JP4100037B2

JP4100037B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP4100037B2
Application number: JP2002133790A
Authority: JP
Inventors: 克佳中田; 純一長谷川; 浩士渡邊; 聖明内橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2002-05-09
Filing date: 2002-05-09
Publication date: 2008-06-11
Anticipated expiration: 2022-05-09
Also published as: JP2003332092A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、図５に示すように、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置として、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの出力に接続されスイッチング素子Ｑ１及びインダクタＬ１を備えた降圧チョッパー１１と、この降圧チョッパー１１の出力に接続された平滑コンデンサＣ１と、このコンデンサＣ１と並列に接続された放電灯Ｌａと、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせスイッチング周波数を制御することにより放電灯Ｌａに供給する電力を制御する乗算回路１３及び電力制御回路１４を備えたものが提案されている。放電灯Ｌａは、Ｑ２〜Ｑ５のスイッチング素子からなる極性反転回路、イグナイタＩｇを介して平滑コンデンサＣ１と並列に接続されている。
【０００３】
この装置の動作を以下に説明する。まず、直流電源Ｅから供給される電圧は降圧チョッパー１１により降圧され、この降圧電圧が平滑用コンデンサＣ１に蓄えられる。そして、イグナイタＩｇにより放電灯Ｌａに高圧パルス電圧が印加され、放電灯Ｌａが電極間で絶縁破壊を起こし、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた充電電圧が放電灯Ｌａに流れて放電が開始する。
【０００４】
また、この装置には、インダクタＬ１に流れる電流を検出する電流検出抵抗１５と平滑コンデンサＣ１の電圧を検出する電圧検出抵抗１２が設けられ、これらの電流検出抵抗１５及び電圧検出抵抗１２によって検出された電流と電圧とを乗算回路１３で乗算して現状の電力値を算出し、この電力値に基づいてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を制御して放電灯Ｌａに供給する電力を制御している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の放電灯点灯装置では、点灯電圧の範囲が広い放電灯を用いた場合、高点灯電圧領域では、降圧チョッパーのスイッチング周波数が大きくなり、スイッチングロスが増大してスイッチング素子の温度上昇が大きくなるため、スイッチング素子の温度を放熱させる放熱板を大きくしなければならなかったり、効率が低下したりするという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、降圧チョッパースイッチング素子のスイッチングロスを低減し、小型で高効率の放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、直流電源と、この直流電源の出力に接続されスイッチング素子及びインダクタを備えた降圧チョッパーと、この降圧チョッパーの出力に接続された平滑コンデンサと、このコンデンサと並列に接続された放電灯と、スイッチング素子を高周波でオンオフさせスイッチング周波数を制御することにより放電灯に供給する電力を制御する電力制御回路と、を備え、電力制御回路は、所定周波数と所定周波数よりも小さい第二の所定周波数とを有し、放電灯の定常点灯状態において、スイッチング周波数が所定周波数よりも小さく、かつ、第二の所定周波数よりも大きいスイッチング周波数ではスイッチング素子のオフ時にインダクタに流れる電流が略ゼロになるとスイッチング素子をオンさせるように制御し、スイッチング周波数が所定周波数よりも大きいスイッチング周波数ではインダクタに流れる電流に休止期間がある不連続電流となるように制御し、スイッチング周波数が第二の所定周波数よりも小さい低周波数状態ではインダクタに流れる電流がゼロにならない連続電流となるよう制御することを特徴として構成している。
【０００８】
このような放電灯点灯装置では、スイッチング周波数の増大によるスイッチングロスの増大を防止し、スイッチング素子の温度上昇を小さくしている。また、放電灯点灯電圧が低いときに、スイッチング周波数が低くなりすぎることを防止し、特に第二の所定周波数が可聴領域の上限に設定したときなどは、スイッチング周波数の低下による騒音を防止している。
【０００９】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、スイッチング素子の温度が所定温度以下では、スイッチング素子のオフ時にインダクタに流れる電流が略ゼロになるように制御し、スイッチング素子の温度が所定温度以上では、インダクタに流れる電流に休止期間がある不連続電流となるように制御することを特徴として構成している。
【００１０】
このような放電灯点灯装置では、スイッチング素子の温度が所定温度よりも大きい非定常温度状態ではインダクタに流れる電流に休止期間がある不連続電流となるので、スイッチング周波数の増大によるスイッチングロスの増大を防止し、スイッチング素子の温度上昇を小さくしている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１乃至図４に基づいて説明する。
【００１４】
図１は、本発明の実施の形態の放電灯点灯装置を示す回路図である。また、図２は、同上の放電灯点灯装置の回路動作を示すタイムチャート図である。
【００１５】
図１、図２に示すように、この放電灯点灯装置は、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯を点灯させる装置であり、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの出力に接続されスイッチング素子Ｑ１及びインダクタＬ１を備えた降圧チョッパーと、この降圧チョッパーの出力に接続された平滑コンデンサＣ１と、このコンデンサＣ１と並列に接続された放電灯Ｌａと、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせスイッチング周波数を制御することにより放電灯Ｌａに供給する電力を制御する電力制御回路１と、を備えた放電灯点灯装置であり、スイッチング周波数が所定周波数よりも小さい定常周波数状態ではスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオンさせるように制御し、スイッチング周波数が所定周波数よりも大きい高周波数状態ではインダクタＬ１に流れる電流に休止期間がある不連続電流となるように制御する電流制御回路を設けている。
【００１６】
また、スイッチング周波数が所定周波数よりもさらに小さい第二の所定周波数よりも小さい低周波数状態ではインダクタＬ１に流れる電流がゼロにならない連続電流となるよう制御している。
【００１７】
この回路は、さらに具体的には、平滑コンデンサＣ１の電圧を検出し、インダクタＬ１に流れる所定の電流を算出するマイコン２と、このマイコン２で算出された所定電流値とゼロの間で放電灯電流が変化するようスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する信号制御回路３と、所定周波数および第二の所定周波数で発振するタイマー回路４とを有している。
