JP4103397B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧放電灯に交流ランプ電流を供給して高圧放電灯を点灯させる高圧放電灯点灯装置において、極性反転時に発生するランプ電流のオーバーシュートを低減する技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図9は放電灯点灯装置の従来例(特公平6−101388、特公平6−101389)を示す。スイッチング素子Q1〜Q4をブリッジ形に接続したスイッチング回路が電流検出用抵抗Rを介して直流電源Eに接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q4には夫々スイッチング素子Q1〜Q4の通電方向と逆方向にダイオードD1〜D4を並列接続してある。スイッチング素子Q1,Q4の接続点とスイッチング素子Q2,Q3の接続点の間にはチョークコイルL1とコンデンサC1の直列回路が接続されており、コンデンサC1と並列に放電灯Laとインダクタンス素子L2の直列回路を接続してある。制御回路7は検出電圧Vla、検出電流Ilaに応じてスイッチング素子Q1〜Q4を制御するための回路である。
【0003】
図10(a)〜(d)は夫々スイッチング素子Q1〜Q4の動作を示すタイミング図である。スイッチング素子Q3,Q4は制御回路7により数十Hzから500Hzの範囲で放電灯Laに適した周波数でオンオフし、スイッチング素子Q3がオンの時にはスイッチング素子Q1が例えば30KHz(1/T2 )のデューティ比可変のオンオフ動作を行ない、スイッチング素子Q4がオンの時にはスイッチング素子Q2がスイッチング素子Q1と同様のオンオフ動作を行なう。また、放電灯Laの極性反転時には4つのスイッチング素子Q1〜Q4は同時にオフとなり、休止区間TD を有する。制御回路7は電流検出用抵抗Rの電圧の大小によってオンオフデューティ比を変えるのである。従って、放電灯Laには高周波リップルを含有した矩形波の交流電流が流れることになる。
【0004】
さて、図10(a)〜(d)によりさらに図9の回路動作を説明すると、図10中のt1〜t2間では同図(c)に示すように低周波動作するスイッチング素子Q3はオン動作状態であり、スイッチング素子Q1は同図(a)に示す高周波でオンオフ動作する状態にある。そしてこの間では同図(b)、(d)に示すようにスイッチング素子Q2,Q4はオフ状態にある。スイッチング素子Q1がオンすると、直流電源E、スイッチング素子Q1、放電灯Laとインダクタンス素子L2の直列回路およびその並列コンデンサC1、チョークコイルL1、スイッチング素子Q3、電流検出用抵抗R、直流電源Eの閉回路に電流が流れ、チョークコイルL1に流れる電流IL1は一定の傾きをもって直線的に上昇し、スイッチング素子Q1がオフするとこの時の電流IL1とチョークコイルL1のインダクタンスの値で決まる蓄積されたエネルギーが電流を流れ続けさせようとする方向、つまりスイッチング素子Q1がオンしている時の電流の向きと同様となり、この時はチョークコイルL1、スイッチング素子Q3、ダイオードD4、放電灯Laとインダクタンス素子L2の直列回路およびその並列コンデンサC1、チョークコイルL1の閉回路で蓄積エネルギーが放出され、この動作がt2の時点まで繰り返される。
【0005】
次のt2〜t3の期間TD では、4つのスイッチング素子Q1〜Q4が共にオフ状態であって、この期間は直流電源Eからの電力供給は行なわれない。更にt3〜t4間では上記t1〜t2間と基本的に同じであるが、この間、動作するのはスイッチング素子Q2,Q4であって、スイッチング素子Q1,Q3はオフ状態にある。つまり、スイッチング素子Q2がオンすると、直流電源E、スイッチング素子Q2、チョークコイルL1、放電灯Laとインダクタンス素子L2の直列回路およびその並列コンデンサC1、スイッチング素子Q4、電流検出用抵抗R、直流電源Eの閉回路に電流が流れ、またスイッチング素子Q2がオフすると、チョークコイルL1、放電灯Laとインダクタンス素子L2の直列回路およびその並列コンデンサC1、スイッチング素子Q4、ダイオードD3、チョークコイルL1の閉回路で蓄積エネルギーが放出され、この動作がt4の時点まで繰り返される。
【0006】
なお、図9に示したチョークコイルL1に流れる電流IL1と放電灯Laに流れる電流ILaの向きはt1〜t2間のものであり、t3〜t4間では電流IL1,ILaの向きは逆になる。このようにして放電灯Laには高周波リップルを含有した矩形波状の交流の電流が流れることになる。この高周波リップルは放電灯点灯時において音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を招くことが知られている。そこでこの高周波リップルを小さくする為に、一般的には放電灯Laに並列に接続されているコンデンサC1の容量を調整して、音響的共鳴現象を回避させている。
【0007】
ダイオードD1,D2は通常の動作では電流は流れないが、過渡時のサージ電流を流す為のものである。上記期間TD はスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4がすべてオフしている期間(t2〜t3,t4〜5)を示しており、これはスイッチング素子Q1,Q4またはQ2,Q3が同時にオンして短絡状態を呈し、点灯装置の破壊に至るのを防ぐ為のデッドタイムである。この同時オンはスイッチング素子のバラツキや温度上昇によって、ストレージタイムが長くなった時やスイッチング素子間のタイミングのズレによって生じる。
【0008】
