JP4050567B2

JP4050567B2 - Constant voltage power supply

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Publication number: JP4050567B2
Application number: JP2002216920A
Authority: JP
Inventors: 正浩松尾
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2002-07-25
Filing date: 2002-07-25
Publication date: 2008-02-20
Anticipated expiration: 2022-07-25
Also published as: JP2004062329A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷の過渡変動による出力電圧の変動に対して高速に応答することができると共に、低消費電流で作動することができる定電圧電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、入力電圧を所定の定電圧に変換して出力する定電圧電源装置の構成として、通常、出力電圧と基準電圧とを比較して該差電圧が最小となるように、出力電圧を制御する出力制御用トランジスタにフィードバックを施している。このため、出力電圧の変化が、出力制御用トランジスタに伝達されて、出力電圧を所定の電圧値に復帰させるためには多少の時間が必要になる。このような伝達に要する時間が応答遅れとなる。該応答遅れが大きいと、負荷電流が過渡的に大きく変動した場合等に伴って出力電圧も大きく変動し、最悪の場合は、該出力電圧が出力される出力端子に接続された負荷をなす回路の動作保証電圧を下回り、該負荷に不具合が生じる可能性があった。
【０００３】
このような、応答遅れの多くは、定電圧電源装置の制御回路内での配線間容量及びトランジスタの電極間にある寄生容量と、これらの容量を充放電する電流値によって決まる。すなわち、応答速度を速くするためには、このような容量を減少させるか、このような容量を充放電する電流値を大きくすればよい。しかし、このような容量は、制御回路を構成しているＩＣのレイアウトや、出力電流を制御するために必要なトランジスタの大きさによってほぼ決定されてしまうことから、通常は充放電の電流値を大きくする方法が行われていた。
【０００４】
しかし、前記充放電の電流値を大きくするということは、定電圧電源装置における制御回路のバイアス電流値を大きくすることであり、必然的に電源装置自体の消費電流が増加する。近年、環境問題に対する配慮から、電気機器の省電力化が求められており、特に電池で駆動される機器においてそのような傾向が顕著である。このため、定電圧電源装置の制御回路においても、できるだけ低電流で作動させることが望ましい。
【０００５】
そこで、定電圧電源装置における出力電圧の応答速度を改善する技術が、特開平１０−１２４１５９号公報で開示されている。
図８は、特開平１０−１２４１５９号公報で開示された実施の形態を示している。
図８において、帰還型電圧供給源１１０の電圧出力端子ＴＯに電流供給回路１３０と電流吸収回路１４０が接続されている。
【０００６】
電源供給回路１３０は、電圧出力端子ＴＯの定常電圧よりもわずかに低い電圧ＶＬを発生する電圧源１３１と、カソードが電圧出力端子ＴＯに接続された第１のダイオード１３３とカソードが電圧源１３１に接続された第２のダイオード１３４と、電流出力端子がこれら第１及び第２の各ダイオードにおけるそれぞれのアノードの接続点に接続された電流源１３２とで構成されている。
【０００７】
また、電流吸引回路１４０は、電圧出力端子ＴＯの定常電圧よりわずかに高い電圧ＶＨを出力する電圧源１４１と、アノードが電圧出力端子ＴＯに接続された第３のダイオード１４３と、アノードが電圧源１４１に接続された第４のダイオード１４４と、電流出力端子がこれら第３及び第４の各ダイオードにおけるそれぞれのカソードの接続点に接続された電流源１４２とで構成されている。
【０００８】
各電圧源と電圧出力端子ＴＯの電圧がＶＨ＞Ｖｏ＞ＶＬの関係を保持している間は、電流源１３２の出力電流は電圧源１３１に流れ、電流源１４２の出力電流は電圧源１４１に流れ、電圧出力端子ＴＯには電流が流れない。ここで、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖｏが低下して、Ｖｏ＜ＶＬになると、電流源１３２から電圧出力端子ＴＯに電流が供給され、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖｏが電圧ＶＬ以下になるのを防止する。同様に、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖｏが上昇して、ＶＨ＜Ｖｏになると、電流源１４２は電圧出力端子ＴＯから電流を吸引し、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖｏが電圧ＶＨ以上になるのを防止する。このようにして、電圧Ｖｏの応答遅れによる電圧変動を抑制することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、特開平１０−１２４１５９号公報では、電圧出力端子ＴＯの電圧ＶｏがＶＨ＞Ｖｏ＞ＶＬの関係を保持している間も、電流源１３２と電流源１４２は作動しており、無駄に電流を消費しているため、電源効率を極端に低下させるという問題が考えられる。
【００１０】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、定電圧電源装置の制御回路での消費電流を抑えながら、出力電圧の応答速度を向上させることができる定電圧電源装置を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る定電圧電源装置は、直流電源から入力された電圧を所定の直流電圧に変換して出力端子から出力する定電圧電源装置において、
所定の基準電圧を生成して出力する基準電圧発生回路部と、
前記出力端子の電圧を分圧して出力する分圧回路部と、
入力される制御信号に応じて、前記直流電源から供給される電流の出力制御を行う出力制御用トランジスタと、
入力される制御信号に応じて、該出力制御用トランジスタの駆動制御を行うドライバトランジスタと、
前記分圧回路部からの分圧電圧が前記基準電圧になるように該ドライバトランジスタの動作制御を行う誤差増幅器と、
入力される制御信号に応じた定電流を前記ドライバトランジスタに供給する、該ドライバトランジスタの負荷をなす定電流回路部と、
前記出力端子の電圧を検出し、該検出した電圧に応じてアナログ的に変化する定電流が出力されるように該定電流回路部の動作制御を行う電流制御回路部と、
を備え、
前記電流制御回路部は、定電流回路部に対して、前記出力端子の電圧が低下すると前記定電流の電流値を増加させるものである。
【００１３】
また、前記定電流回路部は、制御信号入力端に入力される電圧に応じた電流を出力するトランジスタで形成され、前記電流制御回路部は、該トランジスタが出力側トランジスタをなすようにカレントミラー回路を形成し、該カレントミラー回路に入力される電流値を、前記検出した出力電圧に応じて変えるようにしてもよい。
【００１７】
また、前記電流制御回路部は、定電流回路部から出力される電流値が所定値を超えないように制限するようにしてもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における定電圧電源装置の例を示した回路図である。
図１において、定電圧電源装置１の入力端子ＩＮには電池等の直流電源１０からの電圧Ｖｂａｔが入力されており、定電圧電源装置１の出力端子ＯＵＴには負荷１１が接続されている。定電圧電源装置１は、入力された電圧Ｖｂａｔから所定の定電圧Ｖｘを生成して負荷１１に出力する。
【００１９】
定電圧電源装置１は、所定の基準電圧Ｖｒを生成して出力する基準電圧発生回路部２と、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して出力する抵抗Ｒ１及びＲ２からなる分圧回路部３と、ゲートに入力される電圧に応じた電流を出力端子ＯＵＴに出力するＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳトランジスタと呼ぶ）からなる出力制御用トランジスタＭ１とを備えている。
【００２０】