【００１８】
直流電源Ｅは、例えば交流電源の交流出力を整流して得られ、正極が降圧チョッパーを介して平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。平滑コンデンサＣ１の負極は電流検出用の小抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。直流電源Ｅの負極はグランドラインに接続されている。スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１の接続点には回生電流通電用のダイオードＤ１のカソードが接続されており、ダイオードＤ１のアノードは平滑コンデンサＣ１の負極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１及びインダクタＬ１は降圧チョッパーを構成しており、スイッチング素子Ｑ１が高周波で断続的にオンオフ駆動されることにより、直流電源Ｅの電圧を降圧した電圧が平滑コンデンサＣ１に充電される。また、スイッチング素子Ｑ１のゲートにはパルストランスＰＴの２次巻線の一端が接続され、パルストランスＰＴの１次巻線は信号制御回路３の出力に接続されている。この信号制御回路３の出力のオンオフによりパルストランスＰＴの２次巻線に電圧が発生しスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御している。
【００１９】
平滑コンデンサＣ１の電圧は、抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路により分圧されて、放電灯電圧の検出値としてマイコン２の入力となる。マイコン２は、目標となる放電灯電力が記憶されており、入力された放電灯電圧と記憶された放電灯電力とから放電灯電流の目標値を算出し出力端子に相当の電圧値を出力している。
【００２０】
信号制御回路３は、放電灯電流が目標値に達したときにスイッチング素子Ｑ１をオフさせるよう出力変化するコンパレータＣＰ１と、放電灯電流がゼロになったときにスイッチング素子Ｑ１をオンさせるよう出力変化するコンパレータＣＰ２と、これら両コンパレータの出力状態からスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力するＲＳラッチ回路と、から構成されている。
【００２１】
コンパレータＣＰ１の反転入力端子はマイコン２の出力端子に接続され、放電灯電流の目標値相当の電圧を基準電圧としている。またコンパレータＣＰ１の非反転入力端子は平滑コンデンサＣ１の負極に接続され、電流検出用の小抵抗Ｒ１の両端電圧すなわち放電灯電流相当の電圧の検出値が入力される。そして、この放電灯電流相当の電圧の検出値が基準電圧よりも大きくなったとき、すなわち放電灯電流が放電灯電流の目標値を上回ったときにコンパレータＣＰ１の出力がＨとなる。また、コンパレータＣＰ２の反転入力端子はマイコン電源電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ７で分圧した接続点に接続され、放電灯電流のゼロ相当の電圧を基準電圧としている。またコンパレータＣＰ２の非反転入力端子はダイオードＤ１のカソードとグランド間の電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した接続点に接続され、放電灯電流相当の電圧の検出値が入力される。そして、この放電灯電流相当の電圧の検出値が基準電圧よりも小さくなったとき、すなわち放電灯電流がゼロになったときにコンパレータＣＰ２の出力がＬとなる。
【００２２】
ＲＳラッチ回路は、コンパレータＣＰ１の出力が直接入力されるＮＯＲゲートＮＯＲ３と、コンパレータＣＰ２の出力がＮＯＲゲートＮＯＲ１を介して入力されるＮＯＲゲートＮＯＲ２とから、構成されている。ＮＯＲゲートＮＯＲ１の入力には、後述するコンパレータＣＰ３の出力が接続されている。またＮＯＲゲートＮＯＲ２の入力にはＮＯＲゲートＮＯＲ４の出力が入力され、ＮＯＲゲートＮＯＲ４の入力には後述するコンパレータＣＰ４の出力が接続されている。またＮＯＲゲートＮＯＲ３の出力Ｖｏｕｔがスイッチング素子Ｑ１のオンオフ信号を制御するべく、バッファＢｕｆを介してパルストランスＰＴの１次側巻線の一端に接続されている。
【００２３】
このＲＳラッチ回路では、コンパレータＣＰ２及びコンパレータＣＰ３の出力が共にＬになったときにＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＨになって出力ＶｏｕｔがＨになる。この後、コンパレータＣＰ２の出力とコンパレータＣＰ３の出力のどちらかがＨになると、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＬになるが、出力ＶｏｕｔはＨの状態を保持する。このとき、コンパレータＣＰ１の出力がＨになると出力ＶｏｕｔがＬになる。この後にコンパレータＣＰ１の出力がＬになっても出力ＶｏｕｔはＬの状態を保持する。また、ＮＯＲゲートＮＯＲ４の出力がＨになると、たとえＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＬのままでも出力ＶｏｕｔがＨになる。
【００２４】
タイマー回路４は、スイッチング素子Ｑ１がオフしてから所定周波数相当の時間が経過すると出力がＬとなるコンパレータＣＰ３と、スイッチング素子Ｑ１がオフしてから第二の所定周波数相当の時間が経過すると出力がＨとなるコンパレータＣＰ４と、定電流源ＩとコンデンサＣ３の直列回路からなるタイマー本体と、ＲＳラッチ回路の出力にそのベースが接続されて出力ＶｏｕｔがＬになったときからコンデンサＣ３の充電、すなわちタイマー動作を開始するＮＰＮ型のトランジスタＱ６と、から構成されている。
【００２５】
コンパレータＣＰ３の非反転入力端子はマイコン電源電圧を抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で分圧した接続点に接続され、所定周波数の相当の電圧の基準電圧としている。また、コンパレータＣＰ３の反転入力端子は定電流源ＩとコンデンサＣ３との接続点に接続されている。また、コンパレータＣＰ３の出力は、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の入力に接続されている。コンパレータＣＰ４の反転入力端子はマイコン電源電圧を抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で分圧した接続点に接続され、第二の所定周波数の相当の電圧の基準電圧としている。また、コンパレータＣＰ４の非反転入力端子は定電流源ＩとコンデンサＣ３との接続点に接続されている。コンパレータＣＰ４の出力は、ＮＯＲゲートＮＯＲ４の入力に接続されている。またコンパレータＣＰ３の反転入力端子及びコンパレータＣＰ４の非反転入力端子はトランジスタＱ６のコレクタ端子に接続されている。またトランジスタＱ６のエミッタ端子はグランドに、ベース端子は抵抗Ｒ９を介してＲＳラッチ回路の出力にそれぞれ接続されている。
【００２６】
このタイマー回路４では、ＲＳラッチ回路が出力ＶｏｕｔがＨになったとき、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンして放電灯電流が流れたときは、トランジスタＱ６がオンしてコンデンサＣ３の電圧はゼロ近傍に保持され、コンパレータＣＰ３の出力はＨ、コンパレータＣＰ４の出力はＬにそれぞれ保持されている。この状態でスイッチング素子Ｑ１がオフしたとき、トランジスタＱ６はオフし、定電流源ＩによりコンデンサＣ３が充電され、コンデンサＣ３の電圧が徐々に大きくなってタイマー動作がスタートする。そして、所定周波数相当の時間が経過すると、コンパレータＣＰ３の反転入力端子電圧が非反転入力端子電圧を上回り、コンパレータＣＰ３の出力はＨからＬに変化する。さらに、この後に第二の所定周波数相当の時間が経過すると、同様にコンパレータＣＰ４の出力はＬからＨに変化する。
