JP4071163B2 - 電力増幅器およびそれを備える通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話などの通信端末の送信用電力増幅器として使用される電力増幅器およびそれを用いる通信装置に関し、特に高出力、かつ低歪みが要求されるものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記の携帯電話や、無線ＬＡＮシステム等、今日および将来の無線通信システムでは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying）や、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex）等のデジタル変復調方式が主流となりつつある。これら通信システムで使用されるデジタル変復調方式では、搬送波の振幅および位相に情報を乗せて信号を伝搬させるので、送信すべき変調信号を増幅する電力増幅器には低歪み動作が要求される。また、高い伝送レートを有する信号を誤りなく伝搬するために、ビット当りのエネルギ対雑音電力密度比を小さくすることが出来ないので、電力増幅器には高出力動作も要求される。
【０００３】
そこで、このような高性能な電力増幅器を実現するために、電力増幅器を構成するトランジスタにも高性能な特性が不可欠となっている。その高性能なトランジスタとして、特にガリウム砒素（以下、ＧａＡｓと表記する）基板上に形成されたヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以下、ＨＢＴと表記する）は、高周波特性に優れているために注目を浴びている。またこのＨＢＴは、３次歪みが小さく、高線形動作が要求されるデジタル変復調方式に適するという特性を有している。
【０００４】
しかしながら、前記ＧａＡｓ系の材料を用いたＨＢＴは、上述のように原理的に優れた特性を有するけれども、バイポーラトランジスタが有する一般的な問題を有している。それは、電流と温度に正の相関を示し、熱暴走を起こし易いということである。特に、前記ＧａＡｓ基板上に形成されたＨＢＴは、シリコン基板上に形成されたバイポーラトランジスタに比べて、熱暴走を起こし易い。その理由は、ＧａＡｓ基板の熱伝導率が０．５〔Ｗ／Ｋ・ｃｍ〕程度と、比較的小さく（シリコンの約１／３）、温度が上昇し易いためである。また、前記高出力を得るために、多数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器では、一部のＨＢＴに電流と熱とが集中する不均一動作や、それに起因するトランジスタの破壊が問題となる。
【０００５】
この熱的動作不安定を解決する技術の１つに、トランジスタのベースに直列にバラスト抵抗を付加し、このバラスト抵抗によって、電流上昇とトランジスタのベース・エミッタ間の電圧関係とに負帰還作用を与えて、温度上昇による正帰還作用を相殺するという技術がある。図９は、そのような従来のベースバラスト抵抗技術を適用した電力増幅器５１の電気回路図である。この図９で示す構成は、特開２００１−３２６５４０号公報の図８に記載されたものである。
【０００６】
入力端子５２に入力された送信すべき高周波信号ＲＦｉｎは、カップリングのコンデンサ５３をそれぞれ介して、相互に並列に設けられる各ＨＢＴ５４のベースに入力される。各ＨＢＴ５４のエミッタは、エミッタ抵抗５５をそれぞれ介して接地され、コレクタは共通に出力端子５６に接続されて高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。そして、各ＨＢＴ５４のベースにはまた、ベースバイアス電圧供給端子５７からのバイアス電圧ＶＢが、前記ベースバラスト抵抗５８を介してそれぞれ供給される。
【０００７】
したがって、或るＨＢＴ５４に対して電流が集中しようとしても、その電流によるベースバラスト抵抗５８の端子間電圧の上昇によるベース電圧の低下によって、該電流が抑制され、こうして一部のＨＢＴ５４への電流集中に対して負帰還がかかるようにして、複数のＨＢＴ５４の不均一動作を抑制し、熱的に安定な動作ができるように工夫されている。
【０００８】
また、前記特開２００１−３２６５４０号公報の図８に記載された従来例では、各ＨＢＴ５４のエミッタは、エミッタ抵抗５５を介してそれぞれ接地されている。エミッタ抵抗５５もベースバラスト抵抗５８と同様に、複数のＨＢＴ５４の不均一動作を抑制し、熱的に安定な動作を実現するバラスト抵抗（以下、エミッタ抵抗５５をエミッタバラスト抵抗と呼ぶ。）としての効果がある。
【０００９】
しかしながら、一般的に、エミッタバラスト抵抗には熱抵抗を増大させるという問題がある。また、エミッタバラスト抵抗値が大きすぎると、高周波電力利得を低下させるという問題も生じる。通常、複数のＨＢＴの不均一動作を抑制し、熱的に安定な動作を実現するためには、ベースバラスト抵抗、エミッタバラスト抵抗のどちらか一方を採用し、両者を同時に採用することはない。そこで、本発明では、これ以降、ベースバラスト抵抗の場合のみについて議論する。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００１−３２６５４０号公報（公開日：平成１３年１１月２２日）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記ベースバラスト抵抗５８は、飽和電力を低下させるという問題がある。その原理を以下に述べる。バイポーラトランジスタは動作時にベース電流が流れるが、ベースバラスト抵抗５８にベース電流が流れると、上述のようにその部分にて電圧降下が生じ、ＨＢＴ５４のベース側に印加される実効的な電圧が低下し、ベース電流の増加が抑制される。一方、コレクタ電流はベース電流と共に増加するが、ベース電流の増加がベースバラスト抵抗５８による電圧降下によって抑制されるので、コレクタ電流も増加が抑制され、その結果、飽和電力の増加が制限される。つまり、複数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器の熱的な安定動作を実現するためのベースバラスト抵抗により、前記パワー用ＨＢＴ増幅器の飽和電力が制限される。
【００１２】
一般的に、飽和電力付近では、振幅歪みや位相歪みが増大するので、飽和電力付近の出力電力にて動作させると、電力増幅器の歪みが大きくなる。よって低歪み動作のためには、この飽和電力付近での歪みの影響を避けるために、該飽和電力よりも小さい出力電力にて動作させる必要がある。ちなみに、動作出力電力の飽和電力に対する比をバックオフと呼ぶ。たとえば、飽和電力が２７ｄＢｍ（〜５００ｍＷ）で、動作出力電力が２０ｄＢｍ（＝１００ｍＷ）の場合、飽和電力からの動作出力電力のバックオフは以下のように計算される。
【００１３】
10×log((27dBm)/(20dBm))=10 ×log((500mW)/(100mW))=10 ×log(5)=7 dB しかし、低歪み動作のためのバックオフ分だけ動作出力電力は低下する。つまり、高出力動作と低歪み動作はトレードオフの関係にある。
【００１４】
前記飽和電力からのバックオフの程度は、通信システムが要求する線形性と、増幅すべき変調波の平均電力とピーク電力との比（クレストファクター）に依存している。一般的に、通信システムが要求する線形性が厳しい程、また増幅すべき変調波のクレストファクターが大きい程、通信システムに要求される線形性を満たすのに必要となる、飽和電力からのバックオフは大きくなり、電力増幅器の高出力動作が難しくなる。
【００１５】
一方で、通信装置の電力増幅器には、通信距離を確保するために高出力動作が要求される。すなわち、アンテナから送信される電波は伝搬距離に応じて減衰するので、所定の通信距離を隔てた受信機において、受信可能な信号レベルを確保するために、送信側のアンテナ端では、或る程度の出力パワーが必要となる。また、通信装置の電力増幅器が高出力動作を要求されるもう１つの理由は、電波伝搬による信号誤り率を小さくするためである。すなわち、上述のように高い伝送レートを有する信号を誤りなく伝送するためには、ビット当りのエネルギ対雑音電力密度比を小さくすることができない。つまり、高い伝送レートの信号を伝送するためには、それだけ高出力が必要になる。
【００１６】
このように通信システムにて要求される線形性を満たしつつ、或る程度の出力パワーが電力増幅器に求められる時は、それだけの飽和電力が必要となる。具体的に言うと、電力増幅器からの線形出力が２０ｄＢｍで、通信システムに要求される線形性を満足させるために必要となる飽和電力からのバックオフが７ｄＢの場合、電力増幅器に必要な飽和電力は２７ｄＢｍとなる。そして、前記ベースバラスト抵抗のためにこの飽和電力が伸びないと、所望のパワー（ここでは２０ｄＢｍ）にて、通信システムにおいて要求される線形性が満たせないという問題が生じる。
【００１７】
ここで、電力増幅器の高出力動作の実現には、前記図９で示すように、該電力増幅器に用いるトランジスタを複数並列に接続して、全体のトランジスタサイズを大きくするという手法がある。しかし、携帯端末向けの電力増幅器など小型化が要求される場合は、トランジスタサイズを大きくすることは、チップ面積増大となるので、受け入れ難い。
【００１８】
また、電力増幅器の高出力動作の実現には、該電力増幅器に用いるトランジスタから負荷を見た時のインピーダンスを低くするという手法もある。しかしながら、低インピーダンスになるにつれて、インピーダンス変換回路の損失が大きくなるという問題がある。この問題のため、トランジスタからの出力が大きくなっても、電力増幅器全体の出力向上が難しくなる。
【００１９】
本発明の目的は、複数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器の熱的な安定動作を実現しつつ、高出力動作を実現することができる電力増幅器およびそれを備える通信装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力増幅器は、ベースに与えられる高周波信号を増幅してコレクタから出力するエミッタ接地バイポーラトランジスタと、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースにベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給する抵抗とを備えて構成される電力増幅器において、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースと前記ベースバイアス電圧供給端子との間に、前記抵抗に対して並列に接続され、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を含むことを特徴とする。
