JP4072842B2

JP4072842B2 - Underground radar system

Info

Publication number: JP4072842B2
Application number: JP15570999A
Authority: JP
Inventors: 啓雅中内; 郁男荒井
Original assignee: Osaka Gas Co Ltd
Current assignee: Osaka Gas Co Ltd
Priority date: 1999-06-02
Filing date: 1999-06-02
Publication date: 2008-04-09
Anticipated expiration: 2019-06-02
Also published as: JP2000346954A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえば地中に埋設された管などの地中埋設物を探査するためなどに実施することができる地中探査レータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
地中埋設物を探査するための先行技術は、地表面から土壌中に電磁波を放射する送信アンテナと、地中埋設物による反射波を受信する受信アンテナとの合計２つのアンテナを備え、送信アンテナから電磁波を放射してから受信アンテナで反射波を受信するまでの時間に対応した地中埋設物の深さを検出する。この先行技術では、地表面に臨んで送信アンテナと受信アンテナとが配置された構成とする必要があり、構成が大形化する。
【０００３】
この問題を解決する他の先行技術は、図１９に示される。図１９（１）に示されるように、土壌１には管などの地中埋設物２が埋設されており、地表面に沿って単一のアンテナ３が移動され、この移動中に、アンテナ３にライン４からパルス状送信信号が与えられる。
【０００４】
図１９（２）は、アンテナ３にパルス状送信信号を与えた後におけるアンテナ３から得られる受信信号の波形を示す図である。アンテナ３にライン４からパルス状送信信号を与えることによって、先ず大きな振幅を有する波形５で示されるように、アンテナ３とパルス状送信信号を発生する回路とのインピーダンス不整合などに起因した信号の反射波６が生じる。アンテナ３から放射される電磁波は、土壌１の地表面に図１９（１）の参照符７で示されるように反射し、これによって地表面の反射波８が得られる。アンテナ３からの電磁波はまた、土壌１中に進入し、地中埋設物２による参照符９で示されるように、本来の探査のための反射波１０が得られる。図１９（２）に示される反射波５，８は、実際には、地中埋設物２による反射波１０に比べて大きい振幅を有し、リンギング波形を含み、したがってこれらの大振幅の反射波５，８によって地中埋設物２が浅い位置にある場合、反射波１０が変形され、その検出が困難になる。また反射波５，８の振幅が大きいので、アンテナ３の出力を増幅する増幅回路が一時的に飽和するなどして、反射波１０を正確に増幅して導出することができなくなり、その反射波１０の検出が不正確になる。
【０００５】
図１９に示される先行技術における特にアンテナ３によるインピーダンス不整合に起因した大振幅の反射波５を除去するためのさらに他の先行技術は、図２０に示される。土壌１の地表面を移動する運搬具１１には、土壌１中の地中埋設物２に電磁波を放射し、その反射波１０を受信するアンテナ３が備えられるとともに、アンテナ３と同一構成を有し、かつ土壌１への電磁波の放射が行われないようにして運搬具１１に搭載されたダミーアンテナ１２が設けられる。パルス状送信信号は、アンテナ３とダミーアンテナ１２とに分岐して共通に供給され、アンテナ３，１２の出力は、減算回路に導かれて減算される。したがってパルス状送信信号を発生する回路とアンテナ３，１２とによるインピーダンス不整合に起因した反射波５（前述の図１９（２）を参照）が除去され、減算結果には、前述の図１９（２）に示されるように地表面によるアンテナ３からの電磁波の反射による反射波８と地中埋設物２の反射波１０とだけが、含まれることになる。
【０００６】
図２０に示されるダミーアンテナ１２を用いる先行技術においても、送信アンテナ３から放射された電磁波の地表面による大きい振幅を有する反射波８が原因で、地中埋設物２の探査すべき本来の反射波１０を正確に検出することが困難である。またダミーアンテナ１２を設ける必要があるので、全体構成の小形化が困難である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、構成を小形化し、しかも地中埋設物などの物体による反射波を正確に検出することができるようにした地中探査レーダ装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電磁波を発生する送信信号発生手段と、
土壌に向って電磁波を発生し、物体による反射波を受信する単一のアンテナと、
送信信号発生手段からの送信信号をアンテナに与え、アンテナからの受信信号を一対の分岐信号に分岐して導出する分岐手段ＰＤ２と、
一方の分岐信号を減衰する減衰手段ＡＴ２と、
減衰手段ＡＴ２の減衰量を、一方の分岐信号の物体による反射波ｐ３をその物体による反射波ｐ３よりも前に得られる不所望な反射波ｐ１，ｐ２よりも大きく減衰するように、時間経過に伴って大きくさせる減衰量制御手段と、
分岐手段ＰＤ２からの他方の分岐信号と減衰手段ＡＴ２からの出力とを、減算する減算手段ＳＢＴと、
減算手段の出力を演算する演算手段とを含むことを特徴とする地中探査レーダ装置である。
【０００９】
本発明に従えば、単一のアンテナが、送受信のために用いられ、構成の小形化を図ることができる。パルス状送信信号は、分岐手段を介してアンテナに与えられ、これによってたとえば土壌に向けてアンテナから電磁波を放射する。物体による反射波は、アンテナによって受信され、分岐手段によって分岐され、一対の分岐信号となる。一方の分岐信号は、減衰手段ＡＴ２によって減衰される。
【００１０】
減算手段は、他方の分岐信号と、減衰手段ＡＴ２からの物体による反射波の受信信号成分ｐ３が大きく減衰された出力とを、減算する。したがって、アンテナにパルス状送信信号を与えた後に得られるアンテナからの出力に含まれるインピーダンス不整合に起因した大きな振幅を有する反射波ｐ１が減算によって除去されるとともに、地表面で反射した大きな振幅を有する反射波ｐ２もまた、減算によって除去される。こうして減算手段からは、前記他方の分岐信号に含まれている受信信号成分である物体による反射波ｐ３だけが導出される。
第２減衰手段ＡＴ２は、時間経過に伴って減衰量が大きくなるように変化される。したがって受信信号成分である物体による反射波ｐ３が、第２減衰手段ＡＴ２の出力には含まれなくなる。こうして減算手段の減算動作によって、受信信号成分のうち物体による反射波ｐ３以外の不所望な大振幅反射波ｐ１，ｐ２が相殺されて含まれなくなり、減算手段の出力には、本来の受信信号成分である物体からの反射波ｐ３のみが導出されることができる。こうして物体の反射波を正確に検出することができるようになる。
【００１１】
演算手段は、減算手段の出力を演算し、たとえばパルス状送信信号の発生時から物体による反射波の検出時までの時間を求めることによって、地中埋設物などの物体の距離を演算して求めることができ、さらにその他の演算を行うことができる。またこのような物体による反射波ｐ３以外の不所望な反射波ｐ１，ｐ２を分岐して相殺するようにしたので、減算手段に後続する増幅回路ＡＭ５が、大振幅入力によって正常な増幅動作が行われなくなってしまうという問題が生じることはなく、アンテナからの比較的小さい振幅を有する物体による反射波を、希望する増幅率で大きく増幅することが可能になる。
【００１２】
また本発明は、分岐手段ＰＤ２からの前記他方の分岐信号を、前記減衰手段ＡＴ２と同一構成を有し、かつ減衰量が前記減衰手段ＡＴ２の最小値で一定となるように設定してもう１つの減衰手段ＡＴ１に与え、
このもう１つの減衰手段ＡＴ１からの出力を用いて減算手段による減算を行うことを特徴とする。
【００１３】
本発明に従えば、もう１つの減衰手段ＡＴ１を設けて、前記他方の分岐信号を、できるだけ減衰しないようにして減衰手段ＡＴ１を通過させ、その後、減算手段による減算動作を行うことによって、前記一方の分岐信号が与えられる減衰手段ＡＴ２の特性に起因した歪みが減算結果に含まれることを防ぐことができる。２つの減衰手段ＡＴ２，ＡＴ１の特性というのは、たとえば入出力信号の周波数特性などを含む。
【００１４】
また本発明は、（ａ）パルス状送信信号を発生する送信信号発生手段と、
（ｂ）土壌に向かって電磁波を発生し、物体による反射波を受信する単一のアンテナと、
（ｃ）送信信号発生手段からの送信信号を２つに分岐する第１分岐手段ＰＤ１と、
（ｄ）２つの入力端を有し、一方の入力端と他方の入力端とからの信号を減算して出力端に導出する減算手段ＳＢＴと、
（ｅ）第１方向性結合器ＤＣ１であって、
第１分岐手段ＰＤ１からの一方の送信信号が与えられる第１接続端と、
第１接続端からの信号を出力する第２接続端と、
第２接続端に与えられる信号を、出力して減算手段ＳＢＴの前記一方の入力端に与える第３接続端とを有する第１の方向性結合器ＤＣ１と、
（ｆ）第２方向性結合器ＤＣ２であって、
第１分岐手段ＰＤ１からの他方の送信信号が与えられる第４接続端と、
第４接続端からの信号を出力する第５接続端と、
第５接続端に与えられる信号を、出力して減算手段ＳＢＴの前記他方の入力端に与える第６接続端とを有する第２方向性結合器ＤＣ２と、
（ｇ）第２分岐手段ＰＤ２であって、
第７〜第９接続端を有し、
第７および第８接続端に与えられる信号を合成して第９接続端からアンテナに与え、
第９接続端に与えられる信号を第７および第８接続端に分岐して出力する第２分岐手段ＰＤ２と、
（ｈ）第２分岐手段ＰＤ２の第７接続端からの信号が与えられ、減衰出力が第１方向性結合器ＤＣ１の第２接続端に与えられる第１減衰手段ＡＴ１と、
（ｉ）第１減衰手段ＡＴ１と同一構成を有し、第２分岐手段ＰＤ２の第８接続端からの信号が与えられて減衰し、減衰出力が第２方向性結合器ＤＣ２の第５接続端に与えられる第２減衰手段ＡＴ２と、
（ｊ）第１減衰手段ＡＴ１を、その減衰量が第２減衰手段ＡＴ２の最小値で一定となるように設定し、第２減衰手段ＡＴ２の減衰量を、第８接続端からの物体による反射波ｐ３をその物体による反射波ｐ３よりも前に得られる不所望な反射波ｐ１，ｐ２よりも大きく減衰するように、時間経過に伴って大きくさせる減衰量制御手段と、
（ｋ）減算手段の出力を演算する演算手段とを含むことを特徴とする地中探査レーダ装置である。
【００１５】
本発明に従えば、図１に関連して後述されるように、送信信号発生手段からのパルス状送信信号は、第１分岐手段ＰＤ１によって分岐され、第１および第２方向性結合器ＤＣ１，ＤＣ２、第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２、および第２分岐手段ＰＤ２を経て単一のアンテナに与えられ、これによってたとえば土壌などの隠蔽場所に電磁波が放射される。この隠蔽場所に設けられた地中埋設物などの物体からの反射波ｐ３は、前記アンテナによって受信される。このアンテナからの受信信号は、受信信号成分である物体による反射波ｐ３だけでなく、第２分岐手段ＰＤ２とアンテナとのインピーダンス不整合による大振幅反射波ｐ１および地表面などによる大振幅反射波ｐ２などが含まれる。アンテナからの出力は、第２分岐手段ＰＤ２で分岐され、第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２から第１および第２方向性結合器ＤＣ１，ＤＣ２を経て、減算手段の２つの入力端にそれぞれ与えられ、減算される。
【００１６】
第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２は、同一構成を有し、すなわちその特性が同一であり、第２減衰手段ＡＴ２のほかに、減衰量を最小値で一定となるようにした第１減衰手段ＡＴ１が、追加的に用いられることによって、第２減衰手段ＡＴ２の特性に起因した歪みが減算結果に含まれることを防ぎ、受信信号成分である物体の反射波ｐ３のみを正確に検出することを可能にする。
【００１７】
本発明は、電磁波を発生する送信信号発生手段と、
土壌に向って電磁波を発生し、物体による反射波を受信する単一のアンテナと、
送信信号発生手段からの送信信号をアンテナに与え、アンテナからの受信信号を一対の分岐信号に分岐して導出する分岐手段ＰＤ２と、
一方の分岐信号が与えられ、物体による反射波ｐ３を遮断し、その物体による反射波ｐ３よりも前に得られる不所望な反射波ｐ１，ｐ２を通過するゲートと、
分岐手段ＰＤ２からの他方の分岐信号とゲートからの出力とを、減算する減算手段ＳＢＴと、
減算手段の出力を演算する演算手段とを含むことを特徴とする地中探査レーダ装置である。
本発明は、（ａ）パルス状送信信号を発生する送信信号発生手段と、
（ｂ）土壌に向かって電磁波を発生し、物体による反射波を受信する単一のアンテナと、
（ｃ）送信信号発生手段からの送信信号を２つに分岐する第１分岐手段ＰＤ１と、
（ｄ）２つの入力端を有し、一方の入力端と他方の入力端とからの信号を減算して出力端に導出する減算手段ＳＢＴと、
（ｅ）第１方向性結合器ＤＣ１であって、
第１分岐手段ＰＤ１からの一方の送信信号が与えられる第１接続端と、
第１接続端からの信号を出力する第２接続端と、
第２接続端に与えられる信号を、出力して減算手段ＳＢＴの前記一方の入力端に与える第３接続端とを有する第１方向性結合器ＤＣ１と、
（ｆ）第２方向性結合器ＤＣ２であって、
第１分岐手段ＰＤ１からの他方の送信信号が与えられる第４接続端と、
第４接続端からの信号を出力する第５接続端と、
第５接続端に与えられる信号を、出力して減算手段ＳＢＴの前記他方の入力端に与える第６接続端とを有する第２方向性結合器ＤＣ２と、
（ｇ）第２分岐手段ＰＤ２であって、
第７〜第９接続端を有し、
第７および第８接続端に与えられる信号を合成して第９接続端からアンテナに与え、
第９接続端に与えられる信号を第７および第８接続端に分岐して出力し、第７接続端からの信号が第１方向性結合器ＤＣ１の第２接続端に与えられる第２分岐手段ＰＤ２と、