【００２７】
また平滑コンデンサＣ１に蓄えられた電圧はＱ２〜Ｑ５のスイッチング素子Ｑ１からなる極性反転回路を介して放電灯Ｌａに供給される。極性反転回路では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の直列回路とスイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の直列回路が平滑コンデンサＣ１の両端に並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の接続点とスイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の接続点との間には、インダクタＬ２、ＨＩＤランプ等の放電灯Ｌａ、イグナイタ回路Ｉｇが直列接続されており、放電灯Ｌａとイグナイタ回路Ｉｇの直列回路の両端にコンデンサＣ２が設けられている。このインダクタＬ２とコンデンサＣ２とでＬＣ共振動作させ、イグナイタ回路Ｉｇにより放電灯Ｌａに高い高圧パルス電圧を発生させ、放電灯Ｌａの電極間に絶縁破壊を起こして、放電を開始させる。
【００２８】
このような回路では、放電灯電圧が中程度に安定しているときは、スイッチング周波数が所定周波数と第二の所定周波数の間になるよう動作し、インダクタ電流Ｉｌａが略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオンさせるようなゼロクロス制御を行う。また、放電灯電圧が高くなってスイッチング周波数が所定周波数よりも高くなると、電流Ｉｌａに休止期間がある不連続電流となるように制御を行う。また、放電灯電圧が低くなってスイッチング周波数が所定周波数よりも低くなると、電流Ｉｌａがゼロにならない連続電流となるように制御を行う。以下に各制御について説明する。
【００２９】
図２（ａ）に示すように、ゼロクロス制御では、電流Ｉｌａがゼロのとき、すなわちｔ＝ｔ１の時、コンパレータＣＰ１の出力がＬ、コンパレータＣＰ２の出力が一瞬Ｌとなり、出力ＶｏｕｔがＨとなって、スイッチング素子Ｑ１がオンし、インダクタＬ１に電流が流れ直線的に増加する。そして、このインダクタＬ１の電流Ｉｌａが目標値Ｉ１に到達した時、すなわちｔ＝ｔ２の時、コンパレータＣＰ１の出力が一瞬Ｈとなる。このとき、出力ＶｏｕｔがＬとなって、スイッチング素子Ｑ１がオフし、電流Ｉｌａが直線的に減少する。またこのとき、タイマー動作が始まり、所定周波数相当の時間が経過すると、コンパレータＣＰ３の出力はＨからＬに変化する。そして、この減少した電流Ｉｌａがゼロ相当になったとき、すなわちｔ＝ｔ３の時、コンパレータＣＰ２の出力がＨからＬに変化し、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＨとなるので出力ＶｏｕｔがＨとなって、再びスイッチング素子Ｑ１がオンする。
【００３０】
また、図２（ｂ）に示すように、不連続電流制御では、スイッチング周波数が所定周波数よりも高くなり、電流Ｉｌａがゼロ相当になってコンパレータＣＰ２の出力がＨからＬに変化しても、コンパレータＣＰ３の出力はまだＨのままであり、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＬのままであるので出力ＶｏｕｔはＬの状態を保持し、電流Ｉｌａがゼロのままである。そして、コンパレータＣＰ３の出力がＬになったとき、すなわちｔ＝ｔ５の時、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力はＨに変化し出力ＶｏｕｔはＨになる。したがって、電流Ｉｌａがゼロ相当になってからコンパレータＣＰ３の出力が変化するまでのある一定期間は電流Ｉｌａがゼロの状態を保持している。
【００３１】
また、図２（ｃ）に示すように、連続電流制御では、スイッチング周波数が第二の所定周波数よりも低くなり、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｌａがゼロ相当になる前のコンパレータＣＰ２の出力がＨの状態のままでも、コンパレータＣＰ４の出力はＬからＨに変化する（ｔ＝ｔ８時）。このとき、ＲＳラッチ回路の状態が変化し、出力ＶｏｕｔはＨになる。したがって、電流Ｉｌａがゼロになる期間がなく、インダクタＬ１には連続的に電流が流れる。
【００３２】
図３は、同上の放電灯点灯装置の回路電力を示すグラフ図である。
【００３３】
図３に示すように、横軸は放電灯Ｌａの電圧Ｖｌａ、縦軸は放電灯Ｌａの電流Ｉｌａおよび放電灯Ｌａの電力Ｗｌａを示している。図中、実線はＩｌａ−Ｖｌａ特性であり、破線はＩｌａ−Ｗｌａ特性である。また、図中Ａ区間はゼロクロス制御、Ｂ区間は不連続制御、Ｃ区間は連続制御の各区間を示している。ゼロクロス制御では、所定の電力となるようＩｌａ−Ｖｌａ特性が反比例の特性を示している。不連続制御では、電流Ｉｌａが小さくなるようにしているので、Ｉｌａ−Ｖｌａ特性が反比例の特性に乗らず、電力Ｗｌａは低下傾向にある。また連続制御では、電圧Ｖｌａが低いが電流の最大値に限界があり、Ｉｌａ−Ｖｌａ特性が反比例の特性に乗らず、電力Ｗｌａは低下傾向にある。
【００３４】
このような放電灯点灯装置では、スイッチング周波数が所定周波数よりも大きい高周波数状態ではインダクタＬ１に流れる電流が休止期間のある不連続電流となるので、スイッチング周波数の増大によるスイッチングロスの増大を防止し、スイッチング素子Ｑ１の温度上昇を小さくしている。また、スイッチング周波数が所定周波数よりもさらに小さい第二の所定周波数よりも小さい低周波数状態ではインダクタＬ１に流れる電流がゼロにならない連続電流となるので、放電灯点灯電圧が低いときに、スイッチング周波数が低くなりすぎることを防止し、特に第二の所定周波数が可聴領域の上限に設定したときなどは、スイッチング周波数の低下による騒音を防止している。
【００３５】
図４は、本発明の実施の形態の同上と異なる放電灯点灯装置を示す回路図である。
【００３６】
図４に示すように、この放電灯点灯装置は、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放電灯Ｌａを点灯させる装置であり、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの出力に接続されスイッチング素子Ｑ１及びインダクタＬ１を備えた降圧チョッパーと、この降圧チョッパーの出力に接続された平滑コンデンサＣ１と、このコンデンサと並列に接続された放電灯Ｌａと、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフさせスイッチング周波数を制御することにより放電灯Ｌａに供給する電力を制御する電力制御回路１と、を備えた放電灯点灯装置である。
【００３７】
異なる点は、スイッチング素子Ｑ１の温度が所定温度よりも小さい定常温度状態ではスイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオンさせるように制御し、スイッチング素子Ｑ１の温度が所定温度よりも大きい非定常温度状態ではインダクタＬ１に流れる電流に休止期間がある不連続電流となるように制御する温度制御回路５を設けていることである。
【００３８】