【００２１】
上記の構成によれば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタを複数個並列に接続して構成される電力増幅器などで好適に実施され、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに入力高周波信号が与えられ、コレクタが出力端子となり、かつ前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を介してベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給することで、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベース電流の増加に対して、その抵抗の端子間の電圧降下が増加し、前記ベース電流を抑制する負帰還動作を実現し、熱暴走を抑制するようにした電力増幅器において、前記ベースバイアス電圧供給端子からのベース電流に対して、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させる可変インピーダンス回路を設け、前記ベース電流の交流成分に関して、前記抵抗をバイパスするバイパス経路を構成させる。
【００２２】
前記バイパス経路により、抵抗での電圧降下の増大が実効的に抑制され、飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を抑制することができ、所望出力での電力増幅器の低歪み動作が可能となる。このようにして、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を挿入することで、該バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によって生じる飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を、前記バイパス経路によって解決することができる。これによって、複数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器の熱的な安定動作を実現しながら、高出力動作を実現することができる。
【００２３】
また、本発明の電力増幅器では、前記インピーダンス回路は、可変インピーダンス回路であり、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化する制御手段をさらに備えることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、前記ベースバイアス電圧供給端子からベースバラスト抵抗に向かうベース電流の交流成分の一部が、前記インピーダンス回路によって形成されるバイパス経路に割り振られることになり、その割り振られる電流の大きさは、バイパス経路のインピーダンスに依存する。具体的には、バイパス経路のインピーダンスが低くなる程、該バイパス経路に割り振られる電流は大きくなり、前記抵抗による電圧降下増大の実効的な抑制量が大きくなり、飽和電力が増加する。
【００２５】
そこで、前記インピーダンス回路を可変インピーダンス回路で構成し、そのインピーダンスを制御手段からの外部制御信号によって調整することで、何らかの要因（バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動など）で飽和電力が低下しても、飽和電力を改善させることができる。
【００２６】
さらにまた、本発明の電力増幅器では、前記可変インピーダンス回路は、バイポーラトランジスタとコンデンサとの直列接続によって成り、前記バイポーラトランジスタのベースに前記制御手段からの外部制御信号を供給することを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、前記抵抗は前記可変インピーダンス回路のバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該バイポーラトランジスタのエミッタはコンデンサの一端に接続され、コンデンサの他端は高周波信号の入力端子に接続される。
【００２８】
こうして、コンデンサによって、直流成分は遮断され、交流成分には導通となり、前述のように直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を具体的に実現することができる。また、バイポーラトランジスタのベース端子に印加される外部制御電圧によって該バイポーラトランジスタのインピーダンスを変化させて飽和電力を調整することができ、低歪みな電力増幅器を実現することができる。さらにまた、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタとバイパス経路のバイポーラトランジスタとは同一の半導体基板上に同じプロセスにて形成できるので、電力増幅器の小型化が可能となる。
【００２９】
また、本発明の電力増幅器では、前記制御手段は、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化させる歪み検出回路とを備えて構成されることを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、検波回路での検波出力から、歪み検出回路が歪みレベル（たとえば、高調波レベルや隣接チャネル漏洩電力）を検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化する。具体的には、信号増幅用の前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波し、前記歪みレベルがシステムの規定値以下に収まっている場合に前記バイポーラトランジスタのベースに与えられる外部制御信号に比べて、前記歪みレベルが規定値以上の場合は前記外部制御信号のレベルを大きくして、前記バイポーラトランジスタのインピーダンスを低下させ、振幅歪み、位相歪みを改善する。つまり、変調波信号の歪み量が帰還量となる負帰還回路のような原理によって、エミッタ接地バイポーラトランジスタの線形性が改善される。
【００３１】
これによって、電力増幅器にて増幅された変調波信号の歪みは規定値以下に抑制され、隣接チャネルの通信に影響を与えなくすことができる。
【００３２】
さらにまた、本発明の通信装置は、前記の電力増幅器を用いることを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によれば、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を挿入することで、該バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によっても線形性を確保することができる通信に適した電力増幅器を備える通信装置を実現することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３５】
図１は、本発明の実施の一形態の電力増幅器１の概略的構成を示すブロック図である。この電力増幅器１は、パワー用ＨＢＴ２を用いた増幅器であり、前記ＨＢＴ２のベースに直列にベースバラスト抵抗３が付加されている。入力端子４に入力された送信すべき高周波信号ＲＦｉｎは、カップリングのコンデンサ５を介して、前記ＨＢＴ２のベースに入力される。ＨＢＴ２のエミッタは接地され、コレクタは出力端子６に接続されて高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。そして、ＨＢＴ２のベースにはまた、ベースバイアス電圧供給端子７からのバイアス電圧ＶＢが、前記ベースバラスト抵抗３を介して供給される。
【００３６】
したがって、温度上昇によってＨＢＴ２の電流が増加しようとしても、その電流によるベースバラスト抵抗３の端子間電圧の上昇によるベース電圧の低下によって該電流が抑制され、こうしてＨＢＴ２の電流増加に対して負帰還がかかるようにして、温度上昇による前記電流増加の正帰還作用を相殺し、熱的に安定な動作ができるようになっている。
【００３７】
注目すべきは、本発明では、前記ベースバラスト抵抗３に対して並列に、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分を通過させる可変インピーダンス回路８を設けていることである。すなわち、この可変インピーダンス回路８の一端は前記ベースバイアス電圧供給端子７とベースバラスト抵抗３との間に接続され、他端は前記入力端子４とコンデンサ５との間に接続され、前記ベースバラスト抵抗３に向かうベース電流の交流成分の一部に関して、前記ベースバラスト抵抗３をバイパスするバイパス経路を構成する。
【００３８】
したがって、ベースバラスト抵抗３での電圧降下の増大が実効的に抑制され、飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を抑制することができ、所望出力での該電力増幅器１の低歪み動作が可能となる。このようにして、ベースバラスト抵抗３を挿入することで、信号増幅用のＨＢＴ２の熱的な安定動作を実現しつつ、そのベースバラスト抵抗３の挿入によって生じる飽和電力の増加が制限されるという問題を、前記バイパス経路によって解決することができる。これによって、高出力動作を実現することができる。
【００３９】