図10のt2に対応する時点ではコンデンサC1は図9に示す極性となっており、期間TD ではコンデンサC1、放電灯La、インダクタンス素子L2の閉回路が構成されて、コンデンサC1の電荷の放出が振動電流となり、放電灯Laに流れるILaは連続性を保ちながらこの区間に極性を反転し、t3時点ではスイッチング素子Q2がオンして電流ILaには休止を生じることなく反転を完了する。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来例における極性反転時(t2〜t3の期間TD )の詳細な動作波形を図11に示す。同図(a)はスイッチング素子Q1の動作、同図(b)はスイッチング素子Q2の動作を示す。また、同図(c)は入力電流I1を示し、スイッチング素子Q1,Q2に流れる電流に対応する。同図(d)はチョークコイルL1に流れる電流IL1を示し、同図(e)は放電灯Laに流れる電流ILaを示す。t2〜t3の期間TD では、ほぼコンデンサC1、放電灯La、インダクタンス素子L2の閉回路の動作となり、コンデンサC1の電荷がインダクタンス素子L2を介して放電灯Laに放出され、この時、振動電流がこれらの回路定数に応じた周期で流れる。t3の時点ではコンデンサC1の電圧の極性は図9のようになり、この条件でスイッチング素子Q2がオンすると、直流電源EとコンデンサC1の両端電圧が加極的になって、図11(c)に示した電流I1の如くt3時点付近では急峻な電流となり、それに伴い図11(d)のようにチョークコイルL1に流れる電流IL1及び図11(e)のように放電灯Laに流れる電流ILaもオーバーシュートになる。このとき、上述のように音響的共鳴現象を回避させる為のコンデンサC1の容量が大きいと、このt3直後において放電灯Laへ流れる電流ILaが更に過大となり、オーバーシュートになる問題が顕著に発生する。
【0010】
このように、低周波の交流点灯動作をする放電灯点灯装置において、極性反転直後におけるランプ電流の急峻な立上がりでランプ電流のオーバーシュートが大きくなると、極性反転する毎に各ランプ電極へ流れる電流が瞬時的に大きくなる為、ランプの寿命に悪影響を及ぼすこととなる。
【0011】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、放電灯を矩形波点灯する放電灯点灯装置において、放電灯の極性反転毎に発生するランプ電流のオーバーシュートを低減させることによって、放電灯の電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を長くすることを課題とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明によれば、上記の課題を解決するために、図1に示すように、直流電源Eと、この直流電源Eの出力を高周波で断続的にスイッチングする、少なくとも1つ以上のスイッチング素子SとインダクタンスLを含むチョッパー回路1と、このチョッパー回路1から放電灯Laへの出力極性を低周波で反転させる少なくとも2つ以上のスイッチング素子S1〜S4で構成されるブリッジ回路とからなる放電灯点灯装置において、図2(b),(c)に示すように、前記低周波で動作するスイッチング素子S1〜S4が前記極性反転直後に一定期間、放電灯Laへの出力極性を極性反転後の出力極性と同一の極性に維持したままで、チョッパー回路1の出力電流のピーク値が低減されるように前記低周波よりも高い周波数で動作することを特徴とするものである。
【0013】
このように、ブリッジ回路の低周波で動作するスイッチング素子S1〜S4を極性反転の直後に高周波動作をさせることで、極性反転時におけるランプ電流のオーバーシュートを低減するものである。ここで、ブリッジ回路のスイッチング素子S1〜S4とチョッパー回路のスイッチング素子Sとの同期、非同期は問わない。また、ブリッジ回路のスイッチング素子S1〜S4の全部または一部をチョッパー回路のスイッチング素子Sとして共用させるか、別に設けるかも問わない。
【0014】
請求項2の発明によれば、請求項1において、極性反転直後にチョッパー回路のスイッチング素子Sのオン時間を狭くすることを特徴とするものである。
請求項3の発明によれば、請求項1において、極性反転直後にチョッパー回路のスイッチング素子Sの周波数を高くすることを特徴とするものである。
【0015】
請求項4の発明によれば、請求項1〜3のいずれかにおいて、図1に示すように、チョッパー回路のスイッチング素子Sが1つであり、低周波で動作するブリッジ回路のスイッチング素子S1〜S4が4つで構成されていることを特徴とするものである。
請求項5の発明によれば、請求項1〜3のいずれかにおいて、図5に示すように、チョッパー回路のスイッチング素子Q6,Q7が2つであり、低周波で動作するスイッチング素子Q5,Q8が2つであり、これら4つのスイッチング素子Q6,Q7およびQ5,Q8がフルブリッジ回路を構成していることを特徴とするものである。
【0016】
請求項6の発明によれば、請求項1〜3のいずれかにおいて、ブリッジ回路がハーフブリッジ回路であることを特徴とするものである。ここで、ハーフブリッジ回路とは、2つのスイッチング素子の直列回路と2つのコンデンサの直列回路を並列接続し、2つのスイッチング素子の接続点と2つのコンデンサの接続点の間に負荷を接続した回路であり、2つのスイッチング素子を高周波で動作させてチョッパー回路のスイッチング素子と共用化する場合と、2つのスイッチング素子を低周波で動作させて直流電源とブリッジ回路との間に高周波で動作するチョッパー回路のスイッチング素子を別に設ける場合とを含むものである。
【0017】
【発明の実施の形態】
(実施形態1)
図1は本発明の実施形態1の回路図、図2はその動作波形図である。本実施形態は、直流電源Eから供給される電圧を降圧チョッパー回路よりなるダウンコンバータ1により降圧させ、コンデンサCに電圧が蓄えられる。そして高圧発生回路IGにより放電灯Laに高圧パルスが印加され、電極間で絶縁破壊を起こし、放電が開始される。この後、コンデンサCに蓄えられていた電流が放電灯Laへ一気に流れ込む。その後、電圧検出回路2、電流検出回路3により放電灯Laの電圧、電流を検出し、電力演算回路4により放電灯Laへ供給する電力を演算、PWM制御回路5を介してダウンコンバータ1にフィードバックし、ダウンコンバータ1のパルス幅を制御し、放電灯Laへ電力を供給する。コンデンサCはダウンコンバータ1による高周波リップル電流を低減するための平滑コンデンサである。また、制御回路6はスイッチング素子S1〜S4よりなるブリッジ回路で構成された極性反転部を制御すると共に、チョークコイルLに流れるピーク電流を検知し、周波数も制御している。
【0018】