更に、定電圧電源装置１は、基準電圧Ｖｒに対する分圧回路部３で生成された分圧電圧Ｖｄの差電圧を増幅して出力する誤差増幅器Ａ１と、該誤差増幅器Ａ１の出力電圧に応じて出力制御用トランジスタＭ１をドライブするＰＭＯＳトランジスタからなるドライバトランジスタＭ２と、該ドライバトランジスタＭ２の負荷をなす定電流回路部４と、該定電流回路部４の動作制御を行って供給される電流値ｉａを変える電流制御回路部５とを備えている。
【００２１】
誤差増幅器Ａ１において、非反転入力端には基準電圧Ｖｒが、反転入力端には分圧電圧Ｖｄがそれぞれ入力され、出力端は、ドライバトランジスタＭ２のゲートに接続されている。ドライバトランジスタＭ２のソースは入力端子ＩＮに接続され、ドライバトランジスタＭ２のドレインと接地電圧との間には定電流回路部４が接続されている。また、ドライバトランジスタＭ２のドレインは出力制御用トランジスタＭ１のゲートに接続され、出力制御用トランジスタＭ１は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続されている。
【００２２】
一方、電流制御回路部５は、電圧Ｖｂａｔを電源にして作動しており、入力端は出力端子ＯＵＴに接続され、出力端から定電流回路部４へ出力電流の制御を行う制御信号が出力され、定電流回路部４は、該制御信号に応じた電流ｉａをドライバトランジスタＭ２に供給する。
【００２３】
このような構成において、負荷１１の状態が変化し、負荷１１への出力電流が増加して出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、誤差増幅器Ａ１の反転入力端に入力されている分圧電圧Ｖｄが低下して誤差増幅器Ａ１の出力電圧が上昇し、ドライバトランジスタＭ２のゲート電圧が上昇する。このため、ドライバトランジスタＭ２のドレイン電圧が低下して出力制御用トランジスタＭ１のゲート電圧が低下し、出力制御用トランジスタＭ１のドレイン電流が増大することから、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して所定の定電圧Ｖｘになるように制御される。
【００２４】
しかし、出力電圧Ｖｏｕｔが低下してから、再び所定の定電圧Ｖｘに戻るまでに若干の時間がかかる。該時間の大半は、出力制御用トランジスタＭ１のソース−ゲート間に形成された寄生容量Ｃ１を、定電流回路部４から供給される電流値ｉａで充電するのに要する時間である。出力制御用トランジスタＭ１は、負荷１１に流れる電流がすべて流れることから、必然的にバッファサイズ（トランジスタサイズ）が大きなものを使用するため、寄生容量Ｃ１も大きくなる。出力制御用トランジスタＭ１の出力電流値を制御するためには、出力制御用トランジスタＭ１のゲート電圧を変化させる必要がある。しかし、ソース−ゲート間には大きな寄生容量Ｃ１があるため、ゲート電圧を短時間に変化させるためには、大きな電流で寄生容量Ｃ１を充放電させる必要がある。
【００２５】
定電圧電源装置１の消費電流を低減させるために、ドライバトランジスタＭ２の負荷である定電流回路部４から供給される電流ｉａを小さくすると、寄生容量Ｃ１を充放電するために多くの時間がかかるため、出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対する出力制御用トランジスタＭ１の応答速度が遅くなる。このようなことから、電流制御回路部５が、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値に応じて、ドライバトランジスタＭ２の負荷である定電流回路部４から出力される電流ｉａを変化させる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが低下した場合は、定電流回路部４の出力電流ｉａを増加させて、出力電圧Ｖｏｕｔが変化した場合の応答速度を速くすることができる。
【００２６】
図２は、図１における定電流回路部４及び電流制御回路部５の回路例を示した図である。なお、図２では、図１と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略する。
図２において、定電流回路部４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタと呼ぶ）Ｍ３からなり、電流制御回路部５は、ＮＭＯＳトランジスタＭ４、ＰＭＯＳトランジスタＭ５及び抵抗Ｒ３で構成されている。
【００２７】
定電流回路部４のＮＭＯＳトランジスタＭ３と電流制御回路部５のＮＭＯＳトランジスタＭ４はカレントミラー回路を形成しており、ドライバトランジスタＭ２のドレインと接地電圧との間にＮＭＯＳトランジスタＭ３が接続されている。入力端子ＩＮと接地電圧との間には、抵抗Ｒ３、ＰＭＯＳトランジスタＭ５及びＮＭＯＳトランジスタＭ４が直列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ４の各ゲートは接続され、該接続部はＮＭＯＳトランジスタＭ４のドレインに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＭ５のゲートは出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００２８】
このような構成において、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、ＰＭＯＳトランジスタＭ５のゲート電圧が低下してＰＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン電流が増加する。該ドレイン電流がカレントミラー回路の入力側トランジスタをなすＮＭＯＳトランジスタＭ４に流れるため、該電流は、カレントミラー回路の出力側トランジスタをなすＮＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流となり、定電流回路部４の出力電流ｉａになる。このようにして、ドライバトランジスタＭ２に供給される電流が増加し、出力制御用トランジスタＭ１のゲート電圧を短時間に変化させることができ、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に対するフィードバック制御の動作を速くすることができる。
【００２９】
このように、本第１の実施の形態における定電圧電源装置は、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に応じて、出力制御用トランジスタＭ１の寄生容量Ｃ１を充放電する電流の電流値を増加させる電流制御回路部５を備えるようにした。このことから、定電圧電源装置の低消費電流化を図ることができると共に、出力電圧の応答速度を向上させることができる。
【００３０】
第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態では、電流制御回路部５は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出してドライバトランジスタＭ２に対する負荷電流ｉａを変えるようにしたが、電流制御回路部５が誤差増幅器Ａ１の出力電圧を検出してドライバトランジスタＭ２に対する負荷電流ｉａを変えるようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。
図３は、本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の例を示した回路図である。なお、図３では、図１と同じものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
【００３１】
図３における図１との相違点は、図１の電流制御回路部５は誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａを検出し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下して該検出した電圧Ｖａが上昇するとドライバトランジスタＭ２に対する負荷電流ｉａを増加させるようにしたことから、図１の電流制御回路部５を電流制御回路部２１とし、これに伴って図１の定電圧電源装置１を定電圧電源装置２０にしたことにある。
図３において、定電圧電源装置２０は、基準電圧発生回路部２と、分圧回路部３と、出力制御用トランジスタＭ１と、誤差増幅器Ａ１と、ドライバトランジスタＭ２と、定電流回路部４と、誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａを検出し該検出した出力電圧Ｖａが増加すると、該定電流回路部４の動作制御を行って供給される電流値を変える電流制御回路部２１とを備えている。
