JP4073468B2 - アダプティブアレーアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、アダプティブアレーアンテナに係り、特に無線通信システムと無線通信システムに用いられる無線基地局ならびに無線基地局に用いるアダプティブアレーアンテナに関するものである。

現在、ワイヤレスローカルループ（ＷＬＬ）と呼ばれる無線を用いて加入者への直接の通信路を安価に構成する技術の開発が始まっている。そのうち、基地局１つに対し複数の端末局が収容可能なシステムの形態はポイントトゥマルチポイント（ＰＴＭＰ）と呼ばれている。図３７は、このＰＴＭＰ形態のＷＬＬの説明図を示している。

一般にＰＴＭＰでは、基地局から見て方角の異なる複数の端末局と通信をする必要があるため、基地局アンテナでは６０度から１２０度といった比較的半値角の大きいアンテナを用いる。一方、端末局は１０度程度の半値角が小さく利得の大きいアンテナを用いるのが一般的である。したがって、ＰＴＭＰでは基地局受信の際の所望の端末局以外の他の基地局からの干渉が大きな問題となる。図３８は半値角１２０度のセクターアンテナを用いた場合の干渉波の到来状況を示している。特に、基地局への発呼を行なう際の制御チャネルは基地局によるスケジューリングが不可能なランダムアクセス方式になるため、多くの干渉波が生起する可能性が大きく、制御チャネルによる呼の受付ができなくなり通信不能状態になる可能性が生じる。

そこで、一般的なセクターアンテナを用いた場合には、鋭い指向性アンテナをもつ端末からの送信信号が非常に遠くの基地局まで届く可能性があるため、周波数繰り返しを行なう距離間隔が必要になる。具体的には、４セルから７セル程度を一つの単位とし、この単位の中で周波数チャネルを分割し、単位ごとに周波数繰り返しを行なうことにより周波数を空間的に再利用している。図３９は、４セル周波数繰り返しの場合の干渉波の到来状況を示している。しかし、この場合は周波数の繰り返し使用に制限が加わり、システムに割り当てられた周波数チャネルに限りがあるため、全体としてシステムに収容できる加入者の容量が小さく押さえられてしまうという欠点がある。

周波数繰り返しを行なわずに、あるいは繰り返し数を少なくして、同時に干渉を避けるために、他の干渉局からの信号を原受信信号から信号処理で除去する干渉キャンセラ等と共に、他の干渉局へアンテナのヌル方向を向けるアダプティブアレーアンテナを使用することが検討されている。

しかし、ＰＴＭＰシステムの制御チャネルのように、干渉信号が予測不能なランダムなタイミングで発生し、かつ干渉信号の継続時間は数マイクロ秒から数十マイクロ秒と非常に短い。したがって、この端末からの干渉波とその到来方向を自基地局で逐次検出して、その端末の方向に対してヌルを向けるためのディジタル信号処理等を用いた制御を行なうには、非常に速い信号処理速度を必要とするという問題があった。

また、図４０に示すように、近年主として検討されているＤＢＦ（Digital Beam Forming）形のアダプティブアンテナの場合、ＰＴＭＰシステムで検討されている１Mbaud以上といったように伝送レートが速くなると、リアルタイム受信を行なうためには非常に速いディジタル信号処理が必要になるという問題点があった。

一方、ＰＴＭＰシステムの場合も移動通信と同様に、不要な干渉波の生起を抑えるために、移動局からの送信電力を制御し、基地局での受信電力をなるべく一定にすることが考えられる。しかし、その場合でも実際の受信電力は、フェージングやシャドーイングなどの影響があり、一定にできない場合があり、そのため、受信器の最終段での信号レベルをほぼ一定にするためには、アダプティブアレーアンテナを含めた基地局にＡＧＣ機能が必要になる。たとえば、図４１に示すように、アダプティブアレーアンテナの合成後の出力に可変利得アンプ３８０１を挿入することによりＡＧＣ機能を設けることが考えられる。しかし、例えばセル内では所望端末以外からの信号を停止させて移相器で移相量を連続的に変化させてヌル点をスキャンするような場合、合成後の信号レベルのダイナミックレンジは相当大きくなるのに対し、合成前の各アンテナからの信号の強度はほぼ一定のレベルになることが予測される。この場合、合成後の受信信号のレベルが低くなったからといって、図４１に示すように、合成後の信号ラインに挿入したＡＧＣ用の可変利得アンプ３８０１のゲインを上げてしまうと、合成前の信号の流れの一部に飽和が発生してしまうという問題点があった。

反対に、ほぼ端末方向を同定できた後、あるいはほぼ最適な重みづけ係数に収束した後に、その方向にビームを向けるような合成を行なった場合には、合成後の信号強度は安定しており変動が少なくなる。一方、合成前の各アンテナからの信号の強度は、複数の端末局からの信号の合成によりレベルが上昇する場合がある。この場合は、ＡＧＣ機能がほとんど動作を行なわなくなるので、合成前の信号の流れの一部で飽和が起きてしまうことが生じるという問題点があった。

また、送信用にアダプティブアレーアンテナを用いる場合に、図４２に示すように、各素子への分配前の可変利得アンプ３９０１のみで送信電力制御を行なったり、図４３に示すように、分配後の各素子向けの信号経路に挿入した複数の可変利得アンプ４００１のみにより送信電力制御を行なったりした場合、アダプティブアレーアンテナの指向性利得を勘案した実効放射電力（ＥＲＰ―Effective Radiation Power―）が定められた値を超えてしまったり、各個別素子用の高周波回路素子が飽和してしまうことがあるという問題点があった。

上述したように、従来技術においては、ＰＴＭＰにおける端末局からの干渉を低減するためにアダプティブアレーアンテナを用いると非常に速い信号処理速度を必要とするという問題点があった。

また、近年になって主に検討されているＤＢＦ（Digital Beam Forming）形のアダプティブアレーアンテナの場合、伝送レートが速くなると、リアルタイム受信を行なうためには非常に速いディジタル信号処理が必要になるという問題点があった。

また、アダプティブアレーアンテナの合成後の出力に可変利得アンプを挿入することによりＡＧＣ機能を設けた場合、合成後の受信信号のレベルが低くなったからといって、ＡＧＣアンプのゲインを上げてしまうと、合成前の信号の流れの一部で飽和が起きてしまうという問題点があった。

また、基地局送信用にアダプティブアレーアンテナを用いる際に、各素子への分配前の可変利得アンプのみで送信電力の制御を行なったり、分配後の各素子向けの信号経路に挿入した複数の可変利得アンプのみで送信電力制御を行なったりした場合、アダプティブアレーアンテナの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を超えてしまったり、各個別素子用の高周波回路が飽和してしまうことがあるという問題点があった。

上記問題点を解決するため、本発明は、個別素子信号強度検出手段により検出される複数の個別素子信号強度および合成信号強度検出手段により検出される合成信号強度を用いて、評価関数の実数ウェイトに対する微係数を求めることにより、最急降下法に基づいた実数ウェイト制御を行なうことができると共に、従来技術のように各アンテナ素子の復調信号を用いる場合に比べて簡単な回路構成により実現することができるアダプティブアレーアンテナを提供することを目的としている。

また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路の出力を合成する高周波合成回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和することのないように制御できるアダプティブアレーアンテナを提供することを目的としている。

また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路を備え、前記高周波回路内にアンテナ素子ごとの振幅ないし位相の重みづけを行なうウェイト制御回路を備えると共に、アンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和しないように制御することが可能になるアダプティブアレーアンテナを提供することをも目的としている。

上記目的を達成するため、本発明の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と前記アンテナ素子に接続される高周波回路と、この高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を前記アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路の少なくとも一部としてローカル周波数信号と制御信号とを入力とする直交変調器と、を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、前記高周波回路内に、前記アンテナ素子からの信号の一部を分岐するためのカプラと、このカプラからの信号が入力される個別素子用直交復調器と、を備えることを特徴とする。

上記基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、個別素子用直交復調器からの復調信号が入力され、各入力信号の位相と振幅を比較してこれらの差を検出する位相・振幅比較回路と、前記位相・振幅比較回路の比較結果に基づいて、検出された差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長や各アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラから後段に設けられた構成要素の少なくとも通過位相特性の差に起因する位相偏差を補償するように、位相制御信号出力回路の出力信号を制御する位相偏差補償制御手段と、少なくとも前記位相偏差補償制御手段の出力に基づいてローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号を出力する移相制御信号出力回路と、を備えていても良い。

上記基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、前記複数のアンテナ素子からのＲＦあるいはＩＦ信号のうち、少なくとも１つの信号レベルをモニターする少なくとも１つの第１のＲＳＳＩ回路と、前記複数のアンテナ素子からの複数の信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルをモニターする第２のＲＳＳＩ回路と、Ｎ個の前記複数のアンテナ素子の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路と、第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１の可変利得回路と第２の可変利得回路とを制御する利得制御回路と、を備えていても良い。

上記段落００２０に係るアダプティブアレーアンテナは、前記ＲＳＳＩ回路の過去の出力値のうち一定数を記憶する記憶手段と、入力値と前記記憶手段に記憶された一定数の出力値との間の偏差がある一定値を超えた場合にのみ利得制御回路から第１の可変利得回路あるいは第２の可変利得回路に対し利得変更命令を出力する利得変更手段と、を備えていても良い。

また、本発明に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、前記アンテナ素子に接続される高周波回路と、前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路を備え、前記高周波回路内にアンテナ素子ごとの振幅ないし位相の重みづけを行なうウェイト制御回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、Ｎ個の個別素子の全ての無線周波数信号（ＲＦ）あるいは中間周波数信号（ＩＦ）の相対レベルを可変とする少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、個別素子への分配前の無線周波数信号（ＲＦ）あるいは中間周波数信号（ＩＦ）の信号レベルを可変とする第２の可変利得回路と、前記ウェイト制御回路の出力から推定される前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御すると共に各個別素子用の高周波回路が飽和しないように前記第１の可変利得回路および第２の可変利得回路を制御する利得制御回路と、を備えていても良い。

以上詳述したように、本発明によれば、個別素子信号強度検出手段により検出される複数の個別素子信号強度および合成信号強度検出手段により検出される合成信号強度を用いて、評価関数の実数ウェイトに対する微係数を求めることにより、最急降下法に基づいた実数ウェイト制御を行なうことができるため、従来技術のように各アンテナ素子の復調信号を用いる場合に比べて簡単な回路構成により実現することができる。

また、信号強度検出手段により検出される信号強度のみを用いて評価関数の移相量に対する偏微分係数に基づいた移相量制御を行なうことができるため、従来技術のようにアンテナ素子ごとの信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。

また、信号強度検出手段により検出される信号強度のみを用いて、自局または通信の相手局において、移相の偏差を加味して信号を同相で受信するための移相量を簡単な処理により得ることができるため、従来技術のように、位相の偏差分を補償するように移相量を設定する必要がなく、簡単な回路構成で実現でき、処理時間も短くて済む利点がある。

また、端末局を収容するための無線基地局を複数配置することにより地域内をサービスする無線通信システムに用いられるアダプティブアレーアンテナにおいて、自基地局以外の他の基地局群の各方向あるいはその一部の方向のうち、自基地局が通信を行なう端末の方向との差が小さいものを除いた残りの方向に対してヌルを向ける拘束条件を加えて、アンテナビームを制御することにより、速やかにヌルの拘束方向を決定でき、かつ通信中の制御処理を減らすことができる。

また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路を備え、前記高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を各アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路あるいはその一部として、ローカル周波数信号と制御信号を入力とする直交変調器を用いることを特徴とするアダプティブアレーアンテナにおいて、前記高周波回路内に、各アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラと、前記カプラからの信号が入力される個別素子用直交復調器を設けることにより、伝送レートが高速である場合においても、容易にリアルタイム受信が可能になる。

また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路の出力を合成する高周波合成回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、複数の個別素子からのＲＦあるいはＩＦ信号のうち、少なくとも１つの信号レベルをモニターする少なくとも１つの第１のＲＳＳＩ回路と、個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルをモニターする第２のＲＳＳＩ回路と、Ｎ個の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路と、第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和することのないように、第１の可変利得回路と第２の可変利得回路とを制御する利得制御回路とを設けることにより、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和することのないように制御することが可能になる。