（ｈ）第２分岐手段ＰＤ２の第８接続端からの信号が与えられ、出力が第２方向性結合器ＤＣ２の第５接続端に与えられ、第８接続端からの物体による反射波ｐ３を遮断し、その物体による反射波ｐ３よりも前に得られる不所望な反射波ｐ１，ｐ２を通過するゲートと、
（ｉ）減算手段の出力を演算する演算手段とを含むことを特徴とする地中探査レーダ装置である。
本発明に従えば、減衰手段ＡＴ２には具体的には、ゲートが用いられてもよい。このゲートは、分岐手段ＰＤ２によって分岐された一方の分岐信号の受信信号成分である物体による反射波ｐ３だけを遮断する。したがって減算手段では、アンテナからの出力に含まれるインピーダンス不整合に起因した大きな振幅を有する反射波ｐ１と、地表面で反射した大きな振幅を有する反射波ｐ２とが前記一方の分岐信号と前記他方の分岐信号との減算によって相殺される。したがって減算手段からは、物体による反射波ｐ３だけが得られる。こうして物体の反射波ｐ３を正確に検出することができるようになる。減衰手段ＡＴ２が用いられずに、ゲートが用いられる構成では、その減衰手段ＡＴ２の特性に起因した歪みを減算手段で相殺するための前述のもう１つの減衰手段ＡＴ１は、設けられない。
【００１８】
また本発明は、送信信号発生手段は、送信信号を予め定める周期Ｗ１で発生し、
演算手段は、減算手段ＳＢＴの出力をサンプリングするサンプリング手段７２を含み、
減算手段ＳＢＴとサンプリング手段７２との間に介在され、減算手段ＳＢＴの出力を増幅器１２０によって増幅しつつ、入力される減算手段ＳＢＴの出力と減衰器１２４によってレベルを揃えて、前記周期Ｗ１の整数倍で遅延して増幅器１２０に与えて帰還する帰還回路をさらに含み、
帰還回路とサンプリング手段とは協働して、受信信号の少なくとも時間が経過した受信信号成分を、複数（Ｎ１またはＮ２）の回数で、帰還を繰返してサンプリングすることを特徴とする。
【００１９】
本発明に従えば、たとえば、図１４〜図１７のように減衰手段の出力を所定回数帰還した後にサンプリングする場合、信号の全体が帰還増幅され、この信号全体のノイズ成分が抑制される。また、図１８のように前記出力を帰還増幅しながらサンプリングする場合、１計測サイクル中の時間経過に伴い帰還増幅される回数が多くなり、これにより前記出力の時間が経過するほどノイズ成分が抑制される。物体がアンテナから離れた位置に存在していると、アンテナから送信された電磁波がそのアンテナに受信されるまでの時間が長くなるとともに、前記出力のレベルが小さくなり、物体の位置を高精度に検出することが困難となるが、本発明によって、帰還増幅しながらサンプリングすると、アンテナから離れた位置にある物体から反射された電磁波の前記他方の分岐信号ほど、そのノイズ成分が抑制され、特にこのような物体の位置を比較的簡単に高精度に検出することができる。
【００２０】
帰還回路は、たとえば、前記周期Ｗ１を超える予め定める計測サイクルＷ２中に、第１の複数Ｎ１回、受信信号の帰還を繰返し、
サンプリング手段は、計測サイクルＷ２を超える基準計測期間Ｗ３中に、所定サイクルで帰還が繰返された受信信号を、第２の複数Ｎ２回、サンプリングすることを特徴とする。
【００２１】
図１４〜図１７に関連して後述されるように、帰還回路は、たとえば、周期Ｗ１で得られる前記他方の分岐信号を、第１複数Ｎ１回、繰返し、これによってランダムノイズなどのノイズ成分を抑制することができる。こうしてノイズ成分が抑制された前記他方の分岐信号は、所定サイクル毎に、サンプリングされる。たとえば、このサンプリングのタイミングは、時間ΔＴ（たとえば０．１１７ｎｓ）ずつずれている。第２の複数Ｎ２回、サンプリング動作が行われる。こうして前記周期Ｗ１にわたる反射波の前記他方の分岐信号のサンプリングが行われる。これによってＳＮ比が向上された反射波を得ることができる。
【００２２】
また本発明は、分岐手段は、パワーデバイダであることを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の一形態の全体の構成を示すブロック図である。土壌１７中に埋設された地中埋設管などの物体１８は、その土壌１７の地表面１９に沿って移動される単一のアンテナ２１による電磁波の送信および受信によって検出することができる。地中探査レーダ装置２２は、アンテナ２１を含み、このアンテナ２１から電磁波を放射するために、送信信号発生手段２３からライン２４に、たとえばパルス状送信信号２５（次に述べる図２参照）が発生され、第１の分岐手段ＰＤ１の入力端２６に与えられる。
【００２６】
図２は、第１の分岐手段ＰＤ１の動作を説明するためのブロック図である。入力端２６からのパルス状送信信号２５は、２つの出力端２７，２８から、分岐してその分岐された送信信号２９，３０が導出される。第１の分岐手段ＰＤ１の出力端２７からの送信信号２９は、第１の方向性結合器ＤＣ１の第１接続端３１に与えられる。
【００２７】
図３は、第１方向性結合器ＤＣ１を示すブロック図である。第１接続端に入力される分岐された送信信号２９は、矢符３２で示されるように、第２接続端３３に送信信号３４として出力される。この第１方向性結合器ＤＣ１は、第２接続端３３に与えられる信号を、第３接続端３５に、矢符３６で示されるように導出し、その信号３７を、減算手段ＳＢＴの一方の入力端３８に与える。
【００２８】
第２方向性結合器ＤＣ２は、第１方向性結合器ＤＣ１と同一の構成を有し、第１分岐手段ＰＤ１の出力端２８からの他方の送信信号が与えられる第４接続端３９と、その第４接続端３９からの信号を矢符４０のように導いて出力する第５接続端４１と、この第５接続端４１に与えられる信号を矢符４２のように導いて出力する第６接続端４３とを有する。第６接続端４３からの信号は、減算手段ＳＢＴの他方の入力端４４に与えられる。
【００２９】
第１方向性結合器ＤＣ１の第２接続端３３からの送信信号３４は、増幅回路ＡＭ１を介して第１減衰手段ＡＴ１の接続端４７に与えられてもよい。
【００３０】
図４は、第１減衰手段ＡＴ１を示すブロック図である。減衰手段ＡＴ１は、もう１つの接続端４８を有し、制御端４９に与えられる減衰量制御信号に応答し、接続端４７から接続端４８に、または接続端４８から接続端４７に伝搬する信号を減衰して導出する。
【００３１】
図５は、第１減衰手段ＡＴ１の動作を説明するための図である。図５の横軸は時間を示し、図５の縦軸は第１減衰手段ＡＴ１の接続端４７から接続端４８に伝搬する信号の減衰量αを示す。第１減衰手段ＡＴ１の減衰量αは、できるだけ僅かとなるように、制御端４９には減衰量制御信号が与えられている。
【００３２】
第２方向性結合器ＤＣ２の第５接続端４１からの信号は、前述の増幅回路ＡＭ１と同一構成を有する増幅回路ＡＭ２を経て、第２減衰手段ＡＴ２の接続端５１に与えられる。
【００３３】
図６は、第２減衰手段ＡＴ２を示すブロック図である。第２減衰手段ＡＴ２は、前述の第１減衰手段ＡＴ１と同一構成を有し、接続端５１から与えられた信号は、接続端５２に導出し、また接続端５２に与えられた信号を接続端５１に導出し、その信号の伝搬時の減衰量は、制御端５３に与えられる減衰量制御信号によって定められる。
【００３４】
図７は、第２減衰手段ＡＴ２の接続端５２から接続端５１に伝搬する信号の減衰量の時間経過を示すグラフである。アンテナ２１による受信信号の分岐された信号が接続端５２に入力されるとき、制御端５３に与えられる減衰量制御信号に応答し、物体１８による反射波の受信信号成分が減衰されるように、時間経過に伴って大きく変化する減衰量が設定される。
【００３５】
マイクロコンピュータなどによって実現される制御手段５４は、発振器１０２からの発信信号ｑ１を送信信号発生手段２３に与えて出力端２４からパルス状送信信号２５を発生させるとともに、第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の各制御端４９，５３に減衰量制御信号をそれぞれ与え、第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の減衰量αを、前述のように制御する。
【００３６】
第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の接続端４８，５２からの各信号は、増幅回路ＡＭ３，ＡＭ４からライン５６，５７を経て、第２分岐手段ＰＤ２の第７接続端５８および第８接続端５９に与えられる。この第２分岐手段ＰＤ２は、第７および第８接続端５８，５９にそれぞれ与えられる送信信号を矢符６０，６１で示されるように伝播して合成し、第９接続端６２からライン６３を経てアンテナ２１に与える。こうしてアンテナ２１には、第２分岐手段ＰＤ２の第９接続端６２からの送信信号が与えられてアンテナ２１が駆動され、土壌１７に向けて電磁波が放射される。
【００３７】
図８は、第２分岐手段ＰＤ２を示すブロック図である。ライン５６，５７からの分岐された送信信号６４，６５は、矢符６０，６１のように伝搬されて合成され、その合成された送信信号６６は、上述のようにライン６３を経てアンテナ２１に与えられる。
【００３８】
アンテナ２１から導出される受信信号は、ライン６３から第２分岐手段ＰＤ２の第９接続端６２に与えられ、矢符６８，６９で示されるように第７および第８接続端５８，５９に分岐される。第２分岐手段ＰＤ２の第７および第８接続端５８，５９に導出される各分岐信号は、ライン５６，５７を経て増幅回路ＡＭ３，ＡＭ４によってそれぞれ増幅され、第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の接続端４８，５２にそれぞれ与えられる。
【００３９】
第２減衰手段ＡＴ２の減衰量αは、制御端５３に与えられる減衰量制御信号に応答し、接続端５２に与えられる分岐信号を、図７に示されるように時間経過に伴って減衰量が大きくなるように変化され、接続端５１に導出される。第１減衰手段ＡＴ１の接続端４８に与えられる分岐信号は、ほとんど減衰されることなく、接続端４７に導出される。
【００４０】
第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の接続端４７，５１からの分岐信号は、増幅回路ＡＭ１，ＡＭ２によってそれぞれ増幅され、第１および第２方向性結合器ＤＣ１，ＤＣ２の第２および第５接続端１３，４１からライン３６，４２に示されるように伝搬され、第３および第６接続端３５，４３を経て、減算手段ＳＢＴの各入力端３８，４４にそれぞれ与えられる。
【００４１】
減算手段ＳＢＴは、入力端３８に与えられる分岐信号から、入力端４４に与えられる分岐信号を減算し、その減算結果を表す信号をライン７１を経てサンプリング回路７２に与えられてサンプリング動作が行われ、マイクロコンピュータなどを含む処理回路７３によって演算処理が行われ、その演算結果が、たとえば物体１８とアンテナ２１との間の地中埋設距離などが、表示手段７４によって表示される。表示手段７４は、たとえば液晶または陰極線管などによって目視表示される構成を有してもよく、または音声合成回路によって音響出力する構成などを有してもよい。ライン７１上に増幅回路ＡＭ５を挿入してもよく、また前記増幅回路ＡＭ５は帰還回路を有した増幅回路でもよい。
【００４２】
図９は、図１〜図８に示される本発明の実施の一形態の地中探査レーダ装置の全体の動作を説明するための波形図である。制御手段５４は、送信信号発生手段２３によって出力端２４から図９（１）に示されるパルス状送信信号２５を、予め定める一定の周期Ｗ１で発生する。このパルス状送信信号は、第１分岐手段ＰＤ１によって分岐され、第１および第２方向性結合器ＤＣ１，ＤＣ２、増幅回路ＡＭ１，ＡＭ２、第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２、増幅回路ＡＭ３，ＡＭ４および第２分岐手段ＰＤ２に与えられて合成され、アンテナ２１に与えられる。こうしてアンテナ２１から土壌１７に向けて電磁波が放射される。
【００４３】
図９（２）は、アンテナ２１からライン６３に導出される受信信号の波形を示す図である。受信信号は、ライン６３からアンテナ２１に時刻ｔ１でパルス状送信信号を与えたときにインピーダンス不整合に起因して得られる大振幅の反射波ｐ１と、アンテナ２１から土壌１７の地表面１７に放射された電磁波が反射して得られる反射波ｐ２と、アンテナ２１からの電磁波が土壌１７中に侵入し、物体１８によって反射してアンテナ２１によって受信される物体１８の反射波ｐ３とをこの順序で含む。現実的には、反射波ｐ１と反射波ｐ２は飽和していることが多く、また、非常に近接して表示される。送信信号２５の周期Ｗ１は、アンテナ２１に送信信号２５が与えられた時点から物体１８の反射波ｐ３が得られるまでの時間よりも充分長い時間に定められる。
【００４４】
第１減衰手段ＡＴ１の減衰量αは、図９（３）に示されるようにその制御端４９に制御手段５４から与えられる減衰量制御信号によって、減衰量αが最小値で一定となるように設定される。これに対して減衰手段ＡＴ２の減衰量αは、図１０（４）に示されるように周期Ｗ１の中で各時間Ｗ１０，Ｗ１１でゲートのＯＦＦ，ＯＮ操作を繰り返すように設定される。他の実施の形態では、第２減衰手段ＡＴ２の減衰量αは、図９（５）に示されるように時間経過に伴って変化される。第２減衰手段ＡＴ２の減衰量αは、制御端５３に制御手段５４から与えられる減衰量制御信号に応答し、時刻ｔ１〜ｔ２の時間Ｗ１０では、第１減衰手段ＡＴ１の減衰量αと同様に最小値で一定となるように制御される。
【００４５】
この時間Ｗ１０は、反射波ｐ１，ｐ２がパルス状送信信号２５が発生される時刻ｔ１以降に得られる期間以上に定められるとともに、この時間Ｗ１０は、物体１８の反射波ｐ３が得られる時間よりも短く定められる。第２減衰手段ＡＴ２は、時刻ｔ２〜ｔ３の時間Ｗ１１において、制御手段５４から制御端５３に与えられる減衰量制御信号に応答し、減衰量αが時間経過に伴って大きく変化するように設定される。この時間Ｗ１１は、物体１８の反射波ｐ３が得られる時刻を含む。時間Ｗ１１の終了時刻ｔ３以降は、減衰量αは最小値で一定となるように設定される。このような動作が、時間Ｗ１毎に繰返される。
【００４６】