さらに、詳述すると、マイコン２、コンパレータＣＰ１、及びコンパレータＣＰ２は前述の回路と全く同様である。信号制御回路３では、コンパレータＣＰ１の出力が直接ＮＯＲゲートＮＯＲ３の入力に接続され、コンパレータＣＰ２の出力及び後述するコンパレータＣＰ３の出力がＮＯＲゲートＮＯＲ１の入力に接続され、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力がＮＯＲゲートＮＯＲ２の入力に接続されている。このＮＯＲゲートＮＯＲ２とＮＯＲゲートＮＯＲ３とでＲＳラッチ回路を形成し、この出力ＶｏｕｔがバッファＢｕｆを介してパルストランスＰＴの一次側に接続されている。
【００３９】
温度制御回路５は、コンパレータＣＰ３と、定電流源ＩとコンデンサＣ３の直列回路からなるタイマー本体と、ＲＳラッチ回路の出力にそのベースが接続されて出力ＶｏｕｔがＬになったときからコンデンサＣ３の充電、すなわちタイマー動作を開始するＮＰＮ型のトランジスタＱ６と、サーマルプロテクタＴＰと、サーマルプロテクタＴＰと抵抗Ｒ１５の直列回路の接続点がその非反転入力端子に接続され、その反転入力端子が抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点に接続されたコンパレータＣＰ４と、このコンパレータＣＰ４の出力がそのベースに接続され、そのコレクタがコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に接続され、そのエミッタがグランドに接続されたトランジスタＱ７とから構成されている。
【００４０】
サーマルプロテクタＴＰは、スイッチング素子Ｑ１の温度を検知するものであり、ここでは所定の高温で接点が開成するノーマルクローズのものを用いている。このサーマルプロテクタＴＰは、スイッチング素子Ｑ１にネジなどでに密着して取り付けられた放熱板（図示せず）に密着して取り付けられており、この放熱板の温度をサーマルプロテクタＴＰで検知することにより、スイッチング素子Ｑ１の温度を略検知できるようにしている。
【００４１】
この回路では、スイッチング素子Ｑ１がオフして電流Ｉｌａが減少しているとき、スイッチング素子Ｑ１の温度が所定温度よりも低い定常温度状態では、サーマルプロテクタＴＰの接点が閉じ、コンパレータＣＰ４の出力がＨとなり、トランジスタＱ７はオンしてコンパレータＣＰ３の出力はＬになっている。コンパレータＣＰ１の出力がＬ、コンパレータＣＰ２の出力がＨになり、ＲＳラッチ回路の出力ＶｏｕｔがＬになっている。この後、電流Ｉｌａが略ゼロになると、コンパレータＣＰ２の出力がＬになり、出力ＶｏｕｔがＨになるというゼロクロス制御を行う。
【００４２】
しかし、スイッチング素子Ｑ１の温度が所定温度よりも大きい非定常温度状態になると、サーマルプロテクタＴＰの接点が開放し、コンパレータＣＰ４の出力がＬとなり、トランジスタＱ７はオフする。このとき、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子電圧が大きくなって、コンパレータＣＰ３の出力がＨとなる。この状態では、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の入力がＨとなり、たとえコンパレータＣＰ２の出力がＬになっても、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力はＬのままであり、出力ＶｏｕｔはＬの状態を保持している。そして、スイッチング素子Ｑ１の温度が所定温度よりも低い定常温度状態では、サーマルプロテクタＴＰの接点が閉じると、コンパレータＣＰ３の出力はＬとなり、出力ＶｏｕｔがＨになる。
【００４３】
したがって、この場合は、電流Ｉｌａがゼロ相当になってからコンパレータＣＰ３の出力が変化するまでのある一定期間は電流Ｉｌａがゼロの状態を保持する不連続制御になっているわけである。
【００４４】
このような放電灯点灯装置では、スイッチング素子Ｑ１の温度が所定温度よりも大きい非定常温度状態ではインダクタＬ１に流れる電流に休止期間がある不連続電流となるので、スイッチング周波数の増大によるスイッチングロスの増大を防止し、スイッチング素子Ｑ１の温度上昇を小さくしている。
【００４５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、スイッチング周波数が所定周波数よりも大きい高周波数状態ではインダクタに流れる電流が休止期間のある不連続電流となるので、スイッチング周波数が所定周波数に固定され、スイッチング周波数の増大によるスイッチングロスの増大を防止し、スイッチング素子の温度上昇を小さくしている。
【００４６】
また、スイッチング素子の温度上昇が小さいため、放熱板を小さくすることができ、小型で高効率にすることができる。
【００４７】
請求項２の発明は、スイッチング素子の温度が所定温度よりも大きい非定常温度状態ではインダクタに流れる電流に休止期間がある不連続電流となるので、スイッチング素子の温度上昇を小さくし、スイッチング周波数の増大によるスイッチングロスの増大を防止している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の放電灯点灯装置を示す回路図である。
【図２】同上の放電灯点灯装置の回路動作を示すタイムチャート図である。
【図３】同上の放電灯点灯装置の回路電力を示すグラフ図である。
【図４】本発明の実施の形態の同上と異なる放電灯点灯装置を示す回路図である。
【図５】従来の放電灯点灯装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１電力制御回路
２マイコン
３信号制御回路
４タイマー回路
５温度制御回路
１１降圧チョッパー
１２電圧検出抵抗
１３乗算回路
１４電力制御回路
１５電流検出抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp such as a fluorescent lamp or an HID lamp.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as shown in FIG. 5, as a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp such as a fluorescent lamp or an HID lamp, a DC power source E, a switching element Q1 and an inductor L1 connected to the output of the DC power source E are provided. The step-down chopper 11, the smoothing capacitor C 1 connected to the output of the step-down chopper 11, the discharge lamp La connected in parallel with the capacitor C 1, and the switching element Q 1 are turned on and off at a high frequency to control the switching frequency. The thing provided with the multiplication circuit 13 and the power control circuit 14 which control the electric power supplied to the lamp | ramp La is proposed. The discharge lamp La is connected in parallel with the smoothing capacitor C1 via a polarity inversion circuit composed of switching elements Q2 to Q5 and an igniter Ig.