また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路を備え、前記高周波回路内にアンテナ素子ごとの振幅ないし位相の重みづけを行なうウェイト制御回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、Ｎ個の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、個別素子への分配前のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路素子と、上記ウェイト制御回路の出力から推定される前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１の可変利得回路と第２の可変利得回路とを制御する利得制御回路と設けることにより、前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように制御することが可能になる。

以下、本発明に係るアダプティブアレーアンテナの好適な実施形態について、添付図面を用いて詳細に説明する。具体的な実施形態の説明に入る前に、図１を参照しながら本発明の基本概念を説明する。図１は、第１実施形態および第２実施形態の上位概念としてのアダプティブアレーアンテナの基本原理を説明するものである。

図１において、アダプティブアレーアンテナは、第１ないし第ｎのアンテナ素子１１１ないし１１ｎと、これらアンテナ素子１１１ないし１１ｎにより受信された受信信号を各々設定された移相量に応じて位相制御する第１ないし第ｎの移相手段１２１ないし１２ｎと、これら移相手段１２１ないし１２ｎにより位相制御された受信信号を合成する合成手段１３０と、この合成手段１３０により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段１５０と、この信号強度検出手段により検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出し、これら算出された移相量を前記移相手段の各々に設定する移相量制御手段１６０と、を備えている。合成手段１３０の出力は、通常復調器１４０により復調される。

前記移相量制御手段１６０は、前記信号強度検出手段１５０より出力される種々の信号強度および複数の移相量に基づいて前記複数の移相手段１２１ないし１２ｎにおける移相量を複数サイクル演算して出力する移相量演算手段１６１と、前記複数の移相手段１２１ないし１２ｎのそれぞれの初期値を記憶する初期値記憶手段１６２と、前記初期値記憶手段１６２に記憶されているそれぞれの前記初期値に基づいて前記移相量演算手段１６１により複数の移相手段１２１ないし１２ｎの各々に設定すべきものとして演算された第１の移相量を記憶する第１の移相量記憶手段１６３と、前記第１の移相量を各々所定の角度Ｘだけ増加させるように前記演算手段１６１により演算された前記複数の移相手段における第２の移相量を記憶する第２の移相量記憶手段１６４と、前記第１の移相量を各々所定の角度Ｘだけ減少させるように前記演算手段により演算された前記複数の移相手段における第３の移相量を記憶する第３の移相量記憶手段１６５と、を備える。

前記位相量制御手段１６０は、さらに、前記第１ないし第３の移相量記憶手段１６３ないし１６５の何れか１つに格納された移相量に基づいて前記移相量演算手段１６１により演算された前記複数の移相手段の移相量をそれぞれ設定する第１ないし第ｎの移相量設定手段１６６１ないし１６６ｎと、前記複数の移相手段１６６１ないし１６６ｎに前記第２の移相量が設定された状態で前記信号強度検出手段１５０により検出された第１の信号強度を記憶する第１の信号強度記憶手段１６７と、前記複数の移相手段に前記第３の移相量が設定された状態で前記信号強度検出手段により検出された第２の信号強度を記憶する第２の信号強度記憶手段１６８と、を備えている。

前記移相量演算手段１６１は、前記第１の信号強度および第２の信号強度の差が入力されたときにその差に比例する値分だけ前記第１の移相量を増加させた新たな移相量を演算して前記第１の移相量に入力して、前記差がなくなるまで複数サイクルの演算を繰り返している。また、アダプティブアレーアンテナは、移相量制御手段１６０の動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段１７０を備えている。

上記信号強度検出手段１５０は、受信信号の信号強度をそのまま検出するように構成しても良いが、図１に破線で示すような参照信号生成手段１５１を設け、この参照信号との誤差を検出する減算器１５２より出力される誤差信号の信号強度を検出するように構成しても良い。この場合、詳細は第２実施形態において説明するが、第１および第２の信号強度記憶手段１６７および１６８は、それぞれ誤差信号強度検出手段として機能している。

この基本原理は、本発明の最上位の概念を纏めたものであり、以下の第１ないし第１０実施形態の上位概念となるものであるが、中位の概念としては以下の第１および第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナが考えられる。以下に詳述する。

（第１実施形態）
図２は、本発明の第１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。図２において、１１〜１ｎはアンテナ素子、２１〜２ｎはアンテナ素子１１〜１ｎにより受信された受信信号を各々増幅する増幅器、４１〜４ｎはそれら増幅された受信信号を後述する移相量制御手段３により各々設定された移相量に応じて位相制御する可変移相器、５はそれら位相制御された受信信号を合成する合成器、６はその合成された受信信号を復調処理する復調器、７１は合成器５により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段、３はその検出された受信信号の強度に基づいて、新たに設定する移相量を算出して、それら算出した移相量を各々可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量制御手段、８は移相量制御手段３の動作を所定の回数繰り返し行なった後その動作を停止する更新停止手段である。

３４１〜３４ｎは可変移相器４１〜４ｎに各々設定する移相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）（ｎはアンテナ素子数、ｋは移相量更新の回数）を各々格納する第１移相量記憶手段、３５１〜３５ｎはそれら格納された位相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々９０度だけ増加させた移相量Φ１’（ｋ）〜Φｎ’（ｋ）を算出し、格納する第２の移相量記憶手段、３６１〜３６ｎは第１の移相量記憶手段３４１〜３４ｎにより格納された移相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々９０度だけ減少させた移相量Φ１”（ｋ）〜Φｎ”（ｋ）を算出し、格納する第３の移相量記憶手段、３７１〜３７ｎはそれら第１の移相量記憶手段３４１〜３４ｎまたは第２の移相量記憶手段３５１〜３５ｎまたは第３の移相量記憶手段３６１〜３６ｎの何れか１つに格納された移相量をそれぞれ可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量設定手段、３１１は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ’（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐｉ’を格納する第１の信号強度記憶手段、３２１は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ”（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）が設定された状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐｉ”を格納する第２の信号強度記憶手段、３３１はそれらＰｉ’とＰｉ”との差に比例する値分だけ第ｉの移相量記憶手段に格納されたΦｉ（ｋ）を増加させた新たな移相量Φｉ（ｋ＋１）を算出し、第ｉの移相量記憶手段に入力する移相量演算手段、３８１〜３８ｎは移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）を各々格納し、移相量制御手段３が初めて動作するときに、それらΦ１（０）〜Φｎ（０）を各々第１の移相量記憶手段３４１〜３４ｎのΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）に入力する初期値記憶手段である。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作を説明する。図３はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。まず、初期値記憶手段３８１により格納された移相量Φ１（０）が第１の移相量記憶手段３４１に入力される。これに基づいて、移相量記憶手段３４１によりΦ１（０）が次のようにΦ１（ｋ）に格納される（ステップＳ１）。
Φ_１（ｋ）＝Φ_１（０）

続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第２の移相量記憶手段３５１に入力される。これに基づいて、第２の移相量記憶手段３４１によりΦ１’（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ２）。
Φ_１’（ｋ）＝Φ_１（ｋ）＋９０

続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第３の移相量記憶手段３６１に入力される。これに基づいて、第３の移相量記憶手段３６１によりΦ１”（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ３）。
Φ_１”（ｋ）＝Φ_１（ｋ）−９０

Ｓ２〜Ｓ３はＳ３→Ｓ２という順番で処理してもよい。続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ４）。続いて、初期値記憶手段３８２〜３８ｎにより格納された移相量Φ２（０）〜Φｎ（０）についても同様に、移相量設定手段３７２〜３７ｎにより可変移相器４２〜４ｎに設定する。

移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）は、例えば、所望波を同相合成する移相量にすればよい。次に、ステップＳ５でｉがｎ以上であるか否かが判断され，ｉがｎ以上でなければステップＳ１ないしＳ４の処理を繰り返し、ｉがｎ以上であれば、ステップＳ６においてｋ＝１が設定される。

時刻ｔのとき、アンテナ素子１１〜１ｎにより受信され、増幅器２１〜２ｎにより増幅された受信信号をＳ１（ｔ）〜Ｓｎ（ｔ）とする。これらの信号は可変移相器４１〜４ｎにより位相制御され、合成器５により合成される。可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量をΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）とすると、この合成された受信信号ｙ（ｔ）は、

と表される。この合成された受信信号ｙ（ｔ）は信号強度検出手段７１に入力される。これに基づいて、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐは、

と表される。ただし、Ｅ［・］：期待値演算、＊：複素共役である。期待値演算は実際には時間平均演算に置きかえられる。これは、信号強度検出手段７１の時定数を十分大きい値に設定することで求めることができる。

この実施形態の特徴は、信号強度検出手段７１によって検出される受信信号の信号強度の、各々可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量に対する偏微分係数を、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の信号強度のみを用いて求めることができる点である。この偏微分係数に基づいて、移相量制御を行なう。可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段３により算出される。ここでは、可変移相器４１の移相量を更新する方法を説明する。

第２の移相量記憶手段３５１により格納された移相量Φ’１（ｔ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ８）。この設定の状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐ１’が第１の信号強度記憶手段３１１に入力される（ステップＳ９）。続いて、第３の移相量記憶手段３６１により格納された移相量Φ”１（ｔ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ１０）。この設定の状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐ１”が第２の信号強度記憶手段３２１に入力される（ステップＳ１１）。Ｓ８〜Ｓ１１はＳ１０→Ｓ１１→Ｓ８→Ｓ９という順番で処理してもよい。

続いて、第１の信号強度記憶手段３１１に格納された受信信号の強度Ｐ１’、第２の信号強度記憶手段３２１に格納された受信信号の強度Ｐ１および第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が移相量演算手段３３１に入力される。これらの入力に基づいて移相量演算手段３３１により新たな移相量Φ１（ｋ＋１）が次のように算出される（ステップＳ１２）。
Φ_１（ｋ＋１）＝Φ_１（ｋ）＋α（Ｐ_１’−Ｐ_１”）
但し、α：実数である。

続いて移相量演算手段３３１により算出された新たな移相量Φ１（ｋ＋１）が第１の移相量記憶手段３４１に入力される。これに基づいて、第１の移相量記憶手段３４１によりΦ１（ｋ＋１）が次のようにΦ１（ｋ）に格納される（ステップＳ１３）。
Φ_１（ｋ）＝Φ_１（ｋ＋１）

続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第２の移相量記憶手段３５１に入力される。これに基づいて、第２の移相量記憶手段３５１によりΦ１’（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ１４）。
Φ_１’（ｋ）＝Φ_１（ｋ）＋９０

続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第３の移相量記憶手段３６１に入力される。これに基づいて、第３の移相量記憶手段３６１によりΦ１”（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ１５）。
Φ_１”（ｋ）＝Φ_１（ｋ）−９０

Ｓ１４〜Ｓ１５はＳ１５→Ｓ１４という順番で処理してもよい。これに続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ１６）。

続いて、可変移相器４２〜４ｎの移相量更新についても同様の手順で行なう。以上の移相量制御手段３による可変移相器４１〜４ｎの移相量更新の動作をＫ回繰り返し行なった後、更新停止手段８によりその動作を停止する（ステップＳ１７〜Ｓ１８）。本発明においては、移相量更新の動作中は移相量が大きく変動するため、復調器６に入力される受信信号の強度も大きく変動し復調処理が困難となる。したがって、移相量更新の動作を所定の回数繰り返し行なった後、停止する必要がある。

このため、ステップＳ１７でｉがｎ以上であるか否かを判断し、ｉがｎ以上である場合には、ステップＳ１８でｋがＫ以下であるかを判断して、ｋがＫ以下である場合には１つ数値をインクリメントしてステップＳ７ないしＳ１７の処理を繰り返し、ｋがＫ以下でない場合には更新処理を停止させている。

ここでは、移相量更新の繰り返し回数をカウントすることで動作を停止しているが、これに限られず、例えば、Ｐｉ’−Ｐｉ”が所定の値以下になったら動作を停止するという方法も考えられる。
Ｐｉ’−Ｐｉ”は、

と表される。但し、ｉ：０≦ｉ≦ｎを満たす整数、Ｉｍ｛｝：虚部である。

一方、ＰのΦｉによる偏微分δＰ／δΦｉは、

と表される。

以上より、δＰ／δΦｉ＝（Ｐｉ’−Ｐｉ”）／２が成り立つ。したがって、ステップＳ１２の処理は、

と等価の処理を行なっていることになる。

実数αが負の値のときは、アダプティブアレーアンテナの出力信号強度を小さくするように可変移相器４１〜４ｎの移相量が更新され、最終的にδＰ／δΦｉ＝０となる移相量が設定されるので、干渉波のみが存在する場合は、これを抑圧することができる。このような移相量制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、通信を要求してきた端末局に通信チャネルを与える前に、可変移相器の移相量を制御して、同一チャネル干渉を抑圧する移相量を算出し、その後、前記通信チャネルを前記端末局に与え、前記同一チャネル干渉を抑圧する移相量を可変移相器４１〜４ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信する方法が考えられる。

