔφ)・・・(C39) (C 2 / c 1) = (V 2 / V 1) exp (jφ 2) / exp (jφ 1) = αexp (jΔφ) ··· (C39)
が成り立つ。 It holds. したがって、得られた(c 2 /c 1 )の絶対値がαであり、位相がΔφとなる。 Therefore, the absolute value of the resulting (c 2 / c 1) is alpha, the phase is [Delta] [phi. 以上により、αとΔφとが得られたことになる。 Thus, so that the α and Δφ is obtained.
【0143】 [0143]
以上のように、本実施の形態に係るLINC方式線形増幅器によれば、位相補正部21、および振幅減衰部24,25によって、1系統の定振幅信号の位相を補正するとともに、2系統の増幅信号の振幅を補正することによって、補正を行なわない場合と比べて、出力信号の波形歪み、すなわち、実際の出力信号と所望の出力信号との差を小さくすることができ、その結果、出力信号の帯域外成分を小さくすることができる。 As described above, according to the LINC system linear amplifier according to the present embodiment, the phase correction section 21 and the amplitude attenuation portions 24 and 25, along with correcting the constant amplitude signal of the phase of one system, the two systems amplification by correcting the amplitude of the signal, as compared with the case where no correction, waveform distortion of the output signal, i.e., it is possible to reduce the difference between the actual output signal and the desired output signal, as a result, the output signal it is possible to reduce the out-of-band components.
【0144】 [0144]
また、振幅減衰量計算部23は、α=1のときに、β 1 =1、かつβ 2 =1とし、α<1のときに、β 1 =α、かつβ 2 =1とし、α>1のときに、β 1 =1、かつβ 2 =1/αとするので、出力信号の出力振幅を大きくすることができる。 Further, amplitude attenuation amount calculation unit 23, when the alpha = 1, and beta 1 = 1 and β 2 = 1,, α <when 1, beta 1 = alpha, and the β 2 = 1, α> when the 1, β 1 = 1, and since the β 2 = 1 / α, it is possible to increase the output amplitude of the output signal.
【0145】 [0145]
また、位相補正部21における位相補正量Δφ、振幅減衰部24,25における振幅減衰量β 1およびβ 2は、各時刻ごとに計算する必要がないので、補正のための処理負担を軽くすることできる。 The phase correction amount [Delta] [phi, amplitude attenuation beta 1 and beta 2 in the amplitude attenuation portions 24 and 25 in the phase correction unit 21, it is not necessary to calculate each time, to reduce the processing load for correction it can.
【0146】 [0146]
<変形例> <Modification>
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、以下の変形例も当然ながら包含する。 The present invention encompasses not limited to the above embodiments, of course also the following modifications.
【0147】 [0147]
(アンバランス推定部) (Unbalanced estimation unit)
第1および第2の実施形態では、アンバランス推定部18,22によって、αおよびΔφの値を推定するものとしたが、αおよびΔφの値が既知の場合には、アンバランス推定部18,22によるこれらの値の推定は不要である。 In the first and second embodiments, the imbalance estimation unit 18 and 22, it is assumed that estimates the values ​​of α and [Delta] [phi, when the value of α and [Delta] [phi is known, imbalance estimation unit 18, estimation of these values ​​by 22 is unnecessary. また、アンバランス推定部18,22によってαおよびΔφの値を一度推定し、それ以降これらの値が変動しない場合には、それ以降のこれらの値の推定は不要である。 Also, once estimated the values ​​of α and Δφ by imbalance estimation unit 18, 22, if these values ​​are later not change, estimates of these values ​​later is not necessary.
【0148】 [0148]
アンバランス推定部18が不要のときには、図示しない指定部が、αおよびΔφを保持し、これらを位相補正量計算部17に与えるものとすることができる。 When imbalance estimation unit 18 is not required, the designating section (not shown), holds the α and [Delta] [phi, they may be assumed to be given to the phase correction amount calculation unit 17.
【0149】 [0149]
また、アンバランス推定部22が不要のときには、図示しない指定部が、αおよびΔφを保持し、αを振幅減算量計算部23に与え、Δφを位相補正部21に与えるものとすることができる。 Further, when the imbalance estimation unit 22 is not required, it is possible to specify unit (not shown), holds the α and [Delta] [phi, gives α amplitude subtraction amount calculation unit 23, shall be given the [Delta] [phi the phase correction section 21 .