一方、前記バイパス経路に割り振られる電流の大きさは、該バイパス経路のインピーダンスに依存する。具体的には、該バイパス経路のインピーダンスが低くなる程、割り振られる電流は大きくなる。したがって、該バイパス経路のインピーダンスを低くすることで、前記ベースバラスト抵抗３による電圧降下増大の実効的な抑制量が大きくなり、飽和電力が増加する。一方、前記バイパス経路のインピーダンスを低くすると、動作出力電力における動作電流が増加するため、動作効率が低下するという一面もある。つまり、飽和電力と動作効率とはトレードオフの関係にある。そのため、バイパス経路のインピーダンスは、高出力動作および高効率動作の観点から、最適値が存在する。そのバイパス経路のインピーダンスは、前記可変インピーダンス回路８のインピーダンスを制御回路９からの外部制御信号によって変化させることで、変化させることができる。したがって、以下の要因で飽和電力が低下しても、パイパス経路のインピーダンスを前記外部制御信号によって変化させることで、飽和電力を改善させることが可能となる。
【００４０】
前記飽和電力が低下する要因としては、バイアス電圧ＶＢの変動、負荷インピーダンスの変動などの動作による変動とともに、電力増幅器１を構成しているトランジスタ、キャパシタ、インダクタなどの構成要素の特性や値のばらつきという製造プロセスによる変動もある。
【００４１】
このうち、前記バイアス電圧ＶＢの変動は、レギュレータ等でその影響を小さくすることができるが、負荷インピーダンス変動やプロセスばらつきによる飽和電力の劣化は改善し難い。本発明によれば、これらの原因によって電力増幅器１の飽和電力が劣化した場合、バイアス点を変えずに、前記外部制御信号を調整するだけで前記飽和電力を改善することができるので、バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動、プロセスばらつきに対して、それらの影響を受け難い低歪みな電力増幅器を実現することが可能となる。
【００４２】
一般に、通信装置の電力増幅器において、出力電力と線形性とは、動作効率より重視されることが多い。線形性が劣化すると、通信システム全体に悪影響を及ぼすという問題がある。また出力電力が小さいと、通話距離が狭くなるという問題がある。一方、動作効率の善し悪しは、通信装置における通話時間に影響を及ぼすが、通信システムへ悪影響を及ぼすことはない。このため、電力増幅器は、通信システムにて規定された出力電力、線形性を満たしつつ、高い動作効率が実現するよう設計される。本発明によれば、負荷インピーダンス変動やプロセスばらつきによって、電力増幅器の飽和電力が設計値に対して劣化しても、前記外部制御信号を調整するだけで、動作効率は少々低下する可能性があるが、前記飽和電力を改善することができる。
【００４３】
図２は、前記可変インピーダンス回路８および制御回路９の具体的構成を示す電気回路図である。前記可変インピーダンス回路８は、Ｎ型のバイポーラトランジスタ１１とコンデンサ１２との直列接続によって成り、前記バイポーラトランジスタ１１のベースに前記制御回路９からの外部制御信号が供給される。すなわち、前記ベースバラスト抵抗３は前記バイポーラトランジスタ１１のコレクタに接続され、該バイポーラトランジスタ１１のエミッタはコンデンサ１２の一端に接続され、コンデンサ１２の他端は入力端子４に接続される。
【００４４】
こうして、コンデンサ１２によって、直流成分は遮断され、交流成分には導通となり、前述のように直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路８を具体的に実現することができる。また、バイポーラトランジスタ１１のベースに印加される外部制御電圧によって該バイポーラトランジスタ１１のインピーダンスを変化させて飽和電力を調整することができ、低歪みな電力増幅器を実現することができる。さらにまた、信号増幅用のＨＢＴ２と該バイポーラトランジスタ１１とは同一の半導体基板上に同じプロセスにて形成できるので、電力増幅器１の小型化が可能となる。
【００４５】
一方、制御回路９は、チョークインダクタ１３と、抵抗１４と、バイパスコンデンサ１５とを備えて構成される。制御電圧端子１６への印加電圧Ｖｒｅｇから、高周波成分はバイパスコンデンサ１５によって除去され、直流成分のみがチョークインダクタ１３および抵抗１４を介して、外部制御電圧として前記バイポーラトランジスタ１１のベースに印加される。
【００４６】
また、図３の電力増幅器１ａの制御回路９ａで示すように、前記バイポーラトランジスタ１１のベースに印加する電圧を、抵抗１４ａ，１４ｂにて分割しても構わない（抵抗分割バイアス）。
【００４７】
前記チョークインダクタ１３は、ＨＢＴ２およびバイポーラトランジスタ１１と同じ基板にて形成されているモノリシックマイクロ波集積回路（以下、ＭＭＩＣと表記する）の場合は、スパイラルインダクタもしくは伝送線路にて形成される。これとは別に，前記ＭＭＩＣの外部に、チップインダクタを用いて構成しても構わない。また、ＨＢＴ２は、前記図９記載のＨＢＴ５４のように、複数個が相互に並列に接続されたものであっても構わない。この場合、前記ベースバラスト抵抗３およびコンデンサ５は、図９記載のベースバラスト抵抗５８およびコンデンサ５３のように、各ＨＢＴ２のベースに対してそれぞれ設けられ、一部のＨＢＴ２への電流集中が抑えられる。
【００４８】
前記図２で示す電力増幅器１において、本発明の効果の検討結果を以下に示す。検討した電力増幅器は、この図２の回路構成を２段目に用いた２段増幅型アンプである。前記ＨＢＴ２としては、エミッタ層がＩｎＧａＰのＨＢＴを用い、高周波信号ＲＦｉｎの周波数は前記無線ＬＡＮの５．２５ＧＨｚ、コレクタ電圧は３．０Ｖ、ベース電圧は２．７Ｖに設定している。また、前記可変インピーダンス回路８では、前記バイポーラトランジスタ１１には前記ＨＢＴ２と同じエミッタ層のＩｎＧａＰのＨＢＴを用いている。
【００４９】
シミュレーションは、一般的に使われているハーモニックバランス法にて行った。図４に、制御電圧端子１６への印加電圧Ｖｒｅｇを、参照符α１で示す２．０Ｖ、参照符α２で示す２．５Ｖ、参照符α３で示す３．０Ｖに変化させた時の振幅歪み（Ｇａｉｎ）の計算結果を示す。また、図５には、前記印加電圧Ｖｒｅｇを、参照符β１で示す２．０Ｖ、参照符β２で示す２．５Ｖ、参照符β３で示す３．０Ｖに変化させた時の位相歪み（ｄｐｈａｓｅ）の計算結果を示す。
【００５０】
図４から、印加電圧Ｖｒｅｇを大きくすると、飽和電力が増加し、かつ図５から、位相歪みが改善されていることが計算にて確認された。すなわち、前記印加電圧Ｖｒｅｇを大きくすると、可変インピーダンス回路８のバイポーラトランジスタ１１のベースに印加される電圧が増加する。これによって、バイポーラトランジスタ１１のエミッタ電流が増加し、該バイポーラトランジスタ１１のエミッタ−コレクタ間のインピーダンスが減少する。こうして、可変インピーダンス回路８のインピーダンスが低下すると、ベースバイアス電圧供給端子７からベースバラスト抵抗３に向かうベース電流の交流成分の内、バイパス経路である該可変インピーダンス回路８に割り振られる比率が増加する。したがって、ベースバラスト抵抗３での電圧降下の増大が実効的に抑制され、飽和電力が伸びないという問題を抑制でき、所望出力での低歪み動作が可能となる。
【００５１】
図６には、利得（Ｇａｉｎ）および付加効率（Ｐａｅ）の出力電力（ｐｏｕｔ）依存性の計算結果を示す。参照符γ１は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合の利得を示し、参照符γ２は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合の利得を示し、参照符γ１１は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合の付加効率を示し、参照符γ１２は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合の付加効率を示す。
【００５２】
前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合、飽和電力は２７．９ｄＢｍで、印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合、飽和電力は２８．２ｄＢｍである。通信システムに規定されている線形性を満足させるために必要となる飽和電力からのバックオフを７ｄＢとすると、線形性を満たす最大出力電力は、印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合２０．９ｄＢｍで、印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合２１．２ｄＢｍとなる。両出力時の付加効率は、２１％である。
【００５３】
ここで、高出力動作実現のためには、前述のように負荷インピーダンスを低くするという手法も考えられるけれども、負荷インピーダンスが低い場合は、インピーダンス変換回路の損失が大きくなるので、電力増幅器１から取出せる電力が増加しにくいという問題がある。本発明においては、負荷インピーダンスを低くする必要がないので、前記インピーダンス変換回路の損失が増加せず、電力増幅器１から大きな出力電力を得ることが可能となる。
【００５４】
上述の図４〜図６で示すシミュレーションでは、ＨＢＴ２にエミッタ層がＩｎＧａＰのＨＢＴを用いたけれども、シリコン（Ｓｉ）基板に形成されたバイポーラトランジスタや、インジウム燐（ＩｎＰ）基板、窒化ガリウム（ＧａＮ）基板上のバイポーラトランジスタでも同様の効果が期待できる。また可変インピーダンス回路８を構成するバイポーラトランジスタ１１は、電界効果トランジスタであってもよい。
【００５５】
本発明の実施の他の形態について、図７および図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５６】
