JP4049698B2

JP4049698B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4049698B2
Application number: JP2003106907A
Authority: JP
Inventors: 広生後藤; 敏之印南; 伸一藤野; 芳美櫻井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-04-10
Filing date: 2003-04-10
Publication date: 2008-02-20
Anticipated expiration: 2023-04-10
Also published as: JP2004312963A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用交流電動機の制御装置に関し、特に力行制御及び発電制御を行う制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用交流電動機の制御方法として、高周波のPWMを用いて素子をスイッチングさせ、交流電動機の電機子コイルに流れる電流の位相を交流電動機の誘起電圧に対して変化させることによって、力行や発電を行うPWM制御が知られている。
【０００３】
特開２０００−１９７２０４号公報には、交流電動機の電機子コイルに各相半周期（１８０°）毎に切り替わる矩形波電圧を与え、電機子コイルに流れる電流の位相をモータの誘起電圧に対して変化させ、交流電動機のトルクを制御する矩形波駆動制御が記載されている。更に、特開２００２−２１８７９７号公報には、発電制御として、交流電動機の誘起電圧が電源電圧より高い領域で、交流電動機から発生する発電電流を整流している素子をスイッチングさせ、整流時の損失を低減させる同期整流制御が記載されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−１９７２０４号公報
【特許文献２】
特開２００２−２１８７９７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
PWM制御を用いて交流電動機を駆動させる場合、スイッチング周波数が高いため一定時間におけるスイッチング回数が多く、総合的に見るとスイッチング損失が増大する。また、スイッチングを行うスピードが速いため直流電圧のリップルが増大し、そのリップルを抑制するための大容量の平滑コンデンサが必要となり、モータ制御装置の寸法が大きくなる。交流電動機の誘起電圧はモータ制御装置の制御可能電圧よりも低くする必要があるため、高回転側では弱め界磁を行う。従って、そのための電流が必要となり効率が低下する。さらに、場合によってはスイッチング動作に起因して発生する騒音も問題となることもある。
【０００６】
矩形波駆動制御を用いて交流電動機を駆動させる場合、スイッチング周波数はPWM制御に比べ低いので、平滑コンデンサを用いる必要はない。しかしながら、発電時に交流電動機から発生する発電電流は、損失の大きいスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードのみを通じて流れているため、スイッチング素子とダイオードを併用して整流動作を行う同期整流制御に比べて発電時の損失が大きい。
本発明の目的は、力行制御時に電圧の利用効率が高く発電時に発電効率が高い車両用交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、交流電動機を力行させる場合は、矩形波駆動制御を行い、交流電動機を発電させる場合は、同期整流制御を行う。
【０００８】
力行時に矩形波駆動制御を行うことによって、交流電動機の電機子コイルに与える電圧は矩形波（１パルス）となる。即ち、交流電動機の電機子コイルに直流電源の最大電圧が与えられ、電圧利用率の向上が図られる。従って、高速回転域において行う弱め界磁制御に対して効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が低いのでスイッチング損失を低減させることができる。更にスイッチングスピードを遅くすることができるので、大容量の平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【０００９】
発電時に同期整流制御を行うことによって、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを併用して整流するため、整流時の損失を低減でき発電効率の向上が図られる。また、矩形波駆動制御と同様にスイッチングスピードが遅いため、平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることできる。
また、力行時と発電時のいずれにおいても、スイッチング動作に起因する騒音問題が解決される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。図１は、本発明の車両用モータ制御装置を搭載した車両の駆動系の構成を示している。同図に示すように、車両の駆動系は、内燃機関１と交流電動機（モータ／ジェネレータ）９とモータ制御装置３と直流電源（バッテリ）５とを有する。内燃機関１のクランクシャフトと交流電動機９の出力軸はベルトなどの動力伝達手段２を介して連結されている。また、交流電動機９とモータ制御装置３は、３相のパワーケーブル４及び励磁用ケーブル７によって接続されている。モータ制御装置３と直流電源（バッテリ）５は、直流パワーケーブル６を介して接続されている。
【００１１】
モータ制御装置３は、交流電動機９をモータとして力行制御するときには、直流電源５からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路として作動し、交流電動機９を発電機として発電制御するときには、交流電動機９からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）回路として作動する。
【００１２】
内燃機関１を起動するとき、モータ制御装置３は、交流電動機９を力行制御する。即ち、交流電動機９には、直流電源５からモータ制御装置３を介して交流電力が供給される。交流電動機９の出力軸は、力行トルクを発生し、動力伝達手段２を介して内燃機関１のクランクシャフトを回転させる。内燃機関１が所定の回転数に達すると、ファイヤリングを開始する。本例では、交流電動機９は、スタータモータとしての役割を果たすことになる。
【００１３】
内燃機関１が安定して自立運転をしているとき、モータ制御装置３は、交流電動機９への力行制御を停止し、発電制御を行う。即ち、交流電動機９は、内燃機関１の動力によって駆動され、発電を行う。発電によって発生した交流電力は、モータ制御装置３によって直流電力に変換され直流電源５へ充電される。
【００１４】
このように、交流電動機９は、直流電源５からの電力供給によって動力を発生するモータとして機能すると共に、内燃機関１からの動力供給によって発電を行う発電機として機能する。
【００１５】
図２を参照して、図１の駆動系の電気的構成について説明する。本例のモータ制御装置３は、パワーモジュール１０、パワーモジュール駆動回路１１、コントローラ１２、及び励磁駆動回路１５を有する。
【００１６】
パワーモジュール１０は、スイッチング素子（UP〜WN）と各スイッチング素子に逆並列に接続された整流素子を含む３相ブリッジ回路として構成されている。本例では、スイッチング素子として電解効果型トランジスタ（FET）を使用し、整流素子としてダイオードを使用する。
【００１７】
交流電動機９はステータとロータとを有し、巻線界磁式の３相交流モータとして構成されている。動力伝達手段２に駆動連結されたロータには、励磁コイル１４が装着され、ステータには、U相、V相、W相の電機子コイル１６が設けられている。
【００１８】
交流電動機９には、ロータの回転位置を検知するための磁極位置検出手段１３が設けられている。交流電動機９のロータの励磁コイル１４は、励磁駆動回路１５によって給電される。また、励磁コイル１４への印加電圧も、この励磁駆動回路１５によって調整される。交流電動機９のステータの電機子コイル１６の各相の出力線４は、パワーモジュール１０の３相のスイッチング素子（UP〜WN）及び整流素子を介して、直流電源５の高電位側端子及び低電位側端子に接続された電源ライン６に接続されている。
【００１９】
パワーモジュール１０は、交流電動機９をモータとして力行制御するときには、直流電源５に蓄電された直流電力を直流／交流変換して電機子コイル１６に給電するインバータ回路として作動する。また、パワーモジュール１０は、交流電動機９を発電機として発電制御するときには、発電によって電機子コイル１６から出力される交流電力を交流／直流変換して電源ライン６に給電するコンバータ（整流器）回路として作動する。こうしたパワーモジュール１０の作動に係るスイッチング素子（UP〜WN）のオン／オフ操作は、パワーモジュール駆動回路１１によって操作されている。
一方、コントローラ１２には、後に説明するように、力行モードと発電モードを切替える切替え手段を有し、力行制御と発電制御を行う。
【００２０】
図３を参照して、力行制御である矩形波駆動制御について説明する。図３は、力行制御において、交流電動機９のステータの電機子コイル１６に供給する電流と電圧の関係を２軸（ｄ−ｑ軸）に変換したものを示す。励磁駆動回路１５からの給電によってロータの励磁コイル１４には、鎖交磁束φがｄ軸の正方向に発生する。この鎖交磁束φのベクトルに対して直交するｑ軸の正方向に電流を流すことによって力行作動が行われる。
【００２１】
すなわち、Ｉｑを電機子コイル１６に流れる電流のｑ軸成分、Ｉｄを電機子コイル１６に流れる電流のｄ軸成分とすれば、次に数１の式の関係が成立するように、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルVの位相θvを制御する。
【００２２】
【数１】
Ｉｑ＞０、Ｉｄ＝０
電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルVの位相θvは次の式によって導かれる。
【００２３】
【数２】
θv＝θ＋ｔａｎ^-1（Ｖｑ／Ｖｄ）
【００２４】
