JP4111003B2 - LINC linear amplifier - Google Patents

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    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
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    • H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形増幅器に関し、特に、非線形素子を用いた線形増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムにおいては、基地局や移動局の低消費電力化と小型化を実現するために、電力効率が高く線形性に優れた増幅器が必要とされている。近年注目されている線形増幅器の一つに非線形素子を用いた線形増幅（ＬＩＮＣ：ＬＩｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式のものがある。
【０００３】
ＬＩＮＣでは、変調された信号を２つの定振幅信号に分解して、それぞれを電力効率の高い非線形素子で増幅し、それら出力を合成したものを出力する。
【０００４】
図７は、従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、この従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器７０は、信号分離部１１と、非線形増幅器５１，５２と、加算器１６とを含む。なお、このＬＩＮＣ方式線形増幅器７０は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【０００５】
信号分離部１１には、入力信号ｓ（ｎ）が入力される。入力信号ｓ（ｎ）は、複素信号であり、
ｓ（ｎ）＝Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ａ１）
と表わせる。ここで、ｎは時刻、Ａ（ｎ）はｓ（ｎ）の振幅、ｊは虚数単位、θ（ｎ）はｓ（ｎ）の位相である。
【０００６】
信号分離部１１は、入力信号ｓ（ｎ）を、次のように２系統の定振幅信号ｓ1（ｎ）とｓ2（ｎ）とに分離する。
【０００７】
ｓ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）＋ｓ2（ｎ）・・・（Ａ２）
ｓ1（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ））］・・・（Ａ３）
ｓ2（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ））］・・・（Ａ４）
ここで、Ｖは一定の振幅である。
【０００８】
式（Ａ１）、（Ａ３）、および（Ａ４）を式（Ａ２）に代入することにより、
Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝Ｖｅｘｐ（ｊθ（ｎ））（ｅｘｐ（ｊψ（ｎ））＋ｅｘｐ（−ｊψ（ｎ））＝２Ｖｃｏｓ（ψ（ｎ））ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ａ５）
となるので、Ｖm＝２Ｖとすると、
ψ（ｎ）＝ｃｏｓ-1（Ａ（ｎ）／Ｖm）・・・（Ａ６）
となる。なお、Ｖmは、ｓ（ｎ）の最大振幅であるｍａｘ［Ａ（ｎ）］以上に設定する必要がある。
【０００９】
非線形増幅器５１は、定振幅信号ｓ1（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）を出力する。非線形増幅器５２は、定振幅信号ｓ2（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）を出力する。非線形増幅器５１および５２の振幅利得をＧとし、位相変化をφとすると、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）および第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）は、
ｙ1（ｎ）＝Ｇｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）＝ＧＶｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋φ）］・・・（Ａ７）
ｙ2（ｎ）＝Ｇｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）＝ＧＶｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）＋φ）］・・・（Ａ８）
と表わされる。
【００１０】
加算器１６は、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）と第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【００１１】
ｙ（ｎ）＝ｙ1（ｎ）＋ｙ2（ｎ）＝Ｇｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）＋Ｇｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）＝Ｇｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）・・・（Ａ９）
したがって、出力信号ｙ（ｎ）は、入力信号ｓ（ｎ）をＧ倍して、位相をφだけ変化させたものとなる。
【００１２】
上述のｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、ｙ（ｎ）のベクトルで表すと図８のようになる。
【００１３】
ＬＩＮＣ方式線形増幅器では、上述のように、２つの非線形増幅器５１および５２の振幅利得および位相特性が同一であれば、２系統の伝送特性が同一となり、正常に動作する。しかし、実際には、２つの非線形増幅器５１および５２の振幅利得および位相特性には、製造ばらつきがあるとともに、温度変化や経年変化によって変動するので、非線形増幅器５１および５２の振幅利得および位相特性を補正することによって、２系統の伝送特性を同一にする必要がある。
【００１４】
非特許文献１では、２台の増幅器の間の振幅利得差と位相差を推定して、この推定した値に基づいて、補正を行なうことによって、所望の値を出力する方法が記載されている。
【００１５】
図９は、非特許文献１に記載の従来方式線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、この従来方式線形増幅器８０は、信号分離部１１と、アンバランス推定部６３と、乗算器６４と、増幅器６１，６２と、加算器１６とを含む。なお、この従来方式線形増幅器８０は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【００１６】
信号分離部１１は、図７に示したものと同様である。したがって、式（Ａ１）〜（Ａ６）が成り立つ。
【００１７】
増幅器６１は、定振幅信号ｓ1（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）を出力する。増幅器６１の振幅利得をＧ1とし、位相変化をφ1とする。第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）は、
ｙ1（ｎ）＝Ｇ1ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ａ１０）
と表わされる。
【００１８】
乗算器６４は、アンバランス推定部６３から出力される補正係数γと、定振幅信号ｓ2（ｎ）とを乗算して、補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）を出力する。補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）は、
ｓ2’（ｎ）＝γｓ2（ｎ）・・・（Ａ１１）
と表わされる。
【００１９】
増幅器６２は、補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）を出力する。増幅器６２の振幅利得をＧ2とし、位相変化をφ2とする。第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）は、
ｙ2（ｎ）＝Ｇ2ｓ2’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ａ１２）
と表わされる。
【００２０】
加算器１６は、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）と第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【００２１】
ｙ（ｎ）＝ｙ1（ｎ）＋ｙ2（ｎ）＝Ｇ1ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）＋Ｇ2ｓ2’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）＝Ｇ1ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）＋Ｇ2γｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ａ１３）
ここで、増幅器６１および増幅器６２の振幅利得Ｇ1、Ｇ2、および、位相変化φ1、φ2には、次の関係があるとする。
【００２２】
Ｇ2＝Ｇ1＋ΔＧ・・・（Ａ１４）
φ2＝φ1＋Δφ・・・（Ａ１５）
定振幅信号ｓ2（ｎ）と補正係数γとの乗算によって、振幅利得差ΔＧおよび位相差Δφが正確に補正されている場合には、出力信号ｙ（ｎ）は、所望の値、たとえば、
ｙ（ｎ）＝Ｇ1ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ａ１６）
と表わされる。
【００２３】
式（Ａ１３）〜（Ａ１６）より、最適な補正係数γは、
γ＝｛Ｇ1ｅｘｐ（ｊφ1）｝／｛Ｇ2ｅｘｐ（ｊφ2）｝＝｛Ｇ1／（Ｇ1＋ΔＧ）｝ｅｘｐ（−ｊΔφ）・・・（Ａ１７）
となる。
【００２４】
ｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、ｓ2’（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、ｙ（ｎ）をベクトルで表すと図１０のようになる。
【００２５】
アンバランス推定部６３は、ｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）より、最小２乗法を利用して、補正係数γを算出する。この最小２乗法について説明する。
【００２６】
まず、式（Ａ１３）を次のように表わす。
ｙ（ｎ）＝Ｇ1ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）＋γＧ2ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）＝ａ1ｓ1（ｎ）＋γａ2ｓ2（ｎ）・・・（Ａ１８）
ここで、
ａ1＝Ｇ1ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ａ１９）
ａ2＝Ｇ2ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ａ２０）
とする。最適な補正係数γは、式（Ａ１７）で与えられ、式（Ａ１７）を（Ａ１９）および（Ａ２０）を用いて、書換えると、
γ＝ａ1／ａ2・・・（Ａ２１）
となる。このとき出力信号ｙ（ｎ）は、式（Ａ１８）および（Ａ２１）より、
ｙ（ｎ）＝ａ1ｓ1（ｎ）＋（ａ1／ａ2）ａ2ｓ2（ｎ）＝ａ1［ｓ1（ｎ）＋ｓ2（ｎ）］・・・（Ａ２２）
と表わされる。
【００２７】
γは、未知の値なので、最初は、γ＝１とする。γ＝１のとき、式（Ａ１８）を変形すると、
ｓ1（ｎ）＋（ａ2／ａ1）ｓ2（ｎ）−（１／ａ1）ｙ（ｎ）＝０・・・（Ａ２３）
となる。式（Ａ２３）を用いて、誤差信号ｅ（ｎ）を次のように定義する。
【００２８】
ｅ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）−ｗ1 *ｓ2（ｎ）−ｗ2 *ｙ（ｎ）・・・（Ａ２４）
ここで、
ｗ1 *＝−（ａ2／ａ1）・・・（Ａ２５）
ｗ2 *＝（１／ａ1）・・・（Ａ２６）
である。ここで、‘*’は、共役複素演算を表わす。
【００２９】
（Ａ２４）をベクトルで表わすと、
ｅ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）−ＷHＸ（ｎ）・・・（Ａ２７）
となる。ここで、
Ｗ＝［ｗ1、ｗ2］T・・・（Ａ２８）
Ｘ（ｎ）＝［ｓ2（ｎ）、ｙ（ｎ）］T・・・（Ａ２９）
である。ここで、［…］T は、［…］の転置を示し、［…］Hは、［…］の共役転置を示す。
【００３０】
評価関数Ｊを
Ｊ＝Σ｜ｅ（ｎ）｜2・・・（Ａ３０）
とする。ここで、Σは、総和を示す。最小２乗法とは、結局のところ、この評価関数Ｊを最小とするｗ1とｗ2とを求めることである。
【００３１】
最適な解は、
Ｗ＝Ｒ-1ｒ・・・（Ａ３１）
として与えられる。ここで、
Ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ＸH（ｎ）｝・・・（Ａ３２）
ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ｓ1 *（ｎ）｝・・・（Ａ３３）
である。［…］-1は、［…］の逆行列を示す。
【００３２】
式（Ａ３１）〜（Ａ３３）によって、Ｎ個のｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）からＷを計算する。
【００３３】
Ｗを計算した後、式（Ａ２８）からｗ1が得られる。さらに、式（Ａ２５）より、ｗ1の複素共役をとると、−（ａ2／ａ1）が得られる。さらに、これに、（−１）を乗算して、（ａ2／ａ1）が得られる。この得られた（ａ2／ａ1）は、式（Ａ２１）によると、補正係数γである。以上により、補正係数γが推定されたことになる。
【００３４】
ところで、非特許文献１に記載の増幅器６１および６２は、線形動作することを前提としている。つまり、式（Ａ１０）および（Ａ１２）に示すように、増幅器の振幅利得をＧ、位相変化をφとしたときに、増幅器の出力は、増幅器の入力をＧｅｘｐ（ｊφ）倍した値となる。
【００３５】
このような線形動作が可能な増幅器には、たとえばＡ級増幅器やＡＢ級増幅器がある。図１１は、Ａ級またはＡＢ級増幅器の入出力信号の関係を示す図である。同図に示すように、これらの増幅器は、飽和特性を示す。すなわち、増幅器の入力信号がＰｉｎ以下のときには、入力信号に対して出力信号は線形性を示すが、増幅器の入力信号がＰｉｎを越えたときには、入力信号に対して出力信号は非線形を示す。
【００３６】
図１２（ａ）は、入力信号の時間変化を示す。同図に示すように、入力信号はは、Ｐｉｎを越える時間帯がある。図１２（ｂ）は、出力信号の時間変化を示す。同図に示すように、増幅器の飽和特性によって、出力信号の振幅は削られる（クリッピング）。
【００３７】
このような増幅器の飽和特性によって、出力信号の振幅が削られると、図１３に示すように、出力信号は、所望の信号帯域成分外に新たな周波数成分をもつことになる。このような所望の信号帯域外の周波数成分は、別の通信に影響を与えることになる。
【００３８】
したがって、このような信号帯域外の周波数成分の発生を防止するために、図１１に示すようなバックオフを設けることによって、線形領域内に動作点を設けることが必要となる。
【００３９】
【非特許文献１】
流田理一郎、府川和彦、鈴木博、「最小２乗法によるＬＩＮＣ用送信電力増幅器の振幅・位相バランス調整法」、電子情報通信学会技術報告、２００１、Ｖｏｌ.１０１、Ｎｏ．４３６、ｐ．７−１２
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ａ級増幅器およびＡＢ級増幅器では、一般に電力効率が低いところ、このようなバックオフを設けることによって、さらに電力効率が低下してしまう。
【００４１】
そこで、ＬＩＮＣ方式線形増幅器における増幅器として、Ｄ級増幅器、Ｅ級増幅器、またはＦ級増幅器のような電力効率の高い非線形増幅器を用いることが有効と考えられる。
【００４２】
たとえば、Ｄ級増幅器は、非線形の動作を行なう。すなわち、Ｄ級増幅器は、入力信号が０のときには、０を出力するが、入力信号が０以外のときには、入力の大きさに無関係に定振幅信号を出力する。
【００４３】
２台の非線形増幅器の出力振幅をそれぞれＶ1、Ｖ2とし、位相変化をそれぞれφ1、φ2とすると、Ｖ1＝Ｖ2、およびφ1＝φ2である場合には、これらの非線形増幅器を用いたＬＩＮＣ方式線形増幅器は正常に動作する。
【００４４】
一方、製造ばらつき、温度変化、または経年変化などによって、Ｖ1≠Ｖ2、またはφ1≠φ2である場合には、正常に動作しない。
【００４５】
図１４は、２台の非線形増幅器の出力振幅および位相特性にばらつきがないときの出力信号ｙ（ｎ）と、ばらつきがあるときの出力信号ｙ*（ｎ）とを示す。同図に示すように、２台の非線形増幅器の出力振幅と位相変化が、いずれもＶ1およびφ1であるときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ1（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ2（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ（ｎ）が得られる。出力信号ｙ（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）となる。
【００４６】
一方の非線形増幅器の出力振幅がＶ1で位相変化がφ1であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がＶ2（≠Ｖ1）で位相変化がφ2（≠φ1）のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ1 *（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ2 *（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ*（ｎ）が得られる。出力信号ｙ*（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）とならない。
【００４７】
したがって、Ｖ1≠Ｖ2、またはφ1≠φ2である場合には、非特許文献１のように補正が必要となる。非特許文献１の増幅器６２では、式（Ａ４）、（Ａ１１）および（Ａ１２）に示すように、出力振幅は、Ｇ2｜γ｜Ｖとなり、補正係数γによる補正の効果が出力振幅に現れる。
【００４８】
ところが、非線形増幅器に対して、非特許文献１のような補正では、非線形増幅器の出力振幅は、補正係数γの大きさに無関係に一定であるため、補正係数γによる補正の効果は現れない。
【００４９】
それゆえ、本発明の目的は、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができるＬＩＮＣ方式の線形増幅器を提供することである。
【００５０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、この発明に係わるＬＩＮＣ方式線形増幅器は、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備える。
【００５１】