図７は、本発明の実施の他の形態の電力増幅器３１の電気的構成を示すブロック図である。この電力増幅器３１は、前述の図２で示す電力増幅器１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、この電力増幅器３１では、可変インピーダンス回路８のインピーダンスを変化させる制御手段として、前記制御回路９とともに、検波回路３２と、歪み検出回路３３とが設けられていることである。前記検波回路３２は、前記ＨＢＴ２にて増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを検波し、歪み検出回路３３は、前記検波回路３２の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記制御回路９への印加電圧Ｖｒｅｇを変化し、前記可変インピーダンス回路８のインピーダンスを変化させる。
【００５７】
前記歪み検出回路３３は、具体的には、前記ＨＢＴ２にて増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを検波し、前記歪みレベル（たとえば、高調波レベルや隣接チャネル漏洩電力）がシステムの規定値以下に収まっている場合の前記印加電圧Ｖｒｅｇに比べて、前記歪みレベルが規定値以上の場合は、その歪みの程度に比例して前記印加電圧Ｖｒｅｇを大きくして、前記バイポーラトランジスタ１１のインピーダンスを低下させ、振幅歪み、位相歪みを改善する。つまり、高周波信号ＲＦｏｕｔの歪み量が帰還量となる負帰還回路のような原理によって、ＨＢＴ２の線形性が改善される。
【００５８】
デジタル変調を施された或る帯域を有する変調波信号を電力増幅器にて増幅する際、該電力増幅器の振幅歪みおよび位相歪みの劣化によって、電力増幅器にて増幅された変調波信号の線形性はその影響を受け、隣接チャネルに増幅された変調波信号の一部が漏洩することがある（隣接チャネル漏洩電力）。隣接チャネル漏洩電力はその隣接チャネルにて通信しているユーザにとっては妨害波であり、通信に支障をきたす恐れがある。したがって、隣接チャネル漏洩電力は、上述のように通信システムにて規定されている値以下に抑制しなければならない。
【００５９】
このようにして、バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動、プロセスばらつきなどが原因で、該電力増幅器３１の振幅歪みおよび位相歪みが劣化することがあっても、該電力増幅器３１にて増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔの歪みは自律的に規定値以下に抑制され、隣接チャネルの通信に影響を与えなくすることができる。
【００６０】
図８は、上述のように構成される電力増幅器３１を使用する通信装置４１の送信側の基本的なブロック構成図である。信号処理回路４２にて信号処理された送信すべき信号は、変調器４３にて局部発振器４４からのキャリア信号を変調し、得られた変調信号はドライバ増幅器４５にて増幅される。その後、送信電力増幅器４６にて更に増幅される。この送信電力増幅器４６が、前記電力増幅器３１を含んで構成される２段増幅型アンプで実現される。前記送信電力増幅器４６からの送信信号は、送受切換スイッチ４７を介して、アンテナ４８から送信される。
【００６１】
したがって、前記送信電力増幅器４６は低歪み動作を示すので、それを適用した該通信装置４１は入力信号を線形増幅することが可能となり、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信システムで要求される、高出力かつ低歪みな電力増幅器を実現することができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明の電力増幅器は、以上のように、ヘテロ接合バイポーラトランジスタを複数個並列に接続して構成される電力増幅器などで好適に実施され、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに高周波信号が与えられ、コレクタが出力端子となり、かつ前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を介してベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給することで、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベース電流の増加に対して、その抵抗の端子間の電圧降下が増加し、前記ベース電流を抑制する負帰還を実現することで熱暴走を抑制するようにした電力増幅器において、前記ベースバイアス電圧供給端子からのベース電流に対して、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させる可変インピーダンス回路を設け、前記ベース電流の交流成分に関して、前記抵抗をバイパスするバイパス経路を構成させる。
【００６３】
それゆえ、抵抗での電圧降下の増大が抑制され、飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を抑制することができ、所望出力での電力増幅器の低歪み動作が可能となる。これによって、抵抗を挿入することで、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によって生じる飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を、前記バイパス経路によって解決し、高出力、低歪み動作を実現することができる。
【００６４】
また、本発明の電力増幅器は、以上のように、前記インピーダンス回路を可変インピーダンス回路とし、制御手段が、そのインピーダンスを調整して、前記ベースバイアス電圧供給端子から抵抗に向かうベース電流の交流成分の内、前記バイパス経路に割り振られる電流の大きさを調整する。
【００６５】
それゆえ、何らかの要因（バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動など）で飽和電力が低下しても、飽和電力を改善させることができる。
【００６６】
さらにまた、本発明の電力増幅器は、以上のように、前記可変インピーダンス回路を、バイポーラトランジスタとコンデンサとの直列接続によって構成する。
【００６７】
それゆえ、コンデンサによって、直流成分は遮断され、交流成分には導通となり、前述のように直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を具体的に実現することができる。また、バイポーラトランジスタのベース端子に印加される外部制御電圧によって該バイポーラトランジスタのインピーダンスを変化させて飽和電力を調整することができ、低歪みな電力増幅器を実現することができる。さらにまた、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタとバイパス経路のバイポーラトランジスタとは同一の半導体基板上に同じプロセスにて形成できるので、電力増幅器の小型化が可能となる。
【００６８】
また、本発明の電力増幅器は、以上のように、前記制御手段を、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化させる歪み検出回路とをさらに備えて構成する。
【００６９】
それゆえ、検波回路での検波出力から、歪み検出回路が歪みレベル（たとえば、高調波レベルや隣接チャネル漏洩電力）を検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化するので、電力増幅器にて増幅された変調波信号の歪みを規定値以下に抑制し、隣接チャネルの通信に影響を与えなくすることができる。
【００７０】
さらにまた、本発明の通信装置は、以上のように、前記の電力増幅器を用いる。
【００７１】
それゆえ、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を挿入することで、該バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によっても線形性を確保することができる通信に適した電力増幅器を備える通信装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の電力増幅器の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す電力増幅器の具体的構成を示す電気回路図である。
【図３】図２で示す電力増幅器における制御回路の他の例を示す電気回路図である。
【図４】図２で示す電力増幅器の制御電圧端子への印加電圧を変化させた時の振幅歪みの計算結果を示すグラフである。
【図５】図２で示す電力増幅器の制御電圧端子への印加電圧を変化させた時の位相歪みの計算結果を示すグラフである。
【図６】図２で示す電力増幅器の利得および付加効率の出力電力依存性の計算結果を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の他の形態の電力増幅器の電気的構成を示すブロック図である。
【図８】図７で示す電力増幅器を使用する通信装置の送信側の基本的なブロック構成図である。
【図９】ベースバラスト抵抗技術を適用した典型的な従来技術の電力増幅器の電気回路図である。
【符号の説明】
１，１ａ，３１ 電力増幅器
２ ＨＢＴ（エミッタ接地バイポーラトランジスタ）
３ ベースバラスト抵抗
５ コンデンサ
７ ベースバイアス電圧供給端子
８ 可変インピーダンス回路
９，９ａ 制御回路（制御手段）
１１ バイポーラトランジスタ
１２ コンデンサ
１３ チョークインダクタ
１４，１４ａ，１４ｂ 抵抗
１５ バイパスコンデンサ
１６ 制御電圧端子
３２ 検波回路（制御手段）
３３ 歪み検出回路（制御手段）
４１ 通信装置
４２ 信号処理回路
４３ 変調器
４４ 局部発振器
４５ ドライバ増幅器
４６ 送信電力増幅器
４７ 送受切換スイッチ
４８ アンテナ