ここで、θは磁極位置検出手段１３によって検知した磁極位置又は電気角、Vｑは電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルVのｑ軸成分、Vｄは印加電圧ベクトルVのｄ軸成分である。また、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルVに関して次の関係が成立する。
【００２５】
【数３】
Ｖ＝Ｖｑ＋Ｖｄ
【００２６】
【数４】
Ｖｑ＝Ｉｑ・Ｒ＋ω・φ−ω・Ｌｄ・Ｉｄ
【００２７】
【数５】
Ｖｄ＝Ｉｄ・Ｒ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ
【００２８】
ここで、Rは電機子コイル１６の抵抗、ωは交流電動機９の回転速度、Lｑは電機子コイル１６のｑ軸インダクタンス成分、Lｄは電機子コイル１６のｄ軸インダクタンス成分を示す。
【００２９】
以上の関係のように、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルVの位相θvは、回転速度ωと、鎖交磁束数φの変化に応じて逐次変化する。従って、本発明の例では、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルVのｄ軸成分Vｄと印加電圧ベクトルVのｑ軸成分Vｑの値は、回転速度ωと鎖交磁束数φをパラメータとしたマップにより算出する。
【００３０】
図４を参照して説明する。図４の最初の曲線（１）は、電機子コイル１６の各相の誘起電圧を示し、第２の曲線（２）は電機子コイル１６の各相に与える印加電圧指令Vu、Vv、Vｗを示す。第３の曲線（３）は磁極位置、即ち、電気角θを示し、第４の曲線（４）は、各スイッチング素子（UP〜WN）に与えるスイッチング命令信号を示す。本例では、曲線（３）の電気角θは、誘起電圧のU相の角度を示す。
第２の曲線（２）に示されるように、本例では、印加電圧Vu、Vv、Vｗは、電気角が１８０°の範囲にて印加される。
【００３１】
曲線（２）のＵ相の印加電圧指令Vuと磁極位置θを比較すると明らかなように、Ｕ相の印加電圧指令Vuの位相は磁極位置θに対して、印加電圧ベクトル位相θvだけ進んでいる。即ち、数２の式の関係がある。例えば、現在の磁極位置が０°のときは、Ｕ相の印加電圧指令Vuの位相は印加電圧ベクトル位相θvに等しくなる。
【００３２】
曲線（２）と曲線（４）を比較すると明らかなように、電機子コイル１６の各相に与える印加電圧指令Vu、Vv、Vｗが求められると、それらの位相と同一のスイッチング命令信号が生成される。
【００３３】
図５を参照してコントローラ１２の構成のうち、力行制御に関する部分を説明する。コントローラ１２は、力行制御を行うのか発電制御を行うのかを判断し、力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部１９と矩形波駆動制御を行う力行制御部２０とを有する。力行制御部２０は、交流電動機９の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部２１、交流電動機９の回転速度ωを演算する速度演算部２２、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部２３、電機子コイル１６に印加する電圧ベクトルVの位相θvを演算する電圧ベクトル位相演算部２４及びパワーモジュール１０のスイッチング素子（UP〜WN）に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部２５を有する。これらの各構成部の動作は以下に図６を参照して説明する。
【００３４】
図６を参照して本発明による力行時における矩形波駆動制御の動作を説明する。まず、ステップＳ１において、外部コントローラからの信号により、力行制御を行うのか発電制御を行うのかの判断を行う。力行制御の場合ステップＳ２へ進む。ステップＳ２にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号から磁極位置θを算出する。ステップＳ３にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号の時間的変化から実際の交流電動機９の速度ωを算出する。ステップＳ４にて、ステップＳ３で算出した速度ωと励磁駆動回路１５によって検出されたロータの励磁コイル１４の励磁電流Ｉfとから、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを算出する。本例では、予め実験等で計測した、励磁電流Ｉfと速度ωをパラメータとした鎖交磁束数φのマップから対応する鎖交磁束数φを求める。
【００３５】
ステップＳ５にて、ステップＳ４で算出した鎖交磁束数φ、速度ω及び磁極位置θから上述の数４の式及び数５の式を用いて電機子コイル１６に印加する電圧ベクトルVのｄ軸成分Vｄと、電圧ベクトルVのｑ軸成分Vｑを算出する。そして、Vｄ、Vｑ、θから電圧ベクトルVの位相θvを数２の式を用いて算出する。
【００３６】
ステップＳ６にて、ステップＳ５にて算出された電圧ベクトル位相θvに基づいて、印加電圧Vu、Vv、Vｗの位相又はタイミングが得られる。印加電圧Vu、Vv、Vｗの位相又はタイミングに基づいて、スイッチング命令信号を生成する。
【００３７】
本例では、力行時に矩形波駆動制御を行うから、交流電動機の電機子コイルに与える電圧は矩形波（１パルス）となり、直流回路の最大電圧が与えられ、電圧利用率の向上が図られる。従って、高速回転域において行う弱め界磁制御に対し効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が低いのでスイッチング損失を低減させることができる。更にスイッチングスピードを遅くすることができるので、大容量の平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【００３８】
本発明による矩形波駆動制御では、PWM制御のように電機子コイル１６に流れる電流をフィードバック制御せず、図４の曲線（２）（４）に示したように、電気角θの半周期（１８０°）のデューティーにて、直流電源５の電圧が直接電機子コイル１６に印加される。従って、電機子コイル１６のインピーダンスが低くなる低速時や停止時には大電流がパワーモジュール１０や交流電動機９に流れ、パワーモジュール１０内のスイッチング素子（UP〜WN）が破損したり、交流電動機９が異常過熱する恐れがある。従って、電機子コイル１６のインピーダンスは、直流電源５の電圧が印加されても、パワーモジュール１０や交流電動機９に許容電流値以上の電流が流れることがないように、設定しなければならない。本例では、数４の式及び数５の式に示した電機子コイル１６の抵抗Ｒの値を、パワーモジュール１０や交流電動機９に許容電流値以上の電流が流れることがないように、設定する。
【００３９】
また、電機子コイル１６のインピーダンスが低くなる低速時や停止時には、許容電流値以上の電流が流れる過電流状態になることを防止するために、印加電圧のパルス幅を本来の１８０°から１８０°以下のパルス幅に絞って、電機子コイル１６に流れる電流を減少させてよい。即ち、電気角θの半周期（１８０°）より小さいデューティーにて、電機子コイル１６に電圧が印加される。
【００４０】
図７を参照して説明する。図７の最初の曲線（１）は、電機子コイル１６の各相の誘起電圧を示し、第２の曲線（２）は電機子コイル１６の各相に与える印加電圧指令Vu、Vv、Vｗを示す。第３の曲線（３）は磁極位置、即ち、電気角θを示し、第４の曲線（４）は、各スイッチング素子（UP〜WN）に与えるスイッチング命令信号を示す。
第２の曲線（２）に示されるように、本例では、印加電圧Vu、Vv、Vｗは、電気角が１８０°より小さの範囲にて印加される。
【００４１】
図８は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅（デューティー）と交流電動機９の回転速度ωの関係を示す。交流電動機９の回転速度ωが大きい領域では、印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、交流電動機９の回転速度ωが規定速度ω１以下の速度領域では、回転速度が低下するにつれて印加電圧のパルス幅は下限値ｘ°まで絞られ、低速時や停止時の過電流を防止する。
【００４２】
また、直流電源５の電圧が上昇した場合にも電機子コイル１６に過電流が流れる恐れがある。従って、直流電源５の電圧が規定値以上になった場合に図７に示したように印加電圧のパルス幅を絞ってよい。
【００４３】
図９は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅と直流電源５の電圧の関係を示す。直流電源５の電圧が規定電圧V１以下の領域では印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、直流電源５の電圧が規定電圧V１より高くなると印加電圧のパルス幅は下限値x°まで絞られ、電圧上昇時の過電流を防止する。
【００４４】
また、スイッチング素子（UP〜WN）の温度、または交流電動機９の温度が上昇した場合、印加電圧のパルス幅を絞り、電機子コイル１６とスイッチング素子（UP〜WN）に流れる電流を減少させて、それぞれの許容温度を超えないように制御してよい。
【００４５】
図１０は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅とスイッチング素子（UP〜WN）の温度の関係を示す。スイッチング素子（UP〜WN）の温度が規定温度TＩ１以下では印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、スイッチング素子（UP〜WN）の温度が規定温度TＩ１より高くなると、印加電圧のパルス幅は下限値x°まで絞られる。
【００４６】
図１１は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅と電機子コイル１６の温度の関係を示す。電機子コイル１６の温度が規定温度TM１以下では、印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、電機子コイル１６の温度が規定温度TM１より高くなると印加電圧のパルス幅は下限値y°まで絞られる。
【００４７】