【0150】 [0150]
(3以上の複数系統への分離) (Separation into three or more systems)
本発明の実施形態では、入力信号を2系統の定振幅信号に分離して、各系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定したが、これに限定されるものではない。 In an embodiment of the present invention, by separating the input signal to a constant amplitude signal of two systems, to the constant amplitude signal of each line, by performing phase correction, or a correction of the amplitude of the output signal amplitude and phase It was set to a desired value, but is not limited thereto. たとえば、入力信号を3系統以上の定振幅信号に分離して、そのうちの2系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定するものとしてもよい。 For example, by separating the input signal into three or more systems of constant amplitude signals, to the constant amplitude signal of two systems of which the correction of the phase, or by correcting the amplitude of the output signal amplitude and phase desired it may be set to a value.
【0151】 [0151]
あるいは、入力信号を3系統以上の定振幅信号に分離して、分離した各系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定するものとしてもよい。 Alternatively, by separating the input signal into three or more systems of constant amplitude signals, to the constant amplitude signal of each separate system, correction of phase, or by correcting the amplitude of the output signal amplitude and phase desired it may be set to a value.
【0152】 [0152]
第1の実施形態では、各系統の位相補正部が、分離された各系統の定振幅信号の位相の補正、つまり、図2のベクトル平面において各系統の定振幅信号を示すベクトルを回転する補正を行なう。 In the first embodiment, the phase correction of each line is, the phase correction of the constant amplitude signals for each line separated, that is, correction for rotating a vector indicating a constant amplitude signal of each line in the vector plane of FIG. 2 It is carried out. この位相補正量(回転量)は、補正後のベクトルを合成したベクトルが所望の出力信号y(n)を示すベクトルと一致するように位相補正量計算部が計算すればよい。 The phase correction amount (rotation amount), a vector obtained by combining the vector after the correction is the phase correction amount calculation unit may be calculated to match the vector representing the desired output signal y (n).
【0153】 [0153]
第2の実施形態では、位相補正部が、第1系統を除く各系統の分離された定振幅信号の位相の補正、つまり、図6のベクトル平面において各系統の定振幅信号を示すベクトルを回転する補正を行なう。 In the second embodiment, the rotary phase correction unit, a phase correction of the constant amplitude signals separated for each line except the first line, i.e., a vector indicating a constant amplitude signal of each line in the vector plane of FIG. 6 the correction to be carried out. この位相補正量(回転量)は、第1系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差とする。 The phase correction amount (rotation amount), the phase change of the first system of nonlinear amplifier, the difference between the phase change of the nonlinear amplifier of each system. そして、非線形増幅器で増幅された各系統の増幅信号の振幅を減衰させる補正、つまり、図6のベクトル平面において、各系統の増幅信号を示すベクトルの大きさを縮小する補正を行なう。 The correction for attenuating the amplitude of the amplified signal of each system is amplified by the nonlinear amplifier, i.e., the vector plane of FIG. 6 is corrected to reduce the magnitude of the vector indicating the amplified signals of each system. この縮小率(振幅減衰量)は、補正後のベクトルを合成したベクトルが所望の出力信号y(n)を示すベクトルと一致するように振幅減衰量計算部が計算すればよい。 The reduction ratio (amplitude attenuation) is a vector obtained by combining the vector after the correction may be calculated amplitude attenuation amount calculation unit to match the vector representing the desired output signal y (n).
【0154】 [0154]
そして、これら3系統以上の定振幅信号に分離するときには、アンバランス推定部は各系統のαおよびΔφを推定し、指定部は各系統のαおよびΔφを保持する。 Then, when the separation of these three systems or more constant amplitude signals, imbalance estimation unit estimates the α and Δφ of each system, the designating section holds the α and Δφ of each system. アンバランス推定部および指定部は、これらのαまたはΔφの値を、位相補正量計算部、振幅減算量計算部、または位相補正部に与えるものとすることができる。 Imbalance estimator and designation portion, the values ​​of these α or [Delta] [phi, can be made to provide phase correction amount calculation unit, the amplitude subtraction amount calculating unit or the phase correction unit.