図１０は、図１に示される地中探査レーダ装置２２のアンテナ２１から電磁波を放射するための動作を説明するための波形図である。送信信号発生手段２３は出力端２４から図１０（１）のパルス状送信信号２５を前述の図１０（１）に関連して述べたように、発生する。第１分岐手段ＰＤ１の２つの各出力端２７，２８からは、図１０（２）に示される分岐された送信信号が導出される。本来は、出力端２４から出力端２７あるいは２８まではケーブルなどで接続され、その分の時間遅れが生じるが、ここでは充分小さいとみなして省略して表現している。以下、図１０（３）〜図１０（６）も同様である。第１および第２方向性結合器ＤＣ１，ＤＣ２の第２および第５接続端３３，４１からは、図１０（３）に示される送信信号が導出される。これによって増幅回路ＡＭ３，ＡＭ４からライン５６，５７を経て第２分岐手段ＰＤ２の第７および第８接続端５８，５９には、図１０（４）に示される送信信号がそれぞれ与えられる。こうして第２分岐手段ＰＤ２の第９接続端６２からアンテナ２１には、ライン６３を介して図１０（５）に示される送信信号が与えられる。図１０（５）に示される送信信号がアンテナ２１に与えられることによって、そのアンテナ２１からは、図１０（６）に示される各反射波ｐ１，ｐ２，ｐ３が、前述の図９（２）に関連して述べたとおりに、導出される。
【００４７】
図１１は、図１に示される地中探査レーダ装置２２のアンテナ２１からの受信信号の処理動作を説明するための波形図である。図１１（１）は送信信号発生手段２３から発生されるパルス状送信信号２５を示し、アンテナ２１からの受信信号が第２分岐手段ＰＤ２の第７および第８接続端５８，５９からライン５６，５７にそれぞれ導出される分岐信号の波形を示し、これらの分岐信号は、前述の図９（２）および図１０（６）に示される反射波ｐ１，ｐ２，ｐ３の各受信信号成分を含み、同一の参照符で示す。
【００４８】
第１減衰手段ＡＴ１の接続端４７から導出される信号は、この第１減衰手段ＡＴ１の減衰量がごく僅か、または零であるので、図１１（３）に示されるように、反射波の各成分ｐ１１，ｐ２１，ｐ３１を含む。これらの反射波成分ｐ１１，ｐ２１，ｐ３１は、反射波ｐ１，ｐ２，ｐ３にそれぞれ対応する。第１減衰手段ＡＴ１の減衰量αは、図１１（４）に示されるように、最小値で一定とされる。
【００４９】
これに対して第２減衰手段ＡＴ２の接続端５１からは、図１１（５）に示される反射波の成分ｐ１２，ｐ２２，ｐ３２を含む信号が導出される。第２減衰手段ＡＴ２に代えて、本発明の他の実施の形態では、図９（４）に関連して前述したように、ゲートが用いられ、各時間Ｗ１０，Ｗ１１においてゲートがＯＦＦ，ＯＮ操作を繰り返すように設定される。したがって地中埋設物のみによる反射波の成分ｐ３２だけが、図１１（７）に示されるようにゲートから導出され、ライン５１から増幅回路ＡＭ２に与えられる。地中埋設物による反射波ｐ３２以外の成分ｐ１２，ｐ２２は、時間Ｗ１０だけＯＦＦするゲートによって遮断される。
【００５０】
前述のように第２減衰手段ＡＴ２を用いる実施の形態では、第２減衰手段ＡＴ２の減衰量αは、図１１（８）に示されるように、また前述の図９（５）に関連して前述したように、反射波の成分ｐ１２，ｐ２２が得られる時間Ｗ１０では減衰量αは僅かであり、物体１８による反射波ｐ３が得られる時間Ｗ１１では、時間経過に伴ってその減衰量αが大きくなるように変化される。したがって反射波ｐ３の第２減衰手段ＡＴ２の接続端５１から導出される成分ｐ３２の振幅は、ごく僅かであり、または零である。
【００５１】
減算手段ＳＢＴは、図１１（３）に示される信号の増幅回路ＡＭ１および第１方向性結合器ＤＣ１を介して入力端３８に与えられる信号から、図１１（５）に示される信号が増幅回路ＡＭ２から第２方向性結合器ＤＣ２を経て入力端４４に与えられる信号を、同一時刻で減算する。したがって反射波ｐ１に対応する反射波成分ｐ１，ｐ１２は除去され、また反射波ｐ２に対応する反射波成分ｐ２１，ｐ２２は除去される。物体１８からの反射波ｐ３に対応する成分ｐ３１は、もう１つの対応する成分ｐ３２の振幅がごく僅かであり、または零であるので、残存する。こうして減算手段ＳＢＴからライン７１には、図１１（９）に示されるように、物体１８の反射波ｐ３に対応する信号ｐ４が正確に得られる。
【００５２】
第２減衰手段ＡＴ２の時間経過に伴う減衰動作が開始される時刻ｔ２が、反射波ｐ２よりも送信信号の発生時刻ｔ１寄りであるとき、その反射波ｐ２の成分ｐ２２が減衰され、したがって減算手段ＳＢＴからライン７１には、図１１（９）のパルスｐ５が含まれるけれども、このような反射波ｐ２の成分ｐ５の振幅は比較的小さく、したがって物体１８に対応する反射波ｐ３の成分ｐ４の検出に悪影響を及ぼすことはない。
【００５３】
サンプリング回路７２は、図１１（９）に示される信号をサンプリングし、このアンテナ２１がたとえば運搬具によって物体１８の上方で地表面１９に沿って図１の左方から右方に移動するとき、反射波ｐ３の成分ｐ４によって物体１８を検出する。表示手段７４によって、土壌１７の断面を表示することができる。
【００５４】
減衰手段ＡＴ２と同一構成を有する減衰手段ＡＴ１が設けられることによって、減算手段ＳＢＴの２つの入力端３８，４４には、各減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の特性によってたとえば歪むなどして変形した信号が与えられるけれども、これらの個別の減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２の特性に依存した減算手段ＳＢＴのライン７１に導出される信号には含まれなくなるという利点がある。これによって物体１８による反射波ｐ３を、減算手段ＳＢＴから正確に得ることができるようになる。
【００５５】
図１２（１）は、図１９に関連して前述した先行技術によって得られると考えられる土壌１７の探査画像である。画面７７において、像７８は、図１９（２）の反射波５に対応し、像７９は、図１９（２）の反射像８に対応する。物体１８の像は参照符８０で示される。先行技術では、前述のように像７８，７９の反射波５，８の振幅が大きいので、物体１８の像８０が不明瞭になると考えられる。
【００５６】
図１２（２）は、図１〜図１１に関連して述べた本発明の実施の一形態において得られると考えられる土壌の探査画像を示す表示手段７４の画面８１を示す図である。本発明によれば、反射波ｐ１に対応する像は画面８１には表れない。像８２は、反射波ｐ２に対応する図１１（９）の成分ｐ５に対応し、この像８２は、ごく僅かであり、物体１８の像８３に悪影響を及ぼすものではない。物体１８の像８３は、先行技術に比べてきわめて明瞭であり、これによって物体１８の埋設深さを正確に検出することが可能になると考えられる。
【００５７】
図１３は、本発明の実施の他の形態の全体の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、前述の実施の形態に類似し、対応する部分には同一の参照符を付す。注目すべきはこの実施の形態では、減算手段ＳＢＴの出力はライン７１から帰還回路８５に与えられ、この帰還回路８５の出力が、サンプリング回路７２に与えられる。帰還回路８５は、減算手段ＳＢＴの出力を図１４に関連して後述するように帰還演算し、これによってアンテナ２１による受信信号の特に反射波ｐ３に対応する成分ｐ４のＳＮ比を向上する働きをする。この帰還回路８５の動作に対応してサンプリング回路７２がサンプリング動作をするために、図１５に示されるように、サンプリングパルス発生器１３０を含むサンプリングパルス生成手段１１６が備えられる。サンプリングパルス生成手段１１６には、制御手段５４からライン８７に導出されるパルス状送信信号２５の起動のためと同様に、発振器１０２からの発信信号ｑ１が与えられる。図１３のそのほかの構成は、前述の実施の形態と同様である。
【００５８】
図１４は、図１３に示される帰還回路８５の具体的な構成を示すブロック図である。帰還回路８５は、増幅器１２０、遅延手段１２２および可変減衰器１２４を含んで構成されている。増幅器１２０には減算手段ＳＢＴからライン７１を介する出力信号が、ライン７１およびダイオード８９を介して与えられ、その信号を増幅する。この増幅された信号はサンプリング回路７２にライン１７１を介して送給されるとともに、その信号はまた、遅延手段１２２および減衰器１２４を通して加算器１６５から再び増幅器１２０に送給される。増幅器１２０は、遅延手段１２２および減衰器１２４を介してフィードバックされた信号とライン７１を介するアンテナ２１に関連して減算手段ＳＢＴからの信号とを加算して増幅する。遅延手段１２２は、同軸ケーブルまたは光ファイバを用いてもよいが、構成を小形化するためには、表面弾性波（Surface Acoustic Wave、略称ＳＡＷ）デバイスを用いることが望ましい。アンテナ２１の送信駆動のための信号は、ダイオード９１を介して導かれる。
【００５９】
遅延手段１２２は、減衰器１２４を介してフィードバックされる信号を所定時間遅延する。たとえばＷ１の周期で遅延してもよく、前記Ｗ１の整数倍で遅延してもよい。また、減衰器１２４は、このフィードバックされる信号を減衰する。減衰器１２４としては、コントローラ１６４から与えられるコントロール信号の電圧に対応した減衰量を達成する電子アッテネータを用いることが望ましい。コントローラ１６４には、帰還回路８５の加算器１６５に与えられるライン１７６の信号が入力される。
【００６０】
アンテナ２１からの受信信号のうち、分岐信号に含まれる信号成分ａ（後述の図１７（ａ）を参照）を、パイロット信号として用いる。この実施の形態では帰還回路８５におけるコントローラ１６４は、アンテナ２１からの受信信号に含まれる前述の成分ａのレベルに対応した電圧を有するコントロール信号を発生して、減衰器１２４に与える。コントローラ１６４は、ライン１７６に含まれるパイロット信号ａのレベルを検出し、遅延手段１２２の後に分岐された信号Ｐｃｏｎｔｒｏｌのレベルと比較し、別に分岐された信号Ｐａｔｔのレベルに対してパイロット信号ａのレベルに調整する電圧を有するコントロール信号を、減衰器１２４に与える。この帰還回路８５およびそれに関連する構成については、後にさらに詳述する。
【００６１】
発振器１０２からの発信信号ｑ１は、サンプリングパルス生成手段１１６に送給される。図１５のサンプリングパルス生成手段１１６は、移相手段１２６、パルス化回路１２８およびサンプリングパルス発生器１３０から構成されている。移相手段１２６は移相回路電圧制御回路１３２および電圧可変移相回路１３４から構成され、発振器１０２からの発信信号ｑ１は、電圧可変移相回路１３４に送給される。移相回路電圧制御回路１３２は、電圧可変移相回路１３４に供給される電圧を制御する。また、電圧可変移相回路１３４は、移相回路電圧制御回路１３２からの制御電圧に基づいて上記発信信号ｑ１の位相を可変とする。すなわち、電圧可変移相回路１３４は、移相回路電圧制御回路１３２からの制御電圧が、たとえば大きくなるに従って上記発信信号ｑ１の位相遅れを大きくし（換言すると、遅延時間を長くし）、移相回路電圧制御回路１３２からの制御電圧が、たとえば小さくなるに従って上記発信信号の位相遅れを小さくする（換言すると、遅延時間を短くする）。このような電圧可変移相回路１３４として、たとえば３０〜２００ｐＦ程度の電圧制御形可変容量素子（たとえば商品名バリキャップ）を５個程度組込んだ回路を用いることができ、このような回路において電圧を、たとえば０〜５Ｖ変化させることによって、上記発信信号ｑ１の位相を、たとえば０〜６０×１０^-9秒（０〜６０ｎｓ）遅らせることができる。
【００６２】
この移相手段１２６は、上述したとおりにして移相信号ｑ２（図１６参照）を生成する。この移相信号ｑ２は、上記発信信号ｑ１から所定時間Ｔ位相が遅れた信号となり、電圧可変移相回路１３４に供給される制御電圧を変化させることによって、発信信号ｑ１との位相遅れ時間が制御される。
【００６３】
移相手段１２６からの移相信号ｑ２はパルス化回路１２８に送給され、このパルス化回路１２８によって、移相信号がパルス化される。パルス化された移相信号は、その後、サンプリングパルス発生器１３０に送給され、サンプリングパルス発生器１３０は、この移相信号ｑ２のパルス化回路１２８を介する信号に基づいてサンプリングパルス信号ｑ３（図１６参照）を生成する。この実施形態では、図１６に示すとおり、移相手段１２６からの移相信号ｑ２の出力が所定値Ｖ２になるサンプリングパルス信号ｑ３を生成する。すなわち、サンプリングパルス発生器１３０は、移相信号ｑ２の立上りのゼロ点から所定値Ｖ２になるとサンプリングパルス信号ｑ３を生成し、このサンプリングパルス信号ｑ３をサンプリング回路７２に送給する。サンプリングパルス発生器１３０にて生成されるサンプリングパルス信号ｑ３は非常に短く設定される。
【００６４】
サンプリングパルス発生器１３０からのサンプリングパルス信号ｑ３のうち１計測サイクルの最後のものが、サンプリング回路７２のゲート信号として機能し、サンプリング回路７２は、サンプリングパルス発生器１３０から１計測サイクルの最後のサンプリングパルス信号ｑ３が送給されると、アンテナ２１によって受信され、減算手段ＳＢＴから帰還回路８５によって帰還増幅された受信信号を取入れる。
【００６５】
この実施の一形態では、次のとおりにして、帰還回路８５による帰還増幅およびサンプリング回路７２によるサンプリングが行われる。主として図１４〜図１７を参照して、発振器１０２によって生成される発信信号ｑ１の周波数は、たとえば２０ＭＨｚに設定され、その周期Ｗ１は５０ｎｓである。このような場合、たとえば３１２．５μｓに設定される１計測サイクルＷ２の間、移相手段１２６は発信信号ｑ１から所定時間Ｔ位相が遅れた移相信号を生成し、このような移相信号ｑ２に基づいてサンプリングパルス発生器１３０はＮ１＝６２５０個のサンプリングパルス信号ｑ３を生成する。Ｗ２＝Ｗ１・Ｎ１である。
【００６６】
サンプリングパルス発生器１３０が６２４９個のサンプリングパルス信号を生成する間（＝Ｗ２−Ｗ１）は、図１４および図１７（ａ）から理解されるように、帰還回路８５は順次受信信号ｑ５を帰還増幅する。第６２５０個目のサンプリングパルス信号が生成されると、図１６および図１７（ｂ）に示すように、サンプリング回路７２はこのサンプリングパルス信号に基づいて、帰還増幅された第６２５０番目の受信信号をサンプリング測定し、測定されたサンプリング信号ｑ６（図１６参照）がサンプリング回路７２から下流側に送給される。図１７（ａ）の各信号は、帰還回路８５の出力信号を示す。信号成分ａは、インピーダンス不整合に起因してアンテナ２１からライン６３に反射される反射波ｐ１であり、前述のようにパイロット信号として用いられる。成分ｂは、アンテナ２１からの電磁波が地表面１９で反射して得られた受信信号ｐ２であり、成分ｃは、物体１８から反射してアンテナ２１に受信された反射波の受信信号ｐ３である。