こうして本例では、電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅を絞ることによって、電機子コイル１６及びスイッチング素子（UP〜WN）が過温度状態になるのを防止する。尚、スイッチング素子（UP〜W）の温度上昇を防止するために絞った印加電圧のパルス幅と、電機子コイル１６の温度上昇を防止するために絞った印加電圧のパルス幅を比較して、より小さい方のパルス幅を選択する。
【００４８】
図１２を参照してコントローラ１２の構成のうち、発電制御に関する部分を説明する。コントローラ１２は、力行制御を行うのか発電制御を行うのかを判断し、力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部１９と同期整流制御を行う発電制御部３０とを有する。発電制御部３０は、交流電動機９の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部３１、交流電動機９の回転速度ωを演算する速度演算部３２、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部３３、交流電動機９の電機子コイル１６の各相誘起電圧Ｖｕe、Ｖｖe、Ｖｗeを演算する誘起電圧演算部３４、直流電源５の電圧ＶＢを検出する直流電圧検出部３５、誘起電圧Ｖｕe、Ｖｖe、Ｖｗeの線間値と直流電源５の電圧ＶＢを比較する電圧比較部３６、電圧比較部３６の比較結果に基づいてパワーモジュール１０のスイッチング素子（UP〜WN）に与えるスイッチング信号のパルスの周期を演算するパルス周期演算部３７及びスイッチング信号を生成するパルス発生部３８を有する。
【００４９】
図１３及び図１４を参照して、パルス周期演算部３７の動作を説明する。図１３は、バッテリ電圧ＶＢが誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより低い場合、図１４は誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより高い場合の動作説明図である。図１３及び図１４において曲線（ａ）は交流電動機９の各誘起電圧Ｖｕe、Ｖｖe、Ｖｗe波形、曲線（ｂ）は各誘起電圧の線間値、曲線（ｃ）は磁極位置信号θ、曲線（ｄ）は誘起電圧とバッテリ電圧ＶＢによって制御する各相スイッチング素子（UP〜WN）のパルス信号波形を示す。
磁極位置θと各相誘起電圧の関係は、各相誘起電圧最大値Ｅｕ０、Ｅｖ０、Ｅｗ０がｅｍであるとすると次式で表される。
【００５０】
【数６】
Ｖｕe＝−Ｅｕ０・sinθ＝−ｅｍ・sinθ
【００５１】
【数７】
Ｖｖe＝−Ｅｖ０・sin（θ＋２π／３）＝−ｅｍ・sin（θ＋２π／３）
【００５２】
【数８】
Ｖｗe＝−Ｅｗ０・sin（θ−２π／３）＝−ｅｍ・sin（θ−２π／３）
【００５３】
また、図１３及び図１４の曲線（ａ）（ｂ）に示すように、誘起電圧線間値が下限値Ｖｅとなる時刻は、誘起電圧の相電圧値がｅｍ／２となる時刻と同じである。
【００５４】
まず、図１３に示すようにバッテリ電圧ＶＢが誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより低い場合について発電時の動作を説明する。この場合の整流動作は、誘起電圧Ｖｕe、Ｖｖe、Ｖｗeの大きさにより導通するスイッチング素子（UP〜WN）が順次移行することによって誘起電圧を直流電圧に変換し、直流電源５を充電する。すなわち、上アーム側のスイッチング素子UP、VP、WPは各相の誘起電圧が最大値となる相が順次導通状態となる。他方、下アーム側のスイッチング素子UN、VN、WNは各相の誘起電圧が最小値となる相が順次導通状態となる。このように誘起電圧の大きさによって導通するスイッチング素子が移行することによって整流動作が行われ直流電源５が充電される。
【００５５】
次に図１４に示すバッテリ電圧ＶＢが誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより高い場合について動作を説明する。図１４に示すようにバッテリ電圧ＶＢが高い場合、各スイッチング素子（UP〜WN）がＯＮして導通状態となるのは図示のように、上アーム側では誘起電圧の相電圧値が最大となる相で、かつ誘起電圧線間値がバッテリ電圧ＶＢより高い範囲である。また、下アーム側では誘起電圧の相電圧値が最小となる相で、図１４（ｄ）に示す範囲で導通状態となる。
【００５６】
図１５を参照して本発明による発電時における同期整流制御の動作を説明する。まず、ステップＳ１において、外部コントローラからの信号により、力行制御を行うのか発電制御を行うのかの判断を行う。同期整流制御の場合には、ステップＳ１０へ進む。ステップＳ１０にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号から磁極位置θを算出する。ステップＳ１１にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号の時間的変化から実際の交流電動機９の速度ωを算出する。ステップＳ１２にて、ステップＳ１１で算出した速度ωと励磁駆動回路１５によって検出されたロータの励磁コイル１４の励磁電流Ｉfとから、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを算出する。本例では、予め実験等で計測した、励磁電流Ｉfと速度ωをパラメータとした鎖交磁束数φのマップから対応する鎖交磁束数φを求める。
【００５７】
ステップＳ１３にて、ステップＳ１２にて算出した鎖交磁束数φ、ステップＳ１１にて算出した速度ω、及び、ステップＳ１０にて算出した磁極位置θから、上述の数６の式、数７の式及び数８の式を用いて各相の誘起電圧（Vue、Vve、Vwe）を算出する。また、以下の式に従って、各誘起電圧の線間値（Vuv、Vvw、Vwu）を算出する。
【００５８】
【数９】
Vuv = Vue − Vve
【００５９】
【数１０】
Vvw = Vve − Vwe
【００６０】
【数１１】
Vwu = Vwe − Vue
【００６１】
また、ステップＳ１４にて、直流電源５の電圧を検出する。ステップＳ１５にて、ステップＳ１４にて検出したバッテリ電圧VBとステップＳ１３にて算出した各誘起電圧の線間値（Vuv、Vvw、Vwu）とを比較する。ステップＳ１６にて、ステップＳ１５の比較結果に基づいて、図１３及び図１４に示したように、各スイッチング素子（UP〜WN）に与えるパルス周期を演算する。ステップＳ６にて、それぞれのパルス出力処理を行い同期整流制御を行っている。
【００６２】
本例では、発電時に同期整流制御を行い、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを併用して整流する。従って、整流時の損失を低減でき発電効率の向上が図られる。また、矩形波駆動制御と同様にスイッチングスピードが遅いため、平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【００６３】
上述の同期整流制御では、誘起電圧（Vuv、Vvw、Vwu）を算出し、各誘起電圧の線間値（Vuv、Vvw、Vwu）とバッテリ電圧VBと比較して各スイッチング素子（UP〜WN）をスイッチングするタイミングを演算する。しかしながら、各スイッチング素子（UP〜WN）の両端子間の電位（ソース・ドレイン間の電位）を検出する手段を設け、その検出した電位が規定値以下になった素子をスイッチングしてもよい。すなわち、交流電動機９が発電した電流が各スイッチング素子において整流される際、各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを導通するが、その導通したダイオードが接続されたスイッチング素子の両端子間電位（ソース・ドレイン間の電位）はダイオードの順電圧付近まで低下することを利用したものである。
【００６４】
交流電動機９は動力伝達手段２を介して内燃機関１に連結されている。従って、内燃機関１がアイドリング回転中であっても、交流電動機９による発電が可能である必要がある。上述したように交流電動機９による発電が可能であるのは、各誘起電圧の線間値（Vuv、Vvw、Vwu）がバッテリ電圧VBよりも高い場合である。従って、内燃機関１がアイドリング回転中でも、交流電動機９の誘起電圧（Vuv、Vvw、Vwu）は、バッテリ電圧VBよりも大きい領域を有するようにしなければならない。
【００６５】
図１６を参照して、力行制御と発電制御を切替える方法の例を説明する。上述の例では、外部コントローラからの切替え指令信号１８によって力行制御と発電制御を切替えた。しかしながら、交流電動機９の速度ωに基づいて、力行制御と発電制御を切替えてもよい。本例では、図１６に示すように、交流電動機９の速度ωが規定速度ω０以下では、力行制御を行い、規定速度ω０より大きい場合には、発電制御を行う。即ち、交流電動機９の速度ωが０から規定速度ω０までは、内燃機関１を起動させるために力行制御を行い、内燃機関１の回転をアイドリング回転数まで上昇させる。そして内燃機関１が完爆して交流電動機９の速度ωが規定速度ω０以上になったら発電制御に切り替える。
【００６６】
図１７を参照して、力行制御と発電制御を切り換える方法の他の例を説明する。本例では、内燃機関１の起動指令信号が入力されてから、規定時間t０までは力行制御を行い、それ以降は発電制御に切替える。すなわち、内燃機関１の起動指令信号が入力されてから、規定時間t０まで、力行制御を行い、内燃機関１を起動させる。規定時間t０が経過したとき内燃機関は完爆していると判断して、発電制御へと切り替える。
【００６７】
以上、本発明の例を説明したが、本発明は、上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて、様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。
【００６８】
【発明の効果】
本発明によると、力行時に矩形波駆動制御を行うから、電圧利用率を向上させることができる効果がある。
【００６９】
本発明によると、発電時に同期整流制御を行うから、発電効率を向上させることができる効果がある。
本発明によると、力行時と発電時のいずれにおいても、スイッチング動作に起因する騒音が解決される効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による車両用モータ制御装置を搭載した車両の駆動系の構成を示す図である。
【図２】本発明による車両用モータ制御装置を含む電気的回路構成を示す図である。
【図３】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの印加電圧ベクトルをｄ-ｑ軸成分に分解して示した図である。