好ましくは、信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、ｎを時刻、入力信号ｓ（ｎ）の振幅をＡ（ｎ）、各定振幅信号の振幅をＶ、第１系統の定振幅信号との入力信号との位相差をψ（ｎ）、第２系統の定振幅信号との入力信号との位相差を−ψ（ｎ）、第１系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ1、位相変化をφ1、第２系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ2、位相変化をφ2とし、Ｖ2＝αＶ1、φ2−φ1＝Δφであって、加算部で出力される出力信号ｙ（ｎ）を（Ｖ1／Ｖ）ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）とするときに、位相補正量計算部は、第１系統の位相補正部で補正すべき位相量Δθ1（ｎ）を、Δθ1（ｎ）＝ｃｏｓ-1[｛Ａ（ｎ）2＋Ｖ2−（αＶ）2｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］−ψ（ｎ）に基づいて算出し、第２系統の位相補正部で補正すべき位相量Δθ2（ｎ）を、Δθ2（ｎ）＝ψ（ｎ）−ｃｏｓ-1[｛Ａ（ｎ）2＋（αＶ）2−Ｖ2｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］−Δφに基づいて算出する。
【００５２】
好ましくは、位相補正量計算部は、ｘ＝［｛Ａ（ｎ）2＋Ｖ2−（αＶ）2｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］としたときに、ｘ＞１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝０として、Δθ1（ｎ）を算出し、ｘ＜−１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝πとして、Δθ1（ｎ）を算出し、ｘ＝[｛Ａ（ｎ）2＋（αＶ）2−Ｖ2｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］としたときに、ｘ＞１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝０として、Δθ2（ｎ）を算出し、ｘ＜−１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝πとして、Δθ2（ｎ）を算出する。
【００５３】
好ましくは、ＬＩＮＣ方式線形増幅器は、さらに、出力信号と、位相補正された第１系統の定振幅信号と、位相補正された第２系統の定振幅信号とに基づいて、最小２乗法によって、αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備える。
【００５４】
また、この発明に係わるＬＩＮＣ方式線形増幅器は、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の定振幅信号または位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、各系統の振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、第１系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差を、位相補正部で補正すべき位相量として位相補正部に与える指定部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備える。
【００５５】
好ましくは、信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、ｎを時刻、入力信号ｓ（ｎ）の振幅をＡ（ｎ）、各定振幅信号の振幅をＶ、第１系統の定振幅信号と入力信号との位相差をψ（ｎ）、第２系統の定振幅信号と入力信号との位相差を−ψ（ｎ）、第１系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ1、位相変化をφ1、第２系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ2、位相変化をφ2、第１系統の振幅減衰部による振幅減衰量をβ1、第２系統の振幅減衰部による振幅減衰量をβ2とし、Ｖ2＝αＶ1、φ2−φ1＝Δφであって、加算部で出力される出力信号ｙ（ｎ）を（Ｖ1／Ｖ）β1ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）とするときに、位相補正部は、第２系統の定振幅信号を−Δφだけ回転し、振幅減衰量計算部は、（β1／β2）＝αの関係を満たすように、β1およびβ2を算出する。
【００５６】
好ましくは、振幅減衰量計算部は、α＝１のときに、β1＝１、かつβ2＝１とし、α＜１のときに、β1＝α、かつβ2＝１とし、α＞１のときに、β1＝１、かつβ2＝１／αとする。
【００５７】
好ましくは、ＬＩＮＣ方式線形増幅器は、さらに、出力信号と、第１系統の定振幅信号と、第２系統の定振幅信号とに基づいて、最小２乗法によって、αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備える。
【００５８】
以上のように、この発明に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値を出力することができる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００６０】
＜第１の実施形態＞
本実施の形態は、２系統の定振幅信号の位相を補正するＬＩＮＣ方式線形増幅器に関する。
【００６１】
図１は、第１の実施形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、このＬＩＮＣ方式線形増幅器１００は、信号分離部１１と、位相補正部１２，１３と、非線形増幅器１４，１５と、加算器１６と、位相補正量計算部１７と、アンバランス推定部１８とを含む。なお、このＬＩＮＣ方式線形増幅器１００は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【００６２】
信号分離部１１には、入力信号ｓ（ｎ）が入力される。入力信号ｓ（ｎ）は、複素信号であり、
ｓ（ｎ）＝Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｂ１）
と表わせる。ここで、ｎは時刻、Ａ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の振幅、θ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の位相である。
【００６３】
信号分離部１１は、入力信号ｓ（ｎ）を、次のように二系統の定振幅信号ｓ1（ｎ）とｓ2（ｎ）とに分離する。
【００６４】
ｓ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）＋ｓ2（ｎ）・・・（Ｂ２）
ｓ1（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ））］・・・（Ｂ３）
ｓ2（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ））］・・・（Ｂ４）
式（Ｂ１）、（Ｂ３）、および（Ｂ４）を式（Ｂ２）に代入することにより、
Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））
＝Ｖｅｘｐ（ｊθ（ｎ））（ｅｘｐ（ｊψ（ｎ））＋ｅｘｐ（−ｊψ（ｎ））
＝２Ｖｃｏｓ（ψ（ｎ））ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｂ５）
となるので、Ｖm＝２Ｖとすると、
ψ（ｎ）＝ｃｏｓ-1（Ａ（ｎ）／Ｖm）・・・（Ｂ６）
となる。なお、Ｖmは、ｓ（ｎ）の最大振幅であるｍａｘ［Ａ（ｎ）］以上に設定する必要がある。
【００６５】
位相補正部１２は、定振幅信号ｓ1（ｎ）の位相を、位相補正量計算部１７から出力される位相補正量Δθ1（ｎ）だけ回転して、補正された定振幅信号ｓ1’（ｎ）を出力する。
【００６６】
ｓ1’（ｎ）＝ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊ（Δθ1（ｎ））・・・・（Ｂ７）
と表わされる。
【００６７】
位相補正部１３は、定振幅信号ｓ2（ｎ）の位相を、位相補正量計算部１７から出力される位相補正量Δθ2（ｎ）だけ回転して、補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）を出力する。
【００６８】
ｓ2’（ｎ）＝ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊ（Δθ2（ｎ））・・・・（Ｂ８）
と表わされる。
【００６９】
非線形増幅器１４は、補正された定振幅信号ｓ1’（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）を出力する。非線形増幅器１４の振幅利得を（Ｖ1／Ｖ）とし、位相変化をφ1とする。第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）は、
ｙ1（ｎ）＝Ｖ1［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋Δθ1（ｎ）＋φ1）］・・・（Ｂ９）
と表わされる。
【００７０】
非線形増幅器１５は、補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）を出力する。非線形増幅器１５の振幅利得を（Ｖ2／Ｖ）とし、位相変化をφ2とする。第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）は、
ｙ2（ｎ）＝Ｖ2［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）＋Δθ2（ｎ）＋φ2）］・・・（Ｂ１０）
と表わされる。
【００７１】
加算器１６は、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）と第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【００７２】
ｙ（ｎ）＝ｙ1（ｎ）＋ｙ2（ｎ）＝Ｖ1［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋Δθ1（ｎ）＋φ1）］＋Ｖ2［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）＋Δθ2（ｎ）＋φ2）］・・・（Ｂ１１）
ここで、非線形増幅器１４および非線形増幅器１５の出力振幅Ｖ1、Ｖ2、および、位相変化φ1、φ2には、次の関係があるとする。
【００７３】
Ｖ2＝αＶ1・・・（Ｂ１２）
φ2＝φ1＋Δφ・・・（Ｂ１３）
位相補正量計算部１７は、以下のようにして、アンバランス推定部１８で推定されたαとΔφに基づいて、位相補正量Δθ1（ｎ）およびΔθ2（ｎ）を算出する。なお、αとΔφが推定される前には、Δθ1（ｎ）＝０、Δθ2（ｎ）＝０としておく。
【００７４】
位相補正部１２および１３による補正によって、適切に補正されている場合には、出力信号ｙ（ｎ）は、所望の値、たとえば、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ1／Ｖ）ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ｂ１４）
と表わされる。
【００７５】
式（Ｂ１）、（Ｂ１２）および（Ｂ１３）により、式（Ｂ１１）および（Ｂ１４）を整理すると、次式が成り立つ。
【００７６】
Ａ（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（ψ（ｎ）＋Δθ1（ｎ）］＋αＶｅｘｐ［ｊ（−ψ（ｎ）＋Δθ2（ｎ）＋Δφ］・・・（Ｂ１５）
式（Ｂ１５）の関係を図示すると、図３のようになる。図３に示す幾何的な関係に、三角関数の余弦定理を利用すると、Δθ1（ｎ）およびΔθ2（ｎ）は、次のように表わされる。
【００７７】
Δθ1（ｎ）＝ｃｏｓ-1[｛Ａ（ｎ）2＋Ｖ2−（αＶ）2｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］−ψ（ｎ）・・・（Ｂ１６）
Δθ2（ｎ）＝ψ（ｎ）−ｃｏｓ-1[｛Ａ（ｎ）2＋（αＶ）2−Ｖ2｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］−Δφ・・・（Ｂ１７）
ただし、式（Ｂ１６）における、ｃｏｓ-1（ｘ）において、ｘ＞１のときには、強制的にｃｏｓ-1（ｘ）＝０とし、ｘ＜−１のときには、強制的にｃｏｓ-1（ｘ）＝πとすることによって、計算値が異常になるのを防止する。ここで、ｘ＝[｛Ａ（ｎ）2＋Ｖ2−（αＶ）2｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］である。
【００７８】
また、式（Ｂ１７）における、ｃｏｓ-1（ｘ）において、ｘ＞１のときには、強制的にｃｏｓ-1（ｘ）＝０とし、ｘ＜−１のときには、強制的にｃｏｓ-1（ｘ）＝πとすることによって、計算値が異常になるのを防止する。ここで、ｘ＝[｛Ａ（ｎ）2＋（αＶ）2−Ｖ2｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］である。
【００７９】
つまり、位相補正量計算部１７は、各時刻ｎごとに、式（Ｂ１６）および（Ｂ１７）によって、位相補正量Δθ1（ｎ）およびΔθ2（ｎ）を算出し、位相補正部１２および１３は、式（Ｂ７）および（Ｂ８）のように、それぞれの定振幅信号をこの算出された位相補正量Δθ1（ｎ）またはΔθ2（ｎ）だけ回転する。
【００８０】
図２は、ｙ1 *（ｎ）、ｙ2 *（ｎ）、およびｙ*（ｎ）と、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【００８１】
図１４に示したように、一方の非線形増幅器の出力振幅がＶ1で位相変化がφ1であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がＶ2で位相変化がφ2のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ1 *（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ2 *（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ*（ｎ）が得られる。出力信号ｙ*（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）とならない。
【００８２】
位相補正部１２による位相補正によって、非線形増幅器１４の増幅信号ｙ1（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ1 *（ｎ）をΔθ1（ｎ）だけ回転したものとなる。位相補正部１３による補正によって、非線形増幅器１５の増幅信号ｙ2（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ2 *（ｎ）をΔθ2（ｎ）だけ回転したものとなる。この２つの非線形増幅器の増幅信号ｙ1（ｎ）とｙ2（ｎ）とが合成されて出力信号ｙ（ｎ）が得られる。
【００８３】
位相補正部１２および１３による位相補正によって、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅と位相を所望の値に設定することができる。
【００８４】
つまり、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅（つまり、ベクトルの大きさ）は、増幅信号ｙ1（ｎ）と増幅信号ｙ2（ｎ）との位相差（つまり、ベクトルのなす角度）に依存する。したがって、位相補正部１２および１３による位相補正によって、増幅信号ｙ1（ｎ）とｙ2（ｎ）の位相差を調整することで、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅を所望の値に設定することができる。
【００８５】
また、出力信号ｙ（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）は、増幅信号ｙ1（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）と増幅信号ｙ2（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）とに依存する。したがって、位相補正部１２および１３による位相補正によって、増幅信号ｙ1（ｎ）の位相とｙ2（ｎ）の位相とを調整することで、出力信号ｙ（ｎ）の位相を所望の値に設定することができる。
【００８６】
以上のように位相補正部１２による位相補正量Δθ1（ｎ）およびΔθ2（ｎ）は、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅と位相とを同時に補正するための補正量である。
【００８７】
ただし、位相補正が可能なのは、入力信号ｓ（ｎ）の振幅Ａ（ｎ）と、２つの非線形増幅器の出力振幅の差ΔＶ＝｜Ｖ2−Ｖ1｜との間に、Ａ（ｎ）≧ΔＶという条件が満たされているときに限られる。以下にこの理由について説明する。
【００８８】
たとえば、入力信号の振幅Ａ（ｎ）＝０のときには、図４（ａ）に示すように、第１系統の定振幅信号ｓ1（ｎ）と第２系統の定振幅信号ｓ2（ｎ）の位相差はπである。また、入力信号の振幅Ａ（ｎ）＝０なので、出力信号ｙ（ｎ）＝０とならなければならない。
【００８９】
一方、第１系統の非線形増幅器１４によって、増幅信号ｙ1（ｎ）は、Ｖ1となり、第２系統の非線形増幅器１５によって、増幅信号ｙ2（ｎ）は、Ｖ2となり、位相補正によって得られる出力信号ｙ（ｎ）の最小値は、図４（ｂ）に示すように、（Ｖ2−Ｖ1）である。したがって、この場合には、位相補正によっては、出力信号ｙ（ｎ）＝０にすることができない。
【００９０】
さらに、より一般的に説明すると次のようになる。出力信号ｙ（ｎ）が式（Ｂ１４）のように表されるときには、出力信号ｙ（ｎ）の振幅は（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）となる。
【００９１】
したがって、この出力信号ｙ（ｎ）の振幅（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）は、位相補正による出力信号の振幅の最小値であるΔＶ以上でなければならない。つまり、（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）≧ΔＶでなければならない。任意のＶ1（＞Ｖ）について、これが成り立つためには、Ａ（ｎ）≧ΔＶでなければならない。
【００９２】
アンバランス推定部１８は、ｓ1’（ｎ）、ｓ2’（ｎ）、およびｙ（ｎ）より、最小２乗法を利用して、α、およびΔφを算出する。このαとΔφの算出は、温度変化や経年変化に対応するために、適当な時間間隔で行なうものとする。
【００９３】
以下に、この最小２乗法について説明する。
まず、式（Ｂ１１）を、式（Ｂ３）および（Ｂ４）により書換えると、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ1／Ｖ）ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ1（ｎ））ｅｘｐ（ｊφ1）＋（Ｖ2／Ｖ）ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ2（ｎ））ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ｂ１８）
ここで、
ｓ1’（ｎ）＝ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ1（ｎ））・・・（Ｂ１９）
ｓ2’（ｎ）＝ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ2（ｎ））・・・（Ｂ２０）
とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ1／Ｖ）ｓ1’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）＋（Ｖ2／Ｖ）ｓ2’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ｂ２１）