【0155】 [0155]
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。 The embodiments disclosed herein are to be considered as not restrictive but illustrative in all respects. 本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The scope of the invention is defined by the appended claims rather than by the foregoing description, and is intended to include all modifications within the meaning and range of equivalency of the claims.
【0156】 [0156]
【発明の効果】 【Effect of the invention】
この発明に係わるにLINC方式線形増幅器によれば、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備えるので、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補 According to LINC system linear amplifier according to the present invention, a signal separation unit that separates the input signal into a plurality of constant amplitude signals, rotated by the phase amount to the specified separated constant amplitude signals of each system phase correction the amplifies a phase correcting unit, a constant amplitude signal whose phase is corrected for each system performing a nonlinear amplifier which outputs a signal of constant amplitude, adds to output the output of the nonlinear amplifier of each system as a combined output signal and parts, based on the difference amount indicating the difference in output amplitude and phase of nonlinear amplifiers of each path, so that the output signal becomes a desired value, to calculate the amount of phase to be corrected by the phase correction unit of each system because and a phase correction amount calculation unit, performs linear amplification using a plurality of non-linear amplifiers operating at a higher power efficiency, even when there is an amplitude difference or phase difference between a plurality of non-linear amplifier, suitable complement によって所望の値に近い値を出力することができる。 Makes it possible to output a value close to the desired value.
【0157】 [0157]
また、この発明に係るLINC方式線形増幅器によれば、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、第1系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の定振幅信号または位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、各系統の振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、第1系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差を、位相補正部で補正すべき位相量として位相補正部に与える指定部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値 Further, according to the LINC system linear amplifier according to the present invention, a signal separation unit that separates the input signal into a plurality of constant amplitude signals, a phase quantity to a specified constant amplitude signal separated for each line except the first system only a rotation to the phase correcting unit for performing phase correction amplifies the constant amplitude signal which is a constant amplitude signal, or the phase correction of each line, a nonlinear amplifier which outputs a signal of constant amplitude, the output of the nonlinear amplifier of each system an amplitude attenuation section for attenuating only attenuation amount specified amplitude of synthesizes the output of the amplitude attenuation of the line, an adder which outputs as an output signal, the phase change of the first system of nonlinear amplifier, each the difference between the phase change of the system of non-linear amplifier on the basis and designation section that gives a phase correction section as a phase amount to be corrected by the phase correction unit, the difference amount indicating the difference between the output amplitude of the non-linear amplifier of each system, the output signal the desired value なるように、各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備えるので、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができる。 So as, since includes an amplitude attenuation amount calculation unit for calculating an attenuation amount to be attenuated in the amplitude reduction unit, performs linear amplification using a plurality of non-linear amplifiers operating at a higher power efficiency, the plurality of non-linear even when there is an amplitude difference or phase difference between the amplifier can output a value close to the desired value by a suitable correction.
【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
【図1】 第1の実施形態に係るLINC方式線形増幅器の構成を示す図である。 1 is a diagram showing a configuration of a LINC system linear amplifier according to the first embodiment.
【図2】 y 1 * (n)、y 2 * (n)、およびy * (n)と、y 1 (n)、y 2 (n)、y(n)の相違を示す図である。 [Figure 2] y 1 * (n), and y 2 * (n), and y * (n), y 1 (n), y 2 (n), it is a diagram illustrating the difference in y (n).
【図3】 式(B15)の関係を表す図である。 3 is a diagram representing the relationship of Formula (B15).
【図4】 (a)は、入力信号の振幅A(n)=0のときの、2系統の定振幅信号の状態を示す図であり、(b)は、位相補正による出力信号が最小となるときの、2系統の増幅信号の状態を示す図である。 4 (a) is, when the amplitude A (n) = 0 of the input signal is a diagram showing a state of constant amplitude signals of two systems, (b) is an output signal by the phase correction is minimal when made, it is a diagram showing a state of the amplified signal of two systems.
【図5】 第2の実施形態に係るLINC方式線形増幅器の構成を示す図である。 5 is a diagram showing a configuration of a LINC system linear amplifier according to the second embodiment.