以下、図1の回路の動作について説明する。直流電源Eから供給される電圧をダウンコンバータ1により降圧させ、制御回路6からの信号にて4つのスイッチング素子S1〜S4を制御して放電灯Laを点灯している。図2(a)はスイッチング素子Sの動作波形を、図2(b)は定常点灯時のスイッチング素子S1,S3の動作を、同図(c)は定常点灯時のスイッチング素子S2,S4の動作を、同図(d)はチョークコイルLに流れる電流波形を、同図(e)は放電灯Laに流れる電流波形を示す。図1の電流計▲1▼はチョークコイルLに流れる電流IL を、また、電流計▲2▼は放電灯Laに流れる電流ILaをそれぞれ検出している。スイッチング素子Sがオン状態になるとチョークコイルLに流れる電流は右上がりに上昇し、制御回路6で規定させたピーク電流値に達すると、スイッチング素子Sはオフされて、チョークコイルLの電流は右下がりに減少する。そしてチョークコイルLの電流値がゼロになると制御回路6が検知し、再度スイッチング素子Sをオンさせて、これが繰り返し行われる。コンデンサCは平滑用として作用する。各スイッチング素子S1〜S4は、各半周期毎にスイッチング素子S1,S3とスイッチング素子S2,S4のペアで低周波で動作する一般的なフルブリッジ回路である。
【0019】
本実施形態では、極性反転時においてスイッチング素子S1,S3(もしくはスイッチング素子S2,S4)がオンする時において、スイッチング素子S1,S3のいずれかもしくは両方を高周波で動作させることにより、極性反転時における放電灯Laに流れる電流のオーバーシュートを低減させて、放電灯Laの電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させるものである。
【0020】
なお、図1の回路では、ブリッジ回路が4つのスイッチング素子S1〜S4よりなるフルブリッジ回路で構成されているが、例えば、スイッチング素子S1,S4をそれぞれコンデンサに置き換えるか、あるいは、スイッチング素子S2,S3をそれぞれコンデンサに置き換えて、2つのスイッチング素子の直列回路と2つのコンデンサの直列回路を並列接続してなるハーフブリッジ回路としても良い。
【0021】
(実施形態2)
図3は本発明の実施形態2の動作波形図である。図3(a)〜(e)は図2(a)〜(e)と同じ部分の波形を示す。回路図は実施形態1と同様であり、詳細な説明は省く。図3に示すように、各極性反転時におけるスイッチング素子Sのオン時間を狭くすることにより、極性反転時における放電灯Laに流れる電流のオーバーシュートを低減させて、放電灯Laの電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させることができる。なお、極性反転直後にチョッパー回路のスイッチング素子のオン時間を狭くすることに代えて、極性反転直後にチョッパー回路のスイッチング素子の周波数を高くするようにしても良い。
【0022】
(実施形態3)
図4は本発明の実施形態3の動作波形図である。図4(a)〜(e)は図2(a)〜(e)と同じ部分の波形を示す。回路図は実施形態1と同様であり、詳細な説明は省く。図4に示すように、各極性反転時におけるスイッチング素子Sのオン時間を狭くすると共に、スイッチング素子S1,S3(もしくはスイッチング素子S2,S4)がオンする時においてスイッチング素子S1,S3のいずれかもしくは両方を高周波で動作させることにより、極性反転時における放電灯Laに流れる電流のオーバーシュートをさらに低減させて、放電灯Laの電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させることができる。なお、極性反転直後にチョッパー回路およびブリッジ回路のスイッチング素子のオン時間を狭くすることに代えて、極性反転直後にチョッパー回路およびブリッジ回路のスイッチング素子の周波数を高くするようにしても良い。
【0023】
(実施形態4)
図5は本発明の実施形態4の回路図、図6はその動作波形図である。本実施形態は、直流電源Eに対してスイッチング素子Q5〜Q8をブリッジ形に接続したスイッチング回路を接続し、スイッチング素子Q5〜Q8には夫々スイッチング素子Q5〜Q8の通電方向と逆方向にダイオードD5〜D8を並列接続し、スイッチング素子Q5,Q8の接続点とスイッチング素子Q6,Q7の接続点の間にはチョークコイルL3とコンデンサC4の直列回路が接続されており、コンデンサC4と並列に放電灯Laとインダクタンス素子L4の直列回路を接続してある。なお、本回路図内にあるコンデンサC5,C6については省略してもよい。また、スイッチング素子Q5〜Q8の制御回路及び電流検出用抵抗は図示を省略してある。
【0024】
図5、図6について以下に簡単に説明するが、今回はコンデンサC5,C6が無い場合について説明する。また、前述の従来例(図9)と回路構成は同じであり、スイッチング素子Q5〜Q8及びダイオードD5〜D8は図9の回路のスイッチング素子Q1〜Q4及びダイオードD1〜D4と基本的動作は同じなものであるが、図9の回路では、高周波によりスイッチングするスイッチング素子Q1,Q2が電源の+側に、低周波によりスイッチングするスイッチング素子Q3,Q4が電源の−側にあるのに対して、図5の回路では高周波によりスイッチングするスイッチング素子Q7,Q6がチョークコイルL3側に直列に、低周波によりスイッチングするスイッチング素子Q5,Q8が放電灯La側に直列に設けてある点が相違している。図6(a)はスイッチング素子Q7の動作を、同図(b)はスイッチング素子Q6の動作を、同図(c)はスイッチング素子Q8の動作を、同図(d)はスイッチング素子Q5の動作を、同図(e)はチョークコイルL3に流れる電流波形を、同図(f)は放電灯Laに流れる電流波形を示す。
【0025】
図5の回路では、スイッチング素子Q7がオンすると、直流電源E、スイッチング素子Q5、放電灯Laとインダクタンス素子L4の直列回路およびその並列コンデンサC4、チョークコイルL3、スイッチング素子Q7、直流電源Eの閉回路に電流が流れ、スイッチング素子Q7がオフすると、チョークコイルL3、ダイオードD6、スイッチング素子Q5、放電灯Laとインダクタンス素子L4の直列回路およびその並列コンデンサC4、チョークコイルL3の閉回路に電流が流れる。また、スイッチング素子Q6がオンすると、直流電源E、スイッチング素子Q6、チョークコイルL3、放電灯Laとインダクタンス素子L4の直列回路およびその並列コンデンサC4、スイッチング素子Q8、直流電源Eの閉回路に電流が流れ、スイッチング素子Q6がオフすると、チョークコイルL3、放電灯Laとインダクタンス素子L4の直列回路およびその並列コンデンサC4、スイッチング素子Q8、ダイオードD7、チョークコイルL3の閉回路に電流が流れる。ダイオードD5,D8は通常の動作では電流は流れないが過渡時のサージ電流を流す為のものである。