【図４】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、各相誘起電圧、電機子コイルの印加電圧指令、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルス信号のタイムチャート図である。
【図５】本発明による矩形波駆動制御を行う力行制御部の構成を示す図である。
【図６】本発明による力行時の矩形波駆動制御の処理を示す流れ図である。
【図７】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの印加電圧指令のパルス幅を絞った場合、各相誘起電圧、電機子コイルの印加電圧指令、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図８】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、交流電動機の回転速度と電機子コイルの印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図９】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、バッテリ電圧と電機子コイルの印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図１０】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、スイッチング素子の温度と印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図１１】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの温度と印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図１２】本発明による同期整流制御を行う発電制御部の構成を示す図である。
【図１３】本発明による発電時の同期整流制御において、バッテリ電圧が誘起電圧線間値Veより低い場合、各相誘起電圧、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図１４】本発明による発電時の同期整流制御において、バッテリ電圧が誘起電圧線間値Veより高い場合、各相誘起電圧、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図１５】本発明による発電時の同期整流制御の処理を示す流れ図である。
【図１６】本発明による力行制御と発電制御の切替えタイミングの例を示す図である。
【図１７】本発明による力行制御と発電制御の切替えタイミングの他の例を示す図である。
【符号の説明】
１…内燃機関、２…動力伝達手段、３…モータ制御装置（モータ制御装置）、４…３相パワーケーブル、５…直流電源、６…直流パワーケーブル、７…励磁側ケーブル、９…交流電動機、１０…パワーモジュール、１１…パワーモジュール駆動回路、１２…コントローラ、１３…磁極位置検出手段、１４…励磁コイル、１５…励磁駆動回路、１６…電機子コイル、１８…外部コントローラからの力行/発電切り替え指令[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an AC motor for a vehicle, and more particularly to a control device that performs power running control and power generation control.
[0002]
[Prior art]
As a vehicle AC motor control method, power running or power generation is performed by switching elements using high-frequency PWM and changing the phase of the current flowing in the armature coil of the AC motor with respect to the induced voltage of the AC motor. PWM control is known.
[0003]
In Japanese Patent Laid-Open No. 2000-197204, a rectangular wave voltage that switches every half cycle (180 °) is applied to an armature coil of an AC motor, and the phase of the current flowing through the armature coil is set to the induced voltage of the motor. A rectangular wave drive control is described that changes and controls the torque of the AC motor. Further, in Japanese Patent Laid-Open No. 2002-218797, as power generation control, an element that rectifies a generated current generated from an AC motor is switched in a region where the induced voltage of the AC motor is higher than a power supply voltage, and loss during rectification is determined. Synchronous rectification control for reducing the above is described.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2000-197204 A
[Patent Document 2]
JP 2002-218797 A
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
When an AC motor is driven using PWM control, the switching frequency is high because the switching frequency is high, and switching loss increases when viewed comprehensively. Further, since the switching speed is fast, the DC voltage ripple increases, and a large-capacity smoothing capacitor for suppressing the ripple is required, which increases the size of the motor control device. Since the induced voltage of the AC motor needs to be lower than the controllable voltage of the motor control device, field weakening is performed on the high rotation side. Therefore, a current for that purpose is required and the efficiency is lowered. Further, in some cases, noise generated due to the switching operation may be a problem.
[0006]
When the AC motor is driven using the rectangular wave drive control, since the switching frequency is lower than that of the PWM control, it is not necessary to use a smoothing capacitor. However, since the generated current generated from the AC motor during power generation flows only through the diode connected in reverse parallel to the switching element having a large loss, compared with the synchronous rectification control in which the rectifying operation is performed by using the switching element and the diode together. Large loss during power generation.
An object of the present invention is to provide a control device for a vehicle AC motor that has high voltage utilization efficiency during power running control and high power generation efficiency during power generation.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, when the AC motor is powered, rectangular wave drive control is performed, and when the AC motor is generated, synchronous rectification control is performed.