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話などの通信端末の送信用電力増幅器として使用される電力増幅器およびそれを用いる通信装置に関し、特に高出力、かつ低歪みが要求されるものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記の携帯電話や、無線ＬＡＮシステム等、今日および将来の無線通信システムでは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying）や、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex）等のデジタル変復調方式が主流となりつつある。これら通信システムで使用されるデジタル変復調方式では、搬送波の振幅および位相に情報を乗せて信号を伝搬させるので、送信すべき変調信号を増幅する電力増幅器には低歪み動作が要求される。また、高い伝送レートを有する信号を誤りなく伝搬するために、ビット当りのエネルギ対雑音電力密度比を小さくすることが出来ないので、電力増幅器には高出力動作も要求される。
【０００３】
そこで、このような高性能な電力増幅器を実現するために、電力増幅器を構成するトランジスタにも高性能な特性が不可欠となっている。その高性能なトランジスタとして、特にガリウム砒素（以下、ＧａＡｓと表記する）基板上に形成されたヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以下、ＨＢＴと表記する）は、高周波特性に優れているために注目を浴びている。またこのＨＢＴは、３次歪みが小さく、高線形動作が要求されるデジタル変復調方式に適するという特性を有している。
【０００４】
しかしながら、前記ＧａＡｓ系の材料を用いたＨＢＴは、上述のように原理的に優れた特性を有するけれども、バイポーラトランジスタが有する一般的な問題を有している。それは、電流と温度に正の相関を示し、熱暴走を起こし易いということである。特に、前記ＧａＡｓ基板上に形成されたＨＢＴは、シリコン基板上に形成されたバイポーラトランジスタに比べて、熱暴走を起こし易い。その理由は、ＧａＡｓ基板の熱伝導率が０．５〔Ｗ／Ｋ・ｃｍ〕程度と、比較的小さく（シリコンの約１／３）、温度が上昇し易いためである。また、前記高出力を得るために、多数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器では、一部のＨＢＴに電流と熱とが集中する不均一動作や、それに起因するトランジスタの破壊が問題となる。
【０００５】
この熱的動作不安定を解決する技術の１つに、トランジスタのベースに直列にバラスト抵抗を付加し、このバラスト抵抗によって、電流上昇とトランジスタのベース・エミッタ間の電圧関係とに負帰還作用を与えて、温度上昇による正帰還作用を相殺するという技術がある。図９は、そのような従来のベースバラスト抵抗技術を適用した電力増幅器５１の電気回路図である。この図９で示す構成は、特開２００１−３２６５４０号公報の図８に記載されたものである。
【０００６】
入力端子５２に入力された送信すべき高周波信号ＲＦｉｎは、カップリングのコンデンサ５３をそれぞれ介して、相互に並列に設けられる各ＨＢＴ５４のベースに入力される。各ＨＢＴ５４のエミッタは、エミッタ抵抗５５をそれぞれ介して接地され、コレクタは共通に出力端子５６に接続されて高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。そして、各ＨＢＴ５４のベースにはまた、ベースバイアス電圧供給端子５７からのバイアス電圧ＶＢが、前記ベースバラスト抵抗５８を介してそれぞれ供給される。
【０００７】
したがって、或るＨＢＴ５４に対して電流が集中しようとしても、その電流によるベースバラスト抵抗５８の端子間電圧の上昇によるベース電圧の低下によって、該電流が抑制され、こうして一部のＨＢＴ５４への電流集中に対して負帰還がかかるようにして、複数のＨＢＴ５４の不均一動作を抑制し、熱的に安定な動作ができるように工夫されている。
【０００８】
また、前記特開２００１−３２６５４０号公報の図８に記載された従来例では、各ＨＢＴ５４のエミッタは、エミッタ抵抗５５を介してそれぞれ接地されている。エミッタ抵抗５５もベースバラスト抵抗５８と同様に、複数のＨＢＴ５４の不均一動作を抑制し、熱的に安定な動作を実現するバラスト抵抗（以下、エミッタ抵抗５５をエミッタバラスト抵抗と呼ぶ。）としての効果がある。
【０００９】
しかしながら、一般的に、エミッタバラスト抵抗には熱抵抗を増大させるという問題がある。また、エミッタバラスト抵抗値が大きすぎると、高周波電力利得を低下させるという問題も生じる。通常、複数のＨＢＴの不均一動作を抑制し、熱的に安定な動作を実現するためには、ベースバラスト抵抗、エミッタバラスト抵抗のどちらか一方を採用し、両者を同時に採用することはない。そこで、本発明では、これ以降、ベースバラスト抵抗の場合のみについて議論する。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００１−３２６５４０号公報（公開日：平成１３年１１月２２日）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記ベースバラスト抵抗５８は、飽和電力を低下させるという問題がある。その原理を以下に述べる。バイポーラトランジスタは動作時にベース電流が流れるが、ベースバラスト抵抗５８にベース電流が流れると、上述のようにその部分にて電圧降下が生じ、ＨＢＴ５４のベース側に印加される実効的な電圧が低下し、ベース電流の増加が抑制される。一方、コレクタ電流はベース電流と共に増加するが、ベース電流の増加がベースバラスト抵抗５８による電圧降下によって抑制されるので、コレクタ電流も増加が抑制され、その結果、飽和電力の増加が制限される。つまり、複数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器の熱的な安定動作を実現するためのベースバラスト抵抗により、前記パワー用ＨＢＴ増幅器の飽和電力が制限される。
【００１２】
一般的に、飽和電力付近では、振幅歪みや位相歪みが増大するので、飽和電力付近の出力電力にて動作させると、電力増幅器の歪みが大きくなる。よって低歪み動作のためには、この飽和電力付近での歪みの影響を避けるために、該飽和電力よりも小さい出力電力にて動作させる必要がある。ちなみに、動作出力電力の飽和電力に対する比をバックオフと呼ぶ。たとえば、飽和電力が２７ｄＢｍ（〜５００ｍＷ）で、動作出力電力が２０ｄＢｍ（＝１００ｍＷ）の場合、飽和電力からの動作出力電力のバックオフは以下のように計算される。
【００１３】
10×log((27dBm)/(20dBm))=10 ×log((500mW)/(100mW))=10 ×log(5)=7 dB しかし、低歪み動作のためのバックオフ分だけ動作出力電力は低下する。つまり、高出力動作と低歪み動作はトレードオフの関係にある。
【００１４】
前記飽和電力からのバックオフの程度は、通信システムが要求する線形性と、増幅すべき変調波の平均電力とピーク電力との比（クレストファクター）に依存している。一般的に、通信システムが要求する線形性が厳しい程、また増幅すべき変調波のクレストファクターが大きい程、通信システムに要求される線形性を満たすのに必要となる、飽和電力からのバックオフは大きくなり、電力増幅器の高出力動作が難しくなる。
【００１５】
一方で、通信装置の電力増幅器には、通信距離を確保するために高出力動作が要求される。すなわち、アンテナから送信される電波は伝搬距離に応じて減衰するので、所定の通信距離を隔てた受信機において、受信可能な信号レベルを確保するために、送信側のアンテナ端では、或る程度の出力パワーが必要となる。また、通信装置の電力増幅器が高出力動作を要求されるもう１つの理由は、電波伝搬による信号誤り率を小さくするためである。すなわち、上述のように高い伝送レートを有する信号を誤りなく伝送するためには、ビット当りのエネルギ対雑音電力密度比を小さくすることができない。つまり、高い伝送レートの信号を伝送するためには、それだけ高出力が必要になる。
【００１６】
このように通信システムにて要求される線形性を満たしつつ、或る程度の出力パワーが電力増幅器に求められる時は、それだけの飽和電力が必要となる。具体的に言うと、電力増幅器からの線形出力が２０ｄＢｍで、通信システムに要求される線形性を満足させるために必要となる飽和電力からのバックオフが７ｄＢの場合、電力増幅器に必要な飽和電力は２７ｄＢｍとなる。そして、前記ベースバラスト抵抗のためにこの飽和電力が伸びないと、所望のパワー（ここでは２０ｄＢｍ）にて、通信システムにおいて要求される線形性が満たせないという問題が生じる。
【００１７】
ここで、電力増幅器の高出力動作の実現には、前記図９で示すように、該電力増幅器に用いるトランジスタを複数並列に接続して、全体のトランジスタサイズを大きくするという手法がある。しかし、携帯端末向けの電力増幅器など小型化が要求される場合は、トランジスタサイズを大きくすることは、チップ面積増大となるので、受け入れ難い。
【００１８】
また、電力増幅器の高出力動作の実現には、該電力増幅器に用いるトランジスタから負荷を見た時のインピーダンスを低くするという手法もある。しかしながら、低インピーダンスになるにつれて、インピーダンス変換回路の損失が大きくなるという問題がある。この問題のため、トランジスタからの出力が大きくなっても、電力増幅器全体の出力向上が難しくなる。
【００１９】
本発明の目的は、複数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器の熱的な安定動作を実現しつつ、高出力動作を実現することができる電力増幅器およびそれを備える通信装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力増幅器は、ベースに与えられる高周波信号を増幅してコレクタから出力するエミッタ接地バイポーラトランジスタと、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースにベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給する抵抗とを備えて構成される電力増幅器において、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースと前記ベースバイアス電圧供給端子との間に、前記抵抗に対して並列に接続され、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を含むことを特徴とする。
【００２１】