【0026】
本実施形態においては、極性反転時に、低周波によりスイッチングするスイッチング素子Q5,Q8がオンする時において高周波で動作させることにより、極性反転時における放電灯Laに流れる電流のオーバーシュートを低減させて、放電灯Laの電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させることができる。
【0027】
なお、図5の回路では、ブリッジ回路が4つのスイッチング素子Q5〜Q8よりなるフルブリッジ回路で構成されているが、低周波によりスイッチングする2つのスイッチング素子Q5,Q8(およびその逆並列ダイオードD5,D8)をそれぞれコンデンサに置き換えて、高周波によりスイッチングする2つのスイッチング素子Q6,Q7と2つのコンデンサとでブリッジ回路を構成したハーフブリッジ回路としても良い。
【0028】
(実施形態5)
図7は実施形態5の各波形を示す。図7(a)〜(f)は図6(a)〜(f)と同じ部分の波形を示す。回路図は実施形態4と同様であり、詳細な説明は省く。この実施形態では、図7に示すように、各極性反転時において高周波によりスイッチングするスイッチング素子Q6,Q7のオン時間を狭くすることにより、極性反転時における放電灯Laに流れる電流のオーバーシュートを低減させて、放電灯Laの電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させることができる。
【0029】
(実施形態6)
図8は実施形態6の各波形を示す。図8(a)〜(f)は図6(a)〜(f)と同じ部分の波形を示す。回路図は実施形態4と同様であり、詳細な説明は省く。この実施形態では、図8に示すように、各極性反転時において高周波によりスイッチングするスイッチング素子Q6,Q7のオン時間を狭くすることと、低周波によりスイッチングするスイッチング素子Q5,Q8がオンする時において高周波で動作させることにより、極性反転時における放電灯Laに流れる電流のオーバーシュートをさらに低減させて、放電灯Laの電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させることができる。
【0030】
【発明の効果】
本発明によれば、極性反転を担う低周波で動作するスイッチング素子を極性反転直後に高周波で動作させたり、電力制御を担う高周波で動作するスイッチング素子を極性反転直後にそのオン時間を狭めたりすることにより、極性反転直後に放電灯へ流れる電流を抑制させることによりランプ電流のオーバーシュートを低減させて、放電灯の電極劣化を抑制し、放電灯の寿命を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態1の回路図である。
【図2】本発明の実施形態1の動作説明用の波形図である。
【図3】本発明の実施形態2の動作説明用の波形図である。
【図4】本発明の実施形態3の動作説明用の波形図である。
【図5】本発明の実施形態4の回路図である。
【図6】本発明の実施形態4の動作説明用の波形図である。
【図7】本発明の実施形態5の動作説明用の波形図である。
【図8】本発明の実施形態6の動作説明用の波形図である。
【図9】従来例の回路図である。
【図10】従来例の動作説明用の波形図である。
【図11】従来例の極性反転時の詳細な波形図である。
【符号の説明】
La 放電灯
E 直流電源
S スイッチング素子(チョッパー回路)
S1〜S4 スイッチング素子(ブリッジ回路)[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a technique for reducing an overshoot of a lamp current that occurs at the time of polarity reversal in a high pressure discharge lamp lighting device that supplies an AC lamp current to a high pressure discharge lamp to light the high pressure discharge lamp.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 shows a conventional example of a discharge lamp lighting device (Japanese Patent Publication No. 6-101388, Japanese Patent Publication No. 6-101389). A switching circuit in which switching elements Q1 to Q4 are connected in a bridge shape is connected to a DC power supply E via a current detection resistor R. Diodes D1 to D4 are connected in parallel to the switching elements Q1 to Q4 in the direction opposite to the energizing direction of the switching elements Q1 to Q4, respectively. A series circuit of the choke coil L1 and the capacitor C1 is connected between the connection point of the switching elements Q1, Q4 and the connection point of the switching elements Q2, Q3, and the discharge lamp La and the inductance element L2 are connected in series with the capacitor C1. The circuit is connected. The