[0003]
The operation of this apparatus will be described below. First, the voltage supplied from the DC power source E is stepped down by the step-down chopper 11, and this step-down voltage is stored in the smoothing capacitor C1. Then, a high voltage pulse voltage is applied to the discharge lamp La by the igniter Ig, the dielectric breakdown occurs between the electrodes, and the charge voltage stored in the smoothing capacitor C1 flows to the discharge lamp La to start the discharge.
[0004]
Further, this device is provided with a current detection resistor 15 for detecting the current flowing through the inductor L1 and a voltage detection resistor 12 for detecting the voltage of the smoothing capacitor C1, and is detected by the current detection resistor 15 and the voltage detection resistor 12. The current power value is multiplied by the multiplication circuit 13 to calculate the current power value, and based on this power value, the switching frequency of the switching element Q1 is controlled to control the power supplied to the discharge lamp La.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above conventional discharge lamp lighting device, when a discharge lamp with a wide lighting voltage range is used, the switching frequency of the step-down chopper increases in the high lighting voltage region, the switching loss increases, and the temperature of the switching element increases. Therefore, there is a problem that the heat radiating plate for radiating the temperature of the switching element has to be enlarged or the efficiency is lowered.
[0006]
The present invention has been made in view of the above reasons, and an object of the present invention is to provide a compact and highly efficient discharge lamp lighting device that reduces the switching loss of the step-down chopper switching element.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The invention described in claim 1 is a DC power supply, a step-down chopper connected to the output of the DC power supply and provided with a switching element and an inductor, a smoothing capacitor connected to the output of the step-down chopper, and connected in parallel with the capacitor And a power control circuit that controls power supplied to the discharge lamp by controlling the switching frequency by turning on and off the switching element at a high frequency , the power control circuit being lower than the predetermined frequency and the predetermined frequency A second predetermined frequency, and in a steady lighting state of the discharge lamp, the switching frequency is lower than the predetermined frequency and the switching frequency higher than the second predetermined frequency causes a current flowing through the inductor when the switching element is turned off. When it becomes almost zero, the switching element is controlled to be turned on. When the switching frequency is higher than the predetermined frequency, control is performed so that the current flowing through the inductor is a discontinuous current with a pause. When the switching frequency is lower than the second predetermined frequency, the current flowing through the inductor is zero. It is characterized by controlling so as to be a continuous current that does not become .
[0008]
In such a discharge lamp lighting device, an increase in switching loss due to an increase in switching frequency is prevented, and a temperature rise of the switching element is reduced. Also, when the discharge lamp lighting voltage is low, the switching frequency is prevented from becoming too low, especially when the second predetermined frequency is set at the upper limit of the audible range, to prevent noise due to a decrease in the switching frequency. Yes.
[0009]
According to a second aspect of the invention, in the first aspect of the invention, when the temperature of the switching element is equal to or lower than a predetermined temperature, the current flowing through the inductor is controlled to be substantially zero when the switching element is turned off. When the temperature is equal to or higher than a predetermined temperature, the current flowing through the inductor is controlled to be a discontinuous current having a pause period .
[0010]
In such a discharge lamp lighting device, in a non-steady temperature state where the temperature of the switching element is higher than a predetermined temperature, the current flowing through the inductor becomes a discontinuous current having a pause, so that an increase in switching loss due to an increase in switching frequency is caused. This prevents the temperature rise of the switching element.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0014]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a time chart showing the circuit operation of the above-described discharge lamp lighting device.
[0015]
As shown in FIGS. 1 and 2, the discharge lamp lighting device is a device for lighting a discharge lamp such as a fluorescent lamp or an HID lamp, and is connected to a DC power source E and an output of the DC power source E, and a switching element Q1. The step-down chopper provided with the inductor L1, the smoothing capacitor C1 connected to the output of the step-down chopper, the discharge lamp La connected in parallel with the capacitor C1, and the switching element Q1 are turned on and off at a high frequency to control the switching frequency. And a power control circuit 1 for controlling the power supplied to the discharge lamp La. In a steady frequency state where the switching frequency is lower than a predetermined frequency, the inductor L1 is turned off when the switching element Q1 is turned off. When the flowing current becomes substantially zero, the switching element Q1 is controlled to be turned on and switched on. Frequency is provided a current control circuit for controlling such that the discontinuous current where there is a rest period to the current flowing through the inductor L1 is larger high frequency state than the predetermined frequency.
[0016]
Further, in a low frequency state where the switching frequency is lower than the second predetermined frequency, which is lower than the predetermined frequency, control is performed such that the current flowing through the inductor L1 is a continuous current that does not become zero.
[0017]
More specifically, this circuit detects a voltage of the smoothing capacitor C1 and calculates a predetermined current flowing through the inductor L1, and a discharge lamp between a predetermined current value calculated by the microcomputer 2 and zero. It has a signal control circuit 3 that controls on / off of the switching element Q1 so that the current changes, and a timer circuit 4 that oscillates at a predetermined frequency and a second predetermined frequency.