上記の構成によれば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタを複数個並列に接続して構成される電力増幅器などで好適に実施され、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに入力高周波信号が与えられ、コレクタが出力端子となり、かつ前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を介してベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給することで、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベース電流の増加に対して、その抵抗の端子間の電圧降下が増加し、前記ベース電流を抑制する負帰還動作を実現し、熱暴走を抑制するようにした電力増幅器において、前記ベースバイアス電圧供給端子からのベース電流に対して、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させる可変インピーダンス回路を設け、前記ベース電流の交流成分に関して、前記抵抗をバイパスするバイパス経路を構成させる。
【００２２】
前記バイパス経路により、抵抗での電圧降下の増大が実効的に抑制され、飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を抑制することができ、所望出力での電力増幅器の低歪み動作が可能となる。このようにして、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を挿入することで、該バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によって生じる飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を、前記バイパス経路によって解決することができる。これによって、複数のＨＢＴを並列に接続したパワー用ＨＢＴ増幅器の熱的な安定動作を実現しながら、高出力動作を実現することができる。
【００２３】
また、本発明の電力増幅器では、前記インピーダンス回路は、可変インピーダンス回路であり、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化する制御手段をさらに備えることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、前記ベースバイアス電圧供給端子からベースバラスト抵抗に向かうベース電流の交流成分の一部が、前記インピーダンス回路によって形成されるバイパス経路に割り振られることになり、その割り振られる電流の大きさは、バイパス経路のインピーダンスに依存する。具体的には、バイパス経路のインピーダンスが低くなる程、該バイパス経路に割り振られる電流は大きくなり、前記抵抗による電圧降下増大の実効的な抑制量が大きくなり、飽和電力が増加する。
【００２５】
そこで、前記インピーダンス回路を可変インピーダンス回路で構成し、そのインピーダンスを制御手段からの外部制御信号によって調整することで、何らかの要因（バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動など）で飽和電力が低下しても、飽和電力を改善させることができる。
【００２６】
さらにまた、本発明の電力増幅器では、前記可変インピーダンス回路は、バイポーラトランジスタとコンデンサとの直列接続によって成り、前記バイポーラトランジスタのベースに前記制御手段からの外部制御信号を供給することを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、前記抵抗は前記可変インピーダンス回路のバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該バイポーラトランジスタのエミッタはコンデンサの一端に接続され、コンデンサの他端は高周波信号の入力端子に接続される。
【００２８】
こうして、コンデンサによって、直流成分は遮断され、交流成分には導通となり、前述のように直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を具体的に実現することができる。また、バイポーラトランジスタのベース端子に印加される外部制御電圧によって該バイポーラトランジスタのインピーダンスを変化させて飽和電力を調整することができ、低歪みな電力増幅器を実現することができる。さらにまた、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタとバイパス経路のバイポーラトランジスタとは同一の半導体基板上に同じプロセスにて形成できるので、電力増幅器の小型化が可能となる。
【００２９】
また、本発明の電力増幅器では、前記制御手段は、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化させる歪み検出回路とを備えて構成されることを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、検波回路での検波出力から、歪み検出回路が歪みレベル（たとえば、高調波レベルや隣接チャネル漏洩電力）を検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化する。具体的には、信号増幅用の前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波し、前記歪みレベルがシステムの規定値以下に収まっている場合に前記バイポーラトランジスタのベースに与えられる外部制御信号に比べて、前記歪みレベルが規定値以上の場合は前記外部制御信号のレベルを大きくして、前記バイポーラトランジスタのインピーダンスを低下させ、振幅歪み、位相歪みを改善する。つまり、変調波信号の歪み量が帰還量となる負帰還回路のような原理によって、エミッタ接地バイポーラトランジスタの線形性が改善される。
【００３１】
これによって、電力増幅器にて増幅された変調波信号の歪みは規定値以下に抑制され、隣接チャネルの通信に影響を与えなくすことができる。
【００３２】
さらにまた、本発明の通信装置は、前記の電力増幅器を用いることを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によれば、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を挿入することで、該バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によっても線形性を確保することができる通信に適した電力増幅器を備える通信装置を実現することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３５】
図１は、本発明の実施の一形態の電力増幅器１の概略的構成を示すブロック図である。この電力増幅器１は、パワー用ＨＢＴ２を用いた増幅器であり、前記ＨＢＴ２のベースに直列にベースバラスト抵抗３が付加されている。入力端子４に入力された送信すべき高周波信号ＲＦｉｎは、カップリングのコンデンサ５を介して、前記ＨＢＴ２のベースに入力される。ＨＢＴ２のエミッタは接地され、コレクタは出力端子６に接続されて高周波信号ＲＦｏｕｔを出力する。そして、ＨＢＴ２のベースにはまた、ベースバイアス電圧供給端子７からのバイアス電圧ＶＢが、前記ベースバラスト抵抗３を介して供給される。
【００３６】
したがって、温度上昇によってＨＢＴ２の電流が増加しようとしても、その電流によるベースバラスト抵抗３の端子間電圧の上昇によるベース電圧の低下によって該電流が抑制され、こうしてＨＢＴ２の電流増加に対して負帰還がかかるようにして、温度上昇による前記電流増加の正帰還作用を相殺し、熱的に安定な動作ができるようになっている。
【００３７】
注目すべきは、本発明では、前記ベースバラスト抵抗３に対して並列に、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分を通過させる可変インピーダンス回路８を設けていることである。すなわち、この可変インピーダンス回路８の一端は前記ベースバイアス電圧供給端子７とベースバラスト抵抗３との間に接続され、他端は前記入力端子４とコンデンサ５との間に接続され、前記ベースバラスト抵抗３に向かうベース電流の交流成分の一部に関して、前記ベースバラスト抵抗３をバイパスするバイパス経路を構成する。
【００３８】
したがって、ベースバラスト抵抗３での電圧降下の増大が実効的に抑制され、飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を抑制することができ、所望出力での該電力増幅器１の低歪み動作が可能となる。このようにして、ベースバラスト抵抗３を挿入することで、信号増幅用のＨＢＴ２の熱的な安定動作を実現しつつ、そのベースバラスト抵抗３の挿入によって生じる飽和電力の増加が制限されるという問題を、前記バイパス経路によって解決することができる。これによって、高出力動作を実現することができる。
【００３９】
一方、前記バイパス経路に割り振られる電流の大きさは、該バイパス経路のインピーダンスに依存する。具体的には、該バイパス経路のインピーダンスが低くなる程、割り振られる電流は大きくなる。したがって、該バイパス経路のインピーダンスを低くすることで、前記ベースバラスト抵抗３による電圧降下増大の実効的な抑制量が大きくなり、飽和電力が増加する。一方、前記バイパス経路のインピーダンスを低くすると、動作出力電力における動作電流が増加するため、動作効率が低下するという一面もある。つまり、飽和電力と動作効率とはトレードオフの関係にある。そのため、バイパス経路のインピーダンスは、高出力動作および高効率動作の観点から、最適値が存在する。そのバイパス経路のインピーダンスは、前記可変インピーダンス回路８のインピーダンスを制御回路９からの外部制御信号によって変化させることで、変化させることができる。したがって、以下の要因で飽和電力が低下しても、パイパス経路のインピーダンスを前記外部制御信号によって変化させることで、飽和電力を改善させることが可能となる。