【図6】 y 1 * (n)、y 2 * (n)、およびy * (n)と、y 1 (n)、y 2 (n)、およびy(n)の相違を示す図である。 [6] y 1 * (n), y 2 * (n), and y * and (n), y 1 (n ), is a diagram showing a difference y 2 (n), and y (n) .
【図7】 従来のLINC方式線形増幅器の構成を示す図である。 7 is a diagram showing a configuration of a conventional LINC system linear amplifier.
【図8】 図7に示す従来のLINC方式線形増幅器におけるs 1 (n)、s 2 (n)、s(n)、y 1 (n)、y 2 (n)、y(n)をベクトルで表した図である。 [8] s in the conventional LINC system linear amplifier shown in FIG. 7 1 (n), s 2 (n), s (n), y 1 (n), y 2 (n), y (n) is the vector it is a view expressed in.
【図9】 非特許文献1に記載の従来方式線形増幅器の構成を示す図である。 9 is a diagram showing a configuration of a conventional system linear amplifier described in Non-Patent Document 1.
【図10】 図9に示す従来方式線形増幅器におけるs 1 (n)、s 2 (n)、s 2 '(n)、s(n)、y 1 (n)、y 2 (n)、y(n)をベクトルで表した図である。 [10] s in a conventional manner a linear amplifier shown in FIG. 9 1 (n), s 2 (n), s 2 '(n), s (n), y 1 (n), y 2 (n), y (n) is a diagram showing a vector.
【図11】 A級またはAB級増幅器の入出力信号の関係を示す図である。 11 is a diagram showing the relationship between the input and output signals of the A class or AB class amplifier.
【図12】 (a)は、入力信号の時間変化を示し、(b)は、出力信号の時間変化を示す波形図である。 [12] (a) shows a time variation of the input signal, (b) are waveform diagrams showing the time change of the output signal.
【図13】 出力信号の周波数を示す図である。 13 is a graph showing the frequency of the output signal.
【図14】 2台の非線形増幅器の出力振幅および位相特性にばらつきがないときの出力信号y(n)と、ばらつきがあるときの出力信号y * (n)とを示す図である。 [14] and the output signal when there is no variation in the output amplitude and phase characteristics of the two nonlinear amplifier y (n), it is a diagram showing an output signal y * and (n) when there are variations.
【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS
11 信号分離部、12,13 位相補正部、14,15、51,52 非線形増幅器、16 加算器、17 位相補正量計算部、18,22,63 アンバランス推定部、23 振幅減衰量計算部、24,25 振幅減衰部、26 乗算器、61,62,64 増幅器、70 従来のLINC方式線形増幅器、80 従来方式線形増幅器、100,200 LINC方式線形増幅器。 11 signal separation unit 12, 13 a phase correction unit, 14,15,51,52 nonlinear amplifier, 16 an adder, 17 a phase correction amount calculation unit, 18,22,63 imbalance estimator, 23 amplitude attenuation amount calculating unit, 24 and 25 the amplitude attenuation unit, 26 a multiplier, 61, 62, 64 an amplifier, 70 a conventional LINC system linear amplifier, 80 a conventional method linear amplifiers, 100, 200 LINC system linear amplifier.