となる。さらに、
ｂ1＝（Ｖ1／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ｂ２２）
ｂ2＝（Ｖ2／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ｂ２３）
とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、
ｙ（ｎ）＝ｂ1ｓ1’（ｎ）＋ｂ2ｓ2’（ｎ）・・・（Ｂ２４）
と表わされる。式（Ｂ２４）を変形すると、
ｓ1’（ｎ）＋（ｂ2／ｂ1）ｓ2’（ｎ）−（１／ｂ1）ｙ（ｎ）＝０・・・（Ｂ２５）
となる。式（Ｂ２５）を用いて、誤差信号ｅ（ｎ）を次のように定義する。
【００９４】
ｅ（ｎ）＝ｓ1’（ｎ）−ｗ1 *ｓ2’（ｎ）−ｗ2 *ｙ（ｎ）・・・（Ｂ２６）
ここで、
ｗ1 *＝−（ｂ2／ｂ1）・・・（Ｂ２７）
ｗ2 *＝（１／ｂ1）・・・（Ｂ２８）
である。ここで、‘*’は、共役複素演算を表わす。
【００９５】
（Ｂ２６）をベクトルで表わすと、
ｅ（ｎ）＝ｓ1’（ｎ）−ＷHＸ（ｎ）・・・（Ｂ２９）
となる。ここで、
Ｗ＝［ｗ1、ｗ2］T・・・（Ｂ３０）
Ｘ（ｎ）＝［ｓ2’（ｎ）、ｙ（ｎ）］T・・・（Ｂ３１）
である。ここで、［…］T は、［…］の転置を示し、［…］Hは、［…］の共役転置を示す。
【００９６】
評価関数Ｊを
Ｊ＝Σ｜ｅ（ｎ）｜2・・・（Ｂ３２）
とする。ここで、Σは、総和を示す。最小２乗法とは、結局のところ、この評価関数Ｊを最小とするｗ1とｗ2とを求めることである。
【００９７】
最適な解は、
Ｗ＝Ｒ-1ｒ・・・（Ｂ３３）
として与えられる。ここで、
Ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ＸH（ｎ）｝・・・（Ｂ３４）
ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ｓ1’*（ｎ）｝・・・（Ｂ３５）
である。［…］-1は、［…］の逆行列を示す。
【００９８】
式（Ｂ３３）〜（Ｂ３５）によって、Ｎ個のｓ1’（ｎ）、ｓ2’（ｎ）、およびｙ（ｎ）からＷを計算する。
【００９９】
Ｗを計算した後、式（Ｂ３０）からｗ1が得られる。さらに、式（Ｂ２７）より、ｗ1の複素共役をとると、−（ｂ2／ｂ1）が得られる。さらに、これに、（−１）を乗算して、（ｂ2／ｂ1）が得られる。
【０１００】
（Ｂ１２）、（Ｂ１３）、（Ｂ２２）および（Ｂ２３）より、
（ｂ2／ｂ1）＝（Ｖ2／Ｖ1）ｅｘｐ（ｊφ2）／ｅｘｐ（ｊφ1）＝αｅｘｐ（ｊΔφ）・・・（Ｂ３６）
が成り立つ。したがって、得られた（ｂ2／ｂ1）の絶対値がαであり、位相がΔφとなる。以上により、αとΔφとが得られたことになる。
【０１０１】
以上のように、本実施の形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、位相補正部１２および１３によって、２系統の定振幅信号の位相を補正することによって、補正を行なわない場合と比べて、出力信号の波形歪み、すなわち、実際の出力信号と所望の出力信号との差を小さくすることができ、その結果、出力信号の帯域外成分を小さくすることができる。
【０１０２】
＜第２の実施形態＞
本実施の形態は、１系統の定振幅信号の位相を補正するとともに、２系統の非線形増幅器の出力信号の振幅を減衰させるＬＩＮＣ方式線形増幅器に関する。
【０１０３】
図５は、第２の実施形態に係るＬＩＮＣ方式の線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、このＬＩＮＣ方式線形増幅器２００は、信号分離部１１と、位相補正部２１と、非線形増幅器１４，１５と、振幅減衰部２４，２５と、加算器１６と、アンバランス推定部２２と、振幅減衰量計算部２３と、乗算器２６とを含む。なお、このＬＩＮＣ方式線形増幅器２００は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【０１０４】
信号分離部１１には、入力信号ｓ（ｎ）が入力される。入力信号ｓ（ｎ）は、複素信号であり、
ｓ（ｎ）＝Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｃ１）
と表わせる。ここで、ｎは時刻、Ａ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の振幅、θ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の位相である。
【０１０５】
信号分離部１１は、入力信号ｓ（ｎ）を、次のように二系統の定振幅信号ｓ1（ｎ）とｓ2（ｎ）とに分離する。
【０１０６】
ｓ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）＋ｓ2（ｎ）・・・（Ｃ２）
ｓ1（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ））］・・・（Ｃ３）
ｓ2（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ））］・・・（Ｃ４）
式（Ｃ１）、（Ｃ３）、および（Ｃ４）を式（Ｃ２）に代入することにより、Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝Ｖｅｘｐ（ｊθ（ｎ））（ｅｘｐ（ｊψ（ｎ））＋ｅｘｐ（−ｊψ（ｎ））＝２Ｖｃｏｓ（ψ（ｎ））ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｃ５）
となるので、Ｖm＝２Ｖとすると、
ψ（ｎ）＝ｃｏｓ-1（Ａ（ｎ）／Ｖm）・・・（Ｃ６）
となる。なお、Ｖmは、ｓ（ｎ）の最大振幅であるｍａｘ［Ａ（ｎ）］以上に設定する必要がある。
【０１０７】
乗算器２６は、アンバランス推定部２２から出力される位相補正量Δφに−１を乗算して、−Δφを出力する。
【０１０８】
位相補正部２１は、定振幅信号ｓ2（ｎ）の位相を、乗算器２６から出力される−Δφだけ回転して、補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）を出力する。補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）は、
ｓ2’（ｎ）＝ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊ（−Δφ））・・・・（Ｃ７）
と表わされる。
【０１０９】
非線形増幅器１４は、定振幅信号ｓ1（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）を出力する。非線形増幅器１４の振幅利得を（Ｖ1／Ｖ）とし、位相変化をφ1とする。第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）は、
ｙ1（ｎ）＝Ｖ1［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋φ1）］・・・（Ｃ８）
と表わされる。
【０１１０】
非線形増幅器１５は、補正された定振幅信号ｓ2’（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）を出力する。非線形増幅器１５の振幅利得をＶ2とし、位相変化をφ2とすると、第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）は、
ｙ2（ｎ）＝Ｖ2［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）−Δφ＋φ2）］・・・（Ｃ９）
と表わされる。
【０１１１】
振幅減衰部２４は、第１系統の増幅信号ｙ1（ｎ）の振幅を減衰させる。振幅減衰部２４での振幅減衰量をβ1（≦１）とすると、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）は、
ｙ1’（ｎ）＝β1ｙ1（ｎ）・・・（Ｃ１０）
と表わされる。
【０１１２】
振幅減衰部２５は、第２系統の増幅信号ｙ2（ｎ）の振幅を減衰させる。振幅減衰部２５での振幅減衰量をβ2（≦１）とすると、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）は、
ｙ2’（ｎ）＝β2ｙ2（ｎ）・・・（Ｃ１１）
と表わされる。
【０１１３】
加算器１６は、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1（ｎ）と第２系統の減衰した増幅信号ｙ2（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【０１１４】
ｙ（ｎ）＝ｙ1’（ｎ）＋ｙ2’（ｎ）・・・（Ｃ１２）
式（Ｃ８）〜（Ｃ１２）より、次式が成り立つ。
【０１１５】
ｙ（ｎ）＝Ｖ1β1ｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋φ1）］＋Ｖ2β2ｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）−Δφ＋φ2）］・・・（Ｃ１３）
振幅減衰量計算部２１は、以下のようにして、αに基づいて、振幅減衰量β1およびβ2を算出する。
【０１１６】
ここで、非線形増幅器１４および非線形増幅器１５の出力振幅Ｖ1、Ｖ2、および、位相変化φ1、φ2には、次の関係があるとする。
【０１１７】
Ｖ2＝αＶ1・・・（Ｃ１４）
φ2＝φ1＋Δφ・・・（Ｃ１５）
位相補正部２１および振幅減衰部２４，２５による補正によって、適切に補正されている場合には、出力信号ｙ（ｎ）は、たとえば、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ1／Ｖ）ｓ（ｎ）β1ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ｃ１６）
と表わされる。
【０１１８】
式（Ｃ１）、（Ｃ６）、（Ｃ１４）、（Ｃ１５）を用いて、式（Ｃ１３）および（Ｃ１６）を整理すると、次式が成り立つ。
【０１１９】
２ｃｏｓ（ψ（ｎ））＝ｅｘｐ（ｊψ（ｎ））＋α（β2／β1）ｅｘｐ（−ｊψ（ｎ））・・・（Ｃ１７）
式（Ｃ１７）が常に成り立つためには、
α（β2／β1）＝１・・・（Ｃ１８）
でなければならない。（Ｃ１８）を変形すると、
β1／β2＝α・・・（Ｃ１９）
となる。振幅減衰量計算部２３は、式（Ｃ１９）を満たした上で、出力信号ｙ（ｎ）が大きくなるように、振幅減衰量β1およびβ2を次のようにして算出する。
【０１２０】
１）α＝１のとき、
このときには、（Ｃ１９）より、β1＝β2となる。β1≦１、かつβ2≦１なので、出力ｙ（ｎ）を大きくするために、
β1＝１、かつβ2＝１・・・（Ｃ２０）
とする。
【０１２１】
このときには、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅β1Ｖ1は、Ｖ1となり、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅β2Ｖ2は、Ｖ2となる。α＝１より、Ｖ2＝Ｖ1なので、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅β1Ｖ1と、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅β1Ｖ2とは、等しくなる。
【０１２２】
２）α＜１のとき、
このときには、（Ｃ１９）より、β1＜β2となる。β1≦１、かつβ2≦１であり、出力ｙ（ｎ）を大きくするために、
β1＝α、かつβ2＝１・・・（Ｃ２１）
とする。このときには、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅β1Ｖ1は、αＶ1となり、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅β2Ｖ2は、Ｖ2となる。Ｖ2＝αＶ1なので、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅β1Ｖ1と、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅β1Ｖ2とは、等しくなる。
【０１２３】
３）α＞１のとき、
このときには、（Ｃ１９）より、β1＞β2となる。β1≦１、かつβ2≦１であり、出力ｙ（ｎ）を大きくするために、
β1＝１、かつβ2＝１／α・・・（Ｃ２２）
とする。
【０１２４】
このときには、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅β1Ｖ1は、Ｖ1となり、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅β2Ｖ2は、（１／α）Ｖ2となる。Ｖ2＝αＶ1なので、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅β1Ｖ1と、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅β1Ｖ2とは、等しくなる。
【０１２５】
図６は、ｙ1 *（ｎ）、ｙ2 *（ｎ）、およびｙ*（ｎ）と、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【０１２６】
図１４に示したように、一方の非線形増幅器の出力振幅がＶ1で位相変化がφ1であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がＶ2で位相変化がφ2のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ1 *（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ2 *（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ*（ｎ）が得られる。出力信号ｙ*（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ1／Ｖ）Ａ（ｎ）とならない。
【０１２７】
振幅減衰部２４による補正によって、第１系統の減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ1 *（ｎ）をβ1（＝１）だけ減衰したものとなる。位相補正部２１および振幅減衰部２５による補正によって、第２系統の減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ2 *（ｎ）を−Δφだけ回転し、かつβ2（＝１／α＜１）だけ減衰したものとなる。
【０１２８】
この２つの減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）とｙ2’（ｎ）とが合成されて出力信号ｙ（ｎ）が得られる。
【０１２９】
振幅減衰部２４，２５および位相補正部２１による補正によって、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅と位相を所望の値に設定することができる。
【０１３０】
つまり、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅（つまり、ベクトル大きさ）は、減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、２つの減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）とｙ2’（ｎ）との位相差（つまり、ベクトルのなす角度）に依存する。したがって、振幅減衰部２４および２５による振幅減衰と、位相補正部２１による位相補正とによって、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅を所望の値に設定することができる。
【０１３１】
また、出力信号ｙ（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）は、減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、減衰した増幅信号ｙ2’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、２つの減衰した増幅信号ｙ1’（ｎ）とｙ2’（ｎ）との位相差（つまり、ベクトルのなす角度）に依存する。したがって、振幅減衰部２４および２５による振幅減衰と、位相補正部２１による位相補正によって、出力信号ｙ（ｎ）の位相を所望の値に設定することができる。
【０１３２】
アンバランス推定部２２は、ｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）より、最小２乗法を利用して、α、およびΔφを算出する。この最小２乗法について説明する。
【０１３３】
まず、式（Ｃ１３）を、式（Ｃ３）および（Ｃ４）により書換えると、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ1／Ｖ）β1ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）＋（Ｖ2／Ｖ）β2ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）ｅｘｐ（−ｊΔφ）・・・（Ｃ２３）
と表わされる。
【０１３４】
最初は、Δφ＝０、β1＝１、およびβ2＝１とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、ｙ（ｎ）＝（Ｖ1／Ｖ）ｓ1（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）＋（Ｖ2／Ｖ）ｓ2（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ｃ２４）
と表わされる。
【０１３５】
ここで、
ｃ1＝（Ｖ1／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ1）・・・（Ｃ２５）
ｃ2＝（Ｖ2／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ2）・・・（Ｃ２６）
とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、
ｙ（ｎ）＝ｃ1ｓ1（ｎ）＋ｃ2ｓ2（ｎ）・・・（Ｃ２７）
となる。式（Ｃ２７）を変形すると、
ｓ1（ｎ）＋（ｃ2／ｃ1）ｓ2（ｎ）−（１／ｃ1）ｙ（ｎ）＝０・・・（Ｃ２８）
となる。式（Ｃ２８）を用いて、誤差信号ｅ（ｎ）を次のように定義する。
【０１３６】
ｅ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）−ｗ1 *ｓ2（ｎ）−ｗ2 *ｙ（ｎ）・・・（Ｃ２９）
ここで、
ｗ1 *＝−（ｃ2／ｃ1）・・・（Ｃ３０）
ｗ2 *＝（１／ｃ1）・・・（Ｃ３１）
である。ここで、‘*’は、共役複素演算を表わす。
【０１３７】
（Ｃ２９）をベクトルで表わすと、
ｅ（ｎ）＝ｓ1（ｎ）−ＷHＸ（ｎ）・・・（Ｃ３２）
となる。ここで、
Ｗ＝［ｗ1、ｗ2］T・・・（Ｃ３３）
Ｘ（ｎ）＝［ｓ2（ｎ）、ｙ（ｎ）］T・・・（Ｃ３４）
である。ここで、［…］T は、［…］の転置を示し、［…］Hは、［…］の共役転置を示す。
【０１３８】
評価関数Ｊを
Ｊ＝Σ｜ｅ（ｎ）｜2・・・（Ｃ３５）
とする。ここで、Σは、総和を示す。最小２乗法とは、結局のところ、この評価関数Ｊを最小とするｗ1とｗ2とを求めることである。
【０１３９】
最適な解は、
Ｗ＝Ｒ-1ｒ・・・（Ｃ３６）
として与えられる。ここで、
Ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ＸH（ｎ）｝・・・（Ｃ３７）
ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ｓ1 *（ｎ）｝・・・（Ｃ３８）
である。［…］-1は、［…］の逆行列を示す。
【０１４０】