所望波と干渉波が同時に存在する場合は、一個以上の可変移相器の移相量を初期値に固定することで、所望波の抑圧を回避することができる。

一方、実数αが正の値のときは、アダプティブアレーアンテナの出力信号強度を大きくするように可変移相器４１〜４ｎの移相量が設定されるので、所望波が存在する場合は、これを同相合成することができる。このような移相量制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、同一チャネル干渉が存在しない時、１端末局に信号を送信させ、可変移相器の移相量を制御して、同相合成する移相量を算出し、その後、前記端末局が通信を行なう際に、前記同相合成する移相量を可変移相器４１〜４ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信することが考えられる。

本実施形態においては、移相量を９０度増減させる場合について説明したが、移相量をＸ度増減させた場合にも同様の効果を得ることができる。

移相量をＸ度増減させた場合のＰｉ’−Ｐｉ”は、

と表される。

これより、δＰ／δΦｉ＝（Ｐｉ’−Ｐｉ”）／（２ｓｉｎ（Ｘ））が成り立つことになる。したがって、ステップＳ９の処理は、

と等価の処理を行なっていることになる。

特に、Ｘを９０度としたときは、Ｐｉ’とＰｉ”の差が最大となるので、高い精度でδＰ／δΦｉを求めることができる。

以上のように、本発明の第１実施形態によれば、信号強度検出手段７１により検出される信号強度のみを用いて、合成器５により合成された受信信号の強度の移相量に対する偏微分係数に基づいた移相量制御を行なうことができるため、従来技術のようにアンテナ素子ごとに信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図４は、本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。第１実施形態との相違は、参照信号生成手段と誤差検出手段と誤差信号強度検出手段と第１の誤差信号強度記憶手段と第２の誤差信号強度記憶手段と移相量演算手段を用いた点にある。

図４において、符号９１は参照信号を生成する参照信号生成手段、符号９２は合成器５により合成された受信信号と参照信号生成手段９１により生成された参照信号との差を出力する誤差検出手段、符号７２はその出力された誤差信号の強度を検出する誤差信号強度検出手段、符号３１２は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ’（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）（１＜＝ｉ＜＝ｎ）が設定された状態で誤差強度検出手段７２により検出される受信信号の強度Ｑｉ’を格納する第１の誤差信号強度記憶手段、符号３２２は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ”（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）が設定された状態で信号強度検出手段７２により検出される受信信号の強度Ｐｉ”を格納する第２の信号強度記憶手段、符号３３２はそれらＱｉ’とＱｉ”との差に比例する値分だけ第１の移相量記憶手段ｉに格納されたΦｉ（ｋ）を増加させた新たな移相量Φｉ（ｋ＋１）を算出して第１の移相量記憶手段ｉに入力する移相量演算手段である。その他の構成は図２と同様なのでその重複する説明を省略する。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図６はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。

まず、ステップＳ１〜Ｓ７を第１実施形態と同様の手順で行なう。時刻ｔのとき、アンテナ素子１１〜１ｎにより受信され、増幅器２１〜２ｎにより増幅された受信信号をＳ１（ｔ）〜Ｓｎ（ｔ）とする。これらの信号は可変移相器４１〜４ｎにより位相制御され、合成器５により合成される。一方、参照信号生成手段９１により生成された参照信号をＤ（ｔ）とする。合成器５により合成された受信信号と参照信号生成手段９１により生成された参照信号との差が誤差検出手段９２により出力される。誤差検出手段９２は、例えば図５に示すように、参照信号を１８０度移相する１８０度移相回路９２１と、その１８０度移相された参照信号と受信信号を合成する合成回路９２２と、により構成される。可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量をΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）（ｎはアンテナ素子数、ｋは移相量更新の回数）とすると、この誤差検出手段９２により出力された誤差信号Ｅ（ｔ）は、

と表される。この出力された誤差信号Ｅ（ｔ）は、誤差信号強度検出手段７２に入力される。これに基づいて、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の強度Ｑは、

と表される。

本第２実施形態の特徴は、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の信号強度の、各々可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量に対する偏微分係数を、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の信号強度のみを用いて求めることができる点である。この偏微分係数に基づいて、移相量制御を行なう。可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段３により算出される。ここでは、可変移相器４１の移相量を更新する方法を説明する。

ステップＳ８を第１実施形態と同様の手順で行なう。この設定の状態で、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の強度Ｑ１’が第１の誤差信号強度記憶手段３１２に入力される（ステップＳ１０１）。続いて、第３の移相量記憶手段３６１に格納された移相量Φ”１（ｔ）が移相量設定主だ３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ１０２）。この設定の状態で、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の強度Ｑ１”が第２の誤差信号強度記憶手段３２２に入力される（ステップＳ１０３）。

続いて、第１の誤差信号強度記憶手段３１２に格納された誤差信号強度Ｑ１’、第２の誤差信号強度記憶手段３２２に記憶された誤差信号強度Ｑ１”および第１の移相量記憶手段３４１に記憶された移相量Φ１（ｋ）が移相量演算手段３３２に入力される。これらの入力に基づいて、移相量演算手段３３２により新たな移相量Φ１（ｋ＋１）が次のように算出される（ステップＳ１０４）。

但し、α：実数である。

続いて、ステップＳ１３〜Ｓ１６を第１実施形態と同様の手順で行なう。続いて、可変移相器４２〜４ｎの移相量更新についても同様の手順で行なう。続いて、ステップＳ１８を第１実施形態と同様の手順で行なう。
Ｑｉ’−Ｑｉ”は、

と表される。

一方、ＱのΦｉによる偏微分δＱ／δΦｉは、

と表される。

以上より、δＱ／δΦｉ＝（Ｑｉ’−Ｑｉ”）／２が成り立つ。したがって、ステップＳ１０４の処理は、

と等価の処理を行なっていることになる。

実数αが負の値のときは、アダプティブアレーアンテナの出力と参照信号との誤差を小さくするように可変移相器４１〜４ｎの移相量が更新され、最終的にδＱ／δΦｉ＝０となる移相量が設定されるので、所望波と干渉波が存在する場合は、干渉波を抑圧することができる。このような移相量制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、端末局が通信を開始する前に既知信号を送信し、基地局では、前記既知信号と同一の信号を参照信号として用いて、可変移相器の移相量を制御して、同一チャネル干渉を抑圧する移相量を演算し、その後、前記端末局が通信を開始して、基地局では、前記同一チャネル干渉を抑圧する移相量を可変移相器４１〜４ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信する方法が考えられる。

本実施形態では、移相量を９０度増減させる場合について説明したが、移相量をＸ度増減させた場合にも同様の効果を得ることができる。

移相量をＸ度増減させた場合のＱｉ’−Ｑｉ”は、

と表される。

これより、δＱ／δΦｉ＝（Ｑｉ’−Ｑｉ”）／（２ｓｉｎ（Ｘ））が成り立つことになる。したがって、ステップＳ９の処理は、

と等価の処理を行なっていることになる。

特に、Ｘを９０度としたときは、Ｑｉ’とＱｉ”の差が最大になるので、高い精度でδＱ／δΦｉを求めることができる。

以上のように、本発明の第２実施形態によれば、合成器により合成された受信信号と参照信号との差の強度を評価関数として最小化を行なうアダプティブアレーアンテナにおいては、移相量制御を行なうために必要な評価関数の偏微分係数を、誤差信号強度検出手段７２により検出される信号強度のみを用いて得ることができるため、従来技術のようにアンテナ素子ごとの信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。

（第３実施形態）
図７は、本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。 図７において、１１〜１ｎはアンテナ素子、７１１〜７１ｎはアンテナ素子により受信された受信信号を後述する信号選択手段７５により各々入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する信号遮断手段、２１〜２ｎはこれら信号遮断手段を通過した受信信号を各増幅する増幅器、４１〜４ｎはこれら増幅された受信信号を後述する移相量制御手段３により各々設定された移相量に応じて位相制御する可変移相器、５はそれら位相制御された受信信号を合成する合成器、６はその合成された受信信号を復調処理する復調器、７は合成器５により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段、３はその検出された受信信号の強度に基づいて、移相量を算出し、それら算出した移相量を各々可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量制御手段である。

信号遮断手段７１１〜７１ｎは、例えば、増幅器２１〜２ｎの電源スイッチを用いることが考えられる。７５は信号遮断手段１１０１〜１１０ｎの何れか２個を通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段、３３１は信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２個が通過側に設定され、他が遮断側に設定された状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐに基づいて、そのＰを最小にする移相量を算出する移相量演算手段、３７１〜３７ｎはその算出された移相量を可変移相器４１〜４ｎのうち信号選択手段７５により通過側に設定された信号遮断手段ｉ（１≦ｉ≦ｎ）に接続された可変移相器ｉに設定する移相量設定手段である。

以上のように構成された第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を説明する。図８はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。

新たに端末局が運用を開始する場合、あるいは既存の端末局がその位置を変更した後はじめて運用を再開する場合に、端末局が第１の制御信号を基地局に対して送信し、通信チャネルが空いている場合、基地局が第２の制御信号を用いてそれ以降の送受信を行なう１つないし複数の通信チャネルを指定し、端末局が、基地局により指定された通信チャネルで、一定の送信電力をもって送信を行なう（ステップＳ１００１〜Ｓ１００４）。

続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側、第２ないし第ｎ信号遮断手段７１２〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ１００５）。

この第３実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された受信信号の位相が、第１の可変移相器４１により位相制御された受信信号の位相と逆位相、すなわち、可変移相器２〜ｎ（１０４２〜１０４ｎ）により位相制御された受信信号の位相が同一関係になるように移相量制御を行なう点である。可変移相器２〜ｎ（１０４２〜１０４ｎ）に設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段１００３により算出される。ここでは、可変移相器２（１０４２）の移相量を設定する方法を説明する。

信号選択手段７５により第２の信号遮断手段７１２を通過側に設定し、このように通過側に設定したことを移相量演算手段３３１に通知する（ステップＳ１００６）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐが移相量演算手段３３１に入力される（ステップＳ１００７）。これに基づいて、移相量演算手段３３１により強度Ｐを最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ１００８）。

信号強度Ｐを最小にする方法は、例えば、図３を用いて説明した方法や、移相量を順次設定していき信号強度Ｐを最小にする移相量を決定する方法等が考えられる。図９は移相量を順次設定していったときの強度Ｐの変化をｄＢ表示したものである。図９に示すように、受信強度の最小点は鋭い特性を持っているので、精度の高い移相量の決定ができる。

続いて、信号選択手段７５からの通知に基づいて、移相量演算手段３３１により算出された移相量Φ２が移相量設定手段３７２に入力される。この移相量Φ２を移相量設定手段３７２により第２の可変移相器４２に設定する（ステップＳ１００９）。続いて信号選択手段７５により第２の信号遮断手段７１２を遮断側に設定する（ステップＳ１０１０）。続いて、第３ないし第ｎの可変移相器４３ないし４ｎの移相量設定についても同様の手順で行なう。

以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎの各々により位相制御された受信信号の位相が、第１の可変移相器４１により位相制御された受信信号の位相と逆位相の関係になる。続いて、信号選択手段７５によりって、第１の信号遮断手段７１１を遮断側、第２ないし第ｎの信号遮断手段７１２〜７１ｎを通過側に設定する（ステップＳ１０１１）。

以上の処理により、可変移相器２〜ｎ（１０４２〜１０４ｎ）により位相制御された受信信号の位相が同一になり、端末機が送信した信号は合成器５により同相合成することができる。例えば、算出した移相量を記憶しておけば、一旦終呼した後通話を再開するときにも用いることができる。以上説明した本発明の第３実施形態における効果を纏めると以下のようになる。

信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、端末局が送信した信号を同相合成して受信するための移相量を簡単な処理により得ることができる。したがって、簡単な回路構成で実現でき、処理時間も短くて済む利点がある。特に、高速伝送の無線通信システムにおいてリアルタイムでの処理を必要とする場合に有効である。