【００３２】
電流制御回路部２１は、電圧Ｖｂａｔを電源にして作動しており、入力端は誤差増幅器Ａ１の出力端に接続され、出力端から定電流回路部４へ出力電流の制御を行う制御信号が出力され、定電流回路部４は、該制御信号に応じた電流ｉａをドライバトランジスタＭ２に供給する。
このような構成において、負荷１１の状態が変化し、負荷１１への出力電流が増加して出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、誤差増幅器Ａ１の反転入力端に入力されている分圧電圧Ｖｄが低下して誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａが上昇し、ドライバトランジスタＭ２のゲート電圧が上昇する。
【００３３】
電流制御回路部２１は、誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａの電圧値に応じて、ドライバトランジスタＭ２の負荷である定電流回路部４から出力される電流ｉａを変化させる。すなわち、電流制御回路部２１は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａが上昇すると、定電流回路部４の出力電流ｉａを増加させて、出力電圧Ｖｏｕｔが変化した場合の応答速度を速くすることができる。
【００３４】
図４は、図３における誤差増幅器Ａ１、定電流回路部４及び電流制御回路部５の回路例を示した図である。なお、図４では、図３と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略する。
図４において、定電流回路部４は、ＮＭＯＳトランジスタＭ３からなり、電流制御回路部２１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１６、ＮＭＯＳトランジスタＭ１７〜Ｍ１９及び定電流源２２で構成され、誤差増幅器Ａ１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ２０，Ｍ２１及びＮＭＯＳトランジスタＭ２２〜２５で構成されている。
【００３５】
電流制御回路部２１において、入力端子ＩＮと接地電圧との間には、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２及びＮＭＯＳトランジスタＭ１７，Ｍ１８が直列に接続された直列回路と、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３，Ｍ１５及びＮＭＯＳトランジスタＭ１９並びに誤差増幅器Ａ１のＮＭＯＳトランジスタＭ２５が直列に接続された直列回路と、ＰＭＯＳトランジスタＭ１４，Ｍ１６及び定電流源２２が直列に接続された直列回路とがそれぞれ並列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１３及びＭ１４はカレントミラー回路を形成し、ＰＭＯＳトランジスタＭ１２、Ｍ１５及びＭ１６でカレントミラー回路を形成している。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１８はＮＭＯＳトランジスタＭ３とカレントミラー回路を形成している。
【００３６】
ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１３，Ｍ１４において、各ゲートは接続され、該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインに接続され、各ソースはそれぞれ入力端子ＩＮに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１３，Ｍ１４の各ドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１２，Ｍ１５，Ｍ１６の各ソースに対応して接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１２，Ｍ１５，Ｍ１６において、各ゲートは接続され、該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ１６のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１２及びＭ１５の各ドレインは、ＮＭＯＳトランジスタＭ１７，Ｍ１９の各ドレインに対応して接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１６のドレインは、定電流源２２を介して接地電圧に接続されている。
【００３７】
ＮＭＯＳトランジスタＭ１７において、ソースはＮＭＯＳトランジスタＭ１８のドレインに接続され、ゲートは誤差増幅器Ａ１の出力端に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ１８において、ゲートはＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに接続され、ソースは接地電圧に接続されている。一方、ＮＭＯＳトランジスタＭ１９において、ゲートはＰＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１３及びＭ１４の各ゲートの接続部に接続され、ソースはＮＭＯＳトランジスタＭ２５のドレインに接続されている。
【００３８】
次に、誤差増幅器Ａ１において、ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１がカレントミラー回路を形成し、ＮＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５がカレントミラー回路を形成している。ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３は差動対をなしており、ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１のカレントミラー回路は、該差動対の負荷をなしている。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５のカレントミラー回路は、定電流源をなしている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１において、各ゲートは接続され該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインに接続され、各ソースは入力端子ＩＮにそれぞれ接続されている。
【００３９】
また、ＰＭＯＳトランジスタＭ２０及びＭ２１の各ドレインは、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３のドレインにそれぞれ対応して接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートは、誤差増幅器Ａ１の反転入力端をなし、分圧回路部３からの分圧電圧Ｖｄが入力されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２３のゲートは、誤差増幅器Ａ１の非反転入力端をなし、基準電圧Ｖｒが入力されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及びＭ２３の各ソースはそれぞれ接続され、該接続部は、ＮＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ２０及びＮＭＯＳトランジスタＭ２２の接続部が誤差増幅器Ａ１の出力端をなしている。なお、図４では、各ＰＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートはそれぞれ入力端子ＩＮに接続され、各ＮＭＯＳトランジスタのサブストレートゲートはそれぞれ接地電圧に接続されている。
【００４０】
このような構成において、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２は、定電流負荷であり、ＮＭＯＳトランジスタＭ１７から流れる電流の最大値を規制すると共に、ＮＭＯＳトランジスタＭ１７のドレインにバイアス電圧を印加している。同様に、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１５は、定電流負荷であり、ＮＭＯＳトランジスタＭ１９から流れる電流の最大値を規制すると共に、ＮＭＯＳトランジスタＭ１９のドレインにバイアス電圧を印加している。