[0003]
FIGS. 10A to 10D are timing charts showing operations of the switching elements Q1 to Q4, respectively. The switching elements Q3 and Q4 are turned on and off by the
[0004]
Now, the circuit operation of FIG. 9 will be further described with reference to FIGS. 10A to 10D. Between t1 and t2 in FIG. 10, the switching element Q3 operating at a low frequency is turned on as shown in FIG. The switching element Q1 is in an on / off operation state at a high frequency shown in FIG. During this period, the switching elements Q2 and Q4 are in the off state as shown in FIGS. When the switching element Q1 is turned on, the DC power supply E, the switching element Q1, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L2 and its parallel capacitor C1, the choke coil L1, the switching element Q3, the current detection resistor R, and the DC power supply E are closed. The current flows through the circuit, and the current I L1 flowing through the choke coil L1 rises linearly with a certain slope. When the switching element Q1 is turned off, the current I L1 at this time and the value determined by the inductance value of the choke coil L1 are accumulated. The direction in which the energy keeps the current flowing, that is, the direction of the current when the switching element Q1 is on, is the same as the choke coil L1, the switching element Q3, the diode D4, the discharge lamp La, and the inductance element. L2 series circuit and its parallel capacitor C1, Closed circuit energy stored Kukoiru L1 is released, the operation is repeated up to the point of t2.
[0005]
In the period T D of the next t2 to t3, a both turned off four switching elements Q1 to Q4, this period is not performed power supply from the DC power source E. Further, the period from t3 to t4 is basically the same as the period from t1 to t2, but during this period, the switching elements Q2 and Q4 operate, and the switching elements Q1 and Q3 are in the OFF state. That is, when the switching element Q2 is turned on, the DC power supply E, the switching element Q2, the choke coil L1, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L2 and its parallel capacitor C1, the switching element Q4, the current detection resistor R, the DC power supply E When the current flows in the closed circuit of the circuit and the switching element Q2 is turned off, the closed circuit of the choke coil L1, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L2 and its parallel capacitor C1, the switching element Q4, the diode D3, and the choke coil L1. The stored energy is released, and this operation is repeated until time t4.