アンテナ素子毎に接続されているデバイスの偏差、アンテナ素子の配置誤差またはマルチパス伝搬等に起因する位相の偏差があっても、これを加味して同相合成して受信するための移相量を得ることができ、従来のビームステアリングによる方法のように、位相の偏差分を補償するように移相量を設定する必要がなく、偏差の測定による補償を省略もしくは簡略化することができる。

一度記憶した最適な移相量は、特に、ＷＬＬ（Wireless Local Loop）システムのように基地局と端末局が空間的に固定されている場合は、電波の伝搬環境が時間的にほぼ固定であるため、再度利用することができ、通信時の制御を簡略化することができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。本発明の第４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成は第３実施形態の構成と同様であるので、ハードウェア構成については、図７の構成に従い説明する。

第３実施形態との相違は、第３実施形態の処理動作を示す図８におけるステップＳ１０１１の後に、第１の可変移相器４１に新たな移相量を設定して、設定すべき最適な移相量を決定し、端末局が送信した信号を同相合成する際に、第１のアンテナ素子１１で受信された受信信号も用いた点にある。

第４実施形態の動作について、より詳細に説明する。図１０はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。

図８に示したステップＳ１００１〜Ｓ１０１１を第３実施形態と同様の手順で行なう。続いて、現在第１の可変移相器４１に設定している移相量Φ１を１８０度だけ増加させた移相量を第１の移相量設定手段３７１により第１の可変移相器４１に設定する（ステップＳ１１０１）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定する（ステップＳ１１０２）。

以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された受信信号の位相が同一になり、端末局が送信した信号は合成器５により同相合成することができる。

以上のように、本発明の第４実施形態によれば、端末局が送信した信号を同相合成する際に、第１のアンテナ素子１１で受信された受信信号も用いることにより、端末局に対する指向性利得を大きくすることができる。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について説明する。図１１は、本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。

この第５実施形態が第３実施形態と相違している点は、可変利得回路と利得制御手段を用いた構成にある。図１１において、１１０１〜１１０ｎは外部からの入力された制御信号に応じて、可変移相器４１〜４ｎにより位相制御された受信信号を各々増幅し、それら増幅した受信信号を合成器５に入力する第１ないし第ｎの可変利得回路、１１０は信号強度検出手段７により検出された受信信号の強度に基づいて、第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度が等しくなるように可変利得回路１１０１〜１１０ｎの利得を設定する利得制御手段である。その他の構成は第３実施形態の構成を示す図７と同様なので、同一符号を付すことにより重複説明を省略する。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図１２はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。

まず、図８に示したステップＳ１００１〜Ｓ１００４の動作を第３実施形態と同様の手順で行なう。続いて、信号選択手段７５により第１ないし第ｎの信号遮断手段７１１〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ１２０１）。

本第５実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度が等しくなるように可変利得回路１１０１〜１１０ｎの利得制御を行なう点にある。第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎに設定する利得は、１個ずつ利得制御手段１１０により設定される。ここでは、第１の可変利得回路１１０１の利得を設定する方法を説明する。

信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定し、これを利得制御手段１１０に通知する（ステップＳ１２０２）。この状態で、信号強度検出手段１００７により検出される受信信号の強度Ｑが利得制御手段１１０に入力される（ステップＳ１２０３）。これに基づいて、利得制御手段１１０により第１の可変利得回路１１０１により増幅された受信信号の強度が指定の値になるように第１の可変利得回路１１０１の利得を設定する（ステップＳ１２０４）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側に設定する（ステップＳ１２０５）。続いて、第２ないし第ｎの可変利得回路１１０２〜１１０ｎの利得設定についても同様の手順で行なう。

続いて、図８に示したステップＳ１００５〜Ｓ１０１１を第３実施形態と同様の手順で行なう。

第３実施形態では、各アンテナ素子で受信された受信信号の信号強度は同一であるものとして説明している。ところが、端末局が送信した信号の反射や、アンテナ素子毎に接続されている増幅器の偏差等の影響により、各アンテナ素子で受信された受信信号の信号強度が異なる場合も想定される。この場合、図９に示した受信信号の信号強度は、図１３に示すように、最小点は鋭い特性を持たなくなり、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。

これに対して、第５実施形態では、各アンテナ素子で受信された受信信号の信号強度が異なっていても、最適な移相量を決定する動作の前に、第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度が等しくなるように可変利得回路１１０１〜１１０ｎの利得制御を行なうので、受信信号の信号強度の最小点は再び図９に示すように鋭い特性を持つようになり、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせを行なうことができる。

なお、可変利得回路１１０１〜１１０ｎの後に各々信号強度測定手段を設け、可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度を各々測定する方法も考えられる。

（第６実施形態）
次に、本発明の第６実施形態について説明する。図１４は、本発明の第６実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。

第６実施形態が第３実施形態と相違する点は、第１の信号強度記憶手段と第２の信号強度記憶手段と移相量演算手段を用いている構成にある。図１４において、移相量制御手段３は、所望波と干渉波が存在する状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の第１の強度Ｐ１を格納する第１の信号強度記憶手段１４１と、干渉波のみが存在する状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の第２の強度Ｐ２を格納する第２の信号強度記憶手段１４２と、信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、第１の強度Ｐ１と第２の強度Ｐ２に基づいて、その差「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量を算出する移相量演算手段３３１と、を備えている。その他の構成は図７と同様なので同一符号を付して重複説明を省略する。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図１５はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。この図１５を用いて、第２の可変移相器４２の移相量を設定する方法を説明する。まず、図８に示したステップＳ１００１〜Ｓ１００６を第３実施形態と同様の手順で行なう。次に、信号強度検出手段７により検出される受信信号の第１の強度Ｐ１が第１の信号強度記憶手段１４１に入力される（ステップＳ１３０１）。続いて、基地局が、所望の端末局に対して一定期間送信を中断するように指示し、端末局が、その指示に従って一定期間送信を中断する（ステップＳ１３０２〜１３０３）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ２が第２の信号強度記憶手段１４２に入力される（ステップＳ１３０４）。これに基づいて、移相量演算手段３３１により第１の強度と第２の強度の差すなわち「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ１３０５）。続いて図８に示したステップＳ１００９〜Ｓ１０１１を第３実施形態と同様の手順で行なう。

第３実施形態においては、移相量を算出する際に、所望の端末局から送信された信号の受信強度のみが信号強度検出手段７により検出されるものと想定している。したがって、他の端末局も同時に送信している場合、信号強度検出手段７により検出された受信信号の信号強度は、所望の端末局が送信した信号の受信強度に他の端末局が送信した信号の受信強度が加わったものになる。その場合、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。

これに対して、第６実施形態においては、他の端末局が送信した信号が存在しても、移相量を算出する際に、他の端末局が送信した信号の受信強度を検出し、その影響を除去するので、アンテナ素子間で精度の高い位相合せを行なうができる。

（第７実施形態）
図１６は、送信の際に用いられる本発明の第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。図１６において、アンテナシステムは、送信器１６１と、送信器１６１により送信された送信信号を分配する分配器１６２と、これら分配された送信信号を後述する移相量制御手段３により各々設定された移相量に応じて位相制御する可変移相器４１〜４ｎと、これら位相制御された送信信号を各増幅する増幅器２１〜２ｎと、これら増幅された送信信号を後述する信号選択手段７５により各々入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する信号遮断手段７１１〜７１ｎと、これら信号遮断手段を通過した送信信号を各々送信するアンテナ素子１１ないし１ｎと、通信する端末局からの通知により端末局において受信された受信信号の信号強度を検出する信号強度検出手段７と、検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出しこれら算出した移相量を各々第１ないし第ｎの可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量制御手段３と、により構成されている。

信号強度検出手段７により検出される信号強度は、例えば、端末局からの信号強度情報の通知を受信器１６３により受信し、その信号強度情報を信号強度検出手段７に入力することにより得ることができる。第７実施形態における移相量制御手段３は、信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２つを通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段７５と、信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐに基づいて、その強度Ｐを最小にする移相量を算出する移相量演算手段３３１と、その算出された移相量を可変移相器４１〜４ｎのうち信号選択手段７５により通過側に設定された信号遮断手段ｉ（１≦ｉ≦ｎ）に接続された可変移相器ｉに設定する移相量設定手段３７１〜３７ｎとを備えている。

以上のように構成された第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を説明する。図１７はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。新たに端末局が運用を開始する、あるいは既存の端末局がその位置を変更した後はじめて運用を再開する場合に、端末局が第１の制御信号を基地局に対して送信し、通信チャネルが空いている場合、基地局が第２の制御信号を用いてそれ以降の送受信を行なう１つないし複数の通信チャネルを指定する（ステップＳ３００１〜Ｓ３００３）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に、第２ないし第ｎの信号遮断手段７１２〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ３００４）。

本第７実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、第２ないし第ｎの可変移相器７１２〜７１ｎにより位相制御された受信信号の位相が、端末局において、第１の可変移相器４１により位相制御された送信信号の位相と逆位相の関係になる、すなわち、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された送信信号の位相が端末局において同一になるように移相量制御を行なう点である。第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎに設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段３により算出される。ここでは第１の可変移相器４２の移相量を設定する方法を説明する。

信号選択手段７５により第２の信号遮断手段７１２を通過側に設定し、これを移相量演算手段３３１に通知する（ステップＳ３００５）。続いて、基地局が、指定した通信チャネルで、一定の送信電力をもって送信を行なう（ステップＳ３００６）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐが移相量演算手段３３１に入力される（ステップＳ３００７〜Ｓ３００８）。これに基づいて、移相量演算手段３３１によりＰを最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ３００９）。

続いて、信号選択手段７５からの通知に基づいて、移相量演算手段３３１により算出された移相量Φ２が第２の移相量設定手段３７２に入力される。この移相量Φ２を移相量設定手段３７２により第２の可変移相器４２に設定する（ステップＳ３０１０）。続いて、信号選択手段３０３２により第２の信号遮断手段７１２を遮断側に設定する（ステップＳ３０１０）。続いて、第３ないし第ｎの可変移相器４３〜４ｎの移相量設定についても同様の手順で行なう。

以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎの各々により位相制御された送信信号の位相が、端末局において、第１の可変移相器４１により位相制御された送信信号の位相と逆位相の関係になる。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側、第２のないし第ｎの信号遮断手段７１２〜７１ｎを通過側に設定する（ステップＳ３０１１）。

以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された受信信号の位相が端末局において同一になり、基地局が送信した信号は端末局において同相受信することができる。例えば、算出した移相量を記憶しておけば、一旦終呼した後通話を再開するときにも用いることができる。

（第８実施形態）
次に、本発明の第８実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。本発明の第８実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図は第７実施形態の図１６の構成と同様である。

第８実施形態が第７実施形態と相違する点は、第７実施形態のステップＳ３０１２の後で、第１の可変移相器４１に新たな移相量を設定し、設定する最適な移相量を決定し、基地局が送信する際に、第１のアンテナ素子１１で送信された送信信号も用いるようにした構成にある。

第８実施形態の動作について、より詳細に説明する。図１８はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。

次に、ステップＳ３００１〜Ｓ３０１２を第７実施形態と同様の手順で行なう。続いて第１の可変移相器４１に現在設定されている移相量Φ１を１８０度だけ増加させた移相量を第１の移相量設定手段３７１により第１の可変移相器４１に設定する（ステップＳ３１０１）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定する（ステップＳ３１０２）。

以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された送信信号の位相が端末局において同一になり、基地局に対する指向性利得を大きくすることができる。

以上のように、本発明の第８実施形態によれば、基地局が送信する際に、第１のアンテナ素子１１で送信された送信信号も用いることにより、端末局に対する指向性利得を大きくすることができる。

（第９実施形態）
次に、本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。図１９は、本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。

第９実施形態が第７実施形態と相違する点は、可変利得回路と利得制御手段を用いた構成にある。図１９において、アダプティブアレーアンテナは、は外部からの入力された制御信号に応じて分配器１６２により分配された送信信号をそれぞれ増幅してこれらの増幅した送信信号を各可変移相器４１〜４ｎに入力する可変利得回路８１〜８ｎと、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度に基づいて可変利得回路８１〜８ｎにより各々増幅された送信信号の強度が端末局において等しくなるように可変利得回路８１〜８ｎの利得を設定する利得制御手段８５と、を備えている。その他の構成は第７実施形態を示す図１６と同様なので同一または相当構成要素に同一符号を付すことにより重複説明を省略する。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図２０は、第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。ステップＳ３００１〜Ｓ３００３は第７実施形態と同様の手順によって行なわれる。次いで、信号選択手段７５により第１ないし第ｎの信号遮断手段７１１〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ３２０１）。