式（Ｃ３６）〜（Ｃ３８）によって、Ｎ個のｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）からＷを計算する。
【０１４１】
Ｗを計算した後、式（Ｃ３３）からｗ1が得られる。さらに、式（Ｃ３０）より、ｗ1の複素共役をとると、−（ｃ2／ｃ1）が得られる。さらに、これに、（−１）を乗算して、（ｃ2／ｃ1）が得られる。
【０１４２】
（Ｃ１４）、（Ｃ１５）、（Ｃ２５）および（Ｃ２６）より、
（ｃ2／ｃ1）＝（Ｖ2／Ｖ1）ｅｘｐ（ｊφ2）／ｅｘｐ（ｊφ1）＝αｅｘｐ（ｊΔφ）・・・（Ｃ３９）
が成り立つ。したがって、得られた（ｃ2／ｃ1）の絶対値がαであり、位相がΔφとなる。以上により、αとΔφとが得られたことになる。
【０１４３】
以上のように、本実施の形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、位相補正部２１、および振幅減衰部２４，２５によって、１系統の定振幅信号の位相を補正するとともに、２系統の増幅信号の振幅を補正することによって、補正を行なわない場合と比べて、出力信号の波形歪み、すなわち、実際の出力信号と所望の出力信号との差を小さくすることができ、その結果、出力信号の帯域外成分を小さくすることができる。
【０１４４】
また、振幅減衰量計算部２３は、α＝１のときに、β1＝１、かつβ2＝１とし、α＜１のときに、β1＝α、かつβ2＝１とし、α＞１のときに、β1＝１、かつβ2＝１／αとするので、出力信号の出力振幅を大きくすることができる。
【０１４５】
また、位相補正部２１における位相補正量Δφ、振幅減衰部２４，２５における振幅減衰量β1およびβ2は、各時刻ごとに計算する必要がないので、補正のための処理負担を軽くすることできる。
【０１４６】
＜変形例＞
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、以下の変形例も当然ながら包含する。
【０１４７】
（アンバランス推定部）
第１および第２の実施形態では、アンバランス推定部１８，２２によって、αおよびΔφの値を推定するものとしたが、αおよびΔφの値が既知の場合には、アンバランス推定部１８，２２によるこれらの値の推定は不要である。また、アンバランス推定部１８，２２によってαおよびΔφの値を一度推定し、それ以降これらの値が変動しない場合には、それ以降のこれらの値の推定は不要である。
【０１４８】
アンバランス推定部１８が不要のときには、図示しない指定部が、αおよびΔφを保持し、これらを位相補正量計算部１７に与えるものとすることができる。
【０１４９】
また、アンバランス推定部２２が不要のときには、図示しない指定部が、αおよびΔφを保持し、αを振幅減算量計算部２３に与え、Δφを位相補正部２１に与えるものとすることができる。
【０１５０】
（３以上の複数系統への分離）
本発明の実施形態では、入力信号を２系統の定振幅信号に分離して、各系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定したが、これに限定されるものではない。たとえば、入力信号を３系統以上の定振幅信号に分離して、そのうちの２系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定するものとしてもよい。
【０１５１】
あるいは、入力信号を３系統以上の定振幅信号に分離して、分離した各系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定するものとしてもよい。
【０１５２】
第１の実施形態では、各系統の位相補正部が、分離された各系統の定振幅信号の位相の補正、つまり、図２のベクトル平面において各系統の定振幅信号を示すベクトルを回転する補正を行なう。この位相補正量（回転量）は、補正後のベクトルを合成したベクトルが所望の出力信号ｙ（ｎ）を示すベクトルと一致するように位相補正量計算部が計算すればよい。
【０１５３】
第２の実施形態では、位相補正部が、第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号の位相の補正、つまり、図６のベクトル平面において各系統の定振幅信号を示すベクトルを回転する補正を行なう。この位相補正量（回転量）は、第１系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差とする。そして、非線形増幅器で増幅された各系統の増幅信号の振幅を減衰させる補正、つまり、図６のベクトル平面において、各系統の増幅信号を示すベクトルの大きさを縮小する補正を行なう。この縮小率（振幅減衰量）は、補正後のベクトルを合成したベクトルが所望の出力信号ｙ（ｎ）を示すベクトルと一致するように振幅減衰量計算部が計算すればよい。
【０１５４】
そして、これら３系統以上の定振幅信号に分離するときには、アンバランス推定部は各系統のαおよびΔφを推定し、指定部は各系統のαおよびΔφを保持する。アンバランス推定部および指定部は、これらのαまたはΔφの値を、位相補正量計算部、振幅減算量計算部、または位相補正部に与えるものとすることができる。
【０１５５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１５６】
【発明の効果】
この発明に係わるにＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備えるので、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができる。
【０１５７】
また、この発明に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の定振幅信号または位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、各系統の振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、第１系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差を、位相補正部で補正すべき位相量として位相補正部に与える指定部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備えるので、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１の実施形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図２】 ｙ1 *（ｎ）、ｙ2 *（ｎ）、およびｙ*（ｎ）と、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、ｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【図３】 式（Ｂ１５）の関係を表す図である。
【図４】 （ａ）は、入力信号の振幅Ａ（ｎ）＝０のときの、２系統の定振幅信号の状態を示す図であり、（ｂ）は、位相補正による出力信号が最小となるときの、２系統の増幅信号の状態を示す図である。
【図５】 第２の実施形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図６】 ｙ1 *（ｎ）、ｙ2 *（ｎ）、およびｙ*（ｎ）と、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、およびｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【図７】 従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図８】 図７に示す従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器におけるｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、ｙ（ｎ）をベクトルで表した図である。
【図９】 非特許文献１に記載の従来方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図１０】 図９に示す従来方式線形増幅器におけるｓ1（ｎ）、ｓ2（ｎ）、ｓ2’（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ1（ｎ）、ｙ2（ｎ）、ｙ（ｎ）をベクトルで表した図である。
【図１１】 Ａ級またはＡＢ級増幅器の入出力信号の関係を示す図である。
【図１２】 （ａ）は、入力信号の時間変化を示し、（ｂ）は、出力信号の時間変化を示す波形図である。
【図１３】 出力信号の周波数を示す図である。
【図１４】 ２台の非線形増幅器の出力振幅および位相特性にばらつきがないときの出力信号ｙ（ｎ）と、ばらつきがあるときの出力信号ｙ*（ｎ）とを示す図である。
【符号の説明】
１１ 信号分離部、１２，１３ 位相補正部、１４，１５、５１，５２ 非線形増幅器、１６ 加算器、１７ 位相補正量計算部、１８，２２，６３ アンバランス推定部、２３ 振幅減衰量計算部、２４，２５ 振幅減衰部、２６ 乗算器、６１，６２，６４ 増幅器、７０ 従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器、８０ 従来方式線形増幅器、１００，２００ ＬＩＮＣ方式線形増幅器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a linear amplifier, and more particularly to a linear amplifier using a nonlinear element.
[0002]
[Prior art]
In a wireless communication system, an amplifier having high power efficiency and excellent linearity is required in order to realize low power consumption and miniaturization of a base station and a mobile station. One of linear amplifiers attracting attention in recent years is a linear amplification using a nonlinear element (LINC: LINear amplification using Nonlinear Components).
[0003]
In LINC, a modulated signal is decomposed into two constant-amplitude signals, each is amplified by a non-linear element with high power efficiency, and a combination of these outputs is output.
[0004]
FIG. 7 shows the configuration of a conventional LINC linear amplifier. Referring to FIG. 1, this conventional LINC linear amplifier 70 includes a signal separation unit 11, nonlinear amplifiers 51 and 52, and an adder 16. The LINC linear amplifier 70 includes a frequency conversion unit, an analog-digital conversion unit, a digital-analog conversion unit, a quadrature modulation unit, and the like. Since these operations are obvious, here, Description is omitted.
[0005]
An input signal s (n) is input to the signal separation unit 11. The input signal s (n) is a complex signal,
s (n) = A (n) exp (jθ (n)) (A1)
It can be expressed as Here, n is time, A (n) is the amplitude of s (n), j is an imaginary unit, and θ (n) is the phase of s (n).
[0006]
The signal separation unit 11 converts the input signal s (n) into two constant amplitude signals s as follows.1(N) and s2(N).
[0007]
s (n) = s1(N) + s2(N) ... (A2)
s1(N) = Vexp [j (θ (n) + ψ (n))] (A3)
s2(N) = Vexp [j (θ (n) −ψ (n))] (A4)
Here, V is a constant amplitude.
[0008]
By substituting equations (A1), (A3), and (A4) into equation (A2),
A (n) exp (jθ (n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n)) + exp (−jψ (n)) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) ... (A5)
So Vm= 2V
ψ (n) = cos-1(A (n) / Vm) ... (A6)
It becomes. VmNeeds to be set to be equal to or larger than max [A (n)] which is the maximum amplitude of s (n).
[0009]
The nonlinear amplifier 51 has a constant amplitude signal s.1(N) is amplified and amplified signal y of the first system1(N) is output. The nonlinear amplifier 52 has a constant amplitude signal s.2(N) is amplified and amplified signal y of the second system2(N) is output. When the amplitude gain of the nonlinear amplifiers 51 and 52 is G and the phase change is φ, the amplified signal y of the first system1(N) and amplified signal y of the second system2(N)
y1(N) = Gs1(N) exp (jφ) = GVexp [j (θ (n) + ψ (n) + φ)] (A7)
y2(N) = Gs2(N) exp (jφ) = GVexp [j (θ (n) −ψ (n) + φ)] (A8)
It is expressed as
[0010]
The adder 16 receives the amplified signal y of the first system1(N) and amplified signal y of the second system2(N) is added to output an output signal y (n). The output signal y (n) is expressed as follows.
[0011]
y (n) = y1(N) + y2(N) = Gs1(N) exp (jφ) + Gs2(N) exp (jφ) = Gs (n) exp (jφ) (A9)
Therefore, the output signal y (n) is obtained by multiplying the input signal s (n) by G and changing the phase by φ.
[0012]
S above1(N), s2(N), s (n), y1(N), y2When represented by vectors of (n) and y (n), FIG. 8 is obtained.
[0013]
In the LINC type linear amplifier, as described above, if the amplitude gain and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers 51 and 52 are the same, the transmission characteristics of the two systems are the same and operate normally. However, in reality, the amplitude gain and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers 51 and 52 have manufacturing variations and fluctuate due to temperature change and secular change. Therefore, the amplitude gain and phase characteristics of the nonlinear amplifiers 51 and 52 are changed. By correcting, it is necessary to make the transmission characteristics of the two systems the same.
[0014]
Non-Patent Document 1 describes a method of estimating the amplitude gain difference and phase difference between two amplifiers and outputting a desired value by performing correction based on the estimated value. .
[0015]
FIG. 9 shows a configuration of a conventional linear amplifier described in Non-Patent Document 1. Referring to the figure, this conventional linear amplifier 80 includes a signal separation unit 11, an unbalance estimation unit 63, a multiplier 64, amplifiers 61 and 62, and an adder 16. The conventional linear amplifier 80 includes a frequency conversion unit, an analog-digital conversion unit, a digital-analog conversion unit, a quadrature modulation unit, and the like, but these operations are obvious. Description is omitted.
[0016]
The signal separation unit 11 is the same as that shown in FIG. Therefore, the expressions (A1) to (A6) are established.