【００６７】
受信信号ｑ５の帰還増幅は、次のとおりに行われる。遅延手段１２２は、増幅器１２０から遅延手段１２２および減衰器１２４を介してフィードバックされる信号、すなわち帰還増幅された第ｋ番目の信号Ｓｋと、アンテナ２１からの次の受信信号、すなわち第（ｋ＋１）番目の受信信号とが重なるように、フィードバックされる信号を所定時間Ｗ１の整数倍、たとえばこの実施の形態ではＷ１だけ遅延させる。また、減衰器１２４は、遅延回路１２２を通してフィードバックされる信号、すなわち帰還増幅された第ｋ番目の信号Ｓｋのパイロット信号ａに対応する振幅の大きさと、アンテナ２１からの次の受信信号、すなわち第（ｋ＋１）番目の受信信号に、付加されるパイロット信号ａの大きさとが同じ大きさとなるように、フィードバックされる信号を減衰する。
【００６８】
このとき、前述のパイロット信号ａが利用され、フィードバック信号のパイロット信号ａの波高値である大きさａ２と、受信信号に加算されるパイロット信号ａの波高値である大きさａ１とが同じ（ａ１＝ａ２）になるように、コントローラ１６４は、ライン１７６の受信信号に含まれるパイロット信号ａの波高値と、減衰器１２４から加算器１６５に与えられるパイロット信号成分の波高値ａ２とが等しくなるようにするための減衰器１２４の減衰量を表す電圧を有するコントロール信号を導出して減衰器１２４に与える。これによって減衰器１２４は、フィードバックされる信号全体を可変比率で減衰する。このようにして受信信号ｑ５を順次多数回Ｎ１、帰還増幅することによって、受信信号全体に含まれるノイズ成分を抑制することができ、これによって地中埋設物体１８の位置を高精度で検出することができる。帰還増幅での遅延量は、Ｗ１の２以上の整数倍でもよい。
【００６９】
期間Ｗ２にわたる第１番目（ｎ＝１）の計測サイクルにおけるサンプリングが終了すると、第２番目（ｎ＝２）の測定サイクルにおけるサンプリングが遂行される。第２番目の測定サイクルにおいては、移相回路電圧制御手段１３２は電圧可変移相回路１３４に供給される電圧を、たとえば幾分大きくし、これによって移相手段１２６からの移相信号ｑ２は、発信信号ｑ１から時間（＝Ｔ＋ΔＴ）位相が遅れたものとなる。第１番目の計測サイクルに続く次のＷ２＝３１２．５μｓの計測サイクルの間、移相手段１２６は、発信信号ｑ１から時間（＝Ｔ＋ΔＴ）位相が遅れた移相信号ｑ２を生成し、サンプリングパルス発生器１３０は、このような移相信号ｑ２に基づいて、第１番目の計測サイクルと同様に、Ｎ１＝６２５０個のサンプリングパルス信号ｑ３を生成する。順次送らせる時間ΔＴは、たとえば０．１１７ｎｓに設定される。
【００７０】
第２番目の計測サイクルにおいては、第１番目の計測サイクルと同様に、サンプリングパルス発生器１３０がＮ１−１＝６２４９個のサンプリングパルス信号を生成する間Ｗ２は、帰還回路８５は順次受信信号ｑ５を帰還増幅する。第Ｎ１（＝６２５０）個目のサンプリングパルス信号が生成されると、サンプリング回路７２はこのサンプリングパルス信号に基づいて、帰還増幅された第６２５０番目の受信信号をサンプリング測定し、測定されたサンプリング信号ｑ６（図１７（ｃ）参照）がサンプリング回路７２から下流側に送給される。
【００７１】
この実施の一形態では、図１６に示すように、基準計測期間Ｗ３が、たとえばＷ３＝８０ｍｓに設定されており、したがって第１番目の計測サイクルの開始から８０ｍｓに達するまで、この実施の一形態では、たとえばＮ２＝第２５６番目の計測サイクルが遂行されるまで遂行され、その間、移相手段１２６は各計測サイクル毎に発信信号ｑ１から順次ΔＴずつ遅れた移相信号ｑ２を生成し、この移相信号ｑ２に関連して生成されるサンプリングパルス信号ｑ３のうち各計測サイクルＷ２の最後のサンプリングパルス信号に基づいて、帰還増幅された受信信号のサンプリングが遂行される。基準計測期間Ｗ３および計測サイクルの期間Ｗ２は、発信信号ｑ１の周波数等に応じて適宜設定することができる。Ｗ３＝Ｗ２・Ｎ２である。
【００７２】
地中探査レーダ装置は、さらに、サンプリング回路７２によってサンプリングされた信号ｑ３を演算処理する信号処理手段７３と、信号処理手段７３とによって処理された地中埋設物の位置を表示するための表示手段４４を含んでいる。信号処理手段７３はメモリ１４２を有し、サンプリング回路７２からのサンプリング信号ｑ６は一旦、メモリ１４２に保存され、信号処理手段１３８は、基準計測期間Ｗ３内にサンプリングされたサンプリング信号、この実施形態ではＮ２＝２５６個のサンプリング信号を所要のとおりに演算処理して探知信号ｑ７（図１６および図１７（ｄ）を参照）を生成する。このようにして生成された探知信号ｑ７は表示手段７４に送給され、探知信号ｑ７に含まれた地中埋設物１８の埋設位置の情報が表示手段７４に表示される。こうして計測者は、表示手段７４に表示された位置情報を見ることによって、地中埋設物の埋設位置を容易に知ることができる。
【００７３】
アンテナ２１の受信信号ｑ５の帰還増幅および帰還増幅された信号のサンプリングは、図１８に示すとおりに行うこともできる。地中探査レーダ装置の構成は、図１４および図１５に示す構成と実質上同一でよい。図１８を参照して、この様式では、期間Ｗ１毎の各受信信号に、帰還増幅およびサンプリングが行われる。図１８（ａ）に示すように、基準計測期間Ｗ２（この様式では、１計測サイクルＷ２と基準計測期間Ｗ３とは一致する）における第１番目の受信信号は、帰還回路８５にて増幅され、この増幅された信号は、サンプリング回路７２によりサンプリングされ、サンプリングされたサンプリング信号が信号処理手段７３のメモリ１４２に蓄えられる。増幅された受信信号はまた、フィードバックされて次の（第２番目）の受信信号に加算されて増幅され、この増幅された受信信号は、図１８（ｂ）に示すように、サンプリング回路７２によりサンプリングされ、サンプリング信号がメモリ１４２に蓄えられる。
【００７４】
この様式においては、移相手段１２６は発信信号ｑ１から順次ΔＴずつ遅れた移相信号ｑ２を生成し、この移相信号ｑ２に関連して生成されるサンプリングパルス信号ｑ３毎にサンプリング回路７２によるサンプリングが、たとえばＮ２＝２５６回遂行される。これらのサンプリング信号はメモリ４２に蓄えられ、信号処理手段１３８はメモリ４２に蓄えられたサンプリング信号を所要のとおりに演算処理して図１８（ｄ）に示す探査信号を生成し、この探査信号の内容が表示手段７４に表示される。帰還回路８５による帰還増幅は、上述したと同様に行われる。
【００７５】
このような様式を用いても、アンテナ２１の受信信号を帰還増幅しているので、そのノイズ成分を少なくして地中埋設物の位置を高精度に検出することができる。特に、１計測サイクルＷ２の時間経過に伴って、帰還増幅される回数が多くなり、それゆえに受信信号の信号成分ｐ３が増幅され、そのノイズ成分が抑制される。受信信号における計測定サイクルの時間経過に伴って、信号成分は、アンテナ２１から送信された後、アンテナ２１に受信されるまでに時間を要する信号成分、換言するとアンテナ２１から離れた位置にある地中埋設物体１８からの反射波成分であり、このような反射波成分は距離が離れるに従って小さくなるが、小さい反射成分ほど大きく増幅されるようになる。したがってこのような地中埋設物の位置の測定精度を高めることができる。上述の帰還回路８５の前後には、高周波増幅器が挿入されても良い。
【００７６】
上述の図示の実施形態では、移相回路電圧制御回路１３２および電圧可変移相回路１３４から構成される移相手段１２６を用いてサンプリングパルス信号を生成しているが、この様式に限定されず、実施の他の形態では、サンプリングパルス信号を生成するその他の様式、たとえば電圧制御発振回路（ＶＣＯ）を含む可変周期発振器を用いてサンプリングパルス信号を生成する様式等にも用いることができる。
【００７７】
また、たとえば、図示の実施形態では、物体としての地中埋設物体の位置を検出するものに適用して説明したが、これに限定されず、建造物等の静止物体や自動車等の移動物体の位置を検出する物体検出装置として広く適用することができる。
【００７８】
本発明の実施の他の形態では、コントローラ１６４を省略し、減衰器１２４は、予め定める一定の減衰量で遅延手段１２２からの信号を、パイロット信号ａの波高値ａ１と減衰器１２４から加算器１６５に与えられるパイロット信号成分の波高値ａ２とが一致するように、予め定める一定の減衰量で、減衰動作を行うように構成されてもよい。
【００７９】
【発明の効果】
請求項１，３の本発明によれば、単一のアンテナを用いることによって、構成の小形化を図ることができるとともに、アンテナからの出力に含まれるインピーダンス不整合に起因した大きな振幅を有する反射波と、地表面で反射した大きな振幅を有する反射波が、減算手段の出力には含まれてはおらず、減算手段からの物体による反射波を正確に検出することができるようになる。こうして減算手段に後続する増幅回路が、大振幅入力によって正常な増幅動作が行われなくなってしまうという問題が生じることはなく、アンテナからの比較的小さい振幅を有する物体による反射波を、希望する大きな増幅率で増幅して得ることができるようになる。またアンテナは単一個であるので、構成の小形化を図ることができる。
【００８０】
請求項２の本発明によれば、一方の分岐信号の受信信号成分である物体による反射波を減衰するための減衰手段ＡＴ２のほかに、もう１つの減衰手段ＡＴ１を設け、このもう１つの減衰手段ＡＴ１の減衰量を最小値で一定に保ち、こうして２つの減衰手段ＡＴ２，ＡＴ１の周波数特性などの特性に起因した減算結果の歪みが生じることを防ぐことができる。したがって物体による反射波を、正確に検出することができるようになる。
【００８１】
請求項４，５の本発明によれば、第１および第２分岐手段ＰＤ１，ＰＤ２ならびに第１および第２方向性結合器ＤＣ１，ＤＣ２が用いられ、さらに第１および第２減衰手段ＡＴ１，ＡＴ２またはゲートが用いられることによって、単一のアンテナを用いて構成の小形化を図り、しかも物体の反射波を正確に検出することができるようになる。
【００８２】
本発明では、前述の方向性結合手段からの前記他方の分岐信号を減衰する減衰手段の代りに、ゲートが用いられてもよく、前述と同様にして物体の反射波だけを正確に検出することができるようになる。
【００８３】
請求項６の本発明によれば、帰還回路によって減算手段ＳＢＴの出力が帰還増幅され、そのノイズ成分が抑制され、ノイズ成分の少ない信号が得られ、物体の位置を高精度で検出することができる。特に、減算手段ＳＢＴの出力を順次帰還増幅するので、１計測サイクルの少なくとも時間が経過した信号成分程、ＳＮ比が良好になり、そのノイズ抑制効果が大きくなる。
【００８４】
請求項７の本発明によれば、地中埋設物体の信号のＳＮ比を向上し、しかも本発明の実現が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の全体の構成を示すブロック図である。
【図２】第１分岐手段ＰＤ１の動作を説明するためのブロック図である。
【図３】第１方向性結合器ＤＣ１を示すブロック図である。
【図４】第１減衰手段ＡＴ１を示すブロック図である。
【図５】第１減衰手段ＡＴ１の動作を説明するための図である。
【図６】第２減衰手段ＡＴ２を示すブロック図である。
【図７】第２減衰手段ＡＴ２の接続端５２から接続端５１に伝搬する信号の減衰量の時間経過を示すグラフである。
【図８】第２分岐手段ＰＤ２を示すブロック図である。
【図９】図１〜図８に示される本発明の実施の一形態の地中探査レーダ装置の全体の動作を説明するための波形図である。
【図１０】図１に示される地中探査レーダ装置２２のアンテナ２１から電磁波を放射するための動作を説明するための波形図である。
【図１１】図１に示される地中探査レーダ装置２２のアンテナ２１からの受信信号の処理動作を説明するための波形図である。
【図１２】本件発明者の実験結果を示す図である。
【図１３】本発明の実施の他の形態の全体の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示される帰還回路８５の具体的な構成を示すブロック図である。
【図１５】サンプリングパルス生成手段１１６の電気的構成を示すブロック図である。
【図１６】図１の物体検出装置において生成される各種信号を示すタイムチャートである。
【図１７】図１７（ａ）〜図１７（ｄ）は、それぞれ、図１の物体検出装置のサンプリング手段によるサンプリング様式を説明するための図である。
【図１８】図１８（ａ）〜図１８（ｄ）は、それぞれ、サンプリング手段によるサンプリング様式の他の例を説明するための図である。
【図１９】本発明の先行技術を示す図である。
【図２０】図１９に示される先行技術における特にアンテナ３によるインピーダンス不整合に起因した大振幅の反射波５を除去するためのさらに他の先行技術を示す図である。
【符号の説明】
１７土壌
１８物体
２１アンテナ
２２地中探査レーダ装置
２３送信信号発生手段
２６入力端
２７，２８出力端
３１第１接続端
３３第２接続端
３５第３接続端
３９第４接続端
４１第５接続端
４３第６接続端
５４制御手段
５８第７接続端
５９第８接続端
６２第９接続端
７２サンプリング回路
７３信号処理回路
７４表示手段
８５帰還回路
１１６サンプリングパルス生成手段
ＡＴ１第１減衰手段
ＡＴ２第２減衰手段
ＡＭ１〜ＡＭ４増幅回路
ＰＤ１第１分岐手段
ＰＤ２第２分岐手段
ＤＣ１第１方向性結合器
ＤＣ２第２方向性結合器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an underground exploration device that can be implemented for exploring underground objects such as pipes embedded in the ground.