この第９実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、可変利得回路８１〜８ｎにより各々増幅された送信信号の強度が端末局において等しくなるように可変利得回路８１〜８ｎの利得制御を行なう点である。第１ないし第ｎの可変利得回路８１〜８ｎに設定される利得は１つずつ利得制御手段８５により設定される。ここでは、第１の可変利得回路８１の利得を設定する方法を説明する。

信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定し、これを利得制御手段８５に通知する（ステップＳ３２０２）。続いて、基地局が、指定した通信チャネルで、一定の送信電力をもって送信を行なう（ステップＳ３２０３）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｇが利得制御手段３００９に入力される（ステップＳ３２０４〜Ｓ３２０５）。これに基づいて、利得制御手段８５により第１の可変利得回路８１により増幅された送信信号の強度が指定の値になるように第１の可変利得回路８１の利得を設定する（ステップＳ３２０６）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側に設定する（ステップＳ３２０７）。続いて、第２ないし第ｎの可変利得回路８２〜８ｎの利得設定についても同様の手順で行なう。最後に、ステップＳ３００４〜Ｓ１０１２を第７実施形態と同様の手順で行なう。

第７実施形態においては、各アンテナ素子で送信された送信信号の信号強度は端末局において同一であるとしている。ところが、基地局が送信した信号の反射や、アンテナ素子毎に接続されている増幅器の偏差等の影響により、各アンテナ素子で送信された送信信号の信号強度が端末局において異なる場合も想定される。その場合、第５実施形態における説明と同様の理由により、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。

これに対して、第９実施形態では、各アンテナ素子で送信された送信信号の信号強度が異なっていても、最適な移相量を決定する動作の前に第１ないし第ｎの可変利得回路８１〜８ｎにより各々増幅された送信信号の強度が端末局において等しくなるように可変利得回路８１〜８ｎの利得制御を行なうので、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせを行なうことができる。

（第１０実施形態）
次に、本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。図２１は、本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。

この第１０実施形態が第７実施形態と異なる点は、受信側において図１４に示した第６実施形態が、図１１に示した第５実施形態に対して有する構成と同様に、第１の信号強度記憶手段１４１と第２の信号強度記憶手段１４２とを備えており、これら第１および第２の移相量記憶手段１４１，１４２に基づいて移相量を演算する移相量演算手段３３１を用いた構成にある。図２１において、アダプティブアレーアンテナは、基地局が送信している状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ１を格納する第１の信号強度記憶手段１４１と、基地局が送信していない状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ２を格納する第２の信号強度記憶手段１４２と、第１ないし第ｎの信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２個が通過側に設定され、他が遮断側に設定された状態で、Ｐ１とＰ２に基づいてこれらの差「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量を算出する移相量演算手段３３１と、を備えている。その他の構成は図１６と同様なので同一または相当構成要素に同一符号を付すことにより重複説明を省略する。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図２２はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。図２２を参照して、第２の可変移相器４２の移相量を設定する方法を説明する。まず、図１７に示すステップＳ３００１〜Ｓ３００７における処理を第７実施形態と同様の手順により行なう。続いて、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ１が第１の信号強度記憶手段１４１に入力される（ステップＳ３３０１）。次に、基地局が、所望の端末局に対して、一定期間送信を中断する旨を通達し、一定期間送信を中断する（ステップＳ３３０２）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ２が第２の信号強度記憶手段１４２に入力される（ステップＳ３３０３〜Ｓ３３０４）。これに基づいて、移相量演算手段３３１により強度Ｐ１とＰ２との差「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ３３０５）。続いて、図１７に示すステップＳ３０１０〜Ｓ３０１２の処理を第７実施形態と同様の手順で行なう。

上述した第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、移相量を算出する際に、基地局から送信された送信信号のみが、端末局により受信されると想定している。したがって、他の干渉局も同時に送信していると、信号強度検出手段３００７により検出された受信信号の信号強度は、前記基地局が送信した信号の受信強度に干渉局が送信した信号の受信強度が付加されたものになる。この場合、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。

これに対して、第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、干渉局が送信した信号が存在しても、移相量を算出する際に、干渉局が送信した信号の端末局における受信強度を検出し、その影響を除くことになるので、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせを行なうことができる。

（第１１実施形態）
次に、図２３を参照しながら、本発明の第１１実施形態について説明する。図２３は第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナを示す図である。

無線基地局２３０１と端末局２３０２が通信を行なう時間帯を考えると、無線基地局２３０１からみて、端末局２３０２と同じ方向にある別の無線基地局２３０３に対してはヌルを向ける拘束条件を加えず、その他の無線基地局のうち比較的基地局２３０１に近くかつ基地局２３０１に設置されたアダプティブアレーアンテナの指向性可変な角度範囲にあるもの２３０４，２３０５，２３０６，２３０７，２３０８，２３０９，２３１０に対しては、ヌルを向ける拘束条件を加えて、ビームを制御するアルゴリズムを適用することを特徴とする。

特に、加入者無線アクセスシステムの場合、他の基地局との通信を行なう端末からの干渉信号は予測不能なランダムなタイミングでバースト的に発生し、多くの場合、伝送シンボル数にして数十シンボルから数百シンボル、時間にして、数マイクロ秒から数十マイクロ秒と非常に短い。従来の制御方法のように、他のセルにある端末からの干渉波とその到来方向を自基地局で逐次検出し、その端末の方向に対してヌルを向けるためのデジタル信号処理等を用いた制御を行なうためには非常に速い信号処理速度を必要とする。これに対して、この第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの場合、他の基地局の位置情報を予め取得しておくことと、端末が指向性アンテナを用いることとにより干渉波の到来する方向の概略が予め捕捉できることを利用し、自基地局と通信する端末局の方向を最初の発呼の段階で検出するか、あるいは予め登録しておいたデータベースから他の基地局の位置情報を引用することにより、ヌルの拘束方向を速やかに決定することができる。これにより、通信中の制御処理を減らすことができるという利点が得られる。また、前記端末との通信中は、前記端末に割り当てられたスロットに関してはビーム制御の変更を行なう必要が特にないので、干渉波を逐次検出する方法に比べ、通信中の制御のための計算処理量が極めて小さくなるという利点も有する。

なお、一般にＴＤＤ（Time Division Duplex）を用いるセルラー形の無線通信方式の場合は、基地局同士のＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）同期をとらない場合には同一周波数での他の基地局からの送信波が干渉を生じることになるので、干渉波のレベルに応じて基地局からの干渉波の到来方向を検出してこれをアダプティブに抑圧する方法が考えられる。このような方式に対して、第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、二重化方式としてＦＤＤ（Frequency Division Duplex）を用いる場合にも適用でき、簡易な制御が可能になるという特有の効果を有している。特筆すべきことは、二重化方法としてＦＤＤを用いる無線通信システムの場合、たとえ基地局間の時分割多重の同期をとらない場合であれ、基地局から送信する周波数は基地局受信の干渉の原因とはならないため、従来の干渉防止のためのアルゴリズムでは、他の基地局方向への拘束条件を付加することは無かったことである。ＦＤＤを用いるシステムにおいても、端末側に指向性アンテナを用いる場合は、この第１１実施形態の制御方法のように他の基地局の方向に拘束条件を用いることにより、個々の干渉端末からの信号を検出する必要がないため、非常に高速な制御が可能である。

なお、図２３より明らかなように、基地局２３０４と２３０５，２３０６と２３０７，２３０９と２３１０は、それぞれ基地局２３０１から見て近い方向に位置している。このような場合には、複数の他の基地局のうち、アダプティブアレーアンテナの利得、距離、該当する基地局への見通し状況などの伝搬条件、などを含めて干渉波のレベルが最も大きくなると推定できる基地局の方向のみを拘束条件に加える、あるいは、複数の基地局の上記の条件を重み付けを加えて平均した方向を拘束条件とする、あるいは、複数の基地局の方向のうち両端のほぼ中央を拘束条件とする、等の方法を用いて拘束条件を減らすことができる。

なお、遠く離れた基地局との間で通信を行なう端末が干渉の原因となる確率は低い。また一般にアンテナ素子数Ｎ＿ｅｌのアレイアンテナが形成できるヌルの数はＮ＿ｅｌ個で数に限りがある。したがって、拘束条件を設ける方向はＮ＿ｅｌ個以下とし、必要に応じてアダプティブアンテナの利得、距離、前記当する基地局への見通し状況などの伝播条件などを含めて干渉波のレベルが大きくなると推定できる基地局から優先的に拘束条件を設けることが適当である。したがって、第１１実施形態の場合、他の基地局のうちの２３１１，２３１２，２３１３，２３１４に対しては拘束条件を設けていない。

なお、第１１実施形態においては、基地局２３０１から見て通信中の端末２３０２の方向に近い方向に位置する他の基地局２３０３に対してはヌルを向けないようにしている。一方、一般に基地局同士での制御情報のやり取りはされていないので、基地局２３０１と通信中の端末の位置と基地局２３０３と通信する端末の位置との関係はランダムになる。たとえば、図２４のように、端末１４０２が通信している間に、基地局２４０３と端末２４１６とが通信している間は値端末５２１６のアンテナ指向性が基地局２４０１に向いていないので、もちろん、干渉波は問題とならない。また、図２５のように、端末２５０２が通信している間に、たまたま基地局２５０３と端末２５１６とが通信している間は、端末２５１６のアンテナ指向性が基地局２５０１に向いているので、端末２５１６の送信信号は干渉波となる。しかし、従来の図３８や図３９のようにセクターアンテナを用いている場合には、他の基地局（例えば３５０４，３５０５，３５０６，３５０７，３５０８，３５０９，３５１０）と通信しているうち、指向性アンテナで送信する端末局が基地局３５０１への干渉となる位置の範囲３５１５にあるすべての端末からの干渉を受けるのに対し、第１１実施形態の場合には基地局２５０３以外の他の基地局と通信している端末からの干渉を受けないという利点を有する。

なお、他の無線基地局の方向を知る方法については、無線基地局設定時には既存の他の無線基地局との位置関係あるいは他の無線基地局の方向をあらかじめ登録しておくことが考えられる。また、新たな無線基地局が設置されたときには値複数の無線基地局を統括する制御局から、新たな無線基地局の位置情報を制御情報として各無線基地局に通知し、各無線基地局では必要に応じて前記位置情報から自無線基地局との位置関係を計算し，既存の登録に追加することが考えられる。また、新規の無線基地局の設置作業時に、端末用無線局を改造したものなど基地局の受信周波数で新規基地局登録用の制御バーストを送信できる無線局を用いて、既存の基地局に向けて新規基地局登録用の制御バーストを送信し、既存の既知局側では前記制御バーストを新規基地局登録と認識したときに、送信信号とその信号強度から新規基地局の方向や伝搬条件等を検出し、新規基地局を新たに登録するとともに、ヌル拘束条件を設ける際の優先順位やその方向などを算出・登録することが考えられる。なお、ある基地局の方向と通信する端末の方向との差（ここではδθとする）が小さいか否かを判定する方法としては、例えば、以下に挙げる種々の方法が考えられる。例えば、端末の指向性ビーム幅をθ＿ｔとすると、図２６に示すように、自基地局２６０１に対しての干渉となる他の基地局２６０３と通信する端末局の位置の範囲は、他の基地局２６０３の無線ゾーン内でかつ基地局２６０１と基地局２６０３とを通り直線のうち基地局２６０３から基地局２６０１と逆側の線を中心とした角度θ＿ｔに含まれる範囲２６１５である。この範囲２６１５を基地局２６０１から見込む角度θ＿ｉは、基地局２６０１と基地局２６０３との距離ｄ＿ＢＢと基地局２６０３の無線ゾーンの半径ｒ＿ｚを用いて、
θ＿ｉ＝２×arctan｛（（ｒ＿ｚ）×tan（（θ＿ｔ）／２））／（（ｒ＿ｚ）＋（ｄ＿ＢＢ）））｝
として求められる。したがって、
δθ＜θ＿ｉθ×０．５
を、ある基地局の方向と通信を行なう端末の方向との差δθが小さいか否かを判定する基準とすることにより、干渉となる範囲に通信を行なう端末の方向があるかないかを判定できる。