Claims (4)

  1. 入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、 A signal separator for separating the input signal into a plurality of constant amplitude signals,
    各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と A phase corrector that performs phase correction by rotating by the phase amount to the specified separated constant amplitude signals of each system,
    各系統の前記位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、 Amplifying the constant amplitude signals the phase has been corrected for each line, a nonlinear amplifier which outputs a signal of constant amplitude,
    各系統の前記非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、 An adder for outputting the output of said nonlinear amplifier of each system as a combined output signal,
    各系統の前記非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、前記出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備え、 Based on the difference amount indicating the difference in output amplitude and phase of the nonlinear amplifier of each system, so that the output signal becomes a desired value, the phase of calculating the amount of phase to be corrected by the phase correction unit of each system and a correction amount calculating unit,
    前記信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、 The signal separating unit separates the input signal to a constant amplitude signal of two systems,
    nを時刻、 Time the n,
    前記入力信号s(n)の振幅をA(n)、 The amplitude of the input signal s (n) A (n),
    前記各定振幅信号の振幅をV、 The amplitude of each constant amplitude signal V,
    第1系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差をψ(n)、 The phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the first system ψ (n),
    第2系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差を−ψ(n)、 The phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the second system -ψ (n),
    第1系統の前記非線形増幅器の出力振幅をV 1 、位相変化をφ 1 V 1 the output amplitude of said non-linear amplifier of the first system, a phase change phi 1,
    第2系統の前記非線形増幅器の出力振幅をV 2 、位相変化をφ 2とし、 The output amplitude of the non-linear amplifier of the second system V 2, the phase change and phi 2,
    2 =αV 1 V 2 = αV 1,
    φ 2 −φ 1 =Δφであって、 A φ 21 = Δφ,
    前記加算部で出力される出力信号y(n)を(V 1 /V)s(n)exp(jφ 1 )とするときに、 The output signal y output by the adding section (n) of time to the (V 1 / V) s ( n) exp (jφ 1),
    前記位相補正量計算部は、第1系統の前記位相補正部で補正すべき位相量Δθ 1 (n)を、Δθ 1 (n)=cos -1 [{A(n) 2 +V 2 −(αV) 2 }/{2A(n)V}]−ψ(n)に基づいて算出し、 The phase correction amount calculation unit, a phase amount [Delta] [theta] 1 to be corrected by the phase correction unit of the first system a (n), Δθ 1 (n ) = cos -1 [{A (n) 2 + V 2 - (αV ) 2} / {2A (n ) V}] - ψ is calculated on the basis of the (n),
    第2系統の前記位相補正部で補正すべき位相量Δθ 2 (n)を、Δθ 2 (n)=ψ(n)−cos -1 [{A(n) 2 +(αV) 2 −V 2 }/{2αA(n)V}]−Δφに基づいて算出する LINC方式線形増幅器。 Said phase correction phase amount to be corrected by the unit [Delta] [theta] 2 of the second system (n), Δθ 2 (n ) = ψ (n) -cos -1 [{A (n) 2 + (αV) 2 -V 2 } / {2αA (n) V }] - calculated based on [Delta] [phi, LINC system linear amplifier.
  2. 前記位相補正量計算部は、x=[{A(n) 2 +V 2 −(αV) 2 }/{2A(n)V}]としたときに、x>1のときに、cos -1 (x)=0として、Δθ 1 (n)を算出し、x<−1のときに、cos -1 (x)=πとして、Δθ 1 (n)を算出し、 The phase correction amount calculation unit, x = - when the [{A (n) 2 + V 2 (αV) 2} / {2A (n) V}], when x> 1, cos -1 ( as x) = 0, calculates Δθ 1 (n), when x <-1, as cos -1 (x) = π, and calculating [Delta] [theta] 1 a (n),
    x=[{A(n) 2 +(αV) 2 −V 2 }/{2αA(n)V}]としたときに、x>1のときに、cos -1 (x)=0として、Δθ 2 (n)を算出し、x<−1のときに、cos -1 (x)=πとして、Δθ 2 (n)を算出する、請求項記載のLINC方式線形増幅器。 when the x = [{A (n) 2 + (αV) 2 -V 2} / {2αA (n) V}], when x> 1, the cos -1 (x) = 0, Δθ 2 calculates a (n), x <at -1, as cos -1 (x) = π, and calculates [Delta] [theta] 2 a (n), according to claim 1, wherein the LINC system linear amplifier.
  3. 前記LINC方式線形増幅器は、さらに、 The LINC system linear amplifier further,
    前記出力信号と、前記位相補正された第1系統の定振幅信号と、前記位相補正された第2系統の定振幅信号とに基づいて、最小2乗法によって、前記αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備えた請求項記載のLINC方式線形増幅器。 And said output signal, said phase corrected constant amplitude signal of the first system, on the basis of the phase corrected constant amplitude signal of the second system, by the least squares method, unbalance of estimating the α and Δφ claim 2 LINC system linear amplifier with an estimation unit.