[0002]
[Prior art]
The prior art for exploring underground objects includes a total of two antennas, a transmitting antenna that radiates electromagnetic waves from the ground surface into the soil, and a receiving antenna that receives reflected waves from the underground objects. The depth of the underground object corresponding to the time from when the electromagnetic wave is radiated to when the reflected wave is received by the receiving antenna is detected. In this prior art, it is necessary to adopt a configuration in which a transmission antenna and a reception antenna are arranged facing the ground surface, and the configuration becomes large.
[0003]
Another prior art that solves this problem is shown in FIG. As shown in FIG. 19 (1), underground 1 such as a pipe is embedded in the soil 1, and a single antenna 3 is moved along the ground surface. During this movement, the antenna 3 A pulse-like transmission signal is given from the line 4.
[0004]
FIG. 19 (2) is a diagram showing a waveform of a reception signal obtained from the antenna 3 after giving a pulse-like transmission signal to the antenna 3. By applying a pulse-like transmission signal from the line 4 to the antenna 3, first, as shown by a waveform 5 having a large amplitude, a signal caused by impedance mismatch between the antenna 3 and the circuit that generates the pulse-like transmission signal, etc. A reflected wave 6 is generated. The electromagnetic wave radiated from the antenna 3 is reflected on the ground surface of the soil 1 as indicated by reference numeral 7 in FIG. 19 (1), whereby a reflected wave 8 on the ground surface is obtained. The electromagnetic wave from the antenna 3 also enters the soil 1 and a reflected wave 10 for the original exploration is obtained as indicated by reference numeral 9 by the underground object 2. The reflected waves 5 and 8 shown in FIG. 19 (2) actually have a larger amplitude than the reflected wave 10 by the underground buried object 2 and include a ringing waveform. 5 and 8, when the underground buried object 2 is in a shallow position, the reflected wave 10 is deformed and its detection becomes difficult. In addition, since the amplitudes of the reflected waves 5 and 8 are large, the amplifier circuit that amplifies the output of the antenna 3 is temporarily saturated, and thus the reflected wave 10 cannot be accurately amplified and derived. Ten detections are inaccurate.
[0005]
FIG. 20 shows still another prior art for removing the large-amplitude reflected wave 5 due to impedance mismatch by the antenna 3 in the prior art shown in FIG. The carrier 11 that moves on the ground surface of the soil 1 is equipped with an antenna 3 that radiates electromagnetic waves to the underground object 2 in the soil 1 and receives the reflected wave 10, and has the same configuration as the antenna 3. In addition, a dummy antenna 12 mounted on the transporter 11 is provided so as not to radiate electromagnetic waves to the soil 1. The pulsed transmission signal is branched and supplied to the antenna 3 and the dummy antenna 12, and the outputs of the antennas 3 and 12 are guided to the subtraction circuit and subtracted. Therefore, the reflected wave 5 (see FIG. 19 (2) described above) caused by impedance mismatch between the circuit that generates the pulse-like transmission signal and the antennas 3 and 12 is removed, and the subtraction result includes the above-described FIG. As shown in 2), only the reflected wave 8 due to the reflection of the electromagnetic wave from the antenna 3 by the ground surface and the reflected wave 10 of the underground object 2 are included.
[0006]
Also in the prior art using the dummy antenna 12 shown in FIG. 20, due to the reflected wave 8 having a large amplitude due to the ground surface of the electromagnetic wave radiated from the transmitting antenna 3, the original reflection to be investigated of the underground buried object 2. It is difficult to detect the wave 10 accurately. Further, since it is necessary to provide the dummy antenna 12, it is difficult to reduce the size of the entire configuration.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide an underground exploration radar apparatus that has a reduced size and can accurately detect a reflected wave from an object such as an underground object.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention comprises a transmission signal generating means for generating electromagnetic waves,
  A single antenna that generates electromagnetic waves towards the soil and receives reflected waves from objects,
  A branching means PD2 for giving a transmission signal from the transmission signal generating means to the antenna and branching and receiving a reception signal from the antenna into a pair of branch signals;
  Attenuating means AT2 for attenuating one branch signal;
  The attenuation amount of the attenuation means AT2 is set so that the reflected wave p3 due to the object of one branch signal is attenuated more greatly than the undesired reflected waves p1 and p2 obtained before the reflected wave p3 due to the object. Attenuation amount control means to increase along with,
  Subtracting means SBT for subtracting the other branch signal from the branching means PD2 and the output from the attenuating means AT2.
  An underground exploration radar apparatus including an operation means for calculating an output of a subtraction means.
[0009]
According to the present invention, a single antenna is used for transmission and reception, and the configuration can be reduced in size. The pulse-like transmission signal is given to the antenna through the branching means, and thereby radiates an electromagnetic wave from the antenna toward the soil, for example. The reflected wave from the object is received by the antenna, branched by the branching means, and becomes a pair of branched signals. One branch signal is attenuated by the attenuation means AT2.
[0010]
  The subtracting unit subtracts the other branch signal and the output in which the reception signal component p3 of the reflected wave from the object from the attenuation unit AT2 is greatly attenuated. Therefore, the reflected wave p1 having a large amplitude due to the impedance mismatch included in the output from the antenna obtained after giving the pulse-like transmission signal to the antenna is removed by subtraction, and the large amplitude reflected on the ground surface is reduced. The reflected wave p2 that it has is also removed by subtraction. Thus, only the reflected wave p3 due to the object which is the received signal component included in the other branch signal is derived from the subtracting means.
  The second attenuation means AT2 is changed so that the attenuation amount increases with time. Therefore, the reflected wave p3 due to the object that is the received signal component is not included in the output of the second attenuation means AT2. As a result of the subtraction operation of the subtracting means, undesired large amplitude reflected waves p1 and p2 other than the reflected wave p3 due to the object are canceled out of the received signal components and are not included. Only the reflected wave p3 from the object can be derived. Thus, the reflected wave of the object can be accurately detected.
[0011]
The calculating means calculates the output of the subtracting means and calculates the distance of an object such as a buried object by calculating the time from the generation of the pulse-like transmission signal to the time of detection of the reflected wave by the object, for example. And other operations can be performed. Further, since the unwanted reflected waves p1 and p2 other than the reflected wave p3 caused by such an object are branched and canceled, the amplification circuit AM5 following the subtracting unit performs a normal amplification operation by a large amplitude input. There is no problem of being lost, and it is possible to greatly amplify a reflected wave from an object having a relatively small amplitude from the antenna with a desired amplification factor.
[0012]
In the present invention, the other branch signal from the branching means PD2 has the same configuration as that of the attenuation means AT2, and the attenuation is set to be constant at the minimum value of the attenuation means AT2. Two damping means AT1,
The subtracting means performs subtraction using the output from the other attenuation means AT1.
[0013]
According to the present invention, another attenuation means AT1 is provided, and the other branch signal is passed through the attenuation means AT1 so as not to be attenuated as much as possible. It is possible to prevent distortion resulting from the characteristic of the attenuation means AT2 to which the branched signal is given from being included in the subtraction result. The characteristics of the two attenuation means AT2 and AT1 include, for example, the frequency characteristics of input / output signals.
[0014]
  The present invention also provides(A) transmission signal generating means for generating a pulsed transmission signal;
  (B) a single antenna that generates electromagnetic waves toward the soil and receives reflected waves from the object;
  (C) first branching means PD1 for branching the transmission signal from the transmission signal generating means into two;
  (d) Subtracting means SBT having two input ends and subtracting signals from one input end and the other input end and deriving to the output end;
  (E) a first directional coupler DC1,
  A first connection end to which one transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
  A second connection end for outputting a signal from the first connection end;
  A first directional coupler DC1 having a third connection end that outputs a signal applied to the second connection end and supplies the signal to the one input end of the subtracting means SBT;
  (F) a second directional coupler DC2,
  A fourth connection end to which the other transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
  A fifth connection end for outputting a signal from the fourth connection end;
  A second directional coupler DC2 having a sixth connection end that outputs and supplies a signal applied to the fifth connection end to the other input end of the subtraction means SBT;
  (G) second branching means PD2,
  Having seventh to ninth connection ends;
  Combining the signals given to the seventh and eighth connection ends and giving them to the antenna from the ninth connection end,
  A second branching means PD2 for branching and outputting a signal applied to the ninth connection end to the seventh and eighth connection ends;
  (H) a first attenuation means AT1 to which a signal from the seventh connection end of the second branching means PD2 is given and an attenuation output is given to the second connection end of the first directional coupler DC1;
  (I) It has the same configuration as the first attenuating means AT1, is attenuated by receiving a signal from the eighth connecting end of the second branching means PD2, and the attenuated output is the fifth connecting end of the second directional coupler DC2. Second attenuating means AT2 provided to
  (J) The first attenuation means AT1 is set so that the attenuation amount is constant at the minimum value of the second attenuation means AT2, and the attenuation amount of the second attenuation means AT2 is reflected by an object from the eighth connection end. Attenuation control means for making the wave p3 larger with time so that the wave p3 is attenuated more than undesired reflected waves p1 and p2 obtained before the reflected wave p3 by the object;
  (K) an underground exploration radar apparatus including an arithmetic means for calculating an output of the subtracting meansIt is.
[0015]
According to the present invention, as will be described later with reference to FIG. 1, the pulsed transmission signal from the transmission signal generating means is branched by the first branching means PD1, and the first and second directional couplers DC1, DC1. The signal is applied to the single antenna via DC2, the first and second attenuation means AT1, AT2, and the second branching means PD2, whereby electromagnetic waves are radiated to a concealed place such as soil. A reflected wave p3 from an object such as an underground object provided in the concealed place is received by the antenna. The received signal from this antenna is not only the reflected wave p3 due to the object that is the received signal component, but also the large amplitude reflected wave p1 due to impedance mismatch between the second branching means PD2 and the antenna, and the large amplitude reflected wave p2 due to the ground surface, etc. Etc. are included. The output from the antenna is branched by the second branching means PD2, and passes through the first and second directional couplers DC1 and DC2 from the first and second attenuation means AT1 and AT2 to the two input terminals of the subtracting means, respectively. Given and subtracted.
[0016]
The first and second attenuation means AT1, AT2 have the same configuration, that is, the characteristics thereof are the same, and in addition to the second attenuation means AT2, the first attenuation is such that the attenuation is constant at the minimum value. By additionally using the means AT1, it is possible to prevent distortion caused by the characteristics of the second attenuation means AT2 from being included in the subtraction result and accurately detect only the reflected wave p3 of the object that is the received signal component. Enable.
[0017]
  The present invention comprises a transmission signal generating means for generating electromagnetic waves,
  A single antenna that generates electromagnetic waves towards the soil and receives reflected waves from objects,
  A branching means PD2 for giving a transmission signal from the transmission signal generating means to the antenna and branching and receiving a reception signal from the antenna into a pair of branch signals;
  A gate that receives one branch signal, blocks the reflected wave p3 from the object, and passes through the undesired reflected waves p1 and p2 obtained before the reflected wave p3 from the object;
  Subtracting means SBT for subtracting the other branch signal from the branching means PD2 and the output from the gate;
  A ground exploration radar apparatus comprising: a computing means for computing an output of the subtracting meansIt is.
  The present invention includes (a) transmission signal generating means for generating a pulsed transmission signal;
  (B) a single antenna that generates electromagnetic waves toward the soil and receives reflected waves from the object;
  (C) first branching means PD1 for branching the transmission signal from the transmission signal generating means into two;
  (d) Subtracting means SBT having two input ends and subtracting signals from one input end and the other input end and deriving to the output end;
  (E) a first directional coupler DC1,
  A first connection end to which one transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
  A second connection end for outputting a signal from the first connection end;
  A first directional coupler DC1 having a third connection end that outputs and supplies a signal applied to the second connection end to the one input end of the subtracting means SBT;
  (F) a second directional coupler DC2,
  A fourth connection end to which the other transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
  A fifth connection end for outputting a signal from the fourth connection end;
  A second directional coupler DC2 having a sixth connection end that outputs and supplies a signal applied to the fifth connection end to the other input end of the subtraction means SBT;
  (G) second branching means PD2,
  Having seventh to ninth connection ends;
  Combining the signals given to the seventh and eighth connection ends and giving them to the antenna from the ninth connection end,
  A second branching means for branching and outputting a signal given to the ninth connection end to the seventh and eighth connection ends and for giving a signal from the seventh connection end to the second connection end of the first directional coupler DC1 PD2,
  (H) A signal from the eighth connection end of the second branching means PD2 is given, an output is given to the fifth connection end of the second directional coupler DC2, and a reflected wave p3 due to an object from the eighth connection end is obtained. A gate that blocks and passes undesired reflected waves p1, p2 obtained before the reflected wave p3 by the object;
  (I) An underground exploration radar apparatus including an arithmetic means for calculating an output of the subtracting meansIt is.
  Specifically, according to the present invention, a gate may be used for the attenuation means AT2. This gate blocks only the reflected wave p3 due to the object that is the received signal component of one of the branched signals branched by the branching means PD2. Therefore, in the subtracting means, the reflected wave p1 having a large amplitude due to the impedance mismatch included in the output from the antenna and the reflected wave p2 having a large amplitude reflected on the ground surface are converted into the one branched signal and the other of the branched signal. It is canceled by subtraction with the branch signal. Therefore, only the reflected wave p3 due to the object is obtained from the subtracting means. Thus, the reflected wave p3 of the object can be accurately detected. In the configuration in which the gate is used without using the attenuation means AT2, the above-described another attenuation means AT1 for canceling out distortion caused by the characteristics of the attenuation means AT2 by the subtraction means is not provided.
[0018]
  Further, in the present invention, the transmission signal generating means generates the transmission signal at a predetermined period W1,
  Calculation means is subtraction meansSBTMeans for sampling the output of72Including
  Subtraction means SBT and sampling means72Interposed between andOutput of subtraction means SBTTheBy amplifier 120Input while amplifyingOutput of subtraction means SBTWhenBy attenuator 124Align levelsDelayed by an integral multiple of the period W1 and fed to the amplifier 120A feedback circuit for returning;
  The feedback circuit and the sampling means cooperate to sample the received signal component that has passed at least the time of the received signal by repeating feedback for a plurality of times (N1 or N2).
[0019]
  According to the present invention, for example, as shown in FIGS.Output of attenuation meansIs sampled after a predetermined number of feedbacks, the entire signal is feedback amplified and the noise component of the entire signal is suppressed. Also, as shown in FIG.outputWhen sampling with feedback amplification, the number of times of feedback amplification increases with the passage of time during one measurement cycle.outputAs the time elapses, the noise component is suppressed. When the object is present at a position away from the antenna, it takes a long time until the electromagnetic wave transmitted from the antenna is received by the antenna.OutputAlthough the level becomes small and it becomes difficult to detect the position of the object with high precision, according to the present invention, when sampling with feedback amplification, the other branch of the electromagnetic wave reflected from the object at a position away from the antenna is obtained. The noise component of the signal is suppressed, and in particular, the position of such an object can be detected relatively easily with high accuracy.