[0008]
By performing rectangular wave drive control during power running, the voltage applied to the armature coil of the AC motor becomes a rectangular wave (one pulse). That is, the maximum voltage of the DC power supply is given to the armature coil of the AC motor, and the voltage utilization rate is improved. Therefore, the efficiency can be improved with respect to the field weakening control performed in the high-speed rotation range. Further, since the switching frequency is low, switching loss can be reduced. Further, since the switching speed can be reduced, it is not necessary to use a large-capacity smoothing capacitor, and the size of the motor control device can be reduced.
[0009]
By performing synchronous rectification control during power generation, the switching element and the diode connected in reverse parallel to the switching element are used for rectification, so that loss during rectification can be reduced and power generation efficiency can be improved. Further, since the switching speed is slow as in the rectangular wave drive control, it is not necessary to use a smoothing capacitor, and the size of the motor control device can be reduced.
In addition, the noise problem caused by the switching operation is solved both during power running and during power generation.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows a configuration of a drive system of a vehicle equipped with a vehicle motor control device of the present invention. As shown in the figure, the vehicle drive system includes an internal combustion engine 1, an AC motor (motor / generator) 9, a motor control device 3, and a DC power source (battery) 5. The crankshaft of the internal combustion engine 1 and the output shaft of the AC motor 9 are connected via power transmission means 2 such as a belt. The AC motor 9 and the motor control device 3 are connected by a three-phase power cable 4 and an excitation cable 7. The motor control device 3 and the DC power supply (battery) 5 are connected via a DC power cable 6.
[0011]
The motor control device 3 operates as an inverter circuit that converts DC power from the DC power source 5 into AC power when performing power running control using the AC motor 9 as a motor, and when performing AC power generation control using the AC motor 9 as a generator, the AC motor. It operates as a converter (rectifier) circuit that converts AC power from 9 into DC power.
[0012]
When starting the internal combustion engine 1, the motor control device 3 performs power running control on the AC motor 9. That is, AC power is supplied to the AC motor 9 from the DC power source 5 via the motor control device 3. The output shaft of the AC motor 9 generates power running torque and rotates the crankshaft of the internal combustion engine 1 via the power transmission means 2. When the internal combustion engine 1 reaches a predetermined rotational speed, firing is started. In this example, the AC motor 9 serves as a starter motor.
[0013]
When the internal combustion engine 1 is stably operating independently, the motor control device 3 stops power running control to the AC motor 9 and performs power generation control. That is, the AC motor 9 is driven by the power of the internal combustion engine 1 to generate power. The AC power generated by the power generation is converted into DC power by the motor control device 3 and charged to the DC power source 5.
[0014]
As described above, the AC motor 9 functions as a motor that generates power by supplying power from the DC power supply 5 and also functions as a generator that generates power by supplying power from the internal combustion engine 1.
[0015]
With reference to FIG. 2, the electrical configuration of the drive system of FIG. 1 will be described. The motor control device 3 of this example includes a power module 10, a power module drive circuit 11, a controller 12, and an excitation drive circuit 15.
[0016]
The power module 10 is configured as a three-phase bridge circuit including a switching element (UP to WN) and a rectifying element connected in antiparallel to each switching element. In this example, a field effect transistor (FET) is used as the switching element, and a diode is used as the rectifying element.
[0017]
The AC motor 9 has a stator and a rotor, and is configured as a wound field type three-phase AC motor. An excitation coil 14 is mounted on the rotor drivingly connected to the power transmission means 2, and U-phase, V-phase, and W-phase armature coils 16 are provided on the stator.
[0018]
The AC motor 9 is provided with magnetic pole position detection means 13 for detecting the rotational position of the rotor. The excitation coil 14 of the rotor of the AC motor 9 is supplied with power by the excitation drive circuit 15. The voltage applied to the excitation coil 14 is also adjusted by the excitation drive circuit 15. The output line 4 of each phase of the armature coil 16 of the stator of the AC motor 9 is connected to the high potential side terminal of the DC power source 5 and the low voltage via the three-phase switching elements (UP to WN) and the rectifying element of the power module 10. It is connected to a power supply line 6 connected to the potential side terminal.
[0019]
The power module 10 operates as an inverter circuit for DC / AC conversion of DC power stored in the DC power supply 5 and supplying power to the armature coil 16 when performing power running control using the AC motor 9 as a motor. The power module 10 is a converter (rectifier) circuit that converts AC power output from the armature coil 16 by power generation to AC / DC and supplies power to the power supply line 6 when the AC motor 9 is controlled to generate power. Operate. The on / off operation of the switching elements (UP to WN) related to the operation of the power module 10 is operated by the power module driving circuit 11.
On the other hand, as will be described later, the controller 12 includes switching means for switching between the power running mode and the power generation mode, and performs power running control and power generation control.
[0020]
With reference to FIG. 3, the rectangular wave drive control which is power running control is demonstrated. FIG. 3 shows the relationship between the current and voltage supplied to the armature coil 16 of the stator of the AC motor 9 converted into two axes (dq axes) in the power running control. By supplying power from the excitation drive circuit 15, an interlinkage magnetic flux φ is generated in the positive direction of the d-axis in the excitation coil 14 of the rotor. The power running operation is performed by causing a current to flow in the positive direction of the q axis orthogonal to the vector of the flux linkage φ.
[0021]
That is, if Iq is the q-axis component of the current flowing through the armature coil 16 and Id is the d-axis component of the current flowing through the armature coil 16, then the armature coil The phase θv of the applied voltage vector V applied to 16 is controlled.
[0022]
[Expression 1]
Iq> 0, Id = 0
The phase θv of the applied voltage vector V applied to the armature coil 16 is derived by the following equation.
[0023]
[Expression 2]
θv = θ + tan ^-1 (Vq / Vd)
[0024]
Here, θ is the magnetic pole position or electrical angle detected by the magnetic pole position detecting means 13, Vq is the q-axis component of the applied voltage vector V applied to the armature coil 16, and Vd is the d-axis component of the applied voltage vector V. Further, the following relationship is established with respect to the applied voltage vector V applied to the armature coil 16.
[0025]
[Equation 3]
V = Vq + Vd
[0026]
[Expression 4]
Vq = Iq · R + ω · φ−ω · Ld · Id
[0027]
[Equation 5]
Vd = Id · R−ω · Lq · Iq
[0028]
Here, R is the resistance of the armature coil 16, ω is the rotational speed of the AC motor 9, Lq is the q-axis inductance component of the armature coil 16, and Ld is the d-axis inductance component of the armature coil 16.
[0029]
As described above, the phase θv of the applied voltage vector V applied to the armature coil 16 sequentially changes according to changes in the rotational speed ω and the number of flux linkages φ. Therefore, in the example of the present invention, the values of the d-axis component Vd of the applied voltage vector V applied to the armature coil 16 and the q-axis component Vq of the applied voltage vector V are determined using the rotational speed ω and the number of flux linkages φ as parameters. Calculate by map.
[0030]
This will be described with reference to FIG. The first curve (1) in FIG. 4 shows the induced voltage of each phase of the armature coil 16, and the second curve (2) shows the applied voltage commands Vu, Vv, Vw applied to each phase of the armature coil 16. Show. The third curve (3) shows the magnetic pole position, that is, the electrical angle θ, and the fourth curve (4) shows a switching command signal given to each switching element (UP to WN). In this example, the electrical angle θ of the curve (3) indicates the angle of the U phase of the induced voltage.
As shown in the second curve (2), in this example, the applied voltages Vu, Vv, and Vw are applied in the range where the electrical angle is 180 °.
[0031]
As is apparent from a comparison between the U-phase applied voltage command Vu and the magnetic pole position θ in the curve (2), the phase of the U-phase applied voltage command Vu is advanced by the applied voltage vector phase θv with respect to the magnetic pole position θ. . In other words, there is a relationship of the formula (2). For example, when the current magnetic pole position is 0 °, the phase of the U-phase applied voltage command Vu is equal to the applied voltage vector phase θv.