【００４０】
前記飽和電力が低下する要因としては、バイアス電圧ＶＢの変動、負荷インピーダンスの変動などの動作による変動とともに、電力増幅器１を構成しているトランジスタ、キャパシタ、インダクタなどの構成要素の特性や値のばらつきという製造プロセスによる変動もある。
【００４１】
このうち、前記バイアス電圧ＶＢの変動は、レギュレータ等でその影響を小さくすることができるが、負荷インピーダンス変動やプロセスばらつきによる飽和電力の劣化は改善し難い。本発明によれば、これらの原因によって電力増幅器１の飽和電力が劣化した場合、バイアス点を変えずに、前記外部制御信号を調整するだけで前記飽和電力を改善することができるので、バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動、プロセスばらつきに対して、それらの影響を受け難い低歪みな電力増幅器を実現することが可能となる。
【００４２】
一般に、通信装置の電力増幅器において、出力電力と線形性とは、動作効率より重視されることが多い。線形性が劣化すると、通信システム全体に悪影響を及ぼすという問題がある。また出力電力が小さいと、通話距離が狭くなるという問題がある。一方、動作効率の善し悪しは、通信装置における通話時間に影響を及ぼすが、通信システムへ悪影響を及ぼすことはない。このため、電力増幅器は、通信システムにて規定された出力電力、線形性を満たしつつ、高い動作効率が実現するよう設計される。本発明によれば、負荷インピーダンス変動やプロセスばらつきによって、電力増幅器の飽和電力が設計値に対して劣化しても、前記外部制御信号を調整するだけで、動作効率は少々低下する可能性があるが、前記飽和電力を改善することができる。
【００４３】
図２は、前記可変インピーダンス回路８および制御回路９の具体的構成を示す電気回路図である。前記可変インピーダンス回路８は、Ｎ型のバイポーラトランジスタ１１とコンデンサ１２との直列接続によって成り、前記バイポーラトランジスタ１１のベースに前記制御回路９からの外部制御信号が供給される。すなわち、前記ベースバラスト抵抗３は前記バイポーラトランジスタ１１のコレクタに接続され、該バイポーラトランジスタ１１のエミッタはコンデンサ１２の一端に接続され、コンデンサ１２の他端は入力端子４に接続される。
【００４４】
こうして、コンデンサ１２によって、直流成分は遮断され、交流成分には導通となり、前述のように直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路８を具体的に実現することができる。また、バイポーラトランジスタ１１のベースに印加される外部制御電圧によって該バイポーラトランジスタ１１のインピーダンスを変化させて飽和電力を調整することができ、低歪みな電力増幅器を実現することができる。さらにまた、信号増幅用のＨＢＴ２と該バイポーラトランジスタ１１とは同一の半導体基板上に同じプロセスにて形成できるので、電力増幅器１の小型化が可能となる。
【００４５】
一方、制御回路９は、チョークインダクタ１３と、抵抗１４と、バイパスコンデンサ１５とを備えて構成される。制御電圧端子１６への印加電圧Ｖｒｅｇから、高周波成分はバイパスコンデンサ１５によって除去され、直流成分のみがチョークインダクタ１３および抵抗１４を介して、外部制御電圧として前記バイポーラトランジスタ１１のベースに印加される。
【００４６】
また、図３の電力増幅器１ａの制御回路９ａで示すように、前記バイポーラトランジスタ１１のベースに印加する電圧を、抵抗１４ａ，１４ｂにて分割しても構わない（抵抗分割バイアス）。
【００４７】
前記チョークインダクタ１３は、ＨＢＴ２およびバイポーラトランジスタ１１と同じ基板にて形成されているモノリシックマイクロ波集積回路（以下、ＭＭＩＣと表記する）の場合は、スパイラルインダクタもしくは伝送線路にて形成される。これとは別に，前記ＭＭＩＣの外部に、チップインダクタを用いて構成しても構わない。また、ＨＢＴ２は、前記図９記載のＨＢＴ５４のように、複数個が相互に並列に接続されたものであっても構わない。この場合、前記ベースバラスト抵抗３およびコンデンサ５は、図９記載のベースバラスト抵抗５８およびコンデンサ５３のように、各ＨＢＴ２のベースに対してそれぞれ設けられ、一部のＨＢＴ２への電流集中が抑えられる。
【００４８】
前記図２で示す電力増幅器１において、本発明の効果の検討結果を以下に示す。検討した電力増幅器は、この図２の回路構成を２段目に用いた２段増幅型アンプである。前記ＨＢＴ２としては、エミッタ層がＩｎＧａＰのＨＢＴを用い、高周波信号ＲＦｉｎの周波数は前記無線ＬＡＮの５．２５ＧＨｚ、コレクタ電圧は３．０Ｖ、ベース電圧は２．７Ｖに設定している。また、前記可変インピーダンス回路８では、前記バイポーラトランジスタ１１には前記ＨＢＴ２と同じエミッタ層のＩｎＧａＰのＨＢＴを用いている。
【００４９】
シミュレーションは、一般的に使われているハーモニックバランス法にて行った。図４に、制御電圧端子１６への印加電圧Ｖｒｅｇを、参照符α１で示す２．０Ｖ、参照符α２で示す２．５Ｖ、参照符α３で示す３．０Ｖに変化させた時の振幅歪み（Ｇａｉｎ）の計算結果を示す。また、図５には、前記印加電圧Ｖｒｅｇを、参照符β１で示す２．０Ｖ、参照符β２で示す２．５Ｖ、参照符β３で示す３．０Ｖに変化させた時の位相歪み（ｄｐｈａｓｅ）の計算結果を示す。
【００５０】
図４から、印加電圧Ｖｒｅｇを大きくすると、飽和電力が増加し、かつ図５から、位相歪みが改善されていることが計算にて確認された。すなわち、前記印加電圧Ｖｒｅｇを大きくすると、可変インピーダンス回路８のバイポーラトランジスタ１１のベースに印加される電圧が増加する。これによって、バイポーラトランジスタ１１のエミッタ電流が増加し、該バイポーラトランジスタ１１のエミッタ−コレクタ間のインピーダンスが減少する。こうして、可変インピーダンス回路８のインピーダンスが低下すると、ベースバイアス電圧供給端子７からベースバラスト抵抗３に向かうベース電流の交流成分の内、バイパス経路である該可変インピーダンス回路８に割り振られる比率が増加する。したがって、ベースバラスト抵抗３での電圧降下の増大が実効的に抑制され、飽和電力が伸びないという問題を抑制でき、所望出力での低歪み動作が可能となる。
【００５１】
図６には、利得（Ｇａｉｎ）および付加効率（Ｐａｅ）の出力電力（ｐｏｕｔ）依存性の計算結果を示す。参照符γ１は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合の利得を示し、参照符γ２は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合の利得を示し、参照符γ１１は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合の付加効率を示し、参照符γ１２は前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合の付加効率を示す。
【００５２】
前記印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合、飽和電力は２７．９ｄＢｍで、印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合、飽和電力は２８．２ｄＢｍである。通信システムに規定されている線形性を満足させるために必要となる飽和電力からのバックオフを７ｄＢとすると、線形性を満たす最大出力電力は、印加電圧Ｖｒｅｇが２．０Ｖの場合２０．９ｄＢｍで、印加電圧Ｖｒｅｇが２．５Ｖの場合２１．２ｄＢｍとなる。両出力時の付加効率は、２１％である。
【００５３】
ここで、高出力動作実現のためには、前述のように負荷インピーダンスを低くするという手法も考えられるけれども、負荷インピーダンスが低い場合は、インピーダンス変換回路の損失が大きくなるので、電力増幅器１から取出せる電力が増加しにくいという問題がある。本発明においては、負荷インピーダンスを低くする必要がないので、前記インピーダンス変換回路の損失が増加せず、電力増幅器１から大きな出力電力を得ることが可能となる。
【００５４】
上述の図４〜図６で示すシミュレーションでは、ＨＢＴ２にエミッタ層がＩｎＧａＰのＨＢＴを用いたけれども、シリコン（Ｓｉ）基板に形成されたバイポーラトランジスタや、インジウム燐（ＩｎＰ）基板、窒化ガリウム（ＧａＮ）基板上のバイポーラトランジスタでも同様の効果が期待できる。また可変インピーダンス回路８を構成するバイポーラトランジスタ１１は、電界効果トランジスタであってもよい。
【００５５】
本発明の実施の他の形態について、図７および図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５６】
図７は、本発明の実施の他の形態の電力増幅器３１の電気的構成を示すブロック図である。この電力増幅器３１は、前述の図２で示す電力増幅器１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、この電力増幅器３１では、可変インピーダンス回路８のインピーダンスを変化させる制御手段として、前記制御回路９とともに、検波回路３２と、歪み検出回路３３とが設けられていることである。前記検波回路３２は、前記ＨＢＴ２にて増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを検波し、歪み検出回路３３は、前記検波回路３２の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記制御回路９への印加電圧Ｖｒｅｇを変化し、前記可変インピーダンス回路８のインピーダンスを変化させる。
【００５７】
前記歪み検出回路３３は、具体的には、前記ＨＢＴ２にて増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔを検波し、前記歪みレベル（たとえば、高調波レベルや隣接チャネル漏洩電力）がシステムの規定値以下に収まっている場合の前記印加電圧Ｖｒｅｇに比べて、前記歪みレベルが規定値以上の場合は、その歪みの程度に比例して前記印加電圧Ｖｒｅｇを大きくして、前記バイポーラトランジスタ１１のインピーダンスを低下させ、振幅歪み、位相歪みを改善する。つまり、高周波信号ＲＦｏｕｔの歪み量が帰還量となる負帰還回路のような原理によって、ＨＢＴ２の線形性が改善される。