【００４１】
ＰＭＯＳトランジスタＭ１４及びＭ１６は、対応するカレントミラー回路の入力側トランジスタをそれぞれなしており、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３，Ｍ１５は対応するカレントミラー回路の出力側トランジスタをそれぞれなしている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１４及びＭ１６の直列回路は、定電流源２２から所定の定電流が供給されており、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１６及びＮＭＯＳトランジスタＭ１９，Ｍ２５は、対応するＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２及びＮＭＯＳトランジスタＭ２４に、それぞれバイアス電流を与えている。
【００４２】
出力電圧Ｖｏｕｔが低下して、誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａが上昇すると、ＮＭＯＳトランジスタＭ１７のドレイン電流が増加し、該ドレイン電流はカレントミラー回路の入力側トランジスタをなすＮＭＯＳトランジスタＭ１８のドレインに入力され、該カレントミラー回路の出力側トランジスタをなすＮＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流が増加する。
【００４３】
図５は、本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の他の例を示した回路図である。なお、図５では、図４と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に図４との相違点のみ説明する。
図５における図４との相違点は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインをＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに接続し、ＰＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインをＰＭＯＳトランジスタＭ１５のドレインに接続して、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２の各ドレイン電圧を安定させるようにしたことにあり、その他の動作は図４と同様である。
【００４４】
次に、図６は、本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の他の例を示した回路図である。なお、図６では、図４と同じものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に図４との相違点のみ説明する。
図６における図４との相違点は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１８のゲートバイアスを、電流源をなすＮＭＯＳトランジスタＭ２５のゲートから得るようにしたことにあり、その他の動作は図４と同様である。なお、図６では、図４の場合を例にして示したが、図５の場合は図７のようになる。
【００４５】
このように、本第２の実施の形態における定電圧電源装置は、電流制御回路部２１で誤差増幅器Ａ１の出力電圧Ｖａを検出し、該検出した電圧に応じてドライバトランジスタＭ２に対する負荷電流ｉａを変えるようにした。このことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、電流制御回路部２１が完全にＩＣ内に取り込まれ、出力端子ＯＵＴを介してトランジスタのゲートが外部に露出することがなくなり、回路の信頼性を向上させることができる。
【００４６】
【発明の効果】
上記の説明から明らかなように、本発明の定電圧電源装置によれば、出力端子から出力される電圧、又は誤差増幅器の出力電圧に応じてドライバトランジスタの負荷電流の電流値を変えるようにし、具体的には、出力端子から出力される電圧の低下、又は誤差増幅器の出力電圧の低下に応じて、ドライバトランジスタの負荷電流を増加させるようにした。このことから、通常動作時は定電圧電源装置の低消費電流化を図ることができ、更に、出力電圧が低下した場合の復帰応答時間を短縮させることができ、該復帰応答の高速化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における定電圧電源装置の例を示した回路図である。
【図２】図１における定電流回路部４及び電流制御回路部５の回路例を示した図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の例を示した回路図である。
【図４】図３における誤差増幅器Ａ１、定電流回路部４及び電流制御回路部２１の回路例を示した図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の他の例を示した回路図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の他の例を示した回路図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態における定電圧電源装置の他の例を示した回路図である。
【図８】従来の定電圧電源装置の例を示した図である。
【符号の説明】
１，２０定電圧電源装置
２基準電圧発生回路部
３分圧回路部
４定電流回路部
５，２１電流制御回路部
１０直流電源
１１負荷
２２定電流源
Ａ１誤差増幅器
Ｍ１出力制御用トランジスタ
Ｍ２ドライバトランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a constant voltage power supply apparatus that can respond to a change in output voltage due to a transient change in a load at a high speed and can operate with a low current consumption.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a configuration of a constant voltage power supply device that converts an input voltage into a predetermined constant voltage and outputs it, the output voltage is usually controlled by comparing the output voltage with a reference voltage and minimizing the difference voltage. Feedback is applied to the output control transistor. For this reason, a change in the output voltage is transmitted to the output control transistor, and some time is required to restore the output voltage to a predetermined voltage value. The time required for such transmission is delayed in response. If the response delay is large, the output voltage also fluctuates greatly when the load current fluctuates greatly. In the worst case, the circuit forms a load connected to the output terminal from which the output voltage is output. There was a possibility that the load would be less than the guaranteed operating voltage.