[0006]
The direction of the current I La flowing through the discharge lamp La and current I L1 flowing to the choke coil L1 shown in FIG. 9 are those between t1 to t2, the direction of the current I L1, I La is between t3~t4 is Vice versa. In this way, a rectangular wave-shaped alternating current containing high-frequency ripple flows through the discharge lamp La. It is known that this high-frequency ripple causes arc instability due to an acoustic resonance phenomenon when the discharge lamp is turned on. Therefore, in order to reduce this high frequency ripple, generally, the capacitance of the capacitor C1 connected in parallel with the discharge lamp La is adjusted to avoid the acoustic resonance phenomenon.
[0007]
The diodes D1 and D2 do not flow current in normal operation, but are for flowing surge current during transition. The period T D is the switching element Q1, Q2, Q3, Q4 period all are off (t2~t3, t4~5) shows a, which is the switching element Q1, Q4 or Q2, Q3 is turned on at the same time This is a dead time to prevent a lighting device from being destroyed due to a short circuit condition. This simultaneous ON occurs when the storage time becomes longer due to variations in switching elements or due to temperature rise, or due to timing deviation between switching elements.
[0008]
Capacitor C1 is a time corresponding to t2 in FIG. 10 is a polarity shown in FIG. 9, the period T D in the capacitor C1, the discharge lamp La, closed circuit of the inductance element L2 is formed, the release of the charge of the capacitor C1 Becomes an oscillating current, and I La flowing in the discharge lamp La reverses polarity in this section while maintaining continuity, and at time t3, the switching element Q2 is turned on to complete the inversion without causing a pause in the current I La. .
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 11 shows detailed operation waveforms at the time of polarity reversal (period T D from t2 to t3) in the above-described conventional example. FIG. 4A shows the operation of the switching element Q1, and FIG. 4B shows the operation of the switching element Q2. FIG. 5C shows the input current I1, which corresponds to the current flowing through the switching elements Q1 and Q2. FIG. 4D shows the current I L1 flowing through the choke coil L1, and FIG. 4E shows the current I La flowing through the discharge lamp La. In the period T D of t2 to t3, is released substantially capacitor C1, the discharge lamp La, an operational closed circuit of the inductance element L2, to the discharge lamp La charge of the capacitor C1 through the inductance element L2, this time, the oscillating current Flows at a period according to these circuit constants. At time t3, the polarity of the voltage of the capacitor C1 is as shown in FIG. 9, and when the switching element Q2 is turned on under this condition, the voltage across the DC power supply E and the capacitor C1 becomes polar, and FIG. As shown in Fig. 11 (d), the current I1 flowing in the choke coil L1 and the current IL1 flowing in the discharge lamp La as shown in Fig. 11 (e) are steep. La also overshoots. At this time, the capacitance of the capacitor C1 for thereby avoiding acoustic resonance phenomenon as described above is large, the current I La flowing to the discharge lamp La Immediately after this t3 becomes more excessive, the overshoot problem remarkably occurs To do.
[0010]
In this way, in a discharge lamp lighting device that performs a low-frequency AC lighting operation, if the overshoot of the lamp current increases due to a sharp rise in the lamp current immediately after the polarity reversal, the current that flows to each lamp electrode each time the polarity is reversed. Since it grows instantaneously, it will adversely affect the life of the lamp.
[0011]
The present invention has been made in view of the above points, and in a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp in a rectangular wave, by reducing the overshoot of the lamp current that occurs every time the polarity of the discharge lamp is reversed, It is an object to suppress the electrode deterioration of the discharge lamp and extend the life of the discharge lamp.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
According to the invention of
[0013]
As described above, the switching elements S1 to S4 operating at a low frequency of the bridge circuit are operated at a high frequency immediately after the polarity inversion, thereby reducing the overshoot of the lamp current at the time of the polarity inversion. Here, the switching elements S1 to S4 of the bridge circuit and the switching element S of the chopper circuit may be synchronized or asynchronous. Moreover, it does not matter whether all or part of the switching elements S1 to S4 of the bridge circuit are shared as the switching elements S of the chopper circuit or provided separately.
[0014]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the on-time of the switching element S of the chopper circuit is narrowed immediately after polarity inversion.
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect, the frequency of the switching element S of the chopper circuit is increased immediately after the polarity inversion.