[0032]
As is apparent from the comparison between the curve (2) and the curve (4), when the applied voltage commands Vu, Vv, Vw to be applied to the respective phases of the armature coil 16 are obtained, the switching command signal having the same phase is generated. Is done.
[0033]
With reference to FIG. 5, the part regarding the power running control among the structures of the controller 12 is demonstrated. The controller 12 includes a power running / power generation switching unit 19 that determines whether to perform power running control or power generation control, and switches between power running control and power generation control, and a power running control unit 20 that performs rectangular wave drive control. The power running control unit 20 includes a magnetic pole position detection unit 21 that detects a magnetic pole position or an electrical angle of the AC motor 9, a speed calculation unit 22 that calculates the rotational speed ω of the AC motor 9, and a magnetic flux interlinked with the armature coil 16 of the stator. Linkage magnetic flux number calculation unit 23 for calculating the amount φ, voltage vector phase calculation unit 24 for calculating the phase θv of the voltage vector V applied to the armature coil 16, and switching applied to the switching elements (UP to WN) of the power module 10 It has a pulse generator 25 for generating a signal. The operation of each of these components will be described below with reference to FIG.
[0034]
The operation of the rectangular wave drive control during powering according to the present invention will be described with reference to FIG. First, in step S1, it is determined whether to perform power running control or power generation control based on a signal from an external controller. In the case of power running control, the process proceeds to step S2. In step S2, the magnetic pole position θ is calculated from the pulse signal output from the magnetic pole position detecting means 13. In step S3, the actual speed ω of the AC motor 9 is calculated from the temporal change of the pulse signal output from the magnetic pole position detection means 13. In step S4, the magnetic flux amount φ linked to the armature coil 16 of the stator is calculated from the speed ω calculated in step S3 and the excitation current If of the excitation coil 14 of the rotor detected by the excitation drive circuit 15. In this example, the corresponding flux linkage number φ is obtained from a map of the linkage flux count φ using the excitation current If and the speed ω as parameters, which are measured in advance through experiments or the like.
[0035]
In step S5, the d-axis of the voltage vector V to be applied to the armature coil 16 from the interlinkage magnetic flux number φ, the speed ω, and the magnetic pole position θ calculated in step S4 using the above-described equations (4) and (5). The component Vd and the q-axis component Vq of the voltage vector V are calculated. Then, the phase θv of the voltage vector V is calculated from Vd, Vq, θ using the formula (2).
[0036]
In step S6, the phase or timing of the applied voltages Vu, Vv, Vw is obtained based on the voltage vector phase θv calculated in step S5. A switching command signal is generated based on the phase or timing of the applied voltages Vu, Vv, Vw.
[0037]
In this example, since rectangular wave drive control is performed during powering, the voltage applied to the armature coil of the AC motor is a rectangular wave (one pulse), the maximum voltage of the DC circuit is applied, and the voltage utilization rate is improved. Therefore, the efficiency can be improved with respect to the field weakening control performed in the high-speed rotation region. Further, since the switching frequency is low, switching loss can be reduced. Further, since the switching speed can be reduced, it is not necessary to use a large-capacity smoothing capacitor, and the size of the motor control device can be reduced.
[0038]
In the rectangular wave drive control according to the present invention, the current flowing through the armature coil 16 is not feedback controlled as in the PWM control, and as shown by the curves (2) and (4) in FIG. The voltage of the DC power supply 5 is directly applied to the armature coil 16 at a duty of 180 °. Therefore, a large current flows to the power module 10 or the AC motor 9 when the impedance of the armature coil 16 is low or when the armature coil 16 is stopped, and the switching elements (UP to WN) in the power module 10 are damaged or the AC motor 9 is There is a risk of abnormal overheating. Therefore, the impedance of the armature coil 16 must be set so that even if the voltage of the DC power supply 5 is applied, no current exceeding the allowable current value flows through the power module 10 or the AC motor 9. In this example, the value of the resistance R of the armature coil 16 shown in the equations (4) and (5) is set so that no current exceeding the allowable current value flows through the power module 10 or the AC motor 9. To do.
[0039]
In addition, the pulse width of the applied voltage is reduced from the original 180 ° to 180 ° in order to prevent an overcurrent state in which a current exceeding the allowable current value flows at a low speed or when the armature coil 16 has a low impedance. The current flowing through the armature coil 16 may be reduced by narrowing down to the following pulse width. That is, a voltage is applied to the armature coil 16 with a duty smaller than a half cycle (180 °) of the electrical angle θ.
[0040]
This will be described with reference to FIG. The first curve (1) in FIG. 7 shows the induced voltage of each phase of the armature coil 16, and the second curve (2) shows the applied voltage commands Vu, Vv, Vw applied to each phase of the armature coil 16. Show. The third curve (3) shows the magnetic pole position, that is, the electrical angle θ, and the fourth curve (4) shows a switching command signal given to each switching element (UP to WN).
As shown in the second curve (2), in this example, the applied voltages Vu, Vv, and Vw are applied in a range where the electrical angle is smaller than 180 °.
[0041]
FIG. 8 shows the relationship between the pulse width (duty) of the applied voltage applied to each phase of the armature coil 16 and the rotational speed ω of the AC motor 9. In the region where the rotational speed ω of the AC motor 9 is large, the pulse width of the applied voltage is 180 °. However, in the speed region where the rotational speed ω of the AC motor 9 is equal to or less than the specified speed ω1, the applied voltage decreases as the rotational speed decreases. The pulse width is narrowed down to the lower limit value x ° to prevent overcurrent at low speed or when stopped.
[0042]
Further, when the voltage of the DC power supply 5 rises, an overcurrent may flow through the armature coil 16. Therefore, when the voltage of the DC power supply 5 becomes equal to or higher than a specified value, the pulse width of the applied voltage may be reduced as shown in FIG.
[0043]
FIG. 9 shows the relationship between the pulse width of the applied voltage applied to each phase of the armature coil 16 and the voltage of the DC power supply 5. The pulse width of the applied voltage is 180 ° in the region where the voltage of the DC power supply 5 is less than or equal to the specified voltage V1, but when the voltage of the DC power supply 5 becomes higher than the specified voltage V1, the pulse width of the applied voltage is reduced to the lower limit value x °. Prevent overcurrent when voltage rises.
[0044]
Further, when the temperature of the switching element (UP to WN) or the temperature of the AC motor 9 rises, the pulse width of the applied voltage is reduced to reduce the current flowing through the armature coil 16 and the switching element (UP to WN). Control may be performed so as not to exceed the respective allowable temperatures.
[0045]
FIG. 10 shows the relationship between the pulse width of the applied voltage applied to each phase of the armature coil 16 and the temperature of the switching elements (UP to WN). When the temperature of the switching element (UP to WN) is equal to or lower than the specified temperature TI1, the pulse width of the applied voltage is 180 °. When the temperature of the switching element (UP to WN) becomes higher than the specified temperature TI1, the pulse width of the applied voltage is It is narrowed down to the lower limit x °.
[0046]
FIG. 11 shows the relationship between the pulse width of the applied voltage applied to each phase of the armature coil 16 and the temperature of the armature coil 16. When the temperature of the armature coil 16 is equal to or lower than the specified temperature TM1, the pulse width of the applied voltage is 180 °. However, when the temperature of the armature coil 16 becomes higher than the specified temperature TM1, the pulse width of the applied voltage is reduced to the lower limit value y °. It is done.