[0003]
Many of such response delays are determined by the inter-wiring capacitance in the control circuit of the constant voltage power supply device, the parasitic capacitance between the electrodes of the transistor, and the current value for charging and discharging these capacitances. That is, in order to increase the response speed, such a capacity may be reduced or a current value for charging and discharging such a capacity may be increased. However, since such a capacitance is almost determined by the layout of the IC constituting the control circuit and the size of the transistor necessary for controlling the output current, the charge / discharge current value is usually set. There was a way to make it bigger.
[0004]
However, increasing the charge / discharge current value means increasing the bias current value of the control circuit in the constant voltage power supply device, and inevitably increases the current consumption of the power supply device itself. In recent years, in consideration of environmental problems, power saving of electric devices has been demanded, and such a tendency is particularly remarkable in devices driven by batteries. For this reason, it is desirable to operate the control circuit of the constant voltage power supply apparatus with as low a current as possible.
[0005]
Therefore, a technique for improving the response speed of the output voltage in the constant voltage power supply apparatus is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-124159.
FIG. 8 shows an embodiment disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-124159.
In FIG. 8, a current supply circuit 130 and a current absorption circuit 140 are connected to the voltage output terminal TO of the feedback voltage supply source 110.
[0006]
The power supply circuit 130 includes a voltage source 131 that generates a voltage VL slightly lower than a steady voltage at the voltage output terminal TO, a first diode 133 having a cathode connected to the voltage output terminal TO, and a cathode connected to the voltage source 131. The connected second diode 134 and a current source 132 having a current output terminal connected to the connection point of the anode of each of the first and second diodes.
[0007]
The current suction circuit 140 includes a voltage source 141 that outputs a voltage VH that is slightly higher than the steady voltage of the voltage output terminal TO, a third diode 143 that has an anode connected to the voltage output terminal TO, and an anode that is a voltage source. 141 and a fourth diode 144 connected to 141, and a current source 142 whose current output terminal is connected to the connection point of the respective cathodes of the third and fourth diodes.
[0008]
While the voltage of each voltage source and the voltage output terminal TO maintains the relationship of VH>Vo> VL, the output current of the current source 132 flows to the voltage source 131 and the output current of the current source 142 flows to the voltage source 141. No current flows through the voltage output terminal TO. Here, when the voltage Vo at the voltage output terminal TO decreases and Vo <VL, current is supplied from the current source 132 to the voltage output terminal TO, and the voltage Vo at the voltage output terminal TO becomes equal to or lower than the voltage VL. To prevent. Similarly, when the voltage Vo at the voltage output terminal TO rises and VH <Vo, the current source 142 draws current from the voltage output terminal TO, and the voltage Vo at the voltage output terminal TO rises above the voltage VH. To prevent. In this way, voltage fluctuation due to response delay of the voltage Vo can be suppressed.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-124159, the current source 132 and the current source 142 are operating even when the voltage Vo at the voltage output terminal TO maintains the relationship of VH>Vo> VL. Therefore, there is a problem that the power supply efficiency is extremely reduced.
[0010]
The present invention has been made to solve the above-described problem, and a constant voltage power supply device capable of improving the response speed of an output voltage while suppressing current consumption in a control circuit of the constant voltage power supply device. The purpose is to obtain.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
A constant voltage power supply device according to the present invention is a constant voltage power supply device that converts a voltage input from a DC power supply into a predetermined DC voltage and outputs it from an output terminal.
A reference voltage generation circuit that generates and outputs a predetermined reference voltage;
A voltage dividing circuit for dividing and outputting the voltage of the output terminal;
An output control transistor that performs output control of a current supplied from the DC power supply according to an input control signal;
A driver transistor that performs drive control of the output control transistor in accordance with an input control signal;
An error amplifier for controlling the operation of the driver transistor so that the divided voltage from the voltage dividing circuit unit becomes the reference voltage;
A constant current circuit unit which supplies a constant current corresponding to an input control signal to the driver transistor and forms a load of the driver transistor;
A current control circuit unit that detects the voltage of the output terminal and performs operation control of the constant current circuit unit so that a constant current that changes in an analog manner according to the detected voltage is output;
Equipped with a,
The current control circuit section, to the constant-current circuit part, the voltage of the output terminal is shall increase the current value of the constant current to be reduced.
[0013]
The constant current circuit unit is formed of a transistor that outputs a current corresponding to a voltage input to a control signal input terminal, and the current control circuit unit includes a current mirror circuit so that the transistor forms an output side transistor. And the current value input to the current mirror circuit may be changed according to the detected output voltage.
[0017]
The current control circuit unit may limit the current value output from the constant current circuit unit so as not to exceed a predetermined value.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, the present invention will be described in detail based on the embodiments shown in the drawings.
First embodiment.
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a constant voltage power supply device according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, a voltage Vbat from a DC power supply 10 such as a battery is input to the input terminal IN of the constant voltage power supply device 1, and a load 11 is connected to the output terminal OUT of the constant voltage power supply device 1. The constant voltage power supply device 1 generates a predetermined constant voltage Vx from the input voltage Vbat and outputs it to the load 11.