[0015]
According to the invention of claim 4, in any one of
According to the invention of
[0016]
According to a sixth aspect of the present invention, in any one of the first to third aspects, the bridge circuit is a half-bridge circuit. Here, the half-bridge circuit is a circuit in which a series circuit of two switching elements and a series circuit of two capacitors are connected in parallel, and a load is connected between the connection point of the two switching elements and the connection point of the two capacitors. When the two switching elements are operated at a high frequency to be shared with the switching elements of the chopper circuit, and the two switching elements are operated at a low frequency to operate between the DC power source and the bridge circuit at a high frequency. And a case where a switching element of the circuit is provided separately.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of
[0018]
Hereinafter, the operation of the circuit of FIG. 1 will be described. The voltage supplied from the DC power source E is stepped down by the
[0019]
In the present embodiment, when switching elements S1 and S3 (or switching elements S2 and S4) are turned on during polarity reversal, by operating either or both of switching elements S1 and S3 at high frequency, The overshoot of the current flowing through the discharge lamp La is reduced, electrode deterioration of the discharge lamp La is suppressed, and the life of the discharge lamp is improved.
[0020]
In the circuit of FIG. 1, the bridge circuit is configured by a full bridge circuit including four switching elements S1 to S4. For example, the switching elements S1 and S4 may be replaced with capacitors, or the switching elements S2 and S2 may be replaced. S3 may be replaced with a capacitor, and a half-bridge circuit in which a series circuit of two switching elements and a series circuit of two capacitors are connected in parallel may be used.
[0021]
(Embodiment 2)
FIG. 3 is an operation waveform diagram according to the second embodiment of the present invention. FIGS. 3A to 3E show the same waveform as in FIGS. 2A to 2E. The circuit diagram is the same as that of the first embodiment, and detailed description thereof is omitted. As shown in FIG. 3, by reducing the ON time of the switching element S at each polarity reversal, the overshoot of the current flowing through the discharge lamp La at the time of polarity reversal is reduced, and the electrode deterioration of the discharge lamp La is suppressed. In addition, the life of the discharge lamp can be improved. Note that the frequency of the switching element of the chopper circuit may be increased immediately after the polarity inversion, instead of narrowing the ON time of the switching element of the chopper circuit immediately after the polarity inversion.
[0022]
(Embodiment 3)
FIG. 4 is an operation waveform diagram according to the third embodiment of the present invention. 4 (a) to 4 (e) show waveforms at the same portions as those in FIGS. 2 (a) to 2 (e). The circuit diagram is the same as that of the first embodiment, and detailed description thereof is omitted. As shown in FIG. 4, the ON time of the switching element S at each polarity inversion is narrowed, and when the switching elements S1, S3 (or the switching elements S2, S4) are turned ON, either one of the switching elements S1, S3 or By operating both at a high frequency, it is possible to further reduce the overshoot of the current flowing in the discharge lamp La at the time of polarity reversal, suppress electrode deterioration of the discharge lamp La, and improve the life of the discharge lamp. Instead of reducing the ON time of the switching elements of the chopper circuit and the bridge circuit immediately after the polarity inversion, the frequency of the switching elements of the chopper circuit and the bridge circuit may be increased immediately after the polarity inversion.
[0023]
(Embodiment 4)
FIG. 5 is a circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention, and FIG. 6 is an operation waveform diagram thereof. In this embodiment, a switching circuit in which switching elements Q5 to Q8 are connected in a bridge shape is connected to a DC power source E, and a diode D5 is connected to the switching elements Q5 to Q8 in a direction opposite to the energizing direction of the switching elements Q5 to Q8, respectively. D8 are connected in parallel, and a series circuit of a choke coil L3 and a capacitor C4 is connected between the connection point of the switching elements Q5 and Q8 and the connection point of the switching elements Q6 and Q7, and the discharge lamp is connected in parallel with the capacitor C4. A series circuit of La and an inductance element L4 is connected. The capacitors C5 and C6 in the circuit diagram may be omitted. Further, the control circuit of the switching elements Q5 to Q8 and the current detection resistor are not shown.
[0024]
FIG. 5 and FIG. 6 will be briefly described below, but this time a case where the capacitors C5 and C6 are not provided will be described. The circuit configuration is the same as that of the conventional example (FIG. 9), and the switching elements Q5 to Q8 and the diodes D5 to D8 have the same basic operation as the switching elements Q1 to Q4 and the diodes D1 to D4 of the circuit of FIG. However, in the circuit of FIG. 9, the switching elements Q1 and Q2 that switch at a high frequency are on the positive side of the power supply, and the switching elements Q3 and Q4 that switch at a low frequency are on the negative side of the power supply. The circuit of FIG. 5 is different in that switching elements Q7 and Q6 that switch by high frequency are provided in series on the choke coil L3 side, and switching elements Q5 and Q8 that switch by low frequency are provided in series on the discharge lamp La side. . 6A shows the operation of the switching element Q7, FIG. 6B shows the operation of the switching element Q6, FIG. 6C shows the operation of the switching element Q8, and FIG. 6D shows the operation of the switching element Q5. (E) shows the current waveform flowing through the choke coil L3, and (f) shows the current waveform flowing through the discharge lamp La.