また、上記のθ＿ｉを近似するものを求める方法として、図２６に示すように、ほぼ規則的に基地局が配置されている場合には、平均的な対象システムの無線ゾーン半径ｒ＿ｇを用いて、ｒ＿ｚ＝ｒ＿ｇ，ｄ＿ＢＢ＝３×ｒ＿ｇで近似することにより、
θ＿ｉ’＝２×arctan｛tan（（θ＿ｔ）／２））／４｝
をθ＿ｉの近似値として用いることが可能である。基地局間の距離などを考慮する必要が無く、干渉波を除去できるという利点がある。

また、図２６より、あきらかに、
θ＿ｔ＞θ＿ｉ
であるので、上記の方法よりさらに簡単な方法として、しきい値として端末の指向性ビーム幅θ＿ｔを用いれば、やや角度が広めになる傾向はあるものの、基地局間の距離や各基地局の無線ゾーンの大きさなどを考慮する必要が無く、干渉波を除去できるという利点がある。

また、すでに述べたように、アダプティブアレーアンテナの素子数が限られている場合には、形成できるヌルの個数が制限される。一般に、素子数Ｎ＿ｅｌのアレイアンテナで形成できるヌルの数はせいぜいＮ＿ｅｌ個までである。この場合は、自基地局からの距離が近いもの、あるいは、端末局がより多く接続している基地局の方向、あるいは、角度上の方向がお互いに離れたもの、などの基準を用いて、せいぜいＮ＿ｅｌ個までの方向を選択して、ヌルを向ける拘束条件とすることが考えられる。

また、アンテナ素子の指向性ビーム幅θ＿ｔが比較的狭い場合はブロードサイドアレーアンテナとしてのビームを振ることのできる角度幅もおよそθ＿ｔになる。したがって、この角度から外側の方向にある基地局への方向は、第１１実施形態の基地局群の方向から除外することが望ましい。

なお、第１１実施形態は、たとえば図２７のようなフレーム構成を考えた場合、上がりペイロードウインドウで通信するデータパケットの送受信に基地局アダプティブアレーアンテナを用いる場合について述べたが、下に述べるような方法で、上がり制御ウインドウの制御パケットの送受信に適用することも考えられる。すなわち、上がり制御ウインドウに適用する場合には、たとえば、他の基地局方向関係によりヌル拘束条件を設けるべき方向がｎ個ある場合に、そのうちの幾つかを除いて作った放射パターンを複数個用意する。このとき、ある方向を取りあげたときに、複数個のパターンのうち少なくとも何れか１個は、その方向にヌルが向いていないような組み合わせとしておく。そして、制御チャネルを送信できる上がり制御ウインドウのなかで、スロット毎に上記複数個のパターンを適宜切り替えることにより、干渉を減少しながら、自セル内の端末からの制御信号をくまなく受信することが可能になる。特に、特有の隣接セルに多くのトラヒックが生じる場合に、この隣接セルの端末からの干渉を避けるために、この隣接セルの基地局にヌルを向けるスロットをやや多めにして、この時間帯の干渉レベルをさげてスループットを上げ、この隣接セルの基地局へヌルを向けないスロットも設けることにより、この方向に存在している端末からの制御信号も受信できるようになる利点がある。

（第１２実施形態）
次に、図２８を参照しながら本発明の第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。図２８は、第１２実施形態の構成を示している。図２８に示すように、第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路を備え、前記高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を各アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路２８１１の一部として、ローカル周波数信号と制御信号を入力とする直交変調器２８１２を用いることを特徴とするアダプティブアレーアンテナにおいて、前記高周波回路内に、各アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラ２８０１と、前記カプラ２８０１からの信号が入力される個別素子用直交復調器２８０２を有することを特徴とする。

また、ローカル信号移相回路２８１１の直交変調器２８１２への制御信号を出力する位相制御信号出力回路と、個別素子用直交復調器２８０２からの復調信号が入力され、個別素子への入力信号の位相と振幅を検出する複数の個別素子信号センサと、上記複数の個別素子信号センサからの信号を比較しその差を検出する比較回路と、その比較結果に基づいて上記の検出された差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長の差による位相差等を補償するように位相制御信号出力回路の出力信号を制御する補償制御手段と、を移相量・振幅ウェイト演算回路２８１３の内部に有することも特徴である。

さらに、複数の個別素子からの第２のＩＦ信号のうち、１つの信号レベルをモニターするための第１のＲＳＳＩ回路（信号のある一定の割合の信号電力を取り出すカプラ２８２０、取り出された信号を増幅する対数アンプとその出力をディジタル値に変換するＡＤＣとで構成するＲＳＳＩ出力回路２８２１とを含む）と、合成後の第２のＩＦ信号の信号レベルをモニターする第２のＲＳＳＩ回路（合成後の信号のある一定の割合の信号電力を取り出すカプラ２８２２、取り出された信号を増幅する対数アンプとその出力をディジタル値に変換するＡＤＣとにより構成されるＲＳＳＩ出力回路２８２３とを含む）と、各個別素子の全てのＩＦ信号の相対レベルを可変とするＮ個の第１のＩＦ可変利得アンプ２８１６およびＮ個の第２ＩＦ可変利得アンプ２８１５、個別素子からの信号を合成した後の第２ＩＦ信号の信号レベルを可変する合成後可変利得アンプ２８２５と、第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１のＩＦ可変利得アンプ２８１６と第２のＩＦ可変利得アンプ２８１５と合成後可変利得アンプ２８２５とを制御するＡＧＣ制御回路２８２４と、を有することをも特徴としている。なお、上記ＲＳＳＩは受信信号強度表示（Receive Signal Strength Indication）の略であり、受信している電波信号の強さを数値化したものである。

また、一般に複雑でボーレートに対してオーバーサンプリングを行なうなど高速な回路を必要とするクロック再生回路を削減するために、受信機２８１９に搭載されているクロック再生回路２８２８の出力を、必要に応じて受信機２８１９と合成後出力復調回路２８２９とウェイト決定用個別素子復調回路２８０３との内部遅延を補償して、アイの最も開口率の高いタイミングを供給するためのタイミング調整を施すクロックタイミング調整回路２８２７を経由させた後、合成後出力復調回路２８２９のＡＤＣ２８２６とウェイト決定用個別素子復調回路２８０３の複数のＡＤＣ２８０９に供給されていることも特徴である。

これにより、合成後出力復調回路２８２９とウェイト決定用個別素子復調回路２８０３にオーバーサンプリングを適用する必要がなくなり、ＡＤＣのサンプリングレートを下げることができるので、消費電力を低減することができるという効果がある。

なお、一般にクロック再生回路の出力周波数はボーレートに略々等しくなるが変調方式等によっては、ＡＤＣ２８２６や複数のＡＤＣ２８０９に対して比較的小さい倍数のオーバーサンプリングを施す方が好ましい場合もある。この場合はクロック再生回路２８２８からボーレートの倍数の周波数を出力すれば良い。なお、クロック再生回路、受信機２８１９に設けられる代わりに合成後出力復調回路２８２９に設けるか、あるいはウェイト決定用個別素子復調回路２８０３に設けることも考えられる。

これらの構成により、ＤＢＦ（Digital Beam Forming）形のアダプティブアンテナの場合、ＰＴＭＰシステムで検討されている１Mbaud以上といったように伝送レートが速くなると、リアルタイム受信を行なうためには非常に速いディジタル信号処理が必要になるという問題点があったのに対して、本第１２実施形態のアダプティブアレーアンテナは、実際の信号の重み付けおよび合成は、ローカル信号位相回路２８１１、振幅ウェイト重み付け回路２８１７および高周波加算器２８１８を用いてリアルタイムで行なうことができるため、非常に高速な伝送レートが用いられてもリアルタイム受信を通常の受信機２８１９で行なうことができるという利点を有する。

また、アレイアンテナを構成する高周波回路、例えば、増幅器やミキサの位相ひずみの素子偏差、アンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長の差による位相差等を補償するための特別な付加回路（たとえば高周波移相器）を設ける必要がなく、ディジタル入力値の補正を行なうだけで良く、低コスト化を図ることができる。また、直交変調器を用いたローカル移相回路に関しても、個々の素子用回路の偏差が生じることがある。この実施形態では、このローカル移相回路を含めた較正をも行なうことが可能である。

図３０に上述した第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける位相差や振幅差を補償するための構成例を示す。ウェイト決定用個別素子復調回路２８０３からの復調信号が入力され、各入力信号の位相と振幅とを比較してこれらの差を検出する位相・振幅比較回路３２０２と、その比較結果に基づいて検出された上記位相偏差およびアンテナ給電線の引回し長やその他の配線長の差、振幅ウェイト重み付け用可変利得アンプ３２０８や合成器２８１８の通過位相特性の差などによる位相偏差を補償するように、位相制御信号出力回路の出力信号を制御する位相偏差補償制御手段３２０３と、前記位相偏差補償制御手段３２０３と移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５からの移相量の出力とに基づきローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号を出力する移相制御信号出力回路３２０４と、移相・振幅比較回路３２０２の比較結果に基づき、検出された振幅偏差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長の差、振幅ウェイト重み付け用可変利得アンプ３２０８や合成器２８１８の通過振幅特性などによる振幅偏差を補償するように、ＡＧＣ・振幅偏差補償回路３２０１から第２のＩＦ・ＡＧＣ制御および振幅偏差補償回路２８１４への出力信号を制御する振幅偏差補償制御手段３２０６と、を有することを特徴とする。

一般に、アダプティブアレーアンテナの各アンテナ素子毎のＲＦ・ＩＦ回路やローカル移相回路等を構成する構成要素は、利得や損失、信号通過に伴う位相特性等にばらつきがある。このばらつきによる各アンテナ素子系の振幅や位相の偏差が移相量や振幅ウェイトの制御による放射パターン特性に誤差を生じる。

これらの各アンテナ素子系の振幅や位相の偏差をアンテナの製造時点や運用中のある程度の時間毎に測定して、その偏差を補償することができれば、放射パターンの誤差を抑えることができることになる。

例えば、製造時点では各アンテナ入力に分配器等により同一位相・同一振幅の信号を入力したり、または電波暗室等においてボアサイト方向の十分離れた位置から電波を送信したりして各アンテナ素子系からの入力の位相偏差および振幅偏差を位相・振幅比較回路３２０２で検出する。その比較結果は、位相偏差補償制御手段３２０３と振幅補償制御手段３２０６に入力され、これらの手段では位相偏差、振幅偏差を補償するための移相量および振幅調整量を求める。求められた位相偏差補償のための移相量と移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５から出力されたアンテナの放射パターンを制御するための移相量とは、位相制御信号出力回路３２０４によって加算され、ローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号に変換され出力される。また、求められた振幅偏差補償のための振幅調整量とＡＧＣを行なうための振幅調整量は、ＡＧＣ・振幅偏差補償制御回路３２０１によって加算され、第２のＩＦ・ＡＧＣ制御および振幅偏差補償回路２８１４への利得可変のためのディジタル信号に変換されて出力される。これらの制御方法により放射パターンの誤差を抑えることができる。

また、運用中には予め位置が分かっている特定の送信局からの信号をなるべく他の送信局からの信号が到来しないタイミングで受信し、その特定の送信局の方向から予測される各アンテナ素子系からの入力の位相差との偏差および入力の振幅偏差を位相・振幅比較回路３２０２により検出することにより、上述した方法と同様の方法により補償を行なうことが可能となる。

なお、ＩＦ周波数変換器３２０７の形式によっては、ローカル信号移相回路２８１１の出力レベルによってはＩＦ周波数変換器３２０７の変換号の出力レベルを変更できる場合もある。この場合は、振幅補償制御手段３２０６を用いずに位相偏差補償制御手段３２０３に相当する場所に設けた位相・振幅偏差補償制御手段に位相・振幅比較回路３２０２から位相偏差と振幅偏差を取り込み、移相量および振幅調整量を求め、移相制御信号出力回路３２０４に相当する場所に設けられた移相・振幅制御信号出力回路により、移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５から出力されたアンテナの放射パターンを制御するための移相量と上述したように求められた偏差補償のための移相量とを加算し、かつ、振幅調整量に応じてＮ個の各直交変調器へのＩ，Ｑ入力を調整することにより、振幅偏差と位相偏差を補償することも考えられる。また、この例では振幅補償制御手段３２０６を併用し、振幅偏差の補償量を位相・振幅偏差補償手段と振幅補償制御手段３２０６とにより分配して制御することも考えられる。