[0017]
The amplifier 61 has a constant amplitude signal s.1(N) is amplified and amplified signal y of the first system1(N) is output. The amplitude gain of the amplifier 61 is set to G1And the phase change is φ1And Amplified signal y of the first system1(N)
y1(N) = G1s1(N) exp (jφ1) ... (A10)
It is expressed as
[0018]
The multiplier 64 outputs the correction coefficient γ output from the unbalance estimation unit 63 and the constant amplitude signal s.2(N) and the corrected constant amplitude signal s2'(N) is output. Corrected constant amplitude signal s2‘(N) is
s2'(N) = γs2(N) ... (A11)
It is expressed as
[0019]
The amplifier 62 outputs a corrected constant amplitude signal s.2′ (N) is amplified and amplified signal y of the second system2(N) is output. The amplitude gain of the amplifier 62 is set to G2And the phase change is φ2And Second system amplification signal y2(N)
y2(N) = G2s2′ (N) exp (jφ2) ... (A12)
It is expressed as
[0020]
The adder 16 receives the amplified signal y of the first system1(N) and amplified signal y of the second system2(N) is added to output an output signal y (n). The output signal y (n) is expressed as follows.
[0021]
y (n) = y1(N) + y2(N) = G1s1(N) exp (jφ1) + G2s2′ (N) exp (jφ2) = G1s1(N) exp (jφ1) + G2γs2(N) exp (jφ2) ... (A13)
Here, the amplitude gain G of the amplifier 61 and the amplifier 621, G2And phase change φ1, Φ2Have the following relationship:
[0022]
G2= G1+ ΔG (A14)
φ2= Φ1+ Δφ (A15)
Constant amplitude signal s2When the amplitude gain difference ΔG and the phase difference Δφ are accurately corrected by multiplication of (n) and the correction coefficient γ, the output signal y (n) is a desired value, for example,
y (n) = G1s (n) exp (jφ1) ... (A16)
It is expressed as
[0023]
From equations (A13) to (A16), the optimal correction coefficient γ is
γ = {G1exp (jφ1)} / {G2exp (jφ2)} = {G1/ (G1+ ΔG)} exp (−jΔφ) (A17)
It becomes.
[0024]
s1(N), s2(N), s2'(N), s (n), y1(N), y2When (n) and y (n) are represented by vectors, they are as shown in FIG.
[0025]
The unbalance estimation unit 631(N), s2From (n) and y (n), a correction coefficient γ is calculated using the least square method. This least square method will be described.
[0026]
First, formula (A13) is expressed as follows.
y (n) = G1s1(N) exp (jφ1) + ΓG2s2(N) exp (jφ2) = A1s1(N) + γa2s2(N) ... (A18)
here,
a1= G1s1(N) exp (jφ1) ... (A19)
a2= G2s2(N) exp (jφ2) ... (A20)
And The optimal correction coefficient γ is given by equation (A17), and when equation (A17) is rewritten using (A19) and (A20),
γ = a1/ A2... (A21)
It becomes. At this time, the output signal y (n) is obtained from the equations (A18) and (A21).
y (n) = a1s1(N) + (a1/ A2A)2s2(N) = a1[S1(N) + s2(N)] ... (A22)
It is expressed as
[0027]
Since γ is an unknown value, initially γ = 1. When γ = 1, transforming equation (A18),
s1(N) + (a2/ A1) S2(N)-(1 / a1) Y (n) = 0 (A23)
It becomes. Using the equation (A23), the error signal e (n) is defined as follows.
[0028]
e (n) = s1(N) -w1 *s2(N) -w2 *y (n) (A24)
here,
w1 *=-(A2/ A1) ... (A25)
w2 *= (1 / a1) ... (A26)
It is. here,'*'Represents a conjugate complex operation.
[0029]
When (A24) is represented by a vector,
e (n) = s1(N) -WHX (n) (A27)
It becomes. here,
W = [w1, W2]T... (A28)
X (n) = [s2(N), y (n)]T... (A29)
It is. here,[…]T Indicates the transpose of [...] and [...]HIndicates the conjugate transpose of [...].
[0030]
Evaluation function J
J = Σ | e (n) |2... (A30)
And Here, Σ represents the sum. After all, the least squares method is w which minimizes this evaluation function J1And w2Is to ask.
[0031]
The optimal solution is
W = R-1r ... (A31)
As given. here,
R = Σ {X (n) XH(N)} ... (A32)
r = Σ {X (n) s1 *(N)} ... (A33)
It is. [...]-1Indicates an inverse matrix of [...].
[0032]
By formulas (A31) to (A33), N s1(N), s2W is calculated from (n) and y (n).
[0033]
After calculating W, w from equation (A28)1Is obtained. Furthermore, from formula (A25), w1Taking the complex conjugate of-(a2/ A1) Is obtained. Furthermore, this is multiplied by (−1), and (a2/ A1) Is obtained. This obtained (a2/ A1) Is the correction coefficient γ according to equation (A21). As described above, the correction coefficient γ is estimated.
[0034]
Incidentally, the amplifiers 61 and 62 described in Non-Patent Document 1 are premised on a linear operation. That is, as shown in equations (A10) and (A12), when the amplitude gain of the amplifier is G and the phase change is φ, the output of the amplifier is a value obtained by multiplying the input of the amplifier by Gexp (jφ).
[0035]
Examples of amplifiers capable of such linear operation include class A amplifiers and class AB amplifiers. FIG. 11 is a diagram illustrating the relationship between input and output signals of a class A or class AB amplifier. As shown in the figure, these amplifiers exhibit saturation characteristics. That is, when the input signal of the amplifier is less than or equal to Pin, the output signal exhibits linearity with respect to the input signal, but when the input signal of the amplifier exceeds Pin, the output signal exhibits nonlinearity with respect to the input signal.
[0036]
FIG. 12A shows the time change of the input signal. As shown in the figure, the input signal has a time zone exceeding Pin. FIG. 12B shows the time change of the output signal. As shown in the figure, the amplitude of the output signal is cut (clipping) due to the saturation characteristic of the amplifier.
[0037]
When the amplitude of the output signal is reduced due to the saturation characteristic of the amplifier, as shown in FIG. 13, the output signal has a new frequency component in addition to the desired signal band component. Such a frequency component outside the desired signal band affects another communication.
[0038]
Therefore, in order to prevent the occurrence of frequency components outside the signal band, it is necessary to provide an operating point in the linear region by providing a back-off as shown in FIG.
[0039]
[Non-Patent Document 1]
Riichiro Nagata, Kazuhiko Fukawa, Hiroshi Suzuki, “Amplitude / phase balance adjustment method of transmission power amplifier for LINC by least square method”, IEICE Technical Report, 2001, Vol. 436, p. 7-12
[0040]
[Problems to be solved by the invention]
However, in class A amplifiers and class AB amplifiers, where the power efficiency is generally low, the power efficiency is further reduced by providing such a back-off.
[0041]
Therefore, it is considered effective to use a nonlinear amplifier with high power efficiency such as a class D amplifier, a class E amplifier, or a class F amplifier as an amplifier in the LINC type linear amplifier.
[0042]
For example, class D amplifiers perform non-linear operation. That is, the class D amplifier outputs 0 when the input signal is 0, but outputs a constant amplitude signal regardless of the input size when the input signal is other than 0.
[0043]
The output amplitudes of the two nonlinear amplifiers are each V1, V2And each phase change is φ1, Φ2V1= V2, And φ1= Φ2In this case, a LINC type linear amplifier using these nonlinear amplifiers operates normally.
[0044]
On the other hand, due to manufacturing variation, temperature change, or secular change, V1≠ V2Or φ1≠ φ2If it is, it will not work properly.
[0045]
FIG. 14 shows an output signal y (n) when there is no variation in the output amplitude and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers, and an output signal y when there is variation.*(N). As shown in the figure, the output amplitude and phase change of the two nonlinear amplifiers are both V1And φ1The amplified signal y of one of the nonlinear amplifiers1(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier2(N) and the output signal y (n) are obtained. The magnitude of the output signal y (n) is a desired value (V1/ V) A (n).
[0046]
The output amplitude of one nonlinear amplifier is V1Phase change is φ1And the output amplitude of the other nonlinear amplifier is V2(≠ V1) Phase change is φ2(≠ φ1), The amplified signal y of one nonlinear amplifier1 *(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier2 *(N) and the output signal y*(N) is obtained. Output signal y*The size of (n) is a desired value (V1/ V) A (n) is not satisfied.
[0047]
Therefore, V1≠ V2Or φ1≠ φ2In such a case, correction is required as in Non-Patent Document 1. In the amplifier 62 of Non-Patent Document 1, the output amplitude is G as shown in equations (A4), (A11), and (A12).2| Γ | V, and the correction effect by the correction coefficient γ appears in the output amplitude.
[0048]
However, with respect to the non-linear amplifier, in the correction as described in Non-Patent Document 1, the output amplitude of the non-linear amplifier is constant regardless of the magnitude of the correction coefficient γ, and thus the correction effect by the correction coefficient γ does not appear.
[0049]
Therefore, an object of the present invention is to perform linear amplification using a plurality of nonlinear amplifiers operating with high power efficiency, and to perform appropriate correction even when there are amplitude differences or phase differences between the plurality of nonlinear amplifiers. It is an object of the present invention to provide a LINC type linear amplifier capable of outputting a value close to a desired value.
[0050]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, a LINC linear amplifier according to the present invention includes a signal separation unit that separates an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and a constant phase signal that is separated from each system by a specified phase amount. A phase correction unit that performs phase correction by rotation, a non-linear amplifier that outputs a constant amplitude signal by amplifying the phase-corrected constant-amplitude signal of each system, and a synthesized output of the non-linear amplifier of each system Based on the difference indicating the difference between the output amplitude and phase of the non-linear amplifier of each system and the adder output as a signal, the phase correction unit of each system should correct the output signal to a desired value. A phase correction amount calculation unit for calculating the phase amount.
[0051]
Preferably, the signal separation unit separates the input signal into two constant amplitude signals, n is time, A (n) is the amplitude of the input signal s (n), V is the amplitude of each constant amplitude signal, The phase difference from the input signal to the system constant amplitude signal is ψ (n), the phase difference from the input signal to the second system constant amplitude signal is −ψ (n), and the output amplitude of the first system nonlinear amplifier V1, Phase change φ1, The output amplitude of the second system nonlinear amplifier is V2, Phase change φ2And V2= ΑV1, Φ2−φ1= Δφ, and the output signal y (n) output from the adder is (V1/ V) s (n) exp (jφ1), The phase correction amount calculation unit calculates the phase amount Δθ to be corrected by the phase correction unit of the first system.1(N) is expressed as Δθ1(N) = cos-1[{A (n)2+ V2-(ΑV)2} / {2A (n) V}] − ψ (n), and the phase amount Δθ to be corrected by the phase correction unit of the second system2(N) is expressed as Δθ2(N) = ψ (n) −cos-1[{A (n)2+ (ΑV)2-V2} / {2αA (n) V}] − Δφ.
[0052]
Preferably, the phase correction amount calculation unit x = [{A (n)2+ V2-(ΑV)2} / {2A (n) V}], and when x> 1, cos-1(X) = 0, Δθ1(N) is calculated, and when x <-1, cos-1(X) = π, Δθ1(N) is calculated and x = [{A (n)2+ (ΑV)2-V2} / {2αA (n) V}], and when x> 1, cos-1(X) = 0, Δθ2(N) is calculated, and when x <-1, cos-1(X) = π, Δθ2(N) is calculated.
[0053]
Preferably, the LINC linear amplifier further includes an α signal based on the output signal, the phase-corrected first-system constant amplitude signal, and the phase-corrected second-system constant amplitude signal by the least square method. And an unbalance estimation unit for estimating Δφ.
[0054]
Further, the LINC type linear amplifier according to the present invention includes a signal separation unit that separates an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and rotates the separated constant amplitude signals of each system except the first system by a specified phase amount. A phase correction unit that performs phase correction, a non-linear amplifier that amplifies the constant amplitude signal of each system or a phase-corrected constant amplitude signal and outputs a constant amplitude signal, and the output amplitude of the non-linear amplifier of each system An amplitude attenuating unit for attenuating the specified amount of attenuation, an adder for synthesizing the outputs of the amplitude attenuating units of each system and outputting them as output signals, a phase change of the first nonlinear amplifier, Based on the difference between the designation unit that gives the phase correction unit the difference from the phase change of the nonlinear amplifier as the phase amount to be corrected by the phase correction unit and the difference in output amplitude of the nonlinear amplifier of each system, The desired value As such, and a amplitude attenuation amount calculation unit for calculating an attenuation amount to be attenuated in the amplitude reduction unit.
[0055]
Preferably, the signal separation unit separates the input signal into two constant amplitude signals, n is time, A (n) is the amplitude of the input signal s (n), V is the amplitude of each constant amplitude signal, The phase difference between the constant amplitude signal of the system and the input signal is ψ (n), the phase difference between the constant amplitude signal of the second system and the input signal is −ψ (n), and the output amplitude of the nonlinear amplifier of the first system is V1, Phase change φ1, The output amplitude of the second system nonlinear amplifier is V2, Phase change φ2, The amount of amplitude attenuation by the amplitude attenuation unit of the first system is β1, The amplitude attenuation by the amplitude attenuation part of the second system is β2And V2= ΑV1, Φ2−φ1= Δφ, and the output signal y (n) output from the adder is (V1/ V) β1s (n) exp (jφ1), The phase correction unit rotates the constant amplitude signal of the second system by −Δφ, and the amplitude attenuation calculation unit calculates (β1/ Β2) = Α to satisfy the relationship of α1And β2Is calculated.
[0056]
Preferably, the amplitude attenuation amount calculation unit calculates β when α = 1.1= 1 and β2= 1, β when α <11= Α and β2= 1 and α> 1, then β1= 1 and β2= 1 / α.
[0057]
Preferably, the LINC type linear amplifier further includes an unbalance estimation that estimates α and Δφ by a least square method based on the output signal, the first system constant amplitude signal, and the second system constant amplitude signal. A part.
[0058]
As described above, according to the LINC linear amplifier according to the present invention, linear amplification is performed using a plurality of nonlinear amplifiers operating with high power efficiency, and an amplitude difference or a phase difference is present between the plurality of nonlinear amplifiers. Even in some cases, a desired value can be output by appropriate correction.