[0018]
The DC power supply E is obtained, for example, by rectifying the AC output of an AC power supply, and the positive electrode is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 via a step-down chopper. The negative electrode of the smoothing capacitor C1 is connected to the negative electrode of the DC power supply E through a small resistor R1 for current detection. The negative electrode of the DC power supply E is connected to the ground line. The connection point between the switching element Q1 and the inductor L1 is connected to the cathode of a diode D1 for energizing regenerative current, and the anode of the diode D1 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1. The switching element Q1 and the inductor L1 constitute a step-down chopper. When the switching element Q1 is intermittently turned on and off at a high frequency, a voltage obtained by stepping down the voltage of the DC power supply E is charged in the smoothing capacitor C1. One end of the secondary winding of the pulse transformer PT is connected to the gate of the switching element Q1, and the primary winding of the pulse transformer PT is connected to the output of the signal control circuit 3. As the output of the signal control circuit 3 is turned on / off, a voltage is generated in the secondary winding of the pulse transformer PT to control the on / off of the switching element Q1.
[0019]
The voltage of the smoothing capacitor C1 is divided by a series circuit of resistors R4 and R5, and becomes an input to the microcomputer 2 as a detected value of the discharge lamp voltage. The microcomputer 2 stores the target discharge lamp power, calculates the target value of the discharge lamp current from the input discharge lamp voltage and the stored discharge lamp power, and outputs a corresponding voltage value to the output terminal. ing.
[0020]
The signal control circuit 3 includes a comparator CP1 that changes its output so as to turn off the switching element Q1 when the discharge lamp current reaches a target value, and an output change that turns on the switching element Q1 when the discharge lamp current becomes zero. And an RS latch circuit that outputs the gate signal of the switching element Q1 from the output states of both comparators.
[0021]
The inverting input terminal of the comparator CP1 is connected to the output terminal of the microcomputer 2, and a voltage corresponding to the target value of the discharge lamp current is used as a reference voltage. The non-inverting input terminal of the comparator CP1 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1, and the detected value of the voltage across the small resistor R1 for current detection, that is, the voltage corresponding to the discharge lamp current is input. When the detected value of the voltage corresponding to the discharge lamp current becomes larger than the reference voltage, that is, when the discharge lamp current exceeds the target value of the discharge lamp current, the output of the comparator CP1 becomes H. The inverting input terminal of the comparator CP2 is connected to a connection point obtained by dividing the microcomputer power supply voltage by the resistors R6 and R7, and a voltage corresponding to zero of the discharge lamp current is used as a reference voltage. The non-inverting input terminal of the comparator CP2 is connected to a connection point obtained by dividing the voltage between the cathode of the diode D1 and the ground by the resistors R2 and R3, and a detected value of a voltage corresponding to the discharge lamp current is input. When the detected value of the voltage corresponding to the discharge lamp current becomes smaller than the reference voltage, that is, when the discharge lamp current becomes zero, the output of the comparator CP2 becomes L.
[0022]
The RS latch circuit includes a NOR gate NOR3 to which the output of the comparator CP1 is directly input, and a NOR gate NOR2 to which the output of the comparator CP2 is input via the NOR gate NOR1. The output of the comparator CP3 described later is connected to the input of the NOR gate NOR1. The output of the NOR gate NOR4 is input to the input of the NOR gate NOR2, and the output of the comparator CP4 described later is connected to the input of the NOR gate NOR4. The output Vout of the NOR gate NOR3 is connected to one end of the primary winding of the pulse transformer PT via the buffer Buf so as to control the on / off signal of the switching element Q1.
[0023]
In this RS latch circuit, when the outputs of the comparators CP2 and CP3 both become L, the output of the NOR gate NOR1 becomes H and the output Vout becomes H. Thereafter, when either the output of the comparator CP2 or the output of the comparator CP3 becomes H, the output of the NOR gate NOR1 becomes L, but the output Vout maintains the H state. At this time, when the output of the comparator CP1 becomes H, the output Vout becomes L. After this, even if the output of the comparator CP1 becomes L, the output Vout maintains the L state. Further, when the output of the NOR gate NOR4 becomes H, the output Vout becomes H even if the output of the NOR gate NOR1 remains L.
[0024]
The timer circuit 4 outputs a comparator CP3 whose output becomes L when the time corresponding to the predetermined frequency has elapsed since the switching element Q1 was turned off, and the output when the time corresponding to the second predetermined frequency has elapsed since the switching element Q1 was turned off. Comparator CP4 in which H becomes H, a timer body composed of a series circuit of a constant current source I and a capacitor C3, and charging of the capacitor C3 from when the base is connected to the output of the RS latch circuit and the output Vout becomes L, That is, it is composed of an NPN transistor Q6 that starts a timer operation.
[0025]
The non-inverting input terminal of the comparator CP3 is connected to a connection point obtained by dividing the microcomputer power supply voltage by the resistors R10 and R11, and serves as a reference voltage corresponding to a predetermined frequency. The inverting input terminal of the comparator CP3 is connected to the connection point between the constant current source I and the capacitor C3. The output of the comparator CP3 is connected to the input of the NOR gate NOR1. The inverting input terminal of the comparator CP4 is connected to a connection point obtained by dividing the microcomputer power supply voltage by the resistors R12 and R13, and serves as a reference voltage corresponding to a second predetermined frequency. The non-inverting input terminal of the comparator CP4 is connected to the connection point between the constant current source I and the capacitor C3. The output of the comparator CP4 is connected to the input of the NOR gate NOR4. The inverting input terminal of the comparator CP3 and the non-inverting input terminal of the comparator CP4 are connected to the collector terminal of the transistor Q6. The emitter terminal of the transistor Q6 is connected to the ground, and the base terminal is connected to the output of the RS latch circuit via the resistor R9.
[0026]
In the timer circuit 4, when the output Vout of the RS latch circuit becomes H, that is, when the switching element Q1 is turned on and the discharge lamp current flows, the transistor Q6 is turned on and the voltage of the capacitor C3 is close to zero. The output of the comparator CP3 is held at H, and the output of the comparator CP4 is held at L. When the switching element Q1 is turned off in this state, the transistor Q6 is turned off, the capacitor C3 is charged by the constant current source I, the voltage of the capacitor C3 gradually increases, and the timer operation starts. When a time corresponding to a predetermined frequency elapses, the inverting input terminal voltage of the comparator CP3 exceeds the non-inverting input terminal voltage, and the output of the comparator CP3 changes from H to L. Further, when a time corresponding to the second predetermined frequency elapses thereafter, the output of the comparator CP4 similarly changes from L to H.