[0020]
The feedback circuit, for example, repeats the feedback of the received signal for the first plurality N1 times during the predetermined measurement cycle W2 exceeding the period W1,
The sampling means is characterized by sampling the received signal, which is repeatedly fed back in a predetermined cycle, for a second plurality N2 times during the reference measurement period W3 exceeding the measurement cycle W2.
[0021]
As will be described later with reference to FIGS. 14 to 17, for example, the feedback circuit repeats the other branch signal obtained at the period W1 for the first plurality of times N1 times, thereby removing noise components such as random noise. Can be suppressed. The other branch signal in which the noise component is suppressed in this way is sampled every predetermined cycle. For example, the sampling timing is shifted by time ΔT (for example, 0.117 ns). The sampling operation is performed a second plurality of times N2. In this way, the other branch signal of the reflected wave over the period W1 is sampled. As a result, a reflected wave having an improved SN ratio can be obtained.
[0022]
According to the invention, the branching means is a power divider.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of an embodiment of the present invention. An object 18 such as an underground pipe buried in the soil 17 can be detected by transmission and reception of electromagnetic waves by a single antenna 21 moved along the ground surface 19 of the soil 17. The underground exploration radar apparatus 22 includes an antenna 21. In order to radiate an electromagnetic wave from the antenna 21, for example, a pulsed transmission signal 25 (see FIG. 2 described below) is generated from the transmission signal generating means 23 to the line 24. And supplied to the input terminal 26 of the first branching means PD1.
[0026]
FIG. 2 is a block diagram for explaining the operation of the first branching means PD1. The pulse-like transmission signal 25 from the input terminal 26 is branched from the two output terminals 27 and 28, and the branched transmission signals 29 and 30 are derived. The transmission signal 29 from the output terminal 27 of the first branching means PD1 is given to the first connection terminal 31 of the first directional coupler DC1.
[0027]
FIG. 3 is a block diagram showing the first directional coupler DC1. The branched transmission signal 29 input to the first connection end is output as the transmission signal 34 to the second connection end 33 as indicated by an arrow 32. The first directional coupler DC1 derives a signal given to the second connection end 33 to the third connection end 35 as indicated by an arrow 36, and outputs the signal 37 to one of the subtraction means SBT. This is given to the input terminal 38.
[0028]
The second directional coupler DC2 has the same configuration as the first directional coupler DC1, and has a fourth connection end 39 to which the other transmission signal from the output end 28 of the first branching means PD1 is given, and A fifth connection end 41 for guiding and outputting a signal from the fourth connection end 39 as indicated by an arrow 40, and a sixth connection for guiding and outputting a signal applied to the fifth connection end 41 as indicated by an arrow 42 And an end 43. The signal from the sixth connection end 43 is given to the other input end 44 of the subtraction means SBT.
[0029]
The transmission signal 34 from the second connection end 33 of the first directional coupler DC1 may be given to the connection end 47 of the first attenuation means AT1 via the amplifier circuit AM1.
[0030]
FIG. 4 is a block diagram showing the first attenuation means AT1. The attenuation means AT1 has another connection end 48, and in response to an attenuation control signal given to the control end 49, a signal propagated from the connection end 47 to the connection end 48 or from the connection end 48 to the connection end 47. Is attenuated and derived.
[0031]
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the first attenuation means AT1. The horizontal axis of FIG. 5 represents time, and the vertical axis of FIG. 5 represents the attenuation amount α of the signal propagating from the connection end 47 to the connection end 48 of the first attenuation means AT1. An attenuation amount control signal is given to the control end 49 so that the attenuation amount α of the first attenuation means AT1 is as small as possible.
[0032]
The signal from the fifth connection end 41 of the second directional coupler DC2 is given to the connection end 51 of the second attenuation means AT2 through the amplification circuit AM2 having the same configuration as the amplification circuit AM1.
[0033]
FIG. 6 is a block diagram showing the second attenuation means AT2. The second attenuating means AT2 has the same configuration as the first attenuating means AT1 described above, and the signal given from the connection end 51 is led to the connection end 52, and the signal given to the connection end 52 is connected to the connection end. The amount of attenuation at the time of propagation of the signal is determined by an attenuation amount control signal given to the control terminal 53.
[0034]
FIG. 7 is a graph showing the time course of the attenuation amount of the signal propagating from the connection end 52 to the connection end 51 of the second attenuation means AT2. When a signal branched from the reception signal by the antenna 21 is input to the connection end 52, the reception signal component of the reflected wave from the object 18 is attenuated in response to the attenuation control signal given to the control end 53. The amount of attenuation that changes greatly with the passage of time is set.
[0035]
The control means 54 realized by a microcomputer or the like supplies the transmission signal q1 from the oscillator 102 to the transmission signal generation means 23 to generate the pulsed transmission signal 25 from the output end 24, and the first and second attenuation means AT1. , AT2 is supplied to the control terminals 49, 53, respectively, to control the attenuation α of the first and second attenuation means AT1, AT2 as described above.
[0036]
The signals from the connection ends 48 and 52 of the first and second attenuation means AT1 and AT2 pass through the lines 56 and 57 from the amplifier circuits AM3 and AM4, and the seventh connection end 58 and the eighth connection of the second branch means PD2. Given to end 59. This second branching means PD2 propagates and synthesizes the transmission signals given to the seventh and eighth connection ends 58 and 59 as indicated by arrows 60 and 61, and connects the line 63 from the ninth connection end 62 to the line 63. Then, it is given to the antenna 21. In this way, the antenna 21 is given a transmission signal from the ninth connection end 62 of the second branching means PD 2 to drive the antenna 21, and electromagnetic waves are radiated toward the soil 17.
[0037]
FIG. 8 is a block diagram showing the second branching means PD2. The branched transmission signals 64 and 65 from the lines 56 and 57 are propagated and combined as indicated by arrows 60 and 61, and the combined transmission signal 66 is transmitted to the antenna 21 via the line 63 as described above. Given.
[0038]
The received signal derived from the antenna 21 is supplied from the line 63 to the ninth connection end 62 of the second branching means PD2 and branches to the seventh and eighth connection ends 58 and 59 as indicated by arrows 68 and 69. Is done. The respective branch signals led to the seventh and eighth connection ends 58 and 59 of the second branch means PD2 are amplified by the amplifier circuits AM3 and AM4 via the lines 56 and 57, respectively, and the first and second attenuation means AT1, It is given to the connection ends 48 and 52 of AT2, respectively.
[0039]
The attenuation amount α of the second attenuating means AT2 responds to the attenuation control signal given to the control end 53, and the attenuation amount of the branch signal given to the connection end 52 increases with time as shown in FIG. It is changed so as to increase, and is led to the connection end 51. The branch signal given to the connection end 48 of the first attenuation means AT1 is led to the connection end 47 with almost no attenuation.
[0040]
The branched signals from the connection ends 47 and 51 of the first and second attenuation means AT1 and AT2 are amplified by the amplifier circuits AM1 and AM2, respectively, and the second and fifth of the first and second directional couplers DC1 and DC2 are amplified. The signals are propagated from the connection ends 13 and 41 as indicated by lines 36 and 42, and are supplied to the input ends 38 and 44 of the subtracting means SBT through the third and sixth connection ends 35 and 43, respectively.
[0041]
The subtracting means SBT subtracts the branch signal supplied to the input terminal 44 from the branch signal supplied to the input terminal 38, and a signal representing the result of the subtraction is supplied to the sampling circuit 72 via the line 71 to perform the sampling operation. An arithmetic process is performed by a processing circuit 73 including a microcomputer, and the calculation result is displayed on the display means 74, for example, a buried distance between the object 18 and the antenna 21. The display means 74 may have a configuration that is visually displayed by, for example, a liquid crystal or a cathode ray tube, or may have a configuration that outputs sound by a voice synthesis circuit. An amplifier circuit AM5 may be inserted on the line 71, and the amplifier circuit AM5 may be an amplifier circuit having a feedback circuit.
[0042]
FIG. 9 is a waveform diagram for explaining the overall operation of the underground exploration radar apparatus according to the embodiment of the present invention shown in FIGS. The control means 54 generates the pulse-like transmission signal 25 shown in FIG. 9 (1) from the output end 24 by the transmission signal generation means 23 at a predetermined fixed period W1. This pulse-like transmission signal is branched by the first branching means PD1, and the first and second directional couplers DC1 and DC2, amplifier circuits AM1 and AM2, first and second attenuation means AT1 and AT2, and amplifier circuits AM3 and AM3. It is given to AM4 and the second branching means PD2 to be combined and given to the antenna 21. Thus, electromagnetic waves are radiated from the antenna 21 toward the soil 17.
[0043]
  FIG. 9B is a diagram illustrating a waveform of a reception signal derived from the antenna 21 to the line 63. The received signal radiates from the line 63 to the antenna 21 at time t1 and a large-amplitude reflected wave p1 obtained due to impedance mismatch when the pulsed transmission signal is given to the antenna 21 from the antenna 21 to the ground surface 17 of the soil 17. The reflected wave p2 obtained by reflecting the reflected electromagnetic wave and the reflected wave p3 of the object 18 that the electromagnetic wave from the antenna 21 enters the soil 17 and is reflected by the object 18 and received by the antenna 21 in this order. Including. Realistically,Reflected wave p1 andReflected wave p2 is often saturated and is displayed very close. The period W1 of the transmission signal 25 is set to a time sufficiently longer than the time from when the transmission signal 25 is given to the antenna 21 until the reflected wave p3 of the object 18 is obtained.
[0044]
The attenuation amount α of the first attenuation means AT1 is set so that the attenuation amount α becomes constant at the minimum value by the attenuation amount control signal given from the control means 54 to the control end 49 as shown in FIG. 9 (3). Is set. On the other hand, the attenuation amount α of the attenuation means AT2 is set so as to repeat the gate OFF and ON operations at the times W10 and W11 in the period W1, as shown in FIG. 10 (4). In another embodiment, the attenuation amount α of the second attenuation means AT2 is changed with time as shown in FIG. 9 (5). The attenuation amount α of the second attenuation means AT2 is responsive to the attenuation amount control signal given from the control means 54 to the control end 53, and is similar to the attenuation amount α of the first attenuation means AT1 at the time W10 from time t1 to t2. It is controlled to be constant at the minimum value.
[0045]
This time W10 is determined to be equal to or longer than a period in which the reflected waves p1 and p2 are obtained after time t1 when the pulse-like transmission signal 25 is generated, and this time W10 is longer than the time in which the reflected wave p3 of the object 18 is obtained. It is determined shortly. The second attenuation means AT2 is set so that the attenuation amount α changes greatly with the passage of time in response to the attenuation amount control signal given from the control means 54 to the control terminal 53 at the time W11 from time t2 to t3. The This time W11 includes the time at which the reflected wave p3 of the object 18 is obtained. After the end time t3 of the time W11, the attenuation amount α is set to be constant at the minimum value. Such an operation is repeated every time W1.
[0046]
FIG. 10 is a waveform diagram for explaining an operation for radiating electromagnetic waves from the antenna 21 of the underground exploration radar apparatus 22 shown in FIG. The transmission signal generating means 23 generates the pulse-like transmission signal 25 of FIG. 10 (1) from the output terminal 24 as described in relation to FIG. 10 (1). A branched transmission signal shown in FIG. 10 (2) is derived from the two output terminals 27 and 28 of the first branching means PD1. Originally, the output end 24 to the output end 27 or 28 are connected by a cable or the like, and there is a time delay corresponding thereto, but here it is assumed that it is sufficiently small and is omitted. The same applies to FIGS. 10 (3) to 10 (6). A transmission signal shown in FIG. 10 (3) is derived from the second and fifth connection ends 33, 41 of the first and second directional couplers DC1, DC2. As a result, the transmission signals shown in FIG. 10 (4) are given from the amplifier circuits AM3 and AM4 to the seventh and eighth connection ends 58 and 59 of the second branching means PD2 via the lines 56 and 57, respectively. In this way, the transmission signal shown in FIG. 10 (5) is given from the ninth connection end 62 of the second branching means PD2 to the antenna 21 via the line 63. When the transmission signal shown in FIG. 10 (5) is given to the antenna 21, the reflected waves p1, p2, and p3 shown in FIG. 10 (6) are transmitted from the antenna 21 to the above-described FIG. 9 (2). Derived as described in connection with.
[0047]
FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the processing operation of the received signal from the antenna 21 of the underground exploration radar apparatus 22 shown in FIG. FIG. 11 (1) shows a pulse-like transmission signal 25 generated from the transmission signal generation means 23, and the reception signal from the antenna 21 is transmitted from the seventh and eighth connection ends 58, 59 of the second branch means PD2 to the lines 56, 57 shows the waveforms of the branched signals derived respectively, and these branched signals include the received signal components of the reflected waves p1, p2, and p3 shown in FIG. 9 (2) and FIG. 10 (6), Shown with the same reference.
[0048]
Since the signal derived from the connection end 47 of the first attenuation means AT1 has very little or no attenuation of the first attenuation means AT1, as shown in FIG. Contains components p11, p21, p31. These reflected wave components p11, p21, and p31 correspond to the reflected waves p1, p2, and p3, respectively. The attenuation amount α of the first attenuation means AT1 is constant at a minimum value as shown in FIG. 11 (4).
[0049]
On the other hand, a signal including reflected wave components p12, p22, and p32 shown in FIG. 11 (5) is derived from the connection end 51 of the second attenuation means AT2. Instead of the second attenuation means AT2, in another embodiment of the present invention, a gate is used as described above with reference to FIG. 9 (4), and the gate is turned OFF and ON at each time W10 and W11. Is set to repeat. Therefore, only the component p32 of the reflected wave due to only the underground object is derived from the gate as shown in FIG. 11 (7), and is given from the line 51 to the amplifier circuit AM2. The components p12 and p22 other than the reflected wave p32 due to the underground object are blocked by the gate that is turned OFF for the time W10.
[0050]
In the embodiment using the second attenuating means AT2 as described above, the attenuation amount α of the second attenuating means AT2 is set as shown in FIG. 11 (8) and in relation to FIG. 9 (5). As described above, the amount of attenuation α is small at time W10 when the reflected wave components p12 and p22 are obtained. At time W11 when the reflected wave p3 from the object 18 is obtained, the amount of attenuation α increases with time. To be changed. Therefore, the amplitude of the component p32 derived from the connection end 51 of the second attenuation means AT2 of the reflected wave p3 is very small or zero.