【００５８】
デジタル変調を施された或る帯域を有する変調波信号を電力増幅器にて増幅する際、該電力増幅器の振幅歪みおよび位相歪みの劣化によって、電力増幅器にて増幅された変調波信号の線形性はその影響を受け、隣接チャネルに増幅された変調波信号の一部が漏洩することがある（隣接チャネル漏洩電力）。隣接チャネル漏洩電力はその隣接チャネルにて通信しているユーザにとっては妨害波であり、通信に支障をきたす恐れがある。したがって、隣接チャネル漏洩電力は、上述のように通信システムにて規定されている値以下に抑制しなければならない。
【００５９】
このようにして、バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動、プロセスばらつきなどが原因で、該電力増幅器３１の振幅歪みおよび位相歪みが劣化することがあっても、該電力増幅器３１にて増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔの歪みは自律的に規定値以下に抑制され、隣接チャネルの通信に影響を与えなくすることができる。
【００６０】
図８は、上述のように構成される電力増幅器３１を使用する通信装置４１の送信側の基本的なブロック構成図である。信号処理回路４２にて信号処理された送信すべき信号は、変調器４３にて局部発振器４４からのキャリア信号を変調し、得られた変調信号はドライバ増幅器４５にて増幅される。その後、送信電力増幅器４６にて更に増幅される。この送信電力増幅器４６が、前記電力増幅器３１を含んで構成される２段増幅型アンプで実現される。前記送信電力増幅器４６からの送信信号は、送受切換スイッチ４７を介して、アンテナ４８から送信される。
【００６１】
したがって、前記送信電力増幅器４６は低歪み動作を示すので、それを適用した該通信装置４１は入力信号を線形増幅することが可能となり、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信システムで要求される、高出力かつ低歪みな電力増幅器を実現することができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明の電力増幅器は、以上のように、ヘテロ接合バイポーラトランジスタを複数個並列に接続して構成される電力増幅器などで好適に実施され、エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに高周波信号が与えられ、コレクタが出力端子となり、かつ前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を介してベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給することで、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベース電流の増加に対して、その抵抗の端子間の電圧降下が増加し、前記ベース電流を抑制する負帰還を実現することで熱暴走を抑制するようにした電力増幅器において、前記ベースバイアス電圧供給端子からのベース電流に対して、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させる可変インピーダンス回路を設け、前記ベース電流の交流成分に関して、前記抵抗をバイパスするバイパス経路を構成させる。
【００６３】
それゆえ、抵抗での電圧降下の増大が抑制され、飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を抑制することができ、所望出力での電力増幅器の低歪み動作が可能となる。これによって、抵抗を挿入することで、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によって生じる飽和電力の増加が制限されてしまうという問題を、前記バイパス経路によって解決し、高出力、低歪み動作を実現することができる。
【００６４】
また、本発明の電力増幅器は、以上のように、前記インピーダンス回路を可変インピーダンス回路とし、制御手段が、そのインピーダンスを調整して、前記ベースバイアス電圧供給端子から抵抗に向かうベース電流の交流成分の内、前記バイパス経路に割り振られる電流の大きさを調整する。
【００６５】
それゆえ、何らかの要因（バイアス電圧変動、負荷インピーダンス変動など）で飽和電力が低下しても、飽和電力を改善させることができる。
【００６６】
さらにまた、本発明の電力増幅器は、以上のように、前記可変インピーダンス回路を、バイポーラトランジスタとコンデンサとの直列接続によって構成する。
【００６７】
それゆえ、コンデンサによって、直流成分は遮断され、交流成分には導通となり、前述のように直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を具体的に実現することができる。また、バイポーラトランジスタのベース端子に印加される外部制御電圧によって該バイポーラトランジスタのインピーダンスを変化させて飽和電力を調整することができ、低歪みな電力増幅器を実現することができる。さらにまた、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタとバイパス経路のバイポーラトランジスタとは同一の半導体基板上に同じプロセスにて形成できるので、電力増幅器の小型化が可能となる。
【００６８】
また、本発明の電力増幅器は、以上のように、前記制御手段を、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化させる歪み検出回路とをさらに備えて構成する。
【００６９】
それゆえ、検波回路での検波出力から、歪み検出回路が歪みレベル（たとえば、高調波レベルや隣接チャネル漏洩電力）を検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化するので、電力増幅器にて増幅された変調波信号の歪みを規定値以下に抑制し、隣接チャネルの通信に影響を与えなくすることができる。
【００７０】
さらにまた、本発明の通信装置は、以上のように、前記の電力増幅器を用いる。
【００７１】
それゆえ、信号増幅用のエミッタ接地バイポーラトランジスタのベースに抵抗を挿入することで、該バイポーラトランジスタの熱的な安定動作を実現しつつ、その抵抗の挿入によっても線形性を確保することができる通信に適した電力増幅器を備える通信装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の電力増幅器の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す電力増幅器の具体的構成を示す電気回路図である。
【図３】図２で示す電力増幅器における制御回路の他の例を示す電気回路図である。
【図４】図２で示す電力増幅器の制御電圧端子への印加電圧を変化させた時の振幅歪みの計算結果を示すグラフである。
【図５】図２で示す電力増幅器の制御電圧端子への印加電圧を変化させた時の位相歪みの計算結果を示すグラフである。
【図６】図２で示す電力増幅器の利得および付加効率の出力電力依存性の計算結果を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の他の形態の電力増幅器の電気的構成を示すブロック図である。
【図８】図７で示す電力増幅器を使用する通信装置の送信側の基本的なブロック構成図である。
【図９】ベースバラスト抵抗技術を適用した典型的な従来技術の電力増幅器の電気回路図である。
【符号の説明】
１，１ａ，３１ 電力増幅器
２ ＨＢＴ（エミッタ接地バイポーラトランジスタ）
３ ベースバラスト抵抗
５ コンデンサ
７ ベースバイアス電圧供給端子
８ 可変インピーダンス回路
９，９ａ 制御回路（制御手段）
１１ バイポーラトランジスタ
１２ コンデンサ
１３ チョークインダクタ
１４，１４ａ，１４ｂ 抵抗
１５ バイパスコンデンサ
１６ 制御電圧端子
３２ 検波回路（制御手段）
３３ 歪み検出回路（制御手段）
４１ 通信装置
４２ 信号処理回路
４３ 変調器
４４ 局部発振器
４５ ドライバ増幅器
４６ 送信電力増幅器
４７ 送受切換スイッチ
４８ アンテナ
Claims (3)
- ベースに与えられる高周波信号を増幅してコレクタから出力するエミッタ接地バイポーラトランジスタと、前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースにベースバイアス電圧供給端子からのバイアス電圧を供給する抵抗とを備えて構成される電力増幅器において、
前記エミッタ接地バイポーラトランジスタのベースと前記ベースバイアス電圧供給端子との間に、前記抵抗に対して並列に接続され、直流成分に対して開放であるとともに、交流成分は通過させるインピーダンス回路を含み、
前記インピーダンス回路は、可変インピーダンス回路であり、
前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化する制御手段をさらに備えると共に、
前記制御手段は、
前記エミッタ接地バイポーラトランジスタにて増幅された変調波信号を検波する検波回路と、
前記検波回路の検波出力から、歪みレベルを検出し、その検出結果に応じて前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化させる歪み検出回路とを備えて構成されることを特徴とする電力増幅器。 - 前記可変インピーダンス回路は、バイポーラトランジスタとコンデンサとの直列接続によって成り、前記バイポーラトランジスタのベースに前記制御手段からの外部制御信号を供給することを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
- 前記請求項１または２に記載の電力増幅器を用いることを特徴とする通信装置。
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