[0027]
The voltage stored in the smoothing capacitor C1 is supplied to the discharge lamp La via a polarity inversion circuit comprising the switching elements Q1 of Q2 to Q5. In the polarity inversion circuit, a series circuit of switching elements Q2 and Q3 and a series circuit of switching elements Q4 and Q5 are connected in parallel to both ends of the smoothing capacitor C1. Between the connection point of the switching elements Q2 and Q3 and the connection point of the switching elements Q4 and Q5, a discharge lamp La such as an inductor L2 and an HID lamp and an igniter circuit Ig are connected in series, and the discharge lamp La and the igniter circuit are connected. Capacitors C2 are provided at both ends of the Ig series circuit. The inductor L2 and the capacitor C2 are LC-resonated, and a high voltage pulse voltage is generated in the discharge lamp La by the igniter circuit Ig, causing a dielectric breakdown between the electrodes of the discharge lamp La and starting discharge.
[0028]
In such a circuit, when the discharge lamp voltage is moderately stable, the circuit operates so that the switching frequency is between the predetermined frequency and the second predetermined frequency, and when the inductor current Ila becomes substantially zero, the switching element Q1. Perform zero-crossing control to turn on. Further, when the discharge lamp voltage increases and the switching frequency becomes higher than a predetermined frequency, control is performed so that the current Ila becomes a discontinuous current having a pause period. Further, when the discharge lamp voltage becomes low and the switching frequency becomes lower than the predetermined frequency, control is performed so that the current Ila becomes a continuous current that does not become zero. Each control will be described below.
[0029]
As shown in FIG. 2A, in the zero cross control, when the current Ila is zero, that is, when t = t1, the output of the comparator CP1 becomes L, the output of the comparator CP2 becomes L for a moment, and the output Vout becomes H. Thus, the switching element Q1 is turned on, a current flows through the inductor L1, and increases linearly. When the current Ila of the inductor L1 reaches the target value I1, that is, when t = t2, the output of the comparator CP1 becomes H for a moment. At this time, the output Vout becomes L, the switching element Q1 is turned off, and the current Ila decreases linearly. At this time, the timer operation starts and when the time corresponding to the predetermined frequency has elapsed, the output of the comparator CP3 changes from H to L. When the reduced current Ila becomes equivalent to zero, that is, when t = t3, the output of the comparator CP2 changes from H to L and the output of the NOR gate NOR1 becomes H, so the output Vout becomes H. Then, the switching element Q1 is turned on again.
[0030]
Further, as shown in FIG. 2B, in the discontinuous current control, even when the switching frequency becomes higher than the predetermined frequency, the current Ila becomes zero, and the output of the comparator CP2 changes from H to L, Since the output of the comparator CP3 is still H and the output of the NOR gate NOR1 is still L, the output Vout is kept at L and the current Ila is still zero. When the output of the comparator CP3 becomes L, that is, when t = t5, the output of the NOR gate NOR1 changes to H and the output Vout becomes H. Therefore, the current Ila is kept at zero for a certain period from when the current Ila becomes equal to zero until the output of the comparator CP3 changes.
[0031]
Further, as shown in FIG. 2C, in the continuous current control, the output of the comparator CP2 is H when the switching frequency becomes lower than the second predetermined frequency and the current Ila flowing through the inductor L1 becomes equivalent to zero. Even in this state, the output of the comparator CP4 changes from L to H (when t = t8). At this time, the state of the RS latch circuit changes and the output Vout becomes H. Therefore, there is no period in which the current Ila becomes zero, and a current flows continuously through the inductor L1.
[0032]
FIG. 3 is a graph showing circuit power of the above-described discharge lamp lighting device.
[0033]
As shown in FIG. 3, the horizontal axis represents the voltage Vla of the discharge lamp La, and the vertical axis represents the current Ila of the discharge lamp La and the power Wla of the discharge lamp La. In the figure, the solid line is the Ila-Vla characteristic, and the broken line is the Ila-Wla characteristic. In the figure, section A shows zero-cross control, section B shows discontinuous control, and section C shows continuous control. In the zero cross control, the Ila-Vla characteristic shows an inversely proportional characteristic so that the predetermined power is obtained. In the discontinuous control, since the current Ila is made small, the Ila-Vla characteristic does not ride on the inversely proportional characteristic, and the power Wla tends to decrease. In the continuous control, the voltage Vla is low, but the maximum value of the current is limited, the Ila-Vla characteristic is not on an inversely proportional characteristic, and the power Wla tends to decrease.
[0034]
In such a discharge lamp lighting device, in a high frequency state where the switching frequency is higher than a predetermined frequency, the current flowing through the inductor L1 becomes a discontinuous current having a pause period, so that an increase in switching loss due to an increase in the switching frequency is prevented. The temperature rise of the switching element Q1 is reduced. Further, in a low frequency state in which the switching frequency is lower than the second predetermined frequency, which is lower than the predetermined frequency, the current flowing through the inductor L1 is a continuous current that does not become zero. Therefore, when the discharge lamp lighting voltage is low, the switching frequency is In particular, when the second predetermined frequency is set to the upper limit of the audible range, noise due to a decrease in the switching frequency is prevented.
[0035]
FIG. 4 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device different from that of the embodiment of the present invention.
[0036]
As shown in FIG. 4, this discharge lamp lighting device is a device for lighting a discharge lamp La such as a fluorescent lamp or an HID lamp. The discharge lamp lighting device is connected to the DC power source E and the output of the DC power source E and connected to the switching element Q1 and the inductor. A step-down chopper provided with L1, a smoothing capacitor C1 connected to the output of the step-down chopper, a discharge lamp La connected in parallel with the capacitor, and a switching element Q1 on and off at a high frequency to control the switching frequency A discharge lamp lighting device comprising: a power control circuit 1 that controls power supplied to the discharge lamp La.