[0051]
The subtracting means SBT converts the signal shown in FIG. 11 (5) from the signal supplied to the input terminal 38 via the signal amplifier circuit AM1 and the first directional coupler DC1 shown in FIG. 11 (3). A signal given from the AM2 to the input terminal 44 via the second directional coupler DC2 is subtracted at the same time. Therefore, the reflected wave components p1 and p12 corresponding to the reflected wave p1 are removed, and the reflected wave components p21 and p22 corresponding to the reflected wave p2 are removed. The component p31 corresponding to the reflected wave p3 from the object 18 remains because the amplitude of the other corresponding component p32 is negligible or zero. In this way, the signal p4 corresponding to the reflected wave p3 of the object 18 is accurately obtained from the subtracting means SBT to the line 71 as shown in FIG.
[0052]
When the time t2 at which the attenuation operation with the passage of time of the second attenuation means AT2 starts is closer to the generation time t1 of the transmission signal than the reflected wave p2, the component p22 of the reflected wave p2 is attenuated, and therefore the subtracting means. Although the line 71 from SBT includes the pulse p5 of FIG. 11 (9), the amplitude of the component p5 of such a reflected wave p2 is relatively small, and therefore the component p4 of the reflected wave p3 corresponding to the object 18 is detected. Will not be adversely affected.
[0053]
The sampling circuit 72 samples the signal shown in FIG. 11 (9), and when this antenna 21 moves from the left to the right in FIG. The object 18 is detected by the component p4 of the reflected wave p3. A cross section of the soil 17 can be displayed by the display means 74.
[0054]
By providing the attenuating means AT1 having the same configuration as the attenuating means AT2, the two input terminals 38 and 44 of the subtracting means SBT are given signals deformed due to, for example, distortion due to the characteristics of the attenuating means AT1 and AT2. However, there is an advantage that it is not included in the signal derived to the line 71 of the subtracting means SBT depending on the characteristics of these individual attenuation means AT1, AT2. As a result, the reflected wave p3 from the object 18 can be accurately obtained from the subtracting means SBT.
[0055]
FIG. 12 (1) is an exploration image of the soil 17 that is considered to be obtained by the prior art described above with reference to FIG. On the screen 77, an image 78 corresponds to the reflected wave 5 in FIG. 19 (2), and an image 79 corresponds to the reflected image 8 in FIG. 19 (2). An image of the object 18 is indicated by reference numeral 80. In the prior art, as described above, the amplitude of the reflected waves 5 and 8 of the images 78 and 79 is large, so the image 80 of the object 18 is considered to be unclear.
[0056]
FIG. 12 (2) is a diagram showing a screen 81 of the display means 74 showing a soil exploration image considered to be obtained in the embodiment of the present invention described with reference to FIGS. According to the present invention, an image corresponding to the reflected wave p <b> 1 does not appear on the screen 81. The image 82 corresponds to the component p5 of FIG. 11 (9) corresponding to the reflected wave p2, and this image 82 is very small and does not adversely affect the image 83 of the object 18. The image 83 of the object 18 is very clear compared to the prior art, and it is believed that this makes it possible to accurately detect the embedded depth of the object 18.
[0057]
  FIG. 13 is a block diagram showing the overall configuration of another embodiment of the present invention. This embodiment is similar to the above-described embodiment, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals. It should be noted that in this embodiment, the output of the subtracting means SBT is given to the feedback circuit 85 from the line 71, and the output of the feedback circuit 85 is given to the sampling circuit 72. The feedback circuit 85 performs a feedback operation on the output of the subtracting means SBT as will be described later with reference to FIG. 14, thereby improving the SN ratio of the component p4 corresponding to the reflected wave p3 of the received signal from the antenna 21. To do. In order for the sampling circuit 72 to perform the sampling operation corresponding to the operation of the feedback circuit 85,As shown in FIG.Sampling pulse generationvessel130Sampling pulse generation means 116 includingBe provided with. SSampling pulseIn the generation means 116Is provided with a transmission signal q1 from the oscillator 102 in the same manner as for activation of the pulsed transmission signal 25 derived from the control means 54 to the line 87. Other configurations in FIG. 13 are the same as those in the above-described embodiment.
[0058]
  FIG. 14 is a block diagram showing a specific configuration of feedback circuit 85 shown in FIG. The feedback circuit 85 includes an amplifier 120, a delay unit 122, and a variable attenuator 124.IncludingIt is configured. The amplifier 120 receives an output signal from the subtracting means SBT via the line 71 via the line 71 and the diode 89, and amplifies the signal. This amplified signal is fed to sampling circuit 72 via line 171 and the signal is also fed from adder 165 back to amplifier 120 through delay means 122 and attenuator 124. The amplifier 120 feeds the signal and line fed back through the delay means 122 and the attenuator 124.71Antenna 21 viaIn relation to subtraction means SBTAre added together and amplified. The delay means 122 may use a coaxial cable or an optical fiber, but it is desirable to use a surface acoustic wave (abbreviated as SAW) device in order to reduce the size of the configuration. A signal for transmitting and driving the antenna 21 is guided through the diode 91.
[0059]
The delay means 122 delays the signal fed back via the attenuator 124 for a predetermined time. For example, it may be delayed by a period of W1, or may be delayed by an integral multiple of W1. The attenuator 124 attenuates the fed back signal. As the attenuator 124, it is desirable to use an electronic attenuator that achieves an attenuation corresponding to the voltage of the control signal supplied from the controller 164. The signal on line 176 supplied to the adder 165 of the feedback circuit 85 is input to the controller 164.
[0060]
  Of the received signal from the antenna 21, a signal component a (see FIG. 17A described later) included in the branched signal is used as a pilot signal. In this embodiment, the controller 164 in the feedback circuit 85 includes an antenna.21A control signal having a voltage corresponding to the level of the component a included in the received signal is generated and supplied to the attenuator 124. The controller 164 detects the level of the pilot signal a included in the line 176, and delays the signal.122A control signal having a voltage that is adjusted to the level of the pilot signal a with respect to the level of the separately branched signal Patt in comparison with the level of the signal Pcontrol branched after124To give. The feedback circuit 85 and the related configuration will be described in detail later.
[0061]
  A transmission signal q 1 from the oscillator 102 is sent to the sampling pulse generation means 116. The sampling pulse generating means 116 in FIG. 15 is composed of a phase shifting means 126, a pulsing circuit 128 and a sampling pulse generator 130. The phase shift means 126 includes a phase shift circuit voltage control circuit 132 and a voltage variable phase shift circuit 134, and a transmission signal q 1 from the oscillator 102 is sent to the voltage variable phase shift circuit 134. The phase shift circuit voltage control circuit 132 controls the voltage supplied to the voltage variable phase shift circuit 134. Further, the voltage variable phase shift circuit 134 is configured to transmit the transmission signal based on the control voltage from the phase shift circuit voltage control circuit 132.q1The phase of is variable. That is, the voltage variable phase shift circuit 134 controls the phase shift circuit voltage control.circuitAs the control voltage from 132 increases, for example, the transmission signalq1(In other words, increase the delay time)Shi), Phase shift circuit voltage controlcircuitAs the control voltage from 132 decreases, for example, the phase delay of the transmission signal is reduced (in other words, the delay time is shortened). As such a voltage variable phase shift circuit 134, for example, a circuit in which about five voltage-controlled variable capacitance elements (for example, trade name varicaps) of about 30 to 200 pF are incorporated can be used. Is changed, for example, by 0 to 5 V, so that the phase of the transmission signal q1 is changed, for example, by 0 to 60 × 10.^-9Seconds (0-60 ns) can be delayed.
[0062]
  The phase shift means 126 generates the phase shift signal q2 (see FIG. 16) as described above. thisTransferThe phase signal q2 is a signal whose T phase is delayed for a predetermined time from the transmission signal q1, and the voltage is variable.TransferBy changing the control voltage supplied to the phase circuit 134, the phase delay time with respect to the transmission signal q1 is controlled.
[0063]
  The phase shift signal q2 from the phase shift means 126 is supplied to the pulse circuit 128, and the phase shift signal is pulsed by the pulse circuit 128. The pulsed phase shift signal is then fed to a sampling pulse generator 130, which in turn receives this phase shift signal q2.Through the pulsing circuit 128The sampling pulse signal q3 (see FIG. 16) is generated based on the above. In this embodiment, as shown in FIG. 16, a sampling pulse signal q3 is generated in which the output of the phase shift signal q2 from the phase shift means 126 becomes a predetermined value V2. That is, the sampling pulse generator 130 generates the sampling pulse signal q3 when it reaches a predetermined value V2 from the rising zero point of the phase shift signal q2, and sends this sampling pulse signal q3 to the sampling circuit 72. The sampling pulse signal q3 generated by the sampling pulse generator 130 is set very short.
[0064]
  Of the sampling pulse signal q3 from the sampling pulse generator 130, the last one in one measurement cycle functions as the gate signal of the sampling circuit 72, and the sampling circuit 72 receives the last sampling from the sampling pulse generator 130 in one measurement cycle. When the pulse signal q3 is sent, it is received by the antenna 21,From subtraction means SBTA received signal which is feedback amplified by the feedback circuit 85 is taken in.
[0065]
In this embodiment, feedback amplification by the feedback circuit 85 and sampling by the sampling circuit 72 are performed as follows. Referring mainly to FIGS. 14 to 17, the frequency of transmission signal q1 generated by oscillator 102 is set to 20 MHz, for example, and its period W1 is 50 ns. In such a case, for example, during one measurement cycle W2 set to 312.5 μs, the phase shift means 126 generates a phase shift signal delayed by a predetermined time T from the transmission signal q1, and such a phase shift signal q2 Based on the above, the sampling pulse generator 130 generates N1 = 6250 sampling pulse signals q3. W2 = W1 · N1.
[0066]
  While the sampling pulse generator 130 generates 6249 sampling pulse signals (= W2−W1), the feedback circuit 85 sequentially amplifies the received signal q5 by feedback amplification as understood from FIGS. 14 and 17A. To do. When the 6250th sampling pulse signal is generated, as shown in FIGS. 16 and 17B, the sampling circuit 72 converts the 6250th received signal that has been feedback amplified based on the sampling pulse signal. Sampling is measured, and the measured sampling signal q6 (see FIG. 16) is sent from the sampling circuit 72 to the downstream side. Each signal in FIG. 17A indicates an output signal of the feedback circuit 85. The signal component a is a reflected wave reflected from the antenna 21 to the line 63 due to impedance mismatch.p1And used as a pilot signal as described above. Component b is a received signal obtained by reflecting the electromagnetic wave from the antenna 21 on the ground surface 19.p2And component c is a received signal of a reflected wave reflected from the object 18 and received by the antenna 21p3It is.
[0067]
The feedback amplification of the received signal q5 is performed as follows. The delay means 122 is a signal fed back from the amplifier 120 via the delay means 122 and the attenuator 124, that is, the feedback amplified k-th signal Sk, and the next received signal from the antenna 21, ie, (k + 1) th. The signal to be fed back is delayed by an integral multiple of a predetermined time W1, for example, W1 in this embodiment so that it overlaps with the first received signal. Further, the attenuator 124 has a magnitude of an amplitude corresponding to the pilot signal a of the signal fed back through the delay circuit 122, that is, the feedback amplified signal k, and the next received signal from the antenna 21, that is, the first signal. The signal fed back is attenuated so that the pilot signal a added to the (k + 1) -th received signal has the same magnitude.
[0068]
At this time, the pilot signal a described above is used, and the magnitude a2 that is the peak value of the pilot signal a of the feedback signal is the same as the magnitude a1 that is the peak value of the pilot signal a added to the received signal (a1 = A2), the controller 164 makes the crest value of the pilot signal a included in the received signal on the line 176 equal to the crest value a2 of the pilot signal component supplied from the attenuator 124 to the adder 165. A control signal having a voltage representing the attenuation amount of the attenuator 124 is derived and applied to the attenuator 124. As a result, the attenuator 124 attenuates the entire fed back signal at a variable ratio. Thus, by sequentially amplifying the received signal q5 N1 many times, the noise component contained in the entire received signal can be suppressed, thereby detecting the position of the underground object 18 with high accuracy. Can do. The amount of delay in feedback amplification may be an integer multiple of 2 or more of W1.
[0069]
When the sampling in the first (n = 1) measurement cycle over the period W2 is completed, the sampling in the second (n = 2) measurement cycle is performed. In the second measurement cycle, the phase shift circuit voltage control means 132 increases the voltage supplied to the voltage variable phase shift circuit 134, for example, somewhat, so that the phase shift signal q2 from the phase shift means 126 is The time (= T + ΔT) phase is delayed from the transmission signal q1. During the next measurement cycle of W2 = 312.5 μs following the first measurement cycle, the phase shift means 126 generates a phase shift signal q2 delayed in time (= T + ΔT) phase from the transmission signal q1, and a sampling pulse The generator 130 generates N1 = 6250 sampling pulse signals q3 based on the phase shift signal q2 as in the first measurement cycle. The time ΔT that can be sequentially sent is set to 0.117 ns, for example.
[0070]
In the second measurement cycle, as in the first measurement cycle, while the sampling pulse generator 130 generates N1-1 = 6249 sampling pulse signals, the feedback circuit 85 sequentially receives the received signal q5. Amplify the feedback. When the N1 (= 6250) th sampling pulse signal is generated, the sampling circuit 72 samples and measures the 6250th received signal that has been feedback amplified based on the sampling pulse signal, and the measured sampling signal q6 (see FIG. 17C) is sent downstream from the sampling circuit 72.
[0071]
In this embodiment, as shown in FIG. 16, the reference measurement period W3 is set to, for example, W3 = 80 ms. Therefore, from the start of the first measurement cycle until 80 ms is reached, the embodiment of this embodiment Then, for example, N2 = until the 256th measurement cycle is executed, during which the phase shift means 126 generates a phase shift signal q2 that is sequentially delayed by ΔT from the transmission signal q1 for each measurement cycle. Based on the last sampling pulse signal of each measurement cycle W2 among the sampling pulse signals q3 generated in association with the phase signal q2, the feedback amplified signal is sampled. The reference measurement period W3 and the measurement cycle period W2 can be appropriately set according to the frequency of the transmission signal q1. W3 = W2 · N2.