[0019]
The constant voltage power supply device 1 includes a reference voltage generating circuit unit 2 that generates and outputs a predetermined reference voltage Vr, a voltage dividing circuit unit 3 including resistors R1 and R2 that divides and outputs the output voltage Vout, and a gate. An output control transistor M1 including a P-channel MOS transistor (hereinafter referred to as a PMOS transistor) that outputs a current corresponding to the input voltage to the output terminal OUT is provided.
[0020]
Furthermore, the constant voltage power supply apparatus 1 amplifies and outputs a difference voltage of the divided voltage Vd generated by the voltage dividing circuit unit 3 with respect to the reference voltage Vr, and an output voltage of the error amplifier A1. A driver transistor M2 composed of a PMOS transistor for driving the output control transistor M1, a constant current circuit unit 4 constituting a load of the driver transistor M2, and a current value ia supplied by controlling the operation of the constant current circuit unit 4 And a current control circuit unit 5 for changing the current.
[0021]
In the error amplifier A1, the reference voltage Vr is input to the non-inverting input terminal, the divided voltage Vd is input to the inverting input terminal, and the output terminal is connected to the gate of the driver transistor M2. The source of the driver transistor M2 is connected to the input terminal IN, and the constant current circuit unit 4 is connected between the drain of the driver transistor M2 and the ground voltage. The drain of the driver transistor M2 is connected to the gate of the output control transistor M1, and the output control transistor M1 is connected between the input terminal IN and the output terminal OUT.
[0022]
On the other hand, the current control circuit unit 5 operates with the voltage Vbat as a power source, the input terminal is connected to the output terminal OUT, and a control signal for controlling the output current is output from the output terminal to the constant current circuit unit 4. The constant current circuit section 4 supplies a current ia corresponding to the control signal to the driver transistor M2.
[0023]
In such a configuration, when the state of the load 11 changes, the output current to the load 11 increases and the output voltage Vout decreases, the divided voltage Vd input to the inverting input terminal of the error amplifier A1 decreases. As a result, the output voltage of the error amplifier A1 rises and the gate voltage of the driver transistor M2 rises. For this reason, the drain voltage of the driver transistor M2 decreases, the gate voltage of the output control transistor M1 decreases, and the drain current of the output control transistor M1 increases. Therefore, the output voltage Vout increases and reaches a predetermined constant voltage. It is controlled to be Vx.
[0024]
However, it takes some time after the output voltage Vout decreases to return to the predetermined constant voltage Vx. Most of the time is the time required to charge the parasitic capacitance C1 formed between the source and gate of the output control transistor M1 with the current value ia supplied from the constant current circuit unit 4. Since all of the current flowing through the load 11 flows in the output control transistor M1, a transistor having a large buffer size (transistor size) is inevitably used, so that the parasitic capacitance C1 also increases. In order to control the output current value of the output control transistor M1, it is necessary to change the gate voltage of the output control transistor M1. However, since there is a large parasitic capacitance C1 between the source and the gate, it is necessary to charge and discharge the parasitic capacitance C1 with a large current in order to change the gate voltage in a short time.
[0025]
If the current ia supplied from the constant current circuit unit 4 that is the load of the driver transistor M2 is reduced in order to reduce the current consumption of the constant voltage power supply device 1, it takes much time to charge and discharge the parasitic capacitance C1. Therefore, the response speed of the output control transistor M1 with respect to the fluctuation of the output voltage Vout becomes slow. For this reason, the current control circuit unit 5 changes the current ia output from the constant current circuit unit 4 that is the load of the driver transistor M2 in accordance with the voltage value of the output voltage Vout. That is, when the output voltage Vout decreases, the output current ia of the constant current circuit unit 4 can be increased to increase the response speed when the output voltage Vout changes.
[0026]
FIG. 2 is a diagram showing circuit examples of the constant current circuit unit 4 and the current control circuit unit 5 in FIG. In FIG. 2, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted here.
In FIG. 2, the constant current circuit unit 4 includes an N-channel MOS transistor (hereinafter referred to as an NMOS transistor) M3, and the current control circuit unit 5 includes an NMOS transistor M4, a PMOS transistor M5, and a resistor R3. .
[0027]
The NMOS transistor M3 of the constant current circuit unit 4 and the NMOS transistor M4 of the current control circuit unit 5 form a current mirror circuit, and the NMOS transistor M3 is connected between the drain of the driver transistor M2 and the ground voltage. A resistor R3, a PMOS transistor M5, and an NMOS transistor M4 are connected in series between the input terminal IN and the ground voltage. The gates of the NMOS transistors M3 and M4 are connected, and the connection is connected to the drain of the NMOS transistor M4. The gate of the PMOS transistor M5 is connected to the output terminal OUT.
[0028]
In such a configuration, when the output voltage Vout decreases, the gate voltage of the PMOS transistor M5 decreases and the drain current of the PMOS transistor M5 increases. Since the drain current flows through the NMOS transistor M4 forming the input side transistor of the current mirror circuit, the current becomes the drain current of the NMOS transistor M3 forming the output side transistor of the current mirror circuit, and the output current ia of the constant current circuit unit 4 become. In this way, the current supplied to the driver transistor M2 increases, the gate voltage of the output control transistor M1 can be changed in a short time, and the feedback control operation for the change in the output voltage Vout can be accelerated. it can.
[0029]
As described above, the constant voltage power supply device according to the first embodiment increases the current value of the current that charges and discharges the parasitic capacitance C1 of the output control transistor M1 in accordance with the decrease in the output voltage Vout. Part 5 was provided. As a result, the current consumption of the constant voltage power supply device can be reduced, and the response speed of the output voltage can be improved.
[0030]
Second embodiment.