[0037]
The difference is that in a steady temperature state where the temperature of the switching element Q1 is lower than a predetermined temperature, the switching element Q1 is controlled to be turned on when the current flowing through the inductor L1 becomes substantially zero when the switching element Q1 is turned off. In the unsteady temperature state where the temperature is higher than the predetermined temperature, the temperature control circuit 5 is provided to control the current flowing through the inductor L1 so as to be a discontinuous current having a pause period.
[0038]
More specifically, the microcomputer 2, the comparator CP1, and the comparator CP2 are exactly the same as the circuit described above. In the signal control circuit 3, the output of the comparator CP1 is directly connected to the input of the NOR gate NOR3, the output of the comparator CP2 and the output of the comparator CP3 described later are connected to the input of the NOR gate NOR1, and the output of the NOR gate NOR1 is the NOR gate. It is connected to the input of NOR2. The NOR gate NOR2 and the NOR gate NOR3 form an RS latch circuit, and the output Vout is connected to the primary side of the pulse transformer PT via the buffer Buf.
[0039]
The temperature control circuit 5 includes a comparator CP3, a timer body composed of a series circuit of a constant current source I and a capacitor C3, and the base connected to the output of the RS latch circuit so that the output Vout becomes L from the time when the output Vout becomes L. The connection point of the NPN transistor Q6 for starting charging, that is, the timer operation, the thermal protector TP, and the series circuit of the thermal protector TP and the resistor R15 is connected to the non-inverting input terminal, and the inverting input terminal is connected to the resistor R12, From the comparator CP4 connected to the connection point of R13, the output of the comparator CP4 is connected to the base, the collector is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP3, and the emitter is connected to the ground. It is configured.
[0040]
The thermal protector TP detects the temperature of the switching element Q1, and here, a normally-closed one whose contact is opened at a predetermined high temperature is used. This thermal protector TP is attached in close contact with a heat radiating plate (not shown) attached in close contact with the switching element Q1 with a screw or the like. By detecting the temperature of the heat radiating plate with the thermal protector TP, The temperature of the switching element Q1 can be substantially detected.
[0041]
In this circuit, when the switching element Q1 is turned off and the current Ila is decreasing, the contact of the thermal protector TP is closed and the output of the comparator CP4 is H when the temperature of the switching element Q1 is lower than a predetermined temperature. Thus, the transistor Q7 is turned on and the output of the comparator CP3 is L. The output of the comparator CP1 is L, the output of the comparator CP2 is H, and the output Vout of the RS latch circuit is L. Thereafter, when the current Ila becomes substantially zero, the zero cross control is performed such that the output of the comparator CP2 becomes L and the output Vout becomes H.
[0042]
However, when the temperature of the switching element Q1 becomes an unsteady temperature state higher than the predetermined temperature, the contact of the thermal protector TP is opened, the output of the comparator CP4 becomes L, and the transistor Q7 is turned off. At this time, the non-inverting input terminal voltage of the comparator CP3 increases, and the output of the comparator CP3 becomes H. In this state, the input of the NOR gate NOR1 becomes H, and even if the output of the comparator CP2 becomes L, the output of the NOR gate NOR1 remains L, and the output Vout maintains the L state. In a steady temperature state where the temperature of the switching element Q1 is lower than the predetermined temperature, when the contact of the thermal protector TP is closed, the output of the comparator CP3 becomes L and the output Vout becomes H.
[0043]
Therefore, in this case, the discontinuous control is performed in which the current Ila is maintained at zero for a certain period from when the current Ila becomes equivalent to zero until the output of the comparator CP3 changes.
[0044]
In such a discharge lamp lighting device, in a non-steady temperature state where the temperature of the switching element Q1 is higher than a predetermined temperature, the current flowing through the inductor L1 becomes a discontinuous current having a pause period. The increase is prevented and the temperature rise of the switching element Q1 is made small.
[0045]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, since the current flowing through the inductor becomes a discontinuous current having a pause period in a high frequency state where the switching frequency is higher than the predetermined frequency, the switching frequency is fixed to the predetermined frequency, and switching due to an increase in the switching frequency is performed. Loss is prevented from increasing and the temperature rise of the switching element is reduced.
[0046]
Further, since the temperature rise of the switching element is small, the heat radiating plate can be made small, and it can be made small and highly efficient.
[0047]
According to the second aspect of the present invention, since the current flowing through the inductor is a discontinuous current having a quiescent period in an unsteady temperature state where the temperature of the switching element is higher than a predetermined temperature, the temperature rise of the switching element is reduced, and the switching frequency is reduced. An increase in switching loss due to the increase is prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a time chart showing the circuit operation of the above discharge lamp lighting device.
FIG. 3 is a graph showing circuit power of the above-described discharge lamp lighting device.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a discharge lamp lighting device different from that of the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional discharge lamp lighting device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power control circuit 2 Microcomputer 3 Signal control circuit 4 Timer circuit 5 Temperature control circuit 11 Step-down chopper 12 Voltage detection resistor 13 Multiplication circuit 14 Power control circuit 15 Current detection resistor

Claims

DC power supply, step-down chopper provided with a switching element and an inductor connected to the output of the DC power supply, a smoothing capacitor connected to the output of the step-down chopper, a discharge lamp connected in parallel with the capacitor, and a switching element And a power control circuit for controlling the power supplied to the discharge lamp by controlling the switching frequency by turning on and off at a high frequency , the power control circuit having a predetermined frequency and a second predetermined frequency smaller than the predetermined frequency. In the steady lighting state of the discharge lamp, when the switching frequency is lower than the predetermined frequency and higher than the second predetermined frequency, the switching element is turned on when the current flowing through the inductor becomes substantially zero when the switching element is turned off. The switching frequency is the specified frequency. Is controlled so that the current flowing through the inductor becomes a discontinuous current having a pause, and in the low frequency state where the switching frequency is lower than the second predetermined frequency, the current flowing through the inductor does not become zero. The discharge lamp lighting device characterized by controlling so that it may become .

When the switching element temperature is lower than the predetermined temperature, the current flowing through the inductor is controlled to be substantially zero when the switching element is turned off. When the switching element temperature is higher than the predetermined temperature, the current flowing through the inductor has a pause period. 2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the discharge lamp lighting device is controlled so as to be an electric current .