[0072]
The underground exploration radar apparatus further includes a signal processing unit 73 that performs arithmetic processing on the signal q3 sampled by the sampling circuit 72, and a display unit that displays the position of the underground object processed by the signal processing unit 73. 44. The signal processing means 73 has a memory 142, the sampling signal q6 from the sampling circuit 72 is temporarily stored in the memory 142, and the signal processing means 138 is a sampling signal sampled within the reference measurement period W3, in this embodiment. The detection signal q7 (see FIG. 16 and FIG. 17D) is generated by performing arithmetic processing on N2 = 256 sampling signals as required. The detection signal q7 generated in this way is sent to the display means 74, and information on the buried position of the underground object 18 included in the detection signal q7 is displayed on the display means 74. Thus, the measurer can easily know the buried position of the underground object by looking at the position information displayed on the display means 74.
[0073]
Feedback amplification of the received signal q5 of the antenna 21 and sampling of the feedback amplified signal can also be performed as shown in FIG. The configuration of the underground exploration radar apparatus may be substantially the same as the configuration shown in FIGS. 14 and 15. Referring to FIG. 18, in this manner, feedback amplification and sampling are performed on each received signal for each period W1. As shown in FIG. 18A, the first received signal in the reference measurement period W2 (in this manner, one measurement cycle W2 and the reference measurement period W3 coincide) is amplified by the feedback circuit 85, The amplified signal is sampled by the sampling circuit 72, and the sampled sampling signal is stored in the memory 142 of the signal processing means 73. The amplified received signal is also fed back and added to the next (second) received signal to be amplified. The amplified received signal is amplified by the sampling circuit 72 as shown in FIG. The sampled signal is sampled and stored in the memory 142.
[0074]
In this mode, the phase shift means 126 generates a phase shift signal q2 that is sequentially delayed by ΔT from the transmission signal q1, and the sampling circuit 72 performs sampling for each sampling pulse signal q3 generated in association with the phase shift signal q2. For example, N2 = 256 times. These sampling signals are stored in the memory 42, and the signal processing means 138 operates the sampling signals stored in the memory 42 as required to generate a search signal shown in FIG. 18 (d). The contents are displayed on the display means 74. The feedback amplification by the feedback circuit 85 is performed in the same manner as described above.
[0075]
Even if such a mode is used, since the received signal of the antenna 21 is feedback amplified, the noise component can be reduced and the position of the underground object can be detected with high accuracy. In particular, as the time of one measurement cycle W2 elapses, the number of times of feedback amplification increases, and therefore the signal component p3 of the received signal is amplified and its noise component is suppressed. The signal component is a signal component that requires time until it is received by the antenna 21 after being transmitted from the antenna 21 with the passage of time of the measurement cycle in the received signal. In other words, the signal component is located at a position away from the antenna 21. This is a reflected wave component from the buried object 18, and such a reflected wave component becomes smaller as the distance increases, but the smaller the reflected component, the larger the amplified component. Therefore, the measurement accuracy of the position of such a buried object can be increased. A high frequency amplifier may be inserted before and after the feedback circuit 85 described above.
[0076]
In the above-described illustrated embodiment, the sampling pulse signal is generated using the phase shift means 126 including the phase shift circuit voltage control circuit 132 and the voltage variable phase shift circuit 134. However, the present invention is not limited to this mode. In other embodiments, the present invention can be used in other modes for generating a sampling pulse signal, such as a mode for generating a sampling pulse signal using a variable period oscillator including a voltage controlled oscillation circuit (VCO).
[0077]
Further, for example, in the illustrated embodiment, the description has been made by applying to an object that detects the position of an underground object as an object. However, the present invention is not limited to this, and a stationary object such as a building or a moving object such as an automobile is used. The present invention can be widely applied as an object detection device that detects a position.
[0078]
In another embodiment of the present invention, the controller 164 is omitted, and the attenuator 124 adds the signal from the delay means 122 with a predetermined constant attenuation amount, and the adder from the crest value a1 of the pilot signal a and the attenuator 124. It may be configured to perform the attenuation operation with a predetermined fixed attenuation amount so that the peak value a2 of the pilot signal component given to 165 coincides.
[0079]
【The invention's effect】
  Claim 1, 3According to the present invention, it is possible to reduce the size of the configuration by using a single antenna, and to provide a reflected wave having a large amplitude due to impedance mismatch included in the output from the antenna, and the ground surface. The reflected wave having a large amplitude reflected by is not included in the output of the subtracting means, and the reflected wave by the object from the subtracting means can be accurately detected. Thus, there is no problem that the amplification circuit following the subtracting unit does not perform a normal amplification operation due to a large amplitude input, and a reflected wave from an object having a relatively small amplitude from the antenna is desired to be large. It can be obtained by amplification at an amplification factor. In addition, since there is a single antenna, the configuration can be reduced.
[0080]
According to the present invention of claim 2, another attenuation means AT1 is provided in addition to the attenuation means AT2 for attenuating the reflected wave by the object that is the received signal component of one of the branched signals, and this other attenuation is provided. It is possible to keep the attenuation amount of the means AT1 constant at a minimum value, thus preventing the subtraction result from being distorted due to the characteristics such as the frequency characteristics of the two attenuation means AT2 and AT1. Therefore, it is possible to accurately detect the reflected wave from the object.
[0081]
  Claim4,5According to the present invention, the first and second branching means PD1, PD2 and the first and second directional couplers DC1, DC2 are used, and the first and second attenuation means AT1, AT2 are used.Or gateIs used, the configuration can be reduced using a single antenna, and the reflected wave of the object can be accurately detected.
[0082]
  Main departureIn the lightIn this case, a gate may be used instead of the attenuation means for attenuating the other branch signal from the directional coupling means, and only the reflected wave of the object can be accurately detected in the same manner as described above. It becomes like this.
[0083]
  Claim6According to the present invention, the feedback circuitOutput of subtraction means SBTIs amplified by feedback, ThatThe noise component is suppressed and the noise component is low.Good faithThe position of the object can be detected with high accuracy. In particular,Output of subtraction means SBTAre sequentially feedback amplified, the signal component that has passed at least the time of one measurement cycle has a better S / N ratio and a greater noise suppression effect.
[0084]
  Claim7According to the present invention, the signal-to-noise ratio of the signal of the underground object is improved, and the realization of the present invention becomes easy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram for explaining the operation of the first branching means PD1.
FIG. 3 is a block diagram showing a first directional coupler DC1.
FIG. 4 is a block diagram showing first attenuation means AT1.
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the first attenuation means AT1.
FIG. 6 is a block diagram showing second attenuation means AT2.
FIG. 7 is a graph showing the passage of time of the amount of attenuation of a signal propagating from the connection end 52 of the second attenuation means AT2 to the connection end 51.
FIG. 8 is a block diagram showing second branching means PD2.
FIG. 9 is a waveform diagram for explaining the overall operation of the underground exploration radar apparatus according to the embodiment of the present invention shown in FIGS. 1 to 8;
10 is a waveform diagram for explaining the operation for radiating electromagnetic waves from the antenna 21 of the underground exploration radar apparatus 22 shown in FIG. 1; FIG.
11 is a waveform diagram for explaining a processing operation of a reception signal from the antenna 21 of the underground exploration radar apparatus 22 shown in FIG.
FIG. 12 is a diagram showing experimental results of the inventors.
FIG. 13 is a block diagram showing an overall configuration of another embodiment of the present invention.
14 is a block diagram showing a specific configuration of feedback circuit 85 shown in FIG.
FIG. 15: Sampling pulse generation means116It is a block diagram which shows the electrical structure of.
16 is a time chart showing various signals generated in the object detection device of FIG. 1. FIG.
17 (a) to 17 (d) are diagrams for explaining a sampling mode by the sampling means of the object detection device of FIG. 1, respectively.
18 (a) to 18 (d) are diagrams for explaining other examples of the sampling mode by the sampling means, respectively.
FIG. 19 is a diagram showing a prior art of the present invention.
20 is a diagram showing still another prior art for removing a reflected wave 5 having a large amplitude caused by impedance mismatch by the antenna 3 in the prior art shown in FIG. 19;
[Explanation of symbols]
17 Soil
18 objects
21 Antenna
22 Underground radar system
23 Transmission signal generating means
26 Input terminal
27, 28 Output terminal
31 First connection end
33 Second connection end
35 Third connection end
39 Fourth connection end
41 5th connection end
43 6th connection end
54 Control means
58 7th connection end
59 8th connection end
62 9th connection end
72 Sampling circuit
73 Signal processing circuit
74 Display means
85 Feedback circuit
116 Sampling pulse generating means
AT1 first attenuation means
AT2 Second damping means
AM1 to AM4 amplifier circuit
PD1 first branching means
PD2 Second branch means
DC1 first directional coupler
DC2 second directional coupler

Claims

Transmission signal generating means for generating electromagnetic waves;
A single antenna that generates electromagnetic waves towards the soil and receives reflected waves from objects,
A branching means PD2 for giving a transmission signal from the transmission signal generating means to the antenna and branching and receiving a reception signal from the antenna into a pair of branch signals;
Attenuating means AT2 for attenuating one branch signal;
The attenuation amount of the attenuation means AT2 is set so that the reflected wave p3 due to the object of one branch signal is attenuated more greatly than the undesired reflected waves p1 and p2 obtained before the reflected wave p3 due to the object. Attenuation amount control means to increase along with,
Subtracting means SBT for subtracting the other branch signal from the branching means PD2 and the output from the attenuating means AT2.
An underground exploration radar apparatus comprising: an arithmetic means for calculating an output of the subtracting means.

The other branch signal from the branching means PD2 has the same configuration as that of the attenuation means AT2 and is set so that the attenuation amount is constant at the minimum value of the attenuation means AT2. Give,
2. The underground exploration radar apparatus according to claim 1, wherein the subtracting means performs subtraction using the output from the other attenuation means AT1.

Transmission signal generating means for generating electromagnetic waves;
A single antenna that generates electromagnetic waves towards the soil and receives reflected waves from objects,
A branching means PD2 for giving a transmission signal from the transmission signal generating means to the antenna and branching and receiving a reception signal from the antenna into a pair of branch signals;
One branch signal is provided, the reflected wave p3 from the object is cut off, and a gate that passes through the undesired reflected waves p1 and p2 obtained before the reflected wave p3 from the object;
Subtraction means SBT for subtracting the other branch signal from the branch means PD2 and the output from the gate;
An underground exploration radar apparatus comprising: an arithmetic means for calculating an output of the subtracting means.

(A) transmission signal generating means for generating a pulsed transmission signal;
(B) a single antenna that generates electromagnetic waves toward the soil and receives reflected waves from the object;
(C) first branching means PD1 for branching the transmission signal from the transmission signal generating means into two;
( D) subtracting means SBT having two input ends, subtracting signals from one input end and the other input end and deriving to the output end;
(E) a first directional coupler DC1,
A first connection end to which one transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
A second connection end for outputting a signal from the first connection end;
A first directional coupler DC1 having a third connection end that outputs a signal applied to the second connection end and supplies the signal to the one input end of the subtracting means SBT;
(F) a second directional coupler DC2,
A fourth connection end to which the other transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
A fifth connection end for outputting a signal from the fourth connection end;
A second directional coupler DC2 having a sixth connection end that outputs and supplies a signal applied to the fifth connection end to the other input end of the subtraction means SBT;
(G) second branching means PD2,
Having seventh to ninth connection ends;
Combining the signals given to the seventh and eighth connection ends and giving them to the antenna from the ninth connection end,
A second branching means PD2 for branching and outputting a signal applied to the ninth connection end to the seventh and eighth connection ends;
(H) a first attenuation means AT1 to which a signal from the seventh connection end of the second branching means PD2 is given and an attenuation output is given to the second connection end of the first directional coupler DC1;
(I) It has the same configuration as the first attenuating means AT1, is attenuated by receiving a signal from the eighth connecting end of the second branching means PD2, and the attenuated output is the fifth connecting end of the second directional coupler DC2. Second attenuating means AT2 provided to
(J) The first attenuation means AT1 is set so that the attenuation amount is constant at the minimum value of the second attenuation means AT2, and the attenuation amount of the second attenuation means AT2 is reflected by an object from the eighth connection end. Attenuation control means for making the wave p3 larger with time so that the wave p3 is attenuated more than undesired reflected waves p1 and p2 obtained before the reflected wave p3 by the object;
(K) An underground exploration radar apparatus including an operation means for calculating an output of the subtraction means.

(A) transmission signal generating means for generating a pulsed transmission signal;
(B) a single antenna that generates electromagnetic waves toward the soil and receives reflected waves from the object;
(C) first branching means PD1 for branching the transmission signal from the transmission signal generating means into two;
( D) subtracting means SBT having two input ends, subtracting signals from one input end and the other input end and deriving to the output end;
(E) a first directional coupler DC1,
A first connection end to which one transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
A second connection end for outputting a signal from the first connection end;
A first directional coupler DC1 having a third connection end that outputs and supplies a signal applied to the second connection end to the one input end of the subtracting means SBT;
(F) a second directional coupler DC2,
A fourth connection end to which the other transmission signal from the first branching means PD1 is applied;
A fifth connection end for outputting a signal from the fourth connection end;
A second directional coupler DC2 having a sixth connection end that outputs and supplies a signal applied to the fifth connection end to the other input end of the subtraction means SBT;
(G) second branching means PD2,
Having seventh to ninth connection ends;
Combining the signals given to the seventh and eighth connection ends and giving them to the antenna from the ninth connection end,
A second branching means for branching and outputting a signal given to the ninth connection end to the seventh and eighth connection ends and for giving a signal from the seventh connection end to the second connection end of the first directional coupler DC1 PD2,
(H) A signal from the eighth connection end of the second branching means PD2 is given, an output is given to the fifth connection end of the second directional coupler DC2, and a reflected wave p3 due to an object from the eighth connection end is obtained. A gate that blocks and passes undesired reflected waves p1, p2 obtained before the reflected wave p3 by the object;
(I) An underground exploration radar apparatus including an arithmetic means for calculating an output of the subtracting means.

The transmission signal generating means generates a transmission signal at a predetermined cycle W1,
The computing means includes sampling means 72 for sampling the output of the subtracting means SBT,
Between the subtracting means SBT and the sampling means 72, the output of the subtracting means SBT is amplified by the amplifier 120, and the level of the output of the subtracting means SBT and the attenuator 124 are adjusted to be an integer of the period W 1. A feedback circuit that is delayed by a factor of 2 and fed back to the amplifier 120 for feedback;
The feedback circuit and the sampling means cooperate to sample the received signal component that has passed at least time of the received signal by repeating the feedback at a plurality of times (N1 or N2). The underground exploration radar apparatus according to one of 5.

The underground exploration radar apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein the branching means is a power divider.