[0047]
In this way, in this example, the armature coil 16 and the switching elements (UP to WN) are prevented from being overheated by narrowing the pulse width of the applied voltage applied to each phase of the armature coil 16. In addition, the pulse width of the applied voltage narrowed to prevent the temperature rise of the switching element (UP to W) and the pulse width of the narrowed applied voltage to prevent the temperature rise of the armature coil 16 are compared, Select the smaller pulse width.
[0048]
With reference to FIG. 12, the part regarding the power generation control in the configuration of the controller 12 will be described. The controller 12 has a power running / power generation switching unit 19 that switches between power running control and power generation control, and a power generation control unit 30 that performs synchronous rectification control by determining whether to perform power running control or power generation control. The power generation control unit 30 includes a magnetic pole position detection unit 31 that detects a magnetic pole position or an electrical angle of the AC motor 9, a speed calculation unit 32 that calculates the rotational speed ω of the AC motor 9, and a magnetic flux interlinked with the armature coil 16 of the stator. A flux linkage number calculation unit 33 for calculating the quantity φ, an induced voltage calculation unit 34 for calculating each phase induced voltage Vue, Vve, Vwe of the armature coil 16 of the AC motor 9, and a direct current for detecting the voltage VB of the DC power supply 5. The voltage detection unit 35, the voltage comparison unit 36 that compares the line values of the induced voltages Vue, Vve, and Vwe with the voltage VB of the DC power supply 5, and the switching element (UP˜) of the power module 10 based on the comparison result of the voltage comparison unit 36. WN) includes a pulse period calculation unit 37 that calculates the pulse period of the switching signal and a pulse generation unit 38 that generates the switching signal.
[0049]
With reference to FIGS. 13 and 14, the operation of the pulse period calculator 37 will be described. 13 is an operation explanatory diagram when the battery voltage VB is lower than the lower limit value Ve of the induced voltage line value, and FIG. 14 is an operation explanatory diagram when the battery voltage VB is higher than the lower limit value Ve of the induced voltage line value. In FIGS. 13 and 14, the curve (a) is the waveform of each induced voltage Vue, Vve, Vwe of the AC motor 9, the curve (b) is the line value of each induced voltage, the curve (c) is the magnetic pole position signal θ, the curve ( d) shows a pulse signal waveform of each phase switching element (UP to WN) controlled by the induced voltage and the battery voltage VB.
The relationship between the magnetic pole position θ and each phase induced voltage is expressed by the following equation when each phase induced voltage maximum value Eu0, Ev0, Ew0 is em.
[0050]
[Formula 6]
Vue = −Eu0 · sinθ = −em · sinθ
[0051]
[Expression 7]
Vve = −Ev0 · sin (θ + 2π / 3) = − em · sin (θ + 2π / 3)
[0052]
[Equation 8]
Vwe = −Ew0 · sin (θ−2π / 3) = − em · sin (θ−2π / 3)
[0053]
As shown in curves (a) and (b) of FIGS. 13 and 14, the time when the induced voltage line value becomes the lower limit Ve is the same as the time when the phase voltage value of the induced voltage becomes em / 2. is there.
[0054]
First, the operation during power generation will be described in the case where the battery voltage VB is lower than the lower limit value Ve of the induced voltage line value as shown in FIG. In this case, the rectifying operation converts the induced voltage to a DC voltage by sequentially switching switching elements (UP to WN) that are turned on according to the magnitudes of the induced voltages Vue, Vve, and Vwe, and charges the DC power supply 5. That is, in the switching elements UP, VP, and WP on the upper arm side, the phase in which the induced voltage of each phase becomes the maximum value is sequentially turned on. On the other hand, in the switching elements UN, VN, WN on the lower arm side, the phases in which the induced voltage of each phase becomes the minimum value are sequentially turned on. In this way, the switching element that is turned on according to the magnitude of the induced voltage shifts, so that the rectification operation is performed and the DC power supply 5 is charged.
[0055]
Next, the operation will be described in the case where the battery voltage VB shown in FIG. 14 is higher than the lower limit value Ve of the induced voltage line value. As shown in FIG. 14, when the battery voltage VB is high, each switching element (UP to WN) is turned on and becomes conductive, as shown in the figure, the phase voltage value of the induced voltage is maximized on the upper arm side. And the induced voltage line value is in a range higher than the battery voltage VB. On the lower arm side, the phase value of the induced voltage is the minimum, and the conductive state is established in the range shown in FIG.
[0056]
The operation of synchronous rectification control during power generation according to the present invention will be described with reference to FIG. First, in step S1, it is determined whether to perform power running control or power generation control based on a signal from an external controller. In the case of synchronous rectification control, the process proceeds to step S10. In step S10, the magnetic pole position θ is calculated from the pulse signal output from the magnetic pole position detecting means 13. In step S11, the actual speed ω of the AC motor 9 is calculated from the temporal change of the pulse signal output from the magnetic pole position detection means 13. In step S12, the magnetic flux amount φ interlinked with the armature coil 16 of the stator is calculated from the speed ω calculated in step S11 and the excitation current If of the excitation coil 14 of the rotor detected by the excitation drive circuit 15. In this example, the corresponding flux linkage number φ is obtained from a map of the linkage flux count φ using the excitation current If and the speed ω as parameters, which are measured in advance through experiments or the like.
[0057]
In step S13, the above formulas 6 and 7 are calculated from the number of flux linkages φ calculated in step S12, the speed ω calculated in step S11, and the magnetic pole position θ calculated in step S10. And the induced voltage (Vue, Vve, Vwe) of each phase is calculated using the formula (8). Further, the line-to-line values (Vuv, Vvw, Vwu) of each induced voltage are calculated according to the following formula.
[0058]
[Equation 9]
Vuv = Vue − Vve
[0059]
[Expression 10]
Vvw = Vve − Vwe
[0060]
## EQU11 ##
Vwu = Vwe − Vue
[0061]
In step S14, the voltage of the DC power supply 5 is detected. In step S15, the battery voltage VB detected in step S14 is compared with the line values (Vuv, Vvw, Vwu) of the induced voltages calculated in step S13. In step S16, based on the comparison result in step S15, as shown in FIGS. 13 and 14, the pulse period to be given to each switching element (UP to WN) is calculated. In step S6, each pulse output process is performed to perform synchronous rectification control.
[0062]
In this example, synchronous rectification control is performed during power generation, and rectification is performed using a switching element and a diode connected in reverse parallel to the switching element. Therefore, loss during rectification can be reduced and power generation efficiency can be improved. Further, since the switching speed is low as in the rectangular wave drive control, it is not necessary to use a smoothing capacitor, and the size of the motor control device can be reduced.
[0063]
In the synchronous rectification control described above, the induced voltage (Vuv, Vvw, Vwu) is calculated, and each switching element (UP to WN) is compared with the line value (Vuv, Vvw, Vwu) of each induced voltage and the battery voltage VB. The switching timing is calculated. However, means for detecting the potential between both terminals of each switching element (UP to WN) (potential between source and drain) may be provided, and the element whose detected potential is equal to or lower than a specified value may be switched. That is, when the current generated by the AC motor 9 is rectified in each switching element, the diode connected in antiparallel to each switching element is conducted, but the potential between both terminals of the switching element to which the conducted diode is connected ( The potential between the source and the drain) is used to decrease to near the forward voltage of the diode.
[0064]
The AC motor 9 is connected to the internal combustion engine 1 through the power transmission means 2. Therefore, even when the internal combustion engine 1 is idling, it is necessary that power generation by the AC motor 9 is possible. As described above, power generation by the AC motor 9 is possible when the line values (Vuv, Vvw, Vwu) of the induced voltages are higher than the battery voltage VB. Therefore, even when the internal combustion engine 1 is idling, the induced voltage (Vuv, Vvw, Vwu) of the AC motor 9 must have a region larger than the battery voltage VB.