[0059]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0060]
<First Embodiment>
The present embodiment relates to a LINC linear amplifier that corrects the phases of two constant amplitude signals.
[0061]
FIG. 1 shows the configuration of a LINC linear amplifier according to the first embodiment. Referring to FIG. 1, this LINC linear amplifier 100 includes a signal separation unit 11, phase correction units 12, 13, nonlinear amplifiers 14, 15, an adder 16, a phase correction amount calculation unit 17, an amplifier And a balance estimation unit 18. The LINC linear amplifier 100 includes a frequency conversion unit, an analog-digital conversion unit, a digital-analog conversion unit, a quadrature modulation unit, and the like. Since these operations are obvious, here, Description is omitted.
[0062]
An input signal s (n) is input to the signal separation unit 11. The input signal s (n) is a complex signal,
s (n) = A (n) exp (jθ (n)) (B1)
It can be expressed as Here, n is time, A (n) is the amplitude of s (n), and θ (n) is the phase of s (n).
[0063]
The signal separation unit 11 converts the input signal s (n) into two constant amplitude signals s as follows.1(N) and s2(N).
[0064]
s (n) = s1(N) + s2(N) ... (B2)
s1(N) = Vexp [j (θ (n) + ψ (n))] (B3)
s2(N) = Vexp [j (θ (n) −ψ (n))] (B4)
By substituting equations (B1), (B3), and (B4) into equation (B2),
A (n) exp (jθ (n))
= Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n)) + exp (−jψ (n))
= 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) (B5)
So Vm= 2V
ψ (n) = cos-1(A (n) / Vm) ... (B6)
It becomes. VmNeeds to be set to be equal to or larger than max [A (n)] which is the maximum amplitude of s (n).
[0065]
The phase correction unit 12 receives the constant amplitude signal s1The phase correction amount Δθ output from the phase correction amount calculation unit 17 is changed to the phase (n).1Rotated by (n) and corrected constant amplitude signal s1'(N) is output.
[0066]
s1'(N) = s1(N) exp (j (Δθ1(N)) ... (B7)
It is expressed as
[0067]
The phase correction unit 13 receives the constant amplitude signal s2The phase correction amount Δθ output from the phase correction amount calculation unit 17 is changed to the phase (n).2Rotated by (n) and corrected constant amplitude signal s2'(N) is output.
[0068]
s2'(N) = s2(N) exp (j (Δθ2(N)) ... (B8)
It is expressed as
[0069]
The non-linear amplifier 14 receives the corrected constant amplitude signal s.1′ (N) is amplified and amplified signal y of the first system1(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 14 is expressed as (V1/ V), and the phase change is φ1And Amplified signal y of the first system1(N)
y1(N) = V1[J (θ (n) + ψ (n) + Δθ1(N) + φ1]] ... (B9)
It is expressed as
[0070]
The non-linear amplifier 15 generates a corrected constant amplitude signal s.2′ (N) is amplified and amplified signal y of the second system2(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 15 is expressed as (V2/ V), and the phase change is φ2And Second system amplification signal y2(N)
y2(N) = V2[J (θ (n) −ψ (n) + Δθ2(N) + φ2]] ... (B10)
It is expressed as
[0071]
The adder 16 receives the amplified signal y of the first system1(N) and amplified signal y of the second system2(N) is added to output an output signal y (n). The output signal y (n) is expressed as follows.
[0072]
y (n) = y1(N) + y2(N) = V1[J (θ (n) + ψ (n) + Δθ1(N) + φ1]] + V2[J (θ (n) −ψ (n) + Δθ2(N) + φ2]] ... (B11)
Here, the output amplitude V of the nonlinear amplifier 14 and the nonlinear amplifier 151, V2And phase change φ1, Φ2Have the following relationship:
[0073]
V2= ΑV1... (B12)
φ2= Φ1+ Δφ (B13)
The phase correction amount calculation unit 17 performs the phase correction amount Δθ based on α and Δφ estimated by the unbalance estimation unit 18 as follows.1(N) and Δθ2(N) is calculated. Before α and Δφ are estimated, Δθ1(N) = 0, Δθ2(N) = 0 is set.
[0074]
When the signal is corrected appropriately by the correction by the phase correction units 12 and 13, the output signal y (n) is a desired value, for example,
y (n) = (V1/ V) s (n) exp (jφ1) ... (B14)
It is expressed as
[0075]
When formulas (B11) and (B14) are arranged by formulas (B1), (B12), and (B13), the following formula is established.
[0076]
A (n) = Vexp [j (ψ (n) + Δθ1(N)] + αVexp [j (−ψ (n) + Δθ2(N) + Δφ] (B15)
The relationship of equation (B15) is illustrated in FIG. Using the trigonometric cosine theorem for the geometrical relationship shown in FIG.1(N) and Δθ2(N) is expressed as follows.
[0077]
Δθ1(N) = cos-1[{A (n)2+ V2-(ΑV)2} / {2A (n) V}] − ψ (n) (B16)
Δθ2(N) = ψ (n) −cos-1[{A (n)2+ (ΑV)2-V2} / {2αA (n) V}] − Δφ (B17)
However, cos in the formula (B16)-1In (x), when x> 1, it is forcibly cos-1When (x) = 0 and x <−1, cos is forcibly-1By setting (x) = π, the calculated value is prevented from becoming abnormal. Where x = [{A (n)2+ V2-(ΑV)2} / {2A (n) V}].
[0078]
Further, cos in the formula (B17)-1In (x), when x> 1, it is forcibly cos-1When (x) = 0 and x <−1, cos is forcibly-1By setting (x) = π, the calculated value is prevented from becoming abnormal. Where x = [{A (n)2+ (ΑV)2-V2} / {2αA (n) V}].
[0079]
That is, the phase correction amount calculation unit 17 calculates the phase correction amount Δθ at each time n according to the equations (B16) and (B17).1(N) and Δθ2(N) is calculated, and the phase correction units 12 and 13 convert the respective constant amplitude signals to the calculated phase correction amount Δθ as in the equations (B7) and (B8).1(N) or Δθ2Rotate by (n).
[0080]
FIG. 2 shows y1 *(N), y2 *(N) and y*(N) and y1(N), y2It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
[0081]
As shown in FIG. 14, the output amplitude of one nonlinear amplifier is V1Phase change is φ1And the output amplitude of the other nonlinear amplifier is V2Phase change is φ2The amplified signal y of one nonlinear amplifier1 *(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier2 *(N) and the output signal y*(N) is obtained. Output signal y*The size of (n) is a desired value (V1/ V) A (n) is not satisfied.
[0082]
The amplified signal y of the nonlinear amplifier 14 is obtained by the phase correction by the phase correction unit 12.1(N) is an amplified signal y without correction1 *(N) to Δθ1It is rotated by (n). The amplified signal y of the nonlinear amplifier 15 is corrected by the phase correction unit 13.2(N) is an amplified signal y without correction2 *(N) to Δθ2It is rotated by (n). Amplified signal y of these two nonlinear amplifiers1(N) and y2(N) and the output signal y (n) are obtained.
[0083]
By the phase correction by the phase correction units 12 and 13, the output amplitude and phase of the output signal y (n) can be set to desired values.
[0084]
That is, the output amplitude (that is, the magnitude of the vector) of the output signal y (n) is equal to the amplified signal y.1(N) and amplified signal y2It depends on the phase difference from (n) (that is, the angle formed by the vector). Therefore, the amplified signal y is obtained by the phase correction by the phase correction units 12 and 13.1(N) and y2By adjusting the phase difference of (n), the output amplitude of the output signal y (n) can be set to a desired value.
[0085]
The phase of the output signal y (n) (that is, the direction of the vector) is the amplified signal y1(N) phase (ie, vector direction) and amplified signal y2Depends on the phase of (n) (ie, vector direction). Therefore, the amplified signal y is obtained by the phase correction by the phase correction units 12 and 13.1(N) phase and y2By adjusting the phase of (n), the phase of the output signal y (n) can be set to a desired value.
[0086]
As described above, the phase correction amount Δθ by the phase correction unit 121(N) and Δθ2(N) is a correction amount for simultaneously correcting the output amplitude and phase of the output signal y (n).
[0087]
However, the phase correction is possible only for the difference ΔV = | V between the amplitude A (n) of the input signal s (n) and the output amplitude of the two nonlinear amplifiers.2-V1Only when the condition of A (n) ≧ ΔV is satisfied between |. The reason for this will be described below.
[0088]
For example, when the amplitude A (n) = 0 of the input signal, as shown in FIG.1(N) and constant amplitude signal s of the second system2The phase difference of (n) is π. Further, since the amplitude A (n) = 0 of the input signal, the output signal y (n) = 0 must be obtained.
[0089]
On the other hand, the amplified signal y is generated by the non-linear amplifier 14 of the first system.1(N) is V1The amplified signal y is generated by the second-system nonlinear amplifier 15.2(N) is V2As shown in FIG. 4B, the minimum value of the output signal y (n) obtained by phase correction is (V2-V1). Therefore, in this case, the output signal y (n) = 0 cannot be set by phase correction.
[0090]
Furthermore, a more general description is as follows. When the output signal y (n) is expressed as in equation (B14), the amplitude of the output signal y (n) is (V1/ V) A (n).
[0091]
Therefore, the amplitude (V) of this output signal y (n)1/ V) A (n) must be greater than or equal to ΔV, which is the minimum value of the amplitude of the output signal by phase correction. That is, (V1/ V) A (n) ≧ ΔV. Any V1For (> V), in order for this to be true, A (n) ≧ ΔV.
[0092]
The unbalance estimation unit 181‘(N), s2Α and Δφ are calculated from ′ (n) and y (n) using the method of least squares. The calculation of α and Δφ is performed at appropriate time intervals in order to cope with temperature changes and aging changes.
[0093]
The least square method will be described below.
First, when formula (B11) is rewritten by formulas (B3) and (B4),
y (n) = (V1/ V) s1(N) exp (jΔθ1(N)) exp (jφ1) + (V2/ V) s2(N) exp (jΔθ2(N)) exp (jφ2) ... (B18)
here,
s1'(N) = s1(N) exp (jΔθ1(N)) (B19)
s2'(N) = s2(N) exp (jΔθ2(N)) ... (B20)
Then, the output signal y (n) is
y (n) = (V1/ V) s1′ (N) exp (jφ1) + (V2/ V) s2′ (N) exp (jφ2) ... (B21)
It becomes. further,
b1= (V1/ V) exp (jφ1) ... (B22)
b2= (V2/ V) exp (jφ2) ... (B23)
Then, the output signal y (n) is
y (n) = b1s1'(N) + b2s2′ (N) (B24)
It is expressed as When formula (B24) is transformed,
s1′ (N) + (b2/ B1) S2′ (N) − (1 / b1) Y (n) = 0 (B25)
It becomes. Using the equation (B25), the error signal e (n) is defined as follows.
[0094]
e (n) = s1'(N) -w1 *s2'(N) -w2 *y (n) (B26)
here,
w1 *=-(B2/ B1) ... (B27)
w2 *= (1 / b1) ... (B28)
It is. here,'*'Represents a conjugate complex operation.
[0095]
When (B26) is represented by a vector,
e (n) = s1'(N) -WHX (n) (B29)
It becomes. here,
W = [w1, W2]T... (B30)
X (n) = [s2'(N), y (n)]T... (B31)
It is. here,[…]T Indicates the transpose of [...] and [...]HIndicates the conjugate transpose of [...].
[0096]
Evaluation function J
J = Σ | e (n) |2... (B32)
And Here, Σ represents the sum. After all, the least squares method is w which minimizes this evaluation function J1And w2Is to ask.
[0097]
The optimal solution is
W = R-1r ... (B33)
As given. here,
R = Σ {X (n) XH(N)} ... (B34)
r = Σ {X (n) s1’*(N)} ... (B35)
It is. [...]-1Indicates an inverse matrix of [...].
[0098]
By formulas (B33) to (B35), N s1‘(N), s2W is calculated from '(n) and y (n).
[0099]
After calculating W, w from equation (B30)1Is obtained. Furthermore, from equation (B27), w1If we take the complex conjugate of-(b2/ B1) Is obtained. Furthermore, this is multiplied by (−1), and (b2/ B1) Is obtained.
[0100]
From (B12), (B13), (B22) and (B23),
(B2/ B1) = (V2/ V1) Exp (jφ2) / Exp (jφ1) = Αexp (jΔφ) (B36)
Holds. Therefore, the obtained (b2/ B1) Is α and the phase is Δφ. As described above, α and Δφ are obtained.
[0101]
As described above, according to the LINC linear amplifier according to the present embodiment, the phases of the two constant amplitude signals are corrected by the phase correction units 12 and 13 as compared with the case where no correction is performed. The waveform distortion of the output signal, that is, the difference between the actual output signal and the desired output signal can be reduced, and as a result, the out-of-band component of the output signal can be reduced.
[0102]
<Second Embodiment>
The present embodiment relates to a LINC type linear amplifier that corrects the phase of one system of constant amplitude signals and attenuates the amplitude of output signals of two systems of nonlinear amplifiers.
[0103]
FIG. 5 shows the configuration of a LINC type linear amplifier according to the second embodiment. With reference to the figure, this LINC type linear amplifier 200 includes a signal separation unit 11, a phase correction unit 21, nonlinear amplifiers 14 and 15, amplitude attenuation units 24 and 25, an adder 16, and an unbalance estimation. A unit 22, an amplitude attenuation calculation unit 23, and a multiplier 26 are included. The LINC linear amplifier 200 includes a frequency conversion unit, an analog-digital conversion unit, a digital-analog conversion unit, a quadrature modulation unit, and the like. Since these operations are obvious, Description is omitted.
[0104]
An input signal s (n) is input to the signal separation unit 11. The input signal s (n) is a complex signal,
s (n) = A (n) exp (jθ (n)) (C1)
It can be expressed as Here, n is time, A (n) is the amplitude of s (n), and θ (n) is the phase of s (n).
[0105]
The signal separation unit 11 converts the input signal s (n) into two constant amplitude signals s as follows.1(N) and s2(N).