  4. 入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、 A signal separator for separating the input signal into a plurality of constant amplitude signals,
    第1系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、 A phase corrector that performs phase correction by rotating by the phase amount to a specified constant amplitude signal separated for each line except the first line,
    各系統の定振幅信号または前記位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、 Amplifying the constant amplitude signal or the phase-corrected constant amplitude signals for each line, a nonlinear amplifier which outputs a signal of constant amplitude,
    各系統の前記非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、 An amplitude attenuation section for attenuating only the attenuation amount of the specified amplitude of the output of said nonlinear amplifier of each system,
    各系統の前記振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、 And combining the outputs of the amplitude attenuation of the line, an adder which outputs as an output signal,
    第1系統の前記非線形増幅器の位相変化と、各系統の前記非線形増幅器の位相変化との差を、前記位相補正部で補正すべき位相量として前記位相補正部に与える指定部と、 A phase change of said nonlinear amplifier of the first system, and a designation unit which gives the difference between the phase change of the nonlinear amplifier of each system, the phase correction section as a phase amount to be corrected by the phase correction unit,
    各系統の前記非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、前記出力信号が 所望の値となるように、前記各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備え Based on the difference amount indicating the difference in output amplitude of the non-linear amplifier of each system, so that the output signal becomes a desired value, the amplitude attenuation amount calculation unit for calculating an attenuation amount to be attenuated by the respective amplitude attenuation section It equipped with a door,
    前記信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、 The signal separating unit separates the input signal to a constant amplitude signal of two systems,
    nを時刻、 time the n,
    前記入力信号s(n)の振幅をA(n)、 The amplitude of the input signal s (n) A (n) ,
    前記各定振幅信号の振幅をV、 The amplitude of each constant amplitude signal V,
    第1系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差をψ(n)、 The phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the first system ψ (n),
    第2系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差を−ψ(n)、 The phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the second system -ψ (n),
    第1系統の前記非線形増幅器の出力振幅をV 1 、位相変化をφ 1 V 1 the output amplitude of said non-linear amplifier of the first system, a phase change phi 1,
    第2系統の前記非線形増幅器の出力振幅をV 2 、位相変化をφ 2 The output amplitude of the non-linear amplifier of the second system V 2, the phase change phi 2,
    第1系統の前記振幅減衰部による振幅減衰量をβ 1 1 the amplitude attenuation β by the amplitude attenuation of the first line,
    第2系統の前記振幅減衰部による振幅減衰量をβ 2 とし、 The amplitude attenuation and beta 2 according to the amplitude attenuation of the second line,
    2 =αV 1 V 2 = αV 1,
    φ 2 −φ 1 =Δφであって、 A φ 2 1 = Δφ,
    前記加算部で出力される出力信号y(n)を(V 1 /V)β 1 s(n)exp(jφ 1 )とするときに、 When the output signal y (n) that is output by the adding section (V 1 / V) β 1 s (n) exp (jφ 1),
    前記位相補正部は、前記第2系統の定振幅信号を−Δφだけ回転し、 The phase correcting unit rotates the constant amplitude signal of the second system only -Derutafai,
    前記振幅減衰量計算部は、(β 1 /β 2 )=αの関係を満たすように、β 1 およびβ 2 を算出し、 The amplitude attenuation amount calculation unit, so as to satisfy the relationship of (β 1 / β 2) = α, and calculates the beta 1 and beta 2,
    前記振幅減衰量計算部は、α=1のときに、β 1 =1、かつβ 2 =1とし、α<1のときに、β 1 =α、かつβ 2 =1とし、α>1のときに、β 1 =1、かつβ 2 =1/αとし The amplitude attenuation amount calculation unit, when the alpha = 1, and beta 1 = 1 and β 2 = 1,, α <when 1, beta 1 = alpha, and the β 2 = 1, α> 1 of when the, β 1 = 1, and the β 2 = 1 / α,
    前記LINC方式線形増幅器は、さらに、 The LINC system linear amplifier further,
    前記出力信号と、前記第1系統の定振幅信号と、前記第2系統の定振幅信号とに基づいて、最小2乗法によって、前記αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備えた LINC方式線形増幅器。 Said output signal, a constant amplitude signal of the first system, on the basis of a constant amplitude signal of the second system, the least squares method, with the imbalance estimation unit for estimating the α and [Delta] [phi, LINC system linear amplifier.
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