[0065]
An example of a method for switching between power running control and power generation control will be described with reference to FIG. In the above example, the power running control and the power generation control are switched by the switching command signal 18 from the external controller. However, the power running control and the power generation control may be switched based on the speed ω of the AC motor 9. In this example, as shown in FIG. 16, power running control is performed when the speed ω of the AC motor 9 is equal to or less than the specified speed ω0, and power generation control is performed when the speed ω is greater than the specified speed ω0. That is, when the speed ω of the AC motor 9 is from 0 to the specified speed ω0, power running control is performed to start the internal combustion engine 1, and the rotation of the internal combustion engine 1 is increased to the idling speed. When the internal combustion engine 1 is completely exploded and the speed ω of the AC motor 9 becomes equal to or higher than the specified speed ω0, the control is switched to the power generation control.
[0066]
With reference to FIG. 17, another example of a method for switching between power running control and power generation control will be described. In this example, the power running control is performed until the specified time t0 after the start command signal of the internal combustion engine 1 is input, and thereafter the power generation control is switched. That is, power running control is performed until the specified time t0 after the start command signal for the internal combustion engine 1 is input, and the internal combustion engine 1 is started. When the specified time t0 has elapsed, it is determined that the internal combustion engine is completely detonated, and switching to power generation control is performed.
[0067]
The example of the present invention has been described above, but the present invention is not limited to the above-described example, and various modifications can be made within the scope of the invention described in the claims. It will be understood by the contractor.
[0068]
【The invention's effect】
According to the present invention, since rectangular wave drive control is performed during power running, there is an effect that the voltage utilization rate can be improved.
[0069]
According to the present invention, since synchronous rectification control is performed during power generation, there is an effect that power generation efficiency can be improved.
According to the present invention, there is an effect that noise caused by the switching operation can be solved both during power running and during power generation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a drive system of a vehicle equipped with a vehicle motor control device according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an electrical circuit configuration including a vehicle motor control device according to the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an applied voltage vector of an armature coil broken down into dq axis components in rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 4 is a time chart of each phase induced voltage, armature coil application voltage command, magnetic pole position signal, and pulse signal applied to each switching element in rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a power running control unit that performs rectangular wave drive control according to the present invention.
FIG. 6 is a flowchart showing processing of rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 7 shows a case where the pulse width of the applied voltage command of the armature coil is reduced in the rectangular wave drive control during powering according to the present invention, and each phase induced voltage, the applied voltage command of the armature coil, the magnetic pole position signal, It is a time chart figure of the pulse given to a switching element.
FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the rotational speed of the AC motor and the pulse width of the voltage applied to the armature coil in the rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the battery voltage and the pulse width of the applied voltage of the armature coil in the rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the temperature of the switching element and the pulse width of the applied voltage in the rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the temperature of the armature coil and the pulse width of the applied voltage in the rectangular wave drive control during powering according to the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a power generation control unit that performs synchronous rectification control according to the present invention.
FIG. 13 is a time chart of each phase induced voltage, a magnetic pole position signal, and a pulse applied to each switching element when the battery voltage is lower than the induced voltage line value Ve in the synchronous rectification control during power generation according to the present invention. .
14 is a time chart of each phase induced voltage, a magnetic pole position signal, and a pulse applied to each switching element when the battery voltage is higher than the induced voltage line value Ve in the synchronous rectification control during power generation according to the present invention. FIG. .
FIG. 15 is a flowchart showing a process of synchronous rectification control during power generation according to the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing an example of switching timing between power running control and power generation control according to the present invention.
FIG. 17 is a diagram showing another example of switching timing between power running control and power generation control according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Internal combustion engine, 2 ... Power transmission means, 3 ... Motor control apparatus (motor control apparatus), 4 ... Three-phase power cable, 5 ... DC power supply, 6 ... DC power cable, 7 ... Excitation side cable, 9 ... AC motor DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Power module, 11 ... Power module drive circuit, 12 ... Controller, 13 ... Magnetic pole position detection means, 14 ... Excitation coil, 15 ... Excitation drive circuit, 16 ... Armature coil, 18 ... Power running / power generation from external controller Switching command

Claims

The armature has a three-phase rectifying element and a switching element connected between an armature coil of an AC motor that is drivingly connected to an internal combustion engine and a DC power source, and converts the DC power from the DC power source into an AC to convert the armature In a motor control device having a function of an inverter that supplies power to a coil and a function of a converter that converts AC power generated by the AC motor into DC power and supplies power to the DC power source,
When powering the AC motor, rectangular wave drive control is performed to apply a rectangular wave voltage to the armature coil of the AC motor. When generating the AC motor , the line between the voltage of the DC power source and the induced voltage is used. A motor control device that performs synchronous rectification control for synchronously rectifying AC power generated by the AC motor by calculating a timing for switching the switching element by comparing with a value .

The motor control device according to claim 1, wherein, in the rectangular wave drive control, when a rectangular wave voltage is applied to the armature coil, a current flowing through the switching element is equal to or less than a maximum allowable current value of the switching element. It is comprised in the motor control apparatus characterized by the above-mentioned.

3. The motor control device according to claim 2, wherein a pulse width of the rectangular wave voltage applied to the armature coil is set so that a current flowing through the switching element is equal to or less than a maximum allowable current value of the switching element. The motor control apparatus characterized by the above-mentioned.

3. The motor control device according to claim 2, wherein the resistance value of the armature coil is set so that a current flowing through the switching element is equal to or less than a maximum allowable current value of the switching element. Control device.

2. The motor control device according to claim 1, wherein, in the rectangular wave drive control, the pulse width of the rectangular wave voltage applied to the armature coil maximizes the half cycle (180 °) of the electrical angle of the AC motor, A motor control device that decreases as the speed of the AC motor decreases.

2. The motor control device according to claim 1, wherein, in the rectangular wave drive control, the pulse width of the rectangular wave voltage applied to the armature coil maximizes the half cycle (180 °) of the electrical angle of the AC motor, A motor control device, wherein the motor control device decreases as the voltage of the DC power supply increases.

2. The motor control device according to claim 1, wherein when the rotation speed of the AC motor is smaller than a specified speed, power running is performed by the rectangular wave drive control, and when the rotation speed of the AC motor is higher than a specified speed, the synchronization is performed. A motor control device that performs power generation by commutation control.

In a motor control device for performing power running control and power generation control for an AC motor connected to an internal combustion engine, an inverter function including a rectifying element and a switching element and converting a direct current into an alternating current and a converter function converting a alternating current into a direct current A power module, a power running / power generation switching unit that switches between power running control and power generation control for the AC motor, and a power generation control unit that controls power generation of the AC motor when switched to power generation control by the power running / power generation switching unit. The power generation control unit includes a magnetic pole position detection unit that detects a magnetic pole position or an electrical angle of the AC motor, a speed calculation unit that calculates a rotational speed ω of the AC motor, and an armature of the stator of the AC motor An interlinkage magnetic flux number calculation unit for calculating an amount of magnetic flux φ interlinked with the coil, and each phase induced voltage V of the armature coil of the rotor of the AC motor an induced voltage calculation unit for calculating ue, Vve, Vwe, a DC voltage detection unit for detecting a voltage VB of a DC power source connected to the power module, a line value of the induced voltages Vue, Vve, Vwe and the DC A voltage comparison unit for comparing the voltage VB of the power source, a pulse cycle calculation unit for calculating a cycle of a pulse of the switching signal applied to the switching element of the power module based on a comparison result of the voltage comparison unit, and the pulse cycle calculation unit And a pulse generator that generates a switching signal to be applied to the switching element of the power module based on a pulse period from the motor, and performs synchronous rectification control on the AC motor during power generation. apparatus.