[0106]
s (n) = s1(N) + s2(N) ... (C2)
s1(N) = Vexp [j (θ (n) + ψ (n))] (C3)
s2(N) = Vexp [j (θ (n) −ψ (n))] (C4)
By substituting equations (C1), (C3), and (C4) into equation (C2), A (n) exp (jθ (n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n) ) + Exp (−jψ (n)) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) (C5)
So Vm= 2V
ψ (n) = cos-1(A (n) / Vm) ... (C6)
It becomes. VmNeeds to be set to be equal to or larger than max [A (n)] which is the maximum amplitude of s (n).
[0107]
The multiplier 26 multiplies the phase correction amount Δφ output from the unbalance estimation unit 22 by −1 and outputs −Δφ.
[0108]
The phase correction unit 21 receives the constant amplitude signal s.2The phase of (n) is rotated by −Δφ output from the multiplier 26, and the corrected constant amplitude signal s is corrected.2'(N) is output. Corrected constant amplitude signal s2‘(N) is
s2'(N) = s2(N) exp (j (−Δφ)) (C7)
It is expressed as
[0109]
The nonlinear amplifier 14 has a constant amplitude signal s.1(N) is amplified and amplified signal y of the first system1(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 14 is expressed as (V1/ V), and the phase change is φ1And Amplified signal y of the first system1(N)
y1(N) = V1[J (θ (n) + ψ (n) + φ1]] ... (C8)
It is expressed as
[0110]
The non-linear amplifier 15 generates a corrected constant amplitude signal s.2′ (N) is amplified and amplified signal y of the second system2(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 15 is V2And the phase change is φ2Then, the amplified signal y of the second system2(N)
y2(N) = V2[J (θ (n) −ψ (n) −Δφ + φ2]] ... (C9)
It is expressed as
[0111]
The amplitude attenuator 24 is the first system amplified signal y.1The amplitude of (n) is attenuated. The amount of amplitude attenuation in the amplitude attenuating unit 24 is expressed as β1Assuming (≦ 1), the attenuated amplified signal y of the first system1‘(N) is
y1′ (N) = β1y1(N) ... (C10)
It is expressed as
[0112]
The amplitude attenuator 25 is the second system amplified signal y.2The amplitude of (n) is attenuated. The amount of amplitude attenuation in the amplitude attenuating unit 25 is β2(≦ 1), the attenuated amplified signal y of the second system2‘(N) is
y2′ (N) = β2y2(N) ... (C11)
It is expressed as
[0113]
The adder 16 is a first system attenuated amplified signal y1(N) and second system attenuated amplified signal y2(N) is added to output an output signal y (n). The output signal y (n) is expressed as follows.
[0114]
y (n) = y1′ (N) + y2′ (N) (C12)
From the formulas (C8) to (C12), the following formula is established.
[0115]
y (n) = V1β1exp [j (θ (n) + ψ (n) + φ1]] + V2β2exp [j (θ (n) −ψ (n) −Δφ + φ2]] ... (C13)
The amplitude attenuation amount calculation unit 21 calculates the amplitude attenuation amount β based on α as follows.1And β2Is calculated.
[0116]
Here, the output amplitude V of the nonlinear amplifier 14 and the nonlinear amplifier 151, V2And phase change φ1, Φ2Have the following relationship:
[0117]
V2= ΑV1... (C14)
φ2= Φ1+ Δφ (C15)
When the correction is performed appropriately by the correction by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuation units 24 and 25, the output signal y (n) is, for example,
y (n) = (V1/ V) s (n) β1exp (jφ1) ... (C16)
It is expressed as
[0118]
When formulas (C13) and (C16) are arranged using formulas (C1), (C6), (C14), and (C15), the following formula is established.
[0119]
2cos (ψ (n)) = exp (jψ (n)) + α (β2/ Β1) Exp (-jψ (n)) (C17)
In order for Formula (C17) to always hold,
α (β2/ Β1) = 1 ... (C18)
Must. When (C18) is transformed,
β1/ Β2= Α (C19)
It becomes. The amplitude attenuation amount calculation unit 23 satisfies the equation (C19), and the amplitude attenuation amount β so that the output signal y (n) becomes large.1And β2Is calculated as follows.
[0120]
1) When α = 1
At this time, from (C19), β1= Β2It becomes. β1≦ 1 and β2Since ≦ 1, in order to increase the output y (n),
β1= 1 and β2= 1 ... (C20)
And
[0121]
At this time, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) amplitude β1V1Is V1Attenuated amplified signal y of the second system2′ (N) amplitude β2V2Is V2It becomes. Since α = 1, V2= V1Therefore, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) amplitude β1V1And the attenuated amplified signal y of the second system2′ (N) amplitude β1V2Is equal to
[0122]
2) When α <1,
At this time, from (C19), β1<Β2It becomes. β1≦ 1 and β2≦ 1, and in order to increase the output y (n),
β1= Α and β2= 1 ... (C21)
And At this time, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) amplitude β1V1Is αV1Attenuated amplified signal y of the second system2′ (N) amplitude β2V2Is V2It becomes. V2= ΑV1Therefore, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) amplitude β1V1And the attenuated amplified signal y of the second system2′ (N) amplitude β1V2Is equal to
[0123]
3) When α> 1
At this time, from (C19), β1> Β2It becomes. β1≦ 1 and β2≦ 1, and in order to increase the output y (n),
β1= 1 and β2= 1 / α (C22)
And
[0124]
At this time, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) amplitude β1V1Is V1Attenuated amplified signal y of the second system2′ (N) amplitude β2V2Is (1 / α) V2It becomes. V2= ΑV1Therefore, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) amplitude β1V1And the attenuated amplified signal y of the second system2′ (N) amplitude β1V2Is equal to
[0125]
FIG. 6 shows y1 *(N), y2 *(N) and y*(N) and y1(N), y2It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
[0126]
As shown in FIG. 14, the output amplitude of one nonlinear amplifier is V1Phase change is φ1And the output amplitude of the other nonlinear amplifier is V2Phase change is φ2The amplified signal y of one nonlinear amplifier1 *(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier2 *(N) and the output signal y*(N) is obtained. Output signal y*The size of (n) is a desired value (V1/ V) A (n) is not satisfied.
[0127]
As a result of correction by the amplitude attenuator 24, the attenuated amplified signal y of the first system1′ (N) is the amplified signal y without correction.1 *(N) β1It is attenuated by (= 1). Amplified signal y attenuated by the second system by correction by phase correction unit 21 and amplitude attenuation unit 252′ (N) is the amplified signal y without correction.2 *Rotate (n) by −Δφ and β2Attenuated by (= 1 / α <1).
[0128]
These two attenuated amplified signals y1'(N) and y2′ (N) is combined to obtain an output signal y (n).
[0129]
The output amplitude and phase of the output signal y (n) can be set to desired values by the correction by the amplitude attenuation units 24 and 25 and the phase correction unit 21.
[0130]
That is, the output amplitude (that is, the vector magnitude) of the output signal y (n) is equal to the attenuated amplified signal y.1′ (N) amplitude (ie, vector magnitude) and attenuated amplified signal y2′ (N) amplitude (ie, vector magnitude) and two attenuated amplified signals y1'(N) and y2It depends on the phase difference from ‘(n)’ (that is, the angle formed by the vector). Therefore, the output amplitude of the output signal y (n) can be set to a desired value by the amplitude attenuation by the amplitude attenuation units 24 and 25 and the phase correction by the phase correction unit 21.
[0131]
The phase of the output signal y (n) (that is, the direction of the vector) is the attenuated amplified signal y.1′ (N) amplitude (ie, vector magnitude) and attenuated amplified signal y2′ (N) amplitude (ie, vector magnitude) and two attenuated amplified signals y1'(N) and y2It depends on the phase difference from ‘(n)’ (that is, the angle formed by the vector). Therefore, the phase of the output signal y (n) can be set to a desired value by the amplitude attenuation by the amplitude attenuation units 24 and 25 and the phase correction by the phase correction unit 21.
[0132]
The imbalance estimation unit 221(N), s2From (n) and y (n), α and Δφ are calculated using the method of least squares. This least square method will be described.
[0133]
First, when formula (C13) is rewritten by formulas (C3) and (C4),
y (n) = (V1/ V) β1s1(N) exp (jφ1) + (V2/ V) β2s2(N) exp (jφ2) Exp (−jΔφ) (C23)
It is expressed as
[0134]
At first, Δφ = 0, β1= 1, and β2= 1, the output signal y (n) is y (n) = (V1/ V) s1(N) exp (jφ1) + (V2/ V) s2(N) exp (jφ2) ... (C24)
It is expressed as
[0135]
here,
c1= (V1/ V) exp (jφ1) ... (C25)
c2= (V2/ V) exp (jφ2) ... (C26)
Then, the output signal y (n) is
y (n) = c1s1(N) + c2s2(N) ... (C27)
It becomes. When formula (C27) is transformed,
s1(N) + (c2/ C1) S2(N)-(1 / c1) Y (n) = 0 (C28)
It becomes. Using the equation (C28), the error signal e (n) is defined as follows.
[0136]
e (n) = s1(N) -w1 *s2(N) -w2 *y (n) (C29)
here,
w1 *=-(C2/ C1) ... (C30)
w2 *= (1 / c1) ... (C31)
It is. here,'*'Represents a conjugate complex operation.
[0137]
When (C29) is represented by a vector,
e (n) = s1(N) -WHX (n) (C32)
It becomes. here,
W = [w1, W2]T... (C33)
X (n) = [s2(N), y (n)]T... (C34)
It is. here,[…]T Indicates the transpose of [...] and [...]HIndicates the conjugate transpose of [...].
[0138]
Evaluation function J
J = Σ | e (n) |2... (C35)
And Here, Σ represents the sum. After all, the least squares method is w which minimizes this evaluation function J1And w2Is to ask.
[0139]
The optimal solution is
W = R-1r ... (C36)
As given. here,
R = Σ {X (n) XH(N)} ... (C37)
r = Σ {X (n) s1 *(N)} ... (C38)
It is. [...]-1Indicates an inverse matrix of [...].
[0140]
By formulas (C36) to (C38), N s1(N), s2W is calculated from (n) and y (n).
[0141]
After calculating W, w from equation (C33)1Is obtained. Furthermore, from formula (C30), w1Taking the complex conjugate of-(c2/ C1) Is obtained. Furthermore, this is multiplied by (−1), and (c2/ C1) Is obtained.
[0142]
From (C14), (C15), (C25) and (C26),
(C2/ C1) = (V2/ V1) Exp (jφ2) / Exp (jφ1) = Αexp (jΔφ) (C39)
Holds. Therefore, the obtained (c2/ C1) Is α and the phase is Δφ. As described above, α and Δφ are obtained.
[0143]
As described above, according to the LINC linear amplifier according to the present embodiment, the phase of the constant amplitude signal of one system is corrected by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuation units 24 and 25, and two systems of amplification are performed. By correcting the amplitude of the signal, the waveform distortion of the output signal, that is, the difference between the actual output signal and the desired output signal can be reduced compared to the case where no correction is performed. The out-of-band component can be reduced.
[0144]
In addition, the amplitude attenuation calculation unit 23 calculates β when α = 1.1= 1 and β2= 1, β when α <11= Α and β2= 1 and α> 1, then β1= 1 and β2Since 1 / α, the output amplitude of the output signal can be increased.
[0145]
Further, the phase correction amount Δφ in the phase correction unit 21, and the amplitude attenuation amount β in the amplitude attenuation units 24 and 25.1And β2Since it is not necessary to calculate every time, the processing load for correction can be reduced.
[0146]
<Modification>
The present invention is not limited to the above embodiment, and naturally includes the following modified examples.
[0147]
(Unbalance estimation unit)
In the first and second embodiments, the values of α and Δφ are estimated by the unbalance estimation units 18 and 22, but when the values of α and Δφ are known, the imbalance estimation units 18, 22 The estimation of these values by 22 is not necessary. In addition, when the values of α and Δφ are once estimated by the unbalance estimation units 18 and 22 and these values do not change thereafter, it is not necessary to estimate these values thereafter.
[0148]
When the unbalance estimation unit 18 is unnecessary, a designation unit (not shown) can hold α and Δφ and supply them to the phase correction amount calculation unit 17.
[0149]
When the unbalance estimation unit 22 is unnecessary, a designation unit (not shown) holds α and Δφ, gives α to the amplitude subtraction amount calculation unit 23, and gives Δφ to the phase correction unit 21. .
[0150]
(Separation into 3 or more systems)
In the embodiment of the present invention, the input signal is separated into two constant amplitude signals, and phase correction or amplitude correction is performed on the constant amplitude signals of each system, whereby the amplitude and phase of the output signal However, the present invention is not limited to this. For example, by separating the input signal into three or more constant amplitude signals and performing phase correction or amplitude correction on the two constant amplitude signals, the amplitude and phase of the output signal are desired. It is good also as what sets to the value of.
[0151]
Alternatively, the input signal is separated into three or more constant amplitude signals, and the amplitude or phase of the output signal is desired by correcting the phase or correcting the amplitude of each separated constant amplitude signal. It is good also as what sets to the value of.
[0152]
In the first embodiment, the phase correction unit of each system corrects the phase of the separated constant amplitude signal of each system, that is, the correction that rotates the vector indicating the constant amplitude signal of each system in the vector plane of FIG. To do. This phase correction amount (rotation amount) may be calculated by the phase correction amount calculation unit so that the vector obtained by combining the corrected vectors matches the vector indicating the desired output signal y (n).
[0153]
In the second embodiment, the phase correction unit corrects the phase of the separated constant amplitude signal of each system other than the first system, that is, rotates the vector indicating the constant amplitude signal of each system in the vector plane of FIG. Make corrections. This phase correction amount (rotation amount) is the difference between the phase change of the first system nonlinear amplifier and the phase change of each system nonlinear amplifier. Then, correction for attenuating the amplitude of the amplified signal of each system amplified by the nonlinear amplifier, that is, correction for reducing the magnitude of the vector indicating the amplified signal of each system on the vector plane of FIG. 6 is performed. The reduction rate (amplitude attenuation amount) may be calculated by the amplitude attenuation amount calculation unit so that the vector obtained by combining the corrected vectors matches the vector indicating the desired output signal y (n).