In the first embodiment, the current control circuit unit 5 detects the output voltage Vout and changes the load current ia for the driver transistor M2. However, the current control circuit unit 5 determines the output voltage of the error amplifier A1. The load current ia for the driver transistor M2 may be detected and changed, and such a configuration is used as the second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a constant voltage power supply device according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 3, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted here, and only differences from FIG. 1 are described.
[0031]
3 differs from FIG. 1 in that the current control circuit unit 5 in FIG. 1 detects the output voltage Va of the error amplifier A1, and when the output voltage Vout decreases and the detected voltage Va increases, the current control circuit unit 5 in FIG. Since the load current ia is increased, the current control circuit unit 5 in FIG. 1 is used as the current control circuit unit 21, and the constant voltage power supply device 1 in FIG. is there.
In FIG. 3, the constant voltage power supply device 20 includes a reference voltage generation circuit unit 2, a voltage dividing circuit unit 3, an output control transistor M1, an error amplifier A1, a driver transistor M2, a constant current circuit unit 4, A current control circuit unit 21 that detects the output voltage Va of the error amplifier A1 and changes the current value supplied by controlling the operation of the constant current circuit unit 4 when the detected output voltage Va increases.
[0032]
The current control circuit unit 21 is operated with the voltage Vbat as a power source, the input terminal is connected to the output terminal of the error amplifier A1, and a control signal for controlling the output current is output from the output terminal to the constant current circuit unit 4. Then, the constant current circuit unit 4 supplies a current ia corresponding to the control signal to the driver transistor M2.
In such a configuration, when the state of the load 11 changes, the output current to the load 11 increases and the output voltage Vout decreases, the divided voltage Vd input to the inverting input terminal of the error amplifier A1 decreases. As a result, the output voltage Va of the error amplifier A1 rises, and the gate voltage of the driver transistor M2 rises.
[0033]
The current control circuit unit 21 changes the current ia output from the constant current circuit unit 4 that is the load of the driver transistor M2 in accordance with the voltage value of the output voltage Va of the error amplifier A1. That is, when the output voltage Vout decreases and the output voltage Va of the error amplifier A1 increases, the current control circuit unit 21 increases the output current ia of the constant current circuit unit 4 and the response speed when the output voltage Vout changes. Can be faster.
[0034]
FIG. 4 is a diagram illustrating circuit examples of the error amplifier A1, the constant current circuit unit 4, and the current control circuit unit 5 in FIG. In FIG. 4, the same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted here.
In FIG. 4, the constant current circuit unit 4 includes an NMOS transistor M3, the current control circuit unit 21 includes PMOS transistors M11 to M16, NMOS transistors M17 to M19, and a constant current source 22, and the error amplifier A1 includes a PMOS transistor. The transistors M20 and M21 and NMOS transistors M22 to M25 are configured.
[0035]
In the current control circuit unit 21, between the input terminal IN and the ground voltage, a series circuit in which PMOS transistors M11, M12 and NMOS transistors M17, M18 are connected in series, a PMOS transistor M13, M15, an NMOS transistor M19, and A series circuit in which the NMOS transistor M25 of the error amplifier A1 is connected in series and a series circuit in which the PMOS transistors M14 and M16 and the constant current source 22 are connected in series are connected in parallel. The PMOS transistors M11, M13, and M14 form a current mirror circuit, and the PMOS transistors M12, M15, and M16 form a current mirror circuit. The NMOS transistor M18 forms a current mirror circuit with the NMOS transistor M3.
[0036]
In the PMOS transistors M11, M13, and M14, each gate is connected, the connection is connected to the drain of the PMOS transistor M14, and each source is connected to the input terminal IN. The drains of the PMOS transistors M11, M13, and M14 are connected to the sources of the PMOS transistors M12, M15, and M16. In the PMOS transistors M12, M15, and M16, the gates are connected, and the connection is connected to the drain of the PMOS transistor M16. The drains of the PMOS transistors M12 and M15 are connected to the drains of the NMOS transistors M17 and M19, and the drain of the PMOS transistor M16 is connected to the ground voltage via the constant current source 22.
[0037]
In the NMOS transistor M17, the source is connected to the drain of the NMOS transistor M18, and the gate is connected to the output terminal of the error amplifier A1. In the NMOS transistor M18, the gate is connected to the gate of the NMOS transistor M3, and the source is connected to the ground voltage. On the other hand, in the NMOS transistor M19, the gate is connected to the connection part of the gates of the PMOS transistors M11, M13, and M14, and the source is connected to the drain of the NMOS transistor M25.
[0038]
Next, in the error amplifier A1, the PMOS transistors M20 and M21 form a current mirror circuit, and the NMOS transistors M24 and M25 form a current mirror circuit. The NMOS transistors M22 and M23 form a differential pair, and the current mirror circuit of the PMOS transistors M20 and M21 forms a load for the differential pair. The current mirror circuit of the NMOS transistors M24 and M25 forms a constant current source. In the PMOS transistors M20 and M21, the gates are connected, the connection is connected to the drain of the PMOS transistor M21, and the sources are connected to the input terminal IN.
[0039]
The drains of the PMOS transistors M20 and M21 are connected to the drains of the NMOS transistors M22 and M23, respectively. The gate of the NMOS transistor M22 forms the inverting input terminal of the error amplifier A1, and the divided voltage Vd from the voltage dividing circuit unit 3 is input thereto. The gate of the NMOS transistor M23 forms the non-inverting input terminal of the error amplifier A1, and the reference voltage Vr is input thereto. The sources of the NMOS transistors M22 and M23 are connected to each other, and the connection is connected to the drain of the NMOS transistor M24. A connection part of the PMOS transistor 20 and the NMOS transistor M22 forms an output terminal of the error amplifier A1. In FIG. 4, the substrate gate of each PMOS transistor is connected to the input terminal IN, and the substrate gate of each NMOS transistor is connected to the ground voltage.