図３１に、上記の位相差や振幅差を補償するための他の構成例を示す。この図３１が図３０と異なる点は、振幅補償制御手段３２０６の出力が、移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５からの振幅ウェイトと共に振幅制御信号出力回路３３０３に入力されてここで加算され、振幅ウェイト重み付けおよび振幅偏差補償回路３３０２の利得可変のためのディジタル信号に変換されて出力されるような構成にあり、図３０の動作説明で述べた例と同様の制御により位相および振幅の補償を行なうことができる。

図２８に示す構成のアダプティブアレーアンテナが通常の無線通信機と異なる点は、合成後の信号レベルと合成前の信号レベルの両方をモニターする必要があることである。例えば、セル内では所望端末以外からの信号を停止させて移相器で移相量を連続的に変化させてヌル点を探るような場合、合成後の信号レベルのダイナミックレンジは相当大きくなるのに対し、合成前の各アンテナからの信号の強度はほぼ一定のレベルになることが予測される。この場合、合成後の受信信号のレベルが低くなったからといって、合成器に至るまでの可変利得アンプのゲインを上げてしまうと飽和が起きてしまう。したがって、合成前の受信信号のレベルもモニターし、合成器に至る前で飽和が起きない程度に利得を上げて、残りの不足分を合成後の可変利得アンプのゲイン増加で補うことになる。

反対に、ほぼ端末方向を同定できた後、あるいはほぼ最適な重みづけ係数に収束した後に、その方向にビームを向けるような合成を行なった場合には、合成後の信号強度は安定しており変動が少なくなる。一方、合成前の各アンテナからの信号の強度は、複数の端末局からの信号の干渉によりレベルが低下する場合がある。

但し、一般に無線通信の送信信号は線スペクトラムが立たないようにスクランブルが施されているので、ある程度長い時間区間をみれば、情報信号の位相は一様分布に従うと仮定できる。また、加入者無線アクセスシステムのＰＴＭＰシステムの場合、各端末局の位置は原則として動かない。したがって、ＲＳＳＩ回路においてシンボルデュレーション（伝送シンボルレートＴｓ［Ｈｚ］の逆数）より十分長い時間で平均すれば、複数の送信信号間の位相差はランダムな一様分布になり、干渉によるＲＳＳＩ出力の揺らぎは影響しないと考えられる。また、この性質は複数のアンテナの内どのアンテナの出力を選んでも、無関係になりたつと考えられる。したがって、複数の素子からのすべての入力電力をモニターすることは必ずしも必要ではなく、図２８に示すように、そのうち少なくとも１つの入力をモニターするためのカプラ２８２０とＲＳＳＩ回路２８２１を用いれば、各アンテナの平均入力電力を推定することが可能である。

そして、上記の２つのＲＳＳＩ回路を併用し、この２つのモニター結果をもとに、３組の可変利得アンプ２８１６，２８１５，２８２５のゲインを調整する。すなわち、ＡＧＣ制御回路２８２４では、２つの入力に対して、３つのゲイン調整電圧出力を求めるテーブルを用意することになる。

図２９に第１２実施形態のアダプティブアレーアンテナを用いる場合で、ある端末に対するＡＧＣ電圧の制御方法の一例を示す。なお、図２８中のゲインの上げ幅や下げ幅は、通常は所望下限値や所望上限値との差とほぼ同一に設定するのが一般的だが、収束は遅いものの制御を簡略化するために、所望の値の範囲よりも小さい値で予め定めた一定値でステップ的に制御する方法も考えられる。上記のような制御をすることにより、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように制御することができるという効果が得られる。

なお、合成後の受信器２８１９には±２ｄＢ程度の入力変動マージンを設けるのが通常である。したがって、これよりかなり小さい変動でゲイン調整機能が過敏に反応しゲインがあまり頻繁に変更されることのないよう、ヒステリシスを設けることが考えられる。具体的には、前記ＲＳＳＩ回路の過去の出力値のうち一定数を記憶し、これとの偏差がある一定値を越えた場合にのみＡＧＣ制御回路２８２４から第１のＩＦ可変利得アンプ２８１６と第２のＩＦ可変利得アンプ２８１５と合成後可変利得アンプ２８２５とに対し利得変更命令を出力するように制限を加えると、ＲＳＳＩ回路の雑音成分や入力ＲＦ信号の微小なフェージングによるわずかな信号レベルのゆらぎでＡＧＣ制御回路２８２４が過剰に反応して、本来は受信器２８１９の許容受信電力範囲に収まっているために不要な制御を行なうことを防止することができるという利点を有する。

また、移相器で移相量を連続的に変化させ、そのときの合成後の受信信号の性質を測定するような場合においては、移相量の変化の速さをＲＳＳＩの時定数より十分遅くすることが望ましい。ＲＳＳＩの時定数をある一定値にしてしまうと測定の速度が遅くなってしまう場合が考えら、その場合には、ＲＳＳＩの時定数を変更するモードを設けることも考えられる。

（第１３実施形態）
次に、図３２を参照しながら本発明の第１３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて詳細に説明する。

この第１３実施形態のアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子１１〜１ｎと各アンテナ素子に接続される高周波回路３０と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路１６２を備えており、前記高周波回路３０内でアンテナ素子ごとに振幅の重み付けを行なう振幅ウェイト重み付け回路３１と、位相の重みづけを行なうローカル信号移相回路３２とを備え、個別素子への分配前の第２のＩＦ信号の信号レベルを可変とする分配前可変利得アンプ３３と、Ｎ個の各個別素子の第２のＩＦ信号の相対レベルを可変できるＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４と、上記振幅ウェイト重み付け回路３１の出力から推定される前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、分配前可変利得アンプ３３とＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４とを制御する利得制御回路３５と、を有することを特徴とする。

図３３は第１３実施形態のアダプティブアレーアンテナを用いる場合で、ある端末に対するＡＧＣ電圧の制御方法の一例を示している。なお、図３２の分配後のＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４を、各アンテナ素子の振幅ウェイト重み付けを行なう回路として併用することも考えられる。この場合、図３１中の所望ＥＲＰ値に対応する分配前可変利得アンプとＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプの利得設定値テーブルに書かれている利得制御電圧は、振幅ウェイトとして用いる利得の可変範囲の上限と下限を考慮しても、ＮＦの不足や飽和による歪が生じないような利得となるような制御電圧であることが必要である。もし、この条件が同時に満たせないような場合は、所望ＥＲＰ値に対して、利得設定値テーブルの他に、許容される振幅ウェイトとしての利得の可変範囲の上限と下限もテーブルとして準備し、ＮＦの不足や飽和による歪の防止が重要な場合は、振幅ウェイトの決定時にこのテーブルを参照し、振幅ウェイトが上限と下限との間に収まるように変更することが考えられる。

以上述べた方法により、所定の値以下の実効放射電力値と各個別素子用の高周波回路の低歪みを同時に実現することができるという効果が得られる。また、送信電力の制御幅を非常に多くする必要がある場合には、一つの可変利得アンプのみで大きな制御幅が必要になるため、ゲインを大きくするための入出力アイソレーションをとるのが困難になったり可変利得アンプに減衰機能を持たせるため構成が複雑になったりすることもある。このような問題点も本実施例のように分配前後に可変利得要素を分割することにより回避することができるという利点も有する。

また、この第１３実施形態では、振幅ウェイト重み付け回路３１とＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４とをそれぞれ別個に設けたが、この２つを単一の回路で実現することも考えられる。この場合は、必要な送信電力制御幅をとるための回路規模がさらに小さくでき、アイソレーションや減衰機能などの既述の問題点も解決することができるという利点もある。

（第１４実施形態）
次に、本発明の第１４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて、図３４ないし図３６を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は多数の実施形態を用いて発明の詳細な内容につき説明しているため、第１４実施形態に用いられる図面中の符号が他の実施形態の図面で用いた符号と重複する場合もあるが、図３４ないし図３６に使用されている符号はあくまでも第１４実施形態に限局されて用いられているものとする。

図３４において、符号１１〜１ｎはアンテナ素子、２１〜２ｎはアンテナ素子１１〜１ｎにより受信された受信信号を後述する実数ウェイト制御手段７により各々設定された実数ウェイトにより重み付けする複数の実数重み付け手段であり、３１〜３ｎはこれら重み付けされた受信信号の強度を個別素子信号強度として各々検出する複数の個別素子信号強度検出手段である。また、符号４は実数重み付け手段２１〜２ｎにより重み付けされた受信信号を合成する合成器であり、符号５はこの合成器４により合成された受信信号を復調処理する復調器であり、符号６は合成器５により合成された受信信号の強度を合成信号強度として検出する信号強度検出手段である。

符号７は、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより各々検出された個別素子信号強度および合成信号強度検出手段６により検出された合成信号強度に基づいて、新たに設定する実数ウェイトを算出し、これら算出した実数ウェイトを各々重み付け手段２１〜２ｎに設定する処理を複数サイクル繰り返す実数ウェイト制御手段である。

前記実数ウェイト制御手段７は、前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎに設定される実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）（ｎはアンテナ素子数）を記憶する複数の初期値記憶手段７１１〜７１ｎと、この実数ウェイト制御手段７が初めて動作するときに、これらＷ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）を複数の実数重み付け手段２１〜２ｎの各々に設定すべき実数ウェイトＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）（ｋは実数ウェイト更新の回数）として記憶する複数の実数ウェイト記憶手段７２１〜７２ｎと、これらの複数の実数ウェイト記憶手段７２１〜７２ｎに記憶されたＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）に基づいて前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎの実数ウェイトとしてＷ＿ｉ（ｋ）または−Ｗ＿ｉ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）の何れか一方を各々設定する複数の実数ウェイト設定手段７３１〜７３ｎと、前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定された状態で前記合成信号強度検出手段６により検出された合成信号強度Ｐｙ（ｋ）が入力されて、同様に前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎにより各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定された状態で前記複数の個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより各々検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）〜Ｐｘｎ（ｋ）が各々入力され、さらに前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ），Ｗ＿２（ｋ），・・・，Ｗ＿ｉ−１（ｋ），Ｗ＿ｉ（ｋ），Ｗ＿ｉ＋１（ｋ），・・・，Ｗ＿ｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で前記合成信号強度検出手段６により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿ｉ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が各々入力されたときに、新たな実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ＋１）＝Ｗ＿ｉ（ｋ）＋ａ^＊［Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋｛Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ）｝／４］／Ｗ＿ｉ（ｋ）（ａは定数）および（１≦ｉ≦ｎ）を各々算出して前記複数の実数ウェイト記憶手段７２１〜７２ｎのＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）に入力する実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎと、を更に備えている。

また、図３４において、前記実数ウェイト制御手段７は、その動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段７５を備えている。

実数重み付け手段２１〜２ｎは例えば図３５に示される用に構成されている。図３５において、実数重み付け手段２１（２ｎ）は、実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ）の絶対値を算出する絶対値検出手段２１１と、Ｗ＿ｉ（ｋ）の符号を算出する符号検出手段２１２と、絶対値検出手段２１１により算出された絶対値に基づいて受信信号Ｘ＿ｉ（ｔ）を増幅する可変ゲインアンプ２１３と、符号検出手段２１２により算出された符号に基づいてこの増幅された受信信号の符号を制御する１ビット移相器２１４と、を備えている。

このように実数ウェイトの重み付けは、振幅、位相ウェイトの重み付けで必要となる多ビット移相器を用いないため、簡単な回路構成により実現することができる。ただし、振幅、位相ウェイトの重み付けをする回路構成に本発明を適用することも可能である。

以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作を、図３６を用いて説明する。図３６はアダプティブアレーアンテナの動作を説明するフローチャートである。

まず、初期値記憶手段７１１により記憶された実数ウェイトＷ＿１（０）が実数ウェイト記憶手段７２１に入力される。これに基づいて、実数ウェイト記憶手段７２１によりＷ＿１（０）が下式のようにＷ＿１（０）に記憶される。

Ｗ_１（ｋ）＝Ｗ_１（０）
続いて、初期値記憶手段７１２〜７１ｎにより記憶された実数ウェイトの初期値Ｗ＿２（０）〜Ｗ＿ｎ（０）についても同様に、実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎに記憶される（ステップＳ１〜Ｓ４）。