[0154]
Then, when separating these signals into three or more constant amplitude signals, the unbalance estimation unit estimates α and Δφ of each system, and the designation unit holds α and Δφ of each system. The unbalance estimation unit and the designation unit may give these α or Δφ values to the phase correction amount calculation unit, the amplitude subtraction amount calculation unit, or the phase correction unit.
[0155]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0156]
【The invention's effect】
According to the LINC type linear amplifier according to the present invention, a signal separator for separating an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and a phase correction by rotating the separated constant amplitude signals of each system by a specified phase amount. A phase correction unit that performs amplification, a non-linear amplifier that amplifies the phase-corrected constant amplitude signal of each system and outputs a signal having a constant amplitude, and an addition that combines the outputs of the non-linear amplifiers of each system and outputs them as an output signal And a phase amount to be corrected by the phase correction unit of each system based on a difference amount indicating a difference in output amplitude and phase of the nonlinear amplifier of each system so that the output signal becomes a desired value. Since the phase correction amount calculation unit is provided, linear amplification is performed using a plurality of nonlinear amplifiers operating with high power efficiency, and even when there is an amplitude difference or a phase difference between the plurality of nonlinear amplifiers, it is appropriate. Supplement Makes it possible to output a value close to the desired value.
[0157]
According to the LINC type linear amplifier according to the present invention, the signal separation unit for separating the input signal into a plurality of constant amplitude signals, and the phase amount designated for the separated constant amplitude signals of each system except the first system are designated. A phase correction unit that performs phase correction by rotating only, a non-linear amplifier that amplifies a constant amplitude signal of each system or a phase-corrected constant amplitude signal and outputs a constant amplitude signal, and an output of the non-linear amplifier of each system An amplitude attenuating unit for attenuating the amplitude of the signal by a specified attenuation amount, an adder for synthesizing the outputs of the amplitude attenuating units of the respective systems and outputting them as output signals, a phase change of the first-system nonlinear amplifier, Based on the difference that indicates the difference in the output amplitude of the nonlinear amplifier of each system, and the designation unit that gives the phase correction unit the difference from the phase change of the nonlinear amplifier of the system as the phase amount to be corrected by the phase correction unit The signal is the desired value As shown, the amplitude attenuation amount calculation unit for calculating the attenuation amount to be attenuated by each amplitude attenuation unit is provided, so that linear amplification is performed using a plurality of nonlinear amplifiers operating with high power efficiency, and a plurality of nonlinear attenuation units are Even when there is an amplitude difference or a phase difference between the amplifiers, a value close to a desired value can be output by appropriate correction.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a LINC linear amplifier according to a first embodiment.
FIG. 2 y1 *(N), y2 *(N) and y*(N) and y1(N), y2It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship of Expression (B15).
4A is a diagram showing the state of two constant amplitude signals when the amplitude A (n) of the input signal is 0, and FIG. 4B is a diagram showing that the output signal by phase correction is minimum. It is a figure which shows the state of the amplified signal of two systems when becoming.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a LINC linear amplifier according to a second embodiment.
FIG. 6 y1 *(N), y2 *(N) and y*(N) and y1(N), y2It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a conventional LINC linear amplifier.
8 is a diagram of s in the conventional LINC type linear amplifier shown in FIG.1(N), s2(N), s (n), y1(N), y2It is the figure which represented (n) and y (n) by the vector.
9 is a diagram showing a configuration of a conventional linear amplifier described in Non-Patent Document 1. FIG.
10 shows s in the conventional linear amplifier shown in FIG.1(N), s2(N), s2'(N), s (n), y1(N), y2It is the figure which represented (n) and y (n) by the vector.
FIG. 11 is a diagram illustrating the relationship between input and output signals of a class A or class AB amplifier.
12A is a waveform diagram showing a time change of an input signal, and FIG. 12B is a waveform diagram showing a time change of an output signal.
FIG. 13 is a diagram showing the frequency of an output signal.
FIG. 14 shows an output signal y (n) when there is no variation in output amplitude and phase characteristics of two nonlinear amplifiers, and an output signal y when there is variation.*It is a figure which shows (n).
[Explanation of symbols]
11 signal separation unit, 12, 13 phase correction unit, 14, 15, 51, 52 nonlinear amplifier, 16 adder, 17 phase correction amount calculation unit, 18, 22, 63 unbalance estimation unit, 23 amplitude attenuation amount calculation unit, 24, 25 Amplitude attenuation unit, 26 multiplier, 61, 62, 64 amplifier, 70 conventional LINC linear amplifier, 80 conventional linear amplifier, 100, 200 LINC linear amplifier.

Claims (4)

入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、
各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、
各系統の前記位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、
各系統の前記非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、
各系統の前記非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、前記出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備え、
前記信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、
ｎを時刻、
前記入力信号ｓ（ｎ）の振幅をＡ（ｎ）、
前記各定振幅信号の振幅をＶ、
第１系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差をψ（ｎ）、
第２系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差を−ψ（ｎ）、
第１系統の前記非線形増幅器の出力振幅をＶ1、位相変化をφ1、
第２系統の前記非線形増幅器の出力振幅をＶ2、位相変化をφ2とし、
Ｖ2＝αＶ1、
φ2−φ1＝Δφであって、
前記加算部で出力される出力信号ｙ（ｎ）を（Ｖ1／Ｖ）ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ1）とするときに、
前記位相補正量計算部は、第１系統の前記位相補正部で補正すべき位相量Δθ1（ｎ）を、Δθ1（ｎ）＝ｃｏｓ-1[｛Ａ（ｎ）2＋Ｖ2−（αＶ）2｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］−ψ（ｎ）に基づいて算出し、
第２系統の前記位相補正部で補正すべき位相量Δθ2（ｎ）を、Δθ2（ｎ）＝ψ（ｎ）−ｃｏｓ-1[｛Ａ（ｎ）2＋（αＶ）2−Ｖ2｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］−Δφに基づいて算出する、ＬＩＮＣ方式線形増幅器。 A signal separator for separating the input signal into a plurality of constant amplitude signals;
A phase correction unit that performs phase correction by rotating the separated constant amplitude signal of each system by a specified phase amount ; and
A non-linear amplifier that amplifies the phase-corrected constant amplitude signal of each system and outputs a signal having a constant amplitude;
An adder that synthesizes the outputs of the nonlinear amplifiers of each system and outputs them as an output signal;
A phase for calculating a phase amount to be corrected by the phase correction unit of each system so that the output signal has a desired value based on a difference amount indicating a difference in output amplitude and phase of the nonlinear amplifier of each system. A correction amount calculation unit,
The signal separation unit separates the input signal into two constant amplitude signals,
n is time,
The amplitude of the input signal s (n) is A (n),
The amplitude of each constant amplitude signal is V,
The phase difference between the constant amplitude signal of the first system and the input signal is ψ (n),
A phase difference between the constant amplitude signal of the second system and the input signal is −ψ (n),
The output amplitude of the nonlinear amplifier of the first system is V 1 , the phase change is φ 1 ,
The output amplitude of the second nonlinear amplifier is V 2 and the phase change is φ 2 .
V 2 = αV 1 ,
φ 2 −φ 1 = Δφ,
When the output signal y (n) output from the adder is (V 1 / V) s (n) exp (jφ 1 ),
The phase correction amount calculation unit calculates the phase amount Δθ 1 (n) to be corrected by the phase correction unit of the first system as Δθ 1 (n) = cos −1 [{A (n) 2 + V 2 − (αV ) 2 } / {2A (n) V}] − ψ (n),
The phase amount Δθ 2 (n) to be corrected by the phase correction unit of the second system is expressed as Δθ 2 (n) = ψ (n) −cos −1 [{A (n) 2 + (αV) 2 −V 2. } / {2αA (n) V}] − Δφ , a LINC linear amplifier. 前記位相補正量計算部は、ｘ＝［｛Ａ（ｎ）2＋Ｖ2−（αＶ）2｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］としたときに、ｘ＞１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝０として、Δθ1（ｎ）を算出し、ｘ＜−１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝πとして、Δθ1（ｎ）を算出し、
ｘ＝[｛Ａ（ｎ）2＋（αＶ）2−Ｖ2｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］としたときに、ｘ＞１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝０として、Δθ2（ｎ）を算出し、ｘ＜−１のときに、ｃｏｓ-1（ｘ）＝πとして、Δθ2（ｎ）を算出する、請求項１記載のＬＩＮＣ方式線形増幅器。When x = [{A (n) 2 + V 2 − (αV) 2 } / {2A (n) V}], the phase correction amount calculation unit is cos −1 ( x) = 0, Δθ 1 (n) is calculated, and when x <−1, cos −1 (x) = π, Δθ 1 (n) is calculated,
When x = [{A (n) 2 + (αV) 2 −V 2 } / {2αA (n) V}], when x> 1, cos −1 (x) = 0 and Δθ 2 calculates a (n), x <at -1, as cos -1 (x) = π, and calculates [Delta] [theta] 2 a (n), according to claim 1, wherein the LINC system linear amplifier. 前記ＬＩＮＣ方式線形増幅器は、さらに、
前記出力信号と、前記位相補正された第１系統の定振幅信号と、前記位相補正された第２系統の定振幅信号とに基づいて、最小２乗法によって、前記αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備えた請求項２記載のＬＩＮＣ方式線形増幅器。The LINC linear amplifier further includes:
Based on the output signal, the phase-corrected first-system constant-amplitude signal, and the phase-corrected second-system constant-amplitude signal, the unbalance for estimating α and Δφ by a least-squares method. The LINC linear amplifier according to claim 2, further comprising an estimation unit. 入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、
第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、
各系統の定振幅信号または前記位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、
各系統の前記非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、
各系統の前記振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、
第１系統の前記非線形増幅器の位相変化と、各系統の前記非線形増幅器の位相変化との差を、前記位相補正部で補正すべき位相量として前記位相補正部に与える指定部と、
各系統の前記非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、前記出力信号が 所望の値となるように、前記各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備え、
前記信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、
ｎを時刻、
前記入力信号ｓ（ｎ）の振幅をＡ（ｎ）、
前記各定振幅信号の振幅をＶ、
第１系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差をψ（ｎ）、
第２系統の前記定振幅信号と前記入力信号との位相差を−ψ（ｎ）、
第１系統の前記非線形増幅器の出力振幅をＶ 1 、位相変化をφ 1 、
第２系統の前記非線形増幅器の出力振幅をＶ 2 、位相変化をφ 2 、
第１系統の前記振幅減衰部による振幅減衰量をβ 1 、
第２系統の前記振幅減衰部による振幅減衰量をβ 2 とし、
Ｖ 2 ＝αＶ 1 、
φ 2 −φ 1 ＝Δφであって、
前記加算部で出力される出力信号ｙ（ｎ）を（Ｖ 1 ／Ｖ）β 1 ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ 1 ）とするときに、
前記位相補正部は、前記第２系統の定振幅信号を−Δφだけ回転し、
前記振幅減衰量計算部は、（β 1 ／β 2 ）＝αの関係を満たすように、β 1 およびβ 2 を算出し、
前記振幅減衰量計算部は、α＝１のときに、β 1 ＝１、かつβ 2 ＝１とし、α＜１のときに、β 1 ＝α、かつβ 2 ＝１とし、α＞１のときに、β 1 ＝１、かつβ 2 ＝１／αとし、
前記ＬＩＮＣ方式線形増幅器は、さらに、
前記出力信号と、前記第１系統の定振幅信号と、前記第２系統の定振幅信号とに基づいて、最小２乗法によって、前記αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備えた、ＬＩＮＣ方式線形増幅器。 A signal separator for separating the input signal into a plurality of constant amplitude signals;
A phase correction unit that performs phase correction by rotating the separated constant amplitude signal of each system except the first system by a specified phase amount;
A non-linear amplifier that amplifies a constant amplitude signal of each system or the phase-corrected constant amplitude signal and outputs a signal of a constant amplitude;
An amplitude attenuating unit for attenuating the amplitude of the output of the nonlinear amplifier of each system by a specified attenuation amount;
An adder that synthesizes the outputs of the amplitude attenuators of each system and outputs the resultant as an output signal;
A designation unit that gives a difference between a phase change of the nonlinear amplifier of the first system and a phase change of the nonlinear amplifier of each system to the phase correction unit as a phase amount to be corrected by the phase correction unit;
An amplitude attenuation amount calculation unit that calculates an attenuation amount to be attenuated by each amplitude attenuation unit so that the output signal has a desired value based on a difference amount indicating a difference in output amplitude of the nonlinear amplifier of each system And
The signal separation unit separates the input signal into two constant amplitude signals,
n is time,
The amplitude of the input signal s (n) is A (n),
The amplitude of each constant amplitude signal is V,
The phase difference between the constant amplitude signal of the first system and the input signal is ψ (n),
A phase difference between the constant amplitude signal of the second system and the input signal is −ψ (n),
The output amplitude of the nonlinear amplifier of the first system is V 1 , the phase change is φ 1 ,
The output amplitude of the second nonlinear amplifier is V 2 , the phase change is φ 2 ,
Β 1 , the amount of amplitude attenuation by the amplitude attenuation part of the first system ,
Let β 2 be the amount of amplitude attenuation by the amplitude attenuation part of the second system ,
V 2 = αV 1 ,
φ 2 −φ 1 = Δφ,
When the output signal y (n) output from the adder is (V 1 / V) β 1 s (n) exp (jφ 1 ),
The phase correction unit rotates the constant amplitude signal of the second system by −Δφ,
The amplitude attenuation calculation unit calculates β 1 and β 2 so as to satisfy the relationship of (β 1 / β 2 ) = α ,
The amplitude attenuation calculation unit sets β 1 = 1 and β 2 = 1 when α = 1, β 1 = α and β 2 = 1 when α <1 , and α> 1. Sometimes β 1 = 1 and β 2 = 1 / α ,
The LINC linear amplifier further includes:
Said output signal, a constant amplitude signal of the first system, on the basis of a constant amplitude signal of the second system, the least squares method, with the imbalance estimation unit for estimating the α and [Delta] [phi, LINC system Linear amplifier.
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