[0040]
In such a configuration, the PMOS transistors M11 and M12 are constant current loads, restrict the maximum value of the current flowing from the NMOS transistor M17, and apply a bias voltage to the drain of the NMOS transistor M17. Similarly, the PMOS transistors M13 and M15 are constant current loads that regulate the maximum value of the current flowing from the NMOS transistor M19 and apply a bias voltage to the drain of the NMOS transistor M19.
[0041]
The PMOS transistors M14 and M16 each constitute an input side transistor of the corresponding current mirror circuit, and the PMOS transistors M11, M12, M13, and M15 each constitute an output side transistor of the corresponding current mirror circuit. The series circuit of the PMOS transistors M14 and M16 is supplied with a predetermined constant current from the constant current source 22, and the PMOS transistors M13 to M16 and the NMOS transistors M19 and M25 are connected to the corresponding PMOS transistors M11 and M12 and NMOS transistor M24. The bias current is given respectively.
[0042]
When the output voltage Vout decreases and the output voltage Va of the error amplifier A1 increases, the drain current of the NMOS transistor M17 increases, and the drain current is input to the drain of the NMOS transistor M18 that forms the input side transistor of the current mirror circuit. The drain current of the NMOS transistor M3 that forms the output side transistor of the current mirror circuit increases.
[0043]
FIG. 5 is a circuit diagram showing another example of the constant voltage power supply device according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 5, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted here, and only differences from FIG.
5 differs from FIG. 4 in that the drain of the PMOS transistor M11 is connected to the drain of the PMOS transistor M13, the drain of the PMOS transistor M12 is connected to the drain of the PMOS transistor M15, and the drains of the PMOS transistors M11 and M12 are connected. The rest of the operation is the same as in FIG. 4 because the voltage is stabilized.
[0044]
Next, FIG. 6 is a circuit diagram showing another example of the constant voltage power supply device according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 6, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted here, and only differences from FIG. 4 are described.
6 is different from FIG. 4 in that the gate bias of the NMOS transistor M18 is obtained from the gate of the NMOS transistor M25 forming the current source, and other operations are the same as those in FIG. 6 shows the case of FIG. 4 as an example, but FIG. 5 shows the case of FIG.
[0045]
As described above, in the constant voltage power supply device according to the second embodiment, the current control circuit unit 21 detects the output voltage Va of the error amplifier A1, and generates the load current ia for the driver transistor M2 according to the detected voltage. I changed it. As a result, the same effect as in the first embodiment can be obtained, and the current control circuit unit 21 is completely taken into the IC, and the gate of the transistor is exposed to the outside via the output terminal OUT. Thus, the reliability of the circuit can be improved.
[0046]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, according to the constant voltage power supply device of the present invention, the current value of the load current of the driver transistor is changed according to the voltage output from the output terminal or the output voltage of the error amplifier, Specifically, the load current of the driver transistor is increased in response to a decrease in the voltage output from the output terminal or a decrease in the output voltage of the error amplifier. From this, it is possible to reduce the current consumption of the constant-voltage power supply device during normal operation, and further, it is possible to shorten the return response time when the output voltage decreases, and to increase the speed of the return response. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a constant voltage power supply device according to a first embodiment of the present invention.
2 is a diagram illustrating circuit examples of a constant current circuit unit 4 and a current control circuit unit 5 in FIG. 1;
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a constant voltage power supply device according to a second embodiment of the present invention.
4 is a diagram illustrating a circuit example of an error amplifier A1, a constant current circuit unit 4, and a current control circuit unit 21 in FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram showing another example of the constant voltage power supply device according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing another example of the constant voltage power supply device according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing another example of the constant voltage power supply device according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing an example of a conventional constant voltage power supply device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,20 Constant voltage power supply device 2 Reference voltage generating circuit unit 3 Voltage dividing circuit unit 4 Constant current circuit unit 5, 21 Current control circuit unit 10 DC power source 11 Load 22 Constant current source A1 Error amplifier M1 Output control transistor M2 Driver transistor

Claims

In the constant voltage power supply device that converts the voltage input from the DC power source into a predetermined DC voltage and outputs it from the output terminal,
A reference voltage generation circuit that generates and outputs a predetermined reference voltage;
A voltage dividing circuit for dividing and outputting the voltage of the output terminal;
An output control transistor that performs output control of a current supplied from the DC power supply according to an input control signal;
A driver transistor that performs drive control of the output control transistor in accordance with an input control signal;
An error amplifier for controlling the operation of the driver transistor so that the divided voltage from the voltage dividing circuit unit becomes the reference voltage;
A constant current circuit unit which supplies a constant current corresponding to an input control signal to the driver transistor and forms a load of the driver transistor;
A current control circuit unit that detects the voltage of the output terminal and performs operation control of the constant current circuit unit so that a constant current that changes in an analog manner according to the detected voltage is output;
Equipped with a,
The current control circuit section, to the constant current circuit section, the constant-voltage power supply voltage and wherein Rukoto increasing the current value of the constant current and decreases the output terminal.

The constant current circuit unit is formed of a transistor that outputs a current corresponding to a voltage input to a control signal input terminal, and the current control circuit unit forms a current mirror circuit so that the transistor forms an output side transistor. The constant voltage power supply device according to claim 1 , wherein a current value input to the current mirror circuit is changed according to the detected output voltage .

3. The constant voltage power supply device according to claim 1, wherein the current control circuit unit limits a current value output from the constant current circuit unit so as not to exceed a predetermined value .