続いて、実数ウェイト記憶手段７２１によって記憶された実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１に入力される。この実数ウェイトＷ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１により実数重み付け手段２１に設定される。

続いて実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎにより記憶された実数ウェイトの初期値Ｗ＿２（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト設定手段７３２〜７３ｎに入力され、実数重み付け手段２２〜２ｎに設定される（ステップＳ５）。

実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）は、例えば、所望波方向の指向性利得を最大にするように設定すればよい。

時刻ｔの時、アンテナ素子１１〜１ｎにより受信された受信信号をＸ＿１（ｔ）〜Ｘ＿ｎ（ｔ）とする。これらの信号は実数重み付け手段２１〜２ｎにより重み付けされる。これら重み付けされた受信信号は個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎに入力される。実数重み付け手段２１〜２ｎに設定されている実数ウェイトをＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）とすると、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより各々検出される個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）〜Ｐｘ＿ｎ（ｋ）は、

と表される。但し、ｉ：１＜＝ｉ＜＝ｎ，Ｅ［・］：期待値演算である。

続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎにより重み付けされた受信信号は合成器４により合成される。この合成された受信信号は合成信号強度検出手段６に入力される。これに基づいて、合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度Ｐｙ（ｋ）は、

と表される。但し、^＊：複数共役である。

この第１４実施形態の特徴は、合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度の、各々実数重み付け手段２１〜２ｎに設定されている実数ウェイトに対する微係数を、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより検出される個別素子信号強度および合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度を用いて求めることができる点である。この微係数を用いて、最急降下法に基づく実数ウェイト制御を行なう。

以下に、ウェイト制御の手順を説明する。
まず、更新停止手段７５により実数ウェイト更新の回数がｋ＝１に設定される（ステップＳ６）。

続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定され状態で合成信号強度検出手段６により検出された合成信号強度Ｐｙ（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎに入力される（ステップＳ７）。

続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定され状態で個別素子信号強度検出手段３１により検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４１に入力される。

続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ）が設定され状態で個別素子信号強度検出手段３２〜３ｎにより検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿２（ｋ）〜Ｐｘ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎに入力される（ステップＳ８〜Ｓ１１）。

続いて、実数ウェイト設定手段７３１〜７３ｎにより実数重み付け手段２１〜２ｎに各々−Ｗ＿１（ｋ），Ｗ＿２（ｋ），…，Ｗ＿ｎ（ｋ）
が設定された状態で合成信号強度検出手段６により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿１（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４１に入力される。

続いて、実数ウェイト設定手段７３１〜７３ｎにより実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ），−Ｗ＿２（ｋ），…，Ｗ＿ｎ（ｋ）
が設定された状態で合成信号強度検出手段６により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿２（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４２に入力される。

続いて、合成信号強度Ｐｙ＿３（ｋ）〜Ｐｙ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト演算手段７４３〜７４ｎに入力される（ステップＳ１２〜Ｓ１６）。

これらの入力に基づいて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々設定する新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ＋１）〜Ｗ＿ｎ（ｋ＋１）が実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎにより算出される。

まず、合成信号強度Ｐｙ（ｋ）、個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）、および合成信号強度Ｐｙ＿１（ｋ）に基づいて、実数重み付け手段２１に設定する新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ＋１）が実数ウェイト演算手段７４１により次のように算出される。
Ｗ_１（ｋ＋１）＝Ｗ_１（ｋ）＋ａ｛Ｐ_Ｘ１（ｋ）＋（Ｐ_Ｙ（ｋ）−Ｐ_Ｙ１（ｋ））／４｝／Ｗ_１（ｋ）
但し、ａ：実数である。
続いて、合成信号強度Ｐｙ（ｋ）、個別素子信号強度Ｐｘ＿２（ｋ）〜Ｐｘ＿ｎ（ｋ）、および合成信号強度Ｐｙ＿２（ｋ）〜Ｐｙ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト演算手段７４２〜７４ｎにより算出される（ステップＳ１７〜Ｓ２０）。

続いて、実数ウェイト演算手段７４１により算出された新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ＋１）が実数ウェイト記憶手段７２１に入力される。これに基づいて、実数ウェイト記憶手段７２１によりＷ＿１（ｋ＋１）が下式のようにＷ＿１（ｋ）記憶される。

Ｗ_１（ｋ）＝Ｗ_１（ｋ＋１）
続いて、実数ウェイト演算手段７４２〜７４ｎにより算出された新たな実数ウェイトＷ＿２（ｋ＋１）〜Ｗ＿ｎ（ｋ＋１）についても同様に、実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎに記憶される（ステップＳ２１〜Ｓ２４）。

続いて実数ウェイト記憶手段７２１により記憶された新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１に入力される。この実数ウェイトＷ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１により実数重み付け手段２１に設定される。

続いて実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎにより記憶された新たな実数ウェイトＷ＿２（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト設定手段７３２〜７３ｎに入力され、実数重み付け手段２２〜２ｎに設定される（ステップＳ２５）。

次に、更新停止手段７５により実数ウェイト更新の回数ｋがＫより小さいか否かが判断されｋがＫより小さければｋを１増加し、ステップＳ７ないしＳ２５の処理を繰り返し、ｋがＫ以上であれば、処理を終了する（ステップＳ２６〜Ｓ２７）。

更新停止手段７５を設けることで、実数ウェイト制御手段７が動作し続けることを回避できる。

ここでは、実数ウェイト更新の繰り返し回数をカウントすることで処理を終了しているが、この場合、実数ウェイト制御手段７の動作を所定時間内に終了することができる。また、Ｗ＿ｉ（ｋ＋１）−Ｗ＿ｉ（ｋ）（１＜＝ｉ＜＝ｎ）が所定の値以下になったら処理を終了するという方法も考えられる。この場合、いわゆる適応アルゴリズムが収束した状態で実数ウェイト制御手段７の動作を終了することができる。
（Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋（Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ））／４）／Ｗ＿ｉ（ｋ）は

と表される。但し、ｉ：１＜＝ｉ＜＝ｎを満たす整数であり、Ｒｅ｛・｝：実部である。

一方、合成信号強度Ｐｙ（ｋ）の実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ）に関する微係数δＰｙ（ｋ）／δＷ＿ｉ（ｋ）は、

と表される。

以上より、δＰｙ（ｋ）／δＷ＿ｉ（ｋ）＝２（Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋（Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ））／４）Ｗ＿ｉ（ｋ）が成り立つ。したがって、ステップＳ１８の処理は、

と等価の処理を行なっていることになる。

実数ａが負の値のときは、アダプティブアレーアンテナの合成信号強度を小さくするように実数重み付け手段２１〜２ｎの実数ウェイトが更新されて、最終的にはδＰｙ（ｋ）／δＷ＿ｉ（ｋ）＝０（１＜＝ｉ＜＝ｎ）となる実数ウェイトが設定されるので、干渉波が存在する場合は、これを抑圧することができる。ただし、全ての実数ウェイトが０になることを避けるために１個以上の実数ウェイトの初期値からの変化量を制限する必要がある。

このような実数ウェイト制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、通信を要求してきた端末局に通信チャネルを与える前に、実数重み付け手段の実数ウェイトを制御して、同一チャネル干渉を抑圧する実数ウェイトを算出し、その後、前記通信チャネルを前記端末局に与え、前記同一チャネル干渉を抑圧する実数ウェイトを実数重み付け手段２１〜２ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信する方法が考えられる。

所望波の到来方向が予め分かっている場合は、所望波方向の指向性アンテナまたはアレーアンテナであってもよい。指向性アンテナである場合は、各素子により受信される信号を到来方向により制限することができる。また、アレーアンテナである場合は、例えば、直交ビームのように適切な指向性をもたせることができる。

以上のように、本発明の第１４実施形態によれば、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより検出される複数の個別素子信号強度および合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度を用いて、評価関数の実数ウェイトに対する微係数を求めることにより最急降下法に基づいた実数ウェイト制御を行なうことができるため、従来技術のように、各アンテナ素子の復調信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。

本発明の基本概念としてのアダプティブアレーアンテナの全体構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態のアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける誤差検出手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける移相量に対する受信強度の変化を示す特性図である。 本発明の第４実施形態のアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける移相量に対する受信強度の変化を示す特性図である。 本発明の第６実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第８実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 本発明の第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 第１１実施形態において、他の基地局と通信する端末のアンテナ指向性が自基地局を向いておらず干渉がない場合を示す図である。 第１１実施形態において、他の基地局と通信する端末のアンテナ指向性が自基地局を向いており干渉が発生する場合を示す図である。 第１１実施形態においてアンテナビーム幅と方向の差違のしきい値との関係を示す図である。 ＰＴＭＰシステムのフレーム構成の例を示す図である。 本発明の第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナを用いる場合の制御方法の一例を示す図である。 第１２実施形態における位相差や振幅差を補償するための構成を示すブロック図である。 第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける図３０とは異なる構成を示す図である。 本発明の第１３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナを用いる場合の制御方法の一例を示す図である。 本発明の第１４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第１４実施形態における実数重み付け手段示す構成図である。 本発明の第１４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。 一般的なＰＴＭＰ形態のＷＬＬの説明図である。 半値角１２０度のセクターアンテナを用いた場合の干渉波到来状況を示す図である。 従来の４セル周波数繰り返しの場合の干渉波の到来状況を示す図である。 従来の一例によるＤＢＦ形のアダプティブアンテナを示す図である。 合成後出力にＡＧＣ用可変利得アンプを挿入する従来の一例によるアダプティブアンテナを示す図である。 分配前に可変利得アンプを挿入する従来の一例による送信用アダプティブアンテナを示す図である。 分配後に複数の可変利得アンプを挿入する従来の一例による送信用アダプティブアンテナを示す図である。

符号の説明

１１〜１ｎ アンテナ素子
３ 移相量制御手段
３１１ 第１の信号強度記憶手段
３２１ 第２の信号強度記憶手段
３３１ 移相量演算手段
３４１〜３４ｎ 第１の移相量記憶手段
３５１〜３５ｎ 第２の移相量記憶手段
３６１〜３６ｎ 第３の移相量記憶手段
３７１〜３７ｎ 移相量設定手段
３８１〜３８ｎ 初期値記憶手段
４１〜４ｎ 可変移相器
５ 合成器
７１ 信号強度検出手段
８ 更新停止手段
９１ 参照信号生成手段
９２ 誤差検出手段
７ 実数ウェイト制御手段
７１１〜７１ｎ 初期値記憶手段
７２１〜７２ｎ 実数ウェイト記憶手段
７３１〜７３ｎ 実数ウェイト設定手段
７４１〜７４ｎ 実数ウェイト演算手段
７５ 更新停止手段

Claims (4)

1. 複数のアンテナ素子と前記アンテナ素子に接続される高周波回路と、この高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を前記アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路の少なくとも一部としてローカル周波数信号と制御信号とを入力とする直交変調器と、を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、
   前記高周波回路内に、前記アンテナ素子からの信号の一部を分岐するためのカプラと、このカプラからの信号が入力される個別素子用直交復調器と、を備えることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。
2. 個別素子用直交復調器からの復調信号が入力され、各入力信号の位相と振幅を比較してこれらの差を検出する位相・振幅比較回路と、
   前記位相・振幅比較回路の比較結果に基づいて、検出された差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長や各アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラから後段に設けられた構成要素の少なくとも通過位相特性の差に起因する位相偏差を補償するように、位相制御信号出力回路の出力信号を制御する位相偏差補償制御手段と、
   少なくとも前記位相偏差補償制御手段の出力に基づいてローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号を出力する移相制御信号出力回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナ。
3. 前記複数のアンテナ素子からのＲＦあるいはＩＦ信号のうち、少なくとも１つの信号レベルをモニターする少なくとも１つの第１のＲＳＳＩ回路と、
   前記複数のアンテナ素子からの複数の信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルをモニターする第２のＲＳＳＩ回路と、
   Ｎ個の前記複数のアンテナ素子の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、
   個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路と、
   第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１の可変利得回路と第２の可変利得回路とを制御する利得制御回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナ。
4. 前記ＲＳＳＩ回路の過去の出力値のうち一定数を記憶する記憶手段と、入力値と前記記憶手段に記憶された一定数の出力値との間の偏差がある一定値を超えた場合にのみ利得制御回路から第１の可変利得回路あるいは第２の可変利得回路に対し利得変更命令を出力する利得変更手段と、を備えることを特徴とする請求項３に記載のアダプティブアレーアンテナ。

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