[0025]
In the circuit of FIG. 5, when the switching element Q7 is turned on, the DC power supply E, the switching element Q5, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L4 and its parallel capacitor C4, the choke coil L3, the switching element Q7, and the DC power supply E are closed. When current flows through the circuit and the switching element Q7 is turned off, current flows through the choke coil L3, the diode D6, the switching element Q5, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L4, the parallel capacitor C4, and the closed circuit of the choke coil L3. . When the switching element Q6 is turned on, a current is passed through the DC power supply E, the switching element Q6, the choke coil L3, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L4 and its parallel capacitor C4, the switching element Q8, and the closed circuit of the DC power supply E. When the switching element Q6 is turned off, a current flows through the choke coil L3, the series circuit of the discharge lamp La and the inductance element L4 and its parallel capacitor C4, the switching element Q8, the diode D7, and the closed circuit of the choke coil L3. The diodes D5 and D8 are for flowing a surge current at the time of transient, although no current flows in normal operation.
[0026]
In the present embodiment, at the time of polarity reversal, by operating at high frequency when switching elements Q5 and Q8 that switch at low frequency are turned on, the overshoot of the current flowing through the discharge lamp La at the time of polarity reversal is reduced, The electrode deterioration of the discharge lamp La can be suppressed and the life of the discharge lamp can be improved.
[0027]
In the circuit of FIG. 5, the bridge circuit is configured by a full bridge circuit including four switching elements Q5 to Q8. However, the two switching elements Q5 and Q8 (and their antiparallel diodes D5 and S5) that switch at a low frequency are used. D8) may be replaced with a capacitor, and a half-bridge circuit in which a bridge circuit is configured by two switching elements Q6 and Q7 that switch at high frequency and two capacitors may be used.
[0028]
(Embodiment 5)
FIG. 7 shows each waveform of the fifth embodiment. FIGS. 7A to 7F show waveforms at the same portions as those in FIGS. 6A to 6F. The circuit diagram is the same as that of the fourth embodiment, and a detailed description is omitted. In this embodiment, as shown in FIG. 7, the on-time of the switching elements Q6 and Q7 that switch at high frequency at the time of polarity inversion is narrowed, thereby reducing the overshoot of the current flowing through the discharge lamp La at the time of polarity inversion. Thus, electrode deterioration of the discharge lamp La can be suppressed and the life of the discharge lamp can be improved.
[0029]
(Embodiment 6)
FIG. 8 shows each waveform of the sixth embodiment. FIGS. 8A to 8F show waveforms at the same portions as those in FIGS. 6A to 6F. The circuit diagram is the same as that of the fourth embodiment, and a detailed description is omitted. In this embodiment, as shown in FIG. 8, the on-time of the switching elements Q6 and Q7 that are switched by a high frequency at the time of polarity inversion is narrowed and the switching elements Q5 and Q8 that are switched by a low frequency are turned on. By operating at a high frequency, it is possible to further reduce the overshoot of the current flowing through the discharge lamp La at the time of polarity reversal, suppress electrode deterioration of the discharge lamp La, and improve the life of the discharge lamp.
[0030]
【The invention's effect】
According to the present invention, a switching element operating at a low frequency responsible for polarity reversal is operated at a high frequency immediately after polarity reversal, or a switching element operating at a high frequency responsible for power control is shortened immediately after polarity reversal. Thus, by suppressing the current flowing to the discharge lamp immediately after the polarity reversal, the overshoot of the lamp current can be reduced, the electrode deterioration of the discharge lamp can be suppressed, and the life of the discharge lamp can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining operations of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a waveform diagram for explaining operations of the third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 6 is a waveform diagram for explaining operations of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a conventional example.
FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation of a conventional example.
FIG. 11 is a detailed waveform diagram at the time of polarity inversion in a conventional example.
[Explanation of symbols]
La discharge lamp E DC power source S Switching element (chopper circuit)
S1 to S4 Switching element (bridge circuit)
Claims (6)
この直流電源の出力を高周波で断続的にスイッチングする、少なくとも1つ以上のスイッチング素子とインダクタンスを含むチョッパー回路と、
このチョッパー回路から放電灯への出力極性を低周波で反転させる少なくとも2つ以上のスイッチング素子で構成されるブリッジ回路とからなる放電灯点灯装置において、
前記低周波で動作するスイッチング素子が前記極性反転直後に一定期間、放電灯への出力極性を極性反転後の出力極性と同一の極性に維持したままで、チョッパー回路の出力電流のピーク値が低減されるように前記低周波よりも高い周波数で動作することを特徴とする放電灯点灯装置。DC power supply,
A chopper circuit including at least one switching element and an inductance that intermittently switches the output of the DC power source at a high frequency;
In a discharge lamp lighting device comprising a bridge circuit composed of at least two or more switching elements that invert the output polarity from the chopper circuit to the discharge lamp at a low frequency,
The switching element operating at the low frequency reduces the peak value of the output current of the chopper circuit while maintaining the output polarity to the discharge lamp at the same polarity as the output polarity after the polarity inversion for a certain period immediately after the polarity inversion. the discharge lamp lighting apparatus characterized by operating at a higher frequency than the lower frequency as.
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